JP3505306B2 - Adaptive filter - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】Detailed Description of the Invention

【０００１】[0001]

【発明の属する技術分野】本発明は、時間的に特性の変
化する信号やこれに含まれる雑音等に対し、その変化分
に応じて伝達関数、特にフィルタ係数を更新しながらフ
ィルタリング処理を実行する適応フィルタに関するもの
である。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention executes a filtering process on a signal whose characteristics change with time or noise contained in the signal while updating a transfer function, particularly a filter coefficient, according to the amount of change. It relates to an adaptive filter.

【０００２】[0002]

【従来の技術】上記のような適応フィルタは、アクティ
ブ消音装置や、エコー・キャンセラ、ノイズ・キャンセ
ラ、ライン・エンハンサ等、多くの分野で応用されてい
る。図４に、この適応フィルタを、例えばアクティブ消
音装置に応用した一従来例を示す。このアクティブ消音
装置は、例えばエンジン等の騒音に対し、これと実質的
に等大で逆位相の音波を干渉させることにより上記騒音
を減衰させるもので、その減衰の対象とする騒音は、同
図において、排気ダクト１内を同図の左側から右側に向
かって伝搬しているものとする。2. Description of the Related Art The adaptive filter as described above is applied in many fields such as an active silencer, an echo canceller, a noise canceller, a line enhancer and the like. FIG. 4 shows a conventional example in which this adaptive filter is applied to, for example, an active silencer. This active silencer attenuates the noise of an engine or the like by interfering sound waves of substantially equal magnitude and opposite phase to the noise of the engine, for example. In the above, it is assumed that the gas is propagating through the exhaust duct 1 from the left side to the right side in FIG.

【０００３】このアクティブ消音装置は、排気ダクト１
の入口側（同図の左側）において上記騒音をリファレン
スマイクロホン（１次マイクロホン）２によって収音
し、このリファレンスマイクロホン２によって収音され
た騒音信号ｘ_k が入力されるＦＩＲ適応型ディジタルフ
ィルタ（以下、ディジタルフィルタと称す。）３を有し
ている。このディジタルフィルタ３は、入力された騒音
信号ｘ_k に対して、後述するFiltered-x LMSアルゴリズ
ム実行部８により設定されるフィルタ係数ベクトル _vＷ
_k を用いて所定のフィルタリング処理、例えば畳み込み
和演算を施すもので、その演算結果ｙ_k を出力する。そ
して、このディジタルフィルタ３の出力ｙ_k は、反転器
４によって位相が反転された後、２次音源スピーカ５に
供給される。２次音源スピーカ５は、供給された上記出
力ｙ_k の位相を反転した信号に応じた音波を排気ダクト
１内に放音し、即ち排気ダクト１内を伝搬している騒音
に干渉させ、これによって上記騒音を打ち消している。This active muffler is equipped with an exhaust duct 1
The above-mentioned noise is picked up by a reference microphone (primary microphone) 2 at the entrance side (left side in the figure) of the FIR adaptive digital filter (hereinafter referred to as the noise signal x _k picked up by the reference microphone 2). , Digital filter) 3. The digital filter 3 filters the input noise signal x _k by a filter coefficient vector _v W set by a Filtered-x LMS algorithm execution unit 8 described later.
_A predetermined filtering process, for example, a convolutional sum calculation is performed using _k , and the calculation result y _k is output. The output y _k of the digital filter 3 is supplied to the secondary sound source speaker 5 after the phase thereof is inverted by the inverter 4. The secondary sound source speaker 5 emits a sound wave corresponding to the supplied inverted signal of the output y _k into the exhaust duct 1, that is, interferes with the noise propagating in the exhaust duct 1. The above noise is canceled by.

【０００４】更に、排気ダクト１の出口側にはエラーマ
イクロホン（２次マイクロホン）６が配置されており、
このエラーマイクロホン６によって、上記騒音を２次音
源スピーカ５の放射音で打ち消した後の音、つまりは騒
音と２次音源スピーカ５の放射音との誤差成分を検出し
ている。このエラーマイクロホン６の出力は、エラー信
号ｅ_k として上述したFiltered-x LMSアルゴリズム実行
部８に供給される。また、このFiltered-x LMSアルゴリ
ズム実行部８には、上記エラー信号ｅ_k の他に、騒音信
号ｘ_k も供給されている。Further, an error microphone (secondary microphone) 6 is arranged on the outlet side of the exhaust duct 1.
The error microphone 6 detects a sound after the noise is canceled by the radiated sound of the secondary sound source speaker 5, that is, an error component between the noise and the radiated sound of the secondary sound source speaker 5. The output of the error microphone 6 is supplied to the above-mentioned Filtered-x LMS algorithm execution unit 8 as an error signal e _k . In addition to the error signal e _k , the noise signal x _k is also supplied to the Filtered-x LMS algorithm execution unit 8.

【０００５】Filtered-x LMSアルゴリズム実行部８は、
供給された上記騒音信号ｘ_k とエラー信号ｅ_k とに応じ
て、ディジタルフィルタ３の伝達関数Ｗ_k と後述する伝
達関数Ｃとの合成による伝達関数（両者を掛けて得られ
た伝達関数）が、排気ダクト１におけるリファレンスマ
イクロホン２からエラーマイクロホン６までの伝達関数
Ｐと等しくなるように、ディジタルフィルタ３のフィル
タ係数ベクトル _vＷ_kを更新する。このように、上記デ
ィジタルフィルタ３の伝達関数Ｗ_k と伝達関数Ｃとの合
成による伝達関数を、排気ダクト１内の伝達関数Ｐに等
しくすることによって初めて、上記排気ダクト１内の騒
音を２次音源スピーカ５の放射音により打ち消すことが
できる。また、排気ダクト１内の音響特性や２次音源ス
ピーカ５の放音特性に経時的な変化が生じ、これによっ
て排気ダクト１内の伝達関数Ｐが変化しても、その変化
に応じて上記ディジタルフィルタ３の伝達関数Ｗも上記
フィルタ係数ベクトル _vＷ_k の更新により変化するの
で、常に安定した消音効果を得ることができる。The Filtered-x LMS algorithm execution unit 8 is
A transfer function (a transfer function obtained by multiplying both) of the transfer function W _k of the digital filter 3 and a transfer function C described later is synthesized according to the supplied noise signal x _k and error signal e _k. , The filter coefficient vector _v W _k of the digital filter 3 is updated so as to be equal to the transfer function P from the reference microphone 2 to the error microphone 6 in the exhaust duct 1. As described above, the transfer function W _k of the digital filter 3 and the transfer function C _obtained by combining the transfer function C are equalized to the transfer function P in the exhaust duct 1, and then the noise in the exhaust duct 1 is quadratic. It can be canceled by the sound emitted from the sound source speaker 5. In addition, even if the acoustic characteristics in the exhaust duct 1 and the sound emission characteristics of the secondary sound source speaker 5 change over time, which causes a change in the transfer function P in the exhaust duct 1, the digital signal is changed according to the change. Since the transfer function W of the filter 3 also changes by updating the filter coefficient vector _v W _k , a stable silencing effect can be obtained at all times.

【０００６】ところで、上記のようなアクティブ消音装
置においては、ディジタルフィルタ３（詳しくは、反転
器４）の出力端子（即ち２次音源スピーカ５の入力端
子）からエラーマイクロホン６の配置位置までの間に伝
達関数Ｃが存在する。従って、上記のようなディジタル
フィルタ３のフィルタ係数ベクトル _vＷ_k の更新、即ち
適応動作を実現するには、このアクティブ消音装置の制
御系をFiltered-x LMSアルゴリズムの構成とする必要が
あり、このため、上記フィルタ係数ベクトル _vＷ_k の更
新をFiltered-x LMSアルゴリズム実行部８により実行し
ている。By the way, in the above active silencer, between the output terminal of the digital filter 3 (specifically, the inverter 4) (ie, the input terminal of the secondary sound source speaker 5) and the position where the error microphone 6 is arranged. There is a transfer function C at. Therefore, updating of the filter coefficient vector _v W _k of the digital filter 3 as described above, i.e., to achieve an adaptive operation, it is necessary to the control system of the active noise cancellation device configured for Filtered-x LMS algorithm, this Therefore, the Filtered-x LMS algorithm execution unit 8 updates the filter coefficient vector _v W _k .

【０００７】即ち、このアクティブ消音装置において
は、リファレンスマイクロホン２とFiltered-x LMSアル
ゴリズム実行部８との間に、上記伝達関数Ｃを同定（モ
デル化）したＦＩＲディジタルフィルタ７を設けてい
る。そして、このＦＩＲディジタルフィルタ７によって
上記リファレンスマイクロホン２からの騒音信号ｘ_k を
フィルタリング処理し、その処理した信号Ｒ_k を、Filt
ered-x LMSアルゴリズム実行部８に入力するよう構成さ
れている。なお、上記伝達関数Ｃの同定は、例えば、予
めこの伝達関数Ｃを測定し、これを逆フーリエ変換して
求めた時間領域のデータを上記ディジタルフィルタ７の
フィルタ係数として設定しており、これによって上記デ
ィジタルフィルタ７の伝達関数ＣＩを決定している。That is, in this active silencer, an FIR digital filter 7 that identifies (models) the transfer function C is provided between the reference microphone 2 and the Filtered-x LMS algorithm execution section 8. Then, the noise signal x _k from the reference microphone 2 is filtered by the FIR digital filter 7, and the processed signal R _k is filtered.
It is configured to be input to the ered-x LMS algorithm execution unit 8. To identify the transfer function C, for example, the transfer function C is measured in advance and the data in the time domain obtained by inverse Fourier transform is set as the filter coefficient of the digital filter 7. The transfer function CI of the digital filter 7 is determined.

【０００８】上記のように構成された制御系において、
Filtered-x LMSアルゴリズム実行部８におけるディジタ
ルフィルタ３のフィルタ係数（ベクトル） _VＷ_k の更新
式は、数１によって表される。In the control system configured as described above,
The update formula of the filter coefficient (vector) _V W _k of the digital filter 3 in the Filtered-x LMS algorithm execution unit 8 is represented by Formula 1.

【０００９】[0009]

【数１】_VＷ_k+1 ＝ _VＷ_k ＋２μ・ｅ_k ・ _VＲ_k [Formula 1] _V W _{k + 1} = _V W _k +2 μ · e _k · _V R _k

【００１０】但し、ｋは、タイム（サンプリング）・イ
ンデックス、μは、収束係数である。また、 _VＷ_k は、
時刻ｋにおけるディジタルフィルタ３のフィルタ係数ベ
クトルで、数２によって表される。However, k is a time (sampling) index, and μ is a convergence coefficient. Also, _V W _k is
It is a filter coefficient vector of the digital filter 3 at time k and is represented by Formula 2.

【００１１】[0011]

【数２】_V Ｗ_k ＝〔ｗ_0,k ｗ_1,k ｗ_2,k ・・・ｗ_L-1,k 〕^T [Formula 2] _V W _k = [w _{0, k} w _{1, k} w _{2, k} ... w _{L-1, k} ] ^T

【００１２】ここで、^T は、転置を表し、ｗは、時変の
フィルタ係数、Ｌは、ディジタルフィルタ３のタップ長
である。また、 _VＲ_k は、ＦＩＲディジタルフィルタ７
の出力信号Ｒ_k で構成されるベクトルで、数３によって
表される。Here, ^T represents transposition, w is a time-varying filter coefficient, and L is a tap length of the digital filter 3. _V R _k is the FIR digital filter 7
Is a vector constituted by the output signal R _k of

【００１３】[0013]

【数３】_VＲ_k ＝〔 _Vｃｉ^T ・ _VＸ_{k V}ｃｉ^T ・ _VＸ
_k-1 ・・・_Vｃｉ^T ・ _VＸ_k-L+1 〕^T [Formula 3] _V R _k = [ _V ci ^T · _V X _{k V} ci ^T · _V X
_k-1・ ・ ・_V ci ^T・_V X _{k-L + 1} ] ^T

【００１４】_VＣＩはＦＩＲディジタルフィルタ７のフ
ィルタ係数ベクトルであり、時変のフィルタ係数ｃｉを
用いて、数４のように表される。 _V CI is a filter coefficient vector of the FIR digital filter 7, and is expressed as in Equation 4 using the time-varying filter coefficient ci.

【００１５】[0015]

【数４】_V ＣＩ＝〔ｃｉ₀ ｃｉ₁ ｃｉ₂ ・・・ｃｉ_L-1 〕^T ## EQU4 ## _V CI = [ci ₀ ci ₁ ci ₂ ... ci _L-1 ] ^T

【００１６】また、 _VＸ_k は、時刻ｋにおける騒音信号
（リファレンス入力信号）ｘ_k で構成されるベクトル
で、数５によって表される。Further, _V X _k is a vector composed of the noise signal (reference input signal) x _k at time k, and is represented by equation 5.

【００１７】[0017]

【数５】_V Ｘ_k ＝〔ｘ_k ｘ_k-1 ｘ_k-2 ・・・ｘ_k-L+1 〕^T [Expression 5] _V X _k = [x _k x _k-1 x _k-2 ... x _{k-L + 1} ] ^T

【００１８】上記数１において、ｅ_k の２乗期待値が最
小となるように _VＷ_k+1 が更新され、即ちこの適応フィ
ルタの適応動作が行われる。In the above equation ₁ , _V W _{k + 1} is updated so that the squared expected value of e _k is minimized, that is, the adaptive operation of this adaptive filter is performed.

【００１９】なお、上述したディジタルフィルタ３、反
転器４、ＦＩＲディジタルフィルタ７、及びFiltered-x
LMSアルゴリズム実行部８については、例えばＤＳＰ
（ディジタル信号処理装置）やＣＰＵ（中央演算処理装
置）等によって、構成されている。そして、これらのＤ
ＳＰやＣＰＵ等は、図示しないメモリ等の記憶部に記憶
されたプログラムに従って動作し、即ち上述の適応動作
等を実行する。The digital filter 3, the inverter 4, the FIR digital filter 7, and the Filtered-x described above are used.
For the LMS algorithm execution unit 8, for example, a DSP
(Digital signal processing device), CPU (central processing unit), etc. And these D
The SP, CPU, and the like operate according to a program stored in a storage unit such as a memory (not shown), that is, execute the above-described adaptive operation and the like.

【００２０】[0020]

【発明が解決しようとする課題】しかし、上記のような
制御系、特にアクティブ消音装置においては、伝達関数
Ｃが、時間の経過と共に変化することがある。これは、
例えばエンジンを運転させていると排気ダクト１内の温
度が徐々に上昇し、この温度上昇により排気ダクト１内
を伝搬する騒音の音速が変化（増大）すること等が起因
している。これに対して、ＦＩＲディジタルフィルタ７
の伝達関数ＣＩは、一定とされているので、この伝達関
数ＣＩと上記伝達関数Ｃとが次第に乖離し、即ち不一致
となる。これによって、エラー信号ｅ_k の２乗期待値が
最小化されず、特定の周波数で騒音が消音されないばか
りか、逆に不要な騒音を２次音源スピーカ５が放出する
という事態が生じるという問題がある。この現象は、エ
ンジンの運転時間が長くなればなる程、起動時からの温
度変化が大きくなるので、顕著になる。However, in the control system as described above, particularly in the active silencer, the transfer function C may change with the passage of time. this is,
For example, when the engine is operated, the temperature in the exhaust duct 1 gradually rises, and the temperature rise causes a change (increase) in the sound velocity of noise propagating in the exhaust duct 1. On the other hand, the FIR digital filter 7
Since the transfer function CI is constant, the transfer function CI and the transfer function C gradually deviate from each other, that is, they do not match. As a result, there is a problem that the expected square value of the error signal e _k is not minimized, noise is not suppressed at a specific frequency, and conversely, unnecessary noise is emitted from the secondary sound source speaker 5. is there. This phenomenon becomes remarkable because the temperature change from the start-up increases as the operating time of the engine increases.

【００２１】なお、ここで、上記伝達関数ＣＩと伝達関
数Ｃとが乖離すると、上記エラー信号ｅ_k の２乗期待値
が最小化されなくなり、例えば上記のようなアクティブ
消音装置においては消音効果を得られなくなるというこ
とについて、図４から図７を参照して説明する。Here, if the transfer function CI and the transfer function C deviate from each other, the expected square value of the error signal e _k is not minimized. For example, in the active silencer as described above, a silencing effect is produced. The fact that it cannot be obtained will be described with reference to FIGS. 4 to 7.

【００２２】即ち、上述した数１の更新式を、フーリエ
変換により周波数領域で表示し直すと、数６に示すよう
になる。That is, when the updating formula of the above-mentioned formula 1 is re-displayed in the frequency domain by Fourier transform, it becomes as shown in formula 6.

【００２３】[0023]

【数６】Ｗ_k+1 ＝Ｗ_k ＋２μ・Ｆ｛ｅ_k ・ _vＲ_k ｝ 但し、Ｆ｛ ｝は、フーリエ変換を示す。[6] _{W k + 1 = W k +} 2μ · F {e k · v R k} However, F {} denotes the Fourier transform.

【００２４】上記数６における〔ｅ_k ・ _vＲ_k 〕は、ｅ
_k と _vＲ_k との相関であり、これをフーリエ変換する
と、数７に示すようになる。[E _k · _v R _k ] in the above equation 6 is e
It is a correlation between _k and _v R _k , and when this is Fourier transformed, it becomes as shown in Formula 7.

【００２５】[0025]

【数７】Ｆ｛ｅ_k ・ _vＲ_k ｝＝Ｅ_k ・Ｒ_k ^* なお、Ｅ_k は、ｅ_k をフーリエ変換したものである。ま
た、Ｒ_k ^* は、 _vＲ_kをフーリエ変換したものの複素共
役である。F {e _k · _v R _k } = E _k · R _k ^* E _k is the Fourier transform of e _k . Further, R _k ^* is a complex conjugate of _v R _{k obtained} by Fourier transform.

【００２６】一方、ＦＩＲディジタルフィルタ７の出力
信号Ｒ_k の周波数特性は、数８で表される。On the other hand, the frequency characteristic of the output signal R _k of the FIR digital filter 7 is expressed by Equation 8.

【００２７】[0027]

【数８】Ｒ_k ＝ＣＩ・Ｘ_k 但し、Ｘ_k は、騒音信号ベクトル _vＸ_k をフーリエ変換
したものである。R _k = CI · X _k where X _k is the Fourier transform of the noise signal vector _v X _k .

【００２８】上記数８の両辺の複素共役をとると、数９
のようになる。When the complex conjugate of both sides of the above equation 8 is taken, the following equation 9 is obtained.
become that way.

【００２９】[0029]

【数９】Ｒ_k ^* ＝〔ＣＩ・Ｘ_k 〕^* ＝ＣＩ^* ・Ｘ_k ^* [Formula 9] R _k ^* = [CI · X _k ] ^* = CI ^* · X _k ^*

【００３０】よって、この数９と上記数７とを用いる
と、上記数６は、次の数１０のように表される。Therefore, using the equation 9 and the equation 7, the equation 6 is expressed as the following equation 10.

【００３１】[0031]

【数１０】Ｗ_k+1 ＝Ｗ_k ＋２μ・Ｅ_k ・ＣＩ^* ・Ｘ_k ^* [Formula 10] W _{k + 1} = W _k +2 μ · E _k · CI ^* · X _k ^*

【００３２】ここで、図４に示すブロック図を、簡略化
し、例えば適応動作部分（ＦＩＲディジタルフィルタ７
とFiltered-x LMSアルゴリズム実行部８）を省略して表
すと、図５に示すようになる。同図において、各伝達関
数Ｐ、Ｗ、Ｃを含めたこの制御系全体の伝達関数（リフ
ァレンスマイクロホン２からエラーマイクロホン６まで
の伝達関数）Ｈは、数１１で表される。Here, the block diagram shown in FIG. 4 is simplified to, for example, an adaptive operation part (FIR digital filter 7).
And the Filtered-x LMS algorithm execution unit 8) are omitted, they are as shown in FIG. In the same figure, the transfer function (transfer function from the reference microphone 2 to the error microphone 6) H of the entire control system including the transfer functions P, W, and C is expressed by Formula 11.

【００３３】[0033]

【数１１】Ｈ＝Ｐ−Ｃ・Ｗ 但し、各伝達関数Ｈ、Ｐ、Ｗ、Ｃは、周波数ｆの関数で
ある。H = P−C · W However, each transfer function H, P, W, and C is a function of frequency f.

【００３４】この数１１と、上記数１０を用いると、時
刻ｋ＋１における制御系全体の伝達関数Ｈ_k+1 は、数１
２で表される。Using this equation 11 and the above equation 10, the transfer function H _{k + 1} of the entire control system at time k + 1 is given by equation 1
It is represented by 2.

【００３５】[0035]

【数１２】 Ｈk+1 ＝Ｐ−Ｃ・Ｗk+1 ＝Ｐ−Ｃ（Ｗk ＋２μ・Ｅk ・ＣＩ^* ・Ｘk ^* ） ＝Ｐ−Ｃ・Ｗk −２μ・Ｃ・ＣＩ^* ・Ｅk ・Ｘk ^* [Equation 12] Hk + 1 = P-C * Wk + 1 = P-C (Wk + 2 [mu] ^* Ek ^* CI ^** Xk ^* ) = P-C ^* Wk-2 [mu] ^* C ^* CI ^** Ek ^* Xk ^*

【００３６】また、この数１２と同様に、時刻ｋにおけ
る制御系全体の伝達関数Ｈ_k は、数１３で表される。Similarly to the equation 12, the transfer function H _{k of the} entire control system at the time k is represented by the equation 13.

【００３７】[0037]

【数１３】Ｈk ＝Ｐ−Ｃ・Ｗk-1 −２μ・Ｃ・ＣＩ^* ・
Ｅk-1 ・Ｘk-1 ^* [Equation 13] Hk = P-C ・ Wk-1 -2μ ・ C ・ CI ^*・
Ek-1 ・ Xk-1 ^*

【００３８】上記数１２から数１３を減算することによ
り、数１４が得られる。Equation 14 is obtained by subtracting Equation 13 from Equation 12 above.

【００３９】[0039]

【数１４】Ｈ_k+1 −Ｈ_k ＝−Ｃ（Ｗ_k −Ｗ_k-1 ）−２μ
・Ｃ・ＣＩ^* ・Ｅ_k ・Ｘ_k ^*＋２μ・Ｃ・ＣＩ^* ・Ｅ
_k-1 ・Ｘ_k-1 ^* [Number 14] _{H k + 1 -H k = -C} (W k -W k-1) -2μ
・ C ・ CI ^*・ E _k・ X _k ^* + 2μ ・ C ・ CI ^*・ E
_k-1 / X _k-1 ^*

【００４０】ここで、上記数１０を変形すると、数１５
が得られる。Here, when the above equation 10 is transformed, the following equation 15 is obtained.
Is obtained.

【００４１】[0041]

【数１５】Ｗ_k+1 −Ｗ_k ＝２μ・Ｅ_k ・ＣＩ^* ・Ｘ_k ^* [Equation 15] W _{k + 1} −W _k = 2 μ · E _k · CI ^* · X _k ^*

【００４２】更に、この数１５を変形すると、数１６が
得られる。Further, by transforming the equation 15, the equation 16 is obtained.

【００４３】[0043]

【数１６】 Ｗ_k −Ｗ_k-1 ＝２μ・Ｅ_k-1 ・ＣＩ^* ・Ｘ_k-1 ^* ## EQU16 ## W _k −W _k-1 = 2 μ · E _k-1 · CI ^* · X _k-1 ^*

【００４４】従って、この数１６を、上記数１４に代入
すると、次の数１７を得られる。Therefore, by substituting this equation 16 into the above equation 14, the following equation 17 is obtained.

【００４５】[0045]

【数１７】 Ｈ_k+1 −Ｈ_k ＝−２μ・Ｃ・ＣＩ^* ・Ｅ_k-1 ・Ｘ_k-1 ^* −２μ・Ｃ・ＣＩ^* ・Ｅ_k ・Ｘ_k ^* ＋２μ・Ｃ・ＣＩ^* ・Ｅ_k-1 ・Ｘ_k-1 ^* ＝−２μ・Ｃ・ＣＩ^* ・Ｅ_k ・Ｘ_k ^* [Expression 17] H _{k + 1} −H _k = −2 μ · C · CI ^* · E _k-1 · X _k-1 ^* -2 μ · C · CI ^* · E _k · X _k ^* +2 μ · C · CI ^* _{· E k-1 · X k} -1 * = -2μ · C · CI * · E k · X k *

【００４６】また、Ｅ_k ＝Ｈ_k ・Ｘ_k であるから、これ
を上記数１７に代入すると、数１８を得る。Further, since E _k = H _k · X _k , this is substituted into the above equation 17, and the equation 18 is obtained.

【００４７】[0047]

【数１８】 Ｈ_k+1 −Ｈ_k ＝−２μ・Ｃ・ＣＩ^* ・Ｈ_k ・Ｘ_k ・Ｘ_k ^* ＝−２μ・｜Ｘ_k ｜² ・Ｃ・ＣＩ^* ・Ｈ_k [Expression 18] H _{k + 1} −H _k = −2 μ · C · CI ^* · H _k · X _k · X _k ^* = − ² μ · | X _k | ² · C · CI ^* · H _k

【００４８】この数１８は、次の数１９のように変形さ
れる。This equation 18 is transformed into the following equation 19.

【００４９】[0049]

【数１９】 Ｈ_k+1 ＝（１−２μ・｜Ｘ_k ｜² ・Ｃ・ＣＩ^* ）・Ｈ_k [Formula 19] H _{k + 1} = (1-2 μ · | X _k | ² · C · CI ^* ) · H _k

【００５０】この数１９によれば、時刻ｋにおける伝達
関数Ｈ_k が、時刻ｋ＋１においては、Filtered-x LMSア
ルゴリズム実行部８による１回の更新を経て〔１−２μ
・｜Ｘ_k ｜² ・Ｃ・ＣＩ^* 〕倍されることを示してい
る。According to this equation 19, the transfer function H _k at time k is updated once at time k + 1 by the Filtered-x LMS algorithm execution unit 8 [1-2 μ
^{_{· | X k | 2 · C}} · CI * ] indicates that it is doubled.

【００５１】ここで、減衰の対象とする騒音の騒音源
が、例えばエンジン等である場合には、その騒音信号ｘ
_k は、比較的に周期性の強い、即ち時刻ｋによらず周期
的に略一定した信号であると考えることができる。従っ
て、上記数１９における｜Ｘ_k｜² を、その平均値｜Ｘ
｜² _AVE に置き換えると、上記数１９は、数２０のよう
に表される。If the noise source of the noise to be attenuated is, for example, an engine, the noise signal x
It can be considered that _k is a signal having relatively strong periodicity, that is, a signal that is substantially constant periodically regardless of time k. Therefore, the average value | X _k | ² in the above equation 19 is
When replaced with | ² _AVE , the above equation 19 is expressed as equation 20.

【００５２】[0052]

【数２０】 Ｈ_k+1 ＝（１−２μ・｜Ｘ｜² _AVE ・Ｃ・ＣＩ^* ）・Ｈ_k ＝（１−２μ・｜Ｘ｜² _AVE ・Ｃ・ＣＩ^* ）^k+1 ・Ｈ₀ [Formula 20] H _{k + 1} = (1-2 μ · | X | ² _AVE · C · CI ^* ) · H _k = (1-2 μ · | X | ² _AVE · C · CI ^* ) ^{k + 1} · H ₀

【００５３】この数２０は、適応動作を繰り返して（適
応回数ｋを増大させて）、エラー信号ｅ_k の２乗期待値
を零又は最小値に漸近させるためには、この適応フィル
タの制御対象とする全ての周波数において、〔１−２μ
・｜Ｘ｜² _AVE ・Ｃ・ＣＩ^*〕が、図６に示すように、
複素平面上の単位円内に存在しなければならないことを
表している。なお、同図における振幅Ａ₁ 、Ａ₂ 、及び
位相θ₁ 、θ₂ の関係は、数２１、数２２で表される。In order to make the square expected value of the error signal e _k asymptotically close to zero or the minimum value by repeating the adaptive operation (increasing the adaptation number k), the expression (20) is controlled by this adaptive filter. At all frequencies
・ | X | ² _AVE・ C ・ CI ^* ], as shown in FIG.
It means that it must exist within the unit circle on the complex plane. Note that the relationship between the amplitudes A ₁ and A ₂ and the phases θ ₁ and θ ₂ in the figure is expressed by Equations 21 and 22.

【００５４】[0054]

【数２１】１−２μ・｜Ｘ｜² _AVE ・Ｃ・ＣＩ^* ＝Ａ₁
・ｅｘｐ〔ｊθ₁ 〕[Equation 21] 1-2 μ · | X | ² _AVE · C · CI ^* = A ₁
・ Exp [jθ ₁ ]

【００５５】[0055]

【数２２】−２μ・｜Ｘ｜² _AVE ・Ｃ・ＣＩ^* ＝Ａ₂ ・
ｅｘｐ〔ｊ（π＋θ₂ ）〕[Equation 22] −2 μ · | X | ² _AVE · C · CI ^* = A ₂ ·
exp [j (π + θ ₂ )]

【００５６】上記数２２において、〔２μ・｜Ｘ｜²
_AVE 〕は実数であるから、上記位相θ₂ は〔Ｃ・Ｃ
Ｉ^* 〕の偏角に等しい。ここで、伝達関数ＣＩは、予め
伝達関数Ｃを同定したものであるから、適応動作の開始
当初（時刻ｋが小さいうち）においては、上記〔Ｃ・Ｃ
Ｉ^* 〕は、略｜ＣＩ｜² に等しい実数であるので、この
ときの位相θ₂ はθ₂ ＝０になる。従って、適当な収束
係数μを設定することにより、適応動作の開始当初にお
いては、上記〔１−２μ・｜Ｘ｜² _AVE ・Ｃ・ＣＩ^*〕
（即ち〔１−２μ・｜Ｘ｜² _AVE ・｜ＣＩ｜² 〕）が、
複素平面上の単位円内に存在し、即ち数２３の条件を満
足する。In the above formula 22, [2μ · | X | ²
_AVE ] is a real number, the phase θ ₂ is [C · C
I ^* ]. Here, since the transfer function CI is the transfer function C previously identified, at the beginning of the adaptive operation (while the time k is small), the above [CC
I ^* ] is a real number approximately equal to | CI | ^2, and the phase θ _{2 at} this time is θ ₂ = 0. Therefore, by setting an appropriate convergence coefficient μ, at the beginning of the adaptive operation, the above [1-2μ · | X | ² _AVE · C · CI ^* ]
(Ie [1-2μ · | X | ² _AVE · | CI | ² ])
It exists within the unit circle on the complex plane, that is, the condition of Expression 23 is satisfied.

【００５７】[0057]

【数２３】 −１＜〔１−２μ・｜Ｘ｜² _AVE ・｜ＣＩ｜² 〕＜１[Equation 23] -1 <[1-2 μ · | X | ² _AVE · | CI | ² ] <1

【００５８】従って、この数２３を満足し得る適応動作
の開始当初においては、エラー信号ｅ_k の２乗期待値
は、零又は最小値に漸近するので、正常な適応動作が実
現され、例えばアクティブ消音装置においては消音効果
を得ることができる。Therefore, at the beginning of the adaptive operation that can satisfy the equation (23), the expected square value of the error signal e _k approaches zero or the minimum value, so that the normal adaptive operation is realized and, for example, the active operation is performed. A muffling device can obtain a muffling effect.

【００５９】しかし、上述したように、何らかの原因、
例えば上記アクティブ消音装置においては排気ダクト１
内の温度上昇による音速の変化により、このアクティブ
消音装置の制御対象とする周波数範囲内において、上記
２つの伝達関数Ｃ、ＣＩが乖離すると、上記〔Ｃ・ＣＩ
^* 〕が複素数となり、その偏角である位相θ₂ が大きく
なる。そして、この位相θ₂ が大きくなり過ぎると、例
えば図７に示すように、上述した〔１−２μ・｜Ｘ｜²
_AVE ・Ｃ・ＣＩ^* 〕が、単位円の外にはみ出してしまう
ことがある。However, as described above,
For example, in the active silencer described above, the exhaust duct 1
If the two transfer functions C and CI deviate from each other within the frequency range to be controlled by the active silencer due to the change in the sound velocity due to the temperature rise in the inside, the above [C.CI
^* ] Becomes a complex number, and its argument, the phase θ _2, becomes large. If this phase θ ₂ becomes too large, for example, as shown in FIG. 7, the above-mentioned [1-2μ · | X | ²
_AVE / C / CI ^* ] sometimes extends outside the unit circle.

【００６０】このように、上記〔１−２μ・｜Ｘ｜²
_AVE ・Ｃ・ＣＩ^* 〕が、単位円の外にはみ出してしまう
と、それ以降の適応動作によって、エラー信号ｅ_k にお
ける上記伝達関数Ｃ、ＣＩが乖離する周波数成分の振幅
が増大し、これによって、上記エラー信号ｅ_k の２乗期
待値が、零又は最小値に収束しなくなる。従って、正常
な適応動作を実現することができなくなり、例えばアク
ティブ消音装置においては、消音効果を得ることができ
なくなる。即ち、上記のようなアクティブ消音装置にお
いて確実に消音効果を得る（正常な適応動作を実現す
る）ためには、上記伝達関数ＣＩが、上記伝達関数Ｃに
対して、常に十分な精度で同定されていなければならな
い。Thus, the above [1-2 μ · | X | ²
_AVE · C · CI ^* ] extends out of the unit circle, the adaptive operation thereafter increases the amplitude of the frequency component at which the transfer functions C and CI in the error signal e _k deviate, which causes , The expected square value of the error signal e _k does not converge to zero or the minimum value. Therefore, the normal adaptive operation cannot be realized, and the muffling effect cannot be obtained in the active muffling device, for example. That is, the transfer function CI is always identified with sufficient accuracy with respect to the transfer function C in order to surely obtain the sound deadening effect (to realize a normal adaptive operation) in the above active silencer. Must be

【００６１】本発明は、伝達関数Ｃに変化が生じても、
この伝達関数Ｃの変化に応じて伝達関数ＣＩを変化させ
ることによって、常に安定した適応動作を実現すること
のできる適応フィルタを提供することを目的とする。According to the present invention, even if the transfer function C changes,
An object of the present invention is to provide an adaptive filter which can always realize stable adaptive operation by changing the transfer function CI according to the change of the transfer function C.

【００６２】[0062]

【課題を解決するための手段】上記の目的を達成するた
めに、請求項１記載の発明は、第１の伝達関数を有する
伝送路に入力される信号を検出する第１の検出手段と、
上記伝送路から出力される信号を検出する第２の検出手
段と、上記第１の検出手段の出力信号を処理しこれを上
記伝送路に放出する適応型フィルタ手段と、上記第１及
び第２の検出手段の出力信号を入力し、これらに応じ
て、上記適応型フィルタ手段の伝達関数と上記適応型フ
ィルタ手段及び上記第２の検出手段間に存在する第２の
伝達関数との合成による伝達関数が、上記第１の伝達関
数と相補する状態に、上記適応型フィルタ手段の伝達関
数を制御するフィルタ制御手段と、上記第１の検出手段
と上記フィルタ制御手段との間に介在し、上記第２の伝
達関数を同定する同定手段と、上記第１及び第２の検出
手段の出力信号を入力し、これらに応じて上記同定手段
の伝達関数を上記第２の伝達関数と相補にする同定制御
手段とを、具備している。上記同定制御手段は、上記同
定手段の伝達関数ＣＩ_NEWを ＣＩ_NEW＝（１−Ｅ_RATIO ^1/n）／（２μ｜X|^２・ＣＩ
_OLD ^＊） の演算によって更新する（但し、Ｅ_RATIO ＝Ｅ_ｋ＋ｎ
／Ｅ_ｋ、Ｅ_ｋ＋ｎは更新時の第２の検出手段の出力信号
をフーリエ変換した値、Ｅ_ｋは更新開始前の第２の検出
手段の出力信号をフーリエ変換した値、ｎは更新開始前
から更新時までのサンプリングインデックス、μは収束
係数、Ｘは第１の検出手段の出力信号をフーリエ変換し
た値、ＣＩ_OLD ^＊は、更新開始前の同定手段の伝達関数
の複素共役）。In order to achieve the above-mentioned object, the invention according to claim 1 comprises first detecting means for detecting a signal inputted to a transmission line having a first transfer function,
Second detecting means for detecting a signal output from the transmission line; adaptive filter means for processing an output signal of the first detecting means and emitting the output signal to the transmission line; the first and second Of the output signal of the detecting means, and in accordance therewith, transfer by combining the transfer function of the adaptive filter means and the second transfer function existing between the adaptive filter means and the second detecting means. The function is interposed between the filter control means for controlling the transfer function of the adaptive filter means, the first detection means and the filter control means in a state in which the function is complementary to the first transfer function, and Identification by inputting the identification means for identifying the second transfer function and the output signals of the first and second detection means, and correspondingly making the transfer function of the identification means complementary to the second transfer function. With control means, That. The identification control means uses the transfer function CI _NEW of the identification means as CI _NEW = (1−E _RATIO ^{1 / n} ) / (2μ | X | ² · CI
_OLD ^* ) to update (however, E _RATIO = E _{k + n}
/ E _k , E _{k + n} is the value obtained by Fourier transforming the output signal of the second detecting means at the time of updating, E _k is the value obtained by performing Fourier transform of the output signal of the second detecting means before starting updating, and n is the value before starting updating To the time of updating, μ is the convergence coefficient, X is the value obtained by Fourier transforming the output signal of the first detecting means, and CI _OLD ^* is the complex conjugate of the transfer function of the identifying means before the start of updating).

【００６３】請求項２記載の発明は、第１の伝達関数を
有する伝送路に入力される信号を検出する第１の検出手
段と、上記伝送路から出力される信号を検出する第２の
検出手段と、上記第１の検出手段の出力信号を処理しこ
れを上記伝送路に放出する適応型フィルタ手段と、上記
第１及び第２の検出手段の出力信号を入力し、これらに
応じて、上記適応型フィルタ手段の伝達関数と上記適応
型フィルタ手段及び上記第２の検出手段間に存在する第
２の伝達関数との合成による伝達関数が、上記第１の伝
達関数と相補する状態に、上記適応型フィルタ手段の伝
達関数を制御するフィルタ制御手段と、上記第１の検出
手段と上記フィルタ制御手段との間に介在し、上記第２
の伝達関数を同定する同定手段と、上記第１及び第２の
検出手段の出力信号を入力し、これらに応じて上記同定
手段の伝達関数を上記第２の伝達関数と相補にする同定
制御手段とを、具備している。上記同定制御手段は、上
記同定手段の伝達関数ＣＩ_NEWを ＣＩ_NEW＝（１−Ｅ_RATIO ）／（２ｎμ｜X|^２・ＣＩ
_OLD ^＊） の演算によって更新する（但し、Ｅ_RATIO ＝Ｅ_ｋ＋ｎ
／Ｅ_ｋ、Ｅ_ｋ＋ｎは更新時の第２の検出手段の出力信号
をフーリエ変換した値、Ｅ_ｋは更新開始前の第２の検出
手段の出力信号をフーリエ変換した値、ｎは更新開始前
から更新時までのサンプリングインデックス、μは収束
係数、Ｘは第１の検出手段の出力信号をフーリエ変換し
た値、ＣＩ_OLD ^＊は、更新開始前の同定手段の伝達関数
の複素共役）。According to a second aspect of the present invention, first detecting means for detecting a signal input to the transmission line having the first transfer function and second detection means for detecting a signal output from the transmission line. Means, an adaptive filter means for processing the output signal of the first detection means and emitting it to the transmission line, and output signals of the first and second detection means, and in accordance with these, The transfer function obtained by combining the transfer function of the adaptive filter means and the second transfer function existing between the adaptive filter means and the second detection means is in a state of being complementary to the first transfer function, The filter control means for controlling the transfer function of the adaptive filter means, the first detection means and the filter control means are interposed between the second control means and the second control means.
Identification means for identifying the transfer function of the first and second detection means, and identification control means for complementing the transfer function of the identification means with the second transfer function in accordance with the input signals. It has and. The identification control means uses the transfer function CI _NEW of the identification means as CI _NEW = (1−E _RATIO ) / (2nμ | X | ² · CI
_OLD ^* ) to update (however, E _RATIO = E _{k + n}
/ E _k , E _{k + n} is the value obtained by Fourier transforming the output signal of the second detecting means at the time of updating, E _k is the value obtained by performing Fourier transform of the output signal of the second detecting means before starting updating, and n is the value before starting updating To the time of updating, μ is the convergence coefficient, X is the value obtained by Fourier transforming the output signal of the first detecting means, and CI _OLD ^* is the complex conjugate of the transfer function of the identifying means before the start of updating).

【００６４】請求項３記載の発明は、第１の伝達関数を
有する伝送路に入力される信号を検出する第１の検出手
段と、上記伝送路から出力される信号を検出する第２の
検出手段と、上記第１の検出手段の出力信号を処理しこ
れを上記伝送路に放出する適応型フィルタ手段と、上記
第１及び第２の検出手段の出力信号を入力し、これらに
応じて、上記適応型フィルタ手段の伝達関数と上記適応
型フィルタ手段及び上記第２の検出手段間に存在する第
２の伝達関数との合成による伝達関数が、上記第１の伝
達関数と相補する状態に、上記適応型フィルタ手段の伝
達関数を制御するフィルタ制御手段と、上記第１の検出
手段と上記フィルタ制御手段との間に介在し、上記第２
の伝達関数を同定する同定手段と、上記第１及び第２の
検出手段の出力信号を入力し、これらに応じて上記同定
手段の伝達関数を上記第２の伝達関数と相補にする同定
制御手段とを、具備している。上記同定制御手段は、上
記同定手段の伝達関数の位相θ_CINEWを θ_CINEW＝ａｒｇ（Ｅ_RATIO ^1/n−１）±π＋ａｒｇ
（ＣＩ_OLD） の演算によって更新する（但し、Ｅ_RATIO ＝Ｅ_ｋ＋ｎ
／Ｅ_ｋ、Ｅ_ｋ＋ｎは更新時の第２の検出手段の出力信号
をフーリエ変換した値、Ｅ_ｋは更新開始前の第２の検出
手段の出力信号をフーリエ変換した値、ｎは更新開始前
から更新時までのサンプリングインデックス、ＣＩ_OLD
は、更新開始前の同定手段の伝達関数）。According to a third aspect of the present invention, first detecting means for detecting a signal input to the transmission line having the first transfer function and second detection means for detecting a signal output from the transmission line. Means, an adaptive filter means for processing the output signal of the first detection means and emitting it to the transmission line, and output signals of the first and second detection means, and in accordance with these, The transfer function obtained by combining the transfer function of the adaptive filter means and the second transfer function existing between the adaptive filter means and the second detection means is in a state of being complementary to the first transfer function, The filter control means for controlling the transfer function of the adaptive filter means, the first detection means and the filter control means are interposed between the second control means and the second control means.
Identification means for identifying the transfer function of the first and second detection means, and identification control means for complementing the transfer function of the identification means with the second transfer function in accordance with the input signals. It has and. The identification control means determines the phase θ _CINEW of the transfer function of the identification means as θ _CINEW = arg (E _RATIO ^{1 / n} −1) ± π + arg
Update by calculation of (CI _OLD ) (however, E _RATIO = E _{k + n}
/ E _k , E _{k + n} is the value obtained by Fourier transforming the output signal of the second detecting means at the time of updating, E _k is the value obtained by performing Fourier transform of the output signal of the second detecting means before starting updating, and n is the value before starting updating CI _OLD , from sampling to update
Is the transfer function of the identification means before the start of updating).

【００６５】請求項４記載の発明は、第１の伝達関数を
有する伝送路に入力される信号を検出する第１の検出手
段と、上記伝送路から出力される信号を検出する第２の
検出手段と、上記第１の検出手段の出力信号を処理しこ
れを上記伝送路に放出する適応型フィルタ手段と、上記
第１及び第２の検出手段の出力信号を入力し、これらに
応じて、上記適応型フィルタ手段の伝達関数と上記適応
型フィルタ手段及び上記第２の検出手段間に存在する第
２の伝達関数との合成による伝達関数が、上記第１の伝
達関数と相補する状態に、上記適応型フィルタ手段の伝
達関数を制御するフィルタ制御手段と、上記第１の検出
手段と上記フィルタ制御手段との間に介在し、上記第２
の伝達関数を同定する同定手段と、上記第１及び第２の
検出手段の出力信号を入力し、これらに応じて上記同定
手段の伝達関数を上記第２の伝達関数と相補にする同定
制御手段とを具備している。上記同定制御手段は、上記
同定手段の伝達関数の位相θ_CINEWを θ_CINEW＝ａｒｇ（Ｅ_RATIO−１）±π＋ａｒｇ（ＣＩ
_OLD） の演算によって更新する（但し、Ｅ_RATIO ＝Ｅ_ｋ＋ｎ
／Ｅ_ｋ、Ｅ_ｋ＋ｎは更新時の第２の検出手段の出力信号
をフーリエ変換した値、Ｅ_ｋは更新開始前の第２の検出
手段の出力信号をフーリエ変換した値、ＣＩ_OLDは、更
新開始前の同定手段の伝達関数）。According to a fourth aspect of the present invention, first detecting means for detecting a signal input to the transmission line having the first transfer function and second detection means for detecting a signal output from the transmission line. Means, an adaptive filter means for processing the output signal of the first detection means and emitting it to the transmission line, and output signals of the first and second detection means, and in accordance with these, The transfer function obtained by combining the transfer function of the adaptive filter means and the second transfer function existing between the adaptive filter means and the second detection means is in a state of being complementary to the first transfer function, The filter control means for controlling the transfer function of the adaptive filter means, the first detection means and the filter control means are interposed between the second control means and the second control means.
Identification means for identifying the transfer function of the first and second detection means, and identification control means for complementing the transfer function of the identification means with the second transfer function in accordance with the input signals. It has and. The identification control means determines the phase θ _CINEW of the transfer function of the identification means as θ _CINEW = arg (E _RATIO −1) ± π + arg (CI
_OLD ) to update (however, E _RATIO = E _{k + n}
/ E _k , E _{k + n} is the value obtained by Fourier transforming the output signal of the second detecting means at the time of updating, E _k is the value obtained by performing Fourier transform of the output signal of the second detecting means before the start of updating, and CI _OLD is the updating Transfer function of the identification means before the start).

【００６６】[0066]

【００６７】[0067]

【００６８】[0068]

【００６９】[0069]

【００７０】[0070]

【００７１】[0071]

【００７２】[0072]

【００７３】[0073]

【００７４】[0074]

【発明の実施の形態】本発明に係る適応フィルタをアク
ティブ消音装置に応用した場合の第１の実施の形態につ
いて、を図１を参照して説明する。同図に示すように、
このアクティブ消音装置は、上述した図４に示す従来の
アクティブ消音装置において、リファレンスマイクロホ
ン２から出力される騒音信号ｘ_k とエラーマイクロホン
６から出力されるエラー信号ｅ_k とが入力される伝達関
数演算部９を設けたものである。そして、この伝達関数
演算部９によって、上記騒音信号ｘ_k とエラー信号ｅ_k
とに応じて、ＦＩＲディジタルフィルタ７の伝達関数Ｃ
Ｉを更新するよう構成したものである。なお、これ以外
の構成については、上記図４の従来技術と同様であり、
同等部分には同一符号を付し、その構成についての詳細
な説明を省略する。BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION A first embodiment in which an adaptive filter according to the present invention is applied to an active silencer will be described with reference to FIG. As shown in the figure,
This active silencer is a transfer function calculation in which the noise signal x _k output from the reference microphone 2 and the error signal e _k output from the error microphone 6 are input in the conventional active silencer shown in FIG. 4 described above. The part 9 is provided. The noise signal x _k and the error signal e _k are then calculated by the transfer function calculator 9.
In accordance with the transfer function C of the FIR digital filter 7
I is configured to be updated. The configuration other than this is the same as that of the prior art shown in FIG.
The same parts are designated by the same reference numerals, and detailed description of their configuration will be omitted.

【００７５】即ち、伝達関数演算部９は、例えば次の数
２４に示す更新式に基づいて、ＦＩＲディジタルフィル
タ７の伝達関数ＣＩとして新たに設定する伝達関数ＣＩ
_NEWを算出する。そして、この算出結果ＣＩ_NEW を、上
記伝達関数ＣＩに代えて、新たに上記ディジタルフィル
タ７に設定し、即ち上記伝達関数ＣＩを更新させるもの
である。That is, the transfer function calculation unit 9 newly sets the transfer function CI as the transfer function CI of the FIR digital filter 7 based on, for example, the update formula shown in the following equation 24.
Calculate _NEW . The calculated result CI _NEW is newly set in the digital filter 7 in place of the transfer function CI, that is, the transfer function CI is updated.

【００７６】[0076]

【数２４】ＣＩ_NEW ＝（１−Ｅ_RATIO ^1/n ）／（２μ・
｜Ｘ｜² _AVE ・ＣＩ_OLD ^* ） なお、Ｅ_RATIO ＝Ｅ_k+n ／Ｅ_k 、ｎは、この伝達関数Ｃ
Ｉ_NEW の更新ステップ数で、ｎ＝１、２、・・・であ
る。また、ＣＩ_OLD ^* は、更新前の伝達関数ＣＩの複素
共役である。[Equation 24] CI _NEW = (1-E _RATIO ^{1 / n} ) / (2μ ・
_│X│ ² _AVE · CI _OLD ^* ) E _RATIO = E _{k + n} / E _k , n is the transfer function C
The number of I _NEW update steps is n = 1, 2, ... CI _OLD ^* is a complex conjugate of the transfer function CI before updating.

【００７７】以下に、この数２４の導出過程を説明す
る。即ち、今、適応動作の開始時刻（時刻０）から時刻
ｋの間においては、伝達関数ＣＩは、伝達関数Ｃに対し
て、十分な精度で同定しているものとする。この状態に
おいては、上述したように、Ｃ・ＣＩ^* ≒｜ＣＩ｜² の
関係が成り立つので、上述の数２０より、次の数２５が
導かれる。The derivation process of the equation 24 will be described below. That is, it is assumed that the transfer function CI is identified with sufficient accuracy with respect to the transfer function C between the start time (time 0) of the adaptive operation and the time k. In this state, as described above, the relationship of C · CI ^* ≉ | CI | ² holds, so that the following formula 25 is derived from the above formula 20.

【００７８】[0078]

【数２５】Ｈ_k ＝（１−２μ・｜Ｘ｜² _AVE ・｜ＣＩ｜
² ）^k ・Ｈ₀ [Equation 25] H _k = (1-2μ · | X | ² _AVE · | CI |
² ) ^k · H ₀

【００７９】次に、時刻ｋ＋１から時刻ｋ＋ｎの間にお
いて、伝達関数Ｃが、Ｃ_NEW に変化しているものとする
と、このときの制御系全体における伝達関数Ｈ_k+n は、
数２６で表される。Next, assuming that the transfer function C changes to C _NEW between time k + 1 and time k + n, the transfer function H _{k + n in the} entire control system at this time is
It is represented by the equation 26.

【００８０】[0080]

【数２６】Ｈ_k+n ＝（１−２μ・｜Ｘ｜² _AVE ・Ｃ_NEW
・ＣＩ^* ）ⁿ ・Ｈ_k [Equation 26] H _{k + n} = (1-2μ ・ | X | ² _AVE・ C _NEW
・ CI ^* ) ⁿ・ H _k

【００８１】ここで、時刻ｋ及び時刻ｋ＋ｎにおけるエ
ラー信号特性Ｅ_k 及びＥ_k+n は、数２７及び数２８で表
される。Here, the error signal characteristics E _k and E _{k + n} at time k and time k + n are expressed by equations 27 and 28.

【００８２】[0082]

【数２７】Ｅ_k ＝Ｈ_k ・Ｘ_AVE 但し、Ｘ_AVE は、Ｘ_k の平均値である。[Equation 27] E _k = H _k · X _AVE where X _AVE is the average value of X _k .

【００８３】[0083]

【数２８】Ｅ_k+n ＝Ｈ_k+n ・Ｘ_AVE [Equation 28] E _{k + n} = H _{k + n} · X _AVE

【００８４】数２７におけるＥ_k は、エラー信号ｅで構
成されるエラー信号ベクトル _vＥ_kをフーリエ変換した
もので、次の数２９で表される。これは、数２８におけ
るＥ_k+n についても同様である。E _k in the equation 27 is the Fourier transform of the error signal vector _v E _k formed by the error signal e, and is represented by the following equation 29. The same applies to E _{k + n} in Eq.

【００８５】[0085]

【数２９】_v Ｅ_k ＝〔ｅ_k ｅ_k-1 ｅ_k-2 ・・・ｅ_k-L+1 ｝^T [Equation 29] _v E _k = [e _k e _k-1 e _k-2 ... e _{k-L + 1} } ^T

【００８６】この数２７と数２８との比Ｅ_RATIO をとる
と、数３０のようになる。If the ratio E _RATIO of the equation 27 and the equation 28 is taken, the equation 30 is obtained.

【００８７】[0087]

【数３０】Ｅ_RATIO ＝Ｅ_k+n ／Ｅ_k ＝Ｈ_k+n ／Ｈ_k ( _Equation 30) E _RATIO = E _{k + n} / E _k = H _{k + n} / H _k

【００８８】そして、この数３０に、上記数２６を代入
すると、数３１が得られる。By substituting the above equation 26 into the equation 30, the equation 31 is obtained.

【００８９】[0089]

【数３１】Ｅ_RATIO ＝（１−２μ・｜Ｘ｜² _AVE ・Ｃ
_NEW ・ＣＩ^* ）ⁿ [Equation 31] E _RATIO = (1-2μ ・ | X | ² _AVE・ C
_NEW / CI ^* ) ⁿ

【００９０】この数３１は、次の数３２のように変形で
きる。This equation 31 can be transformed into the following equation 32.

【００９１】[0091]

【数３２】Ｃ_NEW ＝（１−Ｅ_RATIO ^1/n ）／（２μ・｜
Ｘ｜² _AVE ・ＣＩ^* ）[Equation 32] C _NEW = (1-E _RATIO ^{1 / n} ) / (2μ ・ |
X ｜ ² _AVE・ CI ^* )

【００９２】即ち、この伝達関数Ｃ_NEW （伝達関数Ｃが
変化した結果）を、ＦＩＲディジタルフィルタ７の新た
な伝達関数ＣＩ_NEW として用いることによって、上記伝
達関数Ｃの変化に応じて、ディジタルフィルタ７の伝達
関数ＣＩを更新させることができる。従って、この数３
１の伝達関数Ｃ_NEW を、ＣＩ_NEW に置き換えることによ
り、上述の数２４が導出される。なお、この数３１にお
けるＣＩ^* については、ＦＩＲディジタルフィルタ７の
更新前の伝達関数（複素共役）であるので、上記更新用
の新たな伝達関数ＣＩ_NEW と区別するために、上記数２
４においてはＣＩ_OLD ^* としている。That is, by using this transfer function C _NEW (the result of the change of the transfer function C) as a new transfer function CI _NEW of the FIR digital filter 7, the digital filter 7 is changed according to the change of the transfer function C. Can be updated. Therefore, this number 3
By replacing the transfer function C _{NEW of} 1 with CI _NEW , the above-mentioned formula 24 is derived. Note that the CI ^{* in the} equation 31 is the transfer function (complex conjugate) of the FIR digital filter 7 before being updated, and therefore, in order to distinguish it from the new transfer function CI _NEW for updating,
In _item 4, CI _OLD ^* is used.

【００９３】また、一般に、上記数３１における〔２μ
・｜Ｘ｜² _AVE ・Ｃ_NEW ・ＣＩ^* 〕の絶対値は、１より
も十分に小さい値となる。従って、上記数２８で表され
る比Ｅ_RATIO は、次の数３３に示すように近似できる。Further, in general, [2μ
The absolute value of | X | ² _AVE · C _NEW · CI ^* ] is a value sufficiently smaller than 1. Therefore, the ratio E _RATIO represented by the above equation 28 can be approximated by the following equation 33.

【００９４】[0094]

【数３３】 Ｅ_RATIO ≒１−２ｎμ・｜Ｘ｜² _AVE ・Ｃ_NEW ・ＣＩ^* [Equation 33] E _RATIO ≈ 1-2 nμ ・ | X | ² _AVE・ C _NEW・ CI ^*

【００９５】そして、この数３３を、伝達関数Ｃ_NEW に
ついての式に変形すると、数３４のようになる。Then, when this equation 33 is transformed into an equation for the transfer function C _NEW , the equation 34 is obtained.

【００９６】[0096]

【数３４】Ｃ_NEW ＝（１−Ｅ_RATIO ）／（２ｎμ・｜Ｘ
｜² _AVE ・ＣＩ^* ）[Equation 34] C _NEW = (1-E _RATIO ) / (2nμ ・ | X
｜ ² _AVE / CI ^* )

【００９７】従って、上述の数２４の代わりに、次に示
す数３５を使用して、ディジタルフィルタ７の新たな伝
達関数ＣＩ_NEW を算出し、これを上記ディジタルフィル
タ７に設定してもよい。Therefore, instead of the above equation 24, the following equation 35 may be used to calculate a new transfer function CI _NEW of the digital filter 7 and set it in the digital filter 7.

【００９８】[0098]

【数３５】ＣＩ_NEW ＝（１−Ｅ_RATIO ）／（２ｎμ・｜
Ｘ｜² _AVE ・ＣＩ_OLD ^* ）[Equation 35] CI _NEW = (1-E _RATIO ) / (2nμ ・ |
X ｜ ² _AVE / CI _OLD ^* )

【００９９】なお、上記数２４及び数３５に示す更新式
は、周波数領域で表現した伝達関数であるので、実際に
ＦＩＲディジタルフィルタ７のフィルタ係数の更新値を
決定するには、上記数２４及び数３５により求めた伝達
関数ＣＩ_NEW を、逆フーリエ変換することにより時間領
域のデータに置き換える必要がある。Since the updating equations shown in the above equations (24) and (35) are transfer functions expressed in the frequency domain, in order to actually determine the updating value of the filter coefficient of the FIR digital filter 7, It is necessary to replace the transfer function CI _NEW obtained by the equation 35 with time domain data by performing an inverse Fourier transform.

【０１００】上記のような更新演算を行う伝達関数演算
部９もまた、ＤＳＰやＣＰＵ等によって構成されていお
り、これらのＣＰＵやＤＳＰ等は、上述した記憶部に記
憶されているプログラムに従って、上記伝達関数ＣＩの
更新制御（数２４及び数３５の演算）等を実行する。ま
た、この伝達関数ＣＩの更新制御において、その演算に
必要となるパラメータ、例えば収束係数μや更新前の伝
達関数ＣＩ_OLD 等についても、上記記憶部に記憶されて
いる。The transfer function operation unit 9 for performing the above-described update operation is also composed of a DSP, a CPU, etc., and these CPU, DSP, etc. are operated in accordance with the program stored in the storage unit described above. Update control of the transfer function CI (operations of equations 24 and 35) and the like are executed. Further, in the update control of the transfer function CI, parameters necessary for the calculation, such as the convergence coefficient μ and the transfer function CI _OLD before update, are also stored in the storage unit.

【０１０１】また、上記数２４及び数３５の更新式にお
いては、｜Ｘ｜² _AVE を、これに代えて、時刻ｋにおけ
る｜Ｘ｜² の値、即ち｜Ｘ_k ｜² 、または、現時刻ｋ＋
ｎにおける｜Ｘ｜² の値、即ち｜Ｘ_k+n ｜² に置き換え
ることもできる。Further, in the updating equations of the above equations 24 and 35, | X | ² _AVE is replaced with the value of | X | ² at time k, that is, | X _k | ² or the current time. k +
It can also be replaced by the value of | X | ² in n, that is, | X _{k + n} | ² .

【０１０２】更に、伝達関数Ｃが、伝達関数ＣＩと乖離
する速度は、それほど急峻なものではないので、サンプ
リング数ｋが１ずつ増加する（即ち上記数２４及び数３
５においてｎをｎ＝１とする）毎に、伝達関数ＣＩを更
新する必要はなく、例えば複数サンプリング（即ちｎ≧
２とする）毎に１回程度の更新でもよい。このように、
更新サイクルを長くすることによって、上記数２４及び
数３５の演算時間を稼ぐことができ、即ち上記演算を実
行するＤＳＰやＣＰＵ等に対する負担を軽減することが
できる。Further, since the speed at which the transfer function C deviates from the transfer function CI is not so steep, the sampling number k increases by 1 (that is, the above formulas 24 and 3).
5, it is not necessary to update the transfer function CI every time n is set to n = 1.
It may be updated about once every 2 times). in this way,
By lengthening the update cycle, it is possible to increase the computation time of the above equations 24 and 35, that is, it is possible to reduce the load on the DSP, CPU, etc. that perform the above computation.

【０１０３】また、上記数２４及び数３５により上記伝
達関数ＣＩの更新を行うと、この伝達関数ＣＩは、その
振幅及び位相共に新たな値に変化するが、この伝達関数
ＣＩの振幅を変化させずに、位相θ_CI（θ_CI＝ａｒｇ
〔ＣＩ〕）のみを変化させることにより、上記伝達関数
ＣＩを更新してもよい。この位相θ_CIのみを変化させる
更新式は、上記数２４及び数３５から導出することがで
きる。即ち、数２４からは、次の数３６が導出される。When the transfer function CI is updated according to the equations (24) and (35), the amplitude and phase of the transfer function CI change to new values, but the amplitude of the transfer function CI is changed. Phase θ _CI (θ _CI = arg
The transfer function CI may be updated by changing only [CI]). The update formula that changes only the phase θ _CI can be derived from the above formulas 24 and 35. That is, the following equation 36 is derived from the equation 24.

【０１０４】[0104]

【数３６】 θ_CINEW ＝ａｒｇ〔（１−Ｅ_RATIO ^1/n ）／（２μ・｜
Ｘ｜² _AVE ・ＣＩ_OLD ^* ）〕 ＝ａｒｇ〔（１−Ｅ_RATIO ^1/n ）／ＣＩ_OLD ^* 〕 ＝ａｒｇ〔１−Ｅ_RATIO ^1/n 〕−ａｒｇ〔ＣＩ_OLD ^* 〕 ＝ａｒｇ〔１−Ｅ_RATIO ^1/n 〕＋ａｒｇ〔ＣＩ_OLD 〕[ _Equation 36] θ _CINEW = arg [(1-E _RATIO ^{1 / n} ) / (2μ ・ |
X | ² _AVE · CI _OLD ^* )] = arg [(1-E _RATIO ^{1 / n} ) / CI _OLD ^* ] = arg [1-E _RATIO ^{1 / n} ] -arg [CI _OLD ^* ] = arg [1- E _RATIO ^{1 / n} ] + arg [CI _OLD ]

【０１０５】また、この数３６から、数３７が導出され
る。Further, from this equation 36, the equation 37 is derived.

【０１０６】[0106]

【数３７】θ_CINEW ＝ａｒｇ〔Ｅ_RATIO ^1/n −１〕±π
＋ａｒｇ〔ＣＩ_OLD 〕[ _Equation 37] θ _CINEW = arg [E _RATIO ^{1 / n} -1] ± π
+ Arg [CI _OLD ]

【０１０７】一方、数３５からは、次の数３８が導出さ
れる。On the other hand, the following equation 38 is derived from the equation 35.

【０１０８】[0108]

【数３８】 θ_CINEW ＝ａｒｇ〔（１−Ｅ_RATIO ）／ （２ｎμ・｜Ｘ｜² _AVE ・ＣＩ_OLD ^* ）〕 ＝ａｒｇ〔（１−Ｅ_RATIO ）／ＣＩ_OLD ^* 〕 ＝ａｒｇ〔１−Ｅ_RATIO 〕−ａｒｇ〔ＣＩ_OLD ^* 〕 ＝ａｒｇ〔１−Ｅ_RATIO 〕＋ａｒｇ〔ＣＩ_OLD 〕[ _Equation 38] θ _CINEW = arg [(1-E _RATIO ) / ( ² nμ · | X | ² _AVE · CI _OLD ^* )] = arg [(1-E _RATIO ) / CI _OLD ^* ] = arg [1-E _RATIO ] -arg [CI _OLD ^* ] = arg [1-E _RATIO ] + arg [CI _OLD ]

【０１０９】また、この数３８から、数３９が導出され
る。Further, from the equation 38, the equation 39 is derived.

【０１１０】[0110]

【数３９】θ_CINEW ＝ａｒｇ〔Ｅ_RATIO −１〕±π＋ａ
ｒｇ〔ＣＩ_OLD 〕[ _Equation 39] θ _CINEW = arg [E _RATIO −1] ± π + a
rg [CI _OLD ]

【０１１１】即ち、上記数３６乃至数３９のいずれかの
演算により、伝達関数ＣＩを更新させてもよい。このよ
うに、伝達関数ＣＩの位相θ_CIのみを変化させた場合で
も、上述の図６及び図７における位相θ₂ は零となるの
で、エラー信号ｅ_k の２乗期待値は零又は最小値へと収
束し、即ち正常な適応動作を実現できる。That is, the transfer function CI may be updated by any one of the operations of the expressions 36 to 39. As described above, even when only the phase θ _CI of the transfer function CI is changed, the phase θ ₂ in FIGS. 6 and 7 described above is zero, so the expected square value of the error signal e _k is zero or the minimum value. Thus, it is possible to realize a normal adaptive operation.

【０１１２】なお、上記のように位相θ_CIのみを更新さ
せる場合は、例えば図７に示すように、〔１−２μ・｜
Ｘ｜² _AVE ・Ｃ・ＣＩ^* 〕が単位円からはみ出した周波
数についてのみ更新を行ってもよいし、この適応フィル
タが制御対象とする全周波数領域について上記更新を行
ってもよい。When only the phase θ _CI is updated as described above, for example, as shown in FIG. 7, [1-2 μ · |
X | ² _AVE · C · CI ^* ] may be updated only for frequencies outside the unit circle, or may be updated for all frequency regions controlled by this adaptive filter.

【０１１３】また、上記〔１−２μ・｜Ｘ｜² _AVE ・Ｃ
・ＣＩ^* 〕が、単位円をはみ出したか否かにより上記位
相θ_CIの更新を行うのではなく、この〔１−２μ・｜Ｘ
｜² _AVE ・Ｃ・ＣＩ^* 〕が、予め定めたある値を越えた
か否かを判断し、この値を越えた周波数についてのみ上
記更新を行うよう構成してもよい。In addition, the above [1-2 μ · | X | ² _AVE · C
.CI ^* ] does not update the above-mentioned phase θ _CI depending on whether or not the unit circle protrudes, and this [1-2 μ · | X
It is also possible to judge whether or not | ² _AVE · C · CI ^* ] exceeds a predetermined value and perform the updating only for frequencies exceeding this value.

【０１１４】上記のように、本第１の実施の形態によれ
ば、何らかの原因、例えばアクティブ消音装置において
は排気ダクト１内の温度上昇により生じる音速の変化等
によって、伝達関数Ｃに変化が生じると、その変化した
伝達関数Ｃ_NEW （を算出した結果）が、ＦＩＲディジタ
ルフィルタ７の新たな伝達関数ＣＩ_NEW として更新され
る。即ち、上記伝達関数Ｃが一定とされている従来技術
とは異なり、伝達関数Ｃの変化に応じて、ディジタルフ
ィルタ７の伝達関数ＣＩも更新される。従って、ディジ
タルフィルタ７の伝達関数ＣＩは、伝達関数Ｃに対して
常に十分な精度で同定さた状態になる。このような状態
においては、適応フィルタの適応動作により、エラー信
号ｅ_k の２乗期待値は零又は最小値に収束されるので、
常に正常な適応動作を実現することができ、例えばアク
ティブ消音装置においては常に安定した消音効果を得る
ことができる。As described above, according to the first embodiment, the transfer function C changes due to some cause, such as a change in sound velocity caused by a temperature rise in the exhaust duct 1 in the active silencer. And the changed transfer function C _NEW (result of calculation) is updated as a new transfer function CI _NEW of the FIR digital filter 7. That is, unlike the prior art in which the transfer function C is constant, the transfer function CI of the digital filter 7 is also updated according to the change in the transfer function C. Therefore, the transfer function CI of the digital filter 7 is always identified with sufficient accuracy with respect to the transfer function C. In such a state, the squared expected value of the error signal e _k is converged to zero or the minimum value by the adaptive operation of the adaptive filter.
It is possible to always realize a normal adaptive operation, and for example, an active muffling device can always obtain a stable muffling effect.

【０１１５】なお、本第１の実施の形態における排気ダ
クト１が、特許請求の範囲に記載の伝送路に対応し、こ
の排気ダクト１内の伝達関数Ｐが、第１の伝達関数に対
応する。そして、リファレンスマイクロホン２及びエラ
ーマイクロホン６が、各々第１及び第２の検出手段に対
応する。また、ディジタルフィルタ３が、特許請求の範
囲に記載の適応型フィルタ手段に対応し、Filtered-x L
MSアルゴリズム実行部８が、フィルタ制御手段に対応す
る。そして、ディジタルフィルタ３の出力端子からエラ
ーマイクロホン６の配置位置までの伝達関数Ｃが、第２
の伝達関数に対応する。更に、ＦＩＲディジタルフィル
タ７が、同定手段に対応し、伝達関数演算部９が、同定
制御手段に対応する。The exhaust duct 1 in the first embodiment corresponds to the transmission line described in the claims, and the transfer function P in the exhaust duct 1 corresponds to the first transfer function. . The reference microphone 2 and the error microphone 6 correspond to the first and second detecting means, respectively. Further, the digital filter 3 corresponds to the adaptive filter means described in the claims, and is a Filtered-x L
The MS algorithm execution unit 8 corresponds to the filter control means. The transfer function C from the output terminal of the digital filter 3 to the position where the error microphone 6 is arranged is
Corresponds to the transfer function of. Furthermore, the FIR digital filter 7 corresponds to the identification means, and the transfer function calculation unit 9 corresponds to the identification control means.

【０１１６】次に、本発明に係る適応フィルタの参考形
態について、図２及び図３を参照して説明する。なお、
本参考形態も、上述した第１の実施の形態と同様に、上
記適応フィルタをアクティブ消音装置に応用したもの
で、その概略構成は、図１と同様である。この参考形態
と上記第１の実施の形態とが異なるところは、伝達関数
演算部９におけるディジタルフィルタ７の伝達関数ＣＩ
の更新（演算）方法のみであるので、本参考形態におい
ては、その概略構成についての詳細な説明は省略する。Next, a reference mode of the adaptive filter according to the present invention will be described with reference to FIGS. In addition,
Also in this reference embodiment, the adaptive filter is applied to the active silencer as in the first embodiment, and the schematic configuration thereof is the same as that in FIG. The difference between this reference embodiment and the first embodiment is that the transfer function CI of the digital filter 7 in the transfer function calculator 9 is changed.
Since only the updating (calculation) method is performed, detailed description of its schematic configuration will be omitted in this reference embodiment.

【０１１７】即ち、何らかの原因、例えばアクティブ消
音装置においては排気ダクト１内の温度上昇により生じ
る音速の変化等によって、伝達関数Ｃに変化が生じる
と、上述したように、この適応フィルタの適応動作が不
安定な方向へと向かい、その結果、エラー信号ｅ_k が増
加する。そこで、伝達関数演算部９により、これに入力
された上記エラー信号ベクトル _vＥ_k をフーリエ変換
し、これによってエラー信号ｅ_k の周波数特性、即ちＥ
_k を算出する。That is, if the transfer function C changes due to some cause, for example, a change in the sound velocity caused by a temperature rise in the exhaust duct 1 in the active silencer, as described above, the adaptive operation of the adaptive filter is performed. In the direction of instability, the error signal e _k increases as a result. Therefore, the transfer function calculation unit 9 performs a Fourier transform on the error signal vector _v E _k input thereto, and thereby the frequency characteristic of the error signal e _k , that is, E
Calculate _k .

【０１１８】次に、時刻ｋから、ｎ時間経過後のエラー
信号ベクトル _vＥ_k+n をフーリエ変換し、これによって
上記エラー信号ｅ_k+n の周波数特性、即ちＥ_k+n を算出
する。Next, from time k, the error signal vector _v E _{k + n} after n hours has passed is Fourier-transformed, whereby the frequency characteristic of the error signal e _{k + n} , that is, E _{k + n} is calculated.

【０１１９】そして、上記Ｅ_k とＥ_k+n とを比較し、上
記時間ｎの間に、エラー信号ｅ_k が増加した周波数成分
を検出する。Then, E _k and E _{k + n} are compared with each other, and the frequency component in which the error signal e _k is increased is detected during the time n.

【０１２０】このエラー信号ｅ_k が増加した周波数にお
けるディジタルフィルタ７の伝達関数ＣＩを、次のいず
れかの方法により更新する。The transfer function CI of the digital filter 7 at the frequency where the error signal e _k has increased is updated by one of the following methods.

【０１２１】即ち、上記周波数における伝達関数ＣＩの
振幅を小さくするよう、この伝達関数ＣＩの振幅特性を
更新する。これによって、この伝達関数ＣＩの複素共役
ＣＩ^* の絶対値も小さくなり、上述した数２２における
〔２μ・｜Ｘ｜² _AVE ・Ｃ・ＣＩ^* 〕の絶対値Ａ₂ も小
さくなる。この状態を複素平面で表すと、例えば図２に
示すようになる。That is, the amplitude characteristic of the transfer function CI is updated so as to reduce the amplitude of the transfer function CI at the above frequency. As a result, the absolute value of the complex conjugate CI ^* of this transfer function CI also becomes small, and the absolute value A ₂ of [2μ · | X | ² _AVE · C · CI ^* ] in the above-mentioned formula 22 also becomes small. When this state is represented by a complex plane, it becomes as shown in FIG. 2, for example.

【０１２２】同図（ａ）に示すように、上述した〔１−
２μ・｜Ｘ｜² _AVE ・Ｃ・ＣＩ^* 〕が、複素平面上の単
位円の外にはみ出している場合でも、上記絶対値Ａ₂ を
小さくすることにより、同図（ｂ）に示すように、上記
〔１−２μ・｜Ｘ｜² _AVE ・Ｃ・ＣＩ^* 〕を、単位円内
に収めることができる場合がある。このように、上記
〔１−２μ・｜Ｘ｜² _AVE ・Ｃ・ＣＩ^* 〕が単位円内に
収まると、この適応フィルタの適応動作が正常化され、
上記エラー信号ｅ_k の増加が抑制され、即ち伝達関数Ｃ
の変化に応じてディジタルフィルタ７の伝達関数ＣＩが
更新されることになる。As shown in FIG. 11A, the above-mentioned [1-
Even if 2μ · | X | ² _AVE · C · CI ^* ] is out of the unit circle on the complex plane, by reducing the absolute value A ₂ as shown in FIG. In some cases, the above [1-2 μ · | X | ² _AVE · C · CI ^* ] can be accommodated within the unit circle. Thus, when the above [1-2 μ · | X | ² _AVE · C · CI ^* ] is within the unit circle, the adaptive operation of this adaptive filter is normalized,
The increase of the error signal e _k is suppressed, that is, the transfer function C
The transfer function CI of the digital filter 7 is updated according to the change of

【０１２３】一方、上記のように伝達関数ＣＩの振幅特
性を更新するのではなく、伝達関数ＣＩの位相特性のみ
を更新する方法がある。On the other hand, instead of updating the amplitude characteristic of the transfer function CI as described above, there is a method of updating only the phase characteristic of the transfer function CI.

【０１２４】即ち、上記伝達関数Ｃの変動が、上述した
ように排気ダクト１内の温度上昇により生じる音速の変
化が原因である場合、この適応フィルタの適応動作の開
始当初（エンジンの運転当初）の状態を複素平面で表す
と、例えば図３（ａ）に示すようになる。この状態にお
いては、伝達関数Ｃ及びＣＩは互いに略等しいので、
〔Ｃ・ＣＩ^* 〕は略実数となり、即ちこの偏角に相当す
る位相θ₂ はθ₂ ≒０となる。従って、上記〔１−２μ
・｜Ｘ｜² _AVE ・Ｃ・ＣＩ^* 〕は、複素平面上の単位円
内に存在する。That is, when the fluctuation of the transfer function C is caused by the change of the sound velocity caused by the temperature rise in the exhaust duct 1 as described above, at the beginning of the adaptive operation of the adaptive filter (at the beginning of the engine operation). When the above state is represented by a complex plane, for example, it becomes as shown in FIG. In this state, the transfer functions C and CI are substantially equal to each other,
[C · CI ^* ] is a substantially real number, that is, the phase θ ₂ corresponding to this deviation angle is θ ₂ ≈0. Therefore, the above [1-2μ
-| X | ² _AVE -C-CI ^* ] exists within the unit circle on the complex plane.

【０１２５】ここで、時間の経過に伴い、排気ダクト１
内（詳しくは、２次音源スピーカ５とエラーマイクロホ
ン６との間）の温度が徐々に上昇し、これによって排気
ダクト１内における音速が速くなってくると、上記伝達
関数Ｃの位相が正の方向に回転することになる。即ち、
この伝達関数Ｃの位相と伝達関数ＣＩの複素共役ＣＩ^*
の位相とを足した上記位相θ₂ が、正の方向に回転し、
これによって、例えば図３（ｂ）に示すように、上記
〔１−２μ・｜Ｘ｜² _AVE ・Ｃ・ＣＩ^* 〕が単位円の外
にはみ出てしまう。Here, with the passage of time, the exhaust duct 1
When the temperature inside (specifically, between the secondary sound source speaker 5 and the error microphone 6) gradually rises, and the sound velocity in the exhaust duct 1 increases due to this, the phase of the transfer function C becomes positive. It will rotate in the direction. That is,
The phase of this transfer function C and the complex conjugate CI ^{* of the} transfer function CI
The above phase θ _{2 which} is the sum of the phase and
As a result, for example, as shown in FIG. 3 (b), the above [1-2μ · | X | ² _AVE · C · CI ^* ] extends outside the unit circle.

【０１２６】よって、この場合は、上記ＣＩ^* の位相を
負の方向に回転させるよう伝達関数ＣＩを更新し、これ
によって上記位相θ₂ を負の方向に回転させて、例えば
図３（ｃ）に示すように、上記〔１−２μ・｜Ｘ｜²
_AVE ・Ｃ・ＣＩ^* 〕が単位円内に収まるようにする。こ
のように、上記ＣＩ^* の位相を負の方向に回転させるに
は、伝達関数ＣＩの位相を正の方向に回転させればよ
い。なお、以上は、排気ダクト１内の温度が徐々に上昇
する場合についてであるが、これとは逆に、排気ダクト
１内の温度が徐々に下降する場合には、上記伝達関数Ｃ
Ｉの位相を負の方向に回転させるよう更新する。Therefore, in this case, the transfer function CI is updated so as to rotate the phase of the CI ^{* in} the negative direction, thereby rotating the phase θ ₂ in the negative direction, for example, as shown in FIG. As shown in [1-2 μ · | X | ²
_AVE / C / CI ^* ] should be within the unit circle. Thus, in order to rotate the phase of CI ^{* in} the negative direction, the phase of the transfer function CI may be rotated in the positive direction. The above is the case where the temperature in the exhaust duct 1 gradually rises. On the contrary, when the temperature in the exhaust duct 1 gradually falls, the transfer function C
Update the phase of I to rotate in the negative direction.

【０１２７】なお、上記のように伝達関数ＣＩの振幅特
性又は位相特性のみを更新させるのではなく、この振幅
特性及び位相特性の両方を更新させる方法もある。There is a method of updating not only the amplitude characteristic or the phase characteristic of the transfer function CI as described above but also the amplitude characteristic and the phase characteristic.

【０１２８】そして、上記のいずれかの方法により、デ
ィジタルフィルタ７の伝達関数ＣＩを徐々に更新させる
と共に、常にエラー信号の周波数特性Ｅ_k から、その適
応結果を監視する。そして、この監視の結果、上記Ｅ_k
が減少し始めたら、上記伝達関数ＣＩの更新を停止す
る。Then, the transfer function CI of the digital filter 7 is gradually updated by any of the methods described above, and the adaptation result is constantly monitored from the frequency characteristic E _{k of the} error signal. Then, as a result of this monitoring, the above E _k
Is started to decrease, the updating of the transfer function CI is stopped.

【０１２９】なお、上記においては、エラー信号の周波
数特性Ｅを監視して、その増加傾向にある周波数成分に
ついてのみ伝達関数ＣＩを更新させたが、これに限ら
ず、例えばエラー信号ｅ_k の自乗値ｅ_k ² を監視し、こ
の自乗値ｅ_k ² を基に上記伝達関数ＣＩを更新させても
よい。即ち、エラー信号の自乗値ｅ_k ² が増加傾向にあ
るときに、上記伝達関数ＣＩをその周波数全体（この適
応フィルタの制御対象とする周波数全体）にわたって、
その振幅を小さくしたり、位相を回転させるよう構成し
てもよい。これによって、上記のようにエラー信号ｅ_k
をわざわざフーリエ変換してその周波数特性Ｅ_k を算出
する必要がないので、伝達関数演算部９を構成するＤＳ
ＰやＣＰＵ等に対する処理の負担を軽減させることがで
きる。In the above description, the frequency characteristic E of the error signal is monitored and the transfer function CI is updated only for the frequency component having an increasing tendency. However, the present invention is not limited to this. For example, the square of the error signal e _k is used. The value e _k ² may be monitored, and the transfer function CI may be updated based on the squared value e _k ² . That is, when the square value e _k ² of the error signal tends to increase, the transfer function CI is changed over the entire frequency (the entire frequency to be controlled by this adaptive filter).
The amplitude may be reduced or the phase may be rotated. This causes the error signal e _k as described above.
Since it is not necessary to calculate the frequency characteristic E _k by Fourier transform of the DS, the DS constituting the transfer function calculation unit 9 is
It is possible to reduce the processing load on the P, CPU, and the like.

【０１３０】[0130]

【発明の効果】本発明によれば、同定制御手段によっ
て、同定手段の伝達関数を第２の伝達関数に等しくなる
ように制御している。従って、何らかの原因により第２
の伝達関数に変化が生じても、この第２の伝達関数の変
化に応じて同定手段の伝達関数も変化するので、適応型
フィルタ手段から伝送路に放出される信号と、伝送路を
入口側から出口側へと伝搬する信号とを、互いに相補な
特性とすることができる。即ち、第２の伝達関数が変化
しても、常に安定した適応動作を実現することができる
という効果がある。According to the present invention, the identification control means controls the transfer function of the identification means to be equal to the second transfer function. Therefore, due to some reason, the second
, The transfer function of the identification means also changes in accordance with the change in the second transfer function. Therefore, the signal emitted from the adaptive filter means to the transmission path and the transmission path on the inlet side. The signal propagating from the output side to the output side can have characteristics complementary to each other. That is, there is an effect that a stable adaptive operation can always be realized even if the second transfer function changes.

【０１３１】[0131]

【０１３２】[0132]

【０１３３】[0133]

【０１３４】[0134]

【０１３５】[0135]

【０１３６】[0136]

【図面の簡単な説明】[Brief description of drawings]

【図１】本発明に係る適応フィルタをアクティブ消音装
置に応用した１実施の形態を示すブロック図である。FIG. 1 is a block diagram showing an embodiment in which an adaptive filter according to the present invention is applied to an active silencer.

【図２】本発明の参考形態における適応動作を示す複素
平面図で、（ａ）は、適応動作の不安定状態を示し、
（ｂ）は、安定状態を示す図である。FIG. 2 is a complex plan view showing an adaptive operation in the reference embodiment of the present invention, (a) shows an unstable state of the adaptive operation,
(B) is a figure showing a stable state.

【図３】図２とは異なる方式でアクティブ消音装置の適
応動作を実現した場合の複素平面図で、（ａ）は、適応
動作の開始当初を示し、（ｂ）は、適応動作の不安定状
態を示し、（ｃ）は、安定状態を示す図である。3A and 3B are complex plan views in the case where the adaptive operation of the active silencer is realized by a method different from that in FIG. 2, where FIG. 3A shows the beginning of the adaptive operation, and FIG. 3B shows unstable adaptive operation. FIG. 3C shows a state, and FIG. 7C is a diagram showing a stable state.

【図４】従来の適応フィルタをアクティブ消音装置に応
用した状態を示すブロック図である。FIG. 4 is a block diagram showing a state in which a conventional adaptive filter is applied to an active silencer.

【図５】アクティブ消音装置における信号の流れを簡略
化したブロック図である。FIG. 5 is a block diagram in which a signal flow in the active silencer is simplified.

【図６】アクティブ消音装置における適応動作の安定状
態を複素平面で表した図である。FIG. 6 is a diagram showing a stable state of adaptive operation in the active silencer on a complex plane.

【図７】アクティブ消音装置における適応動作の不安定
状態を複素平面で表した図である。FIG. 7 is a diagram showing an unstable state of adaptive operation in the active silencer on a complex plane.

【符号の説明】[Explanation of symbols]

１ 排気ダクト ２ リファレンスマイクロホン ３ ＦＩＲ適応型ディジタルフィルタ ４ 反転器 ５ ２次音源スピーカ ６ エラーマイクロホン ７ ＦＩＲディジタルフィルタ ８ Filtered-x LMSアルゴリズム実行部 ９ 伝達関数演算部 1 exhaust duct 2 Reference microphone 3 FIR adaptive digital filter 4 Inverter 5 Secondary sound source speaker 6 Error microphone 7 FIR digital filter 8 Filtered-x LMS algorithm execution unit 9 Transfer function calculator

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (51)Int.Cl.⁷ 識別記号 ＦＩ Ｈ０３Ｈ 17/02 ６０１ Ｇ１０Ｋ 11/16 Ｈ 21/00 Ｂ (58)調査した分野(Int.Cl.⁷，ＤＢ名) G10K 11/178 F01N 1/00 G05B 13/02 G05B 23/02 H03H 17/02 601 H03H 21/00 ─────────────────────────────────────────────────── ─── Continuation of front page (51) Int.Cl. ⁷ identification code FI H03H 17/02 601 G10K 11/16 H 21/00 B (58) Fields investigated (Int.Cl. ⁷ , DB name) G10K 11 / 178 F01N 1/00 G05B 13/02 G05B 23/02 H03H 17/02 601 H03H 21/00

Claims (4)

(57)【特許請求の範囲】(57) [Claims] 【請求項１】 第１の伝達関数を有する伝送路に入力さ
れる信号を検出する第１の検出手段と、 上記伝送路から出力される信号を検出する第２の検出手
段と、 上記第１の検出手段の出力信号を処理しこれを上記伝送
路に放出する適応型フィルタ手段と、 上記第１及び第２の検出手段の出力信号を入力し、これ
らに応じて、上記適応型フィルタ手段の伝達関数と上記
適応型フィルタ手段及び上記第２の検出手段間に存在す
る第２の伝達関数との合成による伝達関数が、上記第１
の伝達関数と相補する状態に、上記適応型フィルタ手段
の伝達関数を制御するフィルタ制御手段と、 上記第１の検出手段と上記フィルタ制御手段との間に介
在し、上記第２の伝達関数を同定する同定手段と、 上記第１及び第２の検出手段の出力信号を入力し、これ
らに応じて上記同定手段の伝達関数を上記第２の伝達関
数と相補にする同定制御手段と、 を具備し、 上記同定制御手段は、上記同定手段の伝達関数ＣＩ_NEW
を ＣＩ_NEW＝（１−Ｅ_RATIO ^1/n）／（２μ｜X|^２・ＣＩ
_OLD ^＊） の演算によって更新する（但し、Ｅ_RATIO ＝Ｅ_ｋ＋ｎ
／Ｅ_ｋ、Ｅ_ｋ＋ｎは更新時の第２の検出手段の出力信号
をフーリエ変換した値、Ｅ_ｋは更新開始前の第２の検出
手段の出力信号をフーリエ変換した値、ｎは更新開始前
から更新時までのサンプリングインデックス、μは収束
係数、Ｘは第１の検出手段の出力信号をフーリエ変換し
た値、ＣＩ_old ^＊は、更新開始前の同定手段の伝達関数
の複素共役）ことを特徴とする適応フィルタ。1. A first detecting means for detecting a signal input to a transmission line having a first transfer function, a second detecting means for detecting a signal output from the transmission line, and the first detecting means. The adaptive filter means for processing the output signal of the detecting means and emitting it to the transmission line, and the output signals of the first and second detecting means are input, and the adaptive filter means of the adaptive filter means is responsive to them. The transfer function obtained by synthesizing the transfer function and the second transfer function existing between the adaptive filter means and the second detection means is the first transfer function.
The second transfer function is provided between the filter control means for controlling the transfer function of the adaptive filter means and the first detection means and the filter control means in a state complementary to the transfer function of Identification means for identifying, and identification control means for inputting the output signals of the first and second detection means and correspondingly complementing the transfer function of the identification means with the second transfer function. However, the identification control means has a transfer function CI _{NEW of the} identification means.
CI _NEW = (1-E _RATIO ^{1 / n} ) / (2μ ｜ X | ²・ CI
_OLD ^* ) to update (however, E _RATIO = E _{k + n}
/ E _k , E _{k + n} is the value obtained by Fourier transforming the output signal of the second detecting means at the time of updating, E _k is the value obtained by performing Fourier transform of the output signal of the second detecting means before starting updating, and n is the value before starting updating From the time of updating to the time of updating, μ is a convergence coefficient, X is a value obtained by Fourier transforming the output signal of the first detecting means, and CI _old ^* is a complex conjugate of the transfer function of the identifying means before the start of updating). And an adaptive filter. 【請求項２】 第１の伝達関数を有する伝送路に入力さ
れる信号を検出する第１の検出手段と、 上記伝送路から出力される信号を検出する第２の検出手
段と、 上記第１の検出手段の出力信号を処理しこれを上記伝送
路に放出する適応型フィルタ手段と、 上記第１及び第２の検出手段の出力信号を入力し、これ
らに応じて、上記適応型フィルタ手段の伝達関数と上記
適応型フィルタ手段及び上記第２の検出手段間に存在す
る第２の伝達関数との合成による伝達関数が、上記第１
の伝達関数と相補する状態に、上記適応型フィルタ手段
の伝達関数を制御するフィルタ制御手段と、 上記第１の検出手段と上記フィルタ制御手段との間に介
在し、上記第２の伝達関数を同定する同定手段と、 上記第１及び第２の検出手段の出力信号を入力し、これ
らに応じて上記同定手段の伝達関数を上記第２の伝達関
数と相補にする同定制御手段と、 を具備し、 上記同定制御手段は、上記同定手段の伝達関数ＣＩ_NEW
を ＣＩ_NEW＝（１−Ｅ_RATIO ）／（２ｎμ｜X|^２・ＣＩ
_OLD ^＊） の演算によって更新する（但し、Ｅ_RATIO ＝Ｅ_ｋ＋ｎ
／Ｅ_ｋ、Ｅ_ｋ＋ｎは更新時の第２の検出手段の出力信号
をフーリエ変換した値、Ｅ_ｋは更新開始前の第２の検出
手段の出力信号をフーリエ変換した値、ｎは更新開始前
から更新時までのサンプリングインデックス、μは収束
係数、Ｘは第１の検出手段の出力信号をフーリエ変換し
た値、ＣＩ_OLD ^＊は、更新開始前の同定手段の伝達関数
の複素共役）ことを特徴とする適応フィルタ。2. A first detecting means for detecting a signal input to a transmission line having a first transfer function, a second detecting means for detecting a signal output from the transmission line, and the first detecting means. The adaptive filter means for processing the output signal of the detecting means and emitting it to the transmission line, and the output signals of the first and second detecting means are input, and the adaptive filter means of the adaptive filter means is responsive to them. The transfer function obtained by synthesizing the transfer function and the second transfer function existing between the adaptive filter means and the second detection means is the first transfer function.
The second transfer function is provided between the filter control means for controlling the transfer function of the adaptive filter means and the first detection means and the filter control means in a state complementary to the transfer function of Identification means for identifying, and identification control means for inputting the output signals of the first and second detection means and correspondingly complementing the transfer function of the identification means with the second transfer function. However, the identification control means has a transfer function CI _{NEW of the} identification means.
CI _NEW = (1-E _RATIO ) / (2nμ | X | ² · CI
_OLD ^* ) to update (however, E _RATIO = E _{k + n}
/ E _k , E _{k + n} is the value obtained by Fourier transforming the output signal of the second detecting means at the time of updating, E _k is the value obtained by performing Fourier transform of the output signal of the second detecting means before starting updating, and n is the value before starting updating To the time of updating, μ is a convergence coefficient, X is a value obtained by Fourier transforming the output signal of the first detecting means, and CI _OLD ^* is a complex conjugate of the transfer function of the identifying means before the start of updating). And an adaptive filter. 【請求項３】 第１の伝達関数を有する伝送路に入力さ
れる信号を検出する第１の検出手段と、 上記伝送路から出力される信号を検出する第２の検出手
段と、 上記第１の検出手段の出力信号を処理しこれを上記伝送
路に放出する適応型フィルタ手段と、 上記第１及び第２の検出手段の出力信号を入力し、これ
らに応じて、上記適応型フィルタ手段の伝達関数と上記
適応型フィルタ手段及び上記第２の検出手段間に存在す
る第２の伝達関数との合成による伝達関数が、上記第１
の伝達関数と相補する状態に、上記適応型フィルタ手段
の伝達関数を制御するフィルタ制御手段と、 上記第１の検出手段と上記フィルタ制御手段との間に介
在し、上記第２の伝達関数を同定する同定手段と、 上記第１及び第２の検出手段の出力信号を入力し、これ
らに応じて上記同定手段の伝達関数を上記第２の伝達関
数と相補にする同定制御手段と、 を具備し、 上記同定制御手段は、上記同定手段の伝達関数の位相θ
_CINEWを θ_CINEW＝ａｒｇ（Ｅ_RATIO ^1/n−１）±π＋ａｒｇ
（ＣＩ_OLD） の演算によって更新する（但し、Ｅ_RATIO ＝Ｅ_ｋ＋ｎ
／Ｅ_ｋ、Ｅ_ｋ＋ｎは更新時の第２の検出手段の出力信号
をフーリエ変換した値、Ｅ_ｋは更新開始前の第２の検出
手段の出力信号をフーリエ変換した値、ｎは更新開始前
から更新時までのサンプリングインデックス、ＣＩ_OLD
は、更新開始前の同定手段の伝達関数）ことを特徴とす
る適応フィルタ。3. A first detecting means for detecting a signal input to a transmission line having a first transfer function, a second detecting means for detecting a signal output from the transmission line, and the first detecting means. The adaptive filter means for processing the output signal of the detecting means and emitting it to the transmission line, and the output signals of the first and second detecting means are input, and the adaptive filter means of the adaptive filter means is responsive to them. The transfer function obtained by synthesizing the transfer function and the second transfer function existing between the adaptive filter means and the second detection means is the first transfer function.
The second transfer function is provided between the filter control means for controlling the transfer function of the adaptive filter means and the first detection means and the filter control means in a state complementary to the transfer function of Identification means for identifying, and identification control means for inputting the output signals of the first and second detection means and correspondingly complementing the transfer function of the identification means with the second transfer function. However, the identification control means is configured to transfer the phase θ of the transfer function of the identification means.
_CINEW is θ _CINEW = arg (E _RATIO ^{1 / n} -1) ± π + arg
Update by calculation of (CI _OLD ) (however, E _RATIO = E _{k + n}
/ E _k , E _{k + n} is the value obtained by Fourier transforming the output signal of the second detecting means at the time of updating, E _k is the value obtained by performing Fourier transform of the output signal of the second detecting means before starting updating, and n is the value before starting updating CI _OLD , from sampling to update
Is a transfer function of the identification means before the start of updating). 【請求項４】 第１の伝達関数を有する伝送路に入力さ
れる信号を検出する第１の検出手段と、 上記伝送路から出力される信号を検出する第２の検出手
段と、 上記第１の検出手段の出力信号を処理しこれを上記伝送
路に放出する適応型フィルタ手段と、 上記第１及び第２の検出手段の出力信号を入力し、これ
らに応じて、上記適応型フィルタ手段の伝達関数と上記
適応型フィルタ手段及び上記第２の検出手段間に存在す
る第２の伝達関数との合成による伝達関数が、上記第１
の伝達関数と相補する状態に、上記適応型フィルタ手段
の伝達関数を制御するフィルタ制御手段と、 上記第１の検出手段と上記フィルタ制御手段との間に介
在し、上記第２の伝達関数を同定する同定手段と、 上記第１及び第２の検出手段の出力信号を入力し、これ
らに応じて上記同定手段の伝達関数を上記第２の伝達関
数と相補にする同定制御手段と、 を具備し、 上記同定制御手段は、上記同定手段の伝達関数の位相θ
_CINEWを θ_CINEW＝ａｒｇ（Ｅ_RATIO −１）±π＋ａｒｇ（ＣＩ
_OLD） の演算によって更新する（但し、Ｅ_RATIO ＝Ｅ_ｋ＋ｎ
／Ｅ_ｋ、Ｅ_ｋ＋ｎは更新時の第２の検出手段の出力信号
をフーリエ変換した値、Ｅ_ｋは更新開始前の第２の検出
手段の出力信号をフーリエ変換した値、ＣＩ_oldは、更
新開始前の同定手段の伝達関数）ことを特徴とする適応
フィルタ。4. A first detecting means for detecting a signal input to a transmission line having a first transfer function, a second detecting means for detecting a signal output from the transmission line, and the first detecting means. The adaptive filter means for processing the output signal of the detecting means and emitting it to the transmission line, and the output signals of the first and second detecting means are input, and the adaptive filter means of the adaptive filter means is responsive to them. The transfer function obtained by synthesizing the transfer function and the second transfer function existing between the adaptive filter means and the second detection means is the first transfer function.
The second transfer function is provided between the filter control means for controlling the transfer function of the adaptive filter means and the first detection means and the filter control means in a state complementary to the transfer function of Identification means for identifying, and identification control means for inputting the output signals of the first and second detection means and correspondingly complementing the transfer function of the identification means with the second transfer function. However, the identification control means is configured to transfer the phase θ of the transfer function of the identification means.
_CINEW is θ _CINEW = arg (E _RATIO -1) ± π + arg (CI
_OLD ) to update (however, E _RATIO = E _{k + n}
/ E _k , E _{k + n} is a value obtained by Fourier transforming the output signal of the second detecting means at the time of updating, E _k is a value obtained by performing Fourier transform of the output signal of the second detecting means before the start of updating, and CI _old is updating The transfer function of the identification means before the start).