JP3531605B2 - 定電圧回路 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、出力トランジスタ
の制御端子を所定電圧以下にクランプすることにより直
流定電圧を出力する定電圧回路に関する。

【０００２】

【従来の技術】従来より、例えば、自動車においては、
直流電源であるバッテリに、スタータモータ，ホーン，
ライトといった多数の電気負荷が接続されていることか
ら、これらの電気負荷がオン・オフされることによっ
て、電源電圧（バッテリ電圧）が数ボルト以上急激に変
動することがある。

【０００３】特に、バッテリが経年劣化している自動車
において、冷寒時にエンジン始動を行う場合には、オル
タネータからバッテリへの電源供給が無く、バッテリ自
体の電圧も下がるため、スタータモータを駆動すること
により、エンジン制御用の電子制御装置（エンジンＥＣ
Ｕ）に供給される電源電圧が極端に低くなり、エンジン
ＥＣＵが動作できず、エンジンを始動できなくなること
がある。

【０００４】そこで、従来より、こうした問題を防止す
るために、エンジンＥＣＵの最低動作電圧を低くするこ
とが要求されている。また、このように最低動作電圧を
低下させることは、エンジンＥＣＵに限らず、自動車に
搭載された空調装置や自動変速機等を制御する他の自動
車用制御装置、或いは、バッテリを内蔵した携帯型装置
に組み込まれる制御装置等、電源電圧が変動し易い環境
下で使用される制御装置では、同様に要求されている。

【０００５】一方、こうした要求に応えるために、従来
では、制御装置を構成する各種機能回路の最低動作電圧
を低く設定し、その機能回路が電源電圧の急激な変化に
伴い誤動作することのないよう、外部の直流電源から電
源供給を受けて所定の定電圧を生成する定電圧回路を設
け、この定電圧回路から各種機能回路に電源供給を行う
ことが考えられている。

【０００６】例えば、図８は、エンジンＥＣＵにおい
て、Ａ／Ｄ変換等を高精度に行うのに必要な基準電圧を
生成する基準電圧生成回路５０に対して、動作用の電源
電圧を供給する定電圧回路１０の構成を表している。こ
こで、基準電圧生成回路５０は、基準電圧Ｖｃとして温
度特性が零の定電圧（バンドギャップ電圧：約１．２
Ｖ）を生成するためのバンドギャップ回路５２を備え
る。尚、バンドギャップ回路５２は、コレクタが抵抗Ｒ
５１を介して基準電圧Ｖｃの出力端子Ｔｃに接続され、
エミッタ−ベース間が接続され、エミッタがグランドラ
インに接地されたＮＰＮトランジスタＱ５１と、コレク
タが抵抗Ｒ５２を介して基準電圧Ｖｃの出力端子Ｔｃに
接続され、ベースがＮＰＮトランジスタＱ５１のベース
に接続され、エミッタが抵抗Ｒ５３を介してグランドラ
インに接地されたＮＰＮトランジスタＱ５２とからなる
周知のものである。

【０００７】また、基準電圧生成回路５０には、定電圧
回路１０からの出力電圧Ｖout が印加される電源ライン
にコレクタが接続され、エミッタが基準電圧Ｖｃの出力
端子Ｔｃに接続され、コレクタ−ベース間が抵抗Ｒ５０
を介して接続されたＮＰＮトランジスタＱ５０と、非反
転入力端子（＋）がバンドギャップ回路５２を構成する
ＮＰＮトランジスタＱ５１のコレクタ（延いてはＮＰＮ
トランジスタＱ５１，Ｑ５２のベース）に接続され、反
転入力端子（−）がＮＰＮトランジスタＱ５２のコレク
タに接続され、出力端子ＴｃがＮＰＮトランジスタＱ５
０のベースに接続されたオペアンプＯＰ１とが備えられ
ており、このオペアンプＯＰ１がＮＰＮトランジスタＱ
５０を制御することにより、出力端子Ｔｃから出力され
る基準電圧Ｖｃが常に一定電圧（バンドギャップ電圧：
約１．２Ｖ）に制御される。

【０００８】このように構成された基準電圧生成回路５
０では、出力電圧である基準電圧Ｖｃが約１．２Ｖであ
り、この基準電圧Ｖｃを出力するには、ＮＰＮトランジ
スタＱ５０のベース−エミッタ間に順方向電圧Ｖｆ（約
０．７Ｖ）を印加して、ＮＰＮトランジスタＱ５０を動
作させる必要がある。このため、基準電圧生成回路５０
が動作するための最低動作電圧は、約１．９Ｖ（＝Ｖｃ
＋Ｖｆ）となり、基準電圧生成回路５０は、定電圧回路
１０からの出力電圧Ｖout がこの電圧以上であれば正常
動作することになる。

【０００９】一方、定電圧回路１０は、出力トランジス
タＱ０として、コレクタが、電源端子Ｔ（＋）を介して
直流電源であるバッテリの正極側から電源供給を受ける
電源ラインに接続され、エミッタが、基準電圧生成回路
５０への電圧出力ラインに接続され、コレクタ及びベー
スに、ＰＮＰトランジスタＱ１のエミッタ及びコレクタ
が夫々接続された、ＮＰＮトランジスタを備える。

【００１０】また定電圧回路１０には、バッテリから電
源供給を受けて定電流を流す定電流回路１２が設けられ
ており、ＰＮＰトランジスタＱ１のベースは、この定電
流回路１２を構成する定電流通電用のＰＮＰトランジス
タＱ１１，Ｑ１２のベースに接続されている。このた
め、ＰＮＰトランジスタＱ１は、定電流回路１２内のＰ
ＮＰトランジスタＱ１１，Ｑ１２と共にカレントミラー
回路を構成し、出力トランジスタＱ０のベースに、定電
流回路１２内を流れる定電流と同じ一定のバイアス電流
を供給する、バイアス手段として機能することになる。

【００１１】また、出力トランジスタＱ０のベースと、
グランド端子Ｔ（−）を介してバッテリの負極側に接続
されるグランドラインとの間には、出力トランジスタＱ
０のベース側をアノード、グランドライン側をカソード
として、互いに直列に接続された７個のダイオードＤ１
〜Ｄ７が設けられている。このため、ＰＮＰトランジス
タＱ１を介して電源ラインから出力トランジスタＱ０の
ベースに印加される電圧がダイオード７個分の順方向電
圧「７・Ｖｆ」（約４．９Ｖ）を越えると、ダイオード
Ｄ１〜Ｄ７に電流が流れ、出力トランジスタＱ０のベー
ス電圧が、この電圧以下に制限されることになる。

【００１２】従って、７個のダイオードＤ１〜Ｄ７は、
出力トランジスタＱ０のベース電圧を所定のクランプ電
圧（ここでは約４．９Ｖ）以下に制限するクランプ手段
として機能し、定電圧回路１０から基準電圧生成回路５
０への出力電圧Ｖout は、バッテリ電圧ＶＢが高くなっ
ても、クランプ電圧から出力トランジスタＱ０のベース
−エミッタ間の順方向電圧Ｖｆ分を減じた一定電圧（こ
こでは約４．２Ｖ）に制御されることになる。

【００１３】また次に、定電流回路１２において、ＰＮ
ＰトランジスタＱ１１，Ｑ１２のエミッタは、ＰＮＰト
ランジスタＱ１と同様、バッテリの正極側に接続された
電源ラインに接続されている。そして、ＰＮＰトランジ
スタＱ１１のコレクタは、ＮＰＮトランジスタＱ１４を
介して、グランド端子Ｔ（−）を介してバッテリの負極
側に接続されたグランドラインに接地されると共に、抵
抗Ｒ１１を介して、電源ラインに接続されており、ＰＮ
ＰトランジスタＱ１２のコレクタは、ＮＰＮトランジス
タＱ１５及び抵抗Ｒ１３を介して、グランドラインに接
地されている。

【００１４】また、ＮＰＮトランジスタＱ１４，Ｑ１５
のコレクタは、夫々、ＰＮＰトランジスタＱ１１，Ｑ１
２のコレクタに接続されている。そして、ＮＰＮトラン
ジスタＱ１４のエミッタは、グランドラインに直接接地
され、ＮＰＮトランジスタＱ１５のエミッタは、抵抗Ｒ
１３を介してグランドラインに接地されている。また、
ＮＰＮトランジスタＱ１４のベースは、ＮＰＮトランジ
スタＱ１５のエミッタと抵抗Ｒ１３との接続点に接続さ
れ、ＮＰＮトランジスタＱ１５のベースは、ＮＰＮトラ
ンジスタＱ１４のコレクタとＰＮＰトランジスタＱ１１
のコレクタとの接続点に接続されている。

【００１５】また更に、ＰＮＰトランジスタＱ１，Ｑ１
１，Ｑ１２のベースが互いに接続された接続点には、抵
抗Ｒ１２を介して、ＰＮＰトランジスタＱ１３のエミッ
タが接続されている。そして、このＰＮＰトランジスタ
Ｑ１３のコレクタは、グランドラインに接地され、ベー
スは、ＰＮＰトランジスタＱ１２及びＮＰＮトランジス
タＱ１５のコレクタの接続点に接続されている。

【００１６】この定電流回路１２においては、電源電圧
（バッテリ電圧ＶＢ）の投入後、抵抗Ｒ１１を介して、
ＮＰＮトランジスタＱ１４，Ｑ１５にベース電流が供給
され、これら各ＮＰＮトランジスタＱ１４，Ｑ１５がオ
ン状態となることによって、ＰＮＰトランジスタＱ１と
カレントミラー回路を構成しているＰＮＰトランジスタ
Ｑ１１，Ｑ１２に電流が流れ始め、その電流は、抵抗Ｒ
１３の抵抗値と、ＮＰＮトランジスタＱ１４のベース−
エミッタ間の順方向電圧Ｖｆとで決まる一定電流（Ｖｆ
／Ｒ１３）に制御される。

【００１７】そして、定電流回路１２がこのように動作
を開始すると、ＰＮＰトランジスタＱ１から出力トラン
ジスタＱ０にベース電流が供給され、出力トランジスタ
Ｑ０がオン状態となって、そのエミッタから基準電圧生
成回路５０側に電圧が出力されることになる。

【００１８】このため、定電圧回路１０の最低動作電圧
は、定電流回路１２が動作を開始し始める電圧、詳しく
は、定電流回路１２内のＮＰＮトランジスタＱ１４，Ｑ
１５を駆動するのに必要な「２・Ｖｆ」となり、定電圧
回路１０は、バッテリ電圧ＶＢがこの電圧「２・Ｖｆ」
（約１．４Ｖ）以上となったときに動作を開始すること
になる。

【００１９】

【発明が解決しようとする課題】ところが、定電圧回路
１０からの出力電圧Ｖout は、バッテリ電圧ＶＢから、
出力トランジスタＱ０のベース−エミッタ間順方向電圧
Ｖｆと、ＰＮＰトランジスタＱ１のオン時のエミッタ−
コレクタ間電圧Ｖｃｅ（約０．１Ｖ）とを減じた電圧
「ＶＢ−Ｖｆ−Ｖｃｅ」となる。

【００２０】従って、定電圧回路１０からの出力電圧Ｖ
out により基準電圧生成回路５０を動作させるために
は、バッテリ電圧ＶＢが、基準電圧生成回路５０の最低
動作電圧（約１．９Ｖ）に定電圧回路１０での電圧降下
分「Ｖｆ＋Ｖｃｅ」を加えた電圧（約２．７Ｖ）以上と
なる必要がある。よって、基準電圧生成回路５０をバン
ドギャップ回路５２を用いて構成することにより、その
最低動作電圧を低くしたとしても、これを動作させるの
に必要なバッテリ電圧ＶＢは、定電圧回路１０での電圧
降下分だけ高くなってしまう。

【００２１】つまり、従来では、電源電圧が変動し易い
環境下で使用されるエンジンＥＣＵ等の制御装置を、電
源電圧の変動の影響を受けることなく安定して動作させ
るために、制御装置内に組み込む基準電圧生成回路５０
等の各種機能回路を低電圧動作できるように構成し、更
に、その機能回路が電源電圧の変動によって誤動作する
ことのないよう、各機能回路には、ダイオードの順方向
電圧Ｖｆ等を用いて出力トランジスタのベース電圧をク
ランプすることにより定電圧を生成する所謂簡易定電圧
回路を用いて電源供給を行うことが考えられているが、
こうした簡易定電圧回路は、出力電圧Ｖout を電圧クラ
ンプにより制御するために、出力トランジスタＱ０にＮ
ＰＮトランジスタが使用されていることから、出力電圧
Ｖout は、電源電圧からダイオードの順方向電圧Ｖｆ以
上電圧降下した電圧値となってしまい、この電圧降下に
よって、制御装置の最低動作電圧を充分低減することが
できない、といった問題が生じていたのである。

【００２２】本発明は、こうした問題に鑑みなされたも
のであり、出力トランジスタの制御端子を所定電圧以下
にクランプすることにより直流定電圧を出力する定電圧
回路において、電源電圧低下時に、出力トランジスタで
生じる電圧降下の影響を受けることなく、より高電圧を
出力できるようにすることを目的とする。

【００２３】

【課題を解決するための手段】かかる目的を達成するた
めになされた請求項１記載の定電圧回路においては、電
源電圧が所定電圧以下であるときには、給電手段を介し
て、直流電源から外部負荷側に直接電流が供給され、そ
のときの出力電圧を略電源電圧にすることができる。

【００２４】よって本発明の定電圧回路によれば、電源
電圧低下時に出力トランジスタで生じる電圧降下の影響
を受けることなく、略電源電圧と同じ高電圧を出力でき
るようになり、前述したエンジンＥＣＵ等の各種制御装
置に組み込むことによって、その制御装置の最低動作電
圧を充分低減することが可能となる。

【００２５】尚、出力トランジスタの動作電圧は、出力
トランジスタが図８に示したものと同じＮＰＮトランジ
スタであれば、ＮＰＮトランジスタのベース−エミッタ
間順方向電圧Ｖｆ（約０．７Ｖ）となるため、出力トラ
ンジスタがＮＰＮトランジスタにて構成された定電圧回
路に本発明を適用すれば、電源電圧低下時の出力電圧
を、このＶｆ分だけ高くすることができる。

【００２６】また、出力トランジスタの制御端子電圧を
所定のクランプ電圧以下に制限することにより定電圧を
出力する本発明の定電圧回路（所謂簡易定電圧回路）
は、出力トランジスタにｎチャネルＭＯＳＦＥＴを用
い、ＭＯＳＦＥＴのドレインを直流電源に、ソースを外
部負荷に接続することによっても構成できる。そして、
この場合の出力トランジスタの動作電圧は、ＭＯＳＦＥ
Ｔのしきい値電圧（約１．０Ｖ）となることから、出力
トランジスタがｎチャネルＭＯＳＦＥＴにて構成された
定電圧回路に本発明を適用すれば、電源電圧低下時の出
力電圧を、ＭＯＳＦＥＴのしきい値電圧（約１．０Ｖ）
分だけ高くすることができる。

【００２７】ここで、給電手段は、クランプ手段の動作
によって出力トランジスタから所定の定電圧を出力でき
ないときに、出力電圧が、電源電圧に対して出力トラン
ジスタの動作電圧分だけ低くなるのを防止するためのも
のであることから、給電手段としては、請求項２に記載
のように構成することが望ましい。

【００２８】つまり、給電手段が動作する電源電圧の上
限を、クランプ電圧よりも低い電圧値に設定すると、例
えば、電源電圧の上昇時に、電源電圧の上昇に伴い出力
トランジスタから所定の定電圧を出力できるようになる
までの間に、給電手段が動作を停止してしまい、出力電
圧が、略電源電圧と同様に上昇している途中で出力トラ
ンジスタの動作電圧分だけ急峻に低下してしまう、とい
ったことが起こるが、給電手段を請求項２に記載のよう
に構成すれば、出力電圧を、所定の定電圧に達するまで
安定して上昇させることができる。

【００２９】

【００３０】

【００３１】ところで、給電手段は、クランプ手段が動
作しない電源電圧の低電圧時に、出力トランジスタとは
別経路で、直流電源から外部負荷に電流を供給すること
により、出力電圧が低くなるのを防止するためのもので
あることから、クランプ手段に電流が流れているか否か
を判断することにより、電源電圧がクランプ手段が動作
する所定電圧に達しているか否かを判断し、その判断結
果に従い、給電手段を動作させるようにしてもよい。

【００３２】そして、このようにすれば、電源電圧が、
クランプ手段が動作して出力トランジスタから所定の定
電流が出力される電圧値に達するまで、給電手段を動作
させ、電源電圧がその電圧値に達すると、給電手段の動
作を速やかに停止させることができるようになる。

【００３３】

【００３４】一方、出力トランジスタを駆動するための
バイアス手段としては、直流電源から電源供給を受けて
出力トランジスタの制御端子に定電流を供給する定電流
回路を用いて構成できる。

【００３５】そこで、本発明（請求項１）では、バイア
ス手段を、定電流回路を用いて構成し、且つ、給電手段
を、クランプ手段に流れる電流に基づき外部負荷への給
電・停止を切り換えるように構成することにより、上記
の効果が得られるようにしている。

【００３６】また、本発明（請求項１）の定電圧回路で
は、バイアス手段を構成する定電流回路が、外部から入
力される動作停止指令によって、定電流源が電流制御用
トランジスタに流す電流を遮断できる。このため、外部
負荷への定電圧出力が不要なときには、定電流回路に動
作停止指令を入力することにより、定電流回路内の電流
制御用トランジスタ及びこのトランジスタとカレントミ
ラー回路を構成する２つの定電流トランジスタに流れる
電流を全て零にし、当該定電圧回路を、消費電力零のス
リープ状態にすることが可能となる。

【００３７】また、上記のように、定電流回路に動作停
止指令を入力することにより、当該定電圧回路の動作モ
ードを、定電圧を出力する通常モードから、定電圧の出
力を停止するスリープモードに切り換えることができる
ようにする場合、給電手段を、給電用トランジスタと、
切換用トランジスタと、第２定電流トランジスタと、電
流検出用抵抗と、電流検出用トランジスタとから構成し
ただけでは、動作モードの切換直後に、給電用トランジ
スタが一時的にＯＮ状態となって、外部負荷に過電圧が
印加される虞がある。

【００３８】しかし、本発明（請求項１）では、給電手
段を構成する切換用トランジスタの制御端子とグランド
との間にバイアス抵抗を設け、しかも、このバイアス抵
抗の抵抗値を、バイアス手段を構成する第１定電流トラ
ンジスタに流れる電流ｉａと第２定電流トランジスタに
流れる電流ｉｂとの比を「ｍ」とし、電流検出用抵抗の
抵抗値を「ｒ」としたとき、抵抗値が「ｍ×ｒ」よりも
小さくなるように設定していることから、スリープ状態
への切換時に給電用トランジスタを介して外部負荷に過
電圧が出力されるのを確実に防止することができる。
尚、この動作については、後述する実施例にて詳しく説
明する。

【００３９】

【発明の実施の形態】以下に、本発明の実施形態を説明
する。なお、以下の説明では、本発明の前提となる６つ
の定電圧回路を参考例として挙げ、その後、本発明を適
用した実施例の定電圧回路について説明する。 ［第１参考例］ 図１は、本発明の前提となる第１参考例の定電圧回路を
表している。

【００４０】本参考例の定電圧回路は、エンジンＥＣＵ
等、車両用電子制御装置を構成する半導体集積回路内に
組み込まれ、車両に搭載されたバッテリ（直流電源）か
ら電源供給を受けて、制御装置を構成する各種機能回路
（前述の基準電圧生成回路５０等）に供給する直流定電
圧を生成するためのものである。

【００４１】そして、本参考例の定電圧回路には、図８
に示した従来の定電圧回路１０と同様、ＮＰＮトランジ
スタからなる出力トランジスタＱ０と、出力トランジス
タＱ０のベースにバイアス電流を流し込むＰＮＰトラン
ジスタＱ１と、ＰＮＰトランジスタＱ１が出力トランジ
スタＱ０に流し込むバイアス電流を一定電流に制御する
定電流回路１２と、出力トランジスタＱ０のベースとグ
ランドラインとの間に設けられ、出力トランジスタＱ０
のベース電圧を所定のクランプ電圧（約４．９Ｖ）以下
に制限する７個のダイオードＤ１〜Ｄ７とが備えられて
いる。

【００４２】尚、これら各部は、全て、図８に示した定
電圧回路１０を構成する各部と全く同様に構成されてい
るため、その結線状態や内部構成等についての説明は省
略する。そして、本参考例では、ＰＮＰトランジスタＱ
１及び定電流回路１２が、バイアス手段として機能し、
７個のダイオードＤ１〜Ｄ７が、クランプ手段として機
能する。

【００４３】また、本参考例の定電圧回路には、給電手
段として機能する給電回路１４が備えられている。この
給電回路１４は、電源ラインから、外部負荷の電源ライ
ンが接続される出力端子Ｔout までの給電経路として、
出力トランジスタＱ０を通る給電経路とは異なる第２の
給電経路を形成するものであり、電源ラインにエミッタ
が接続され、コレクタが出力端子Ｔout に接続されたＰ
ＮＰトランジスタＱ２を備える。

【００４４】そして、このＰＮＰトランジスタＱ２のベ
ースは、抵抗Ｒ３を介して電源ラインに接続されると共
に、エミッタがグランドラインに接地されたＮＰＮトラ
ンジスタＱ７のコレクタに接続されている。また、給電
回路１４には、電源ラインとグランドラインとの間に設
けられた抵抗Ｒ１，Ｒ２の直列回路が備えられている。
この抵抗直列回路は、２つの抵抗Ｒ１，Ｒ２により電源
電圧であるバッテリ電圧ＶＢを抵抗分圧するためのもの
（分圧手段）であり、これらの抵抗Ｒ１，Ｒ２の接続点
には、ＰＮＰトランジスタＱ４のベースが接続されてい
る。

【００４５】そして、このＰＮＰトランジスタＱ４のエ
ミッタには、ＰＮＰトランジスタＱ３のコレクタが接続
されると共に、コレクタがグランドラインに接地された
ＰＮＰトランジスタＱ５のエミッタが接続されている。
また、ＰＮＰトランジスタＱ３は、出力トランジスタＱ
０バイアス用のＰＮＰトランジスタＱ１と同様に、エミ
ッタが電源ラインに接続され、ベースがＰＮＰトランジ
スタＱ１１，Ｑ１２のベースに接続されている。このた
め、ＰＮＰトランジスタＱ３のコレクタからＰＮＰトラ
ンジスタＱ４，Ｑ５のエミッタには、定電流回路１２に
より制御された一定電流が供給されることになる。

【００４６】また、ＰＮＰトランジスタＱ５のベース
は、電圧クランプ用の７個のダイオードＤ１〜Ｄ７の
内、グランドラインから３番目のダイオードＤ５と、同
じく４番目のダイオードＤ４との接続点に接続されてい
る。一方、ＰＮＰトランジスタＱ４のコレクタには、エ
ミッタがグランドラインに接地されたＮＰＮトランジス
タＱ６のコレクタが接続されている。このＮＰＮトラン
ジスタＱ６のベース−コレクタ間は、互いに接続されて
おり、しかもそのベースには、上述したＮＰＮトランジ
スタＱ７のベースが接続されている。

【００４７】このように構成された給電回路１４では、
バッテリ電圧ＶＢが「２・Ｖｆ」以上となって定電流回
路１２が動作を開始し、ＰＮＰトランジスタＱ３からＰ
ＮＰトランジスタＱ４，Ｑ５側に定電流が供給される
と、ＰＮＰトランジスタＱ４，Ｑ５の内、ベース電圧が
低い方がオン状態となる。

【００４８】そして、ＰＮＰトランジスタＱ４のベース
は、抵抗Ｒ１，Ｒ２によりバッテリ電圧ＶＢを分圧した
分圧電圧となり、ＰＮＰトランジスタＱ５のベースは、
３つのダイオードＤ５〜Ｄ７の順方向電圧Ｖｆにより決
定される基準電圧「３・Ｖｆ」（約２．１Ｖ）以下に制
限されることから、抵抗Ｒ１，Ｒ２により分圧された分
圧電圧がこの基準電圧以下（換言すればバッテリ電圧Ｖ
Ｂが、この基準電圧と抵抗Ｒ１，Ｒ２による分圧値とで
決まる所定電圧「３・Ｖｆ・（Ｒ１＋Ｒ２）／Ｒ２」以
下）であれば、ＰＮＰトランジスタＱ４がオン状態、Ｐ
ＮＰトランジスタＱ５がオフ状態となり、そうでなけれ
ば、ＰＮＰトランジスタＱ４がオフ状態、ＰＮＰトラン
ジスタＱ５がオン状態となる。

【００４９】そして、ＰＮＰトランジスタＱ４がオン状
態となると、ＰＮＰトランジスタＱ３から供給される電
流が、ＰＮＰトランジスタＱ４を介して、ＮＰＮトラン
ジスタＱ６側に流れ、ＮＰＮトランジスタＱ６，Ｑ７が
共にオン状態となる。また、このようにＮＰＮトランジ
スタＱ７がオン状態となると、第２の給電経路を構成す
るＰＮＰトランジスタＱ２にベース電流が流れて、ＰＮ
ＰトランジスタＱ２がオン状態となり、電源ラインから
ＰＮＰトランジスタＱ２を通って出力端子Ｔout （延い
ては外部負荷）に至る第２の給電経路が形成される。

【００５０】また逆に、ＰＮＰトランジスタＱ５がオン
状態となると、ＰＮＰトランジスタＱ３から供給される
電流が、ＰＮＰトランジスタＱ５を介して、グランドラ
イン側に流れることから、ＮＰＮトランジスタＱ６，Ｑ
７及びＰＮＰトランジスタＱ２が共にオフ状態となり、
ＰＮＰトランジスタＱ２による第２の給電経路は形成さ
れない。

【００５１】つまり、本参考例では、給電回路１４を構
成するトランジスタＱ３〜Ｑ７が、抵抗Ｒ１，Ｒ２によ
りバッテリ電圧を分圧した分圧電圧と基準電圧「３・Ｖ
ｆ」とを大小比較するコンパレータ（電圧判定手段）と
して機能し、バッテリ電圧ＶＢが所定電圧「３・Ｖｆ・
（Ｒ１＋Ｒ２）／Ｒ２」以下であるときに、ＰＮＰトラ
ンジスタＱ２を導通させて、電源ラインから出力端子Ｔ
out を介して外部負荷に電流を供給するようにされてい
る。

【００５２】従って、本参考例の定電圧回路によれば、
図４（ａ）に実線で示すように、バッテリ電圧ＶＢが、
定電流回路１２が動作する「２・Ｖｆ」以上であれば、
ＰＮＰトランジスタＱ２を介して、出力端子Ｔout か
ら、バッテリ電圧と略同じ電圧（詳しくはバッテリ電圧
ＶＢからＰＮＰトランジスタＱ２のエミッタ−コレクタ
間電圧Ｖｃｅ（約０．１Ｖ）を減じた電圧）が出力さ
れ、その状態は、バッテリ電圧ＶＢが所定電圧「３・Ｖ
ｆ・（Ｒ１＋Ｒ２）／Ｒ２」に達するまで継続されるこ
とになる。

【００５３】このため、本参考例の定電圧回路によれ
ば、図４（ａ）に点線で示す従来回路のように、バッテ
リ電圧ＶＢが「２・Ｖｆ」以上となって定電流回路１２
が動作を開始してから、７個のダイオードＤ１〜Ｄ７に
より出力トランジスタのベース電圧がクランプされて出
力電圧Ｖout が所定の定電圧に制御されるまでの間、出
力電圧Ｖout が、バッテリ電圧ＶＢから出力トランジス
タＱ０の動作電圧「Ｖｆ」分を減じた電圧（詳しくは、
バッテリ電圧ＶＢから出力トランジスタＱ０の動作電圧
「Ｖｆ」とＰＮＰトランジスタＱ１のエミッタ−コレク
タ間電圧Ｖｃｅとを減じた電圧）に制限されてしまうの
を防止し、バッテリ電圧低下時の出力電圧Ｖout を、従
来回路に比べて、ダイオードの順方向電圧「Ｖｆ」分だ
け増加させることができる。

【００５４】よって、本参考例の定電圧回路によれば、
例えば、図８に示した基準電圧生成回路５０等の各種機
能回路の電源回路として使用すれば、その回路の最低動
作電圧を「Ｖｆ」分だけ低くすることが可能となる。ま
た、バッテリ電圧ＶＢが所定電圧「３・Ｖｆ・（Ｒ１＋
Ｒ２）／Ｒ２」以上になると、ＰＮＰトランジスタＱ２
がオフ状態となるが、この状態では、出力端子Ｔout
（延いては外部負荷）に出力トランジスタＱ０を介して
電源供給がなされることから、出力電圧Ｖout は、従来
の定電圧回路と同様に、一定電圧に制御されることにな
り、出力端子Ｔout に接続される外部負荷は、バッテリ
電圧ＶＢの変動の影響を受けることなく安定して動作す
ることができる。

【００５５】尚、ＰＮＰトランジスタＱ２がターンオフ
する電圧「３・Ｖｆ・（Ｒ１＋Ｒ２）／Ｒ２」は、抵抗
Ｒ１，Ｒ２による分圧値「Ｒ２／（Ｒ１＋Ｒ２）」とダ
イオードＤ５〜Ｄ７の順方向電圧「３・Ｖｆ」とで決定
されるが、この電圧値としては、抵抗Ｒ１，Ｒ２による
バッテリ電圧ＶＢの分圧値（換言すれば各抵抗Ｒ１，Ｒ
２の抵抗値）を適宜調整することによって、図４（ａ）
に示すように、出力トランジスタＱ０のベース電圧がダ
イオードＤ１〜Ｄ７によりクランプされる電圧値（略ク
ランプ電圧「７・Ｖｆ」）以上となるように設定するこ
とが望ましい。これは、この電圧値「３・Ｖｆ・（Ｒ１
＋Ｒ２）／Ｒ２」を、クランプ電圧「７・Ｖｆ」よりも
小さい値に設定すると、バッテリ電圧ＶＢの上昇に伴い
出力電圧Ｖout が上昇している途中で、出力電圧Ｖout
が、図４（ａ）に点線で示す従来の出力電圧まで急峻に
減少し、出力端子Ｔout に接続された外部負荷を安定動
作させることができないことが考えられるためである。

【００５６】［第２参考例］ 次に図２は、第２参考例の定電圧回路を表している。本
参考例の定電圧回路は、基本的には、第１参考例の定電
圧回路と同じであり、異なる点は、第１参考例の給電回
路１４において電圧判定手段としてのコンパレータを構
成しているＰＮＰトランジスタＱ４，Ｑ５及びＮＰＮト
ランジスタＱ６の変わりに、ＮＰＮトランジスタＱ８を
設けた点である。そこで、以下の説明では、この変更点
についてのみ説明し、他の説明は省略する。

【００５７】図２に示すように、本参考例では、給電回
路１４内でバッテリ電圧を分圧する抵抗Ｒ１，Ｒ２の
内、グランドライン側の抵抗Ｒ２の両端に、夫々、ＮＰ
ＮトランジスタＱ８のベース及びエミッタを接続し、こ
の抵抗Ｒ２の両端電圧がＮＰＮトランジスタＱ８のベー
ス−エミッタ間順方向電圧Ｖｆに達したときに、ＮＰＮ
トランジスタＱ８がオン状態となるようにされている。
そして、このＮＰＮトランジスタＱ８のコレクタには、
ＰＮＰトランジスタＱ３のコレクタが接続されると共
に、ＮＰＮトランジスタＱ７のベースが接続されてい
る。

【００５８】このため、本参考例の定電圧回路において
は、バッテリ電圧ＶＢが抵抗Ｒ１，Ｒ２により分圧さ
れ、抵抗Ｒ２の両端電圧が「Ｖｆ」に達するまでの間、
つまり、バッテリ電圧ＶＢが所定電圧「Ｖｆ・（Ｒ１＋
Ｒ２）／Ｒ２」に達するまでの間は、ＮＰＮトランジス
タＱ８がオフ状態となり、逆に、バッテリ電圧ＶＢがこ
の電圧に達すると、ＮＰＮトランジスタＱ８がオン状態
となる。

【００５９】そして、ＮＰＮトランジスタＱ８がオフ状
態であれば、ＰＮＰトランジスタＱ３から供給される定
電流がＮＰＮトランジスタＱ７のベースにバイアス電流
として流れ込むことから、ＮＰＮトランジスタＱ７、Ｐ
ＮＰトランジスタＱ２が共にオン状態となり、電源ライ
ンからＰＮＰトランジスタＱ２を通って出力端子Ｔout
（延いては外部負荷の電源ライン）に至る第２の給電経
路が形成される。

【００６０】また逆に、ＮＰＮトランジスタＱ８がオン
状態であれば、ＰＮＰトランジスタＱ３から供給される
定電流が、ＮＰＮトランジスタＱ８を通って、グランド
ライン側に流れるため、ＮＰＮトランジスタＱ７、ＰＮ
ＰトランジスタＱ２は共にオフ状態となり、ＰＮＰトラ
ンジスタＱ２による第２の給電経路は形成されない。

【００６１】従って、本参考例の定電圧回路において
は、バッテリ電圧ＶＢが、定電流回路１２が動作する
「２・Ｖｆ」以上であれば、ＰＮＰトランジスタＱ２を
介して、出力端子Ｔout から、バッテリ電圧と略同じ電
圧（詳しくはバッテリ電圧ＶＢからＰＮＰトランジスタ
Ｑ２のエミッタ−コレクタ間電圧Ｖｃｅ（約０．１Ｖ）
を減じた電圧）が出力され、その状態は、バッテリ電圧
ＶＢが所定電圧「Ｖｆ・（Ｒ１＋Ｒ２）／Ｒ２」に達す
るまで継続されることになり、バッテリ電圧ＶＢと出力
電圧Ｖout との関係は、図４（ａ）に示したものと略同
様になって、第１参考例と同様の効果を得ることができ
る。

【００６２】尚、本参考例では、ＮＰＮトランジスタＱ
８が電圧判定手段として機能する。また、本参考例の場
合、ＰＮＰトランジスタＱ２がターンオフすることによ
り、出力電圧Ｖout が上昇途中で急峻に低下するタイミ
ングは、バッテリ電圧ＶＢが所定電圧「Ｖｆ（Ｒ１＋Ｒ
２）／Ｒ２」に達したときであるが、図４（ａ）に示し
たように、このタイミングで、出力トランジスタＱ０か
ら所定の定電圧「クランプ電圧−Ｖｆ」を出力させるに
は、バッテリ電圧ＶＢ分圧用の抵抗Ｒ１，Ｒ２の分圧値
「Ｒ２／（Ｒ１＋Ｒ２）」を調整すればよい。

【００６３】［第３参考例］ 次に、図３（ａ）は、第３参考例の定電圧回路を表して
いる。本参考例の定電圧回路は、上記各参考例と同様に
ＮＰＮトランジスタにて構成された出力トランジスタＱ
０と、出力トランジスタＱ０のベース側に一定のバイア
ス電流を流し込むバイアス手段としての定電流源２０
と、出力トランジスタＱ０のベースとグランドラインと
の間に設けられた６個のダイオードＤ１〜Ｄ６と抵抗Ｒ
２０との直列回路と、給電手段としての給電回路１４と
を備える。

【００６４】ここで、上記ダイオードと抵抗との直列回
路において、６個のダイオードＤ１〜Ｄ６は、夫々、出
力トランジスタＱ０のベース側をアノード、グランドラ
イン側をカソードとして、出力トランジスタＱ０のベー
ス側より順に接続されており、抵抗Ｒ２０は、最終段の
ダイオードＤ６のカソードとグランドラインとの間に配
置されている。そして、このダイオードＤ６のカソード
と抵抗Ｒ２０との接続点には、エミッタがグランドライ
ンに接地された、給電回路１４内のＮＰＮトランジスタ
Ｑ８のベースが接続されている。

【００６５】一方、給電回路１４は、上記各参考例と同
様、電源ラインにエミッタが接続され、コレクタが出力
端子Ｔout に接続されたＰＮＰトランジスタＱ２と、こ
のＰＮＰトランジスタＱ２のベースと電源ラインとを接
続する抵抗Ｒ３と、ＰＮＰトランジスタＱ２のベースに
コレクタが接続され、エミッタがグランドラインに接地
されたＮＰＮトランジスタＱ７とを備える。そして、こ
のＮＰＮトランジスタＱ７のベースは、定電流源２１を
介して電源ラインに接続されると共に、上記ＮＰＮトラ
ンジスタＱ８のコレクタが接続されている。

【００６６】また、定電流源２０，２１は、夫々、電源
ラインから出力トランジスタＱ０，ＮＰＮトランジスタ
Ｑ７のベース側に一定電流を流し込むためのものであ
り、より具体的には、上記各参考例のＰＮＰトランジス
タＱ１，Ｑ３と同様に構成された定電流供給用のトラン
ジスタと、このトランジスタに流れる電流を一定電流に
制御する定電流回路とから構成される。

【００６７】このように構成された本実施例の定電圧回
路においては、図４（ｂ）に示すように、定電流源２
０，２１が動作を開始するまでの間、換言すれば、バッ
テリ電圧ＶＢが定電流源２０，２１が動作可能な電圧値
（一般に「２・Ｖｆ」）に達するまでの間は、出力トラ
ンジスタＱ０及びＮＰＮトランジスタＱ７は共にオフ状
態となり、定電流源２０，２１が動作を開始すると、出
力トランジスタＱ０及びＮＰＮトランジスタＱ７が共に
オン状態となるが、ＮＰＮトランジスタＱ７がオン状態
になると、ＰＮＰトランジスタＱ２もオン状態となるた
め、出力トランジスタＱ０がオフ状態となって、出力端
子Ｔout から外部負荷には、ＰＮＰトランジスタＱ２を
介して、バッテリ電圧ＶＢと略同じ出力電圧Ｖout （詳
しくはバッテリ電圧ＶＢからＰＮＰトランジスタＱ２の
エミッタ−コレクタ間電圧Ｖｃｅ（約０．１Ｖ）を減じ
た電圧）が出力されることになる。

【００６８】また、この状態で、バッテリ電圧ＶＢの上
昇に伴い出力トランジスタＱ０のベース電圧が上昇し、
この電圧が、ダイオード６個分の順方向電圧「６・Ｖ
ｆ」（約４．２Ｖ）に達すると、ダイオードＤ１〜Ｄ６
と抵抗Ｒ２０とからなる直列回路に電流が流れ始める。
そして、抵抗Ｒ２０には、ＮＰＮトランジスタＱ８のベ
ース−エミッタが並列接続されていることから、出力ト
ランジスタＱ０のベース電圧の上昇に伴い、抵抗Ｒ２０
の両端電圧が、ＮＰＮトランジスタＱ８のベース−エミ
ッタ間順方向電圧Ｖｆに達すると（換言すれば、出力ト
ランジスタＱ０のベース電圧が所定電圧「７・Ｖｆ」
（約４．９Ｖ）に達すると）、ＮＰＮトランジスタＱ８
がオン状態となる。また、ＮＰＮトランジスタＱ８がオ
ン状態となると、定電流源２１から供給される定電流
は、ＮＰＮトランジスタＱ８を介してグランドラインに
流れることから、ＮＰＮトランジスタＱ７がオフ状態と
なり、これに連動してＰＮＰトランジスタＱ２もオフ状
態となる。

【００６９】従って、バッテリ電圧ＶＢの上昇に伴い出
力トランジスタＱ０のベース電圧がダイオードＤ１〜Ｄ
６の順方向電圧とＮＰＮトランジスタＱ８のベース−エ
ミッタ間順方向電圧とで決まるクランプ電圧「７・Ｖ
ｆ」に達した後は、ＰＮＰトランジスタＱ２がオフ状態
となって、出力端子Ｔout から外部負荷には、出力トラ
ンジスタＱ０を介して、クランプ電圧「７・Ｖｆ」から
出力トランジスタＱ０のベース−エミッタ間順方向電圧
Ｖｆを減じた一定電圧「クランプ電圧−Ｖｆ」が出力さ
れることになる。

【００７０】このため、本参考例の定電圧回路において
も、上記各参考例と同様、バッテリ電圧低下時の出力電
圧Ｖout を、従来回路に比べて、ダイオードの順方向電
圧「Ｖｆ」分だけ増加させることができ、図８に示した
基準電圧生成回路５０等の各種機能回路の電源回路とし
て使用することにより、その回路の最低動作電圧を「Ｖ
ｆ」分だけ低くすることが可能となる。

【００７１】また、本参考例の定電圧回路においては、
出力トランジスタＱ０のベース電圧をクランプするクラ
ンプ手段としてのダイオードＤ１〜Ｄ６に流れる電流か
ら、バッテリ電圧ＶＢが出力トランジスタＱ０のベース
電圧を所定電圧「７・Ｖｆ」にクランプ可能な電圧以上
か否かを判定し、出力トランジスタＱ０のベース電圧が
クランプされるまでは、ＰＮＰトランジスタＱ２を介し
て外部負荷に電源供給を行い、出力トランジスタＱ０の
ベース電圧がクランプされると、出力トランジスタＱ０
を介して外部負荷に電源供給を行うことから、第１，第
２参考例のようにバッテリ電圧ＶＢを抵抗分圧により検
出する場合に比べて、回路構成を簡素化できる。

【００７２】尚、本参考例では、抵抗Ｒ２０及びＮＰＮ
トランジスタＱ８が電流検出手段に相当し、この内、抵
抗Ｒ２０が電流検出用抵抗、ＮＰＮトランジスタＱ８が
電流検出用トランジスタ、として機能する。また、この
抵抗Ｒ２０及びＮＰＮトランジスタＱ８は、ダイオード
Ｄ１〜Ｄ６と共にクランプ手段としても機能する。

【００７３】［第４参考例］ 次に図３（ｂ）は、第４参考例の定電圧回路を表してい
る。本参考例の定電圧回路は、基本的には、第３参考例
の定電圧回路と同じであり、異なる点は、第３参考例の
定電圧回路において、抵抗Ｒ２０及びＮＰＮトランジス
タＱ８と共にクランプ手段を構成している６個のダイオ
ードＤ１〜Ｄ６を、ツェナーダイオードＺＤ１に変更
し、このツェナーダイオードＺＤ１の降伏電圧を利用し
て、出力トランジスタのベース電圧を所定のクランプ電
圧以下に制限するようにした点である。

【００７４】このため、本参考例の定電圧回路では、図
３（ｂ）に示すように、出力トランジスタＱ０のベース
に、ツェナーダイオードＺＤ１のカソードが接続され、
抵抗Ｒ２０とＮＰＮトランジスタＱ８のベースとの接続
点に、ツェナーダイオードＺＤ１のアノードが接続され
ている。

【００７５】従って、本参考例の定電圧回路において
は、バッテリ電圧ＶＢの上昇に伴い出力トランジスタＱ
０のベース電圧が上昇し、この電圧が、ツェナーダイオ
ードＺＤ１の降伏電圧ＶZDに達すると、ツェナーダイオ
ードＺＤ１と抵抗Ｒ２０とからなる直列回路に電流が流
れ始め、更に、抵抗Ｒ２０の両端電圧が、ＮＰＮトラン
ジスタＱ８のベース−エミッタ間順方向電圧Ｖｆに達す
ると、ＮＰＮトランジスタＱ８がオン状態となって、出
力トランジスタＱ０のベース電圧がそのときの電圧「Ｖ
ZD＋Ｖｆ」にクランプされることになる。

【００７６】このように、本参考例の定電圧回路は、ク
ランプ電圧がツェナーダイオードＺＤ１の降伏電圧で決
定される点は異なるものの、それ以外は、全て、第３参
考例と同様に構成されているため、出力電圧Ｖout のバ
ッテリ電圧ＶＢに対する変化特性は、図４（ｂ）に示し
た第３参考例と同様の特性となり、本参考例の定電圧回
路によれば、第３参考例のものと同様の効果を得ること
ができる。

【００７７】尚、本参考例では、第３参考例の定電圧回
路において、クランプ手段としてツェナーダイオードＺ
Ｄ１を利用した場合について説明したが、図１に示した
第１参考例の定電圧回路において、クランプ手段を構成
する７個のダイオードＤ１〜Ｄ７の変わりにツェナーダ
イオードを用いるようにしてもよい。また、図２に示し
た第２参考例の定電圧回路において、クランプ手段を構
成する７個のダイオードＤ１〜Ｄ７の内、バッテリ電圧
ＶＢ判定用の基準電圧を生成するダイオードＤ５〜Ｄ
７、及び、他のダイオードＤ１〜Ｄ４、のいずれか一方
若しくはその両方に、ツェナーダイオードに用いるよう
にしてもよい。

【００７８】［第５参考例］ 次に図５は、第５参考例の定電圧回路を表している。本
参考例の定電圧回路は、基本的には、第４参考例の定電
圧回路と同じであり、異なる点は、第４参考例の定電圧
回路において、出力トランジスタＱ０及びＮＰＮトラン
ジスタＱ７のベースと電源ラインとの間に夫々設けられ
る定電流源２０，２１を、抵抗Ｒ２２，Ｒ２３に変更し
た点である。

【００７９】このように、定電流源２０，２１を抵抗Ｒ
２２，Ｒ２３に置き換えた場合、出力トランジスタＱ０
及びＮＰＮトランジスタＱ７のベースには、夫々、抵抗
Ｒ２２及びＲ２３を介して、バイアス電流が供給される
ことになるが、抵抗Ｒ２２，Ｒ２３は、各トランジスタ
Ｑ０，Ｑ７のベースと電源ラインとの間に電位差が生じ
た場合にバイアス電流を流すことから、これら各トラン
ジスタＱ０，Ｑ７には、バッテリ電圧ＶＢがベース−エ
ミッタ間順方向電圧Ｖｆ以上であればバイアス電流が供
給されることになる。

【００８０】よって、本参考例の定電圧回路において
は、図５（ｂ）に示すように、バッテリ電圧ＶＢの上昇
に伴いバッテリ電圧ＶＢが略「Ｖｆ」に達したときに、
ＰＮＰトランジスタＱ２を介して、出力端子Ｔout から
バッテリ電圧ＶＢと略同じ出力電圧Ｖout が出力される
ことになり、本参考例によれば、上記各参考例に比べ
て、出力端子Ｔout から電圧を出力し得る最低のバッテ
リ電圧ＶＢをより低くすることができる。

【００８１】尚、本参考例では、抵抗Ｒ２２がバイアス
手段として機能する。そして、本参考例では、第４参考
例の定電圧回路において、定電流源２１，２２の変わり
に抵抗Ｒ２２，Ｒ２３を用いる場合について説明した
が、第３参考例の定電圧回路において、定電流源２１，
２２の変わりに抵抗Ｒ２２，Ｒ２３を用いるようにして
も、同様の効果を得ることができる。

【００８２】また、第１及び第２参考例の定電圧回路に
おいて、ＰＮＰトランジスタＱ１，Ｑ３の変わりに、抵
抗Ｒ２２，Ｒ２３を用いるようにしてもよい。そして、
この場合には、定電流回路１２を設ける必要がないの
で、定電圧回路の構成を簡素化できる。

【００８３】［第６参考例］ 次に図６（ａ）は、第６参考例の定電圧回路を表してい
る。本参考例の定電圧回路は、図３（ｂ）に示した第４
参考例の定電圧回路において、外部負荷の動作停止時
等、外部負荷に定電圧を供給する必要がないときに、定
電圧回路を所謂スリープ状態にして、定電圧回路での消
費電力を零にできるようにしたものである。

【００８４】即ち、図６（ａ）に示すように、本参考例
の定電圧回路は、図３（ｂ）に示した定電圧回路におけ
る定電流源２０，２１を、夫々、第１参考例或いは第２
参考例と同様のＰＮＰトランジスタＱ１及びＱ３にて構
成し、これら各ＰＮＰトランジスタＱ１，Ｑ３に流れる
電流を、定電流回路３０にて一定電流に制御するように
されている。

【００８５】また、定電流回路３０は、エミッタが電源
ラインに接続され、ベースが上記各ＰＮＰトランジスタ
Ｑ１，Ｑ３のベースに接続され、ベース−コレクタ間が
互いに接続されたＰＮＰトランジスタＱ１０と、ＰＮＰ
トランジスタＱ１０のコレクタにスイッチング回路（以
下単にＳＷという）３４を介して接続され、ＳＷ３４の
オン時にＰＮＰトランジスタＱ１０のコレクタからグラ
ンドライン側へと定電流を流す定電流源３２とから構成
されている。

【００８６】また、ＳＷ３４は、例えば、スイッチング
トランジスタ等にて構成されており、制御端子ＴinにHi
ghレベルの制御信号Ｖinが入力されると、ＰＮＰトラン
ジスタＱ１０のコレクタから定電流源３２に至る電流経
路を形成することにより、定電流源３２を動作させて、
ＰＮＰトランジスタＱ１０に一定電流を流し、制御端子
ＴinにLow レベルの制御信号Ｖinが入力されると、ＰＮ
ＰトランジスタＱ１０のコレクタから定電流源３２に至
る電流経路を遮断することにより、定電流源３２の動作
を停止させて、ＰＮＰトランジスタＱ１０に流れる電流
を遮断する。

【００８７】従って、図６（ａ）に示した第６参考例の
定電圧回路においては、制御端子ＴinにHighレベルの制
御信号Ｖinを入力すれば、定電流回路１２、延いてはＰ
ＮＰトランジスタＱ１，Ｑ３に定電流が流れて、第４参
考例の定電圧回路と同様に動作し、出力端子Ｔout から
外部負荷には、出力トランジスタＱ０若しくはＰＮＰト
ランジスタＱ２を介して、電源供給が成されることとな
る。

【００８８】また、制御端子ＴinにLow レベルの制御信
号Ｖinを入力すれば、定電流回路１２、延いてはＰＮＰ
トランジスタＱ１，Ｑ３に流れる電流が零になって、外
部負荷への給電用の出力トランジスタＱ０及びＰＮＰト
ランジスタＱ２が共にオフされ、定電圧回路は、出力端
子Ｔout から外部負荷への電源供給を停止するスリープ
状態になる。そして、このスリープ状態では、定電圧回
路を構成する全ての素子に電流が流れないので、定電圧
回路での消費電力を零にすることができる。

【００８９】［実施例］ 以上のように、 図６（ａ）に示した第６参考例の定電圧
回路によれば、外部負荷への電源供給が不要なときに、
消費電力が零のスリープ状態にすることができるように
なるのであるが、この定電圧回路では、その動作モード
を外部負荷への給電を行う通常モードから給電を停止す
るスリープモードに切り換えた際に、出力電圧Ｖout が
一時的にバッテリ電圧ＶＢまで跳ね上がることがあっ
た。

【００９０】つまり、図７（ａ）に示すように、出力電
圧Ｖout が一定電圧「クランプ電圧−Ｖｆ」に制御され
ている通常状態で、制御信号ＶinがHighレベルからLow
レベルに切り換えられると、ＰＮＰトランジスタＱ１，
Ｑ３に流れる電流Ｉ１，Ｉ３は、略一定の傾きで低下
し、最終的に零になる。

【００９１】そして、このように各電流Ｉ１，Ｉ３が低
下しているときに、電流Ｉ１が、ＮＰＮトランジスタＱ
８がオンできるしきい値よりも低下すると、ＮＰＮトラ
ンジスタＱ８がオフする。尚、ＮＰＮトランジスタＱ８
のベース−エミッタ間には抵抗Ｒ２０が接続されている
ため、ＮＰＮトランジスタＱ８がオンできる電流Ｉ１の
しきい値は、トランジスタのベース−エミッタ間順方向
電圧Ｖｆを抵抗Ｒ２０の抵抗値で割った値（Ｖｆ／Ｒ２
０）となる。

【００９２】また、このようにＮＰＮトランジスタＱ８
がオフすると、電流Ｉ３は、ＮＰＮトランジスタＱ７の
ベースへと流れ込むことから、今度は、ＮＰＮトランジ
スタＱ７がオンし、その後、電流Ｉ３が、ＮＰＮトラン
ジスタＱ７がオンできるしきい値よりも低下した時点
で、ＮＰＮトランジスタＱ７がオフする。

【００９３】この結果、出力電圧Ｖout は、ＮＰＮトラ
ンジスタＱ８がオフし、ＮＰＮトランジスタＱ７がオン
した時点で、一定電圧「クランプ電圧−Ｖｆ」からバッ
テリ電圧ＶＢまで急激に上昇し、その後、ＮＰＮトラン
ジスタＱ７がオフした時点で、０Ｖまで低下するのであ
る。

【００９４】そして、このように出力電圧Ｖout が一時
的にせよバッテリ電圧ＶＢまで跳ね上がると、出力端子
Ｔout に低耐圧のデバイスが接続されている場合に、そ
のデバイスが過電圧により破壊されてしまうことがあ
る。また、電圧の急激な上昇に伴い生じるノイズによっ
て、出力端子Ｔout に接続された回路が誤動作すること
も考えられる。

【００９５】そこで、こうした問題を防止するために、
本発明を適用した実施例の定電圧回路では、図６（ｂ）
に示すように、第６参考例の定電圧回路に対し、更に、
給電回路１４内のＮＰＮトランジスタＱ７のベース−エ
ミッタ間にも抵抗Ｒ３０を設けて、ＮＰＮトランジスタ
Ｑ８がオフした際には、電流Ｉ３がこの抵抗Ｒ３０に流
れるようにし、しかも、そのときの抵抗Ｒ３０の両端電
圧（Ｉ３×Ｒ３０）が、ＮＰＮトランジスタＱ７をオン
するのに必要なベース−エミッタ間順方向電圧Ｖｆより
も低くなるように、抵抗Ｒ３０の抵抗値を設定してい
る。

【００９６】具体的には、抵抗Ｒ３０の抵抗値は、「Ｉ
１×Ｒ２０＞Ｉ３×Ｒ３０」の関係が成り立つように設
定すればよい。つまり、各ＰＮＰトランジスタＱ１，Ｑ
３に流れる電流の比「Ｉ１／Ｉ３」（請求項９に記載の
「ｉａ／ｉｂ」に相当し、所謂ＰＮＰトランジスタＱ
１，Ｑ３のコレクタ比である）を「ｍ」とし、抵抗Ｒ２
０の抵抗値を「ｒ」としたとき、抵抗Ｒ３０の抵抗値
が、「ｍ×ｒ」よりも小さい値となるように、設定すれ
ばよい。

【００９７】つまり、このようにすれば、図７（ｂ）に
示すように、ＮＰＮトランジスタＱ７がオンできるしき
い値（Ｖｆ／Ｒ３０）を、ＮＰＮトランジスタＱ８がオ
ンできるしきい値（Ｖｆ／Ｒ２０）よりも大きくするこ
とができ、電流Ｉ１，Ｉ３が低下して、ＮＰＮトランジ
スタＱ８がオフしても、ＮＰＮトランジスタＱ７をオフ
状態に保持して、出力電圧Ｖout がバッテリ電圧ＶＢま
で跳ね上がるのを防止することができるようになるので
ある。

【００９８】尚、第６参考例及び本実施例の定電圧回路
では、第４参考例の定電圧回路をもとに、通常の動作状
態から、消費電力零のスリープ状態に切り換えることが
できるようにしているが、第１参考例及び第２参考例の
定電圧回路であっても、定電流回路１２内にその動作を
停止させるスイッチング回路を設けるようにすれば、本
実施例の定電圧回路と同様、スリープ状態に切換可能な
定電圧回路を実現できる。

【００９９】また、第３参考例と第４参考例とは、クラ
ンプ手段の構成が異なるだけであるので、第３参考例の
定電圧回路においても、本実施例と同様に構成すること
で、スリープ状態に切換可能な定電圧回路に変更でき
る。

【０１００】ここで、第６参考例及び実施例は、本発明
の具体的構成及びその動作を説明するものであることか
ら、図６（ａ），（ｂ）に示した回路素子と本発明の構
成要素との対応関係を明確にしておく。まず、定電流回
路３０内のＰＮＰトランジスタＱ１０は、本発明の電流
制御用トランジスタに相当し、定電流源３２は、本発明
の定電流源に相当し、定電流回路３０内のＳＷ３４をオ
フさせるために制御端子Ｔinに入力されるLow レベルの
制御信号Ｖinは、本発明の動作停止指令に相当する。ま
た、ＰＮＰトランジスタＱ１０とカレントミラー回路を
構成するＰＮＰトランジスタＱ１は、本発明の第１定電
流トランジスタに相当し、同じくカレントミラー回路を
構成するＰＮＰトランジスタＱ３は、本発明の第２定電
流トランジスタに相当する。

【０１０１】また、給電手段としての給電回路１４を構
成する他のトランジスタの内、ＰＮＰトランジスタＱ２
は、本発明の給電用トランジスタに相当し、ＮＰＮトラ
ンジスタＱ７は、本発明の切換用トランジスタに相当
し、電流検出用抵抗としての抵抗Ｒ２０がベース−エミ
ッタ間に接続されたＮＰＮトランジスタＱ８は、本発明
の電流検出用トランジスタに相当する。そして、特に、
本発明の実施例である図６（ｂ）に記載の定電圧回路に
だけ設けられた抵抗Ｒ３０は、本発明のバイアス抵抗に
相当する。

【０１０２】以上、本発明の前提となる６つの参考例及
び実施例について説明したが、本発明は、上記実施例に
限定されるものではなく、種々の態様を採ることができ
る。例えば、上記参考例及び実施例では、トランジスタ
に全てバイポーラトランジスタを用いた定電圧回路を例
に採り説明したが、例えば、トランジスタの一部又は全
てをＭＯＳＦＥＴで構成することもできる。

【０１０３】具体的には、例えば、出力トランジスタＱ
０として、ＮＰＮトランジスタの変わりに、ドレインが
電源ラインに接続され、ソースが出力端子Ｔout に接続
されたｎチャネルＭＯＳＦＥＴを備えた定電圧回路であ
っても、本発明を適用して、上記実施例と同様の効果を
得ることができる。尚、この場合、ｎチャネルＭＯＳＦ
ＥＴを動作させるためのしきい値電圧（ゲート−ソース
間電圧）は、約１．０Ｖ であり、出力トランジスタＱ
０を介して外部負荷に電源供給を行う際には、このしき
い値電圧分以上の電圧降下を生じることから、出力トラ
ンジスタＱ０にｎチャネルＭＯＳＦＥＴを使用した定電
圧回路に本発明を適用すれば、電源電圧低下時の出力電
圧を約１．０Ｖ上昇させることが可能となる。

【０１０４】また例えば、出力トランジスタＱ０とは別
経路で外部負荷に電流を流し込むための出力素子とし
て、ＰＮＰトランジスタＱ２の変わりに、ソースが電源
ラインに接続され、ドレインが出力端子Ｔout に接続さ
れたｐチャネルＭＯＳＦＥＴ又はｎチャネルＭＯＳＦＥ
Ｔを使用することもできる。但し、出力素子として、ｎ
チャネルＭＯＳＦＥＴを使用する場合、これを駆動する
には、ゲートに電源電圧よりもしきい値電圧分高い電圧
を印加する必要があるため、別途、電源電圧昇圧用のチ
ャージポンプ等を設ける必要はある。

【図面の簡単な説明】

【図１】 第１参考例の定電圧回路の構成を表す電気回
路図である。

【図２】 第２参考例の定電圧回路の構成を表す電気回
路図である。

【図３】 第３参考例及び第４参考例の定電圧回路の構
成を表す電気回路図である。

【図４】 第１参考例〜第４参考例の定電圧回路からの
出力電圧の変化特性を表す説明図である。

【図５】 第５参考例の定電圧回路の構成及びその出力
電圧の変化特性を表す説明図である。

【図６】 第６参考例及び本発明が適用された実施例の
定電圧回路の構成を表す電気回路図である。

【図７】 図６に示した各回路におけるスリープ状態へ
の移行時の出力電圧の変化特性を表す説明図である。

【図８】 従来の定電圧回路及びこの定電圧回路から電
源供給を受けて動作する基準電圧生成回路の構成を表す
電気回路図である。

【符号の説明】

１０…定電圧回路、１２，３０…定電流回路、１４…給
電回路、２０，２１，３２…定電流源、３４…ＳＷ（ス
イッチング回路）、Ｄ１〜Ｄ７…ダイオード、Ｑ０…出
力トランジスタ、Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４，Ｑ５，Ｑ１
０，Ｑ１１，Ｑ１２，Ｑ１３…ＰＮＰトランジスタ、Ｑ
６，Ｑ７，Ｑ８，Ｑ１４，Ｑ１５…ＮＰＮトランジス
タ、Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３，Ｒ１１，Ｒ１２，Ｒ１３，Ｒ２
０，Ｒ２２，Ｒ２３，Ｒ３０…抵抗、ＺＤ１…ツェナー
ダイオード。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 特開 平４−344509（ＪＰ，Ａ) 特開 平３−252806（ＪＰ，Ａ) 特開 平４−212782（ＪＰ，Ａ) 実開 平４−58720（ＪＰ，Ｕ) (58)調査した分野(Int.Cl.⁷，ＤＢ名) G05F 1/445,1/56 G05F 1/613,1/618

Claims (2)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 直流電源から外部負荷への給電経路上に
   設けられた出力トランジスタと、 前記直流電源から電源供給を受けて前記出力トランジス
   タの制御端子にバイアス電流を供給するバイアス手段
   と、 前記出力トランジスタの制御端子とグランドとの間に設
   けられ、前記出力トランジスタの制御端子電圧が所定の
   クランプ電圧を越えると該制御端子からグランド側に電
   流を流して該制御端子電圧を所定のクランプ電圧以下に
   制限することにより、前記出力トランジスタから外部負
   荷への出力電圧を一定電圧に制御するクランプ手段と、 前記直流電源から供給される電源電圧が所定電圧以下で
   あるとき、前記出力トランジスタとは異なる経路で、前
   記直流電源から外部負荷に電流を供給する給電手段と、を備えた定電圧回路であって、 前記バイアス手段は、 電流制御用トランジスタと、前記直流電源から電源供給
   を受けて該電流制御用トランジスタに定電流を流す定電
   流源とを備え、外部から入力される動作停止指令によっ
   て前記定電流源が前記電流制御用トランジスタに流す電
   流を遮断可能な定電流回路と、 該定電流回路の電流制御用トランジスタとカレントミラ
   ー回路を構成し、前記電流制御用トランジスタに流れた
   電流に比例した定電流を前記出力トランジスタの制御端
   子に供給する第１定電流トランジスタと、 を備え、 前記給電手段は、 前記直流電源から外部負荷に至る第２給電経路上に設け
   られた給電用トランジスタと、 該給電用トランジスタの制御端子に接続され、該制御端
   子にバイアス電流を流すか否かを切り換える切換用トラ
   ンジスタと、 前記電流制御用トランジスタ及び前記第１定電流トラン
   ジスタとカレントミラー回路を構成し、前記電流制御用
   トランジスタ及び前記第１定電流トランジスタに流れた
   電流に比例した定電流を、前記切換用トランジスタの制
   御端子側に供給する第２定電流トランジスタと、 前記クランプ手段からグランドに至る電流経路に設けら
   れた電流検出用抵抗と、 該電流検出用抵抗と前記クランプ手段との接続点に制御
   端子が接続され、該電流検出用抵抗の両端電圧が所定の
   動作電圧になったときにオン状態となって、前記第２定
   電流トランジスタから前記切換用トランジスタの制御端
   子に供給される定電流をグランド側に流し、前記切換用
   トランジスタをオフさせる電流検出用トランジスタと、 前記切換用トランジスタの制御端子とグランドとの間に
   設けられ、前記第１定電流トランジスタに流れる電流ｉ
   ａと前記第２定電流トランジスタに流れる電流ｉｂとの
   比（ｉａ／ｉｂ）を「ｍ」とし、前記電流検出用抵抗の
   抵抗値を「ｒ」としたとき、抵抗値が「ｍ×ｒ」よりも
   小さくなるように設定されたバイアス抵抗と、 を備えたことを特徴とする定電圧回路。
2. 【請求項２】 前記給電手段は、前記電源電圧が前記ク
   ランプ電圧よりも高い所定電圧以下であるときに、前記
   直流電源から外部負荷に電流を供給することを特徴とす
   る請求項１記載の定電圧回路。