JP3610636B2 - 温度検出装置、これを搭載した電荷転送装置およびカメラ - Google Patents
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Description
【発明の属する技術分野】
本発明は、温度検出装置、これを搭載した電荷転送装置および温度検出装置を搭載した固体撮像装置をAF(オートフォーカス)センサとして用いたカメラに関する。
【0002】
【従来の技術】
固体撮像装置、例えばCCD(Charge Coupled Device) リニアセンサの用途の1つとして、オートフォーカス(以下、AFと略記する)機能を持つカメラに用いるAFセンサがある。簡単なAFセンサでは、いわゆる三角測量の原理が用いられる。すなわち、図23に示すように、一定の距離Lを隔てて2つのレンズ101,102を設けるとともに、これらレンズ101,102の各々に対して一定の距離dをもって2本のCCDリニアセンサ103,104を配置する。そして、被写体Pをレンズ101,102を通してCCDリニアセンサ103,104上に結像したときの各出力信号に基づいて結像点P1,P2のレンズ101,102の中心からの距離X1,X2を求め、数1の式を満足するように、レンズ101,102の光軸方向の位置を自動的に制御するというものである。
【数1】
D=d×{L/(X1+X2)}
【0003】
上述した如きAFセンサにおいては、低コスト化を図るために、レンズとしてプラスチックレンズなどを用いているのが一般的である。ところで、最近は、高精度のAFセンサを作製するために、多画素高密度のCCDリニアセンサを用いる傾向にあり、その場合、使用するレンズ等の光学系の温度による歪み(収差)変化などに起因する誤差を無視できなくなるため、その誤差を補正する必要がでてくる。そのため、温度変化を検出するための温度検出装置が必要になる。その際、コスト、スペースなどの観点から、温度検出装置をCCDチップにオンチップするのが有利であり、またオンチップ化によってAFセンサ自体の温度を正確に測ることができるので補正精度も向上できることになる。
【0004】
【発明が解決しようとする課題】
この温度検出装置として、従来、図24(a),(b)に示すように、pn接合ダイオードに定常電流を流し、その順方向オン電圧(ターンオン電圧)の電圧値の温度による変動を利用するようにしたものが知られている。これによれば、pn接合ダイオードの順方向オン電圧の電圧値は、シリコンSiの場合、常温では約0.7Vの接合電圧値を示すが、常温での測定と同条件(例えば、電流が同じ)下で温度が上がればこの接合電圧値は減少する。実際には、ダイオード1個当り約−2mV/℃程度の変化であるため、高精度で温度を検出するためには、図25(a),(b)に示すように、ダイオードを複数段(本例では、2段)接続したり、その後段に増幅率の温度依存の少ない増幅回路を接続する工夫が必要である。
【0005】
また、他の温度検出装置として、バイポーラトランジスタのベース・エミッタ接合電圧VBEの電圧値の温度による変動を利用するようにしたものも知られている。しかしながら、pn接合ダイオードやバイポーラトランジスタを用いた温度検出装置は、当然のことながらバイポーラプロセスによって実現されるため、製造上、CCDリニアセンサにオンチップするのは困難である。たとえダイオードについてはオンチップできたとしても、高精度の増幅回路をオンチップするのは困難である。このような理由から、MOSプロセスによって実現できる温度検出装置の開発が望まれている。
【0006】
本発明は、上記課題に鑑みてなされたものであり、その目的とするところは、被測定デバイスのチップにオンチップ可能で、かつ被測定デバイスの温度変化をより正確に検出できる温度検出装置、これを搭載した電荷転送装置およびカメラを提供することにある。
【0007】
【課題を解決するための手段】
本発明による温度検出装置では、信号電荷を転送する電荷転送部と、この電荷転送部で転送された信号電荷を電圧に変換する電荷電圧変換部とを具備する電荷転送装置において、電荷転送部における通常の信号電荷の転送時にはその転送周期に同期してリセットパルスを発生し、信号電荷の非転送時には転送時よりも長い周期でリセットパルスを発生するリセットパルス発生回路を設け、信号電荷の転送時には電荷電圧変換部の出力電圧を信号電圧として導出するのに対し、非転送時には電荷電圧変換部の出力電圧を温度検出電圧として導出する。そして、この温度検出装置を固体撮像装置に搭載するとともに、この固体撮像装置をオートフォーカス機能を持つカメラのAFセンサとして用いる。
【0008】
本発明による他の温度検出装置では、信号電荷を転送する第1の電荷転送部と、この第1の電荷転送部で転送された信号電荷を電圧に変換する第2の電荷電圧変換部とを具備する電荷転送装置において、第1の電荷転送部と同一チップ上に温度検出専用の第2の電荷転送部を作製し、この第2の電荷転送部で転送された電荷を第2の電荷電圧変換部で電圧に変換し、その出力電圧を温度検出電圧として導出する。そして、この温度検出装置を固体撮像装置に搭載するとともに、この固体撮像装置をオートフォーカス機能を持つカメラのAFセンサとして用いる。
【0009】
本発明による他の温度検出装置では、MOSトランジスタを作製し、このMOSトランジスタに対して微小電流を供給する一方、このMOSトランジスタのゲート下の空乏時のポテンシャルを検出し、この空乏時のポテンシャルを所定の基準電圧になるようにフィードバック制御するとともに、温度検出電圧として出力する。
【0010】
本発明によるさらに他の温度検出装置では、互いに直列に接続された駆動MOSトランジスタおよび負荷MOSトランジスタと、負荷MOSトランジスタに微小電流を供給する電流供給回路と、駆動MOSトランジスタのゲート下のチャネルのポテンシャルを出力電圧として検出する検出回路とを具備し、駆動MOSトランジスタと負荷MOSトランジスタとのチャネル幅が等しく、しかも駆動MOSトランジスタのチャネル長が負荷MOSトランジスタのチャネル長よりも短く設定されてなり、検出回路の出力電圧を温度検出電圧として導出する構成となっている。
【0011】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態について図面を参照しつつ詳細に説明する。
図1は、本発明の第1の実施形態に係る温度検出装置を搭載した例えばCCDリニアセンサを示す構成図である。図1において、CCDリニアセンサ10は、入射光をその光量に応じた電荷量の信号電荷に変換して蓄積する光電変換部(画素)11が複数個(例えば、2000画素分)一次元的に配列されてなるセンサ列12と、このセンサ列12の各受光部11から読み出しゲート部13を介して読み出された信号電荷を一方向に転送するCCDからなる電荷転送レジスタ14とを有する構成となっている。
【0012】
この構成において、読み出しゲート部13による信号電荷の読み出しは、外部から読み出しゲートパルスφROGが与えられることによって行われる。また、電荷転送レジスタ14は、転送クロックφ1,φ2によって2相駆動される。この2相の転送クロックφ1,φ2は、センサ列12、読み出しゲート部13および電荷転送レジスタ14が作製されたCCDチップにオンチップにて作製されたタイミング発生回路15において、外部から与えられる基準クロックφCLKに基づいて生成される。このタイミング発生回路15には、後述するリセットパルスφrsを発生するリセットパルス発生回路16が内蔵されている。
【0013】
電荷転送レジスタ14の転送先側の端部には、この電荷転送レジスタ14にて転送された信号電荷を検出して電圧に変換する例えばフローティング・ディフュージョン・アンプ構成の電荷電圧変換部17が設けられている。この電荷電圧変換部17の後段には、例えばソースフォロワ回路からなるバッファ18が設けられている。このバッファ18も、タイミング発生回路15と同様に、CCDチップにオンチップにて作製されている。以上により、CCDリニアセンサ10が構成されており、その出力信号VoutはCCDチップ外に設けられたADコンバータ19にてディジタル化される。
【0014】
図2は、電荷電圧変換部17の周辺部分の構成図である。図2において、電荷電圧変換部17は、N型半導体基板21の上のPウェル22の表面側に形成されたN+型拡散層からなるフローティング・ディフュージョン(FD)23およびリセットドレイン(RD)24と、それらの間のN型拡散層の上方に配されたゲート電極25とからなり、リセットドレイン24には所定の電圧VRDが印加された構成となっており、フローティング・ディフュージョン23には電荷転送レジスタ14から信号電荷が注入され、ゲート電極25には先述したリセットパルスφrsが印加されるようになっている。
【0015】
なお、電荷電圧変換部17としては、フローティング・ディフュージョン・アンプ構成のものに限らず、フローティングゲート構成のものなどであっても良いことは勿論である。この電荷電圧変換部17の出力電圧、即ちフローティング・ディフュージョン23からのFD電圧VFDは、次段のバッファ18に供給される。このバッファ18は、入力段を構成する例えば2段のソースフォロワ回路26と、その出力をサンプルホールドパルスφSHでサンプルホールド(S/H)するサンプルホールド回路27と、そのサンプルホールド出力をCCDリニアセンサ10の出力信号Voutとして導出する出力段を構成するソースフォロワ回路28とから構成されている。
【0016】
上記構成のCCDリニアセンサ10において、本発明の第1の実施形態では、暗電流(ダーク電流)を利用して温度を検出するようにしている。ところで、CCDの暗電流は、CCDの発案当初から問題となっている物性的な要素である。この暗電流は、時間や温度や界面の表面準位密度および欠陥密度(ウエハプロセス)などに依存し、時間に対してはリニアに増加し、温度に対しては指数関数で比例する。実験的には、約8〜10℃の増加で約2倍の電流値になる。また、密度に依存するということは、CCDとしてのアクティブ領域(空乏化領域)の面積を大きくすると増加するということである。
【0017】
通常のCCDの場合は、暗電流は数nA/cm2 以下という微小電流である。また、最近のフローティング・ディフュージョンの変換効率の上昇により、出力電圧としては数mV程度の暗時出力電圧(ただし、センサダーク)として出力されるものもある。しかし、それでも温度検出出力として取り扱うには、出力レベルとして小さい。そこで、本実施形態では、電荷転送レジスタ14の暗電流を電荷電圧検出部17のフローティング・ディフュージョン23に集め、大きな温度検出出力を取り出すようにしている。
【0018】
これを実現するために、図1のリセットパルス発生回路16において、通常信号出力時は各信号電荷の転送前にリセットパルスφrsを発生させるのに対し、温度検出時はリセットパルスφrsを大きく間引いて発生させるようにする。具体的には、通常信号出力時は各信号電荷転送前に電荷電圧変換部17のフローティング・ディフュージョン23を所定の電位VRDにリセットするためにリセットパルスφrsを立てるが、温度検出時はフローティング・ディフュージョン23に暗電流を集める意味でリセットパルスφrsを大きく間引くようにする。このとき、図2に示したように、バッファ18内にサンプルホールド回路27を設けた構成の場合には、サンプルホールドパルスφSHも同様に間引くようにする必要がある。
【0019】
このように、温度検出時には、リセットパルスφrsを大きく間引くことにより、電荷転送レジスタ14の複数段の暗電流電荷の転送を行ってフローティング・ディフュージョン23に集め、ここで加算できるため、大きな暗電流出力を得ることができる。一例として、2000画素のCCDリニアセンサにおいて、例えば1列の信号期間ごとに1回リセットパルスφrsをリセットパルス発生回路16から発生させるようにすれば、通常の2000倍の暗電流電荷がフローティング・ディフュージョン23に集まることになる。ただし、温度検出時には、センサ列12からの信号電荷の読み出しは行わないようにする、即ち読み出しゲートパルスφROGを停止する必要がある。また、転送パルスφ1,φ2については、通常の信号出力時と同様とする。
【0020】
図3は、電荷転送レジスタ14の最終段の転送パルスφ2、リセットパルスφrs、フローティング・ディフュージョン23の出力電圧VFD、サンプルホールドパルスφSHおよびCCDリニアセンサ10の出力信号Voutのタイミングチャートであり、(a)は通常信号出力時のものを、(b)は温度検出時のものをそれぞれ示している。また、図4に、フローティング・ディフュージョン23の付近の断面ポテンシャルを示す。図4から明らかなように、通常信号転送時(a)には、信号電荷に微小な暗電流電荷が加わったものになるのに対し、温度検出時(b)には、微小な暗電流電荷が複数段分だけ加算されたものになる。
【0021】
このようにして得られた暗電流は、前にも述べたように、約8〜10℃で倍の温度特性を持ち、図5に示すような温度特性を示す。バッファ18の動作電圧範囲を大きく設定すれば、−20℃で20mV、60℃で4V程度の出力に対応できる。理論的にこのような安定した傾きを示すため、CCDリニアセンサ10の後段での信号処理にてある基準温度時の出力を記憶しておけば、温度を正確に見積もることができる。
【0022】
図6は、リセットパルス発生回路16の具体的な構成の一例を示すブロック図である。このリセットパルス発生回路16は、読み出しゲートパルスφROGをCL(クリア)入力とし、転送クロックφ1を分周して2048分周出力Vaおよび1024分周出力Vbを出力する分周回路31と、2048分周出力Vaと図1のタイミング発生回路15において通常のタイミングで発生されるリセットパルスφrsoとを2入力とするANDゲート32と、1024分周出力VbをD入力、リセットパルスφrsoをCK(クロック)入力とするDフリップフロップ33と、このDフリップフロップ33の正相出力VcをD入力、リセットパルスφrsoをCK入力するDフリップフロップ34と、Dフリップフロップ33,34の正相出力Vc,逆相出力Vdを2入力とするORゲート35と、2048分周出力Vaを反転するインバータ36と、このインバータ36の反転出力およびORゲート35の出力Veを2入力とするANDゲート37と、ANDゲート37,32の各出力Vf,Vgを2入力とし、リセットパルスφrsを出力するORゲート38とから構成されている。
【0023】
なお、図6の回路例では、リセットパルスφrsのみを生成する場合について説明したが、図2に示したように、バッファ18内にサンプルホールド回路27を設けた構成の場合には、サンプルホールドパルスφSHについても同様にして生成することができる。また、リセットパルス発生回路16については、図6の回路構成に限らず、カウンタやシフトレジスタやデコーダを用いて実現することも可能である。図7は、図6の各部の信号のタイミングチャートである。この例の場合には、転送クロックφ1の2048分周出力Vaの1周期の前半が画素信号出力期間、又その後半においてリセットパルスφrsが発生されるまでが暗電流の蓄積期間、リセットパルスφrsの発生以降が温度検出期間となる。
【0024】
図8は、本発明の第2の実施形態に係る温度検出装置を搭載した例えばCCDリニアセンサを示す構成図である。第1の実施形態では、信号電荷を転送するための電荷転送レジスタ14を温度検出に利用したのに対し、第2の実施形態においては、温度検出専用に電荷転送レジスタ41を設けた構成としている。すなわち、図8において、信号電荷を転送するための電荷転送レジスタ14と同一のCCDチップ上に、例えば電荷転送レジスタ14と同一段数の電荷転送レジスタ41を形成するとともに、その転送先側の端部に電荷電圧変換部42を設け、さらにその後段にバッファ43を配する。そして、電荷電圧変換部17にはリセットパルスφrsoを、電荷電圧変換部42にはリセットパルスφrsをそれぞれリセットパルス発生回路16から与える構成とする。
【0025】
ここで、一例として、2000画素のCCDリニアセンサにおいて、例えば1列の信号期間ごとに1回リセットパルスφrsがリセットパルス発生回路16から発生されるものとすると、電荷転送レジスタ41の各段で発生した暗電流電荷が転送クロックφ1,φ2によって順次電荷電圧変換部42に転送され、そのFD部で加算される。したがって、通常の2000倍の暗電流電荷がFD部に集まるため、大きな温度検出出力Vout′として取り出すことができる。特に、電荷転送レジスタ41を温度検出専用に設けたことにより、常時温度検出が可能となるため、例えば電荷電圧変換部17の信号電荷の転送期間中であっても温度検出出力Vout′を得ることができる。
【0026】
なお、この第2の実施形態の場合には、電荷転送レジスタ41の転送段を電荷転送レジスタ14のそれと同数に設定するとしたが、これに限定されるものではなく、もっと少ない段数にすることも可能である。少なくした場合には、電荷転送レジスタ41の各転送段の容量を電荷転送レジスタ14のそれよりも大きくする、例えば転送段数を1/10にしたら、転送段の容量を10倍に設定することで、レベル的に同程度の温度検出出力Vout′を得ることができる。また、バッファ43を省略して電荷電圧変換部17,42の各出力電圧を選択的にバッファ18に供給するように構成することも可能である。これによれば、出力系を1系統にすることができる。
【0027】
また、上記第1,第2の実施形態では、CCDリニアセンサに適用した場合について説明したが、これに限定されるものではなく、CCDエリアセンサやCCD遅延素子等も含めて空乏化を行い信号電荷を取り扱う電荷転送装置全般に適用可能である。
【0028】
図9は、本発明の第3の実施形態に係る温度検出装置を搭載した例えばCCDリニアセンサを示す構成図であり、図中、図1と同等部分には同一符号を付して示してある。本実施形態では、センサ列12、読み出しゲート部13、電荷転送レジスタ14、タイミング発生回路15および電荷電圧変換部18と同一のチップ(基板)上に、MOSプロセスを用いてポテンシャル‐電圧変換回路51を作製し、MOSトランジスタの閾値電圧Vthの温度変化を利用する構成となっている。すなわち、MOSトランジスタでの温度依存のパラメータとして閾値電圧Vthとドレイン・ソース電流Idsがあるが、閾値電圧Vth(ポテンシャルと同等)の温度変化を利用しようというものである。
【0029】
図10(a)にNMOSを用いたポテンシャル‐電圧変換回路の回路例を、図10(b)にPMOSを用いたポテンシャル‐電圧変換回路の回路例をそれぞれ示す。これらポテンシャル‐電圧変換回路51は、電源Vddと接地間に直列に接続された駆動側MOSトランジスタM1および負荷側MOSトランジスタM2と、電源Vddと接地間に直列に接続されて負荷側MOSトランジスタM2のゲートにバイアス電圧Vggを与えるダイオード接続のMOSトランジスタM3,M4とから構成されている。図11(a),(b)に、ポテンシャル‐電圧変換回路51におけるMOSトランジスタM1,M2の部分の断面図およびポテンシャル図を示す。
【0030】
ここで、NMOSを用いたポテンシャル‐電圧変換回路51の場合を例にとって説明する。MOSトランジスタM1,M2のチャネル幅をW1,W2、チャネル長をL1,L2とした場合において、W1=W2とし、L1を小さく、L2を大きく設定する。一例として、L2/L1=100程度とする。これにより、負荷側MOSトランジスタM2には微小電流が流れ、これに伴って駆動側MOSトランジスタM1に流れる電流も微小電流となるため、MOSトランジスタM1のゲート下のチャネルのポテンシャルVnがそのまま出力電圧Voutとなる。すなわち、上述した如きサイズ比を設定することで、MOSトランジスタM1のゲート下の空乏時のポテンシャルを出力電圧Voutとして検出できる。
【0031】
NMOSを用いたポテンシャル‐電圧変換回路(図10(a)の回路)の入出力特性を図12に示す。この入出力特性は、Vth=1Vの場合の例である。傾きが1でないのは、バックゲート効果等によるものである。また、図13に、Vin=3Vの場合の実際の温度特性例を示す。この特性図において、温度変化は−20〜60℃間で0.1〜0.2V程度であるため、約2mV/℃の温度係数となる。この温度係数では検出精度を出しにくいため、実用的には、このポテンシャル‐電圧変換回路(PVC)51を数段カスケード接続して使用するのが好ましい。
【0032】
図14に、ポテンシャル‐電圧変換回路を3段カスケード接続した場合の温度検出装置の構成を示す。図14において、1段目のポテンシャル‐電圧変換回路51−1の入力端には基準電圧(温度や電源電圧Vdd等に影響を受けない電圧)を印加し、3段目のポテンシャル‐電圧変換回路51−3の出力電圧を検出出力として導出する。そして、この検出電圧をCCDチップ外に設けられたADコンバータ52でディジタル化し、演算処理回路53においてROM54に予め格納されている温度係数‐常温での出力電圧のテーブルを用いてADコンバータ52の出力データから温度を計算し、この検出した温度情報を出力するようにする。
【0033】
図15に、ポテンシャル‐電圧変換回路51の他の構成例として、PMOSを用いた場合の回路例を示す。図15において、(a)はMOSトランジスタM1に対して負荷抵抗Rを直列に接続した構成となっており、(b)はMOSトランジスタM1に対して定電流源Iを直列に接続した構成となっている。これらの回路例に示すように、基本的に、1個のMOSトランジスタM1と、これに微小電流を流す回路を設けた構成とすることにより、MOSトランジスタM1のゲート下の空乏時のポテンシャルを出力電圧Voutとして検出可能なポテンシャル‐電圧変換回路51を構成することができる。
【0034】
図16は、本発明の第4の実施形態に係る温度検出装置を搭載した例えばCCDリニアセンサを示す構成図であり、図中、図1と同等部分には同一符号を付して示してある。CCDリニアセンサには、図2のバッファ18におけるソースフォロワ回路26,28のバイアス電圧Vggを安定化させるためにポテンシャル制御回路61を有するものがあるが、本実施形態では、このポテンシャル制御回路61を温度検出に利用した構成となっている。
【0035】
図17は、NMOSを用いたポテンシャル‐電圧変換回路を使用したポテンシャル制御回路の回路図であり、図中、図10(a)と同等部分には同一符号を付して示してある。図17において、電源Vddと接地間に直列に接続された駆動側MOSトランジスタM1および負荷側MOSトランジスタM2によってポテンシャル‐電圧変換部62が構成され、電源Vddと接地間に直列に接続されたダイオード接続のMOSトランジスタM3,M4によって負荷側MOSトランジスタM2のゲートにバイアス電圧Vgg1が印加されている。以上の構成は、図10(a)のポテンシャル‐電圧変換回路の構成と同じである。
【0036】
このポテンシャル‐電圧変換部62の出力はコンパレータ63の反転(−)入力となり、このコンパレータ63において、その非反転(+)入力となる基準電圧Vinと比較される。このコンパレータ63には、電源Vddと接地間に直列に接続されたダイオード接続のMOSトランジスタM5,M6によってバイアス電圧Vgg2が与えられている。
【0037】
コンパレータ63は、電源Vddと接地間に直列に接続されて(+)側の入力段を構成するMOSトランジスタM7,M8と、(−)側の入力段を構成するMOSトランジスタM9,M10と、ソースが共通接続されて差動動作をなすMOSトランジスタM12,M13と、その電流源となるMOSトランジスタM11と、MOSトランジスタM12,M13の各ドレインと接地間に接続されて電流ミラー回路を構成するMOSトランジスタM14,M15とからなり、MOSトランジスタM7,M9,M11の各ゲートにバイアス電圧Vgg2が印加された構成となっている。
【0038】
上記構成のポテンシャル制御回路61において、ポテンシャル‐電圧変換部62では、第3の実施形態の場合と同様の原理により、MOSトランジスタM1のゲート下の空乏時のポテンシャルが検出される。このポテンシャル‐電圧変換部62の出力電圧は、コンパレータ63において基準電圧Vinと比較され、その比較出力によってポテンシャル‐電圧変換部62のMOSトランジスタM1のゲート電圧を制御する。これにより、MOSトランジスタM1のゲート下の空乏時のポテンシャルが、基準電圧Vinに等しくなるようにフィードバック制御される。そして、このポテンシャル制御回路61の出力電圧Vout′が、図2のバッファ18におけるソースフォロワ回路26,28にそのバイアス電圧Vggとして与えられることで、バイアス電圧Vggの安定化が図られる。また、この出力電圧Vout′は、温度検出電圧としてCCDチップ外に取り出される。
【0039】
図18に、PMOSを用いたポテンシャル‐電圧変換回路を使用したポテンシャル制御回路の回路構成を示す。このポテンシャル制御回路は、図17のポテンシャル制御回路とは極性が逆になっている点で相違しているだけであり、基本的には全く同じ回路構成となっている。
【0040】
図19に、ポテンシャル制御回路61における基準電圧対出力電圧の特性を示す。この特性は、Vth=1Vの場合の例である。傾きが1でないのは、バックゲート効果等によるものである。また、図20に、実際の温度特性例を示す。この特性図において、温度変化は−20〜60℃間で0.1〜0.2V程度であるため、約2mV/℃の温度係数となる。この温度係数では検出精度を出しにくいため、実用的には、このポテンシャル制御回路(PC)61を数段カスケード接続して使用するのが好ましい。
【0041】
図21に、ポテンシャル制御回路を3段カスケード接続した場合の温度検出装置の構成を示す。図21において、1段目のポテンシャル制御回路61−1の入力端には基準電圧(温度や電源電圧Vdd等に影響を受けない電圧)を印加し、3段目のポテンシャル制御回路61−3の出力電圧を検出出力として導出する。そして、第3の実施形態の場合と同様に、この検出電圧をCCDチップ外に設けられたADコンバータ52でディジタル化し、演算処理回路53においてROM54に予め格納されている温度係数‐常温での出力電圧のテーブルを用いてADコンバータ52の出力データから温度を計算し、この検出した温度情報を出力するようにする。
【0042】
なお、この第4の実施形態では、図2のバッファ18に与えるバイアス電圧Vggを安定化させるためのポテンシャル制御回路61を温度検出に利用するとしたが、バイアス電圧Vggの安定化の回路を持たないCCDリニアセンサの場合には、センサ列12、読み出しゲート部13、電荷転送レジスタ14、タイミング発生回路15および電荷電圧変換部18と同一のCCDチップ(基板)上に、MOSプロセスを用いてポテンシャル制御回路61を作製し、その出力電圧の変化分から周囲温度を求めるようにすれば良い。
【0043】
また、上記第3,第4の実施形態では、CCDリニアセンサに適用した場合について説明したが、これに限定されるものではなく、CCDエリアセンサやCCD遅延素子などの電荷転送デバイス全般に適用可能であり、さらにCCDとは無関係にMOS回路としての温度検出装置そのものとして使用可能である。
【0044】
図22は、第1〜第4の実施形態に係る温度検出装置を搭載したCCDリニアセンサを、AFセンサとして用いたオートフォーカス機能を持つカメラの一例を示す概略構成図である。図22において、カメラ本体71内には、AFセンサとしてのCCDリニアセンサ10、その出力信号のピーク値を検出し、これをホールドするピークホールド回路72およびCCDリニアセンサ10を駆動するためのクロックφCLKや読み出しゲートパルスφROG等の各種のタイミング信号を発生するタイミングジェネレータ73などが内蔵されている。
【0045】
また、外部回路として、ピークホールド回路72からのピークホールド出力PHoutに基づいてタイミングジェネレータ73のタイミングを制御することによって露光時間を調整する露光調整回路74と、ピークホールド回路72からの信号出力Vout(CCDリニアセンサ10の信号出力と同じ)に基づいてフォーカスずれ量を算出するとともに、この算出したフォーカスずれ量をCCDリニアセンサ10の温度検出出力Vout′に基づいて補正する演算回路75と、この演算回路75から出力される温度補正後のフォーカスずれ量に基づいてレンズ76をその光軸方向に移動させることによってフォーカス調整を行うAF制御回路77とが設けられている。
【0046】
このように、オートフォーカス機能を持つカメラにおいて、温度検出装置をオンチップにて搭載したCCDリニアセンサをAFセンサとして用いることで、AFセンサ自体の温度を正確に測ることができるので、使用するレンズ等の光学系の歪み(収差)変化などに起因する誤差の補正精度を向上できる。したがって、より正確なオートフォーカス制御が可能となる。
【0047】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明の第1,第2の実施形態によれば、電荷転送部に発生する暗電流を利用して温度を検出するようにしたことにより、温度検出装置をオンチップにて実現できるため、被測定デバイスの温度をより正確に検出することができる。
【0048】
また、本発明の第3,第4の実施形態によれば、MOSトランジスタのゲート下の空乏時のポテンシャルを検出するようにしたことにより、MOSプロセスにて温度検出装置を被測定デバイスのチップ上に作製できるため、被測定デバイスの温度をより正確に検出することができる。
【図面の簡単な説明】
【図1】本発明の第1の実施形態に係る温度検出装置を搭載したCCDリニアセンサを示す構成図である。
【図2】電荷電圧変換部の周辺部分の構成図である。
【図3】電荷電圧変換部の周辺部分の動作説明のためのタイミングチャートである。
【図4】FD付近の断面ポテンシャル図である。
【図5】第1の実施形態に係る温度特性図である。
【図6】リセットパルス発生回路の構成の一例を示すブロック図である。
【図7】リセットパルス発生回路の動作説明のためのタイミングチャートである。
【図8】本発明の第2の実施形態に係る温度検出装置を搭載したCCDリニアセンサを示す構成図である。
【図9】本発明の第3の実施形態に係る温度検出装置を搭載したCCDリニアセンサを示す構成図である。
【図10】ポテンシャル‐電圧変換部の回路構成を示す回路図である。
【図11】MOSトランジスタM1,M2部分の断面図およびポテンシャル図である。
【図12】ポテンシャル‐電圧変換回路の入出力特性図である。
【図13】ポテンシャル‐電圧変換回路の温度特性図である。
【図14】第3の実施形態に係る温度検出装置の構成ブロック図である。
【図15】ポテンシャル‐電圧変換部の他の構成例を示す回路図である。
【図16】本発明の第4の実施形態に係る温度検出装置を搭載したCCDリニアセンサを示す構成図である。
【図17】NMOSの場合のポテンシャル制御回路の回路構成を示す回路図である。
【図18】PMOSの場合のポテンシャル制御回路の回路構成を示す回路図である。
【図19】ポテンシャル制御回路の入出力特性図である。
【図20】ポテンシャル制御回路の温度特性図である。
【図21】第4の実施形態に係る温度検出装置の構成ブロック図である。
【図22】本発明に係るカメラの一例の概略構成図である。
【図23】オートフォーカス(AF)の原理図である。
【図24】従来例を示す回路図(その1)である。
【図25】従来例を示す回路図(その2)である。
【符号の説明】
10 CCDリニアセンサ
12 センサ列
14,41 電荷転送レジスタ
15 タイミング発生回路
16 リセットパルス発生回路
17,42 電荷電圧変換部
51 ポテンシャル‐電圧変換回路
61 ポテンシャル制御回路
Claims (7)
- 信号電荷を転送する電荷転送部と、
前記電荷転送部における通常の信号電荷の転送時にはその転送周期に同期してリセットパルスを発生し、信号電荷の非転送時には転送時よりも長い周期でリセットパルスを発生するリセットパルス発生回路と、
前記リセットパルスに同期してリセット動作を行いつつ前記電荷転送部で転送された電荷を電圧に変換し、信号電荷の転送時には信号電圧として、非転送時には温度検出電圧として出力する電荷電圧変換部と
を備えたことを特徴とする温度検出装置。 - 信号電荷を転送する電荷転送部と、
前記電荷転送部における通常の信号電荷の転送時にはその転送周期に同期してリセットパルスを発生し、信号電荷の非転送時には転送時よりも長い周期でリセットパルスを発生するリセットパルス発生回路と、
前記リセットパルスに同期してリセット動作を行いつつ前記電荷転送部で転送された電荷を電圧に変換し、信号電荷の転送時には信号電圧として、非転送時には温度検出電圧として出力する電荷電圧変換部と
を備えたことを特徴とする電荷転送装置。 - 入射光をその光量に応じた電荷量の信号電荷に変換する複数個の光電変換部からなるセンサ部と、
前記センサ部から読み出された信号電荷を転送する電荷転送部と、
前記電荷転送部における通常の信号電荷の転送時にはその転送周期に同期してリセットパルスを発生し、信号電荷の非転送時には転送時よりも長い周期でリセットパルスを発生するリセットパルス発生回路と、
前記リセットパルスに同期してリセット動作を行いつつ前記電荷転送部で転送された電荷を電圧に変換し、信号電荷の転送時には信号電圧として、非転送時には温度検出電圧として出力する電荷電圧変換部と
を具備する固体撮像装置をオートフォーカスセンサとして用いたことを特徴とするカメラ。 - 信号電荷を転送する第1の電荷転送部と、
前記第1の電荷転送部で転送された信号電荷を検出して電圧に変換する第1の電荷電圧変換部と、
前記第1の電荷転送部と同一チップ上に作製されて温度検出専用に設けられた第2の電荷転送部と、
前記第2の電荷転送部で転送された電荷を電圧に変換して温度検出電圧として出力する第2の電荷電圧変換部と
を備えたことを特徴とする電荷転送装置。 - 入射光をその光量に応じた電荷量の信号電荷に変換する複数個の光電変換部からなるセンサ部と、
前記センサ部から読み出された信号電荷を転送する第1の電荷転送部と、
前記第1の電荷転送部で転送された信号電荷を検出して電圧に変換する第1の電荷電圧変換部と、
前記第1の電荷転送部と同一チップ上に作製されて温度検出専用に設けられた第2の電荷転送部と、
前記第2の電荷転送部で転送された電荷を電圧に変換して温度検出電圧として出力する第2の電荷電圧変換部と
を具備する固体撮像装置をオートフォーカスセンサとして用いたことを特徴とするカメラ。 - MOSトランジスタと、
前記MOSトランジスタに微小電流を供給する電流供給回路と、
前記MOSトランジスタのゲート下の空乏時のポテンシャルを検出し、温度検出電圧として出力する検出回路と、
前記空乏時のポテンシャルを所定の基準電圧になるようにフィードバック制御するフィードバック回路と
を備えたことを特徴とする温度検出装置。 - 互いに直列に接続された駆動MOSトランジスタおよび負荷MOSトランジスタと、
前記負荷MOSトランジスタに微小電流を供給する電流供給回路と、
前記駆動MOSトランジスタのゲート下のチャネルのポテンシャルを出力電圧として検出する検出回路とを具備し、
前記駆動MOSトランジスタと前記負荷MOSトランジスタとのチャネル幅は等しく、
前記駆動MOSトランジスタのチャネル長は前記負荷MOSトランジスタのチャネル長よりも短く設定されてなる
ことを特徴とする温度検出装置。
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