JP3547854B2 - 駆動電流調整機能付きバッファ回路 - Google Patents
駆動電流調整機能付きバッファ回路 Download PDFInfo
- Publication number
- JP3547854B2 JP3547854B2 JP14189695A JP14189695A JP3547854B2 JP 3547854 B2 JP3547854 B2 JP 3547854B2 JP 14189695 A JP14189695 A JP 14189695A JP 14189695 A JP14189695 A JP 14189695A JP 3547854 B2 JP3547854 B2 JP 3547854B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- signal
- circuit
- buffer circuit
- output
- drive current
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Fee Related
Links
Images
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03K—PULSE TECHNIQUE
- H03K19/00—Logic circuits, i.e. having at least two inputs acting on one output; Inverting circuits
- H03K19/003—Modifications for increasing the reliability for protection
- H03K19/00323—Delay compensation
Landscapes
- Physics & Mathematics (AREA)
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Hardware Design (AREA)
- Computing Systems (AREA)
- General Engineering & Computer Science (AREA)
- Mathematical Physics (AREA)
- Logic Circuits (AREA)
- Dram (AREA)
- Amplifiers (AREA)
- Electronic Switches (AREA)
Description
【産業上の利用分野】
この発明は半導体集積回路に関するものであり、特に半導体集積回路(以下IC)からの信号の出力特性の改善を図る出力バッファ回路とその周辺回路の構成に関するものである。
【0002】
【従来の技術】
一般に、ICの出力部にはIC出力である微弱な信号を、外部の負荷回路を駆動できるレベルにまで増幅するための出力バッファ回路が設けられている。出力バッファの駆動電流はトランジスタの寸法の大小により決定される。このために、従来はバッファの設計を行う際には、そのバッファに接続される外部負荷容量を予想し、その外部負荷に電流を供給可能なバッファ容量を得るために、トランジスタのパターンレイアウト設計時にそのトランジスタの寸法を一意的に決定していた。
【0003】
最近の電子装置、たとえば、パソコン等の高速化や大規模化に伴い、かかるICの出力バッファ回路にも、高速動作や駆動電流の増大が求められている。更に、電子機器へのICの利用範囲が広がるにつれて、このバッファ回路はさまざまな負荷容量に対応することが要求されている。しかし、従来は、上述のように出力バッファの駆動電流はパターンレイアウト設計時に決定されてしまうため、電子装置に後で付加される電子機器(たとえば、パソコンボード)の負荷に応じて最適に出力バッファの駆動電流を設定・変更することは困難であった。
【0004】
近年では、パソコン等の電子機器においては、図21に示されるようにRAMカードやROMカード等の増設オプション14を後から付加するシステムや、あるいは交流電源と電池等の直流電源との間で切り替えが可能な多電源対応型のシステムが多く用いられるようになってきた。このような増設オプションシステムにおいては、IC11にコネクタ13を用いて増設オプション14を付加する時、増大する負荷容量を十分に駆動できるバスドライバ12等を選定し、コネクタ13とIC11との間に設けなければならず、装置の大型化およびコスト上昇をもたらしていた。すなわち、このようなシステムでは、バッファ設計時に後から追加される付加容量を想定してバッファ容量が設計されているが、後から追加される付加容量が設計値よりもオーバすると、供給電流の遅延時間が大きくなり誤動作が増加し、また、後からの追加がない場合でも交流電源と電池等の直流電源との間で切り替えを行う場合はシステムの電源電圧が変化しこの場合もまた誤動作が生じる等の弊害があった。
【0005】
また、IC11を多電源対応型にするために、バッファを高速動作型のシステムに合わせて駆動電流を予め高めに設定する場合は、低速動作型のシステムで用いる際には駆動電流が必要以上に高いため、電源変動が生じて誤動作等の問題を生じていた。逆にバッファを低速動作型のシステムに合わせて駆動電流を予め低めに設定しておく場合、高速動作型のシステムではバッファの遅延時間が大きくなり、システムが所望の動作速度で動作しなくなるという問題点があった。このように、バッファに接続される負荷容量が適切でない場合は、バッファの駆動電流を最適なものに変更する必要がある。
【0006】
そのような、課題の解決例として、特開平6−311016号公報に提案されている方法がある。この方法は図22に示すように、CPUからの端子15にパラレルに接続されたバッファ(1)〜(n)のうち少なくとも一つが導通するようにスイッチング回路18を制御回路19によって切り替えることによって、端子16に接続された負荷に適切な負荷電流を供給するものである。
【0007】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、このように構成された出力バッファ回路によれば、バッファの駆動電流を制御回路からの信号により設定・変更することはできるが、システムで要求されるICの動作速度を満たしかつ電源変動で誤動作が生じないように、システムの最大負荷容量と最小負荷容量とを考慮しつつ、スイッチングする出力バッファ回路の数と制御回路の構成とを設定しなければならない等の複雑な手続が出力バッファ回路の設計段階で必要となり、ICの設計期間が長期化するという問題点がある。
【0008】
また、一般に半導体基板上に構成されたバッファの遅延時間は、ICへ供給される電源電圧変動やICが使用される環境の温度変動によっても変化し、そのため、図22に示す従来回路は、環境の温度変動によって遅延時間が変動し、従って、次段のICへの信号入力タイミングにずれが生じ、システムの誤動作が生じる弊害があった。
【0009】
さらに、図22に示すバッファ回路では、複数の出力バッファ回路をIC上に構成するためにIC上に大きな面積を必要とするという問題点もある。
【0010】
本発明は、かかる出力バッファ回路の問題点を解決するためになされたもので、設計時点で駆動電流調整機能付きバッファ回路をIC内に組み込んでおき、電子機器の使用時にバッファの駆動電流を負荷の特性に対して適応的にかつ最適にまた自動的に設定することによって、負荷の容量が変更された場合、ICの電源が多電源対応型の場合、または電源電圧や温度等が変化した場合でもそれらの影響を受けにくく、かつIC上に占める面積の小さい出力バッファ回路を提供することを目的とする。
【0011】
【課題を解決するための手段】
本発明の駆動電流調整機能付きバッファ回路は、制御信号によって制御され負荷に最適な駆動電流を供給するバッファ回路と、前記バッファ回路の入出力信号間の位相を検出し、その位相差に相当する電圧を出力する負荷検知回路と、前記負荷検知回路からの出力電圧によって、前記バッファ回路の駆動電流を制御するための制御信号を発生し、前記バッファ回路へ供給する制御信号発生回路とから構成されており、前記負荷検知回路は、位相差検出部と計数回路とを含み、その位相差検出部は、動作点(閾値)が異なる2組のインバータと、各インバータの出力が供給されるXOR論理ゲートを含み、バッファ回路の出力信号の立ち上がりまたは立ち下がりパルスの傾斜部の2点間の位相差に相当するパルスを発生し、その前記計数回路は前記位相差検出部で検出されたパルスのパルス数をカウンタでカウントし、そのカウンタの最上位ビット(MSB)が各フリップフロップの入力端子に入力され、前記カウンタのカウント値がMSBを「0」→「1」に変化させる度に各フリップフロップのn個のいずれかのパラレル出力端子に論理値「1」が出力され、制御信号発生回路は、バッファ回路の入出力間の遅延時間が長くなると、前記バッファ回路の駆動電流が増加するように制御し、入出力間の遅延時間が短くなると、前記バッファ回路の駆動電流が減少するようにバッファ回路を制御する。
【0012】
さらに、本発明の駆動電流調整機能付きバッファ回路は、制御信号によって制御され負荷に最適な駆動電流を供給するバッファ回路と、前記バッファ回路の出力信号の立ち上がり波形もしくは立ち下がり波形から得られる複数ビットの論理信号を出力する負荷検知回路と、前記複数ビットの論理信号によって、前記バッファ回路の駆動電流を制御するための信号を発生し、前記バッファ回路へ供給する制御信号発生回路とから構成されており、前記負荷検知回路は、位相差検出部と計数回路とを含み、その位相差検出部は、動作点(閾値)が異なる2組のインバータと、各インバータの出力が供給されるXOR論理ゲートを含み、前記バッファ回路の出力信号の立ち上がりまたは立ち下がりパルスの傾斜部の2点間の位相差に相当するパルスを発生し、その前記計数回路は前記位相差検出部で検出されたパルスのパルス数をカウンタでカウントし、そのカウンタの最上位ビット(MSB) が各フリップフロップの入力端子に入力され、前記カウンタのカウント値がMSBを「0」→「1」に変化させる度に各フリップフロップのn個のいずれかのパラレル出力端子に論理値「1」が出力され、前記制御信号発生回路は、前記バッファ回路の出力信号の立ち上がり時間もしくは立ち下がり時間が長くなると多くの論理ビットを発生し前記バッファ回路の駆動電流が増加するように制御し、立ち上がり時間もしくは立ち下がり時間が短くなると少ない論理ビットを発生し前記バッファ回路の駆動電流が減少するようにバッファ回路を制御し、前記制御信号発生回路は、前記バッファ回路の出力信号の立ち上がり時間もしくは立ち下がり時間が長くなると多くの論理ビットを発生し前記バッファ回路の駆動電流が増加するように制御し、立ち上がり時間もしくは立ち下がり時間が短くなると少ない論理ビットを発し前記バッファ回路の駆動電流が減少するようにバッファ回路を制御する。
【0013】
さらに、本発明の駆動電流調整機能付きバッファ回路は、制御信号によって制御され負荷に最適な駆動電流を供給するバッファ回路と、前記バッファ回路の入力信号を一定時間遅延させた信号とバッファ回路の出力信号との位相差によってパルス信号を発生する負荷検知回路と、前記負荷検知回路の出力パルスによって、前記複数ビットの論理信号を出力する制御回路とから構成されており、前記制御回路は、バッファ回路の入力信号を一定時間遅延させた信号とバッファ回路の出力信号との位相差が大きくなると多くの論理ビットを発生しバッファ回路の駆動電流が増加するように制御し、位相差が小さくなると少ない論理ビットを発生しバッファ回路の駆動電流が減少するようにバッファ回路を制御すると共に、入力信号および出力信号と負荷検知回路との間に、イネーブル信号によって制御されるイネーブル回路を備え、前記イネーブル回路は、前記イネーブル信号が一方の論理信号(たとえば、論理値「1」)の場合は、入力信号および出力信号を負荷検知回路に入力させ、前記イネーブル信号が他方の論理信号(たとえば、論理値「0」)の場合は、前記入力信号および出力信号が前記負荷検知回路に入力させないように動作し、それによって前記負荷検知回路から信号が出力されず、制御回路の複数ビットの論理信号の値が固定されるために、バッファ回路の駆動電流が固定される。
【0014】
さらに、本発明の駆動電流調整機能付きバッファ回路は、制御信号によって制御され負荷に最適な駆動電流を供給するバッファ回路と、前記バッファ回路の入力信号を一定の時間遅延させた信号と前記バッファ回路の出力信号間の位相を検出し、その位相差に相当するパルス信号を出力する負荷検知回路と、前記負荷検知回路のパルス信号を計数し、複数ビットの論理信号を出力する計数回路と、前記複数ビットの論理信号によって、前記バッファ回路の駆動電流を制御する制御信号を発生する駆動電流制御信号発生回路とから構成されており、前記計数回路は1つのカウンタと複数のフリップフロップとから構成され、バッファ回路の入出力信号間の位相差をディジタル的に前記カウンタでカウントし、そのカウンタの最上位ビット(MSB)が各フリップフロップの入力端子に入力され、前記カウンタのカウント値がそれぞれのフリップフロップに割当てられた所定の閾値を超える度に各フリップフロップのn個のいずれかのパラレル出力端子に論理値「1」が出力され、前記駆動電流制御信号発生回路は、前記バッファ回路の入力信号を一定時間遅延させた信号と前記バッファ回路の出力信号との位相差が大きくなると多くの論理ビットを発生し前記バッファ回路の駆動電流が増加するように制御し、位相差が小さくなると少ない論理ビットを発生し前記バッファ回路の駆動電流が減少するようにバッファ回路を制御する。
【0015】
さらに、本発明の駆動電流調整機能付きバッファ回路は、前記負荷検知回路内に設けられた遅延素子および容量と抵抗から構成されるフィルタ回路を半導体集積回路の外部に配置するように構成される。
【0016】
【作用】
本発明においては、バッファ回路は制御信号によって制御され負荷に最適な駆動電流を供給し、負荷検知回路はバッファ回路の入出力信号間の位相を検出し、その位相差に相当する電圧を出力し、制御信号発生回路は負荷検知回路からの出力電圧によって、バッファ回路の駆動電流を制御するための制御信号を発生して、バッファ回路の遅延時間が長くなると、バッファ回路の駆動電流を増加させ、遅延時間が短くなると、バッファ回路の駆動電流を減少させるようにバッファ回路を制御する。そして、駆動電流調整機能付きバッファ回路の負荷検知回路中に位相差検出部と計数回路とを含み、位相差検出部は、動作点(閾値)が異なる2組のインバータと、各インバータの出力が供給されるXOR論理ゲートを含み、バッファ回路の出力信号の立ち上がりまたは立ち下がりパルスの傾斜部の2点間の位相差に相当するパルスを発生し、計数回路は位相差検出部で検出されたパルスのパルス幅をディジタル的にカウンタでカウントし、そのカウンタの最上位ビット(MSB)が各フリップフロップの入力端子に入力され、カウンタのカウント値がそれぞれのフリップフロップに割当てられた所定の閾値を超える度に各フリップフロップのn個のいずれかのパラレル出力端子に論理値「1」が出力する。
【0017】
さらに、本発明においては、バッファ回路は制御信号によって制御され負荷に最適な駆動電流を供給し、負荷検知回路はバッファ回路の出力信号の立ち上がり波形もしくは立ち下がり波形から得られる複数ビットの論理信号を出力し、制御信号発生回路は、複数ビットの論理信号によって、バッファ回路の駆動電流を制御するための信号を発生しバッファ回路の出力信号の立ち上がり時間もしくは立ち下がり時間が長くなると多くの論理ビットを発生しバッファ回路の駆動電流を増加させ、立ち上がり時間もしくは立ち下がり時間が短くなると少ない論理ビットを発生しバッファ回路の駆動電流を減少させるようにバッファ回路を制御する。そして、駆動電流調整機能付きバッファ回路の負荷検知回路中に位相差検出部と計数回路とを含み、位相差検出部は、動作点(閾値)が異なる2組のインバータと、各インバータの出力が供給されるXOR論理ゲートを含み、バッファ回路の出力信号の立ち上がりまたは立ち下がりパルスの傾斜部の2点間の位相差に相当するパルスを発生し、計数回路は位相差検出部で検出されたパルスのパルス幅をディジタル的にカウンタでカウントし、そのカウンタの最上位ビット(MSB)が各フリップフロップの入力端子に入力され、カウンタのカウント値がそれぞれのフリップフロップに割当てられた所定の閾値を超える度に各フリップフロップのn個のいずれかのパラレル出力端子に論理値「1」が出力する。
【0018】
さらに、本発明においては、入力信号および出力信号と負荷検知回路との間にイネーブル信号によって制御されるイネーブル回路を備え、そのイネーブル回路は、イネーブル信号が一方の論理信号(たとえば、論理値「1」)の場合は、前記入力信号および出力信号を前記負荷検知回路に入力させ、前記イネーブル信号が他方の論理信号(たとえば、論理値「0」)の場合は、前記入力信号および出力信号が前記負荷検知回路に入力させないように動作する。それによって、イネーブル信号が他方の論理信号(たとえば、論理値「0」)の場合は、前記負荷検知回路から信号が出力されず、制御回路の複数ビットの論理信号の値が固定されるために、バッファ回路の駆動電流が固定される。
【0019】
さらに、本発明においては、1つのカウンタと複数のフリップフロップとから構成された計数回路は、バッファ回路の入出力信号間の位相差をディジタル的にカウンタでカウントし、そのカウンタの最上位ビット(MSB)が各フリップフロップの入力端子に入力され、カウンタのカウント値が「0」→「1」に変化する度に各フリップフロップのn個のいずれかのパラレル出力端子に論理値「1」を出力する。
【0020】
さらに、負荷検知回路内に設けられた遅延素子および容量と抵抗から構成されるフィルタ回路を半導体集積回路の外部に配置することによって、温度変化の影響を小さくすることができる。
【0021】
【実施例】
(実施例1)
以下、本発明の一実施例について図1を用いて説明する。図1は本発明の第1の実施例による駆動電流調整機能付きバッファ回路の構成を示す図である。この回路においては、図示されていない電子機器の内部回路から送出された信号が入力する入力端子15と外部回路の負荷に電力を供給する出力端子16との間に、バッファ回路205が接続されている。バッファ回路205は、ICの内部に設けられた負荷検知回路206と駆動電流制御信号発生回路208によって制御される。この負荷検知回路206と駆動電流制御信号発生回路208から構成される制御回路は、負荷検知回路206において、信号201と信号202を入力とし、信号201と信号202との位相差をアナログ量として電圧に変換し信号207として出力し、駆動電流制御信号発生回路208において、信号207を入力とし、その信号に応じた駆動電流調整信号203と信号204を出力バッファ205へ伝搬するように構成される。
【0022】
以下、詳細に個々の回路の動作について説明する。図2はバッファ回路205の構成の一例を示す。バッファ回路205はCMOSインバータであるプリドライバ209とPチャネルトランジスタ210、211、Nチャネルトランジスタ212、213で構成される。プリドライバ209は入力信号201の信号を反転させてPチャネルトランジスタ211およびNチャネルトランジスタ212のゲートへ伝搬させるものである。Pチャネルトランジスタ211とNチャネルトランジスタ212はプリドライバ209からの出力信号202を出力するためのものである。Pチャネルトランジスタ210とNチャネルトランジスタ213はそれぞれPチャネルトランジスタ211とNチャネルトランジスタ212から出力される電流を制御するためのトランジスタである。本回路の構成によれば、Pチャネルトランジスタ210及びNチャネルトランジスタ213のソース・ドレイン間を流れる電流量を信号203及び204の電圧により制御することができ、信号202が供給される負荷への駆動電流を変化させることができる。
【0023】
図3は、負荷検知回路206の構成の一例を示す図である。図3において、負荷検知回路206には、信号201と信号202とが入力する。信号201は遅延素子214によってほぼバッファ回路205の遅延量に等しい時間遅延され信号254が供給される。位相比較器215は、信号202と信号254との位相差に等しい幅のパルスを信号216もしくは信号217として出力する。チャージポンプ回路218は、信号216もしくは信号217のパルス信号に応じて電圧信号207を供給する。容量219と抵抗220からなるフィルタは、信号207を充放電する際の信号波形のリンギングを防ぐ働きをする。
【0024】
この第1の実施例の構成によれば、図1の信号202が印加される負荷によって生じる信号201から信号202までのバッファ回路205中の信号の遅延時間が、遅延素子214の遅延時間より長い場合は、両者の差に等しい幅のパルス信号216が出力される。これによって、チャージポンプ回路218は、信号254から信号202までの遅延時間分に相当して信号207を昇圧する。一方、信号201から信号202までのバッファ回路205中の遅延時間が、遅延素子214の遅延時間より短い場合は、両者の差に等しい幅のパルス信号217が出力される。これによって、チャージポンプ回路218は、信号207の電圧を信号202から信号254までの遅延時間分に相当する電圧だけ降圧する。すなわち、負荷検知回路206は、信号201から信号202までのバッファ回路205による遅延時間を電圧に変換し信号207として出力する働きをする。
【0025】
次に、負荷検知回路206の回路中の位相比較器215についてさらに詳細に説明する。図4は位相比較器215の一例を示す図である。位相比較器215においては、信号254と信号202の位相を比較し、信号202の位相が信号254の位相より遅れている場合、位相差に比例したパルス幅の信号を信号216として出力する。また、信号202の位相が信号254の位相より進んでいる場合、その位相差に比例したパルス幅の信号を信号217として出力する。
【0026】
図5は、図3中のチャージポンプ回路218の一例を示す図である。チャージポンプ回路218においては、信号216はドライバ243を介してPチャネルトランジスタ245のゲートに入力される。一方、信号217はCMOSインバータ244を介してNチャネルトランジスタ246のゲートに入力される。本回路の構成によれば、パルス信号216が入力する場合、パルス信号の幅に比例する電荷がPチャネルトランジスタ245により信号207に供給され信号207の電圧を上昇させる。一方、パルス信号217が入力する場合、パルス信号207の幅に比例する電荷がNチャネルトランジスタ246を介して放電され、信号207の電圧を降下させる。以上のように、チャージポンプ回路218においては、パルス信号216あるいはパルス信号217の幅によって信号207の電圧が決定される。
【0027】
図6は、図1中の駆動電流制御信号発生回路208の一例を示す図である。本回路はPチャネルトランジスタ222、225とNチャネルトランジスタ223、224、226によってカレントミラー型の回路を構成している。信号207はNチャネルトランジスタ223のゲートに印加されており、信号207の電圧が上がるとNチャネルトランジスタ223のソース・ドレイン間を流れる電流が増加し、信号203の電圧が下がる。さらに、信号203はPチャネルトランジスタ225のゲートに印加されているので信号203の電圧が下がるとPチャネルトランジスタ225のソース・ドレイン間を流れる電流が増加し、信号204の電圧が上がる。逆に信号207の電圧が下がると逆の動作となり、信号203の電圧は上がり、信号204の電圧は下がる。
【0028】
以上、図1〜図5を用いて説明したような回路の構成によって、端子16における負荷量が大きく、バッファ回路205の遅延時間が遅延素子214の遅延時間より長い場合、負荷検知回路206により信号207の電圧が上がり、駆動電流制御信号発生回路208によって信号203の電圧は下がり、信号204の電圧は上がることによって、結果としてバッファ回路205の端子16に接続されている負荷へ供給される駆動電流が増加する。
【0029】
また、端子16における負荷量が小さく、バッファ回路205の遅延時間が遅延素子214の遅延時間より短い場合、負荷検知回路206により信号207の電圧が下がり、駆動電流制御信号発生回路208によって信号203の電圧は上がり、信号204の電圧は下がることによって、結果としてバッファ回路205の端子16に接続されている負荷に供給される駆動電流を減少させる。この図1の系は最終的に信号201から信号202までのバッファ回路205による遅延時間が、遅延素子214の遅延時間と常に等しくなるようにフィードバックが行われ、バッファ回路の駆動電流が調整される。
【0030】
(実施例2)
図7は、本発明の第2の実施例による駆動電流調整機能付きバッファ回路の構成を示す図である。この回路は、図示されていない電子機器の内部回路から送出された信号が入力する入力端子15と外部回路の負荷に電力を供給する出力端子16との間に、バッファ回路205が接続されている。この駆動電流調整機能付きバッファ回路は、信号202を入力とし、信号202の立ち上がり時間もしくは立ち下がり時間をnビットのディジタル量に変換し信号229として出力する負荷検知回路227と、信号229を入力としその信号に応じた駆動電流制御信号を信号203と信号204として出力する駆動電流制御信号発生回路228をIC内部に備えている。第2の実施例のバッファ回路205は第1の実施例におけるバッファ回路205と同一の構成であり、同一の動作を行うものである。従って、詳細な説明は省略する。
【0031】
図8は、第2の実施例の負荷検知回路227の構成の一例を示す図である。この負荷検知回路227においては、信号202は動作点(閾値)の異なる2種類のCMOSインバータ230とCMOSインバータ231に入力される。CMOSインバータ230とCMOSインバータ231はそれぞれの同一の特性のインバータが直列の2段構成になっている。CMOSインバータ230及び231の出力信号はXOR論理ゲート232に入力される。XOR論理ゲート232の出力は、ある一定幅以上のパルスのみ次段に伝達するフィルタ回路233に入力され、その出力パルス数が計数回路234によって計数されカウント数によって出力論理を決定し保持するするように構成される。
【0032】
負荷検知回路227における負荷の大きさの検出原理は以下の通りである。図9は、図7の負荷検出回路227における負荷の大小を検出する原理を説明するタイミングチャートである。図9の(a)は信号202の信号波形の立ち上がりもしくは立ち下がりの変化を示す。この信号202の電圧波形が閾値の高いCMOSインバータ230と閾値の低いCMOSインバータ231に入力すると、信号202の立ち上がり時には、信号202の電圧が「L」のレベルに到達すると、まずCMOSインバータ231が信号202の電圧を検出し、図9の(b)のような電圧を発生し信号252として出力する。次に、信号202の電圧がさらに上昇し「H」のレベルになると、今度はCMOSインバータ230が信号202の電圧を検出し、図9の(c)のような電圧を発生し信号253として出力する。この図9の(b)および(c)の電圧をXOR論理ゲート232に入力すると、CMOSインバータ230の出力とCMOSインバータ231の出力との位相差に相当する図9の(d)のようなパルス電圧が信号235として出力される。信号202の電圧が下降する場合も図9に図示されるが、動作は同様であるのでその説明を省略する。このパルスは信号202の電圧が変化する毎に、すなわち、負荷の電流が変化する毎に発生する。
【0033】
図8中のフィルタ233と計数回路234は、XOR論理ゲート232の出力パルス数を検出する回路である。図10は、フィルタ回路233の一例を示す図である。フィルタ回路233においては、信号235が一端が接地された容量238と抵抗237との直列回路に印加され、およびCMOSインバータ239、240が直列に2段接続された回路に印加されている。このフィルタ回路233は、CMOSインバータ239の閾値を調節しておくことによって、信号235に入力されたパルス信号のパルス幅が一定値以上のときのみ信号235をパルス信号236として伝達し、それ以下のパルス幅の時はパルス信号235を伝達しないように構成される回路である。
【0034】
図11は、図8中の計数回路234の一例を示す図である。この計数回路234においては、パルス信号236がカウンタ250に入力され、そのカウンタ250の最上位ビット(MSB)出力であるパルスをクロック入力とするn個のフリップフロップ251によって構成される。本構成によってパルス信号236のパルス数に従ってQ1〜Qnにnビットの信号229が出力される。
【0035】
図12は、信号236のパルスをカウントしQ1〜Qnの信号229を出力する信号の論理関係を示す図である。図12において、mはパルス信号236のパルス数を示し、Th(1)はカウンタ250にあらかじめ定められたカウンタ250の最上位ビット(MSB)に論理値「1」が現れるまでのパルス数、Th(2)はフリップフロップ251−1の出力に論理値「1」が現れるまでのパルス数、同様にTh(n−1)はフリップフロップ251−nの出力に論理値「1」が現れるまでのパルス数である。例えば、Th(1)を4、Th(2)を8、Th(3)を12・・・・とすると、信号236のパルス数mが4の時にカウンタ250のMSB端子に論理値「1」が現れ、このためにフリップフロップ251−1のQ1に論理値「1」が現れ、次に、mが8(Th(2))になると、カウンタ250のMSB端子にさらに2回目の論理値「1」が現れ、このために、フリップフロップ251−2のQ2に論理値「1」が現れ、さらに、mが12(Th(3))になると、カウンタ250のMSB端子にさらに3回目の論理値「1」が現れ、このために、フリップフロップ251−3のQ3に論理値「1」が現れる。このようにして、信号236のパルス数mが増加していくと、フリップフロップ251のQ1〜Qn端子に論理値「1」が次々に現れるようになる。
【0036】
図13は、図7中の駆動電流制御信号発生回路228の一例を示す図である。駆動電流制御信号発生回路228においては、負荷検知回路227で発生されたnビットのパラレル信号が入力され、それぞれのn個のPチャネルトランジスタ239のゲートに入力する。このn個のPチャネルトランジスタ239とNチャネルトランジスタ240の回路は、Pチャネルトランジスタ241とNチャネルトランジスタ242の回路との間でカレントミラー回路を構成している。駆動電流制御信号発生回路228においては、信号229のnビットに論理値「0」が多い間は、ON状態になるPチャネルトランジスタ239の個数が多く、Pチャネルトランジスタ239のソース・ドレイン間を流れる電流の合計が増加することによって信号203の電圧が上昇する。さらに信号203がPチャネルトランジスタ241のゲートに印加されているので、Pチャネルトランジスタ241のソース・ドレイン間を流れる電流が減少し信号204の電圧が下降する。逆に、信号229のnビットにの論理値「1」が多くなると逆の動作によって信号203の電圧は下がり、信号204の電圧は上がる。
【0037】
この第2の実施例でも第1の実施例と同様に負荷検知回路227の出力信号は駆動電流制御信号発生回路228を介してバッファ回路205にフィードバックされ、駆動電流を自動的に調整する機構になっているため、パルス信号236のパルス数が大きくなるとそれに従ってバッファ回路205の駆動電流も大きくなる。駆動電流が大きくなると、遅延が少なくなり、従ってパルス幅が狭くなる。そのために、信号235のパルスを所望の立ち上がり時間もしくは立ち下がり時間に対応したパルス幅以下の幅のパルス信号が伝達されないようにフィルタ回路233を設けることによって、信号202の立ち上がり時間もしくは立ち下がり時間が所定の値になる時点で信号229の論理値(出力)は一定の値に固定される。
【0038】
以上、図7〜図13を用いて説明した回路構成によって、出力端子16に接続された負荷が大きく、バッファ回路205の出力信号の立ち上がり時間もしくは立ち下がり時間が所望の値よりも長い場合、負荷検知回路227によりnビットの信号229に論理値「1」が増加し、駆動電流制御信号発生回路228によって信号203の電圧が下がり、信号204の電圧は上がることによりバッファ回路205の駆動電流が増加する。この動作は、バッファ回路205の出力信号の立ち上がり時間もしくは立ち下がり時間が所望の値になるまで、つまり信号229の論理が一定の値に固定されるまで、フィルタ回路233によって、連続的に行われ、バッファ回路205の駆動電流の自動的な調整が行われる。
【0039】
(実施例3)
図14は、本発明の第3の実施例による駆動電流調整機能付きバッファ回路の構成を示す図である。この回路は、図示されていない電子機器の内部回路から送出された信号が入力する入力端子15と外部回路の負荷に電力を供給する出力端子16との間に、バッファ回路205が接続されている。さらに、バッファ回路305の出力信号202と入力信号201の位相差に応じたパルスを信号216および信号217に出力する負荷検知回路303と、信号216および信号217によってバッファ回路305の駆動電流を制御する信号229を出力する制御回路304とを備えている。バッファ回路305は、駆動電流が同一である常時アクティブなバッファとトライステートバッファTS1〜TSnを複数段備えている。
【0040】
図15は、図14中の負荷検知回路303の回路例を示す図である。この負荷検知回路303は、入力端子15に入力された信号201を一定時間だけ遅延させる遅延素子214と、遅延素子214を通り遅延された信号254と出力端子16に出力された信号202の位相を比較する位相比較器215から構成される。この位相比較器215は図3の負荷検知回路中で用いた位相比較器215と同一の構成であり、同一の動作を行う。図15の負荷検知回路は、図14中の入力端子15から入力された信号201を一定時間だけ遅延させた信号254を基準信号とした場合、信号254より信号202の位相が遅れている場合には信号216にパルスを出力し、信号254より信号202の位相が進んでいる場合には信号217にパルスを出力する。
【0041】
また、図16は負荷検知回路303の他に実施例を示す図である。図16においては、信号201は遅延素子214に印加されると同時に、AND回路の共通入力点にも印加される。一方、遅延素子214の出力254は第1のAND回路に直接およびインバータを介して第2のAND回路に入力される。また、信号202は、第2のAND回路に直接およびインバータを介して第1のAND回路に入力される。その動作は図16に示したのと同様に、信号254より信号202の位相が遅れている場合には信号216にパルスを出力し、信号254より信号202の位相が進んでいる場合には信号217にパルスを出力する。
【0042】
図17は、図14の制御回路304の回路例を示す図である。制御回路304は、負荷検知回路303から与えられる信号216のパルスでシフトアップし、信号217のパルスでシフトダウンするnビットのシフトレジスタであり、レジスタの内容は信号229より出力される。制御回路304より出力されるnビットの信号229の状態に応じて、各トライステートバッファTS1〜TSnをアクティブまたはディスエーブル状態に切り替える。アクティブにされるトライステートバッファの数を増やすことによって負荷へ供給される電流が増加する。
【0043】
このような構成によって、この第3の実施例は次のように動作する。出力端子16に接続される負荷309の負荷量が大きく、そのためバッファ回路305の出力信号202の遅延時間が遅延素子214からの信号の遅延時間より大きい場合、負荷検知回路303により信号216にパルスが出力され、制御回路304によってnビットの信号229の論理値「1」が1つ増加して、バッファ回路305中のトライステートバッファTS1〜TSnの中でアクティブ状態の素子が1素子増加することにより駆動電流を増加させる。
【0044】
また、出力端子16に接続される負荷309の負荷量が小さく、バッファ回路305の出力信号202の遅延時間が遅延素子214から出力される遅延時間より短い場合、負荷検知回路303により信号217にパルスが出力され、制御回路304によってnビットの信号229の論理値「0」が1つ増加して、バッファ回路305の有するトライステートバッファTS1〜TSnの中でアクティブ状態の素子が1素子減少することにより駆動電流を減少させる。そして、最終的に信号201から信号202までのバッファ回路305による信号の遅延時間が、遅延素子214の遅延時間と常に等しくなるようにバッファ回路305の駆動電流が調整される。
【0045】
(実施例4)
図18は、本発明の第4の実施例による駆動電流調整機能付きバッファ回路の構成例を示す図である。第3の実施例と異なる点は、信号201および信号202と負荷検知回路303との間にイネーブル回路352を備えている点である。第3の実施例においては、バッファ回路305の駆動電流は、設計時に設定された最小の駆動電流から最大の駆動電流まで、トライステートバッファ1個を単位として変化する。このため遅延素子214の遅延時間が、バッファ回路305の有するトライステートバッファがs個のアクティブ(sは0以上n未満)の場合のバッファ回路305の遅延時間とs+1個アクティブの場合のバッファ回路305の遅延時間との間に位置する場合、バッファ回路305は、動作中に駆動電流の増減が繰り返され、安定した駆動電流が得られない。また、バッファ回路305の遅延時間が遅延素子214の遅延時間と等しくなり駆動電流が安定している場合においても、信号202にノイズによるパルスが重畳した場合、このパルスにより負荷検知回路303が誤動作し駆動電流が一時的に変わることがあり、安定した駆動電流の出力を得られない。このような問題を解決するため、この実施例においては、イネーブル端子354に入力されたイネーブル信号353の論理により信号201および信号202が負荷検知回路303に送出しないように制御できるイネーブル回路352を設けた。
【0046】
このイネーブル回路352は、イネーブル信号353が論理値「1」のときは信号201と信号202をそのままの状態で負荷検知回路303に与え、イネーブル信号353が論理値「0」のときは負荷検知回路303の入力に常時「0」を与える回路である。このような構成としたことによって、イネーブル信号353が論理値「1」のときは、この第4の実施例は第3の実施例と同一の動作をする。これに対し、イネーブル信号353が論理値「0」のときは負荷検知回路303に入力される信号は常時0となり、負荷検知回路303から信号216と信号217にパルス信号が出力されない。制御回路304は信号216および信号217よりパルス信号が入力されないので、出力信号229の論理値は一定の値に固定され、バッファ回路305の駆動電流は一定値に固定される。このことにより、イネーブル信号353を論理値「1」から「0」に変化させバッファ回路の駆動電流を固定し、ノイズに強く安定した駆動電流の出力を得ることができる。
【0047】
(実施例5)
図19は、本発明の第5の実施例による駆動電流調整機能付きバッファ回路の構成を示す図である。図7に示される第2の実施例と異なる点は、第2の実施例では負荷検知回路227は出力信号202の立ち上がり時間もしく立ち下がり時間をnビットのディジタル量に変換し信号229に出力していたのに対し、この第5の実施例では負荷検知回路227を負荷検知回路303と計数回路234で構成し、入力信号201と出力信号202の位相差をnビットのディジタル量に変換し信号229を出力するようにした点である。ここで、この実施例の負荷検知回路303は第3の実施例の負荷検知回路303と、計数回路234は図8の計数回路234と同一の構成であり、同一の動作を行う。
【0048】
このような回路構成としたことで、第5の実施例は次のように動作する。出力端子16に接続される負荷309の負荷量が大きく、バッファ回路305の出力信号202の遅延時間が遅延素子214の遅延時間より長い場合、負荷検知回路303により信号216にパルスが出力され、制御回路304によってnビットの信号229に論理値「1」が増加し、駆動電流制御信号発生回路228によって信号203の電圧が下がり、信号204の電圧が上がることによりバッファ回路205の駆動電流が増加する。この動作は、バッファ回路305の出力信号202の遅延時間が遅延素子214の遅延時間より短くなり、最終的に信号229の論理出力が一定値に固定されるまで連続して行われ、バッファ回路205の駆動電流の自動的な調整が行われる。
【0049】
(実施例6)
図20は本発明の第6の実施例による駆動電流調整機能付きバッファ回路の構成例を示す図である。第1〜第5の実施例においては、出力バッファ回路の遅延時間や立ち上がり立ち下がり時間の基準となっているフィルタ回路および遅延素子はIC内部に構成されていた。このため、ICの温度や電源電圧が変動すると基準となるべき遅延素子の遅延時間もしくはフィルタに用いられるコンデンサの容量および抵抗の抵抗値も変動してしまう。この問題を解決するため、第6の実施例においては、フィルタ回路を温度変化の影響を受けないようにICの外部に配置する。これによって、温度変化に対して安定な出力バッファ特性を得ることができる。
【0050】
上述した実施例はいずれも一例であり、本発明を限定するものではない。例えば、実施例では出力バッファについてその特性を調整しているが、双方向に信号を入出力するバッファに対しても本発明を適用することができる。
【0051】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明の駆動電流調整機能付きバッファ回路によれば、バッファ回路は制御信号によって制御され負荷に最適な駆動電流を供給し、負荷検知回路はバッファ回路の入出力信号間の位相を検出し、その位相差に相当する電圧を出力し、制御信号発生回路は負荷検知回路からの出力電圧によって、バッファ回路の駆動電流を制御するための制御信号を発生して、バッファ回路の遅延時間が長くなると、バッファ回路の駆動電流を増加させ、遅延時間が短くなると、バッファ回路の駆動電流を減少させるようにバッファ回路を制御する。そして、駆動電流調整機能付きバッファ回路の負荷検知回路中に位相差検出部と計数回路とを含み、位相差検出部は、動作点(閾値)が異なる2組のインバータと、各インバータの出力が供給されるXOR論理ゲートを含み、バッファ回路の出力信号の立ち上がりまたは立ち下がりパルスの傾斜部の2点間の位相差に相当するパルスを発生し、計数回路は位相差検出部で検出されたパルスのパルス幅をディジタル的にカウンタでカウントし、そのカウンタの最上位ビット(MSB)が各フリップフロップの入力端子に入力され、カウンタのカウント値がそれぞれのフリップフロップに割当てられた所定の閾値を超える度に各フリップフロップのn個のいずれかのパラレル出力端子に論理値「1」が出力する。これにより、適用するシステムに応じて最適な出力特性を得ることが可能であり、電子機器に対して増設オプション等の付加を行っても、自動的に負荷容量の変更に対して最適のバッファ駆動電流を適応的に得ることができる。
【0052】
本発明においては、バッファ回路は制御信号によって制御され負荷に最適な駆動電流を供給し、負荷検知回路はバッファ回路の出力信号の立ち上がり波形もしくは立ち下がり波形から得られる複数ビットの論理信号を出力し、制御信号発生回路は、複数ビットの論理信号によって、バッファ回路の駆動電流を制御するための信号を発生しバッファ回路の出力信号の立ち上がり時間もしくは立ち下がり時間が長くなると多くの論理ビットを発生しバッファ回路の駆動電流を増加させ、立ち上がり時間もしくは立ち下がり時間が短くなると少ない論理ビットを発生しバッファ回路の駆動電流を減少させるようにバッファ回路を制御する。そして、駆動電流調整機能付きバッファ回路の負荷検知回路中に位相差検出部と計数回路とを含み、位相差検出部は、動作点(閾値)が異なる2組のインバータと、各インバータの出力が供給されるXOR論理ゲートを含み、バッファ回路の出力信号の立ち上がりまたは立ち下がりパルスの傾斜部の2点間の位相差に相当するパルスを発生し、計数回路は位相差検出部で検出されたパルスのパルス幅をディジタル的にカウンタでカウントし、そのカウンタの最上位ビット(MSB)が各フリップフロップの入力端子に入力され、カウンタのカウント値がそれぞれのフリップフロップに割当てられた所定の閾値を超える度に各フリップフロップのn個のいずれかのパラレル出力端子に論理値「1」が出力する。これにより、負荷容量の変更に適応的に最適のバッファ駆動電流を得ることができる。
【0053】
さらに、本発明においては、イネーブル信号によって制御されるイネーブル回路を用いることによって、入力信号および出力信号を負荷検知回路に導きまたは阻止することによってバッファ回路の駆動電流を固定することも可能となる。
【0054】
さらに、本発明においては、バッファ回路の入出力信号間の位相差をディジタル的にカウンタでカウントし、そのカウンタの最上位ビット(MSB)が各フリップフロップの入力端子に印加され、カウンタのカウント値がそれぞれのフリップフロップに割当てられた所定の閾値を超える毎に各フリップフロップのn個のいずれかのパラレル出力端子に論理値「1」を出力することによって正確な位相検出が可能となる。
【0055】
さらに、負荷検知回路内に設けられた遅延素子および容量と抵抗から構成されるフィルタ回路を半導体集積回路の外部に配置することによって、温度の変化の影響を小さくすることができる。
【図面の簡単な説明】
【図1】本発明の第1の実施例による駆動電流調整機能付きバッファ回路の構成を示す図である。
【図2】本発明の第1実施例のバッファ回路の構成例を示す図である。
【図3】本発明の第1実施例の負荷検知回路の構成例を示す図である。
【図4】本発明の第1実施例の位相比較器の構成例を示す図である。
【図5】本発明の第1実施例のチャージポンプ回路の構成例を示す図である。
【図6】本発明の第1実施例の駆動電流制御信号発生回路の構成例を示す図である。
【図7】本発明の第2の実施例による駆動電流調整機能付きバッファ回路の構成を示す図である。
【図8】本発明の第2実施例の負荷検知回路の構成例を示す図である。
【図9】本発明の第2実施例の負荷検知回路における負荷検出の原理を示す図である。
【図10】本発明の第2実施例のフィルタ回路の構成例を示す図である。
【図11】本発明の第2実施例の計数回路の構成例を示す図である。
【図12】図12中の計数回路の入力パルス数と出力ビット論理値「1」との関係を示す図である。
【図13】本発明の第2実施例の駆動電流制御信号発生回路の構成例を示す図である。
【図14】本発明の第3実施例の駆動電流調整機能付きバッファ回路の構成を示す図である。
【図15】本発明の第3の実施例による負荷検知回路の構成を示す図である。
【図16】本発明の第3実施例の負荷検知回路の第2回路例を示す図である。
【図17】本発明の第3実施例の制御回路の回路例を示す図である。
【図18】本発明の第4の実施例による駆動電流調整機能付きバッファ回路の構成を示す図である。
【図19】本発明の第5の実施例による駆動電流調整機能付きバッファ回路の構成を示す図である。
【図20】本発明の第6の実施例による駆動電流調整機能付きバッファ回路の構成を示す図である。
【図21】従来のバッファ駆動電流切替回路を用いた集積回路装置に複数の増設オプションを付加するする時の接続関係を示す図である。
【図22】従来のバッファ駆動電流切替回路を示す図である。
【符号の説明】
15 入力端子
16 出力端子
205、305 バッファ回路
304 制御回路
201〜204、207、216、217、221 信号
229、235、236、249、252、253、254 信号
353 イネーブル信号
206、227、303 負荷検知回路
208、228 駆動電流制御信号発生回路
209 プリドライバ
210、211、222、225 Pチャネルトランジスタ
239、241、245 Pチャネルトランジスタ
212、213、223、224、226 Nチャネルトランジスタ
240、242、246 Nチャネルトランジスタ
214 遅延素子
215 位相比較器
218 チャージポンプ回路
219、237 抵抗
220、238 容量
230、231、239、240、243 CMOSインバータ
232 XOR論理セル
233 フィルタ回路
234 計数回路
244 ドライバ
247 半導体集積回路(IC)
248 外部に接続されるフィルタ回路もしくは遅延素子
250 カウンタ
251 Dフリップフロップ
309 負荷回路
352 イネーブル回路
353 イネーブル端子
TS1,TS2,・・・,TSn トライステートバッファ
Claims (5)
- 制御信号によって制御され負荷に最適な駆動電流を供給するバッファ回路と、
前記バッファ回路の入出力信号間の位相を検出し、その位相差に相当する電圧を出力する負荷検知回路と、
前記負荷検知回路からの出力電圧によって、前記バッファ回路の駆動電流を制御するための制御信号を発生し、前記バッファ回路へ供給する制御信号発生回路とを備え、
前記負荷検知回路は、位相差検出部と計数回路とを含み、
その前記位相差検出部は、動作点(閾値)が異なる2組のインバータと、各インバータの出力が供給されるXOR論理ゲートを含み、バッファ回路の出力信号の立ち上がりまたは立ち下がりパルスの傾斜部の2点間の位相差に相当するパルスを発生し、
その前記計数回路は前記位相差検出部で検出されたパルスのパルス数をカウンタでカウントし、そのカウンタの最上位ビット(MSB)が各フリップフロップの入力端子に入力され、前記カウンタのカウント値がMSBを「0」→「1」に変化させる度に各フリップフロップのn個のいずれかのパラレル出力端子に論理値「1」が出力され、
前記制御信号発生回路は、前記バッファ回路の入出力間の遅延時間が長くなると、前記バッファ回路の駆動電流が増加するように制御し、入出力間の遅延時間が短くなると、前記バッファ回路の駆動電流が減少するように前記バッファ回路を制御することを特徴とする駆動電流調整機能付きバッファ回路。 - 制御信号によって制御され負荷に最適な駆動電流を供給するバッファ回路と、
前記バッファ回路の出力信号の立ち上がり波形もしくは立ち下がり波形から得られる複数ビットの論理信号を出力する負荷検知回路と、
前記複数ビットの論理信号によって、前記バッファ回路の駆動電流を制御するための信号を発生し、前記バッファ回路へ供給する制御信号発生回路とを備え、
前記負荷検知回路は、位相差検出部と計数回路とを含み、
その前記位相差検出部は、動作点(閾値)が異なる2組のインバータと、各インバータの出力が供給されるXOR論理ゲートを含み、バッファ回路の出力信号の立ち上がりまたは立ち下がりパルスの傾斜部の2点間の位相差に相当するパルスを発生し、
その前記計数回路は前記位相差検出部で検出されたパルスのパルス数をカウンタでカウントし、そのカウンタの最上位ビット(MSB)が各フリップフロップの入力端子に入力され、前記カウンタのカウント値がMSBを「0」→「1」に変化させる度に各フリップフロップのn個のいずれかのパラレル出力端子に論理値「1」が出力され、
前記制御信号発生回路は、前記バッファ回路の出力信号の立ち上がり時間もしくは立ち下がり時間が長くなると多くの論理ビットを発生し前記バッファ回路の駆動電流が増加するように制御し、立ち上がり時間もしくは立ち下がり時間が短くなると少ない論理ビットを発し前記バッファ回路の駆動電流が減少するようにバッファ回路を制御することを特徴とする駆動電流調整機能付きバッファ回路。 - 制御信号によって制御され負荷に最適な駆動電流を供給するバッファ回路と、
前記バッファ回路の入力信号を一定時間遅延させた信号と前記バッファ回路の出力信号との位相差によってパルス信号を発生する負荷検知回路と、
前記負荷検知回路の出力パルスによって、複数ビットの論理信号を出力する制御回路とを備え、
前記制御回路は、前記バッファ回路の入力信号を一定時間遅延させた信号と前記バッファ回路の出力信号との位相差が大きくなると多くの論理ビットを発生し前記バッファ回路の駆動電流が増加するように制御し、位相差が小さくなると少ない論理ビットを発生し前記バッファ回路の駆動電流が減少するようにバッファ回路を制御すると共に、
入力信号および出力信号と負荷検知回路との間に、イネーブル信号によって制御されるイネーブル回路を備え、
前記イネーブル回路は、
前記イネーブル信号が一方の論理信号(たとえば、論理値「1」)の場合は、前記入力信号および出力信号を前記負荷検知回路に入力させ、前記イネーブル信号が他方の論理信号(たとえば、論理値「0」)の場合は、前記入力信号および出力信号が前記負荷検知回路に入力させないように動作し、それによって前記負荷検知回路から信号が出力されず、制御回路の複数ビットの論理信号の値が固定されるために、バッファ回路の駆動電流が固定されることを特徴とする駆動電流調整機能付きバッファ回路。 - 制御信号によって制御され負荷に最適な駆動電流を供給するバッファ回路と、
前記バッファ回路の入力信号を一定の時間遅延させた信号と前記バッファ回路の出力信号間の位相を検出し、その位相差に相当するパルス信号を出力する負荷検知回路と、
前記負荷検知回路のパルス信号を計数し、複数ビットの論理信号を出力する計数回路と、
前記複数ビットの論理信号によって、前記バッファ回路の駆動電流を制御する制御信号を発生する駆動電流制御信号発生回路とを備え、
前記計数回路は1つのカウンタと複数のフリップフロップとから構成され、バッファ回路の入出力信号間の位相差をディジタル的に前記カウンタでカウントし、そのカウンタの最上位ビット(MSB)が各フリップフロップの入力端子に入力され、前記カウンタのカウント値がそれぞれのフリップフロップに割当てられた所定の閾値を超える度に各フリップフロップのn個のいずれかのパラレル出力端子に論理値「1」が出力され、
前記駆動電流制御信号発生回路は、前記バッファ回路の入力信号を一定時間遅延させた信号と前記バッファ回路の出力信号との位相差が大きくなると多くの論理ビットを発生し前記バッファ回路の駆動電流が増加するように制御し、位相差が小さくなると少ない論理ビットを発生し前記バッファ回路の駆動電流が減少するようにバッファ回路を制御することを特徴とする駆動電流調整機能付きバッファ回路。 - 請求項1から4のいずれかに記載の出力特性調整機能付きバッファ回路において:
前記負荷検知回路内に設けられた遅延素子および容量と抵抗から構成されるフィルタ回路を半導体集積回路の外部に配置したことを特徴とする駆動電流調整機能付きバッファ回路。
Priority Applications (2)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP14189695A JP3547854B2 (ja) | 1995-06-08 | 1995-06-08 | 駆動電流調整機能付きバッファ回路 |
US08/534,114 US5568068A (en) | 1995-06-08 | 1995-09-26 | Buffer circuit for regulating driving current |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP14189695A JP3547854B2 (ja) | 1995-06-08 | 1995-06-08 | 駆動電流調整機能付きバッファ回路 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH08335830A JPH08335830A (ja) | 1996-12-17 |
JP3547854B2 true JP3547854B2 (ja) | 2004-07-28 |
Family
ID=15302692
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP14189695A Expired - Fee Related JP3547854B2 (ja) | 1995-06-08 | 1995-06-08 | 駆動電流調整機能付きバッファ回路 |
Country Status (2)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US5568068A (ja) |
JP (1) | JP3547854B2 (ja) |
Families Citing this family (33)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US5677639A (en) * | 1994-12-08 | 1997-10-14 | Seagate Technology, Inc. | Autonomous selection of output buffer characteristics as determined by load matching |
JPH09130224A (ja) * | 1995-10-27 | 1997-05-16 | Nec Commun Syst Ltd | 集積回路出力回路 |
US5684415A (en) * | 1995-12-22 | 1997-11-04 | Symbios Logic Inc. | 5 volt driver in a 3 volt CMOS process |
US5767698A (en) * | 1996-06-06 | 1998-06-16 | International Business Machines Corporation | High speed differential output driver with common reference |
JP3258923B2 (ja) * | 1997-02-26 | 2002-02-18 | 株式会社東芝 | 半導体集積回路装置 |
US6870419B1 (en) | 1997-08-29 | 2005-03-22 | Rambus Inc. | Memory system including a memory device having a controlled output driver characteristic |
US6094075A (en) | 1997-08-29 | 2000-07-25 | Rambus Incorporated | Current control technique |
EP0919891B1 (de) | 1997-11-26 | 2004-09-29 | Infineon Technologies AG | Anordnung und Verfahren zur Anpassung von Ausgangstreibern von integrierten Schaltungen an die gegebenen Verhältnisse |
EP0926829A1 (en) * | 1997-12-22 | 1999-06-30 | Alcatel | Output circuit for digital integrated circuit devices |
DE19803757C2 (de) * | 1998-01-30 | 1999-11-25 | Siemens Ag | Bustreiber |
DE19804804A1 (de) * | 1998-02-06 | 1999-08-12 | Siemens Ag | Treiberstufe |
US5942922A (en) * | 1998-04-07 | 1999-08-24 | Credence Systems Corporation | Inhibitable, continuously-terminated differential drive circuit for an integrated circuit tester |
US6483879B1 (en) | 1999-08-27 | 2002-11-19 | Lsi Logic Corporation | Compensating for initial signal interference exhibited by differential transmission lines |
US6646953B1 (en) | 2000-07-06 | 2003-11-11 | Rambus Inc. | Single-clock, strobeless signaling system |
US6321282B1 (en) | 1999-10-19 | 2001-11-20 | Rambus Inc. | Apparatus and method for topography dependent signaling |
US7051130B1 (en) | 1999-10-19 | 2006-05-23 | Rambus Inc. | Integrated circuit device that stores a value representative of a drive strength setting |
US6404308B1 (en) * | 1999-12-23 | 2002-06-11 | Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) | Phase-compensated impedance converter |
GB0003499D0 (en) * | 2000-02-15 | 2000-04-05 | Sgs Thomson Microelectronics | Circuit for providing a control signal |
US6509756B1 (en) * | 2000-03-31 | 2003-01-21 | Rambus Inc. | Method and apparatus for low capacitance, high output impedance driver |
US7079775B2 (en) | 2001-02-05 | 2006-07-18 | Finisar Corporation | Integrated memory mapped controller circuit for fiber optics transceiver |
US7119549B2 (en) * | 2003-02-25 | 2006-10-10 | Rambus Inc. | Output calibrator with dynamic precision |
DE10340637A1 (de) * | 2003-09-03 | 2004-12-23 | Infineon Technologies Ag | Treiberanordnung mit regelbarer Treiberleistung und Verfahren zum Betreiben einer Treiberanordnung |
US20050083095A1 (en) * | 2003-10-16 | 2005-04-21 | Tsvika Kurts | Adaptive input/output buffer and methods thereof |
KR100673897B1 (ko) * | 2005-03-02 | 2007-01-25 | 주식회사 하이닉스반도체 | 반도체 소자의 출력 드라이버 |
US7253655B2 (en) * | 2005-09-01 | 2007-08-07 | Micron Technology, Inc. | Output driver robust to data dependent noise |
JP2007180644A (ja) * | 2005-12-27 | 2007-07-12 | Sharp Corp | スイッチング増幅器 |
JP2007180645A (ja) * | 2005-12-27 | 2007-07-12 | Sharp Corp | スイッチング増幅器 |
WO2008102450A1 (ja) * | 2007-02-22 | 2008-08-28 | Fujitsu Limited | 入出力回路装置 |
JP2010226703A (ja) * | 2009-02-27 | 2010-10-07 | Renesas Electronics Corp | レベルシフト回路及びこれを備えたスイッチ回路 |
US20110019760A1 (en) * | 2009-07-21 | 2011-01-27 | Rambus Inc. | Methods and Systems for Reducing Supply and Termination Noise |
CN102571060B (zh) * | 2010-12-31 | 2015-08-12 | 意法半导体研发(上海)有限公司 | 高频智能缓冲器 |
KR20170036850A (ko) * | 2015-09-18 | 2017-04-03 | 에스케이하이닉스 주식회사 | 멀티 칩 패키지, 멀티 칩 패키지 시스템 및 멀티 칩 패키지의 테스트 방법 |
WO2023190922A1 (ja) * | 2022-03-31 | 2023-10-05 | 株式会社村田製作所 | インピーダンス検出回路、インピーダンス制御回路及びドハティ増幅回路 |
Family Cites Families (6)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US4719369A (en) * | 1985-08-14 | 1988-01-12 | Hitachi, Ltd. | Output circuit having transistor monitor for matching output impedance to load impedance |
JPH0282715A (ja) * | 1988-09-19 | 1990-03-23 | Nec Corp | 出力バッファ回路 |
US5134311A (en) * | 1990-06-07 | 1992-07-28 | International Business Machines Corporation | Self-adjusting impedance matching driver |
US5107230A (en) * | 1991-04-26 | 1992-04-21 | Hewlett-Packard Company | Switched drivers providing backmatch impedance for circuit test systems |
JPH05102828A (ja) * | 1991-10-07 | 1993-04-23 | Mitsubishi Electric Corp | 半導体集積回路 |
JPH06311016A (ja) * | 1993-04-19 | 1994-11-04 | Toshiba Corp | バッファ駆動能力切替回路 |
-
1995
- 1995-06-08 JP JP14189695A patent/JP3547854B2/ja not_active Expired - Fee Related
- 1995-09-26 US US08/534,114 patent/US5568068A/en not_active Expired - Lifetime
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
US5568068A (en) | 1996-10-22 |
JPH08335830A (ja) | 1996-12-17 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
JP3547854B2 (ja) | 駆動電流調整機能付きバッファ回路 | |
EP0212584B1 (en) | Output circuit device with stabilized potential | |
US6281730B1 (en) | Controlled slew rate driver | |
EP1469603B1 (en) | Slew rate controlled output buffer circuit | |
US6094086A (en) | High drive CMOS output buffer with fast and slow speed controls | |
US7190203B2 (en) | Memory device having a duty ratio corrector | |
KR20090051143A (ko) | 자기 교정 디지털 펄스-폭 변조기(dpwm) | |
US11387821B2 (en) | Pulse signal sending circuit | |
US6417705B1 (en) | Output driver with DLL control of output driver strength | |
US6801062B2 (en) | Output circuit | |
US6262607B1 (en) | Output buffer circuit | |
JP2004260730A (ja) | パルス発生回路及びそれを用いたハイサイドドライバ回路 | |
JP3937888B2 (ja) | 発振検知回路 | |
JP6013214B2 (ja) | バス通信トランシーバ | |
JPH0514167A (ja) | 出力ドライバ回路 | |
US9030246B2 (en) | Semiconductor device | |
US11128284B2 (en) | Control circuit for controlling signal rising time and falling time | |
JP2937814B2 (ja) | 出力回路 | |
US6992518B2 (en) | Input receiver with hysteresis | |
JP2897706B2 (ja) | 基準電圧発生回路 | |
JP2004056561A (ja) | リングオシレータの発振周波数補正回路 | |
WO2017149957A1 (ja) | 信号出力回路 | |
KR960005017Y1 (ko) | 데이타 출력버퍼 | |
JP2021077926A (ja) | 半導体装置及びその動作方法 | |
JP3041008B2 (ja) | ディジタル信号遅延回路 |
Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
A977 | Report on retrieval |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 Effective date: 20040120 |
|
A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20040130 |
|
A521 | Written amendment |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20040319 |
|
TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20040413 |
|
A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20040415 |
|
R150 | Certificate of patent or registration of utility model |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20080423 Year of fee payment: 4 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20090423 Year of fee payment: 5 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20090423 Year of fee payment: 5 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20100423 Year of fee payment: 6 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20100423 Year of fee payment: 6 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20110423 Year of fee payment: 7 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20110423 Year of fee payment: 7 |
|
S111 | Request for change of ownership or part of ownership |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R313115 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20110423 Year of fee payment: 7 |
|
R350 | Written notification of registration of transfer |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R350 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20120423 Year of fee payment: 8 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20120423 Year of fee payment: 8 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20130423 Year of fee payment: 9 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20140423 Year of fee payment: 10 |
|
LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |