JP3524718B2 - Converter control device - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 【０００１】 【発明の属する技術分野】本発明は、交流電源に供給さ
れた交流を直流に変換するコンバータの制御装置に係わ
り、特にデジタル制御で行われる場合、交流量の予測装
置に関するものである。 【０００２】 【従来の技術】図３は従来の交流量予測原理を説明する
ためのコンバータ回路構成を示す図であって、同図にお
いて、１１は交流電源、１２は交流リアクトル、１３は
コンバータを構成する変換器および直流回路を表すブロ
ックである。Ｌは交流リアクトルのインダクタンス値を
示している。また、Ｖｓは電源電圧、ｉｓは交流電流、
Ｖｃはコンバータ制御で発生する制御電圧を表す。交流
回路に注目すると、その回路方程式は（１）式となる。 【０００３】 【数１】 【０００４】制御器をデジタル方式で実現する場合、一
定の制御周期Ｔごとに交流量を検出し、検出した交流値
に基づき、スイッチングパターンを求めるのは一般的で
ある。そのスイッチングパターンは原理的に交流量検出
時刻と同時に出力し始めなければならないが、ＣＰＵに
演算時間が要るため、実現不可能となる。この問題を解
決するために、現在の制御周期〔ｋ〕の始点で交流量を
検出し、何らかの方法で次の制御周期〔ｋ＋１〕の始点
の交流値を予測し、予測した交流値に基づき、次の制御
周期〔ｋ＋１〕のスイッチングパターンを求めておい
て、次の制御周期に入ったら、求められたスイッチング
パターンを出力するという制御方法を採用することが一
般的である。この場合、交流量の予測値の精度はシステ
ム全体の性能に大きく左右しているのは明らかである。
なお、以降の記載のなかで、記号の部分に〔ｋ〕及び
〔ｋ＋１〕を添記しているのは現在の制御周期又は次の
制御周期を表している。 【０００５】以下、（１）式を参考にして、交流予測の
基本原理を説明する。現在の制御周期をｋ番目の周期と
し、制御周期の始点での電源電圧、電源電流の検出値を
Ｖｓ〔ｋ〕、ｉｓ〔ｋ〕、現在の制御周期に出力する制
御電圧の等価値をＶｃ〔ｋ〕とすると、次の制御周期
〔ｋ＋１〕の始点での電流値は基本的に（１）式に基づ
いて（２）式のように予測できる。 【０００６】 【数２】 【０００７】従来では（２）式をそのまま適用し、次の
制御周期の電流値ｉｓ〔ｋ＋１〕を予測することが多
い。 【０００８】 【発明が解決しようとする課題】しかし、（２）式から
判るように、交流側リアクトルのインダクタンス値Ｌの
正確な値が必要である。実際では、電源に系統漏れイン
ダクタンス等の不明な要素の存在で、Ｌの値が正確に知
るのは困難である。見積もった値で行うと、交流予測値
は真値からオフセット分の誤差が生じかねない。従っ
て、この方法では正確な予測値が得られにくく、それを
制御に使うと、高精度な制御システムを構成することが
不可能で、場合によってはシステムを不安定に引き起こ
す可能性がある。 【０００９】本発明は上述した点に鑑みて創案されたも
ので、その目的とするところは、上記した問題点に対し
て、システムに不明な要素に起因する予測誤差オフセッ
ト分をオブザーバー理論により推定し、交流量の予測値
に推定したオフセット値で補正することにより，高精度
な交流予測値が得られる交流量予測装置を提供すること
にある。 【００１０】 【課題を解決するための手段】つまり、その目的を達成
するための手段は、交流から直流に変換するコンバータ
の交流制御器の交流予測方法において、制御周期ごとに
交流量Ｖｓ、ｉｓと直流量ＶＤを検出する第１の手段
と、現在の制御周期〔ｋ〕に出力するスイッチングパタ
ーンによる交流量ｉｓの変化分β〔ｋ＋１〕求める第２
の手段と、直前の制御周期〔ｋ＋１〕で求めた現在の制
御周期の交流量の予測値ｉｓ１〔ｋ〕と交流検出値ｉｓ
〔ｋ〕との予測偏差に基づき、交流予測補正値ｖ１
〔ｋ〕を求める第３の手段と、第１の手段で得た交流検
出値ｉｓ〔ｋ〕と第２の手段で得た交流量の変化分β
〔ｋ〕と第３の手段で得た交流予測補正値ｖ１〔ｋ〕と
から次の制御周期〔ｋ＋１〕の交流量の予測値ｉｓ１
〔ｋ＋１〕を求める第４の手段とを設け、第４の手段で
求められた交流量予測値ｉｓ１〔ｋ＋１〕を前記交流制
御器の制御量とすることにある。以下、本発明の一実施
例を図面に基づいて詳述する。 【００１１】 【発明の実施の形態】以降、簡単のために、主に三相電
圧形コンバータの交流有効電流、無効電流制御を対象に
して本発明の実施の形態を説明するが、本発明は電圧
形、電流形コンバータに限らず適用することができる。
また、電源を三相に限定されるものでもない。さらに、
有効、無効電流制御に限らず、多相電流、電力、電圧制
御にも適用することができる。 【００１２】説明を容易にするために、三相電圧形コン
バータの主回路構成を図２に示す。同図において、６は
三相電圧形コンバータブリッジ、７は三相交流電源、８
は交流リアクトル、９は直流コンデンサ、１０は負荷で
あり、Ｌは交流リアクトルのインダクタンス値、Ｃはコ
ンデンサのキャパシタンス値を示している。 【００１３】図１は本発明の実施例の交流量予測装置の
構成を示す図である。同図において、１は第１の手段で
あり、図２に示される三相交流電流および直流電圧値を
制御周期ごとに検出する手段である。２は第２の手段で
あり、交流制御器５の出力の現在の制御周期のスイッチ
ングパターンと第１の手段で検出した三相交流電流ｉｓ
〔ｋ〕、電源電圧Ｖｓ〔ｋ〕と直流電圧ＶＤ〔ｋ〕の検
出値を入力し、該スイッチングパターンによる交流電流
の変化量β〔ｋ〕を算出する。３は第３の手段であり、
前記第１の手段で検出した交流電流値ｉｓ〔ｋ〕と直前
の制御周期で第４の手段で求められた現在の制御周期
〔ｋ〕の始点の交流電流予測値ｉｓ１〔ｋ〕と比較し、
その推定偏差値に基づき、交流予測補正値ｖ１〔ｋ＋
１〕を更新する。４は第４の手段であり，第１の手段１
で得た交流電流検出値ｉｓ〔ｋ〕と第２の手段２で得た
交流電流の変化量β〔ｋ〕と第３の手段３で得た交流予
測補正値ｖ１〔ｋ〕を加算して、次の制御周期〔ｋ＋
１〕の交流電流の予測値ｉｓ１〔ｋ＋１〕を求める。５
は交流制御器で、第４の手段４から出力の交流電流予測
値ｉｓ１〔ｋ＋１〕を制御量とし、何らかの制御方法に
基づいてコンバータを構成する半導体スイッチ素子のス
イッチングパターンを出力する。 【００１４】以下、図１に示す交流電流予測装置の動作
原理について詳述する。図２において、三相電源電圧を
ｖｓ＝〔Ｖｓ１，Ｖｓ２，Ｖｓ３〕、電源電流をｉｓ＝
〔ｉｓ１，ｉｓ２，ｉｓ３〕、直流電圧をＶＤとする
と、交流回路方程式は（３）式となる。 【００１５】 【数３】 【００１６】ただし、ｕ＝〔ｕ１，ｕ２，ｕ３〕はスイ
ッチング関数、或いはスイッチングベクトルと呼ばれ、
以下のように定義される。 ｕｋ =１：図２の上アームｏｎ， 下アームｏｆｆ ０：図２の上アームｏｆｆ，下アームｏｎ ｋ＝１，
２，３ 本実施例は制御量を有効電流ｉｄ、無効電流ｉｑとする
ため、各三相量をｄ−ｑ変換し、ｄ−ｑ座標上での電流
モデルは（３）式から（４）式のようになる。 【００１７】 【数４】 【００１８】ただし、Ｖｓ＝〔Ｖｄ，Ｖｑ〕は電源電圧
の有効、無効成分、ｕ＝〔ｕｄ，ｕｑ〕はスイッチング
関数の有効、無効成分を表す。（４）式の回路方程式を
デジタル制御でしやすいように離散化すると、（５）式
のように表すことができる。 【００１９】 【数５】 【００２０】ただし、〔ｋ〕は現在の制御周期、〔ｋ＋
１〕は次の制御周期を意味する。ここで、（５）式右辺
第２項をβ〔ｋ〕と記す。すなわち、 【００２１】 【数６】【００２２】（６）式の計算式は本発明の請求項の第２
の手段で、β〔ｋ〕は第２の手段で出力の電流変化量と
なる。ベクトルβ〔ｋ〕の記号を用いて、（５）式のモ
デルは（７）式のように簡潔に表現できる。 【００２３】 【数７】 【００２４】ただし、ｉｓ〔ｋ〕＝〔ｉｄ〔ｋ〕，ｉｑ
〔ｋ〕〕は電流ベクトルを表す。（７）式から次の制御
周期の電流ｉｓ〔ｋ＋１〕を予測することもできるが、
前述したように、システムに不明な要素によりオフセッ
トｖ〔ｋ〕分の予測誤差を生じることがある。そのオフ
セット分を考慮して、システムを（８）式のように定式
化することができる。 【００２５】 【数８】 【００２６】（８）式に現在の制御周期の電流検出値ｉ
ｓ〔ｋ〕、現在の制御周期に出力のスイッチングパター
ンによる電流の変化量β〔ｋ〕は検出また計算可能であ
るが、オフセット分ｖ〔ｋ〕は未知なので、このままで
はｉｓ〔ｋ＋１〕を予測できない。そこで、本発明はオ
ブザーバー理論を適用し、上記したオフセット分ｖ
〔ｋ〕を推定しながら、次の制御周期の交流電流ｉｓ
〔ｋ＋１〕を予測する。以下該電流予測値をｉｓ１〔ｋ
＋１〕と記述する。オブザーバーの理論によれば、
（８）式のモデルに対するオブザーバーの構成の一般式
は（９）式のようになる。 【００２７】 【数９】 【００２８】すなわち、（８）式のモデルに、直前の制
御周期での電流予測誤差をゲイン（Ｋ１、Ｋ２）倍した
値を取入れることによって、予測誤差値をゼロに収束す
るように修正する。ゲインＫ１，Ｋ２の決め方は（９）
式のオブザーバーの極の絶対値が１以下になればよい
が、本発明ではＫ１＝１，Ｋ２＝１／４と決める。この
場合、上記極は１／２となり、安定であることが明らか
である。また、オブザーバー（９）式は最終的に（１
０）式となり、計算しやすい形となっている。 【００２９】 【数１０】 【００３０】（１１）式の計算式は本発明の第３の手段
の実施形態である。すなわち、現在の制御周期〔ｋ〕の
交流電流の検出値ｉｓ〔ｋ〕と直前の制御周期〔ｋ＋
１〕で求められた現在の制御周期の交流電流の予測値ｉ
ｓ１［ｋ］とを比較し、その予測誤差値（ｉｓ［ｋ］−
ｉｓ１［ｋ］）を１／４倍にして、今現在の交流予測補
正値（オフセット分）に加算することにより、該交流予
測補正値を更新する。 【００３１】（１０）式の計算式は本発明の第４の手段
の実施形態である。すなわち、第１の手段で得た交流電
流検出値ｉｓ〔ｋ〕と第２の手段で得た交流電流変化量
β〔ｋ〕と第３の手段で得た交流電流予測補正値ｖ１
〔ｋ〕を加算して次の制御周期〔ｋ＋１〕の交流電流予
測値ｉｓ１〔ｋ＋１〕を求める。 【００３２】本発明は上記したように、第１の手段で交
流電流値ｉｓ〔ｋ〕、電源電圧値Ｖｓ〔ｋ〕と直流電圧
値ＶＤ〔ｋ〕を検出し、第２の手段で現在の制御周期に
出力のスイッチングパターンｕ〔ｋ〕と第１の手段で得
た各検出値に基づいて（６）式の如く交流電流ｉｓの変
化量β〔ｋ〕を求め、第３の手段で（１１）式の如く現
在の制御周期の交流電流の検出値ｉｓ〔ｋ〕と直前の制
御周期で得た現在の制御周期の交流電流予測値ｉｓ１
〔ｋ〕との予測偏差値（ｉｓ〔ｋ〕−ｉｓ１〔ｋ〕）を
１／４倍にして現在の交流予測補正値ｖ１〔ｋ〕に加算
して、新しい交流予測補正値ｖ１〔ｋ＋１〕を更新し、
第４の手段で（１０）式の如く第１の手段で得た交流電
流検出値ｉｓ〔ｋ〕と第２の手段で得た交流電流変化量
β〔ｋ〕と第３の手段で得た交流電流予測補正値ｖ１
〔ｋ〕を加算して次の制御周期の交流電流予測値ｉｓ１
〔ｋ＋１〕を求めるものである。 【００３３】本発明は上記した手段を一定周期ごとに繰
り返して作動させることによって、次の制御周期の交流
電流値を予測する目的を達成する。システムに不明な要
素に起因するオフセット分予測誤差を推定し、電流予測
値を補正したため、高精度な電流予測値を得ることがで
きる。 【００３４】 【発明の効果】以上説明したように本発明によれば、シ
ステムに不明な要素に起因するオフセット分予測誤差を
推定し、予測補正量として交流の予測値を補正したの
で、高精度な交流予測値が得られる。また、予測オブザ
ーバーの設計に最適なゲインを選択したので、安定性を
確保しており、計算も容易であり、実用上、極めて有用
性の高いものである。Description: BACKGROUND OF THE INVENTION [0001] 1. Field of the Invention [0002] The present invention relates to a control device for a converter for converting an alternating current supplied to an alternating current power supply into a direct current. The prediction device. 2. Description of the Related Art FIG. 3 is a diagram showing a converter circuit configuration for explaining a conventional principle of predicting an AC amount. In FIG. 3, reference numeral 11 denotes an AC power supply, 12 denotes an AC reactor, and 13 denotes a converter. It is a block showing the converter and DC circuit which comprise. L indicates the inductance value of the AC reactor. Vs is a power supply voltage, is is an alternating current,
Vc represents a control voltage generated by converter control. Focusing on the AC circuit, the circuit equation is expressed by equation (1). [0003] When the controller is implemented by a digital method, it is common to detect an AC amount at every fixed control period T and obtain a switching pattern based on the detected AC value. In principle, the switching pattern must start to be output at the same time as the AC amount detection time, but it becomes impossible to implement because of the computation time required by the CPU. To solve this problem, the AC amount is detected at the start point of the current control cycle [k], the AC value at the start point of the next control cycle [k + 1] is predicted by some method, and based on the predicted AC value, In general, a switching method of a next control cycle [k + 1] is obtained, and when the next control cycle is started, a control method of outputting the obtained switching pattern is generally adopted. In this case, it is clear that the accuracy of the predicted value of the AC amount largely depends on the performance of the entire system.
In the following description, the addition of [k] and [k + 1] to the symbols indicates the current control cycle or the next control cycle. Hereinafter, the basic principle of AC prediction will be described with reference to equation (1). The current control cycle is the k-th cycle, the detected values of the power supply voltage and the power supply current at the start point of the control cycle are Vs [k] and is [k], and the equivalent value of the control voltage output in the current control cycle is Vc. Assuming that [k], the current value at the start point of the next control cycle [k + 1] can be basically predicted as in equation (2) based on equation (1). [0006] Conventionally, equation (2) is applied as it is, and the current value is [k + 1] in the next control cycle is often predicted. However, as can be seen from the equation (2), an accurate value of the inductance L of the AC reactor is required. In practice, it is difficult to know the value of L accurately due to the presence of unknown factors such as system leakage inductance in the power supply. If the estimation is performed using the estimated value, the AC predicted value may have an offset error from the true value. Therefore, it is difficult to obtain an accurate predicted value by this method, and if it is used for control, it is impossible to configure a highly accurate control system, and in some cases, the system may be unstable. SUMMARY OF THE INVENTION The present invention has been made in view of the above points, and has as its object to estimate the prediction error offset caused by an unknown element in the system by the observer theory. It is another object of the present invention to provide an AC amount predicting apparatus capable of obtaining a highly accurate AC predicted value by correcting a predicted value of an AC amount with an estimated offset value. In order to achieve the above object, there is provided a method for predicting AC in an AC controller of a converter for converting AC to DC, wherein the AC amount Vs, is And a second means for detecting the change amount β [k + 1] of the AC amount is due to the switching pattern output in the current control cycle [k].
Means, the predicted value is1 [k] of the AC amount in the current control cycle obtained in the immediately preceding control cycle [k + 1], and the AC detected value is
AC prediction correction value v1 based on the prediction deviation from [k]
A third means for obtaining [k], a change β in the AC detection value is [k] obtained by the first means and the AC amount obtained by the second means,
From [k] and the AC prediction correction value v1 [k] obtained by the third means, the predicted value is1 of the AC amount in the next control cycle [k + 1]
A fourth means for obtaining [k + 1] is provided, and the AC amount predicted value is1 [k + 1] obtained by the fourth means is used as the control amount of the AC controller. Hereinafter, an embodiment of the present invention will be described in detail with reference to the drawings. DETAILED DESCRIPTION OF THE PREFERRED EMBODIMENTS For the sake of simplicity, an embodiment of the present invention will be described below mainly for controlling an AC active current and a reactive current of a three-phase voltage source converter. The present invention can be applied not only to voltage type and current type converters.
Further, the power supply is not limited to three phases. further,
The present invention can be applied not only to active / inactive current control but also to polyphase current, power, and voltage control. FIG. 2 shows a main circuit configuration of the three-phase voltage source converter for ease of explanation. In the figure, 6 is a three-phase voltage source converter bridge, 7 is a three-phase AC power supply, 8
Denotes an AC reactor, 9 denotes a DC capacitor, 10 denotes a load, L denotes an inductance value of the AC reactor, and C denotes a capacitance value of the capacitor. FIG. 1 is a diagram showing a configuration of an AC amount predicting apparatus according to an embodiment of the present invention. In the figure, reference numeral 1 denotes a first means for detecting the three-phase AC current and the DC voltage value shown in FIG. 2 for each control cycle. Reference numeral 2 denotes a second means, which is a switching pattern of the current control cycle of the output of the AC controller 5 and a three-phase AC current is detected by the first means.
[K], the detected values of the power supply voltage Vs [k] and the DC voltage VD [k] are input, and the variation β [k] of the alternating current due to the switching pattern is calculated. 3 is a third means,
The AC current value is [k] detected by the first means is compared with the predicted AC current value is1 [k] at the start point of the current control cycle [k] obtained by the fourth means in the immediately preceding control cycle. ,
Based on the estimated deviation value, the AC prediction correction value v1 [k +
1] is updated. 4 is a fourth means, and the first means 1
The AC current detection value is [k] obtained in step (2), the AC current variation β [k] obtained in the second means 2, and the AC prediction correction value v1 [k] obtained in the third means 3 are added. , The next control cycle [k +
1], the predicted value is1 [k + 1] of the AC current is obtained. 5
Is an AC controller, which uses a predicted AC current value is1 [k + 1] output from the fourth means 4 as a control amount and outputs a switching pattern of a semiconductor switch element constituting a converter based on some control method. Hereinafter, the operating principle of the AC current predicting apparatus shown in FIG. 1 will be described in detail. In FIG. 2, the three-phase power supply voltage is vs = [Vs1, Vs2, Vs3], and the power supply current is is =
[Is1, is2, is3], and assuming that the DC voltage is VD, the AC circuit equation is given by equation (3). [Equation 3] Here, u = [u1, u2, u3] is called a switching function or a switching vector.
It is defined as: uk = 1: upper arm on and lower arm off in FIG. 2 0: upper arm off and lower arm on k = 1 in FIG.
2, 3 In this embodiment, in order to make the control amount an active current id and a reactive current iq, each of the three-phase amounts is subjected to dq conversion. It looks like an expression. [Equation 4] Here, Vs = [Vd, Vq] represents valid and invalid components of the power supply voltage, and u = [ud, uq] represents valid and invalid components of the switching function. If the circuit equation of equation (4) is discretized so as to be easily controlled by digital control, it can be expressed as equation (5). [Equation 5] Here, [k] is the current control cycle, and [k +
1] means the next control cycle. Here, the second term on the right side of Expression (5) is described as β [k]. That is, The calculation formula of the formula (6) is the second formula of the present invention.
In the means, β [k] becomes the amount of change in the output current in the second means. Using the symbol of the vector β [k], the model of Expression (5) can be simply expressed as in Expression (7). [Equation 7] Where is [k] = [id [k], iq
[K]] represents a current vector. The current is [k + 1] in the next control cycle can be predicted from the equation (7),
As described above, factors unknown to the system may cause a prediction error for the offset v [k]. In consideration of the offset, the system can be formulated as shown in equation (8). (Equation 8) Equation (8) shows the current detection value i of the current control cycle.
s [k], the current variation β [k] due to the output switching pattern in the current control cycle can be detected and calculated. However, since the offset v [k] is unknown, is [k + 1] is predicted as it is. Can not. Therefore, the present invention applies the observer theory and calculates the offset v
While estimating [k], the AC current is in the next control cycle is
[K + 1] is predicted. Hereinafter, the current predicted value is represented by is1 [k
+1]. According to observer theory,
The general formula of the observer configuration for the model of formula (8) is as shown in formula (9). [Equation 9] That is, a value obtained by multiplying the current prediction error in the immediately preceding control cycle by the gain (K1, K2) into the model of the equation (8) is corrected so that the prediction error value converges to zero. . How to determine gains K1 and K2 is (9)
It is sufficient that the absolute value of the pole of the observer in the equation is 1 or less, but in the present invention, K1 = 1 and K2 = 1/4 are determined. In this case, the pole is halved and it is clear that it is stable. Observer (9) is finally expressed as (1
0), which is easy to calculate. [Equation 10] The calculation formula (11) is an embodiment of the third means of the present invention. That is, the detected value is [k] of the AC current in the current control cycle [k] and the immediately preceding control cycle [k +
1] The predicted value i of the AC current in the current control cycle obtained in 1)
s1 [k], and the prediction error value (is [k] −
is1 [k]) is multiplied by ４ and added to the current AC prediction correction value (offset) to update the AC prediction correction value. The equation (10) is an embodiment of the fourth means of the present invention. That is, the AC current detection value is [k] obtained by the first means, the AC current change amount β [k] obtained by the second means, and the AC current prediction correction value v1 obtained by the third means
[K] is added to obtain a predicted AC current value is1 [k + 1] for the next control cycle [k + 1]. As described above, according to the present invention, the first means detects the AC current value is [k], the power supply voltage value Vs [k] and the DC voltage value VD [k], and the second means detects the current value. Based on the switching pattern u [k] of the output in the control cycle and each detection value obtained by the first means, the change amount β [k] of the AC current is obtained as shown in the following equation (6). As shown in equation 11), the detected value of the AC current is [k] of the current control cycle and the predicted AC current of the current control cycle is1 obtained in the immediately preceding control cycle.
The prediction deviation value (is [k] -is1 [k]) from [k] is made 1/4 times and added to the current AC prediction correction value v1 [k] to obtain a new AC prediction correction value v1 [k + 1]. To update
The fourth means obtains the AC current detection value is [k] obtained by the first means as represented by the equation (10), the AC current variation β [k] obtained by the second means, and the third means. AC current prediction correction value v1
[K] is added and the predicted AC current value is1 in the next control cycle.
[K + 1] is obtained. The present invention achieves the object of predicting the alternating current value in the next control cycle by repeatedly operating the above-described means at regular intervals. Since the offset prediction error caused by an element unknown to the system is estimated and the current prediction value is corrected, a highly accurate current prediction value can be obtained. As described above, according to the present invention, a prediction error of an offset due to an element unknown to the system is estimated and an AC prediction value is corrected as a prediction correction amount. And a high AC predicted value can be obtained. Further, since the optimum gain is selected for the design of the prediction observer, the stability is ensured, the calculation is easy, and the utility is extremely high in practical use.

【図面の簡単な説明】 【図１】本発明の交流予測装置の構成を示すブロック図
である。 【図２】三相電圧形コンバータの主回路構成を示す図で
ある。 【図３】従来技術の説明のため示したコンバータ交流回
路図である。 【符号の説明】 １ 第１の手段（交流、直流量検出手段） ２ 第２の手段（交流変化量算出手段） ３ 第３の手段（交流予測補正量検出手段） ４ 第４の手段（交流予測値算出手段） ５ 交流制御器 ６ 三相電圧形コンバータブリッジ ７ 三相交流電源 ８ 交流リアクトル ９ 直流コンデンサ １０ 負荷 １１ 交流電源 １２ 交流リアクトル １３ コンバータと直流回路を表すブロック Ｌ 交流リアクトルのインダクタンス値 Ｃ 直流コンデンサのキャパシタンス値 Ｔ 制御周期 t 時間変数 Ｖｓ 交流電源電圧 ｉｓ 交流電流 ＶＤ 直流出力電圧 ｕ スイッチング関数 ω 電源角周波数 ｉｄ 交流有効電流 ｉｑ 交流無効電流 ｕｄ スイッチング関数のｄ−ｑ変換値の有効成分 ｕｑ スイッチング関数のｄ−ｑ変換値の無効成分 Ｖｄ 電源電圧の有効成分 Ｖｑ 電源電圧の無効成分 β 交流の変化量 βｄ 交流の変化量の有効成分 βｑ 交流の変化量の無効成分 Ｖｃ コンバータ発生する制御電圧 ｋ ｋ番目の制御周期 ｖ 予測誤差オフセット分 ｖ１ 予測誤差オフセット分の推定値または交流予測
補正値 Ｋ１ 予測オブザーバーのゲイン Ｋ２ 予測オブザーバーのゲイン ｉｓ１ 交流電流の予測値BRIEF DESCRIPTION OF THE DRAWINGS FIG. 1 is a block diagram showing a configuration of an AC prediction device of the present invention. FIG. 2 is a diagram showing a main circuit configuration of a three-phase voltage source converter. FIG. 3 is a converter AC circuit diagram shown for explanation of the prior art. [Description of Signs] 1 First means (AC and DC amount detecting means) 2 Second means (AC change amount calculating means) 3 Third means (AC predicted correction amount detecting means) 4 Fourth means (AC Prediction value calculating means) 5 AC controller 6 Three-phase voltage source converter bridge 7 Three-phase AC power supply 8 AC reactor 9 DC capacitor 10 Load 11 AC power supply 12 AC reactor 13 Block L representing converter and DC circuit L Inductance value C of AC reactor Capacitance value T of DC capacitor Control period t Time variable Vs AC power supply voltage is AC current VD DC output voltage u Switching function ω Power supply angular frequency id AC active current iq AC reactive current ud Effective component iq of dq conversion value of switching function Invalid component Vd of dq conversion value of switching function Effective component Vq of power supply voltage Invalid component of power supply voltage β Change amount of AC change βd Effective component of change amount of AC βq Invalid component of change amount of AC Vc Control voltage generated by converter k kth control cycle v Prediction error offset v1 Estimated value of prediction error offset or AC prediction correction Value K1 Predicted observer gain K2 Predicted observer gain is1 AC current predicted value

Claims (1)

(57)【特許請求の範囲】 【請求項１】 交流電源から供給される交流を直流に変
換するコンバータと、該コンバータの直流出力と直流出
力指令値から交流指令値を求める直流制御器と交流制御
器とを有し、該交流制御器は一定制御周期ごとに作動
し、次の制御周期の交流量を予測し、該交流量予測値を
制御量として前記交流指令値に一致させるように変換器
を構成する半導体スイッチ素子にスイッチングパターン
を出力するものであるコンバータの制御装置において、 制御周期ごとに交流量Ｖｓ、ｉｓと直流量ＶＤを検出す
る第１の手段と、該第１の手段で検出した交流量Ｖｓ、
ｉｓと直流量ＶＤを用いて現在の制御周期[ｋ]に出力す
るスイッチングパターンによる交流量ｉｓの変化量β
[ｋ]を求める第２の手段と、直前の制御周期[ｋ−１]で
求めた現在の制御周期の交流量の予測値ｉｓ１[ｋ]と検
出値ｉｓ[ｋ]との予測偏差に基づき、交流予測補正値ｖ
１[ｋ]を求める第３の手段と、第１の手段で得た交流検
出値ｉｓ[ｋ]と第２の手段で得た交流量の変化分β[ｋ]
と第３の手段で得た交流予測補正値ｖ１[ｋ]とから次の
制御周期[ｋ＋１]の交流量の予測値ｉｓ１[ｋ＋１]を求
める第４の手段とを設け、 前記第４の手段で求められた交流量予測値ｉｓ１[ｋ＋
１]を前記交流制御器の制御量とするよう順次連続的に
交流量予測値を算出して制御するよう構成したことを特
徴とするコンバータの制御装置。(1) A converter for converting AC supplied from an AC power supply into DC, a DC controller for obtaining an AC command value from a DC output of the converter and a DC output command value, and an AC converter. The AC controller operates at a constant control cycle, predicts an AC amount in the next control cycle, and converts the AC amount predicted value as a control amount to match the AC command value. A converter for outputting a switching pattern to a semiconductor switch element constituting a switch, wherein a first means for detecting an AC amount Vs, is and a DC amount VD for each control cycle ; The detected AC amount Vs,
The change amount β of the AC amount is due to the switching pattern output in the current control cycle [k] using is and the DC amount VD.
a second means for obtaining [k] and a predicted deviation between the predicted value is1 [k] of the AC amount and the detected value is [k] in the current control cycle obtained in the immediately preceding control cycle [k-1]. , AC prediction correction value v
A third means for obtaining 1 [k]; a change β [k] in the AC detection value is [k] obtained by the first means and the AC amount obtained by the second means.
And a fourth means for obtaining a predicted value is1 [k + 1] of the AC amount in the next control cycle [k + 1] from the AC predicted correction value v1 [k] obtained by the third means and the fourth means. AC predicted value is1 [k +
A control device for a converter, characterized in that an AC amount prediction value is calculated and controlled sequentially and continuously so that [1] is a control amount of the AC controller.