JP3512001B2 - 多出力dc−dcコンバータおよびそれを用いた電子装置 - Google Patents
多出力dc−dcコンバータおよびそれを用いた電子装置Info
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- Power Engineering (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
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Description
コンバータおよびそれを用いた電子装置に関する。
ータの回路図を示す。図5において、多出力DC−DC
コンバータ1は、DC−DCコンバータ回路2と、整流
回路3および4から構成されている。
電圧がVinである直流電源V1と、直流電源V1に並
列に接続されたコンデンサC1と、直流電源V1と出力
端子P1との間に直列に接続されたスイッチング素子で
あるFETQ1およびチョークコイルL1と、FETQ
1とチョークコイルL1の接続点と接地との間に接続さ
れたフライホイール用の整流素子であるダイオードD1
と、出力端子P1と接地との間に接続された平滑用コン
デンサであるコンデンサC2から構成されている。FE
TQ1のゲートは図示を省略した制御回路に接続されて
おり、制御回路から入力されるスイッチング信号によっ
てオン・オフ制御される。また、制御回路は出力端子P
1の電圧Voutを検出してFETQ1のスイッチング
周波数やパルス幅などにフィードバックすることによっ
て、出力端子P1の電圧Voutを安定化している。出
力端子P1の出力は第1の出力となる。
とチョークコイルL1の接続点は、整流回路3と4に接
続されている。整流回路3は2つのダイオードと2つの
カップリングコンデンサから構成された倍圧整流回路
で、その出力は出力端子P2に接続されている。整流回
路4は4つのダイオードと4つのカップリングコンデン
サから構成された4倍圧整流回路で、その出力は出力端
子P3に接続されている。出力端子P2、P3からは、
それぞれ電圧が第1の出力の2倍および4倍の第2の出
力が得られる。
大小による、スイッチング素子であるFETQ1のソー
ス電圧Vs(FETQ1とチョークコイルL1の接続点
の電圧)とチョークコイルL1に流れる電流Icの波形
を示す。このうち、図6(a)、(b)は負荷電流が十
分大きいとき(重負荷時あるいは通常負荷時)のソース
電圧Vsと電流Icで、図6(c)、(d)は負荷電流
が小さくなったとき(通常負荷時)のソース電圧Vsと
電流Icで、図6(e)、(f)は負荷電流が非常に小
さいとき(軽負荷時あるいは無負荷時)のソース電圧V
sと電流Icである。
出力の負荷電流が大きいときは、FETQ1がオンの時
にはソース電圧Vsは直流電源V1の電圧Vinと同じ
電圧になり、電流Icは増加する。そして、FETQ1
がオフになると、チョークコイルL1の励磁エネルギー
によってダイオードD1を介して接地からチョークコイ
ルL1に電流Icが流れる。この電流Icはチョークコ
イルL1の励磁エネルギーの減少に伴って減少するが、
励磁エネルギーが大きいために次にFETQ1がオンに
なるまでにゼロになることはない。このとき、FETQ
1のソース電圧VsはダイオードD1における電圧降下
の分だけ接地電圧より低くなる。
出力の負荷電流が小さくなると、チョークコイルL1の
励磁エネルギーが小さくなるために、FETQ1がオフ
になって次にオンするまでに電流Icがゼロになる。す
なわち、ダイオードD1のオン時間が減少する。チョー
クコイルL1に流れる電流IcがなくなるとFETQ1
のソース電圧Vsは第1の出力の出力電圧Voutと同
じ値になる。
に、第1の出力の負荷電流がさらに小さくなったりゼロ
になったりすると、ダイオードD1のオン時間がさらに
減少し、FETQ1のソース電圧Vsが接地電位以下に
下がらなくなり上昇する。
バータ1の整流回路3と4は、カップリングコンデンサ
入力の構成となっていることからも分かるように、入力
される電圧の振幅に応じた電圧を出力する。
1の出力の負荷電流が非常に小さくなると、整流回路
3、4に入力される電圧、すなわちFETQ1のソース
電圧Vsの振幅である最大値と最小値の幅が小さくな
る。そのため、整流回路3や4が目的通りに動作せず、
出力端子P2、P3に得られる第2の出力の電圧が低下
するという問題がある。
ほどダイオードD1のオン時間が短くなってソース電圧
Vsが第1の出力の出力電圧Voutと同じ値になる時
間が長くなるため、スイッチングの1周期におけるソー
ス電圧Vsが最小値を示す時間が相対的に短くなる。ソ
ース電圧Vsが最大値を示す時間は変化しなくても最小
値を示す時間が短くなると、整流回路3や4を効率よく
動作させることができなくなるため、この点においても
第2の出力から電力を取り出すのが難しくなる。
的とするもので、第1の出力を得るためのDC−DCコ
ンバータ回路のパルス電圧を使って第2の出力を得る場
合に、第1の出力の負荷電流が非常に小さくなっても第
2の出力の出力電圧の低下を防止することのできる多出
力DC−DCコンバータおよびそれを用いた電子装置を
提供する。
に、本発明の多出力DC−DCコンバータは、直流入力
電圧をスイッチングしてパルス電圧に変換するスイッチ
ング素子と、前記パルス電圧を平滑して前記直流入力電
圧より低い第1の出力を得るチョークコイルおよび平滑
用コンデンサと、前記スイッチング素子のオフ時に前記
チョークコイルに電流を流すフライホイール用の整流素
子とを備えた降圧型のDC−DCコンバータ回路と、前
記DC−DCコンバータ回路のパルス電圧を加工、整流
して第2の出力を得る整流回路とを備えてなり、前記整
流素子が、前記スイッチング素子のオフ時にオンする双
方向導通可能な同期整流素子であることを特徴とする。
タは、前記チョークコイルが、二次巻線を前記整流回路
に接続したトランスであることを特徴とする。
タは、前記整流回路がカップリングコンデンサとダイオ
ードからなることを特徴とする。
かに記載の多出力DC−DCコンバータを用いたことを
特徴とする。
多出力DC−DCコンバータにおいては、第1の出力の
負荷電流が非常に小さくなっても第2の出力の出力電圧
の低下を防止することができる。
Cコンバータの一実施例の回路図を示す。図1におい
て、図5と同一もしくは同等の部分には同じ記号を付
し、その説明を省略する。
は、図5に示したDC−DCコンバータ1におけるスイ
ッチング素子Q1に代えてスイッチング素子Q2を設
け、さらにダイオードD1に並列に双方向導通可能な同
期整流素子であるFETQ3を設けてDC−DCコンバ
ータ回路11が構成されている。FETQ2、FETQ
3にはMOSFETを用いている。
回路に接続されており、制御回路から入力されるスイッ
チング信号によってオン・オフ制御される。また、制御
回路は出力端子P1の電圧を検出してFETQ2のスイ
ッチング周波数やパルス幅などにフィードバックするこ
とによって、出力端子P1の電圧Voutを安定化して
いる。
図示を省略した制御回路に接続されており、制御回路か
ら入力される信号によって、FET2がオフの時にオン
するようにオン・オフ制御される。このとき、FETQ
2とFETQ3が一瞬たりとも同時にオンして直流電源
V1が短絡することのないように、FETQ2とFET
Q3は共にオフの期間を挟んで交互にオンするように制
御される場合もある。
大小による、スイッチング素子であるFETQ2のソー
ス電圧Vs2(FETQ2とチョークコイルL1の接続
点の電圧)とチョークコイルL1に流れる電流Icの波
形を示す。このうち、図2(a)、(b)は負荷電流が
十分大きいとき(重負荷時あるいは通常負荷時)のソー
ス電圧Vs2と電流Icで、図2(c)、(d)は負荷
電流が小さくなったとき(通常負荷時)のソース電圧V
s2と電流Icで、図2(e)、(f)は負荷電流が非
常に小さいとき(軽負荷時あるいは無負荷時)のソース
電圧Vs2と電流Icである。
出力の負荷電流が大きいときは、図5に示した従来の多
出力DC−DCコンバータ1の場合と同じである。た
だ、従来の多出力DC−DCコンバータ1でダイオード
D1に流れていた電流はダイオードD1より抵抗の小さ
いFETQ3の方を主として流れる。このとき、FET
Q2のソース電圧Vs2は、ダイオードD1における電
圧降下ほどではないが、FETQ3における電圧降下の
分だけ接地電圧よりわずかに低くなる。なお、FETQ
2がオフでFETQ3もオフの短い期間にはダイオード
D1に電流が流れることもある。
出力の負荷電流が小さくなると、チョークコイルL1の
励磁エネルギーが小さくなるために、FETQ2がオフ
になって次にオンするまでに電流Icがゼロになる。と
ころが、その状態になってもFETQ3はオンしていて
双方向導通可能であるため、次にFETQ3がオフにな
るまではFETQ3とインダクタンス素子L1を介して
電流Icが逆方向に流れる。そのため、電流Icが逆方
向に流れているときのFETQ2のソース電圧Vs2は
ほぼ0V(実際にはFETQ3の電圧降下分だけ接地電
圧よりわずかに高い)となり、従来の多出力DC−DC
コンバータ1のように第1の出力の出力電圧Voutと
同じになることはない。
に、第1の出力の負荷電流がさらに小さくなったりゼロ
になったりしても、FETQ2がオフの時にFETQ3
を介してどちらの方向にも電流Icが流れることができ
るため、FETQ2のソース電圧Vs2はほぼ0Vとな
る。
1においては、第1の出力の負荷電流が非常に小さくな
ったりゼロになったりしても、FETQ3が導通してい
るために、FETQ2がオフの時のFETQ2のソース
電圧Vs2が上昇し、FETQ2のソース電圧Vs2の
最大値と最小値の幅が小さくなることはない。そのた
め、整流回路3、4に入力される電圧の振幅が小さくな
ることはなく、出力端子P2、P3に得られる第2の出
力の電圧が正常な値に維持され、出力電圧の低下を防止
することができる。
力電圧Voutと同じ値になることなないため、ソース
電圧Vs2が最大値を示す時間と最小値を示す時間は常
に一定となる。そのため、整流回路3、4を安定に動作
させることができ、第2の出力から電力を取り出しやす
くなる。
ータの別の実施例を示す。図3において、図1と同一も
しくは同等の部分には同じ記号を付し、その説明を省略
する。
は、図1に示したDC−DCコンバータ10におけるイ
ンダクタンス素子L1に代えてトランスT1を設けてD
C−DCコンバータ回路21が構成されている。トラン
スT1の一次巻線N1はFETQ2のソースと出力端子
P1の間に直列に接続され、二次巻線N2は一端が出力
端子P1に、他端が整流回路3、4に接続されている。
てトランスT1を用いて、トランスT1を介してパルス
電圧を整流回路3、4に印加する構成としても構わない
もので、インダクタンス素子L1を用いる場合と同様の
作用効果を奏するものである。
タ10、20のDC−DCコンバータ回路11、21に
おいては、同期整流素子であるFETQ3に並列にダイ
オードD1を備えているが、これはFETQ2とFET
Q3が共にオフの期間にもインダクタンス素子L1に電
流を流すためである。そのため、FETQ2とFETQ
3が共にオフとなる期間がほとんどなければダイオード
D1はなくても構わないものである。また、FETQ3
にMOSFETを用いる場合には、MOSFETのボデ
ィーダイオードをダイオードD1の代わりに利用するこ
とができるため、FETQ2とFETQ3が共にオフと
なる期間があってもダイオードD1を設けなくても構わ
ないものである。
20においては、2つの整流回路3、4から2つの第2
の出力を得ているが、第1の出力を得るためのDC−D
Cコンバータ回路のパルス電圧を使って第2の出力を得
る構成であれば、第2の出力は1つでも3つ以上でも構
わないもので、2つの場合と同様の作用効果を奏するも
のである。
視図を示す。図4において、電子装置の1つであるプリ
ンタ30は電源回路として本発明の多出力DC−DCコ
ンバータ10を使用している。そして、第1の出力をた
とえば印刷時にのみ動作する比較的重負荷の回路の電源
とし、第2の出力を定常的に動作する比較的軽負荷の回
路の電源として利用する。
DC−DCコンバータ10を用いることによって、印刷
待ちの時にも印刷をしている時にも各回路に安定な電圧
の電源を供給することができ、安定な動作を実現するこ
とができる。
は図1に示した多出力DC−DCコンバータ10を用い
たが、図3に示した多出力DC−DCコンバータ20を
用いても構わないもので、同様の作用効果を奏するもの
である。
れるものではなく、ノートパソコンや携帯情報機器な
ど、変動の大きい負荷に接続される第1の出力と第2の
出力が必要な多出力DC−DCコンバータの必要なあら
ゆる電子装置を含むものである。
よれば、第1の出力を得る降圧型のDC−DCコンバー
タ回路と、そのパルス電圧を加工、整流して第2の出力
を得る整流回路とを備え、降圧型のDC−DCコンバー
タ回路の整流素子を双方向導通可能な同期整流素子とす
ることによって、第1の出力の負荷電流が非常に小さく
なっても第2の出力の出力電圧の低下を防止することが
できる。
例を示す回路図である。
特性の時間変化を示す特性図である。
施例を示す回路図である。
る。
る。
特性の時間変化を示す特性図である。
Claims (4)
- 【請求項1】 直流入力電圧をスイッチングしてパルス
電圧に変換するスイッチング素子と、前記パルス電圧を
平滑して前記直流入力電圧より低い第1の出力を得るチ
ョークコイルおよび平滑用コンデンサと、前記スイッチ
ング素子のオフ時に前記チョークコイルに電流を流すフ
ライホイール用の整流素子とを備えた降圧型のDC−D
Cコンバータ回路と、 前記DC−DCコンバータ回路のパルス電圧を加工、整
流して第2の出力を得る整流回路とを備えてなり、 前記整流素子が、前記スイッチング素子のオフ時にオン
する双方向導通可能な同期整流素子であることを特徴と
する多出力DC−DCコンバータ。 - 【請求項2】 前記チョークコイルが、二次巻線を前記
整流回路に接続したトランスであることを特徴とする、
請求項1に記載の多出力DC−DCコンバータ。 - 【請求項3】 前記整流回路がカップリングコンデンサ
とダイオードからなることを特徴とする、請求項1また
は2に記載の多出力DC−DCコンバータ。 - 【請求項4】 請求項1または2に記載の多出力DC−
DCコンバータを用いたことを特徴とする電子装置。
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