JP3602229B2 - PWM converter control method - Google Patents

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は三相交流と直流との間の電力変換を行う、ＰＷＭコンバータの制御方法、特に変調方法に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
電動機駆動装置、あるいは、無停電電源装置等の電力変換装置の順変換部としてコンバータが用いられている。特に、効率，力率，雑音発生防止の点から、正弦波コンバータが用いられており、図３に従来の正弦波コンバータを示す。
【０００３】
図３中、１は交流電源、２はコンバータ主回路を示し、コンバータ主回路２は電力用半導体素子から成るコンバータ回路２１と、直流平滑コンデンサ２２、交流リアクトル２３、及び電流検出器２４から成っている。３はコンバータ装置の負荷であり、例えば、電動機駆動用のインバータ装置や無停電電源装置のインバータ回路である。４は制御部を示す。
【０００４】
制御部４は、直流電圧制御部５と、基準波形発生部６と、電流制御部７と、ＰＷＭ発生部８と、搬送波発生部９、及びゲート増幅部１０から構成される。３相コンバータ装置では、基準波形発生部６は各相用の３つの信号を発生するとともに、電流制御部７とＰＷＭ発生部８とは３相各相毎に設けられる。
【０００５】
各部の動作を説明する。直流電圧制御部５は、加算器５２と演算増幅器５３とにより、直流電圧設定器５１の出力である直流電圧指令Ｖｄｃ＊とコンバータの出力である直流電圧Ｖｄｃとの誤差を演算増幅し、コンバータ直流電流指令値Ｉｄ＊を出力する。
【０００６】
基準波形発生部６は、基準正弦波発生器６１から成る。基準正弦波発生器６１は、交流電源１の３つの各相電圧Ｖｒ，Ｖｓ，Ｖｔと位相が一致し、波高値が１の基準正弦波信号Ｓｒ，Ｓｓ，Ｓｔを出力し、該信号は各相の電流制御部７に与えられる。
【０００７】
電流制御部７は、掛け算器７１と、加算器７２、及び演算増幅器７３から成っている。掛け算器７１は、直流電圧制御部５の出力であるコンバータ直流電流指令値Ｉｄ＊と、基準正弦波発生器６１の出力である基準正弦波信号Ｓｒ，Ｓｓ，Ｓｔとを乗算し、コンバータ交流電流指令Ｉｃｒ＊，Ｉｃｓ＊，Ｉｃｔ＊を出力する。該コンバータ交流電流指令は、位相が交流電源電圧Ｖｒ，Ｖｓ，Ｖｔと一致し、振幅がコンバータ直流電流指令値Ｉｄ＊に比例した波形となる。
【０００８】
加算器７２と演算増幅器７３とは、コンバータ交流電流指令Ｉｃｒ＊，Ｉｃｓ＊，Ｉｃｔ＊と、電流検出器２４で検出されたコンバータの交流電源電流Ｉｃｒ，Ｉｃｓ，Ｉｃｔとの誤差を演算増幅し、コンバータ電圧指令Ｖｉｒ＊，Ｖｉｓ＊，Ｖｉｔ＊を出力する。
【０００９】
ＰＷＭ発生部８は、比較器８１から成る。比較器８１は、コンバータ電圧指令Ｖｉｒ＊，Ｖｉｓ＊，Ｖｉｔ＊と、搬送波発生部９からの三角波ＴＷとを比較し、各相毎のＰＷＭ波形ＰＷｒ，ＰＷｓ，ＰＷｔを出力する。該ＰＷＭ波形は、ゲート増幅部１０を介して各半導体素子に送られる。この時、ゲート増幅部１０では、一つの相のＰ側の素子とＮ側の素子との切り替わり時に、両方の素子がともに消弧している期間、いわゆるデッドタイムが設けられる。
【００１０】
図４はゲート増幅部１０の例を一相分について示す。図４中、１０１は反転器であり、１０２，１０３はＣＫ端子に入力されるクロック信号の立ち上がり時点から一定期間Ｑ端子にワンショットパルス“Ｈ”信号を出力するモノマルチバイブレータである。１０４はＮＯＲゲート、１０５，１０６はＡＮＤゲートであって、１０７，１０８はゲート増幅器を示している。
【００１１】
ＰＷＭ発生部８からのＰＷＭ波形ＰＷｒ，ＰＷｓ，ＰＷｔはモノマルチバイブレータ１０２のＣＫ端子に与えられ、モノマルチバイブレータ１０２はＰＷＭ波形の立ち上がりエッジでワンショットパルスを発生する。同様に、ＰＷＭ波形は反転器１０１を介してモノマルチバイブレータ１０３に与えられ、モノマルチバイブレータ１０３はＰＷＭ波形の立ち下がりエッジでワンショットパルスを発生する。
【００１２】
ＮＯＲゲート１０４は前記の２個のワンショットパルスのＮＯＲ論理を採る。従って、ＮＯＲゲート１０４の出力は、ＰＷＭ波形の立ち上がりと立ち下がりとの両エッジで“Ｌ”のワンショットパルスを発生する。該ワンショットパルスとＰＷＭ波形とのＡＮＤ論理をとることによって、Ｐ側素子のゲート波形が得られる。同様に、該ワンショットパルスとＰＷＭ波形の反転波形とのＡＮＤ論理をとることにより、Ｎ側素子のゲート波形が得られる。
【００１３】
これら２つのゲート波形の変化時には、ＮＯＲゲート１０４の出力により、必ず両方が“Ｌ”の期間、すなわちデッドタイムが確保される。これら２つのゲート波形は、ゲート増幅器１０７，１０８を介してＰ側，Ｎ側の各素子をドライブする。以上の構成により、交流電源１の電圧位相と一致させるようにコンバータ回路２１の交流電流を制御しながら、直流電圧を一定に制御することができる。
【００１４】
図５は図３の回路の動作波形を示している。図５中、ａ）の実線は搬送波発生部９の出力ＴＷを示すもので、破線はＰＷＭ発生部に与えられるコンバータ電圧指令Ｖｉｒ＊，Ｖｉｓ＊，Ｖｉｔ＊を示しており、ｂ），ｃ），ｄ）及びｅ）は、Ｒ相の各部の波形を示している。すなわちｂ）はＰＷＭ発生部の出力ＰＷｒを示し、ｃ）はゲート増幅部１０内のＮＯＲゲート１０４の出力を示す。ｄ）及びｅ）はゲート増幅部のＲ相の出力を示し、ｄ）はＰ側の素子、ｅ）はＮ側の素子に与えられるゲート信号を示している。図中のＴｄはゲート増幅部１０において作られるデッドタイムを示す。
【００１５】
図６は図５の拡大図であって、コンバータ電圧指令の１相分のみについて、各種の変調度の代表的な時点を表したものであり、ａ），ｂ），ｃ），ｄ），ｅ）ともに図５と同じものを示している。図６のＴａの期間は、コンバータ電圧指令Ｖｉｒ＊が三角波ＴＷのピークよりも小さい、すなわち変調度が１以下の場合を示している。ａ）において実線で示された三角波ＴＷとコンバータ電圧指令Ｖｉｒ＊とを比較した結果、ｂ）に示したようにＰＷＭ波形ＰＷｒのパルス幅Ｔ１がデッドタイムＴｄよりも充分長い場合には、Ｐ側素子，Ｎ側素子とも、充分な導通期間、あるいは消弧期間を有し、確実な導通、あるいは消弧ができる。
【００１６】
しかし、パルス幅Ｔ１が短くなりデッドタイムＴｄに近づいた場合には、Ｎ側の素子の導通期間Ｔ１１が短くなり、ゲート増幅部の遅れや、素子のターンオン時間、負荷状態の違いにより、素子が導通したり導通できなかったりする。すなわち、Ｎ側の素子の導通期間Ｔ１１にパルスが出たり出なかったりする。このような動作の不確定な要素が安定な制御を阻害する。
【００１７】
図６に示したＴｃの期間は、コンバータ電圧指令Ｖｉｒ＊が三角波ＴＷのピークよりも大きい、すなわち変調度が１を超えている場合を示している。この場合には、比較器の出力は変化せず、ＰＷＭ波形も変化せず、素子の導通，消弧の変化は起こらない。
【００１８】
図６に示したＴｂの期間のように、コンバータ電圧指令Ｖｉｒ＊が三角波ＴＷのピーク値に近い時点では、ＰＷＭ波形ＰＷｒのパルス幅Ｔ２はＴａの期間におけるパルス幅Ｔ１より更に短くなる。パルス幅Ｔ２がデッドタイムＴｄよりも短くなると、図４中の２つのモノマルチバイブレータ１０２と１０３との出力がラップし、Ｎ側の素子は消弧し続け、Ｐ側の素子はＴ２＋Ｔｄの期間消弧する。
【００１９】
更にパルス幅Ｔ１が短くなり、ＰＷＭ波形にＴ２のパルスが無くなると、図４中の２つのモノマルチバイブレータ１０２と１０３とへのトリガが無くなって、ＮＯＲゲート１０４の出力は“Ｈ”のままになり、Ｐ側の素子も導通し続ける。すなわち、ＰＷＭ波形のパルスが消滅する直前と消滅後とで、Ｐ側の素子の消弧期間がＴｄから零に急変する。このようにゲート信号が不連続に変わることは、電流，電圧の制御が不連続になり、安定した制御を阻害する。
【００２０】
【発明が解決しようとする課題】
以上のように、変調率が１を超えるような、あるいは、１付近のＰＷＭ変調では、変調度が１付近でゲートのパルス幅が不連続に変化したり、発生が不規則になり、電流，電圧制御が不連続になり、安定した制御を阻害したり、リップルを発生する。また、変調度が１を超えることにより、制御利得が変化し、電源電流に波形歪を発生させる。
【００２１】
本発明においては、制御の不安定や、波形歪，リップルの発生を防ぐことを目的とし、より低い変調度にて所望の制御特性を得ることができ、変調度が１あるいは過変調になりにくい方法を提供する。
【００２２】
【課題を解決するための手段】
本発明によるＰＷＭコンバータ制御方法は、三相交流電源電圧と直流電圧とを相互に変換するコンバータ部と、交流電源電流を指令する電流指令信号と、該電流指令信号と交流電源電流との誤差を演算増幅する電流制御部、及び該電流制御部の出力が加えられ該出力に応じたＰＷＭ波形を発生するＰＷＭ発生部を有し、該ＰＷＭ発生部の出力信号をコンバータ部に与えることにより交流電源電流を前記電流指令信号に一致させる制御を行うコンバータの制御方法において、バイアス波形を有し、該バイアス波形は三相交流電源電圧に同期した三相正弦波の頭部をリミットするとともに、該リミット動作により減少した分を他の２相に加減算して得た波形とし、該波形と前記電流制御部の出力との和をＰＷＭ発生部に加えるようにしたことを特徴とする。
【００２３】
すなわち、本発明によるＰＷＭコンバータ制御方法においては、基準波形発生部に基準バイアス発生器を設けて、基準正弦波発生器と同様に位相が電源電圧と一致した基準バイアス波形を出力する。またその波形は、基準正弦波発生器の出力である基準正弦波信号Ｓｒ，Ｓｓ，Ｓｔのうちの最大である相の波形をピーク値の０．８６６倍（＝ＳＩＮ６０°）に制限するとともに、最大である相の波形が０．８６６を超えた分を他の２相の正弦波形から加減した波形とする。
【００２４】
更に、基準波形発生部に、バイアス変調率算出器と掛け算器とを追加する。ここで、バイアス変調率算出器は、電源電圧と目標とする直流電圧との比に比例したバイアス変調率を出力する。前記基準バイアス波形発生器の出力にバイアス変調率を掛けたものをバイアス電圧指令とし、該バイアス電圧指令と電流制御部の出力との和に応じたＰＷＭ波形をＰＷＭ発生部にて出力する。
【００２５】
【作用】
前記の手段により、３相各相の基準バイアス波形の振幅を正弦波の０．８６６倍（＝ＳＩＮ６０°）に制限することにより、従来の電流制御部の出力に現れていたコンバータ電圧指令に比べて、バイアス電圧指令の最大値は約１３％小さく抑えられ、広い範囲の直流電圧，電源電圧に対して過変調にならないで制御ができる。従って、ＰＷＭ波形ＰＷｒ，ＰＷｓ，ＰＷｔには必ずパルスが現れ、ゲート増幅部１０内のモノマルチバイブレータの動作に基づくゲートパルスの不連続な動作は生じない。
【００２６】
また、３相のバイアス電圧指令の波形は頭部が平らな波形であるため、電源電圧の中性点からみた各相の電圧は頂部が平らな波形となり、正弦波とはならないが、３相のバイアス電圧指令の相互の差の波形は従来の電流制御部の出力と同等の正弦波となっているため、線間電圧としては正弦波となっており、波形の歪率を損なうこともない。
【００２７】
なお、前記の制限値は必ずしも０．８６６倍である必要はなく、１未満であって０．８６６以上であればそれなりの効果はある。何となれば、この制限値を小さくするほど変調率の最大値が小さくなるため、より広い範囲の直流電圧や電源電圧に対して過変調とならずに制御できる。
【００２８】
その制限値を０．８６６（＝ＳＩＮ６０°）以下にすると、三つの基準バイアス波形のうちの二つの基準バイアス波形が同時に制限される帰還が生じる。二つの基準バイアス波形が制限されて一定値になってしまうと、その期間中は当該線間電圧は一定になってしまう。すなわち歪を発生する。他の一相基準バイアス波形を修正するだけでは三相の電流を制御できない。かようにして、最も効果の大きい制限値は０．８６６となる。
【００２９】
さらには、電源電圧と位相の一致したバイアス電圧指令により、ＰＷＭ波形を発生しコンバータを運転すれば、電流制御部の出力が零であっても直流電圧は電源電圧に比例した電圧値に安定する。したがって、バイアス電圧指令を電源電圧と目標とする直流電圧との比に応じて変化させれば、電流制御部の出力が零であってもほぼ直流電圧を一定値に保つことができる。このことは、バイアス電圧指令があれば、さらにはバイアス電圧指令を電源電圧と目標とする直流電圧との比に応じて変化させれば、電流制御部のゲインは小さくてもよいことを意味する。
【００３０】
【発明の実施の態様】
図１に本発明の一実施例による正弦波コンバータ装置の構造を示しており、従来例を示す図３と同一の符号は同一の部分を示している。本発明では、基準波形発生部６に基準バイアス波形発生器６４と、バイアス変調率算出器６２、および掛け算器６３が追加されており、また、加算器１１が追加されている。掛け算器６３は、基準バイアス波形発生器６４の出力とバイアス変調率算出器６２の出力との積をとり、バイアス電圧指令Ｖｂｒ＊，Ｖｂｓ＊，Ｖｂｔ＊を出力する。ＰＷＭ発生部８には、加算器１１によって、掛け算器６３の出力である各相のバイアス電圧指令Ｖｂｒ＊，Ｖｂｓ＊，Ｖｂｔ＊と、電流制御部７の出力である各相のコンバータ電圧指令Ｖｉｒ＊，Ｖｉｓ＊，Ｖｉｔ＊とのそれぞれの和信号Ｖｒ＊，Ｖｓ＊，Ｖｔ＊が与えられて、該信号に応じてＰＷＭ波形を出力する。
【００３１】
図２は基準正弦波Ｓｒ，Ｓｓ，Ｓｔと、基準バイアス発生器６４の出力Ｓｂｒ，Ｓｂｓ，Ｓｂｔの波形を示す。
【００３２】
まず、期間Ｔｅについて説明する。Ｓｒ，Ｓｓ，Ｓｔは波高値１の正弦波である。期間ＴｅではＲ相の波形Ｓｒの瞬時値はＳ相およびＴ相の波形Ｓｓ，Ｓｔの瞬時値と比べて最も大きい値となっている。Ｒ相の波形Ｓｒが最も大きい絶対値を有する６０度の期間Ｔｅは、Ｒ相の基準バイアス波形Ｓｂｒは０．８６６一定とする。これはＳＩＮ６０°の値である。また、この期間中は、基準バイアス波形Ｓｂｒが基準正弦波Ｓｒより低下した分だけ、Ｓ相およびＴ相の基準バイアス波形Ｓｂｓ，Ｓｂｔも減少（絶対値としては増加）させる。
【００３３】
他の６０度の期間においても、その期間中に絶対値が最大の基準正弦波の相の基準バイアス波形を０．８６６に固定するとともに、該相の基準バイアス波形と基準正弦波との差を他の２相の基準正弦波から加減算したものを基準バイアス波形とする。以上のような基準バイアス波形は、電子回路によるリミッタ回路や加減算回路によっても実現できるが、マイクロコンピュータを使用した制御回路では、メモリテーブルを設けることにより簡単に実現できる。
【００３４】
バイアス変調率算出器６２は、交流電源電圧Ｖｒ，Ｖｓ，Ｖｔの大きさ、例えば実効値Ｖｒｍｓ と直流電圧設定器５１の出力である直流電圧指令Ｖｄｃ＊とから、直流電圧が直流電圧指令とほぼ同じ値で交流電源電圧と直流電圧が平衡するようなバイアス変調率Ｋｂを算出する。具体的には、ＫｂはＶｒｍｓ ／Ｖｄｃ＊に比例した値となる。
【００３５】
掛け算器６３は、基準バイアス波形発生器６４の出力Ｓｂｒ，Ｓｂｓ，Ｓｂｔとバイアス変調率Ｋｂとを乗算し、バイアス電圧指令Ｖｂｒ＊，Ｖｂｓ＊，Ｖｂｔ＊を出力する。該バイアス電圧指令は基準バイアス波形Ｓｂｒ，Ｓｂｓ，Ｓｂｔと同じ形状をし、基準正弦波発生器６１の出力Ｓｒ，Ｓｓ，Ｓｔと同じ位相で、且つ波高値がバイアス変調率Ｋｂの０．８６６倍の波形である。
【００３６】
ＰＷＭ発生部８は、加算器１１により演算される、バイアス電圧指令Ｖｂｒ＊，Ｖｂｓ＊，Ｖｂｔ＊と、電流制御部７の出力のコンバータ電圧指令Ｖｉｒ＊，Ｖｉｓ＊，Ｖｉｔ＊との和に応じたＰＷＭ波形を出力する。
【００３７】
以上の構成では、バイアス電圧指令Ｖｂｒ＊，Ｖｂｓ＊，Ｖｂｔ＊が、直流電圧から電源電圧に応じた交流電圧を出力する変調率を持つため、電流制御部７の出力のコンバータ電圧指令Ｖｉｒ＊，Ｖｉｓ＊，Ｖｉｔ＊は、制御すべき電源電流の交流リアクトル，電源インピーダンスによる電圧降下分のみを制御すればよく、電流制御部の出力の振幅はバイアス電圧指令に対してはごく小さくなり、変調度はほぼバイアス電圧指令で決まる。
【００３８】
また、基準バイアス波形及びバイアス電圧指令は、波高値が従来の電流制御部の出力よりも１３％低い状態でも、３相の基準バイアス波形及びバイアス電圧指令の相互の差は１００％の波高値の正弦波となっているため、線間電圧には従来通りの電圧が出力される。すなわち、従来よりも１３％低い変調度にて従来通りの線間電圧を出力することができ、しかも、線間電圧波形は正弦波に保たれる。
【００３９】
以上の説明では、制御部４は、直流電圧制御部５と、電流制御部７と、電流検出器２４とによりコンバータ交流電流を制御するループを構成している場合で、しかも、交流電源電流を正弦波とする正弦波コンバータの場合を示したが、本発明は電流制御ループを内部に持ち、交流電源電流を電流指令に一致させるように制御するように構成した制御回路に対して適用でき、電流指令の形状や発生手段にかかわらず適用できる。
【００４０】
アクティブフィルタの制御回路に適用した例を図７に示す。図７中の図１と同一の符号は同一の部分を示している。図７では、電源１には歪電流を発生する負荷３ａがつながれている。アクティブフィルタ２ａは負荷３ａが発生する歪電流波形から歪電流成分を検出し、該歪電流成分を発生して負荷に供給することにより、電源には歪の無い正弦波電流のみが流れるようにするものである。
【００４１】
図７では、負荷３ａの電流を検出する電流検出器３１が設けられ、制御部４には、高調波検出器６５と加算器７４とが設けられている。高調波検出器６５は、電流検出器３１で検出された負荷３ａへの負荷電流Ｉｌｒ，Ｉｌｓ，Ｉｌｔから高調波電流のみを検出して、高調波補正指令Ｉｈｒ＊，Ｉｈｓ＊，Ｉｈｔ＊を発生する。該高調波補正指令は、掛け算器７１の出力と加減算されて、コンバータ交流電流指令Ｉｃｒ＊，Ｉｃｓ＊，Ｉｃｔ＊となる。従って、コンバータの電源電流はアクティブフィルタ内のコンデンサ２２の電圧を一定にするための電流に加えて、負荷３ａに流れる高調波電流を重畳させた電流に制御される。
【００４２】
前記の高調波電流が負荷３ａへの高調波電流を供給するために、電源１には高調波が流れない。以上のように、図７の回路においても、基準バイアス波形発生器６４と、バイアス変調率算出器６２と、掛け算器６３とによって得られるバイアス電圧指令Ｖｂｒ＊，Ｖｂｓ＊，Ｖｂｔ＊の機能は有効に動作し、前記図１のコンバータの例と同様な効果を発揮する。
【００４３】
【発明の効果】
以上に詳細に説明したように、本発明によるＰＷＭコンバータ制御方法によれば、従来よりも低い変調率にて所望の制御をすることができるので、変調率が１から離れて、変調率１付近で発生するゲート信号や素子の不連続な動作や、不安定な動作に基づく制御の不安定や波形歪を無くし、所望の制御を実現することができる。
【００４４】
以上の説明では、制御部は、直流電圧制御部５と、電流制御部７と、電流検出部２４とによりコンバータ交流電流を制御するループを構成している場合で、しかも、交流電源電流を正弦波とする正弦波コンバータの場合を示したが、本発明は電流制御ループを内部に持ち、交流電源電流を正弦波とする場合に限らず、任意の形状の電流に制御する場合にも適用できる。
【００４５】
また、基準バイアス波形の波高値を０．８６６（＝ＳＩＮ６０°）に制限する場合について説明したが、該波高値は適用に応じて、１未満で０．８６６以上の任意の値に設定しても効果が得られる。また、バイアス変調率算出器によるバイアス変調率の算出の仕方も、適用によっては直流電圧や直流電圧指令のみや交流電源電圧のみから求めることもできる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明のＰＷＭコンバータ制御方法の一実施例における、正弦波コンバータ装置の構成を示すブロック図である。
【図２】本発明のＰＷＭコンバータ制御方法の一実施例における、基準バイアス波形を示すグラフである。
【図３】従来の正弦波コンバータ装置の構成の一例を示すブロック図である。
【図４】正弦波コンバータ装置に使用されるゲート増幅部の構成例を示すブロック図である。
【図５】従来の正弦波コンバータ装置の動作波形を示すグラフである。
【図６】動作波形を詳細に説明するために図５を拡大して示した動作波形を示すグラフである。
【図７】本発明のＰＷＭコンバータ制御方法の他の実施例によるアクティブフィルタの構成を示すブロック図である。
【符号の説明】
１ 交流電源
２ コンバータ主回路
２ａ アクティブフィルタ
３ コンバータ装置の負荷
３ａ 負荷
４ 制御部
５ 直流電圧制御部
６ 基準波形発生部
７ 電流制御部
８ ＰＷＭ発生部
９ 搬送波発生部
１０ ゲート増幅部
１１ 加算器
２１ コンバータ回路
２２ 直流平滑コンデンサ
２３ 交流リアクトル
２４ 電流検出器
３１ 電流検出器
５１ 直流電圧設定器
５２ 加算器
５３ 演算増幅器
６１ 基準正弦波発生器
６２ バイアス変調率算出器
６３ 掛け算器
６４ 基準バイアス波形発生器
６５ 高調波検出器
７１ 掛け算器
７２ 加算器
７３ 演算増幅器
７４ 加算器
８１ 比較器
１０１ 反転器
１０２，１０３ モノマルチバイブレータ
１０４ ＮＯＲゲート
１０５，１０６ ＡＮＤゲート
１０７，１０８ ゲート増幅器
Ｉｃｒ，Ｉｃｓ，Ｉｃｔ コンバータの交流電源電流
Ｉｃｒ＊，Ｉｃｓ＊，Ｉｃｔ＊ コンバータ交流電流指令
Ｉｄ＊ コンバータ直流電流指令値
Ｉｈｒ＊，Ｉｈｓ＊，Ｉｈｔ＊ 高調波補正指令
Ｉｌｒ，Ｉｌｓ，Ｉｌｔ 負荷電流
Ｋｂ バイアス変調率
ＰＷｒ，ＰＷｓ，ＰＷｔ 各相毎のＰＷＭ波形
Ｓｂｒ，Ｓｂｓ，Ｓｂｔ 基準バイアス発生器の出力
Ｓｒ，Ｓｓ，Ｓｔ 基準正弦波信号
Ｔ１，Ｔ２ パルス幅
Ｔ１１ Ｎ側の素子の導通期間
Ｔａ，Ｔｂ，Ｔｃ 期間
Ｔｄ デッドタイム
Ｔｅ 期間
ＴＷ 三角波
Ｖｂｒ＊，Ｖｂｓ＊，Ｖｂｔ＊ バイアス電圧指令
Ｖｄｃ 直流電圧
Ｖｄｃ＊ 直流電圧指令
Ｖｉｒ＊，Ｖｉｓ＊，Ｖｉｔ＊ コンバータ電圧指令
Ｖｒ，Ｖｓ，Ｖｔ 各相の交流電源電圧
Ｖｒ＊，Ｖｓ＊，Ｖｔ＊ バイアス電圧指令と電流制御部の出力との和信号[0001]
TECHNICAL FIELD OF THE INVENTION
The present invention relates to a control method of a PWM converter for performing power conversion between three-phase alternating current and direct current, and particularly to a modulation method.
[0002]
[Prior art]
2. Description of the Related Art A converter is used as a forward converter of a power conversion device such as a motor drive device or an uninterruptible power supply device. In particular, a sine wave converter is used in terms of efficiency, power factor, and prevention of noise generation. FIG. 3 shows a conventional sine wave converter.
[0003]
In FIG. 3, 1 indicates an AC power supply, 2 indicates a converter main circuit, and the converter main circuit 2 includes a converter circuit 21 composed of a power semiconductor element, a DC smoothing capacitor 22, an AC reactor 23, and a current detector 24. I have. Reference numeral 3 denotes a load of the converter device, for example, an inverter device for driving a motor or an inverter circuit of an uninterruptible power supply. Reference numeral 4 denotes a control unit.
[0004]
The control unit 4 includes a DC voltage control unit 5, a reference waveform generation unit 6, a current control unit 7, a PWM generation unit 8, a carrier generation unit 9, and a gate amplification unit 10. In the three-phase converter device, the reference waveform generator 6 generates three signals for each phase, and the current controller 7 and the PWM generator 8 are provided for each of the three phases.
[0005]
The operation of each unit will be described. DC voltage control unit 5 uses adder 52 and operational amplifier 53 to arithmetically amplify an error between DC voltage command Vdc * output from DC voltage setting device 51 and DC voltage Vdc output from the converter. The current command value Id * is output.
[0006]
The reference waveform generator 6 includes a reference sine wave generator 61. The reference sine wave generator 61 outputs reference sine wave signals Sr, Ss, St having the same phase as the three phase voltages Vr, Vs, Vt of the AC power supply 1 and having a peak value of 1. It is provided to the phase current controller 7.
[0007]
The current control unit 7 includes a multiplier 71, an adder 72, and an operational amplifier 73. The multiplier 71 multiplies the converter DC current command value Id * output from the DC voltage control unit 5 by the reference sine wave signals Sr, Ss, St output from the reference sine wave generator 61 to obtain a converter AC current. The command Icr *, Ics *, Ict * is output. The converter AC current command has a waveform whose phase coincides with AC power supply voltages Vr, Vs, and Vt, and whose amplitude is proportional to converter DC current command value Id *.
[0008]
The adder 72 and the operational amplifier 73 compute and amplify an error between the converter AC current commands Icr *, Ics *, Ict * and the converter AC power currents Icr, Ics, Ict detected by the current detector 24, It outputs converter voltage commands Vir *, Vis *, Vit *.
[0009]
The PWM generator 8 includes a comparator 81. The comparator 81 compares the converter voltage commands Vir *, Vis *, Vit * with the triangular wave TW from the carrier generator 9 and outputs PWM waveforms PWr, PWs, PWt for each phase. The PWM waveform is sent to each semiconductor element via the gate amplifier 10. At this time, in the gate amplifying unit 10, a so-called dead time is provided when both the elements are extinguished when switching between the P-side element and the N-side element of one phase.
[0010]
FIG. 4 shows an example of the gate amplification unit 10 for one phase. In FIG. 4, reference numeral 101 denotes an inverter, and reference numerals 102 and 103 denote monomultivibrators which output a one-shot pulse "H" signal to a Q terminal for a certain period from a rising point of a clock signal input to a CK terminal. 104 is a NOR gate, 105 and 106 are AND gates, and 107 and 108 are gate amplifiers.
[0011]
The PWM waveforms PWMr, PWM and PWt from the PWM generator 8 are applied to the CK terminal of the mono multivibrator 102, and the mono multivibrator 102 generates a one-shot pulse at the rising edge of the PWM waveform. Similarly, the PWM waveform is given to the mono-multivibrator 103 via the inverter 101, and the mono-multivibrator 103 generates a one-shot pulse at the falling edge of the PWM waveform.
[0012]
The NOR gate 104 adopts the NOR logic of the two one-shot pulses. Therefore, the output of the NOR gate 104 generates an "L" one-shot pulse at both the rising and falling edges of the PWM waveform. By taking AND logic between the one-shot pulse and the PWM waveform, a gate waveform of the P-side element can be obtained. Similarly, by taking AND logic of the one-shot pulse and the inverted waveform of the PWM waveform, a gate waveform of the N-side element can be obtained.
[0013]
When these two gate waveforms change, the output of the NOR gate 104 ensures that both are "L", that is, a dead time is secured. These two gate waveforms drive P-side and N-side elements via gate amplifiers 107 and 108. With the above configuration, the DC voltage can be controlled to be constant while controlling the AC current of the converter circuit 21 so as to match the voltage phase of the AC power supply 1.
[0014]
FIG. 5 shows operation waveforms of the circuit of FIG. In FIG. 5, the solid line a) shows the output TW of the carrier generation unit 9, and the broken line shows the converter voltage commands Vir *, Vis *, Vit * given to the PWM generation unit, and b) and c). , D) and e) show the waveforms of each part of the R phase. That is, b) shows the output PWr of the PWM generator, and c) shows the output of the NOR gate 104 in the gate amplifier 10. d) and e) show the output of the R phase of the gate amplifier, d) shows the P-side element, and e) shows the gate signal given to the N-side element. Td in the figure indicates a dead time created in the gate amplifier 10.
[0015]
FIG. 6 is an enlarged view of FIG. 5 and shows typical time points of various modulation factors for only one phase of the converter voltage command, and includes a), b), c), d), and e) Both show the same thing as FIG. The period Ta in FIG. 6 shows a case where the converter voltage command Vir * is smaller than the peak of the triangular wave TW, that is, the degree of modulation is 1 or less. As a result of comparing the triangular wave TW indicated by the solid line with the converter voltage command Vir * in a), if the pulse width T1 of the PWM waveform PWr is sufficiently longer than the dead time Td as shown in b), the P side Both the element and the N-side element have a sufficient conduction period or arc extinguishing period, and can reliably conduct or extinguish the arc.
[0016]
However, when the pulse width T1 becomes short and approaches the dead time Td, the conduction period T11 of the N-side element becomes short, and the element is turned on due to the delay of the gate amplifier, the turn-on time of the element, and the difference in the load state. It may or may not conduct. That is, a pulse may or may not appear during the conduction period T11 of the N-side element. Such uncertain factors of the operation hinder stable control.
[0017]
The period of Tc shown in FIG. 6 shows a case where the converter voltage command Vir * is larger than the peak of the triangular wave TW, that is, the degree of modulation exceeds 1. In this case, the output of the comparator does not change, the PWM waveform does not change, and no change occurs in the conduction and extinction of the element.
[0018]
When the converter voltage command Vir * is close to the peak value of the triangular wave TW, as in the period Tb shown in FIG. 6, the pulse width T2 of the PWM waveform PWr is shorter than the pulse width T1 in the period Ta. When the pulse width T2 becomes shorter than the dead time Td, the outputs of the two monomultivibrators 102 and 103 in FIG. 4 overlap, the N-side element continues to extinguish, and the P-side element extinguishes for a period of T2 + Td. Arc.
[0019]
Further, when the pulse width T1 becomes shorter and the pulse of T2 disappears in the PWM waveform, there is no trigger to the two monomultivibrators 102 and 103 in FIG. 4, and the output of the NOR gate 104 remains "H". That is, the P-side element also keeps conducting. That is, the arc extinguishing period of the element on the P side suddenly changes from Td to zero immediately before and after the PWM waveform pulse disappears. When the gate signal changes discontinuously in this manner, the control of the current and the voltage becomes discontinuous, which hinders stable control.
[0020]
[Problems to be solved by the invention]
As described above, in the PWM modulation in which the modulation rate exceeds 1, or in the vicinity of 1, the pulse width of the gate changes discontinuously or the generation becomes irregular when the modulation degree is in the vicinity of 1, and the current, Voltage control becomes discontinuous, hindering stable control and generating ripples. Further, when the modulation factor exceeds 1, the control gain changes, causing waveform distortion in the power supply current.
[0021]
In the present invention, an object of the present invention is to prevent control instability, waveform distortion, and ripples, to obtain a desired control characteristic at a lower modulation factor, and to prevent the modulation factor from being 1 or overmodulation. Provide a method.
[0022]
[Means for Solving the Problems]
A PWM converter control method according to the present invention includes a converter section for mutually converting a three-phase AC power supply voltage and a DC voltage, a current command signal for commanding an AC power supply current, and an error between the current command signal and the AC power supply current. An AC power supply that has a current control unit for performing arithmetic amplification and a PWM generation unit to which an output of the current control unit is added and generates a PWM waveform corresponding to the output; and an output signal of the PWM generation unit is provided to a converter unit. In a converter control method for controlling a current to match the current command signal, the converter has a bias waveform, the bias waveform limiting the head of a three-phase sine wave synchronized with a three-phase AC power supply voltage, and It is characterized in that a waveform obtained by adding and subtracting the amount reduced by the operation to and from the other two phases is obtained, and the sum of the waveform and the output of the current control unit is added to the PWM generation unit. To.
[0023]
That is, in the PWM converter control method according to the present invention, a reference bias generator is provided in the reference waveform generator, and a reference bias waveform whose phase matches the power supply voltage is output similarly to the reference sine wave generator. In addition, the waveform limits the waveform of the maximum phase of the reference sine wave signals Sr, Ss, St, which is the output of the reference sine wave generator, to 0.866 times the peak value (= SIN60 °). A waveform in which the maximum phase waveform exceeds 0.866 is a waveform obtained by adding or subtracting from the other two-phase sine waveforms.
[0024]
Further, a bias modulation factor calculator and a multiplier are added to the reference waveform generator. Here, the bias modulation rate calculator outputs a bias modulation rate proportional to the ratio between the power supply voltage and the target DC voltage. A bias voltage command is obtained by multiplying the output of the reference bias waveform generator by a bias modulation rate, and a PWM waveform corresponding to the sum of the bias voltage command and the output of the current controller is output by the PWM generator.
[0025]
[Action]
By limiting the amplitude of the reference bias waveform of each of the three phases to 0.866 times the sine wave (= SIN60 °) by the above-described means, the amplitude of the reference bias waveform can be reduced compared to the converter voltage command that appears in the output of the conventional current control unit. Therefore, the maximum value of the bias voltage command is suppressed to about 13%, and control can be performed without overmodulation over a wide range of DC voltage and power supply voltage. Therefore, a pulse always appears in the PWM waveforms PWr, PWs, and PWt, and a discontinuous operation of the gate pulse based on the operation of the monomultivibrator in the gate amplifier 10 does not occur.
[0026]
In addition, since the waveform of the three-phase bias voltage command has a flat head, the voltage of each phase as viewed from the neutral point of the power supply voltage has a flat waveform at the top and does not become a sine wave. Since the waveform of the difference between the bias voltage commands is a sine wave equivalent to the output of the conventional current control unit, the line voltage is a sine wave, and the waveform distortion rate is not impaired. .
[0027]
Note that the above-mentioned limit value does not necessarily have to be 0.866 times, and if it is less than 1 and 0.866 or more, there is a certain effect. In other words, the smaller the limit value is, the smaller the maximum value of the modulation factor is, so that it is possible to control a wider range of DC voltage and power supply voltage without overmodulation.
[0028]
When the limit value is set to 0.866 (= SIN60 °) or less, feedback occurs in which two of the three reference bias waveforms are simultaneously limited. If the two reference bias waveforms are restricted to a constant value, the line voltage becomes constant during that period. That is, distortion occurs. The three-phase current cannot be controlled only by modifying the other one-phase reference bias waveform. Thus, the limit value with the greatest effect is 0.866.
[0029]
Furthermore, if a PWM waveform is generated by a bias voltage command in phase with the power supply voltage and the converter is operated, the DC voltage is stabilized at a voltage value proportional to the power supply voltage even if the output of the current control unit is zero. . Therefore, if the bias voltage command is changed in accordance with the ratio between the power supply voltage and the target DC voltage, the DC voltage can be kept almost constant even when the output of the current control unit is zero. This means that if there is a bias voltage command, and if the bias voltage command is changed in accordance with the ratio between the power supply voltage and the target DC voltage, the gain of the current control unit may be small. .
[0030]
DESCRIPTION OF THE PREFERRED EMBODIMENTS
FIG. 1 shows the structure of a sine wave converter device according to an embodiment of the present invention, and the same reference numerals as those in FIG. In the present invention, a reference bias waveform generator 64, a bias modulation rate calculator 62, and a multiplier 63 are added to the reference waveform generator 6, and an adder 11 is added. The multiplier 63 calculates the product of the output of the reference bias waveform generator 64 and the output of the bias modulation factor calculator 62, and outputs bias voltage commands Vbr *, Vbs *, Vbt *. In the PWM generator 8, the adder 11 uses the adder 11 to output the bias voltage commands Vbr *, Vbs *, Vbt * of each phase, and the output of the current controller 7 to output the converter voltage command Vir of each phase. The respective sum signals Vr *, Vs *, and Vt * of *, Vis *, and Vit * are provided, and a PWM waveform is output according to the signals.
[0031]
FIG. 2 shows the waveforms of the reference sine waves Sr, Ss, St and the outputs Sbr, Sbs, Sbt of the reference bias generator 64.
[0032]
First, the period Te will be described. Sr, Ss, St are sine waves with a peak value of 1. In the period Te, the instantaneous value of the R-phase waveform Sr is the largest value as compared with the instantaneous values of the S-phase and T-phase waveforms Ss and St. In the 60-degree period Te in which the R-phase waveform Sr has the largest absolute value, the R-phase reference bias waveform Sbr is constant at 0.866. This is a value of SIN60 °. Also, during this period, the S-phase and T-phase reference bias waveforms Sbs and Sbt are also reduced (increased in absolute value) by the amount that the reference bias waveform Sbr is lower than the reference sine wave Sr.
[0033]
In the other 60-degree period, the reference bias waveform of the phase of the reference sine wave having the largest absolute value during that period is fixed at 0.866, and the difference between the reference bias waveform of the phase and the reference sine wave is calculated. A value obtained by adding or subtracting from the other two-phase reference sine waves is used as a reference bias waveform. The above-described reference bias waveform can be realized by a limiter circuit or an addition / subtraction circuit using an electronic circuit. However, in a control circuit using a microcomputer, it can be easily realized by providing a memory table.
[0034]
The bias modulation rate calculator 62 calculates the DC voltage from the magnitude of the AC power supply voltages Vr, Vs, Vt, for example, the effective value Vrms, and the DC voltage command Vdc * output from the DC voltage setting unit 51, so that the DC voltage is substantially A bias modulation rate Kb at which the AC power supply voltage and the DC voltage are balanced with the same value is calculated. Specifically, Kb is a value proportional to Vrms / Vdc *.
[0035]
The multiplier 63 multiplies the output Sbr, Sbs, Sbt of the reference bias waveform generator 64 by the bias modulation rate Kb, and outputs bias voltage commands Vbr *, Vbs *, Vbt *. The bias voltage command has the same shape as the reference bias waveforms Sbr, Sbs, Sbt, has the same phase as the outputs Sr, Ss, St of the reference sine wave generator 61, and has a peak value of 0.866 times the bias modulation rate Kb. It is a waveform of.
[0036]
The PWM generation unit 8 responds to the sum of the bias voltage commands Vbr *, Vbs *, Vbt * calculated by the adder 11 and the converter voltage commands Vir *, Vis *, Vit * output from the current control unit 7. And outputs the generated PWM waveform.
[0037]
In the above configuration, since the bias voltage commands Vbr *, Vbs *, and Vbt * have a modulation factor for outputting an AC voltage corresponding to the power supply voltage from the DC voltage, the converter voltage commands Vir *, Vis * and Vit * need only be controlled by the AC reactor of the power supply current to be controlled and the voltage drop due to the power supply impedance. The amplitude of the output of the current control unit becomes extremely small with respect to the bias voltage command, and the modulation degree Is almost determined by the bias voltage command.
[0038]
Further, even when the peak value is 13% lower than the output of the conventional current control unit, the difference between the three-phase reference bias waveform and the bias voltage command is 100% of the peak value. Because of the sine wave, a conventional voltage is output as the line voltage. That is, a conventional line voltage can be output at a modulation degree 13% lower than the conventional one, and the line voltage waveform is maintained as a sine wave.
[0039]
In the above description, the control unit 4 is a case where the DC voltage control unit 5, the current control unit 7, and the current detector 24 constitute a loop for controlling the converter AC current, and furthermore, the control unit 4 controls the AC power supply current. Although the case of a sine wave converter with a sine wave is shown, the present invention can be applied to a control circuit having a current control loop inside and configured to control the AC power supply current to match the current command, It can be applied regardless of the shape and generation means of the current command.
[0040]
FIG. 7 shows an example applied to a control circuit of an active filter. The same reference numerals in FIG. 7 as those in FIG. 1 indicate the same parts. In FIG. 7, a load 3a for generating a distortion current is connected to the power supply 1. The active filter 2a detects a distorted current component from the distorted current waveform generated by the load 3a, generates the distorted current component, and supplies the generated distorted current component to the load so that only a sine wave current without distortion flows through the power supply. Things.
[0041]
In FIG. 7, a current detector 31 for detecting the current of the load 3a is provided, and the control unit 4 is provided with a harmonic detector 65 and an adder 74. The harmonic detector 65 detects only the harmonic current from the load currents Ilr, Ils, Ilt to the load 3a detected by the current detector 31, and generates harmonic correction commands Ihr *, Ihs *, Iht *. I do. The harmonic correction command is added to or subtracted from the output of the multiplier 71 to obtain converter AC current commands Icr *, Ics *, Ict *. Therefore, the power supply current of the converter is controlled to a current obtained by superimposing a harmonic current flowing through the load 3a in addition to a current for keeping the voltage of the capacitor 22 in the active filter constant.
[0042]
Since the harmonic current supplies the harmonic current to the load 3a, no harmonic flows in the power supply 1. As described above, also in the circuit of FIG. 7, the functions of the bias voltage commands Vbr *, Vbs *, and Vbt * obtained by the reference bias waveform generator 64, the bias modulation factor calculator 62, and the multiplier 63 are effective. And the same effect as the example of the converter of FIG.
[0043]
【The invention's effect】
As described in detail above, according to the PWM converter control method of the present invention, desired control can be performed at a lower modulation rate than in the related art. Thus, a desired control can be realized by eliminating the discontinuous operation of the gate signal and the element and the unstable control and waveform distortion based on the unstable operation.
[0044]
In the above description, the control unit is a case where the DC voltage control unit 5, the current control unit 7, and the current detection unit 24 constitute a loop for controlling the converter AC current, and furthermore, the AC power supply current is sinusoidal. Although the case of a sine wave converter having a wave is shown, the present invention is applicable not only to a case where a current control loop is provided therein and the AC power supply current is controlled to a sine wave but also to a case where the current is controlled to an arbitrary shape. .
[0045]
Although the case where the peak value of the reference bias waveform is limited to 0.866 (= SIN60 °) has been described, the peak value is set to any value less than 1 and 0.866 or more according to the application. The effect is also obtained. Further, the method of calculating the bias modulation rate by the bias modulation rate calculator can also be obtained from only the DC voltage or DC voltage command or only the AC power supply voltage depending on the application.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a block diagram showing a configuration of a sine wave converter device in one embodiment of a PWM converter control method according to the present invention.
FIG. 2 is a graph showing a reference bias waveform in one embodiment of the PWM converter control method of the present invention.
FIG. 3 is a block diagram illustrating an example of a configuration of a conventional sine wave converter device.
FIG. 4 is a block diagram illustrating a configuration example of a gate amplification unit used in a sine wave converter device.
FIG. 5 is a graph showing operation waveforms of a conventional sine wave converter device.
FIG. 6 is a graph showing an operation waveform in which FIG. 5 is enlarged to explain the operation waveform in detail.
FIG. 7 is a block diagram showing a configuration of an active filter according to another embodiment of the PWM converter control method of the present invention.
[Explanation of symbols]
Reference Signs List 1 AC power supply 2 Converter main circuit 2a Active filter 3 Converter device load 3a Load 4 Control unit 5 DC voltage control unit 6 Reference waveform generation unit 7 Current control unit 8 PWM generation unit 9 Carrier wave generation unit 10 Gate amplification unit 11 Adder 21 Converter circuit 22 DC smoothing capacitor 23 AC reactor 24 Current detector 31 Current detector 51 DC voltage setting unit 52 Adder 53 Operational amplifier 61 Reference sine wave generator 62 Bias modulation factor calculator 63 Multiplier 64 Reference bias waveform generator 65 Harmonic detector 71 Multiplier 72 Adder 73 Operational amplifier 74 Adder 81 Comparator 101 Inverter 102, 103 Monomultivibrator 104 NOR gate 105, 106 AND gate 107, 108 AC power supply of gate amplifier Icr, Ics, Ict converter The current Icr *, Ics *, Ict * Converter AC current command Id * Converter DC current command value Ihr *, Ihs *, Iht * Harmonic correction command Ilr, Ils, Ilt Load current Kb Bias modulation rate PWr, PWs, PWM waveform for each phase Sbr, Sbs, Sbt Outputs of reference bias generator Sr, Ss, St Reference sine wave signal T1, T2 Pulse width T11 Conduction period Ta, Tb, Tc period of N-side element Td Dead time Te period TW Triangular wave Vbr *, Vbs *, Vbt * Bias voltage command Vdc DC voltage Vdc * DC voltage command Vir *, Vis *, Vit * Converter voltage command Vr, Vs, Vt AC power supply voltage Vr *, Vs *, Vt * for each phase Bias voltage command and current Sum signal with output of control unit

Claims (3)

三相交流電源電圧と直流電圧とを相互に変換するコンバータ部と、交流電源電流を指令する電流指令信号と、該電流指令信号と交流電源電流との誤差を演算増幅する電流制御部、及び該電制御部の出力が加えられ該出力に応じたＰＷＭ波形を発生するＰＷＭ発生部を有し、該ＰＷＭ発生部の出力信号をコンバータ部に与えることにより交流電源電流を前記電流指令信号に一致させる制御を行うコンバータの制御方法において、三相交流電源電圧に同期した三相正弦波の頭部をリミットするとともに、該リミット動作により減少した分を他の２相に加減算して得られるバイアス波形を有し、該バイアス波形と前記電流制御部の出力との和をＰＷＭ発生部に加えるようにしたことを特徴とするＰＷＭコンバータ制御装置。A converter unit for mutually converting the three-phase AC power supply voltage and the DC voltage, a current command signal for commanding the AC power supply current, a current control unit for calculating and amplifying an error between the current command signal and the AC power supply current, and An output of the power control unit to generate a PWM waveform corresponding to the output; and providing an output signal of the PWM generation unit to the converter unit so that the AC power supply current matches the current command signal. In a control method of a converter that performs control, a bias waveform obtained by limiting the head of a three-phase sine wave synchronized with a three-phase AC power supply voltage and adding / subtracting an amount reduced by the limit operation to other two phases is obtained. And a sum of the bias waveform and the output of the current control unit is added to a PWM generation unit. 請求項１記載のＰＷＭコンバータ制御方法において、請求項１におけるバイアス波形の代わりに、三相交流電源電圧に同期した三相正弦波の頭部をリミットするとともに、該リミット動作により減少した分を他の２相に加減算して得た波形に対して、交流電源電圧と直流電圧との双方またはいずれか一方に応じた計数を掛けた波形をバイアス波形とするＰＷＭコンバータ制御方法。In the PWM converter control method according to claim 1, instead of the bias waveform in claim 1, the head of the three-phase sine wave synchronized with the three-phase AC power supply voltage is limited, and the amount reduced by the limit operation is replaced by another value. A PWM converter control method in which a waveform obtained by adding or subtracting to or from two phases is multiplied by a count corresponding to either or both of an AC power supply voltage and a DC voltage as a bias waveform. 請求項１又は２記載のＰＷＭコンバータ制御方法において、三相正弦波の頭部のリミット値を１未満であって且つ正弦波の電気角６０度の値である０．８６６以上に設定したＰＷＭコンバータ制御方法。3. The PWM converter control method according to claim 1, wherein the limit value of the head of the three-phase sine wave is set to less than 1 and 0.866 or more, which is the value of the electrical angle of the sine wave of 60 degrees. Control method.

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