JP3487379B2 - 電源装置、放電灯点灯装置および照明装置 - Google Patents
電源装置、放電灯点灯装置および照明装置Info
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Description
率を向上し、また、入力電流の歪を低減した電源装置、
放電灯点灯装置および照明装置に関する。
特開平5-174986号公報のもの(以下、「従来例1とい
う。」)が知られている。従来例1は、図29に示すよう
に、商用交流電源291の出力電圧を整流する全波整流器2
92の入力側に、定数をある範囲に設定されたコイル293
とコンデンサ294とを設けている。また、全波整流器292
の出力側には、定数をある範囲に設定されたコンデンサ
295が設けられている。そして、全波整流器292の出力端
間にはコンデンサ295と並列的に、互いに直列に接続さ
れた2つのスイッチング素子296、297を有するハ−フブ
リッジ形のインバ−タ回路298を接続している。このイ
ンバ−タ回路298の一方のスイッチング素子297に対し
て、インダクタ299、放電灯300および直流阻止用のコン
デンサ301の直列回路を接続している。
ていない。しかし、目的の記載、波形図等から、つぎの
ように推察される。全波整流器292の出力側のコンデン
サ295は、交流電源291の周波数に対してある程度の平滑
作用を行うとともに、全波整流器292の入力側のコイル2
93およびコンデンサ294は共振電圧を発生する。この共
振電圧は、ハ−フブリッジ形のインバ−タ回路298のス
イッチング素子296のスイッチングに同期して発生す
る。すなわち、スイッチング素子296のオン期間に、イ
ンバ−タ回路298へは最初コンデンサ295から給電する
が、このコンデンサ295は小容量に設定されているため
電圧が低下し、この後は交流電源291から電流が流入す
る。スイッチング素子296がオフした時、流入電流が遮
断されて前記共振電圧が発生する。この共振電圧は、コ
イル293およびコンデンサ294の定数を所定範囲に設定す
ることによって、平滑作用のコンデンサ295の両端電圧
より大きくなる。したがって、この共振電圧によりコン
デンサ295に電流が流入する。このような動作を行わせ
ることにより、交流入力電圧が低い期間においても入力
電流を流すようにして、高入力力率と入力電流の低歪み
化を図ろうとするものである。
0号公報のもの(以下、「従来例2という。」)が知ら
れている。このものは、図30に示すように、交流電源30
2の出力を高周波阻止装置303を介して入力する整流器30
4の出力端間に一対のスイッチング装置305、306を設け
ている。各スイッチング装置305、306には逆向きの電流
を流すためのダイオ−ド307、308を並列接続している。
また、これらスイッチング装置305、306には、直列接続
された2個のコンデンサ309、310が並列接続されてい
る。このコンデンサ309、310は、一方310が他方309より
大容量に選定されている。そして、相対的に小容量のコ
ンデンサ309にはダイオ−ド311が並列接続されている。
一対のスイッチング装置305、306の中間と各コンデンサ
309、310の中間との間にはインダクタ312および放電灯3
13の直列回路が設けられている。また、放電灯313のフ
ィラメントの各一端側の間にはコンデンサ314が接続さ
れている。
期間に整流器304からの出力によりスイッチング装置305
を介してインダクタ312および放電灯313に電流を流すと
ともに、大容量のコンデンサ310を充電する。スイッチ
ング装置305がオフし、他のスイッチング装置306がオン
するまでの間は、インダクタ312の蓄積エネルギにより
コンデンサ310およびダイオ−ド308に電流が流れる。つ
ぎに、スイッチング装置306がオンすると、コンデンサ3
10の充電電荷がスイッチング装置306、インダクタ312お
よび放電灯313を介して放電する。その後、スイッチン
グ装置306がオフして、他のスイッチング装置305がオン
するまでの間は、インダクタ312の蓄積エネルギにより
小容量のコンデンサ309およびダイオ−ド307に電流が流
れる。
流電流が流れる。また、スイッチング装置305のオン期
間に大容量のコンデンサ310を充電する電流が流れ、入
力電流を正弦波に近付けようとするものである。
1の場合、十分な平滑化を行うこと、または十分に入力
電流を低歪化することが困難であると考えられる。その
理由は、交流電源291の零クロス近傍では、交流電源291
からインバ−タ回路298に流入する電流が零もしくは極
めて小さく、大きな共振電圧を得られないことによる。
すなわち、コンデンサ295にて十分に平滑化しようとし
た場合には、大容量のコンデンサ295が用いられること
になり、特に交流電源電圧の零クロス近傍では入力電流
を流せず、大きな共振電圧を得られなくなって、この間
交流電源291から入力電流を流せない。したがって、入
力電流を十分に低歪化することができなくなる。一方、
交流電源291の零クロス近傍において、コンデンサ295の
電圧を低くすることは、十分な平滑化電圧を得られない
ことになる。このように、入力電流の低歪化が得られる
ような回路定数にすると、入力電圧の平滑化が不十分に
なる。このため、ランプ電流の脈動が大きくなり、発光
効率が低下したり、光リプルが増加したりする問題を有
している。
り交流電源側に高周波のリップル電圧が現れることにな
り、このリップル電圧低減のためにさらにインダクタ、
コンデンサ等のフィルタが必要になるという問題も生じ
る。
の波高値が、相対的に大容量のコンデンサ310の電圧以
下の期間(整流器304の脈流出力電圧が零ないしは零近
傍の期間)においては、入力電流を流せないものであ
る。この期間には、大容量のコンデンサ310の放電電流
と、この放電電流に基づくインダクタ312の蓄積エネル
ギによるダイオ−ド311を介する回生電流とが流れるだ
けである。その理由は、インダクタ312と直列に抵抗成
分(点灯中)である放電灯313が直接接続されているた
め、大きな共振電圧を得ることができない結果、コンデ
ンサ309および310の直列回路両端の電圧を前記整流器30
4の出力電圧より低くできないからである。このよう
に、従来例2は、交流電源302(整流器304)から入力電
流を流せない期間が生じ、入力電流の低歪を十分に達成
できないものであった。
脈動を小さくするとともに、入力力率を高くし、入力電
流の高調波を低減した電源装置、放電灯点灯装置および
照明装置を提供することを目的とする。
交流電源の出力電圧を整流して非平滑直流電圧を出力す
る整流装置と;整流装置の出力端間に互いに直列的に設
けられ、整流装置の出力周波数より高い周波数で交互に
オンオフする一対のスイッチング装置と;一方のスイッ
チング装置の両端間に設けられた整流装置の出力周波数
に対して平滑作用を行う第1のコンデンサおよびインダ
クタの直列回路と;一対のスイッチング装置のオンオフ
に応じてインダクタと共同して共振する第2のコンデン
サと;インダクタおよび第2のコンデンサの共振に基づ
いて高周波出力を得る出力回路と;を備えている。
ては、たとえば電界効果トランジスタを用いることがで
きる。この場合、電界効果トランジスタがその構成上内
蔵している寄生ダイオ−ドを逆電流通流用に利用するこ
とができる。また、バイポ−ラ形のトランジスタのよう
にコレクタ・エミッタ間に寄生ダイオ−ドを内蔵しない
スイッチ素子を主として構成してもよく、この場合は、
導通方向を逆にしてダイオ−ドをコレクタ・エミッタ間
に並列接続する。しかし、トランジスタのベ−ス回路の
構成上エミツタ・ベ−ス間にダイオ−ドを接続する場合
には、このダイオ−ドを逆電流通流に利用してもよい。
グ装置が交互にオンオフするとは、一方がオンからオフ
し、他方がオフからオンする間に実質的に両者がオフし
ている期間があっても、なくてもよいものである。そし
て、一対のスイッチング装置のスイッチング周波数は整
流装置の出力周波数より高いものであり、数KHz以上が
好適であり、さらに、可聴周波数以上の20KHz以上であ
ることがより好ましい。
並列的とは、他の電気部品が介在している場合、してい
ない場合の両方を含むことを意味する。
は第2のコンデンサと共同して共振し得るものであれば
よく、たとえばチョ−クコイル、トランス等を使用でき
る。(以上は以下の発明についても同様。) 請求項2記載の発明は、交流電源の出力電圧を整流して
非平滑直流電圧を出力する整流装置と;整流装置の出力
端間に互いに直列的に設けられ、整流装置の出力周波数
より高い周波数で交互にオンオフする一対のスイッチン
グ装置と;一方のスイッチング装置と並列的に設けられ
た相対的に大容量の第1のコンデンサと;一方のスイッ
チング装置および第1のコンデンサの間に介挿されたイ
ンダクタと;他方のスイッチング装置のオン期間に他方
のスイッチング装置およびインダクタと共振回路を形成
する第1のコンデンサより容量が小さい第2のコンデン
サと;を備えている。
に接続され非平滑直流電圧を出力する整流装置と;整流
装置の両出力端の間に互いに直列的に接続され、整流装
置の出力周波数より高い周波数で交互にオンオフする一
対のスイッチング装置と;一方のスイッチング装置と並
列的に接続された相対的に大容量の第1のコンデンサ
と;一対のスイッチング装置の中間および第1のコンデ
ンサの一方の出力端の間に接続されたインダクタと;他
方のスイッチング装置のオン期間に他方のスイッチング
装置およびインダクタ装置と共振回路を形成する第1の
コンデンサより容量が小さい第2のコンデンサと;イン
ダクタの両端から高周波出力を取出す出力回路とを備え
ている。
のいずれか一記載の発明において、第1および第2のス
イッチング装置を略一定の周波数でオンオフするととも
に、これらスイッチング装置のオン期間の割合を変化可
能なスイッチング制御手段を備えている。
のいずれか一記載の発明において、第1および第2のス
イッチング装置を略一定の周波数でオンオフするととも
に、第1および第2のスイッチング装置のオン期間の割
合を変化可能であり、かつ、他方のスイッチング装置の
オン期間を交流電源の半サイクル毎の波高値が大きいと
きは小さく、小さいときは大きくなるように変化させる
スイッチング制御手段を備えている。
のオン期間を波高値に応じて変化させるのは、連続的で
あっても段階的であってもよいものである。
のいずれか一記載の発明において、第1および第2のス
イッチング装置のオンオフ周波数を変化可能なスイッチ
ング制御手段を備えている。
明において、第1および第2のスイッチング装置が、整
流装置の出力電圧の波高値の低い部分では相対的に低い
周波数でオンオフし、波高値が高くなるに従って相対的
に高い周波数でオンオフするようにしている。
のいずれか一記載の発明において、第2のコンデンサ
を、他方のスイッチング装置およびインダクタに対して
並列的に設けている。
のいずれか一記載の発明において、第2のコンデンサ
を、整流装置の出力端間に設けている。
7のいずれか一記載の発明において、第2のコンデンサ
を、整流装置の少なくとも一方の出力端と一対のスイッ
チング装置との間に設けるとともに、第2のコンデンサ
と並列に整流装置の出力極性と同極性にダイオ−ドを設
けている。
以上のコンデンサで構成し、整流装置の正負各出力端と
一対のスイッチング装置との間にそれぞれ設けるように
してもよい。そして、整流装置の出力端間には共振電流
を流すための素子が必要であるが、このような素子とし
ては、高周波パス用として普通に用いられるコンデンサ
を利用することができる。なお、別個に設けてもよい。
7のいずれか一記載の発明において、第2のコンデンサ
を、インダクタと並列的に接続している。
3および6、7のいずれか一記載の発明において、周波
数の上昇にともなってインピ−ダンスが低下するインピ
−ダンス回路を、出力回路に設けている。
12のいずれか一記載の発明において、インダクタの出
力端間に出力回路を形成して負荷に給電するとともに、
負荷と直列的にトランスの一次巻線を設け、第1および
第2のスイッチング装置のドライブ制御をこのトランス
の二次巻線出力にて行うようにしている。
13のいずれか一記載の発明において、第1のコンデン
サを、相対的に大容量の第1のコンデンサと、相対的に
小容量の第2のコンデンサおよびインピ−ダンス素子の
直列回路との並列回路にて構成している。
14のいずれか一記載の発明において、第2のコンデン
サが、容量を可変するキャパシタ可変手段を備えてい
る。
15のいずれか一記載の電源装置の負荷として放電灯を
用いたものである。放電灯としては、水銀ランプ、高圧
ナトリウムランプ、メタルハライドランプのような高圧
放電灯、蛍光ランプのような低圧放電灯等どのようなも
のでも使用可能である。
の所定期間には、他方のスイッチング装置のオン期間を
点灯時より小さくするものである。
は17記載の発明において、放電灯の短絡を検出する短
絡検出手段を設けている。
と、少なくとも放電灯を照明装置本体に装着された請求
項16ないし18のいずれか一記載の放電灯点灯装置と
を備えている。
ンデンサにより、整流装置の非平滑直流電圧をある直流
電圧レベルで平滑化する。また、第2のコンデンサおよ
びインダクタは、一対のスイッチング装置のオンオフに
応じて共振電圧を発生する。この共振電圧は、非平滑直
流電圧の谷部を持上げ、高周波出力電圧の包絡線を平滑
化したものとする。また、前記共振電圧の作用により、
第1のコンデンサおよび第2のコンデンサの両端電圧、
または第1のコンデンサの両端電圧を、一対のスイッチ
ング装置のスイッチングの一周期中に、前記整流装置の
非平滑直流電圧より低くしようとする。したがって、一
対のスイッチング装置のスイッチングの一周期中に、第
1のコンデンサに交流電源から充電電流が流れる。この
ように第1のコンデンサに交流電源から充電電流を流す
ことにより、交流電源の電圧(整流された非平滑直流電
圧)の波高値が低い期間にも入力電流を確保して入力力
率を高めるとともに、入力電流を低歪み化して入力電流
の高調波を減少させる。
および第2のスイッチング装置を略一定の周波数でオン
オフするとともに、これらスイッチング装置のオン期間
の割合を変化可能である。前記オン期間を変化すると、
共振電圧の振幅が変化する。たとえば、一方のスイッチ
ング装置のオン期間を相対的に大きくすると、共振動作
以前にインダクタに流れている電流値が大きくなり、共
振電圧の振幅が大きくなる。したがって、本実施例は、
高周波出力電圧を調整可能である。そして、スイッチン
グ周波数は略一定であるから、たとえばスイッチング周
波数を高めるものに比しスイッング損失が増大すること
はない。
および第2のスイッチング装置のオン期間の割合を変化
可能で、かつ、他方のスイッチング装置のオン期間を交
流電源の半サイクル毎の波高値が大きいときは小さく、
小さいときは大きくなるように変化させる。オン期間の
割合を変化すると、請求項4のものと同様な動作により
出力電圧が調整可能になる。そして、交流電源の半サイ
クル毎の波高値に応じて他方のスイッチング装置のオン
期間を上記関係で変化させる。したがって、一方のスイ
ッチング装置のオン期間は他方のスイッチング装置と逆
の関係で変化する。
小さいときは第2のコンデンサの両端電圧が小さく、共
振時にこの第2のコンデンサに流込む電流が大きくな
る。このように共振電流が大きいため、大きな共振電圧
が発生して高周波出力電圧の包絡線としては、非平滑直
流電源の谷部を持上げたものになる。そして、一対のス
イッチング装置のオン期間を上記関係で変化させること
により、谷部の共振電圧を過度に大きくすることがな
く、所望の大きさに調整する。したがって、高周波出力
電圧の包絡線を、十分平滑化されたものにすることがで
きる。
ッチング周波数を変化させることにより、他方のスイッ
チング装置の絶対的オン期間を変化する。したがって、
上述したことから明かなように高周波出力電圧が変化す
る。
チング装置がオフすると、インダクタ、他方のスイッチ
ング装置(場合によっては並列接続のダイオードを含
む)および第2のコンデンサを含む閉回路が形成され
る。そして、一方のスイッチング装置がオフする以前に
インダクタに蓄積されたエネルギにより、前記閉回路内
に共振電流が流れ、共振電圧が発生する。この共振電流
が逆向きに流れ、第2のコンデンサの両端電圧が整流装
置の出力電圧と逆極性になって、第1のコンデンサの両
端電圧との和の電圧が整流装置の出力電圧より低くなろ
うとすると、整流装置から第1のコンデンサに充電電流
が流れる。したがって、請求項1ないし3の発明につい
て説明したように、一対のスイッチング装置のスイッチ
ングの一周期中に、第1のコンデンサに交流電源から充
電電流が流れる。他方のスイッチング装置がオフする
と、第1のコンデンサが一方のスイッチング装置を介し
てインダクタに電流を流す。
し7のいずれか一記載の電源装置において、第2のコン
デンサを整流装置の出力端子間に接続したため、共振回
路が第1のコンデンサをも含んだ閉回路で形成される。
第1のコンデンサは第2のコンデンサに対して、容量が
大きいため、実質的に共振に関与しない。
いし7のいずれか一記載の電源装置において、第2のコ
ンデンサを整流装置と一対のスイッチング装置との間に
設けたもので、請求項9記載のものと類似の作用にな
る。
デンサをインダクタと並列的に接続したもので、インダ
クタとの閉回路で共振する。したがって、共振電流がイ
ンダクタおよび第2のコンデンサの閉回路にのみ流れ
て、スイッチング装置には流れない。これにより、スイ
ッチング装置における電流損失が低減する。
グ周波数を上昇させると、出力回路のインピ−ダンス回
路のインピ−ダンスが低下する。したがって、周波数の
上昇して高周波出力電圧を小さくしても、第1のコンデ
ンサへの充電電流が流れ、入力電流の低歪み化が達成さ
れる。
すとドライブトランスは出力を停止して、第1および第
2のスイッチング素子の発振を停止させる。したがっ
て、負荷の非装着時にも発振を継続することによる第1
および第2のスイッチング素子のストレス増加を簡単に
防止できる。
デンサで低周波のリップル電流を流して充電し、第4の
コンデンサおよびインダクタの直列回路に高周波のリッ
プル電流を流す。したがって、充電用の第3のコンデン
サとして電解コンデンサを用いた場合、この第3のコン
デンサのリップル電流が低減する。
のコンデンサを容量を変化すると、上述のように共振電
流が変化する。したがつて、共振電圧すなわち高周波出
力電圧を変化可能になる。
求項における電源装置の作用に加えて、高周波出力電圧
の脈動が小さくなる分発光効率が向上して、光リプルが
減少する。
のスイッチング装置のオン期間を放電灯の始動時の所定
期間は点灯時より小さくすることにより、この間高周波
出力電圧を相対的に小さくする。したがって、この間、
フィラメントの予熱を行う。ついで、高周波出力電圧を
放電灯の始動に十分な大きさにする。したがって、放電
灯をスムーズに始動して、放電灯の寿命を劣化させるこ
とがない。
検出手段で放電灯の短絡を検出すると、この短絡検出に
応じてスイッチング装置の作動を停止する。これによ
り、短絡に基づく過電圧を発生しない。
項における放電灯点灯装置と同様の作用になる。
参照して説明する。図1は回路図、図2はスイッチング
装置のオン期間の変化状態を示す図、図3は動作を示す
回路図、図4は他方のスイッチング装置のオン期間を相
対的に小さくした場合の作用を示す各部の電圧、電流波
形図、図5は他方のスイッチング装置のオン期間を相対
的に大きくした場合の作用を示す各部の電圧、電流波形
図、図6は整流装置の入力電流、同出力端間電圧および
負荷電流を示す波形図、図7は他方のスイッチング装置
のオン期間をさらに小さくした場合の作用を示す各部の
電圧、電流波形図である。図1において、たとえば商用
周波数の交流電源1に、チョ−クコイル2およびコンデ
ンサ3からなるフィルタ回路が接続されている。このフ
ィルタ回路には整流装置4としてのダイオ−ドブリッジ
が接続されている。この整流装置4は、たとえば高速ス
イッチング性のダイオ−ドから形成されている。そし
て、整流装置4の出力端間には、第1のスイッチング装
置5および第2のスイッチング装置6が直列に接続され
ている。本実施例におけるこれらスイッチング装置5、
6は、電界効果トランジスタからなるもので、寄生ダイ
オ−ドをそれぞれ逆電流通流用のダイオ−ドとして利用
するようになっている。
本実施例において第1のスイッチング装置5と並列的関
係になるように、インダクタ7としてのリ−ケ−ジ形絶
縁トランスの一次巻線7-1および第1のコンデンサ8と
しての比較的大きな容量の平滑コンデンサの直列回路が
接続されている。この第1のコンデンサ8は、商用交流
電源1の電源周波数に対して平滑作用を有している。
端に出力回路を形成している。すなわちインダクタ7の
二次巻線7-2を出力回路としている。この二次巻線7-2に
は負荷としての放電灯9たとえば蛍光ランプが接続され
ている。また、放電灯9のフィラメント間には、フィラ
メント予熱用のコンデンサ10が接続されている。本実施
例において、インダクタ7のリ−ケ−ジインダクタンス
は、放電灯9の限流インピ−ダンスとしても作用する。
なお、負荷としては、放電灯の他、たとえばモータ、O
A機器の直流負荷等であってもよい。直流負荷の場合に
は、出力回路に適宜整流回路、平滑回路を付加すること
ができる。
実施例において第2のスイッチング装置6に対しては、
インダククタ7の一次巻線7-1を介して第2のコンデン
サ11としての比較的容量の小さい共振用コンデンサが並
列的に接続されている。この第2のコンデンサ11の容量
は第1のコンデンサ8の容量に比べて極端に小さく、イ
ンダクタ7のインダクタンスとの共同により、スイッチ
ング装置5、6のスイッチング周波数において振動波形
を生じる値に選定されている。すなわち、スイッチング
周波数をf、第2のコンデンサ11の容量をC11、インダ
クタ7の等価インダクタンスをL7、放電灯9の等価抵
抗をR9としたとき、これらC11、L7およびR9
は、スイッチング周波数fより大きい共振周波数を呈す
るように選定されている。すなわち、次式
を発生し得るように、
式においてさらに等価抵抗R9を小さくする関係にすれ
ばよい。
装置5、6のオンオフを制御するスイッチング制御手段
12が設けられている。このスイッチング制御手段12は、
スイッチング装置5、6を略一定の周波数でオンオフす
るものである。また、交流電源1の出力電圧(整流装置
4の出力電圧)の波高値の大きさに応じて第2のスイッ
チング装置6のオン期間を図2の関係のように変化可能
なものである。すなわち、交流電源1の出力電圧(整流
装置4の出力電圧)の波高値が大きいときは、オン期間
を小さく、波高値が小さいときは、オン期間を大きくす
る。したがって、第1のスイッチング装置5のオン期間
は、第2のスイッチング装置6と逆の関係に変化する。
さらに、本実施例においては、外部からの信号に応じて
第2のスイッチング装置6のオン期間を変化可能にも構
成されている。具体的構成について説明すると、入力電
圧を検知する検知手段12-1と、この検知手段12-1の検知
電圧に応じてオン期間を変化させる発振手段12-2とを有
してなるものである。発振手段12-2としては、たとえ
ば、PWMコントロ−ラとしてのIC(たとえばテキサス
インスツ−ルメンツ社製のTL494)を使用できる。ま
た、外部からの制御信号入力部12-3を有している。
全体の概略動作はつぎのとおりである。まず、商用交流
電源1の電圧をフィルタ回路を介して整流装置4に入力
して全波整流する。一方、第1のスイッチング装置5お
よび第2のスイッチング装置6を電源周波数より高い周
波数にて交互にオンオフし、インダクタ装置7の二次巻
線7-2に高周波交流電圧を誘起して、放電灯9を高周波
点灯させる。また、第2のコンデンサ11およびインダク
タ7にて共振電圧を発生し、この共振電圧の作用によ
り、整流装置4で整流された電圧の波高値が低い期間で
も交流電源1から電流を流して、高力率化、低歪み化を
図る。
を参照して説明する。なお、図3は、説明に必要な主要
部のみを簡略化して示すもので、図1と同じ部分には同
じ符号を付してある。また、図4ないし7においてVは
電圧、Iは電流であり、それぞれの符号は図1のそれと
一致している(ただし、図4、5および7(イ)のVGS5
は、第1のスイッチング装置5のゲ−ト・ソ−ス間電圧
を示し、同(ハ)のVGS6は、第2のスイッチング装置6
のゲ−ト・ソ−ス間電圧を示す。)。
の波高値が大きい期間について図3および図4を参照し
ながら説明する。なお、波高値が大きい期間は、スイッ
チング制御手段12が検知電圧に応じて第2のスイッチン
グ装置6をそのオン期間が相対的に短くなるように制御
する。
様)においては、第1のコンデンサ8、第1のスイッチ
ング装置5およびインダクタ7の閉回路が形成されるた
め、第1のコンデンサ8に蓄積されていた電荷が前記閉
回路を放電し、図4(ロ)、(チ)に示すように、電流I5、I8
が流れる。
装置5がオフし、第2のスイッチング装置6はその寄生
ダイオ−ドがオンして、インダクタ7および第2のコン
デンサ11が直列共振を呈し、図4(ニ)、(ヌ)のように共振
電流I6、I11が流れる。これによって、第2のコンデン
サ11、インダクタ7の電圧V11、V7には共振電圧が現れ
る。この共振電圧の値は、一方のスイッチング装置5が
オフしたときに遮断される電流値の大きさに左右され
る。そして、前記共振電圧は第2のコンデンサ11の電圧
と第1のコンデンサ8との和に等しい整流装置4の電圧V
4にも現れる。
装置6がオンし、共振電流が極性反転して逆向きの共振
電流が流れる(図4(ニ)、(ヌ))。上記期間(b)、(c)にお
ける共振電圧は、上述のように共振回路の抵抗成分を設
定することにより、整流化脈流電圧より大きくなる。す
なわち、昇圧される。
第2のコンデンサ11および第1のコンデンサ8の両端電
圧も低下しようとするから、整流装置4から第1のコン
デンサ8、インダクタ7および第2のスイッチング装置
6を介して電流I4、I8およびI6が流れる(図4(ヘ)、
(チ)、(ニ))。
装置6がオフし、第1のスイッチング装置5の寄生ダイ
オ−ドがオンして、インダクタ7の蓄積エネルギにより
第1のスイッチング装置5の寄生ダイオ−ドおよび第1
のコンデンサ8に電流I5、I8が流れる(図4(ロ)、(チ))。
そして、期間(a)の状態に戻る。
間について図5を参照しながら説明する。なお、この期
間は、スイッチング制御手段12が電圧を検知して、第2
のスイッチング装置6のオン期間が相対的に大きくなる
ように制御する。この場合の回路動作も基本的には図3
の場合と同様であるが、各部の電圧、電流波形は図5の
ようになる。図5において注目すべき点は、同図(ホ)、
(リ)に示すように、共振電圧の振幅および波高値が図4
に比し大きくなっていることである。これは、非平滑直
流電圧の波高値が小さい期間には、この波高値に応じて
第2のコンデンサ11に充電されている電圧が小さくな
り(図4、5の各(リ)参照)、この分第2のコンデンサ
11に流れ込む電流すなわち期間(b)における初期の
電流値が大きくなるためである。したがって、非平滑直
流電圧の波高値が低くなる期間にはより昇圧でき、非平
滑直流電圧の谷部を持上げることができる。なお、図1
のものはこれまで説明してきたように、図2の関係でス
イッチング装置5、6のオン期間を制御するから、波高
値が小さい期間には第1のスイッチング装置5のオン期
間が相対的に小さくなっている。これにより、第1のス
イッチング装置5に流れる電流値が相対的に小さい段階
で遮断される。これは、期間(b)における初期の共振
電流値を小さくするように作用するから、前述のように
第2のコンデンサ11の充電電圧の関係で共振電圧が大
きくなるものの、極端に昇圧して谷部の電圧値を過度に
大きくすることがない。このように、非平滑直流電圧の
波高値が低くなる期間には、所望に昇圧でき、出力電圧
を平滑化できるものである。
と、交流電源1からの入力電流Iinは、図6(a)に示すよ
うになった。これは、上述のように、期間(d)における
整流装置4からの電流が、整流装置4の非平滑直流電圧
の全期間にわたって流れることを示している。したがっ
て、この電流が、入力力率を高めるとともに、入力電流
の低歪に寄与していることが理解される。なお、この入
力電流Iinの高周波成分は高周波カットフィルタによ
り除去され得る。また、整流装置4の出力端間電圧V4は
図6(b)に示すようになり、放電灯9の電流は図6(c)に
示すようになり、低周波リップルの減少を図れているこ
ととが理解される。
イッチング装置6のオン期間を制御すると、出力電圧を
変化できる。すなわち、第2のスイッチング装置6のオ
ン期間を相対的に大きくすると、出力電圧は大きくな
り、オン期間を相対的に小さくすると、出力電圧は小さ
くなる。したがって、本実施例のように、負荷が放電灯
の場合には、任意に調光点灯が可能になる。図7にオン
期間を一層小さくした場合の各部の電圧、電流波形を示
す。
の突入電流は、インダクタ7が直列に介在しているこ
と、第2のスイッチング装置6が高周波でオンオフする
ことにより低減される。
コンデンサ11の接続位置を反対にしても、同様の効果を
得ることができる。この場合、オン期間を制御するスイ
ッチング装置も逆にする。
本実施例は、インダクタ7’として、格別にリ−ケ−ジ
インダクタンスを持たない絶縁トランスを用い、この絶
縁トランスの一次巻線7'-2に対して、直列にインダクタ
15を接続したものである。その他、図1と同じ部分には
同じ符号を付して説明を省略する。なお、スイッチング
装置5、6は簡略化して図示してある。本実施例におい
ては、インダクタ15が放電灯9の限流インピ−ダンスの
作用を行うものである。
実施例と同様の効果を得ることができることが容易に理
解されるため、作用の説明を省略する。。
本実施例は、図1に示す実施例において、インダクタ7
の一次巻線7-1に対して並列に、コイル16およびコンデ
ンサ17のインピ−ダンス回路を接続したものである。な
お、このインピ−ダンス回路は、図10に示すように、周
波数f1にて特性インピ−ダンスが最小となるものであ
る。
合に比べ、調光点灯させる場合にインバ−タ回路の発振
周波数を高め(図10のf1より左側の範囲内)、出力を低
下させるものである。すなわち、発振周波数を高めるこ
とにより、第2のスイッチング装置6のオン期間も短く
なり、図5ないし7の説明から出力が低下することが理
解できる。
が上昇するに従って特性インピ−ダンスを低下するた
め、電気回路的に開路状態からインダクタ7に並列接続
される状態になる。ここで、並列接続状態になるに従っ
て共振回路の共振周波数が高まるようにインピ−ダンス
回路の定数を設定することによって、共振後に整流装置
4から電流を流す期間(図4、5の(h)参照。)を確保
できるので、電流の休止区間をなくすことができ、全光
点灯から調光点灯に亘って低歪みを図ることができる。
本実施例は、図1に示す実施例において、第1のスイッ
チング装置5’をバイポ−ラトランジスタ5'-1と並列接
続されたダイオ−ド5'-2とで構成し、第2のスイッチン
グ装置6'をバイポ−ラトランジスタ6'-1と並列接続され
たダイオ−ド6'-2とで構成している。また、放電灯9お
よびインダクタ7としての絶縁トランスの二次巻線7-2
の間に、ドライブトランス18の一次巻線18-1を接続し、
第1のスイッチング装置5'のトランジスタ5'-1のベ−ス
・エミッタ間にドライブトランス18の二次巻線18-2を、
第2のスイッチング装置6'のトランジスタ6'-1のベ−ス
・エミッタ間にドライブトランス18の二次巻線18-3を接
続し、各スイッチング装置5'、6'にベ−ス電流を供給す
るようにしている。
放されると、ドライブトランス18の一次巻線18-1に電流
が流れなくなり、ドライブトランス18の各二次巻線18-
2、18-3の出力がなくなるため、各スイッチング装置
5'、6'のベ−ス電流がなくなり、インバ−タ回路の発振
を停止させるものである。
ンバ−タ回路の発振が停止することにより、無負荷時に
もスイッチングする場合に比し、第1および第2のスイ
ッチング装置5'、6'のストレスを低減できる。無負荷状
態は、共振回路の抵抗成分が略零であり、この状態にお
ける共振回路の尖鋭度は大きく、共振電圧も大きい。し
たがって、無負荷状態において、長期間にわたって発振
を継続すると、大きな共振電圧がスイッチング装置
5’、6’に印加し続け、スイッチング装置5、6を劣
化ないしは破壊する虞がある。
5’、6’が電界効果トランジスタの場合には、二次巻
線の出力をゲ−ト・ソ−ス間に供給するように構成す
る。したがって、この場合も同様な効果を得られる。
本実施例は、たとえば図1に示す実施例の回路構成を用
い、図12(a)に示す商用交流電源1の電圧が低い部分で
は、図12(b)に示すように、入力電流が所定の電流とな
る所定の周波数f0でインバ−タ回路の発振を行う。ま
た、商用交流電源1の電圧が高くなる部分では、たとえ
ば破線あるいは実線に示す状態にまで高くするFM変調
を行う。これにより、第2のスイッチング装置のオン期
間を周波数f0の場合より短くし、インバ−タ回路の出
力電圧を低くして、放電灯9を調光状態にするものであ
る。
部分では周波数を固定することにより、この周波数にお
いて電流の休止区間がなくならないように予め条件を設
定しておくことによって、力率改善電流を流すことがで
きるため、高力率を維持し低歪み化を図ることができ
る。
ル電流波形は、インダクタ7のインダクタンスと、第2
のコンデンサ11のキャパシタンスとの共振作用により決
定され、第1のスイッチング装置5だけでは制御できな
い。すなわち、第2のスイッチング装置6のオン期間中
に第1のコンデンサ8および第2のコンデンサ11の電圧
が、整流装置4の入力電圧より低くなる期間を作る必要
があるが、これを確実に達成できるものである。
実施例以外他の実施例にも用いることができる。
本実施例は、図1に示す実施例において、図11に示す実
施例と同様に第1および第2のスイッチング装置5'、6'
としてバイポ−ラトランジスタを主として構成してい
る。また、第1のコンデンサ8に代えて、相対的に大容
量の第3のコンデンサ19およびインピ−ダンス素子とし
てのコイル20の直列回路と、相対的に小容量の第4のコ
ンデンサ21とが並列に接続されている。
ためのエネルギを蓄えるため、大きな容量を必要とす
る。このため、電界コンデンサが用いられるが、電界コ
ンデンサにリップルの大きい電流を流すと、場合によっ
ては電解コンデンサの寿命が短くなる問題がある。この
ため、本実施例は、高周波電流がコンデンサ21にバイパ
スして、電界コンデンサ19には流れないように、インピ
−ダンス素子となるコイル20を設けたものである。
サ19およびコイル20の直列回路で低周波を平滑し、一
方、第4のコンデンサ21は高周波のリプル電流を流し、
第3のコンデンサ19に流れようとする高周波リップル電
流を低減する。
のコンデンサ21にて行い、第4のコンデンサ21の電圧が
低下すると、第4のコンデンサ21に対して第3のコンデ
ンサ19から補充する。
本実施例は、図1に示す実施例において、第2のコンデ
ンサを変形したものである。すなわち、コンデンサ22
と、コンデンサ23およびキャパシタ可変手段としてのス
イッチング素子24の直列回路とで構成している。
スイッチング素子24をオンし、コンデンサ22にコンデン
サ23を並列に接続してこれらの合成容量を大きくする。
これによって、共振周波数を低下させ、予熱、始動時の
過電圧を防止するとともに、予熱始動時の入力電流歪を
抑制する。図15は第8の実施例を示す回路図である。本
実施例は、図14に示す実施例において、スイッチング素
子24に代えて、ダイオ−ド25およびキャパシタ可変手段
としての電界効果トランジスタ26を接続したものであ
る。
することによりコンデンサ23には充電されなくなり、電
界効果トランジスタ26がオンすることによりコンデンサ
23は充電可能になる。なお、ダイオ−ド25によりコンデ
ンサ23の放電は常に可能である。このようにして、共振
用コンデンサ22のみの場合に容量を小さくし、共振用コ
ンデンサ22およびコンデンサ23の並列回路の場合に容量
を大きくし、容量を変化させる。
に示す場合と同様に動作し、同様の効果が得られる。
本実施例は、図16に示す実施例において、共振用コンデ
ンサ22およびコンデンサ23を直列に接続したものであ
る。
することによりコンデンサ23には充電されなくなり、電
解効果トランジスタ26がオンすることによりコンデンサ
23は充電可能になる。なお、ダイオ−ド25によりコンデ
ンサ23の放電は常に可能である。このようにして、共振
用コンデンサ22のみの場合に容量を大きくし、共振用コ
ンデンサ22およびコンデンサ23の並列回路の場合に容量
を小さくし、実質的な容量を変化させる。
す場合と同様に動作し、同様の効果が得られる。
本実施例は、図1に示す実施例において、第1のコンデ
ンサ8の電圧を検出する短絡検出手段としての短絡検出
回路27およびこの短絡検出回路27の動作に基づき第1お
よび第2のスイッチング装置5、6の発振を制御する駆
動回路28を有するものである。
値以上に上昇すると、短絡検出回路27では放電灯9が取
り外されたと判断し、駆動回路28で第1および第2のス
イッチング装置5、6の発振を停止して、インバ−タ回
路の発振を停止させる。
−タ回路の発振を停止させることにより、第1および第
2のスイッチング装置5、6にストレスが加わることを
防止する。
プ電流を検出し、ランプ電流が所定値以上に、たとえば
インダクタ7の一次巻線7-1の電流が所定値以下になっ
たとき、放電灯9が取外されたことを判断してもよい。
プ電圧を検出し、ランプ電圧が所定値以上になったと
き、放電灯9が取外されたことを判断してもよい。
本実施例は、図1に示す実施例において、第2のコンデ
ンサ11'を整流装置4の出力端間に接続したものであ
る。
る。図19も図3と同様に示してある。期間(a)において
は、第1のコンデンサ8からスイッチング装置5’、イ
ンダクタ7の一次巻線7-1に電流が流れる。
巻線7-1、第1のコンデンサ8、第2のコンデンサ11'、
寄生ダイオ−ド6'-2およびインダクタ7の一次巻線7-1
の閉回路が形成される。この期間にインダクタ7および
第2のコンデンサ11'は直列共振を呈する。なお、第1
のコンデンサ8は、第2のコンデンサ11'に対して極め
て大きな容量に選定されているため、このときの共振条
件は、主としてインダクタ7のインダクタンスおよび第
2のコンデンサ11'の容量にて決定される。
6’がオンし、共振電流の極性が反転すると、期間(c)
とは逆向きに共振電流が流れる。そして、この共振によ
り第2のコンデンサ11'の両端電圧が低下して整流装置
4の出力電圧より小さくなろうとすると、整流装置4か
ら、第1のコンデンサ8、インダクタ7の一次巻線7-1
および第1のスイッチング手段6'の回路に電流が流れ
て、第1のコンデンサ8を充電する。このとき、前記の
ように、第1のコンデンサ8は、第2のコンデンサ11'
に対して極めて大きな容量であるから、両者のインピ−
ダンスの関係により、第2のコンデンサ11'にはほとん
ど電流は流れない。
エネルギにより、寄生ダイオ−ド5'-2および第1のコン
デンサ8に電流が流れる。そして、この後、期間(a)の
状態に戻る。
様に動作し、低歪み化などの効果が得られる。
力電圧Vinに対して、図20(b)に示すように入力電流Iin
が低歪み化され、図21(a)に示す入力電圧Vinに対して図
21(b)に示すランプ電流ILも脈動が小さい。
イン・ソ−ス間電圧VDSおよびドレイン電流ID波形は図2
2(a)に示すようになり、整流装置4の出力電圧の大きな
部分bでは図22(b)に示すようになり、整流装置4の出
力電圧の小さな部分cでは図22(c)に示すようになる。
力電流I4は、図23(a)に示すようになり、商用交流電源
1の電圧の小さな部分bでは図23(b)に示すようにな
り、整流装置4の出力電圧の大きな部分cでは図23(c)
に示すようになる。
本実施例は、図18に示す実施例において、第1のコンデ
ンサ8'を第2のスイッチング装置6’側に接続したもの
である。
すると、整流装置4、第1のスイッチング装置5’、イ
ンダクタ7の一次巻線7-1、第1のコンデンサ8’およ
び整流装置4の閉回路で電流が流れ、第1のコンデンサ
8’を充電し、このとき力率改善電流が流れる。
フすると、第1のコンデンサ8’、ダイオ−ド6'-2、イ
ンダクタ7の一次巻線7-1および平滑のコンデンサ8’
の閉回路で電流が流れる。
すると、第1のコンデンサ8'、インダクタ7の一次巻線
7-1、第2のスイッチング装置6’および第1のコンデ
ンサ8’の閉回路で電流が流れる。
フすると、インダクタ7の一次巻線7-1、ダイオ−ド6'-
2、第2のコンデンサ11'、第1のコンデンサ8’および
インダクタ7の一次巻線7-1の閉回路で回生電流が流れ
て第2のコンデンサ11'の電圧が上昇する。そして、第
1のスイッチング装置5’がオンすると第2のコンデン
サ11'の電圧は下がり、整流装置4の出力電圧と等しく
なる。
様に動作し、低歪み化などの効果を得られる。
本実施例は、図24のものと類似しているが、さらに、第
2のコンデンサの一部または全部としてコンデンサ11''
を整流装置4の出力端と一対のスイッチング装置5、6
との間に設けたものである。このコンデンサ11''には、
整流装置4の出力極性と同じ向きにしたダイオ−ド27を
並列に接続している。本実施例において、コンデンサ1
1''だけで実質的に共振作用を行わせるように設定した
場合、コンデンサ11'は高周波パス用として作用する。
また、コンデンサ11''および11'の合成にて所要の共振
作用を行わせるように設定することもできる。さらに、
既述した実施例のように、いずれかのスイッチング装置
と並列的に第2のコンデンサを接続しているものと組合
わせて、3個のコンデンサで所要の共振作用を行わせる
ようにしてもよい。
を2個以上とし、整流装置4の正負各出力端と一対のス
イッチングとの間に設けるようにしてもよい。
る。本実施例は、第2のコンデンサ261をインダクタ
7と並列的に接続したものである。すなわち、図26は
入力巻線7−1と並列接続している。本実施例の作用を
図27を参照して説明する。図27も図3と同様に示し
てある。期間(a)においては、第1のコンデンサ8から
インダクタ7の一次巻線7-1、スイッチング装置5’に
電流が流れる。
巻線7-1および第2のコンデンサ261による閉回路が
形成される。この期間にインダクタ7および第2のコン
デンサ261は共振する。
る。そして、共振電圧により第1および第2のコンデン
サ8、261の両端間電圧が整流装置4の電圧より低下
しようとする期間(d)になると、整流装置4から第1の
コンデンサ8に充電電流が流れる。
第1のコンデンサ8、ダイオ−ドに電流が流れる。つい
で、期間(a)の状態に戻る。
たように、共振電流がスイッチング装置5、6に流れな
い。したがって、スイッチング装置5、6において、共
振電流による電力損失が低減する。また、第2のスイッ
チング装置6に関して、逆極性のダイオードを省略する
ことができる。さらに、第1のコンデンサ8への充電電
流に対するスイッチング素子として第2のスイッチング
装置6が作用するから、高速用のダイオードを用いなく
てもよい。
ある。281は照明装置本体であり、この本体281に放電灯
9が装着されている。また、本体281内には放電灯点灯
装置が配設されている。なお、放電灯点灯装置は本体28
1内に設けず、本体281外に配設するようにしてもよい。
また、本実施例の照明装置は天井直付形のものである
が、これ以外のものであってもよい。
のではない。たとえば、整流装置4に高速用を用いずに
低速用を用い、この低速用の整流装置の出力側に高速用
のダイオ−ドを接続するようにしてもよい。そして、上
記の各実施例を適宜組合わせることも可能である。たと
えば、スイッチング装置のオンオフ周波数を変化させる
ことと、オン期間の割合を変化させることの両方を行わ
せるようにしてもよい。
された非平滑直流電圧の略全期間に亘って、整流装置か
ら入力電流を流すことができるから、平滑化された包絡
線を有する高周波出力を得られながら、交流電源からの
入力電流波形を正弦波に近付けて低歪化を達成できる。
ング装置のオン期間を変化することにより、インダクタ
に蓄積するエネルギを変化でき、出力電圧を調整でき
る。しかも、スイッチング周波数は略一定であるから、
たとえばスイッチング周波数を高めるものに比しスイッ
ング損失を増大させることがない。
グ装置のオン期間の割合を変化することにより、請求項
4のものと同様に出力電圧を調整できる。さらに、交流
電源の半サイクル毎の波高値に応じて一方のスイッチン
グ装置のオン期間を変化させることにより、十分平滑化
された出力電圧とすることができる。
ング周波数を変化させることにより、他方のスイッチン
グ装置の絶対的オン期間を変化でき、出力電圧を変化で
きる。
を他方のスイッチング装置およびインダクタに対して並
列的に接続するから、簡単に構成できる。
を整流装置の出力端子間に接続したため、請求項8記載
のものと同様に簡単に構成できる。
サを整流装置と一対のスイッチング装置との間に設けた
ため、請求項8記載のものと同様に簡単に構成できる。
サをインダクタと並列的に接続ため、請求項8記載のも
のと同様に簡単に構成できる。また、共振電流がスイッ
チング装置に流れないため、スイッチング装置における
電力損失を低減できる。さらに、第2のスイッチング装
置としてバイポーラ形のトランジスタを用いた場合に逆
極性のダイオードを不要にできるとともに、高速用のダ
イオードも不要にできるから、低価格化を図れる。
ともなってインピ−ダンスが低下するインピ−ダンス回
路を出力回路に設けたから、発振周波数を上昇させた場
合でも、低歪み化を達成するための経路のインピ−ダン
スが低く保たれ、十分な共振電流を得られる。
スが負荷の非装着時に第1および第2のスイッチング素
子の発振を停止させるため、第1および第2のスイッチ
ング素子のストレス増加を防止できる。
サが相対的に大容量の第3のコンデンサと、相対的に小
容量の第4のコンデンサおよびインピ−ダンス素子の直
列回路との並列回路にて構成されたため、第3のコンデ
ンサで低周波のリプル電流を流し、第4のコンデンサお
よびインダクタの直列回路に高周波のリプル電流を流す
ので、第3のコンデンサのリプル電流を低減できる。
サが容量を変化可能であるため、共振出力すなわち出力
電圧を変化できる。
さくなり発光効率が向上して、光リプルを減少できる。
ング装置のオン期間を、放電灯の始動時の所定期間は点
灯時より小さくしたものであるから、フィラメントの予
熱を十分行った後始動して、放電灯の寿命を劣化させる
ことがない。
放電灯の短絡を検出し、この短絡検出に応じてスイッチ
ング装置の作動を停止することが可能であるから、短絡
に基づく過電圧を防止できる。
して、ランプ電流の脈動が小さくなり、光リプルを減少
できる。
を示す図
対的に小さくした場合の作用を示す各部の電圧、電流波
形図
対的に大きくした場合の作用を示す各部の電圧、電流波
形図
よび負荷電流を示す波形図
らに小さくした場合の作用を示す各部の電圧、電流波形
図
図
す波形図
す斜視図
グ装置、 6…第2のスイッチング装置、 7…インダク
タ、 8…第1のコンデンサ、 9…放電灯、 11…第2
のコンデンサ、 12…スイッチング制御装置、 281…
照明装置本体。
Claims (19)
- 【請求項1】交流電源の出力電圧を整流して非平滑直流
電圧を出力する整流装置と;整流装置の出力端間に互い
に直列的に設けられ、整流装置の出力周波数より高い周
波数で交互にオンオフする一対のスイッチング装置と;
一方のスイッチング装置の両端間に設けられた整流装置
の出力周波数に対して平滑作用を行う第1のコンデンサ
およびインダクタの直列回路と;一対のスイッチング装
置のオンオフに応じてインダクタと共同して共振する第
2のコンデンサと;インダクタおよび第2のコンデンサ
の共振に基づいて高周波出力を得る出力回路と;を具備
していることを特徴とする電源装置。 - 【請求項2】交流電源の出力電圧を整流して非平滑直流
電圧を出力する整流装置と;整流装置の出力端間に互い
に直列的に設けられ、整流装置の出力周波数より高い周
波数で交互にオンオフする一対のスイッチング装置と;
一方のスイッチング装置と並列的に設けられた相対的に
大容量の第1のコンデンサと;一対のスイッチング装置
の中間および第1のコンデンサの間に介挿されたインダ
クタと;他方のスイッチング装置のオン期間に他方のス
イッチング装置およびインダクタと共振回路を形成する
第1のコンデンサより容量が小さい第2のコンデンサ
と;インダクタおよび第2のコンデンサの共振に基づい
て高周波出力を得る出力回路と;を具備していることを
特徴とする電源装置。 - 【請求項3】入力端を交流電源に接続され非平滑直流電
圧を出力する整流装置と;整流装置の両出力端の間に互
いに直列的に接続され、整流装置の出力周波数より高い
周波数で交互にオンオフする一対のスイッチング装置
と;一方のスイッチング装置と並列的に接続された相対
的に大容量の第1のコンデンサと;一対のスイッチング
装置の中間および第1のコンデンサの一方の出力端の間
に接続されたインダクタと;他方のスイッチング装置の
オン期間に他方のスイッチング装置およびインダクタ装
置と共振回路を形成する第1のコンデンサより容量が小
さい第2のコンデンサと;インダクタの両端から高周波
出力を取出す出力回路と;を具備していることを特徴と
する電源装置。 - 【請求項4】第1および第2のスイッチング装置を略一
定の周波数でオンオフするとともに、これらスイッチン
グ装置のオン期間の割合を変化可能なスイッチング制御
手段を具備していることを特徴とする請求項1ないし3
のいずれか一記載の電源装置。 - 【請求項5】第1および第2のスイッチング装置を略一
定の周波数でオンオフするとともに、第1および第2の
スイッチング装置のオン期間の割合を変化可能であり、
かつ、他方のスイッチング装置のオン期間を交流電源の
半サイクル毎の波高値が大きいときは小さく、小さいと
きは大きくなるように変化させるスイッチング制御手段
を具備していることを特徴とする請求項1ないし3のい
ずれか一記載の電源装置。 - 【請求項6】第1および第2のスイッチング装置のオン
オフ周波数を変化可能なスイッチング制御手段を具備し
ていることを特徴とする請求項1ないし3のいずれか一
記載の電源装置。 - 【請求項7】第1および第2のスイッチング装置は、整
流装置の出力電圧の波高値の低い部分では相対的に低い
周波数でオンオフし、波高値が高くなるに従って相対的
に高い周波数でオンオフすることを特徴とする請求項6
記載の電源装置。 - 【請求項8】第2のコンデンサは、他方のスイッチング
装置およびインダクタに対して並列的に設けられている
ことを特徴とする請求項1ないし7のいずれか一記載の
電源装置。 - 【請求項9】第2のコンデンサは、整流装置の出力端間
に設けられていることを特徴とする請求項1ないし7の
いずれか一記載の電源装置。 - 【請求項10】第2のコンデンサは、整流装置の出力極
性と同極性のダイオ−ドを並列接続されて、整流装置の
少なくとも一方の出力端と一対のスイッチング装置との
間に設けられていることを特徴とする請求項1ないし7
のいずれか一記載の電源装置。 - 【請求項11】第2のコンデンサは、インダクタに並列
的に接続されていることを特徴とする請求項1ないし7
のいずれか一記載の電源装置。 - 【請求項12】周波数の上昇にともなってインピ−ダン
スが低下するインピ−ダンス回路を、出力回路に設けて
いることを特徴とする請求項1ないし3および6、7の
いずれか一記載の電源装置。 - 【請求項13】出力回路をインダクタの両端に形成する
とともに、この出力回路を介して給電される負荷と直列
的にトランスの一次巻線を設け、第1および第2のスイ
ッチング装置のドライブ制御をこのトランスの二次巻線
出力にて行うことを特徴とする請求項1ないし12のい
ずれか一記載の電源装置。 - 【請求項14】第1のコンデンサは、相対的に大容量の
第3のコンデンサと、相対的に小容量の第4のコンデン
サおよびインピ−ダンス素子の直列回路との並列回路に
て構成されていることを特徴とする請求項1ないし13
のいずれか一記載の電源装置。 - 【請求項15】第2のコンデンサは、容量を可変する容
量可変手段を備えていることを特徴とする請求項1ない
し14のいずれか一記載の電源装置。 - 【請求項16】請求項1ないし15のいずれか一記載の
電源装置の出力回路に放電灯を設けていることを特徴と
する放電灯点灯装置。 - 【請求項17】放電灯の始動時の所定期間は、他方のス
イッチング装置のオン期間を点灯時より小さくすること
を特徴とする請求項16記載の放電灯点灯装置。 - 【請求項18】放電灯の短絡を検出する短絡検出手段を
設けていることを特徴とする請求項16または17記載
の放電灯点灯装置。 - 【請求項19】照明装置本体と;少なくとも放電灯を照
明装置本体に装着された請求項16ないし18のいずれ
か一記載の放電灯点灯装置と;を具備していることを特
徴とする照明装置。
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---|---|---|---|
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JP9276194 | 1994-04-28 | ||
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JP6-178925 | 1994-07-29 | ||
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JPH0898555A JPH0898555A (ja) | 1996-04-12 |
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ID=27301313
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JP07375495A Expired - Fee Related JP3487379B2 (ja) | 1994-04-28 | 1995-03-30 | 電源装置、放電灯点灯装置および照明装置 |
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WO2000064222A1 (fr) | 1999-04-16 | 2000-10-26 | Toshiba Lighting & Technology Corporation | Dispositif d'eclairage a lampe a decharge, et dispositif d'eclairage |
JP2008104275A (ja) * | 2006-10-18 | 2008-05-01 | Matsushita Electric Works Ltd | 無負荷時発振停止機能付きの定電流制御型dc−dcコンバータ回路 |
-
1995
- 1995-03-30 JP JP07375495A patent/JP3487379B2/ja not_active Expired - Fee Related
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JPH0898555A (ja) | 1996-04-12 |
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