JP3547895B2

JP3547895B2 - Constant current generation circuit

Info

Publication number: JP3547895B2
Application number: JP06393796A
Authority: JP
Inventors: 直幸本木
Original assignee: New Japan Radio Co Ltd
Current assignee: New Japan Radio Co Ltd
Priority date: 1996-02-27
Filing date: 1996-02-27
Publication date: 2004-07-28
Anticipated expiration: 2016-02-27
Also published as: JPH09230953A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、定電流を発生する回路に係り、特に、出力電流の安定化、精度の向上を図った定電流発生回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】
電子回路を構成する場合、回路中に定電流を必要とすることが種々あり、このため従来から様々な定電流発生回路が提案され、また、実用化されている。
例えば、図３には、特に微小定電流を得るための最も簡易な回路例が示されており、同図を参照しつつこの回路について説明すれば、この回路は、定電流源２０とトランジスタ２１とが直列接続されて構成されてなるものである。
すなわち、定電流源２０は、所望する微小定電流Ｉｏに比して大きな定電流を出力するもので、その一端は電源ラインに、他端はｐｎｐトランジスタ２１のエミッタに、それぞれ接続され、このｐｎｐトランジスタ２１のコレクタはアースに接続されて、定電流源２０とｐｎｐトランジスタ２１とが電源ラインとアース間に直列接続されている。そして、ｐｎｐトランジスタ２１のベースからは、このｐｎｐトランジスタ２１が有する直流電流増幅率をｈ_ＦＥとすると、出力電流Ｉｏとして、Ｉｏ＝Ｉ／ｈ_ＦＥと表される微小定電流が得られるようになっている。
【０００３】
また、図４や図５にそれぞれ示されたようないわゆるカレントミラー回路を用いてなる定電流発生回路も公知・周知となっている。
まず、図４に示された定電流発生回路は、複数のバイポーラトランジスタを並列接続したと等価な第１のトランジスタＱ１が、そのエミッタ側に電源ラインが、コレクタ側に定電流源２０の一端が、それぞれ接続されて、電源ラインとアースとの間に定電流源２０と直列接続されるようにして設けられている。
この第１のトランジスタＱ１を構成する複数のトランジスタは、それぞれエミッタ同士、コレクタ同士、ベース同士が接続されると共に、各コレクタと各ベースとが互いに接続され、いわゆるダイオード接続が施された状態となっているものである。
【０００４】
さらに、第１のトランジスタＱ１のベースは、第２のトランジスタＱ２のベースに接続される一方、この第２のトランジスタＱ２のエミッタは電源ラインに接続され、コレクタは出力端子となっており、第１のトランジスタＱ１といわゆるカレントミラー回路を構成するようになっている。
【０００５】
かかる構成において、第１のトランジスタＱ１を構成する各トランジスタに流れる電流の和が、定電流源２０の電流Ｉと等しくなり、また、カレントミラー回路の特性から、第２のトランジスタＱ２のコレクタからは、第１のトランジスタＱ１を構成する各トランジスタに流れる電流に等しい出力電流Ｉｏが得られるようになっている。したがって、第１のトランジスタＱ１を構成するトランジスタの数を調整することにより、所望する定電流出力Ｉｏが得られるようになっているものである。
【０００６】
さらに、図５に示された回路は、トランジスタＱ１のコレクタが定電流源２０の一端と接続され、トランジスタＱ１のエミッタが電源ラインに、定電流源２０の他端がアースに、それぞれ接続される一方、エミッタがエミッタ抵抗２２を介して電源ラインに、ベースがトランジスタＱ１に、それぞれ接続されたトランジスタＱ２が設けられてカレントミラー回路が構成されてなるものである。
【０００７】
かかる構成においては、トランジスタＱ１のエミッタ側には抵抗を設けない構成とすることにより、定電流源２０が出力する電流Ｉよりも小さい所望の定電流をトランジスタＱ２のコレクタ側に出力電流Ｉｏとして得られるようになっているものである。なお、トランジスタＱ２のエミッタ抵抗２２は、定電流源２０の電流Ｉ及び所望の微小定電流Ｉｏが与えられることにより所定の式により求められものである。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上述した３つの従来技術の中で、最初のものでは、出力電流Ｉｏがトンジスタの直流電流増幅率ｈ_ＦＥにより決定されるものであるため、例えば、使用するトランジスタの直流電流増幅率ｈ_ＦＥにばらつきがある場合、直接その影響を受けてしまい、再現性に欠け、その結果、信頼性の低下を招くという問題があった。
また、上述した３つの従来技術の中で、残る２つのものにおいては、出力電流を得るトランジスタにおけるリーク電流の発生等により、正確な微小定電流が得難いという問題があった。
【０００９】
本発明は、上記実状に鑑みてなされたもので、トランジスタの直流電流増幅率のばらつきの影響を受けることがなく、安定、確実な定電流出力を得ることができ、信頼性の高い定電流発生回路を提供するものである。
また、本発明の他の目的は、トランジスタのリーク電流の影響を受けることがなく、安定、確実な定電流出力を得ることができ、信頼性の高い定電流発生回路を提供することにある。
【００１０】
【課題を解決するための手段】
本発明に係る定電流発生回路は、
相互にベースが接続されて同一電流が出力可能な第１乃至第３のトランジスタを有してなるカレントミラー回路と、
差動増幅回路と、
前記カレントミラー回路の第３のトランジスタに接続され、ベース側から出力電流が得られる出力トランジスタとを有し、
前記差動増幅回路の一方の入力段を構成する一方のトランジスタに前記カレントミラー回路の第１のトランジスタが、他方の入力段を構成する他方のトランジスタに前記カレントミラー回路の第２のトランジスタが、それぞれ接続され、
前記第１のトランジスタと前記一方のトランジスタとの接続点が演算増幅器の反転入力端子に、前記第２のトランジスタと前記他方のトランジスタとの接続点が演算増幅器の非反転入力端子に、それぞれ接続される一方、演算増幅器の出力端子は前記第１乃至第３のトランジスタのベースに接続され、
前記一方のトランジスタのベース・エミッタ間電圧とベース電圧との和として表される前記演算増幅器の反転入力端子における電圧と、前記他方のトランジスタのベース・エミッタ間電圧と、当該他方のトランジスタに印加された所定電圧との和として表される前記演算増幅器の非反転入力端子における電圧とが等しく設定され、前記出力トランジスタのベース側から、定電流出力を得るようにしてなるものである。
【００１１】
特に、トランジスタは、例えば、ｐｎｐ型を用い、カレントミラー回路の第１乃至第３のトランジスタは、エミッタ側を電源に、また、第１及び第２のトランジスタのコレクタ側を差動増幅回路を構成する２つのｐｎｐ型トランジスタに、それぞれ接続し、さらに、差動増幅回路の一方のｐｎｐ型トラジスタのベースとアースの間に抵抗を挿入し、他方のｐｎｐ型トランジスタのベースは直接アースに接続する。そして、一方のトランジスタのエミッタを演算増幅回路の反転入力端子に接続し、他方のトランジスタのエミッタと演算増幅器の非反転入力端子との間には、所定電圧を生ずる直流定電圧源を設け、演算増幅回路の出力端子を第１乃至第３のトランジスタのベースに接続する一方、ｐｎｐ型の出力トランジスタのエミッタを第３のトランジスタのコレクタに接続すると共に、出力トランジスタのコレクタをアースした構成が好ましい。
【００１２】
かかる構成においては、差動増幅回路の一方のトランジスタのベース・エミッタ間電圧とベース抵抗における電圧降下の和として表される演算増幅器の反転入力端子における電圧と、差動増幅回路の他方のトランジスタのベース・エミッタ間電圧と直流定電圧源の所定電圧との和として表される演算増幅器の非反転入力端子における電圧とが、各トランジスタのベース・エミッタ間電圧が同一であるとの前提の下、直流定電圧源の所定電圧の適宜な設定により同一となる。
この結果、例えば、カレントミラー回路から供給される一定電流をＩ１、直流定電圧源の所定電圧をＥ１、差動増幅回路の一方のトランジスタのベース抵抗をＲ１、トランジスタの直流電流増幅率をｈ_ＦＥとすると、Ｒ１・Ｉ１／ｈ_ＦＥ＝Ｅ１という関係が演算増幅器の入力段において成立する。
一方、出力トランジスタのベース電流である出力電流Ｉｏは、この出力トランジスタにもカレントミラー回路から一定電流Ｉ１が流れるため、出力トランジスタの直流電流増幅率を先のトランジスタと同一のｈ_ＦＥであるとすれば、Ｉｏ＝Ｉ１／ｈ_ＦＥとなる。ここで、この出力電流Ｉｏに関する式は、先の演算増幅器の入力段において成立した式を用いて書き換えることができ、その結果、Ｉｏ＝Ｅ１／Ｒ１を得る。
すなわち、出力電流は、直流定電圧源の電圧とベース抵抗とによってのみ定まり、従来と異なり、トランジスタの直流増幅率のような不安定因子の影響を直接受けることがなくなり、安定、確実なものとなる。
【００１３】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態について、図１乃び図２を参照しつつ説明する。
なお、以下に説明する部材、配置等は本発明を限定するものではなく、本発明の趣旨の範囲内で種々改変することができるものである。
まず、図１に示された第１の回路構成例について説明する。
この定電流発生回路は、いわゆるカレントミラー回路と差動増幅回路とが組み合わされてなるものである。
すなわち、最初に回路構成を説明すれば、ｐｎｐ型の第１のトランジスタ１（図１においては「Ｑ１」と表記）とｐｎｐ型の第２のトランジスタ２（図１においては「Ｑ２」と表記）は、共にエミッタが電源ライン６に接続される一方、第１のトランジスタ１のコレクタは、ｐｎｐ型の第４のトランジスタ４（図１においては「Ｑ４」と表記）のエミッタに、第２のトランジスタ２のコレクタは、直流定電圧源７の正極側に、それぞれ接続されている。
【００１４】
第４のトランジスタ４のコレクタは、ｐｎｐ型の第５のトランジスタ５（図１においては「Ｑ５」と表記）のコレクタと共にアースに接続され、第４のトランジスタ４のベースは、ベース抵抗８を介してアースに、第５のトランジスタ５のベースは直接アースに、それぞれ接続されている。さらに、第５のトランジスタ５のエミッタは、先の直流定電圧源７の負極側に接続されており、第４及び第５のトランジスタ４，５は差動増幅回路を構成するうようになっている。
【００１５】
また、先の第１及び第２のトランジスタ１，２のベースは相互に接続されると共に、ｐｎｐ型の第３のトランジスタ３（図１においては「Ｑ３」と表記）のベースに接続され、この第３のトランジスタ３のエミッタは、電源ライン６に、コレクタは、ｐｎｐ型の出力トランジスタ９のエミッタに、それぞれ接続される一方、出力トランジスタ９のコレクタはアースに接続されて、第１乃至第３のトランジスタ１〜３は、いわゆるカレントミラー回路を構成するようになっている。
【００１６】
さらに、第１のトランジスタ１のコレクタと第４のトランジスタ４のエミッタの接続点は、演算増幅器１０の反転入力端子に、第２のトランジスタ２のコレクタと直流定電圧源７の正極側の接続点は、演算増幅器１０の非反転入力端子に、それぞれ接続される一方、演算増幅器１０の出力端子は、第１乃至第３のトランジスタ１〜３のベースに接続されており、演算増幅器１０の出力端子と反転入力端子との間には、第１のトランジスタ１のベース・コレクタ間を介していわゆるフィードバックループが形成され、演算増幅器１０はいわゆる電圧ホロワとして機能するような構成となっている。
【００１７】
次に、上記構成における本回路の動作について説明する。
第１及び第２のトランジスタ１，２は、いわゆるカレントミラー回路を形成しているため、それぞれのコレクタには同一の電流Ｉ１が流れ、この電流Ｉ１は、第４及び第５のトランジスタ４，５のエミッタに流れ込むこととなる。
一方、演算増幅器１０の反転入力端子と非反転入力端子との間は、いわゆるイマジナル・ショート状態であるので、それぞの端子における電圧の間には、Ｖ_ＢＥ４＋Ｒ１・Ｉ１／ｈ_ＦＥ＝Ｖ_ＢＥ５＋Ｅ１という関係が成立する（以下この式を「式１」と言う）。ここで、Ｖ_ＢＥ４は第４のトランジスタ４のベース・エミッタ間電圧を、Ｒ１はベース抵抗８の抵抗値を、ｈ_ＦＥは第４のトランジスタ４の直流電流増幅率を、Ｖ_ＢＥ５は第５のトランジスタ５のベース・エミッタ間電圧を、Ｅ１は直流定電圧源７の電圧値を、それぞれ意味するものである。
【００１８】
仮に、第１乃至第５のトランジスタ１〜５が全て、同一の電気的特性を有するものであるとすると、第４及び第５のトランジスタ４，５に流れる電流は、同一電流Ｉ１であるため、先の式１においてＶ_ＢＥ４＝Ｖ_ＢＥ５が成立する。このため、式１は、Ｉ１／ｈ_ＦＥ＝Ｅ１／Ｒ１と書き改められる（以下この式を「式２」と言う）。
【００１９】
ところで、第３のトランジスタ３は、第１及び第２のトランジスタ１，２と共にいわゆるカレントミラー回路を構成するので、この第３のトランジスタ３にも第１のトランジスタ１と同様に電流Ｉ１が流れることとなる。
出力電流Ｉｏは、出力トランジスタ９のベース電流であるので、出力トランジスタ９が有する直流電流増幅率を第４のトランジスタ４と同一のｈ_ＦＥであると仮定すると、出力電流Ｉｏ＝Ｉ１／ｈ_ＦＥとなる（以下この式を「式３」と言う）。
【００２０】
この式３を先の式２を以て書き改めると、Ｉｏ＝Ｅ１／Ｒ１となる。
すなわち、本回路により得られる出力電流は、直流定電圧源７の電圧Ｅ１と、第４のトランジスタ４のベース抵抗８の抵抗値Ｒ１のみにより定まり、従来と異なり出力電流の大きさを決定する因子には、トランジスタの直流電流増幅率が含まれないので、安定した定電流出力が得られることとなる。
なお、直流定電圧源７としては、例えば、トランジスタ等を用いてなる公知・周知の構成を有するいわゆるシリーズレギュレータ等により実現できるものである。
【００２１】
次に、第２の回路構成例について図２を参照しつつ説明する。
なお、図１に示された構成要素と同一の構成要素については、同一の符号を付してその詳細な説明を省略し、以下、異なる点を中心に説明することとする。
この第２の回路構成例は、直流定電圧源７を設ける位置を変えたものである。
すなわち、第２のトランジスタ２のコレクタは、第５のトランジスタのエミッタに接続される一方、第５のトランジスタのベースとアース間に、直流定電圧源７が、その正極側にベース、負極側にアースが、それぞれ接続されて設けられている。
【００２２】
かかる構成において、演算増幅器１０の反転入力端子における電圧と、非反転入力端子における電圧との間には、図１に示された回路例と同様に、式１すなわちＶ_ＢＥ４＋Ｒ１・Ｉ１／ｈ_ＦＥ＝Ｖ_ＢＥ５＋Ｅ１という関係が成立する。
したがって、出力トランジスタ９のベース電流である出力電流も、図１に示された回路構成例と同様に、Ｉｏ＝Ｅ１／Ｒ１となり、出力電流の大きさを決定する因子には、トランジスタの直流電流増幅率が含まれないので、安定した定電流出力が得られることとなる。
【００２３】
なお、上述した何れの回路構成例においても、ｐｎｐ型トランジスタを使用したが、勿論これに限定される必要はなく、ｎｐｎ型トランジスタを用いてもよい。
【００２４】
【発明の効果】
以上、述べたように、本発明によれば、出力電流を決定する因子としてトランジスタの直流電流増幅率が含まれないようにしたので、従来と異なり、出力電流が直流電流増幅率の変動を直接受けるようなことがなく、安定、確実な定電流出力を得ることができ、信頼性の高い定電流発生回路が提供される。
また、演算増幅器の２つの入力端子における電圧は、差動増幅回路を構成する２つのトランジスタのそれぞれのベース電位が主たる決定要因、換言すればベース電流により決定されるようにしてあるので、トランジスタに充分な電流を流すことができ、従来と異なりリーク電流の影響を受け難く、正確な定電流出力を得ることができ、信頼性の高い定電流発生回路を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施の形態における第１の回路構成例を示す回路図である。
【図２】本発明の実施の形態における第２の回路構成例を示す回路図である。
【図３】従来の定電流発生回路の第１の回路例を示す回路図である。
【図４】従来の定電流発生回路の第２の回路例を示す回路図である。
【図５】従来の定電流発生回路の第３の回路例を示す回路図である。
【符号の説明】
７…直流定電圧源
８…ベース抵抗
９…出力トランジスタ
１０…演算増幅器[0001]
TECHNICAL FIELD OF THE INVENTION
The present invention relates to a circuit for generating a constant current, and more particularly to a constant current generation circuit for stabilizing an output current and improving accuracy.
[0002]
[Prior art]
When configuring an electronic circuit, there are various cases where a constant current is required in the circuit. For this reason, various constant current generating circuits have been conventionally proposed and put into practical use.
For example, FIG. 3 shows an example of the simplest circuit for obtaining a very small constant current. The circuit will be described with reference to FIG. Are connected in series.
That is, the constant current source 20 outputs a constant current larger than a desired minute constant current Io. One end of the constant current source 20 is connected to the power supply line, and the other end is connected to the emitter of the pnp transistor 21. The collector of the transistor 21 is connected to the ground, and the constant current source 20 and the pnp transistor 21 are connected in series between the power supply line and the ground. Then, from the base of the pnp transistor 21, when a DC current amplification factor the pnp transistor 21 having the _{h FE,} as the output current Io, so small constant current, denoted Io = I _{/ h FE} is obtained ing.
[0003]
In addition, constant current generating circuits using so-called current mirror circuits as shown in FIGS. 4 and 5 are also publicly known.
First, the constant current generating circuit shown in FIG. 4 includes a first transistor Q1 equivalent to a plurality of bipolar transistors connected in parallel, a power supply line on the emitter side, and one end of the constant current source 20 on the collector side. , And are connected in series with the constant current source 20 between the power supply line and the ground.
The plurality of transistors constituting the first transistor Q1 have emitters, collectors, and bases connected to each other, and collectors and bases are connected to each other, so that a so-called diode connection is established. Is what it is.
[0004]
Further, the base of the first transistor Q1 is connected to the base of the second transistor Q2, while the emitter of the second transistor Q2 is connected to the power supply line, the collector is an output terminal, and the first And a so-called current mirror circuit with the transistor Q1.
[0005]
In such a configuration, the sum of the currents flowing through the transistors constituting the first transistor Q1 becomes equal to the current I of the constant current source 20, and from the characteristics of the current mirror circuit, the sum of the currents flowing from the collector of the second transistor Q2 An output current Io equal to the current flowing through each of the transistors constituting the first transistor Q1 is obtained. Therefore, a desired constant current output Io can be obtained by adjusting the number of transistors constituting the first transistor Q1.
[0006]
Further, in the circuit shown in FIG. 5, the collector of the transistor Q1 is connected to one end of the constant current source 20, the emitter of the transistor Q1 is connected to the power supply line, and the other end of the constant current source 20 is connected to the ground. On the other hand, a current mirror circuit is provided in which an emitter is connected to a power supply line via an emitter resistor 22, a base is connected to a transistor Q1, and a transistor Q2 is connected to the transistor Q1, respectively.
[0007]
In such a configuration, by providing no resistance on the emitter side of the transistor Q1, a desired constant current smaller than the current I output from the constant current source 20 is obtained as an output current Io on the collector side of the transistor Q2. It is something that can be done. The emitter resistance 22 of the transistor Q2 is determined by a predetermined formula when the current I of the constant current source 20 and a desired minute constant current Io are given.
[0008]
[Problems to be solved by the invention]
However, in the first of the three prior arts described above, since the output current Io is determined by the DC current amplification factor h _FE of the transistor, for example, the DC current amplification factor h _{FE of the} transistor to be used is used. , There is a problem that it is directly affected by the variation and lacks reproducibility, resulting in a decrease in reliability.
Further, of the above three conventional techniques, the remaining two have a problem that it is difficult to obtain an accurate minute constant current due to generation of a leak current in a transistor for obtaining an output current.
[0009]
SUMMARY OF THE INVENTION The present invention has been made in view of the above circumstances, and is capable of obtaining a stable and reliable constant current output without being affected by variations in the DC current gain of a transistor, and having a highly reliable constant current generation. Circuit.
It is another object of the present invention to provide a constant current generating circuit which can obtain a stable and reliable constant current output without being affected by a leakage current of a transistor and has high reliability.
[0010]
[Means for Solving the Problems]
The constant current generation circuit according to the present invention,
A current mirror circuit having first to third transistors having mutually connected bases and capable of outputting the same current;
A differential amplifier circuit,
An output transistor connected to a third transistor of the current mirror circuit and capable of obtaining an output current from a base side;
One transistor forming one input stage of the differential amplifier circuit has a first transistor of the current mirror circuit, and the other transistor forming the other input stage has a second transistor of the current mirror circuit. Connected respectively,
A connection point between the first transistor and the one transistor is connected to an inverting input terminal of an operational amplifier, and a connection point between the second transistor and the other transistor is connected to a non-inverting input terminal of the operational amplifier. Meanwhile, the output terminal of the operational amplifier is connected to the bases of the first to third transistors,
A voltage at the inverting input terminal of the operational amplifier, expressed as the sum of a base-emitter voltage and a base voltage of the one transistor, a base-emitter voltage of the other transistor, and a voltage applied to the other transistor. The voltage at the non-inverting input terminal of the operational amplifier, which is expressed as the sum of the predetermined voltage and the predetermined voltage, is set to be equal to obtain a constant current output from the base side of the output transistor.
[0011]
In particular, for example, a pnp type transistor is used, and the first to third transistors of the current mirror circuit form a power supply on the emitter side, and a differential amplifier circuit on the collector side of the first and second transistors. And a resistor is inserted between the base of one pnp transistor of the differential amplifier circuit and the ground, and the base of the other pnp transistor is directly connected to the ground. The emitter of one transistor is connected to the inverting input terminal of the operational amplifier circuit, and a DC constant voltage source for generating a predetermined voltage is provided between the emitter of the other transistor and the non-inverting input terminal of the operational amplifier. Preferably, the output terminal of the amplifier circuit is connected to the bases of the first to third transistors, while the emitter of the pnp output transistor is connected to the collector of the third transistor, and the collector of the output transistor is grounded.
[0012]
In such a configuration, the voltage at the inverting input terminal of the operational amplifier, expressed as the sum of the base-emitter voltage of one transistor of the differential amplifier circuit and the voltage drop at the base resistance, and the voltage of the other transistor of the differential amplifier circuit The voltage at the non-inverting input terminal of the operational amplifier, expressed as the sum of the base-emitter voltage and the predetermined voltage of the DC constant voltage source, is based on the assumption that the base-emitter voltage of each transistor is the same. It becomes the same by appropriately setting the predetermined voltage of the DC constant voltage source.
As a result, for example, the constant current supplied from the current mirror circuit is I1, the predetermined voltage of the DC constant voltage source is E1, the base resistance of one transistor of the differential amplifier circuit is R1, and the DC current amplification factor of the transistor is _hFE. Then, the relationship of R1 · I1 / h _FE = E1 is established in the input stage of the operational amplifier.
On the other hand, the output current Io is the base current of the output transistor is doing to flow a constant current I1 from the current mirror circuit to the output transistor, the DC current amplification factor of the output transistor and a previous transistor same h _FE if, and Io = I1 _{/ h FE.} Here, the equation relating to the output current Io can be rewritten using the equation established in the input stage of the operational amplifier, and as a result, Io = E1 / R1 is obtained.
That is, the output current is determined only by the voltage of the DC constant voltage source and the base resistance, and unlike the conventional case, is not directly affected by instability factors such as the DC amplification factor of the transistor, and is stable and reliable. Become.
[0013]
BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION
Hereinafter, an embodiment of the present invention will be described with reference to FIGS.
The members, arrangements, and the like described below do not limit the present invention, but can be variously modified within the scope of the present invention.
First, the first circuit configuration example shown in FIG. 1 will be described.
This constant current generating circuit is a combination of a so-called current mirror circuit and a differential amplifier circuit.
That is, to explain the circuit configuration first, a pnp-type first transistor 1 (denoted as “Q1” in FIG. 1) and a pnp-type second transistor 2 (denoted as “Q2” in FIG. 1) Have an emitter connected to the power supply line 6 and a collector of the first transistor 1 connected to an emitter of a pnp type fourth transistor 4 (denoted as “Q4” in FIG. 1) and a second transistor The collectors 2 are connected to the positive electrode side of the DC constant voltage source 7, respectively.
[0014]
The collector of the fourth transistor 4 is connected to the ground together with the collector of a fifth pnp transistor 5 (denoted as “Q5” in FIG. 1), and the base of the fourth transistor 4 is connected via a base resistor 8. And the base of the fifth transistor 5 is directly connected to ground. Further, the emitter of the fifth transistor 5 is connected to the negative electrode of the DC constant voltage source 7, and the fourth and fifth transistors 4, 5 constitute a differential amplifier circuit. I have.
[0015]
The bases of the first and second transistors 1 and 2 are connected to each other and connected to the base of a pnp-type third transistor 3 (denoted as “Q3” in FIG. 1). The emitter of the third transistor 3 is connected to the power supply line 6 and the collector is connected to the emitter of the pnp-type output transistor 9, while the collector of the output transistor 9 is connected to the ground. Transistors 1 to 3 constitute a so-called current mirror circuit.
[0016]
Further, the connection point between the collector of the first transistor 1 and the emitter of the fourth transistor 4 is connected to the inverting input terminal of the operational amplifier 10 and the connection point between the collector of the second transistor 2 and the positive electrode of the DC constant voltage source 7. Is connected to the non-inverting input terminal of the operational amplifier 10, while the output terminal of the operational amplifier 10 is connected to the bases of the first to third transistors 1 to 3. A so-called feedback loop is formed between the transistor and the inverting input terminal via the base and collector of the first transistor 1, and the operational amplifier 10 is configured to function as a so-called voltage follower.
[0017]
Next, the operation of this circuit in the above configuration will be described.
Since the first and second transistors 1 and 2 form a so-called current mirror circuit, the same current I1 flows through the respective collectors, and this current I1 is applied to the fourth and fifth transistors 4, 5 Will flow into the emitter.
On the other hand, between the inverting input terminal and the non-inverting input terminal of the operational amplifier 10 is in a so-called imaginary short state, and between the voltages at the respective terminals, V _BE4 + R1 · I1 / h _FE = V _BE5 + E1 is established (hereinafter, this equation is referred to as “Equation 1”). _Here, the _{V BE4} is the base-emitter voltage of the fourth transistor 4, R1 is a resistance value of the base resistor _{8, h FE} is a current transfer ratio of the fourth transistor _{4, V BE5} the fifth E1 means the voltage between the base and the emitter of the transistor 5, and E1 means the voltage value of the DC constant voltage source 7.
[0018]
Assuming that all of the first to fifth transistors 1 to 5 have the same electrical characteristics, the current flowing through the fourth and fifth transistors 4 and 5 is the same current I1. In the above equation 1, V _BE4 = V _BE5 holds. Therefore, Expression 1 is rewritten as I1 / h _FE = E1 / R1 (hereinafter, this expression is referred to as “Expression 2”).
[0019]
Since the third transistor 3 forms a so-called current mirror circuit together with the first and second transistors 1 and 2, the current I 1 also flows through the third transistor 3 in the same manner as the first transistor 1. It becomes.
Since the output current Io is the base current of the output transistor 9, assuming that the DC current gain of the output transistor 9 is the same _{hFE as} that of the fourth transistor 4, the output current Io = I1 / _hFE (Hereinafter, this expression is referred to as “expression 3”).
[0020]
If this equation 3 is rewritten using the above equation 2, Io = E1 / R1.
That is, the output current obtained by the present circuit is determined only by the voltage E1 of the DC constant voltage source 7 and the resistance value R1 of the base resistor 8 of the fourth transistor 4, and the factor which determines the magnitude of the output current unlike the related art. Does not include the DC current gain of the transistor, so that a stable constant current output can be obtained.
The DC constant voltage source 7 can be realized by, for example, a so-called series regulator having a known / well-known configuration using a transistor or the like.
[0021]
Next, a second circuit configuration example will be described with reference to FIG.
Note that the same components as those shown in FIG. 1 are denoted by the same reference numerals, and detailed description thereof will be omitted. Hereinafter, different points will be mainly described.
In the second circuit configuration example, the position where the DC constant voltage source 7 is provided is changed.
That is, while the collector of the second transistor 2 is connected to the emitter of the fifth transistor, a DC constant voltage source 7 is connected between the base of the fifth transistor and the ground, with the base on the positive side and the negative side on the negative side. A ground is provided in each case.
[0022]
In such a configuration, between the voltage at the inverting input terminal of the operational amplifier 10 and the voltage at the non-inverting input terminal, Equation 1, that is, V _BE4 + R1 · I1 / h _FE , as in the circuit example shown in FIG. = _VBE5 + E1.
Therefore, the output current that is the base current of the output transistor 9 also becomes Io = E1 / R1, similarly to the circuit configuration example shown in FIG. 1, and the factor that determines the magnitude of the output current is the DC current of the transistor. Since no amplification factor is included, a stable constant current output can be obtained.
[0023]
In each of the above circuit configuration examples, a pnp transistor is used. However, the present invention is not limited to this, and an npn transistor may be used.
[0024]
【The invention's effect】
As described above, according to the present invention, the DC current amplification factor of the transistor is not included as a factor for determining the output current. Therefore, unlike the related art, the output current directly changes the DC current amplification factor. A stable and reliable constant current output can be obtained without receiving the constant current, and a highly reliable constant current generating circuit is provided.
Further, the voltages at the two input terminals of the operational amplifier are such that the base potential of each of the two transistors constituting the differential amplifier circuit is determined mainly by the determining factor, in other words, the base current. It is possible to supply a sufficient current, to be less susceptible to a leak current unlike the related art, to obtain an accurate constant current output, and to provide a highly reliable constant current generating circuit.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a circuit diagram illustrating a first circuit configuration example according to an embodiment of the present invention.
FIG. 2 is a circuit diagram showing a second circuit configuration example according to the embodiment of the present invention.
FIG. 3 is a circuit diagram showing a first circuit example of a conventional constant current generation circuit.
FIG. 4 is a circuit diagram showing a second example of a conventional constant current generation circuit.
FIG. 5 is a circuit diagram showing a third example of a conventional constant current generation circuit.
[Explanation of symbols]
7 DC constant voltage source 8 Base resistor 9 Output transistor 10 Operational amplifier

Claims

相互にベースが接続されて同一電流が出力可能な第１乃至第３のトランジスタを有してなるカレントミラー回路と、
差動増幅回路と、
前記カレントミラー回路の第３のトランジスタに接続され、ベース側から出力電流が得られる出力トランジスタとを有し、
前記差動増幅回路の一方の入力段を構成する一方のトランジスタに前記カレントミラー回路の第１のトランジスタが、他方の入力段を構成する他方のトランジスタに前記カレントミラー回路の第２のトランジスタが、それぞれ接続され、
前記第１のトランジスタと前記一方のトランジスタとの接続点が演算増幅器の反転入力端子に、前記第２のトランジスタと前記他方のトランジスタとの接続点が演算増幅器の非反転入力端子に、それぞれ接続される一方、演算増幅器の出力端子は前記第１乃至第３のトランジスタのベースに接続され、
前記一方のトランジスタのベース・エミッタ間電圧とベース電圧との和として表される前記演算増幅器の反転入力端子における電圧と、前記他方のトランジスタのベース・エミッタ間電圧と、当該他方のトランジスタに印加された所定電圧との和として表される前記演算増幅器の非反転入力端子における電圧とが等しく設定され、
前記出力トランジスタのベース側から、定電流出力を得るようにしてなることを特徴とする定電流発生回路。A current mirror circuit having first to third transistors having mutually connected bases and capable of outputting the same current;
A differential amplifier circuit,
An output transistor connected to a third transistor of the current mirror circuit and capable of obtaining an output current from a base side;
One transistor forming one input stage of the differential amplifier circuit has a first transistor of the current mirror circuit, and the other transistor forming the other input stage has a second transistor of the current mirror circuit. Connected respectively,
A connection point between the first transistor and the one transistor is connected to an inverting input terminal of an operational amplifier, and a connection point between the second transistor and the other transistor is connected to a non-inverting input terminal of the operational amplifier. Meanwhile, the output terminal of the operational amplifier is connected to the bases of the first to third transistors,
A voltage at the inverting input terminal of the operational amplifier, expressed as the sum of a base-emitter voltage and a base voltage of the one transistor, a base-emitter voltage of the other transistor, and a voltage applied to the other transistor. The voltage at the non-inverting input terminal of the operational amplifier, represented as the sum of the
A constant current generating circuit, wherein a constant current output is obtained from a base side of the output transistor.

差動増幅回路の一方のトランジスタのベースは抵抗を介して、差動増幅回路の他方のトランジスタのベースは直接に、共に同一電位に接続されると共に、前記他方のトランジスタと演算増幅器の非反転入力端子との間には、所定電圧を発生する直流定電圧源が挿入されてなることを特徴とする請求項１記載の定電流発生回路。The base of one transistor of the differential amplifier circuit is connected via a resistor, the base of the other transistor of the differential amplifier circuit is directly connected to the same potential, and the other transistor and the non-inverting input of the operational amplifier. 2. The constant current generating circuit according to claim 1, wherein a DC constant voltage source for generating a predetermined voltage is inserted between the terminal and the terminal.

差動増幅回路の一方のトランジスタのベースは抵抗を介して、差動増幅回路の他方のトランジスタのベースは所定電圧を発生する直流定電圧源を介して、共に同一電位に接続されてなることを特徴とする請求項１記載の定電流発生回路。The base of one transistor of the differential amplifier circuit is connected to the same potential via a resistor, and the base of the other transistor of the differential amplifier circuit is connected to the same potential via a DC constant voltage source for generating a predetermined voltage. 2. The constant current generating circuit according to claim 1, wherein:

カレントミラー回路を構成する第１乃至第３のトランジスタは、ｐｎｐ型トランジスタであり、各エミッタが電源側に接続され、各コレクタ側から同一電流が流れ出すよう設けられ、
差動増幅回路の入力段の２つのトランジスタは、共にｐｎｐ型トランジスタであり、エミッタ側がカレントミラー回路側に、コレクタ側がアースに、それぞれ接続され、
出力トランジスタはｐｎｐ型トランジスタであり、エミッタ側がカレントミラー回路の第３のトランジスタに、コレクタ側がアースに、それぞれ接続されてなることを特徴とする請求項２又は３記載の定電流発生回路。The first to third transistors constituting the current mirror circuit are pnp transistors, each emitter is connected to the power supply side, and provided so that the same current flows from each collector side.
The two transistors at the input stage of the differential amplifier circuit are both pnp transistors, the emitter side is connected to the current mirror circuit side, and the collector side is connected to ground, respectively.
4. The constant current generating circuit according to claim 2, wherein the output transistor is a pnp transistor, and the emitter is connected to the third transistor of the current mirror circuit, and the collector is connected to the ground.

請求項４記載の定電流発生回路において、ｐｎｐ型トランジスタに代えてｎｐｎ型トランジスタが用いられ、当該ｎｐｎ型トランジスタに対応した回路接続がなされたことを特徴とする請求項４記載の定電流発生回路。5. The constant current generating circuit according to claim 4, wherein an npn transistor is used instead of the pnp transistor, and a circuit connection corresponding to the npn transistor is made. .