JP3594723B2 - Power supply - Google Patents
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Description
【0001】
【発明の属する技術分野】
この発明は、クライストロン等の負荷に対して大電力を供給する電源装置に関するものである。
【0002】
【従来の技術】
図21は例えば1993年7月21日 リニアック研究会主催の研究発表会で頒布された資料第182頁から第184頁に示された従来の電源装置を示す構成図であり、図において、1は誘導電圧調整器、2は交流電圧を降圧するとともに、交流電圧を直流電圧に変換する整流回路、3はパルス成型回路網6内のキャパシタに電荷を充電させる充電回路、4はパルス成型回路網6内のキャパシタの充電電圧が所定値に到達すると充電回路3の充電を停止させるディキュイング回路、5はシャントダイオード、6は多数のキャパシタとリアクトルから構成され、スイッチング素子7がオン状態になると高電圧パルスを出力するパルス成型回路網、7はパルス成型回路網6の負荷側に接続されたサイラトロン等のスイッチング素子、8はパルス成型回路網6が出力する高電圧パルスを昇圧するパルストランス、9は高電圧パルスを受けるとマイクロ波を出力するクライストロンである。
【0003】
次に動作について説明する。
まず、誘導電圧調整器1が交流電圧を入力すると、整流回路2がその交流電圧を降圧したのち直流電圧に変換し、充電回路3がパルス成型回路網6内のキャパシタに電荷を充電させる。そして、パルス成型回路網6内のキャパシタの充電電圧が所定値に到達すると、ディキュイング回路4が充電回路3の充電を停止させる。
【0004】
このようにして、パルス成型回路網6内のキャパシタに所定量の電荷が充電させると、スイッチング素子7をオフ状態からオン状態に切り換えることにより、パルス成型回路網6から高電圧パルスを出力させる。
因に、パルス成型回路網6は多数のキャパシタとリアクトルから構成されているので、高電圧パルスを出力することができるが、キャパシタとリアクトルの段数が少ないと、パルス成型回路網6の出力が正弦波に近くなるので、通常、キャパシタとリアクトルの段数としては10〜20段に設定されている。
【0005】
そして、パルス成型回路網6から高電圧パルスが出力されると、パルストランス8が高電圧パルスを昇圧してクライストロン9に出力する。これにより、クライストロン9はマイクロ波を出力することになる。
【0006】
また、上記従来例の他には、図22に示すような従来例があり、この従来例では、パルス成型回路網6の代わりに、単純な放電キャパシタ14を用いて放電回路を構成しているが、放電キャパシタ14の容量が小さいと、図23に示すように、充電した電荷の放電が進むにしたがって放電キャパシタ14の両端の電圧が低下してサグ電圧ΔVが発生するという不具合を生じるので(サグ電圧ΔVが発生すると、高電圧パルスの波形が平坦なパルス波形にならなくなる)、放電キャパシタ14の容量を極めて大きなものにする必要がある。
なお、図22において、11はコンバータ、12はインバータ、13は充電抵抗、14は放電キャパシタ、15はスイッチング素子である。
【0007】
【発明が解決しようとする課題】
従来の電源装置は以上のように構成されているので、高電圧パルスをクライストロン9に出力することができるが、高電圧パルスの波形を平坦なパルス波形にするためには、パルス成型回路網6を構成するキャパシタとリアクトルの段数を多くしなければならず、そのため装置が大型化して高価になるとともに、絶縁破壊に対する信頼性の低下を招くなどの課題があった。
また、パルス成型回路網6の代わりに単純な放電キャパシタ14を用いて放電回路を構成した場合には、サグ電圧ΔVの発生を避ける都合上、放電キャパシタ14の容量を極めて大きくする必要があり、結局、装置が大型化してしまう同様の課題があった。
【0008】
この発明は上記のような課題を解決するためになされたもので、装置の大型化を招くことなく、高電圧パルスの波形を平坦なパルス波形にすることができる電源装置を得ることを目的とする。
また、この発明は、装置の大型化を招くことなく、リップルの少ない直流電圧を負荷に印加することができる電源装置を得ることを目的とする。
【0009】
【課題を解決するための手段】
請求項1記載の発明に係る電源装置は、検出手段により検出された負荷電流と所定値の差が一定値以上になると、サグ補償手段が負荷に対して電荷を放電し、サグ電圧の発生を補償するようにしたものである。
また、一対のキャパシタとスイッチング素子とからなる直列体が複数個直列に接続された充電回路と、複数の直列体に係るキャパシタに対して負の電荷を充電させる充電用電源と、複数の直列体とそれぞれ並列に接続され、負荷に流れる負荷電流を通電するダイオードと、検出手段の検出結果を所定値と比較し、その比較結果に応じて複数の直列体に係るスイッチング素子をオン・オフ制御する制御回路とからサグ補償手段を構成したものである。
【0010】
請求項2記載の発明に係る電源装置は、検出手段により検出された負荷電圧と所定値の差が一定値以上になると、サグ補償手段が負荷に対して電荷を放電し、サグ電圧の発生を補償するようにしたものである。
また、一対のキャパシタとスイッチング素子とからなる直列体が複数個直列に接続された充電回路と、複数の直列体に係るキャパシタに対して負の電荷を充電させる充電用電源と、複数の直列体とそれぞれ並列に接続され、負荷に流れる負荷電流を通電するダイオードと、検出手段の検出結果を所定値と比較し、その比較結果に応じて複数の直列体に係るスイッチング素子をオン・オフ制御する制御回路とからサグ補償手段を構成したものである。
【0011】
請求項3記載の発明に係る電源装置は、検出手段により検出されたマイクロ波と所定値の差が一定値以上になると、サグ補償手段が負荷に対して電荷を放電し、サグ電圧の発生を補償するようにしたものである。
また、一対のキャパシタとスイッチング素子とからなる直列体が複数個直列に接続された充電回路と、複数の直列体に係るキャパシタに対して負の電荷を充電させる充電用電源と、複数の直列体とそれぞれ並列に接続され、負荷に流れる負荷電流を通電するダイオードと、検出手段の検出結果を所定値と比較し、その比較結果に応じて複数の直列体に係るスイッチング素子をオン・オフ制御する制御回路とからサグ補償手段を構成したものである。
【0012】
請求項4記載の発明に係る電源装置は、検出手段により検出された負荷電流と所定値の差が一定値以上になると、サグ補償手段が負荷に対して電荷を放電し、充放電手段の充電容量を小さくできるようにしたものである。
また、一対のキャパシタとスイッチング素子とからなる直列体が複数個直列に接続された充電回路と、複数の直列体に係るキャパシタに対して負の電荷を充電させる充電用電源と、複数の直列体とそれぞれ並列に接続され、負荷に流れる負荷電流を通電するダイオードと、検出手段の検出結果を所定値と比較し、その比較結果に応じて複数の直列体に係るスイッチング素子をオン・オフ制御する制御回路とからサグ補償手段を構成したものである。
【0013】
請求項5記載の発明に係る電源装置は、検出手段により検出された負荷電圧と所定値の差が一定値以上になると、サグ補償手段が負荷に対して電荷を放電し、充放電手段の充電容量を小さくできるようにしたものである。
また、一対のキャパシタとスイッチング素子とからなる直列体が複数個直列に接続された充電回路と、複数の直列体に係るキャパシタに対して負の電荷を充電させる充電用電源と、複数の直列体とそれぞれ並列に接続され、負荷に流れる負荷電流を通電するダイオードと、検出手段の検出結果を所定値と比較し、その比較結果に応じて複数の直列体に係るスイッチング素子をオン・オフ制御する制御回路とからサグ補償手段を構成したものである。
【0014】
請求項6記載の発明に係る電源装置は、検出手段により検出されたマイクロ波と所定値の差が一定値以上になると、サグ補償手段が負荷に対して電荷を放電し、充放電手段の充電容量を小さくできるようにしたものである。
また、一対のキャパシタとスイッチング素子とからなる直列体が複数個直列に接続された充電回路と、複数の直列体に係るキャパシタに対して負の電荷を充電させる充電用電源と、複数の直列体とそれぞれ並列に接続され、負荷に流れる負荷電流を通電するダイオードと、検出手段の検出結果を所定値と比較し、その比較結果に応じて複数の直列体に係るスイッチング素子をオン・オフ制御する制御回路とからサグ補償手段を構成したものである。
【0015】
請求項7記載の発明に係る電源装置は、スイッチング手段がオン状態になると充放電手段の両端に印加されている電位の変化分に応じた検出信号を出力する検出信号出力手段を設け、その検出信号と所定値の差が一定値以上になると、サグ補償手段が負荷に対して電荷を放電するようにしたものである。
また、一対のキャパシタとスイッチング素子とからなる直列体が複数個直列に接続された充電回路と、複数の直列体に係るキャパシタに対して負の電荷を充電させる充電用電源と、複数の直列体とそれぞれ並列に接続され、負荷に流れる負荷電流を通電するダイオードと、検出手段の検出結果を所定値と比較し、その比較結果に応じて複数の直列体に係るスイッチング素子をオン・オフ制御する制御回路とからサグ補償手段を構成したものである。
【0016】
【発明の実施の形態】
以下、この発明の実施の一形態を説明する。
実施の形態1.
図1はこの発明の実施の形態1による電源装置を示す構成図であり、図において、21は直流電源、22は直流電圧に含まれるリップルを抑制する充電リアクトル、23は直流電源21と直列に接続されたFET(スイッチング手段)、24は直流電源21と並列に接続され、FET23がオフ状態になると直流電源21が放電する電荷を充電する一方、FET23がオン状態になるとクライストロン25に対して電荷を放電する放電キャパシタ(充放電手段)、25は高電圧パルスを入力するとマイクロ波を出力するクライストロン(負荷)である。
【0017】
また、26はクライストロン25に流れる負荷電流IL を検出する電流検出器(検出手段)、27は電流検出器26により検出された負荷電流IL を電圧信号に変換するI/V変換器(サグ補償手段)、28は基準電圧(所定値)を出力する基準電源(サグ補償手段)、29は基準電源28が出力する基準電圧からI/V変換器27により変換された電圧信号を減算し、その減算結果を示す誤差信号を出力する誤差アンプ(サグ補償手段)、30は誤差アンプ29が出力する誤差信号が零値になるようにサグ補償回路31のFET36〜39(図2参照)をオン・オフ制御する制御回路としてのドライブ回路(サグ補償手段)、31はクライストロン25に対して電荷を放電するサグ補償回路(サグ補償手段)である。
【0018】
また、図2はサグ補償回路31の具体的な構成を示す構成図であり、図において、32〜35はキャパシタ、36〜39はキャパシタ32〜35とそれぞれ直列体を構成するFET(スイッチング素子)であり、当該直列体が複数個直列に接続されて充電回路が構成されている。40〜43はキャパシタ32〜35に対してそれぞれ負の電荷を充電させる充電用電源、44〜47は各直列体とそれぞれ並列に接続され、クライストロン25に流れる負荷電流IL を通電する短絡防止用のダイオードである。
【0019】
次に動作について説明する。
まず、クライストロン25が高電圧パルスを印加されていない状態(パルスの電圧レベルがLレベルの状態)、即ち、図示せぬ制御装置(制御装置については実施の形態11等で説明する)によってFET23がオフ状態にされている状態では、直流電源21と充電リアクトル22と放電キャパシタ24とによって閉回路が生成されるので、放電キャパシタ24は直流電源21によって電荷が充電される。
【0020】
そして、高電圧パルスの電圧レベルがLレベルの状態になってから所定の時間が経過して、図示せぬ制御装置によってFET23がオン状態にされると、今度は、放電キャパシタ24とFET23とクライストロン25とサグ補償回路31とによって閉回路が生成されるので、放電キャパシタ24に充電された電荷がクライストロン25に対して放電され、クライストロン25に負荷電流IL が流れることになる。
【0021】
そしてこのとき、放電キャパシタ24の容量が小さい場合、図3(a),(c)に示すように、充電した電荷の放電が進むにしたがって放電キャパシタ24の両端の電圧及びFET23の出力電圧が低下して、クライストロン25にサグ電圧ΔVが発生し、高電圧パルスのパルス波形の平坦性が失われるので、かかるサグ電圧ΔVを補償する必要がある。
【0022】
そこで、予め、充電用電源40〜43によってキャパシタ32〜35に負の電荷を充電しておき、サグ電圧ΔVが発生したときキャパシタ32〜35に充電された電荷をクライストロン25に対して放電することにより、サグ電圧ΔVを補償する(図3(e)参照)。
即ち、電流検出器26により検出された負荷電流IL をI/V変換器27が電圧信号に変換すると、誤差アンプ29が、基準電源28が出力する基準電圧から当該電圧信号を減算し、その減算結果を示す誤差信号を出力する。
そして、ドライブ回路30が誤差アンプ29から誤差信号を入力すると、当該誤差信号が零値になるようにサグ補償回路31のFET36〜39をオン・オフ制御する。
【0023】
もう少し具体的に説明すると、サグ補償回路31のFET36〜39は初期状態(サグ電圧ΔVが発生していない状態)では、すべてオフ状態にあるので、サグ補償回路31は何らサグ電圧ΔVを補償する動作は行わず、単に負荷電流IL をダイオード44〜47を介して通過させるに過ぎないが、放電キャパシタ24の両端の電圧が低下してサグ電圧ΔVがある一定値より大きくなると、即ち、誤差アンプ29が出力する誤算信号がある一定値より大きくなると、図4に示すように、ドライブ回路30が順次FET36〜39の状態をオフ状態からオン状態に遷移させる。
【0024】
例えば、FET36とFET37の状態がオフ状態からオン状態に遷移された場合には、キャパシタ32とキャパシタ33に充電されている電荷がクライストロン25に放電されることにより(キャパシタ32とキャパシタ33には負の電荷が充電されているので、電荷はクライストロン25の方向に放電される)、サグ電圧ΔVが補償されて高電圧パルスのパルス波形の平坦性が向上することになる(図3(e)参照)。
因に、クライストロン25の両端電圧VL は、下記に示す通りとなる。
VL =V0 −(ΔV0 /2)±(ΔV0 /2)
ただし、V0 はサグ電圧ΔV0 が発生していないときのクライストロン25の両端電圧である。
【0025】
そして、高電圧パルスの電圧レベルがHレベルの状態になってから所定の時間が経過して、所定のパルス幅が得られると、図示せぬ制御装置によってFET23がオフ状態に戻され、直流電源21が放電キャパシタ24を充電する状態に戻ることになる。以下、同様の動作を繰り返すことにより、高電圧パルスがクライストロン25に印加され、クライストロン25からマイクロ波が出力されることになる。
【0026】
以上で明らかなように、この実施の形態1によれば、誤差アンプ29が出力する誤差信号が零値になるように、ドライブ回路30がFET36〜39をオン・オフ制御して、サグ電圧ΔVの発生を補償するようにしたので、放電キャパシタ24の容量を大きくすることなく、即ち、装置の大型化を招くことなく、高電圧パルスの波形を平坦なパルス波形にすることができる効果を奏する。
なお、この実施の形態1では、スイッチング手段としてFET23を用いたものについて示したが、例えば、IGBT,SIT,バイポーラトランジスタ等の自己消弧素子でも同様の効果を奏することは言うまでもない。
【0027】
実施の形態2.
上記実施の形態1では、電源装置がクライストロン25に対して直接高電圧パルスを印加するものについて示したが、図5に示すように、パルストランス48によって高電圧パルスを昇圧したのちクライストロン25に印加するようにしてもよく、上記実施の形態1と同様の効果を奏することができる。
【0028】
実施の形態3.
上記実施の形態1では、クライストロン25に流れる負荷電流IL を検出したのち、その負荷電流IL を電圧信号に変換して誤差アンプ29に入力するものについて示したが、図6に示すように、クライストロン25に印加される負荷電圧を検出し、その負荷電圧を誤差アンプ29に入力するようにしてもよく、上記実施の形態1と同様の効果を奏することができる。
【0029】
実施の形態4.
上記実施の形態1では、クライストロン25に流れる負荷電流IL を検出したのち、その負荷電流IL を電圧信号に変換して誤差アンプ29に入力するものについて示したが、図7に示すように、クライストロン25が出力するマイクロ波(MW)を検出し、そのマイクロ波に相当する電圧信号を誤差アンプ29に入力するようにしてもよく、上記実施の形態1と同様の効果を奏することができる。
【0030】
実施の形態5.
図8はこの発明の実施の形態5による電源装置を示す構成図であり、図において、上記実施の形態1〜4と同一符号は同一または相当部分を示すので説明を省略する。
51は直流電源21と並列に接続されたFET(スイッチング手段)、52は直流電源21と直列に接続され、FET51がオフ状態になると直流電源21が放電する電荷を充電する一方、FET51がオン状態になるとクライストロン25に対して電荷を放電するパルス成型回路網(充放電手段)であり、数個のキャパシタとリアクトルから構成されている。
【0031】
次に動作について説明する。
まず、クライストロン25が高電圧パルスを印加されていない状態(パルスの電圧レベルがLレベルの状態)、即ち、図示せぬ制御装置(制御装置については実施の形態11等で説明する)によってFET51がオフ状態にされている状態では、直流電源21と充電リアクトル22とパルス成型回路網52とパルストランス48とサグ補償回路31とによって閉回路が生成されるので、パルス成型回路網52のキャパシタは直流電源21によって電荷が充電される。
【0032】
そして、高電圧パルスの電圧レベルがLレベルの状態になってから所定の時間が経過して、図示せぬ制御装置によってFET51がオン状態にされると、今度は、パルス成型回路網52とパルストランス48とサグ補償回路31とFET51とによって閉回路が生成されるので、パルス成型回路網52のキャパシタに充電された電荷がクライストロン25に対して放電され、クライストロン25に負荷電流が流れることになる。
【0033】
そしてこのとき、パルス成型回路網52の段数が少ない場合、上記実施の形態1における放電キャパシタ24の場合と同様に、充電した電荷の放電が進むにしたがってパルス成型回路網52の出力電圧が低下して、クライストロン25にサグ電圧ΔVが発生し、高電圧パルスのパルス波形の平坦性が失われるので、かかるサグ電圧ΔVを補償する必要がある。
【0034】
そこで、サグ補償回路31等がサグ電圧ΔVを補償するが、この補償動作については上記実施の形態1と同様であるので説明を省略する。
以上で明らかなように、この実施の形態5によれば、誤差アンプ29が出力する誤差信号が零値になるように、ドライブ回路30がFET36〜39をオン・オフ制御して、サグ電圧ΔVの発生を補償するようにしたので、従来のものと同様に、充放電手段としてパルス成型回路網52を用いた場合においても、パルス成型回路網52におけるキャパシタとリアクトルの段数を多くして、パルス成型回路網52の容量を大きくすることなく、即ち、装置の大型化を招くことなく、高電圧パルスの波形を平坦なパルス波形にすることができる効果を奏する。
【0035】
実施の形態6.
上記実施の形態5では、クライストロン25に流れる負荷電流IL を検出したのち、その負荷電流IL を電圧信号に変換して誤差アンプ29に入力するものについて示したが、図9に示すように、クライストロン25に印加される負荷電圧を検出し、その負荷電圧を誤差アンプ29に入力するようにしてもよく、上記実施の形態5と同様の効果を奏することができる。
【0036】
実施の形態7.
上記実施の形態5では、クライストロン25に流れる負荷電流IL を検出したのち、その負荷電流IL を電圧信号に変換して誤差アンプ29に入力するものについて示したが、図10に示すように、クライストロン25が出力するマイクロ波(MW)を検出し、そのマイクロ波に相当する電圧信号を誤差アンプ29に入力するようにしてもよく、上記実施の形態5と同様の効果を奏することができる。
【0037】
実施の形態8.
図11はこの発明の実施の形態8による電源装置を示す構成図であり、図において、上記実施の形態と同一符号は同一または相当部分を示すので説明を省略する。
61はダイオード(検出信号出力手段)、62はFET23がオフ状態になると放電キャパシタ24と同電位になるまで直流電源21が放電する電荷を充電するキャパシタ(検出信号出力手段)、63はFET23がオン状態になることによって、放電キャパシタ24の両端に印加されている電位に変化が生じると、その変化分に応じた電流IR が流れる抵抗(検出信号出力手段)、64は抵抗63に流れる電流IR を検出信号として検出する電流検出器(検出手段)である。
【0038】
次に動作について説明する。
上記実施の形態1等では、電流検出器26が負荷電流IL を検出し、その負荷電流IL に基づいてサグ補償回路31のFET36〜39をオン・オフ制御するものについて示したが、図11に示すように、電流検出器64が抵抗63に流れる電流IR を検出し、その電流IR に基づいてサグ補償回路31のFET36〜39をオン・オフ制御するようにしてもよい。
【0039】
即ち、FET23がオフ状態になると、上述したように、放電キャパシタ24が直流電源21によって充電されるが、図11の回路においてはキャパシタ62も直流電源21と並列に接続されているので、キャパシタ62は放電キャパシタ24と同電位になるまで直流電源21によって充電される。
【0040】
そして、FET23がオン状態になると、上述したように、放電キャパシタ24からクライストロン25に対して電荷が放電され、放電キャパシタ24の容量が小さいと、電荷の放電が進むにしたがって放電キャパシタ24の両端の電位が低下していくことになるが、図11のような回路構成にすると、放電キャパシタ24の両端の電位の低下に伴って抵抗63の両端に電位差が生じるため、放電キャパシタ24の両端の電位の低下に応じた電流IR が抵抗63を流れることになる。
【0041】
そこで、この実施の形態8では、電流検出器64が電流IR を検出して、I/V変換器27に入力しているが、これにより、上記実施の形態1等よりも精度よく負荷電流IL の変化分を検出することができる。
即ち、上記実施の形態1では、非常に大きい電流である負荷電流IL をモニタしているので、例えば、目標とするサグ電圧ΔVをクライストロン25に印加される電圧の1%以下とする場合、モニタする電流の変化量も1%以下となり、変化分の検出精度をあまり高くすることができないが、この実施の形態8では、負荷電流IL の変化分に相当する電流IR を直接モニタしているので、クライストロン25に印加される電圧に対して目標とするサグ電圧ΔVを極めて小さくする場合でも、精度よく変化分を検出することができる。
従って、この実施の形態8によれば、高電圧パルスのパルス波形の平坦性を向上することができる。
【0042】
実施の形態9.
図12はこの発明の実施の形態9による電源装置の一部(FET23の保護回路)を示す構成図であり、図において、上記実施の形態と同一符号は同一または相当部分を示すので説明を省略する。
71はスナバ用ダイオード、72はスナバ用キャパシタ、73,74はスナバ用ダイオード71及びスナバ用キャパシタ72と直列体を構成する制御用キャパシタ、75は放電抵抗、76,77は制御用キャパシタ73,74とそれぞれ並列に接続されたFET(スイッチング素子)、78はスナバ用ダイオード71に流れる電流Ioff を検出する電流検出器(制御回路)、79は電流Ioff を電圧信号に変換するI/V変換器(制御回路)、80はFET23をオン状態からオフ状態に制御する際、スナバ用ダイオード71に流れる電流Ioff の大きさに応じてFET76,77をオン・オフ制御するドライブ回路(制御回路)である。
【0043】
次に動作について説明する。
図12に示す保護回路をFET23と並列に付加した点以外は上記実施の形態1等と同様であるため、かかる相違点についてのみ説明する。
最初に、この実施の形態9は、図12に示すような保護回路が付加されていない場合、FET23をオン状態からオフ状態に切り換えて電流を遮断する際、図13(a)に示すような大きなサージ電圧が発生し、FET23が破損するおそれがあることに鑑みて為されたものであり、サージ電圧の抑制を目的とするものである。
【0044】
まず、FET23がオン状態であるとき、FET76,77はオン状態に制御されており、FET23に電流Ionが流れる。
そして、FET23がオン状態からオフ状態に切り換わると、電流Ionは遮断され、電流Ioff がスナバ用ダイオード71,スナバ用キャパシタ72(放電抵抗75),及びFET76,77を通電する。
【0045】
従って、電流Ioff が通電する分だけ、保護回路が付加されていないものよりもサージ電圧を抑制することができるが(図13(b)参照)、電流Ioff を最終的には遮断する必要があるので、電流検出器78が電流Ioff を検出し、ドライブ回路80がその電流Ioff の大きさをモニタしながら、即ち、電流Ioff を所定値と比較しながら、順次FET76,77をオン状態からオフ状態に切り換えることにより(図13(c),(d)参照)、保護回路のインピーダンスを大きくして電流Ioff を最終的に遮断する(図13(b)参照)。
なお、サージ電圧の大きさは、電流Ioff の下降時間dtに反比例するので、FET23の遮断許容時間の範囲内で、FET76,77のスイッチング状態の切り換えを遅くする程、サージ電圧を小さくすることができる。
VP −V=Lline・dIoff /dt
ただし、VP はサージ電圧のピーク値
VはFET23がオフ状態にあるときの電圧(定常時の電圧)
Llineは閉回路全体のリアクタンス
【0046】
以上で明らかなように、この実施の形態9によれば、ドライブ回路80が電流Ioff を所定値と比較してFET76,77をオン・オフ制御するようにしたので、FET23をオン状態からオフ状態に切り換える際に生じるサージ電圧を抑制することができ、その結果、FET23の破損を防止することができる効果を奏する。
【0047】
実施の形態10.
上記実施の形態9では、制御用キャパシタ73,74(FET76,77)を直列に接続するものについて示したが、図14に示すように、制御用キャパシタ73,74(FET76,77)を並列に接続するようにしてもよく、上記実施の形態9と同様の効果を奏することができる。
【0048】
実施の形態11.
図15はこの発明の実施の形態11による電源装置の一部を示す構成図であり、図において、81は複数個直列に接続されたIGBT(スイッチング手段)、82はIGBT81を制御する制御装置、83はトリガ信号を入力するドライブ用IC、84は直流電源、85はトリガ信号がオン状態になると直流電源84をIGBT81のゲートに接続する一方、トリガ信号がオフ状態になると直流電源84をIGBT81のゲートから切り離すFET(スイッチング素子)、86はFET85が直流電源84をIGBT81のゲートから切り離す際のゲート電流を制御する制御回路である。
【0049】
次に動作について説明する。
上記実施の形態1等では、スイッチング手段であるFET23を制御する制御装置については特に説明しなかったが、複数のIGBT81を直列に接続してスイッチング手段を構成する場合には、従来から図16に示すような制御装置があったので、まず、これについて簡単に説明する。
【0050】
まず、ドライブ用IC83はオン状態のトリガ信号を入力すると、FET85をオン状態にするとともにFET87をオフ状態にして、直流電源84を抵抗88を介してIGBT81のゲートに接続する。これにより、IGBT81のゲートに電圧Vccが印加されるため、IGBT81はオン状態になる。
一方、ドライブ用IC83はオフ状態のトリガ信号を入力すると、FET85をオフ状態にするとともにFET87をオン状態にして、直流電源84をIGBT81のゲートから切り離す処理を行う。これにより、IGBT81のゲートには電圧Vccが印加されなくなるため、IGBT81はオフ状態になる。
【0051】
このようにして、IGBT81のスイッチング状態が制御されるが、直列に接続された各IGBT81におけるゲート電圧の下降時間のバラツキにより(ゲート電圧の下降時間は、RCの時定数により決定されるが、通常、各IGBT81におけるゲートのミラー容量にバラツキがあるため、ゲート電圧の下降時間にバラツキが生じる)、各IGBT81がオフ状態になるとき、各IGBT81に印加される電圧のバランスが崩れ、IGBT81が破損する場合があった。
また、ゲート電圧の下降時間が早過ぎる場合には、IGBT81内部のセルに流れる電流のバランスが崩れ、同様にIGBT81が破損する場合があった。
【0052】
そこで、この実施の形態11では、FET87の代わりに、FET85が直流電源84をIGBT81のゲートから切り離す際のゲート電流、即ち、ゲート電圧の下降時間を制御する制御回路86を設けることにより、各IGBT81におけるゲート電圧の下降時間のバラツキを解消するようにしている。
なお、各IGBT81のゲート電圧の下降時間を長めに設定すると、各IGBT81をオフ状態にするときに発生するサージ電圧を低く抑えることもできる。
【0053】
実施の形態12.
上記実施の形態11では、制御回路86の構成については特に言及しなかったが、図17に示すように、制御回路86をFET(スイッチング素子)89と可変抵抗90を用いて構成すれば、可変抵抗90の抵抗値を適宜変更することにより、ゲート電圧の下降時間を調整することができる。
【0054】
実施の形態13.
上記実施の形態11では、制御回路86の構成については特に言及しなかったが、図18に示すように、制御回路86をFET89と定電流源91を用いて構成すれば、ゲート電圧の下降時間を調整することができる。
即ち、IGBT81をオフ状態にする際に、ゲートから引き去る電荷量は、IGBT81のゲート帰還容量とドレインソース電圧の積によって決定されるが、当該電荷量は、ゲート電流と下降時間の積によっても表されるので、定電流源91によりゲート電流を適宜調整すれば、下降時間も調整することができる。
【0055】
実施の形態14.
上記実施の形態11〜13では、複数のIGBT81を直列に接続してスイッチング手段を構成したものについて示したが、複数のIGBT81を並列に接続してスイッチング手段を構成してもよく、上記実施の形態11〜13と同様の効果を奏することができる。
【0056】
実施の形態15.
図19はこの発明の実施の形態15による電源装置を示す構成図であり、図において、上記実施の形態と同一符号は同一または相当部分を示すので説明を省略する。
101は交流電圧を直流電圧に変換し、充電リアクトル22を介してクライストロン25に直流電圧を印加する整流回路(整流手段)、102はクライストロン25と並列に接続され、整流回路101が放電する電荷を充電する整流用キャパシタ、103〜106はキャパシタ、107〜110はそれぞれキャパシタ103〜106と直列体を構成するFET(スイッチング素子)、111〜114はキャパシタ103〜106に対してそれぞれ負の電荷を充電させる充電用電源、115〜118は充電リアクトル22に流れる電流を通電するダイオード、119は充電リアクトル22に流れる電流を検出して、その電流の変化を検出する電流検出器(検出手段)、120はI/V変換器(制御回路)、121は電流検出器119により検出された電流の変化分が零になるように、FET107〜110をオン・オフ制御するドライブ回路(制御回路)である。
【0057】
次に動作について説明する。
まず、整流回路101が交流電圧を直流電圧に変換すると、充電リアクトル22を介してクライストロン25及び整流用キャパシタ102に同一の直流電圧VP を印加する。これにより、整流用キャパシタ102に電荷が充電されることになる。
従って、充電リアクトル22と整流用キャパシタ102によって、クライストロン25に印加される直流電圧VP に含まれるリップルを抑制することができるが、リップルを零に近づけるためには、極めて大きな容量の充電リアクトル22と整流用キャパシタ102を設置する必要があり、装置が大型になってしまうので、この実施の形態15では、下記のようにしてリップルを抑制し、小さな容量の充電リアクトル22及び整流用キャパシタ102でも足りるようにしている。
【0058】
即ち、電流検出器119が充電リアクトル22に流れる電流を検出して、その電流の変化を検出すると(図20(a)はリップル補償前の整流用キャパシタ102の両端電圧VP を示している)、I/V変換器120がその電流の変化分に応じた電圧信号をリップル補償電圧ΔVP として出力する(図20(b)参照)。
これにより、ドライブ回路121は、そのリップル補償電圧ΔVP に応じてFET107〜110をオン・オフ制御する。
【0059】
具体的には、リップル補償電圧ΔVP が大きくなってきた場合には、直流電圧VP に含まれるリップルが増加しているので、オン状態にあるFET107〜110の数を増やし、リップル補償電圧ΔVP が小さくなってきた場合には、直流電圧VP に含まれるリップルが減少しているので、オン状態にあるFET107〜110の数を減らすように制御する。
因に、FET107〜110をオン状態にした場合には、キャパシタ103〜106から負の電荷が放電されるので、直流電圧VP は低下する方向に作用し、逆に、FET107〜110をオフ状態にした場合には、キャパシタ103〜106から負の電荷の放電が停止されるので、直流電圧VP の低下作用が停止される。
【0060】
以上で明らかなように、この実施の形態15では、充電リアクトル22に流れる電流を検出して、その電流の変化分が零になるように、FET107〜110をオン・オフ制御するようにしたので、充電リアクトル22と整流用キャパシタ102の容量を大きくすることなく、直流電圧に含まれるリップルを小さく抑制することができる効果を奏する。
【0061】
【発明の効果】
以上のように、請求項1記載の発明によれば、検出手段により検出された負荷電流と所定値の差が一定値以上になると、サグ補償手段が負荷に対して電荷を放電し、サグ電圧の発生を補償するように構成したので、充放電手段の容量を大きくすることなく、即ち、装置の大型化を招くことなく、高電圧パルスの波形を平坦なパルス波形にすることができる効果がある。
【0062】
請求項2記載の発明によれば、検出手段により検出された負荷電圧と所定値の差が一定値以上になると、サグ補償手段が負荷に対して電荷を放電し、サグ電圧の発生を補償するように構成したので、充放電手段の容量を大きくすることなく、即ち、装置の大型化を招くことなく、高電圧パルスの波形を平坦なパルス波形にすることができる効果がある。
【0063】
請求項3記載の発明によれば、検出手段により検出されたマイクロ波と所定値の差が一定値以上になると、サグ補償手段が負荷に対して電荷を放電し、サグ電圧の発生を補償するように構成したので、充放電手段の容量を大きくすることなく、即ち、装置の大型化を招くことなく、高電圧パルスの波形を平坦なパルス波形にすることができる効果がある。
【0064】
請求項4記載の発明によれば、検出手段により検出された負荷電流と所定値の差が一定値以上になると、サグ補償手段が負荷に対して電荷を放電し、充放電手段の充電容量を小さくできるように構成したので、装置の大型化を招くことなく、高電圧パルスの波形を平坦なパルス波形にすることができる効果がある。
【0065】
請求項5記載の発明によれば、検出手段により検出された負荷電圧と所定値の差が一定値以上になると、サグ補償手段が負荷に対して電荷を放電し、充放電手段の充電容量を小さくできるように構成したので、装置の大型化を招くことなく、高電圧パルスの波形を平坦なパルス波形にすることができる効果がある。
【0066】
請求項6記載の発明によれば、検出手段により検出されたマイクロ波と所定値の差が一定値以上になると、サグ補償手段が負荷に対して電荷を放電し、充放電手段の充電容量を小さくできるように構成したので、装置の大型化を招くことなく、高電圧パルスの波形を平坦なパルス波形にすることができる効果がある。
【0067】
請求項7記載の発明によれば、スイッチング手段がオン状態になると充放電手段の両端に印加されている電位の変化分に応じた検出信号を出力する検出信号出力手段を設け、その検出信号と所定値の差が一定値以上になると、サグ補償手段が負荷に対して電荷を放電するように構成したので、サグ電圧を負荷に印加される電圧に対して目標とするサグ電圧を極めて小さくする場合でも、精度よくサグ電圧を補償することができる効果がある。
【図面の簡単な説明】
【図1】この発明の実施の形態1による電源装置を示す構成図である。
【図2】サグ補償回路31の具体的な構成を示す構成図である。
【図3】各素子の両端電圧及びFET23のスイッチング信号を示す波形図である。
【図4】誤差アンプ29の誤差信号及びFET36〜39のスイッチング信号を示す波形図である。
【図5】この発明の実施の形態2による電源装置を示す構成図である。
【図6】この発明の実施の形態3による電源装置を示す構成図である。
【図7】この発明の実施の形態4による電源装置を示す構成図である。
【図8】この発明の実施の形態5による電源装置を示す構成図である。
【図9】この発明の実施の形態6による電源装置を示す構成図である。
【図10】この発明の実施の形態7による電源装置を示す構成図である。
【図11】この発明の実施の形態8による電源装置を示す構成図である。
【図12】この発明の実施の形態9による電源装置の一部を示す構成図である。
【図13】サージ電圧及びFET75,76のスイッチング信号を示す波形図である。
【図14】この発明の実施の形態10による電源装置の一部を示す構成図である。
【図15】この発明の実施の形態11による電源装置の一部を示す構成図である。
【図16】従来の電源装置の一部を示す構成図である。
【図17】この発明の実施の形態12による電源装置の一部を示す構成図である。
【図18】この発明の実施の形態13による電源装置の一部を示す構成図である。
【図19】この発明の実施の形態15による電源装置を示す構成図である。
【図20】リップル補償電圧ΔVP 等を示す波形図である。
【図21】従来の電源装置を示す構成図である。
【図22】従来の電源装置を示す構成図である。
【図23】放電キャパシタ14の両端電圧を示す波形図である。
【符号の説明】
21,84 直流電源、22 充電リアクトル、23,51 FET(スイッチング手段)、24 放電キャパシタ(充放電手段)、25 クライストロン(負荷)、26,64,119 電流検出器(検出手段)、27 I/V変換器(サグ補償手段)、28 基準電源(サグ補償手段)、29 誤差アンプ(サグ補償手段)、30 ドライブ回路(サグ補償手段)、31 サグ補償回路(サグ補償手段)、32〜35,103〜106 キャパシタ、36〜39,76,77,85,89,107〜110 FET(スイッチング素子)、40〜43,111〜114 充電用電源、44〜47,115〜118 ダイオード、52 パルス成型回路網(充放電手段)、61 ダイオード(検出信号出力手段)、62 キャパシタ(検出信号出力手段)、63 抵抗(検出信号出力手段)、71 スナバ用ダイオード、72 スナバ用キャパシタ、73,74 制御用キャパシタ、78 電流検出器(制御回路)、79,120 I/V変換器(制御回路)、80,121 ドライブ回路(制御回路)、81 IGBT(スイッチング手段)、86 制御回路、90 可変抵抗、91 定電流源、101 整流回路(整流手段)、102 整流用キャパシタ。[0001]
TECHNICAL FIELD OF THE INVENTION
The present invention relates to a power supply device that supplies large power to a load such as a klystron.
[0002]
[Prior art]
FIG. 21 is a configuration diagram showing a conventional power supply device shown on pages 182 to 184 of a document distributed at a research presentation hosted by the Linac Research Group on July 21, 1993, for example.
[0003]
Next, the operation will be described.
First, when the
[0004]
When a predetermined amount of electric charge is charged in the capacitor in the
Incidentally, since the
[0005]
When the high voltage pulse is output from the
[0006]
In addition to the above-described conventional example, there is a conventional example as shown in FIG. 22. In this conventional example, a discharge circuit is configured using a
In FIG. 22, 11 is a converter, 12 is an inverter, 13 is a charging resistor, 14 is a discharge capacitor, and 15 is a switching element.
[0007]
[Problems to be solved by the invention]
Since the conventional power supply device is configured as described above, a high-voltage pulse can be output to the
When a discharge circuit is formed using a
[0008]
The present invention has been made in order to solve the above-described problems, and has as its object to obtain a power supply device that can make a high-voltage pulse waveform a flat pulse waveform without increasing the size of the device. I do.
Another object of the present invention is to provide a power supply device capable of applying a DC voltage with little ripple to a load without increasing the size of the device.
[0009]
[Means for Solving the Problems]
When the difference between the load current detected by the detecting means and the predetermined value becomes equal to or more than a predetermined value, the sag compensating means discharges the electric charge to the load, and generates the sag voltage. This is to compensate.
A charging circuit in which a plurality of series bodies each including a pair of capacitors and a switching element are connected in series; a charging power supply that charges a capacitor related to the plurality of series bodies with a negative charge; and a plurality of series bodies. And a diode that is connected in parallel with each other and conducts a load current flowing through the load, and compares the detection result of the detection unit with a predetermined value, and controls on / off of the switching elements related to the plurality of series members according to the comparison result. A sag compensating means is constituted by the control circuit.
[0010]
According to a second aspect of the present invention, when the difference between the load voltage detected by the detection means and the predetermined value becomes equal to or greater than a predetermined value, the sag compensation means discharges electric charge to the load, and generates the sag voltage. This is to compensate.
A charging circuit in which a plurality of series bodies each including a pair of capacitors and a switching element are connected in series; a charging power supply that charges a capacitor related to the plurality of series bodies with a negative charge; and a plurality of series bodies. And a diode that is connected in parallel with each other and conducts a load current flowing through the load, and compares the detection result of the detection unit with a predetermined value, and controls on / off of the switching elements related to the plurality of series members according to the comparison result. A sag compensating means is constituted by the control circuit.
[0011]
According to a third aspect of the present invention, when the difference between the microwave detected by the detecting means and the predetermined value becomes equal to or more than a predetermined value, the sag compensating means discharges an electric charge to the load and generates a sag voltage. This is to compensate.
A charging circuit in which a plurality of series bodies each including a pair of capacitors and a switching element are connected in series; a charging power supply that charges a capacitor related to the plurality of series bodies with a negative charge; and a plurality of series bodies. And a diode that is connected in parallel with each other and conducts a load current flowing through the load, and compares the detection result of the detection unit with a predetermined value, and controls on / off of the switching elements related to the plurality of series members according to the comparison result. A sag compensating means is constituted by the control circuit.
[0012]
According to a fourth aspect of the present invention, when the difference between the load current detected by the detecting means and the predetermined value becomes equal to or more than a predetermined value, the sag compensating means discharges electric charges to the load, and the charging / discharging means charges. The capacity can be reduced.
A charging circuit in which a plurality of series bodies each including a pair of capacitors and a switching element are connected in series; a charging power supply that charges a capacitor related to the plurality of series bodies with a negative charge; and a plurality of series bodies. And a diode that is connected in parallel with each other and conducts a load current flowing through the load, and compares the detection result of the detection unit with a predetermined value, and controls on / off of the switching elements related to the plurality of series members according to the comparison result. A sag compensating means is constituted by the control circuit.
[0013]
According to a fifth aspect of the present invention, when the difference between the load voltage detected by the detecting means and the predetermined value becomes equal to or more than a predetermined value, the sag compensating means discharges the charge to the load, and the charging / discharging means charges. The capacity can be reduced.
A charging circuit in which a plurality of series bodies each including a pair of capacitors and a switching element are connected in series; a charging power supply that charges a capacitor related to the plurality of series bodies with a negative charge; and a plurality of series bodies. And a diode that is connected in parallel with each other and conducts a load current flowing through the load, and compares the detection result of the detection unit with a predetermined value, and controls on / off of the switching elements related to the plurality of series members according to the comparison result. A sag compensating means is constituted by the control circuit.
[0014]
In the power supply device according to the present invention, when the difference between the microwave detected by the detecting means and the predetermined value becomes equal to or more than a predetermined value, the sag compensating means discharges electric charge to the load and charges the charging / discharging means. The capacity can be reduced.
A charging circuit in which a plurality of series bodies each including a pair of capacitors and a switching element are connected in series; a charging power supply that charges a capacitor related to the plurality of series bodies with a negative charge; and a plurality of series bodies. And a diode that is connected in parallel with each other and conducts a load current flowing through the load, and compares the detection result of the detection unit with a predetermined value, and controls on / off of the switching elements related to the plurality of series members according to the comparison result. A sag compensating means is constituted by the control circuit.
[0015]
According to a seventh aspect of the present invention, the power supply apparatus further includes a detection signal output unit that outputs a detection signal corresponding to a change in the potential applied to both ends of the charge / discharge unit when the switching unit is turned on. When the difference between the signal and the predetermined value exceeds a certain value, the sag compensating means discharges electric charge to the load.
A charging circuit in which a plurality of series bodies each including a pair of capacitors and a switching element are connected in series; a charging power supply that charges a capacitor related to the plurality of series bodies with a negative charge; and a plurality of series bodies. And a diode that is connected in parallel with each other and conducts a load current flowing through the load, and compares the detection result of the detection unit with a predetermined value, and controls on / off of the switching elements related to the plurality of series members according to the comparison result. A sag compensating means is constituted by the control circuit.
[0016]
BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION
Hereinafter, an embodiment of the present invention will be described.
FIG. 1 is a configuration diagram showing a power supply device according to a first embodiment of the present invention. In the drawing,
[0017]
26 is a current detector (detection means) for detecting the load current IL flowing through the
[0018]
FIG. 2 is a configuration diagram showing a specific configuration of the
[0019]
Next, the operation will be described.
First, the
[0020]
When a predetermined time elapses after the voltage level of the high voltage pulse has changed to the L level and the
[0021]
At this time, when the capacity of the
[0022]
Therefore, the
That is, when the I /
When the
[0023]
More specifically, since the
[0024]
For example, when the state of the
Incidentally, the voltage VL across the
VL = V0-(. DELTA.V0 / 2). +-. (. DELTA.V0 / 2)
Here, V0 is the voltage across
[0025]
When a predetermined time has elapsed after the voltage level of the high-voltage pulse has changed to the H level and a predetermined pulse width has been obtained, the
[0026]
As is clear from the above, according to the first embodiment, the
In the first embodiment, the
[0027]
In the first embodiment, the case where the power supply device directly applies the high voltage pulse to the
[0028]
In the first embodiment, the load current IL flowing through the
[0029]
In the first embodiment, the load current IL flowing through the
[0030]
FIG. 8 is a configuration diagram showing a power supply device according to
51 is an FET (switching means) connected in parallel with the
[0031]
Next, the operation will be described.
First, the
[0032]
When the
[0033]
At this time, when the number of stages of the
[0034]
Therefore, the
As is apparent from the above, according to the fifth embodiment, the
[0035]
In the fifth embodiment, the load current IL flowing through the
[0036]
Embodiment 7 FIG.
In the fifth embodiment, the load current IL flowing through the
[0037]
FIG. 11 is a configuration diagram showing a power supply device according to
Reference numeral 61 denotes a diode (detection signal output means); 62, a capacitor (detection signal output means) for charging the electric charge discharged by the
[0038]
Next, the operation will be described.
In the first embodiment and the like, the case where the
[0039]
That is, when the
[0040]
When the
[0041]
Therefore, in the eighth embodiment, the
That is, in the first embodiment, since the load current IL, which is a very large current, is monitored, for example, when the target sag voltage ΔV is set to 1% or less of the voltage applied to the
Therefore, according to the eighth embodiment, the flatness of the pulse waveform of the high voltage pulse can be improved.
[0042]
FIG. 12 is a configuration diagram showing a part (a protection circuit for the FET 23) of a power supply device according to
71 is a snubber diode, 72 is a snubber capacitor, 73 and 74 are control capacitors forming a series body with the
[0043]
Next, the operation will be described.
Except for the point that the protection circuit shown in FIG. 12 is added in parallel with the
First, in the ninth embodiment, when the protection circuit as shown in FIG. 12 is not added, when the current is cut off by switching the
[0044]
First, when the
When the
[0045]
Accordingly, the surge voltage can be suppressed more than the protection circuit is not added by the amount of the current Ioff (see FIG. 13B), but it is necessary to finally cut off the current Ioff. Therefore, the
Since the magnitude of the surge voltage is inversely proportional to the fall time dt of the current Ioff, the surge voltage may be reduced as the switching of the switching states of the
VP -V = Lline · dIoff / dt
Where VP is the peak value of the surge voltage
V is the voltage when the
Lline is the reactance of the entire closed circuit
[0046]
As is clear from the above, according to the ninth embodiment, the
[0047]
Embodiment 10 FIG.
In
[0048]
FIG. 15 is a block diagram showing a part of a power supply device according to
[0049]
Next, the operation will be described.
In the first embodiment and the like, the control device that controls the
[0050]
First, when the
On the other hand, when the
[0051]
In this way, the switching state of the
If the fall time of the gate voltage is too early, the balance of the current flowing through the cells inside the
[0052]
Therefore, in the eleventh embodiment, each of the
If the fall time of the gate voltage of each
[0053]
In the eleventh embodiment, the configuration of the
[0054]
In the eleventh embodiment, the configuration of the
That is, when the
[0055]
In the above-described
[0056]
FIG. 19 is a configuration diagram showing a power supply device according to
A rectifier circuit (rectifier) 101 converts an AC voltage into a DC voltage and applies a DC voltage to the
[0057]
Next, the operation will be described.
First, when the
Therefore, the ripple included in the DC voltage VP applied to the
[0058]
That is, when the
As a result, the
[0059]
Specifically, when the ripple compensation voltage ΔVP increases, the ripple included in the DC voltage VP increases, so the number of the
When the
[0060]
As is apparent from the above description, in the fifteenth embodiment, the current flowing through the charging
[0061]
【The invention's effect】
As described above, according to the first aspect of the present invention, when the difference between the load current detected by the detecting means and the predetermined value becomes equal to or more than a predetermined value, the sag compensating means discharges the charge to the load, and the sag voltage is reduced. Is configured so as to compensate for the generation of the high voltage pulse without increasing the capacity of the charging / discharging means, that is, without increasing the size of the device. is there.
[0062]
According to the second aspect of the present invention, when the difference between the load voltage detected by the detecting means and the predetermined value becomes equal to or more than a predetermined value, the sag compensating means discharges charges to the load to compensate for the generation of the sag voltage. With such a configuration, there is an effect that the waveform of the high-voltage pulse can be made a flat pulse waveform without increasing the capacity of the charging / discharging means, that is, without increasing the size of the device.
[0063]
According to the third aspect of the present invention, when the difference between the microwave detected by the detecting means and the predetermined value becomes equal to or more than a predetermined value, the sag compensating means discharges electric charge to the load to compensate for the generation of the sag voltage. With such a configuration, there is an effect that the waveform of the high-voltage pulse can be made a flat pulse waveform without increasing the capacity of the charging / discharging means, that is, without increasing the size of the device.
[0064]
According to the fourth aspect of the invention, when the difference between the load current detected by the detecting means and the predetermined value becomes equal to or more than a predetermined value, the sag compensating means discharges the electric charge to the load and reduces the charge capacity of the charging / discharging means. Since the configuration can be made smaller, there is an effect that the waveform of the high voltage pulse can be made a flat pulse waveform without increasing the size of the device.
[0065]
According to the fifth aspect of the present invention, when the difference between the load voltage detected by the detecting means and the predetermined value becomes equal to or more than a predetermined value, the sag compensating means discharges the charge to the load, and reduces the charge capacity of the charging / discharging means. Since the configuration can be made smaller, there is an effect that the waveform of the high voltage pulse can be made a flat pulse waveform without increasing the size of the device.
[0066]
According to the invention described in
[0067]
According to the invention described in claim 7, when the switching means is turned on, the detection signal output means for outputting a detection signal corresponding to a change in the potential applied to both ends of the charging / discharging means is provided. When the difference between the predetermined values becomes equal to or more than a predetermined value, the sag compensating means is configured to discharge the electric charge to the load. Therefore, the sag voltage is set to be extremely small with respect to the voltage applied to the load. Even in this case, there is an effect that the sag voltage can be accurately compensated.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a configuration diagram showing a power supply device according to
FIG. 2 is a configuration diagram showing a specific configuration of a
FIG. 3 is a waveform diagram showing a voltage between both ends of each element and a switching signal of an FET.
FIG. 4 is a waveform diagram showing an error signal of an
FIG. 5 is a configuration diagram showing a power supply device according to
FIG. 6 is a configuration diagram showing a power supply device according to
FIG. 7 is a configuration diagram showing a power supply device according to
FIG. 8 is a configuration diagram showing a power supply device according to
FIG. 9 is a configuration diagram showing a power supply device according to
FIG. 10 is a configuration diagram showing a power supply device according to Embodiment 7 of the present invention.
FIG. 11 is a configuration diagram showing a power supply device according to an eighth embodiment of the present invention.
FIG. 12 is a configuration diagram showing a part of a power supply device according to
FIG. 13 is a waveform diagram showing a surge voltage and switching signals of
FIG. 14 is a configuration diagram showing a part of a power supply device according to Embodiment 10 of the present invention.
FIG. 15 is a configuration diagram showing a part of a power supply device according to
FIG. 16 is a configuration diagram showing a part of a conventional power supply device.
FIG. 17 is a configuration diagram showing a part of a power supply device according to a twelfth embodiment of the present invention.
FIG. 18 is a configuration diagram showing a part of a power supply device according to
FIG. 19 is a configuration diagram showing a power supply device according to
FIG. 20 is a waveform diagram showing a ripple compensation voltage ΔVP and the like.
FIG. 21 is a configuration diagram showing a conventional power supply device.
FIG. 22 is a configuration diagram showing a conventional power supply device.
FIG. 23 is a waveform diagram showing a voltage across the
[Explanation of symbols]
21, 84 DC power supply, 22 charging reactor, 23, 51 FET (switching means), 24 discharge capacitor (charge / discharge means), 25 klystron (load), 26, 64, 119 current detector (detection means), 27 I / V converter (sag compensating means), 28 reference power supply (sag compensating means), 29 error amplifier (sag compensating means), 30 drive circuit (sag compensating means), 31 sag compensating circuit (sag compensating means), 32-35, 103-106 Capacitor, 36-39, 76, 77, 85, 89, 107-110 FET (switching element), 40-43, 111-114 Power supply for charging, 44-47, 115-118 Diode, 52 pulse forming circuit Net (charge / discharge means), 61 diode (detection signal output means), 62 capacitor (detection signal output means) , 63 resistor (detection signal output means), 71 snubber diode, 72 snubber capacitor, 73, 74 control capacitor, 78 current detector (control circuit), 79, 120 I / V converter (control circuit), 80 , 121 drive circuit (control circuit), 81 IGBT (switching means), 86 control circuit, 90 variable resistor, 91 constant current source, 101 rectifier circuit (rectifier), 102 rectifying capacitor.
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