JP3502644B2 - 高精細度テレビジョン受信機 - Google Patents
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Description
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【産業上の利用分野】この発明は、周波数多重化された
直交振幅変調された（ＱＡＭ）信号の時間多重化された
処理（以下、時間多重化処理）のための装置に関する。 【０００２】この発明を、ＡＴＲＣ（Ａｄｖａｎｃｅｄ
Ｔｅｌｅｖｉｓｉｏｎ Ｒｅｓｅａｒｃｈ Ｃｏｎｓ
ｏｒｔｉｕｍ）によって提案されているＨＤＴＶ（高精
細度テレビジョン）信号を処理する型の解像度改良型テ
レビジョン受像機（ＡＤＴＶ）を用いて説明するが、こ
の発明の実施はこのようなシステムに限定されるもので
はなく、高調波関係を有する振幅変調された搬送波を有
する他のシステムにも適用できる。 【０００３】図１はＡＤＴＶシステムフォーマットのテ
レビジョン信号を示す。この信号はＮＴＳＣ方式に合う
ように６ＭＨｚの帯域幅を持つようにされている。しか
し、ＮＴＳＣテレビジョン信号と異なり、ＡＤＴＶ信号
は２つの直交振幅変調された搬送波を有し、その一方は
６ＭＨｚチャンネルスペースの下側４分の１に位置して
おり、他方は６ＭＨｚチャンネルスペースの上側４分の
３にある。上側搬送波は下側搬送波の帯域幅の４倍の帯
域幅を持っている。上側の搬送波の周波数は、（ある予
め定められた基準に関係づけられた）下側の搬送波の周
波数の丁度４倍である。図１の例においては、両方の搬
送波共、変調された１６ＱＡＭである。 【０００４】図２はチューナＩＦ及びＱＡＭ復調回路を
含む典型的なＡＤＴＶ受信機装置の一部を示す。ここで
は述べないが、この装置の詳細は国際公開第ＷＯ ９２
／１４３４３号（米国特許出願第６５０，３２９号対
応）を参照されたい。しかし、ここで注目すべきは、２
つのＱＡＭ信号をそれぞれ処理するための並列処理回路
（素子１１８、１２０、１２２、１２４、１２６、１２
８と素子１１９、１２１、１２３、１２５、１２７、１
２９）である。これらの並列処理路の各々は、比較的大
きく、複雑で、従って、高価なハードウェアから成って
いる。 【０００５】この発明は、一般的な消費者にも上記のよ
うなシステムを購買可能なものとするために、上記のよ
うな並列ハードウェアを減じようとするものである。即
ち、この発明は、例えば、図１に示されているような２
つのＱＡＭ信号のような周波数分割多重化信号を処理す
るために用いられる並列処理回路の少なくとも一部を省
略できるように、処理装置を時分割多重化態様で用いる
ようにしようとするものである。 【０００６】 【発明の概要】この発明の原理によれば、１チャンネル
で複数のＱＡＭ信号を含む信号を処理するための装置が
提供される。この装置は上記チャンネル信号に応答し
て、複数のＱＡＭ信号のそれぞれのものの同相及び直交
位相の成分を分離するための手段を含んでいる。この複
数のＱＡＭ信号のそれぞれのものの同相成分に応答し
て、これらの複数のＱＡＭ信号のそれぞれのものの同相
成分の時分割多重化された信号を生成する手段が設けら
れている。さらに、この時分割多重化信号に応答して、
この時分割多重化信号を処理するための手段が設けられ
ている。さらに、利用手段が処理された信号を記憶ある
いは表示されるようにする。 【０００７】 【実施例の詳細な説明】図３には費用効果性がより高い
ＡＤＴＶ受信機の一部が示されている。図３において、
図１に示すスペクトル特性を持った放送信号がチューナ
／ＩＦ回路１０に供給される。ＩＦ段の局部発振器は、
標準優先度（ＳＰ）チャンネルの中心をＳＰチャンネル
の記号（シンボル）周波数にダウンコンバートするよう
に選定される。ＩＦ周波数は４３．５ＭＨｚに選ばれて
おり、これによってベースバンドＳＰチャンネルの中心
が３．８４ＭＨｚに置かれる。ダウンコンバートされた
ＡＤＴＶ信号はアナログ−デジタル変換器（ＡＤＣ）１
２に供給される。ＡＤＣ１２はＳＰチャンネルの記号周
波数の４倍、即ち１５．３６ＭＨｚの周波数でクロック
される。ＡＤＣに供給されるサンプリングクロック（及
び他のシステムクロック）はクロック素子１４で生成さ
れる。素子１４は、システムクロック及びサンプリング
クロックをＱＡＭ搬送波の１つに位相ロックするための
位相ロックループ中にＶＣＸＯを含むものを使用でき
る。 【０００８】ＡＤＣ１２によって生成される１５．３６
ＭＨｚのサンプルは、広帯域の（ＳＰ）ＱＡＭ搬送波を
減衰させ、狭い高優先度（ＨＰ）ＱＡＭ搬送波を通過さ
せる通過帯域を持った低域通過フィルタ（ＬＰＦ）１６
に供給される。低域通過濾波処理された高優先度（Ｈ
Ｐ）サンプルは回路素子２０と減算器１８の減数入力ポ
ートに供給される。ＡＤＣ１２からの１５．３６ＭＨｚ
のＡＤＴＶサンプルが減算器１８の被減数入力ポートに
供給される。減算器からの差はＡＤＴＶ信号のＳＰ部分
を表す。即ち、低域通過フィルタ１６と減算器１８の組
合せは、ＨＰ信号成分によって占められるスペクトル部
分を減衰する高域通過または帯域通過フィルタ機能を生
じる。減算器１８によって供給されるＳＰ信号成分は、
回路素子２０にも供給される。 【０００９】回路素子２０は高優先度（ＨＰ）ＱＡＭ信
号と標準（ＳＰ）ＱＡＭ信号をそれぞれの同相（Ｉ）成
分と直交位相（Ｑ）成分とに復調する。この素子はまた
ＳＰ及びＨＰ信号の同相成分を時分割多重化し、また、
ＳＰ及びＨＰ信号の直交位相成分を時分割多重化する。
ＳＰ信号の記号周波数はＨＰ信号の記号周波数の丁度４
倍である。更に、ＡＤＴＶ信号はＳＰ記号周波数の４倍
（即ち、ＨＰ記号周波数の１６倍）でサンプルされてお
り、また、サンプリングの時点はＳＰ搬送波に位相ロッ
クされている。従って、ＳＰ信号の交番サンプルが同相
信号成分と直交位相信号成分に対応している。ＳＰ信号
は、交番サンプルをＩ信号路とＱ信号路に分析するだけ
で同相成分と直交位相成分とに分離できる。ＨＰ信号の
同相成分と直交位相成分はＨＰサンプルストリームから
の４番目毎のサンプルを選択し、これらのサンプルの交
番サンプルをＩ信号路とＱ信号路に分析することによっ
て分離することができる。 【００１０】分離されたＨＰ信号中の各Ｉ（またはＱ）
サンプルに対し、分離されたＳＰ信号中には４つのＩ
（またはＱ）サンプルがある。ＳＰのＩサンプルまたは
Ｑサンプルは７．６８ＭＨｚの率で生起し、ＨＰのＩま
たはＱサンプルは１．９２ＭＨｚの率で生起する。素子
２０はＨＰサンプル１に対してＳＰサンプル４の割合で
Ｉ（Ｑ）成分サンプルを時分割多重化し、多重化された
Ｉ（Ｑ）サンプルをナイキストフィルタ即ち記号整形フ
ィルタ２２に供給する。 【００１１】図７は素子２０の一例を示す回路図であ
る。図７において、減算器１８からの帯域通過濾波処理
されたＳＰ信号は１対２マルチプレクサ（ＭＵＸ）３０
に供給され、低域通過濾波処理されたＨＰ信号は１対２
マルチプレクサ３１に供給される。ＳＰ信号もＨＰ信号
も１５．３６ＭＨｚの周波数で生起する。それぞれのマ
ルチプレクサ３０と３１の制御入力Ｃは、入力サンプル
の交互のものをそれぞれのマルチプレクサのＩ及びＱ出
力ポートに結合してＩ及びＱ成分の分離を行うようにマ
ルチプレクサを制御する７．６８ＭＨｚのクロックによ
ってクロックされる。しかし、ここで注意すべきは、マ
ルチプレクサ３０と３１はＨＰ及びＳＰ信号のＩ及びＱ
成分の分離は行うが、Ｉ及びＱ信号は１８０°の位相に
対応する交番サンプルとしては復調されないという点で
ある。復調は、連続したＩサンプルと連続したＱサンプ
ルとに１、−１、１、−１、１、−１、１等を乗じるこ
とによって行われる。この乗算は排他的ＯＲゲートＸＯ
Ｒ３５と３６によって行われる。これらのゲートＸＯＲ
３５と３６は第１の入力ポートがＩ及びＱサンプルを受
信するように接続されており、また第２の入力ポートが
マルチプレクサからの出力サンプルの周波数の２分の１
の周波数のクロック信号を受信するように結合されてい
る。 【００１２】復調は、必ずしも、このシステムのこの時
点で行う必要はない。復調をここで行うか否かによっ
て、後続のフィルタ関数の形式が左右される。復調をこ
の時点で行う場合は、後続のナイキストフィルタは低域
通過伝達関数を持つ。復調をナイキストフィルタの後ろ
で行う場合には、ナイキストフィルタは帯域通過伝達関
数を持つ。 【００１３】各マルチプレクサからのＨＰ及びＳＰ同相
成分出力は７．６８ＭＨｚの周波数である。ＳＰ信号の
Ｉサンプルは直列入力並列出力シフトレジスタ３２に結
合される。このシフトレジスタ３２は７．６８ＭＨｚ周
波数のサンプルのシフトを行う。レジスタ３２の連続し
た出力ポートは５入力並列入力直列出力シフトレジスタ
３４の後ろの４入力ポートに結合されている。ＨＰ信号
のＩサンプルは、７．６８ＭＨｚ周波数のサンプルのシ
フトを行う補償用遅延段３３に供給される。段３３から
の出力サンプルはレジスタ３４の５番目の入力ポートに
供給される。レジスタ３４のロード入力は１５．３６／
４ＭＨｚの率でパルス駆動され、４つの連続したＳＰ信
号Ｉ成分サンプルと１つのＨＰ信号Ｉ成分サンプルとか
らなる組をロードする。レジスタ３４は９．６２ＭＨｚ
でクロックされて、時分割多重化されたＳＰ及びＨＰ同
相成分サンプルの連続ストリームが供給される。同様の
回路（図示せず）で同様の方法により、直交位相サンプ
ルが分離され多重化される。 【００１４】再び図３に戻って、素子２０からの復調さ
れ多重化されたＩ及びＱサンプルは平方根ナイキストフ
ィルタ２２に供給される。図１に示されている信号は余
剰帯域幅をもって伝送され、この帯域幅は送信機側のナ
イキストフィルタによって整形される。受信機側におけ
る信号ノイズを小さくするために、受信された信号は、
送信機側で用いられているナイキストフィルタと実質的
に整合する伝達関数を有するナイキストフィルタで濾波
される。これらのフィルタは有限インパルス応答（ＦＩ
Ｒ）型のもので、通常３０以上のタップとそれに付属す
る重み付け回路を備えている。このようなフィルタはハ
ードウェアを多量に必要とする。しかし、時分割多重化
されたＩ及びＱサンプルを処理するために時分割多重化
（ＴＤＭ）形式で動作するようにこれらのフィルタを構
成すると、必要なハードウェアが大幅に少なくできる。 【００１５】図４はＩ及びＱフィルタ２２の一方の一部
の例をブロック図で示す。このフィルタは入力重み付け
されたＦＩＲフィルタとして構成されている。素子２０
からの時間多重化されたＩサンプルがバスＩＮＰＵＴに
供給されたとする。これらのサンプルは重み付け回路Ｗ
n+i の各々に供給され、そこで、それぞれの係数Ｃn+i
で重み付けされる。各重み付け回路からの重み付けされ
たサンプルはそれぞれの加算器に供給される。これらの
加算器は遅延段ＤSP（ＤHP）によって相互に接続されて
いる。これらの遅延段は供給されるサンプルを順次処理
するようにサンプル周波数でクロックされ、フィルタの
右端にある出力に濾波された信号が供給される。 【００１６】ここで、サンプルはＳＰ、ＳＰ、ＳＰ、Ｓ
Ｐ、ＨＰ、ＳＰ、ＳＰ、ＳＰ、ＳＰ、ＨＰ、．．．のシ
ーケンスで生起することを想起する。あるＳＰサンプル
が入力に供給されると、遅延段ＤSPがイネーブル即ちク
ロックされ、ＨＰサンプルが入力に供給されると遅延段
ＤHPがイネーブル即ちクロックされる。このようにし
て、ＳＰ（ＨＰ）サンプルがＨＰ（ＳＰ）サンプルから
独立して濾波される。ある１つの特定サンプル形式ＳＰ
（ＨＰ）が入力に供給される毎に、それと同じ形式のサ
ンプルＳＰ（ＨＰ）を記憶している遅延段のみが加算器
回路間に結合されて、その形式のサンプルのみに作用す
るフィルタを形成する。即ち、ＳＰ（ＨＰ）サンプルが
入力に供給される時は、ＤHP（ＤSP）遅延段が実効的に
回路から除かれる。（但し、それに含まれている情報は
保持される。）２つの形式の遅延段の全体的なタイミン
グが図に示されており、上述したサンプルシーケンスに
ついてＤspクロック及びＤhpクロックと表記してある。 【００１７】このシステムを、２つの重み付け係数Ｃ
n+i とＣ’n+i を有する重み付け係数Ｃn+i の源と共に
示す。この重み付け係数Ｃn+i は時分割多重化フィルタ
についての一般的なケースに適用される。この例におい
ては、必要とあれば、係数は異なるサンプル形式毎に切
り換えることができる。即ち、フィルタは、異なる信号
に対して交互の係数を用いることによって異なる信号に
対して異なる伝達関数を適用するように構成できる。従
って、例えば、ＨＰ及びＳＰ信号が異なるフィルタ関数
で処理される場合には、ＨＰ（ＳＰ）サンプルがフィル
タ入力に供給される時には、係数Ｃn+i （Ｃ’n+i ）の
セットが重み付け回路Ｗn+i に供給される。係数の切換
えは係数制御信号（例えば、図６に示す信号ＣＢ）によ
って行われる。 【００１８】図５は遅延段ＤHPとＤSPとして実施できる
回路例の詳細を示す。図示の回路は信号サンプルの１ビ
ットのみを処理するように構成されている。実際には、
このような回路が、供給されるサンプルのビットの数に
等しい数だけ並列に配列される。図５の回路の動作に必
要なクロック及び／または制御信号波形が図６に示され
ている。図６において、ＳＰ及びＨＰ等で示されている
ボックスの列は、サンプル期間と、各サンプル期間にフ
ィルタの入力に供給されるサンプル形式を表している。 【００１９】図５において、トランジスタＴ１、Ｔ２、
Ｔ３、Ｔ７とインバータＩＮＶ１、ＩＮＶ２がＤSP遅延
段の１ビット分の回路を形成し、トランジスタＴ４、Ｔ
５、Ｔ６、Ｔ８とインバータＩＮＶ３、ＩＮＶ４がＤHP
遅延段の１ビット分の回路を形成している。クロック信
号ＣＳＰ１がトランジスタＴ１とＴ３に供給されて、前
段の加算器からのＳＰ信号サンプルをインバータＩＮＶ
１に、また、インバータＩＮＶ２からのＳＰ信号サンプ
ルを後段の加算器に供給させる。インバータＩＮＶ１に
供給されたサンプルはインバータＩＮＶ１のゲート電極
に付随する浮遊容量Ｃｓに記憶される。トランジスタＴ
１がターンオフされると、サンプルはこのゲート容量に
よって保持される。逆位相のクロックＣＳＰ２がトラン
ジスタＴ２に供給されて、インバータＩＮＶ１の出力を
インバータＩＮＶ２の入力に結合するようにトランジス
タＴ２を制御する。これはトランジスタＴ１がターンオ
フした直後に行われる。インバータＩＮＶ２に供給され
たサンプル値はインバータＩＮＶ２のゲート電極に付随
する浮遊容量Ｃｓに蓄積される。サンプル期間ｎの前半
部では、ＩＮＶ２がサンプルｎ−１を記憶し、サンプル
期間ｎ中の、トランジスタＴ３がクロックＣＳＰ１によ
って導通状態にされる部分において、出力加算器にサン
プルｎ−１を供給する。 【００２０】同時に、入力加算器からのサンプルｎがト
ランジスタＴ１を通してインバータＩＮＶ１に供給され
る。トランジスタＴ１とＴ３はサンプル期間ｎのほぼ中
間でターンオフされ、サンプルｎはＩＮＶ１のゲート容
量に記憶され、サンプルｎ−１はＩＮＶ２によって出力
される。サンプル期間ｎの後半部において、トランジス
タＴ２がターンオンされ、インバータＩＮＶ１の出力電
位をＩＮＶ２のゲート電極に結合し、その時点ではＩＮ
Ｖ１への入力とＩＮＶ２の出力の両方が同じ電位（サン
プルｎの状態に対応する）を呈する。ＩＮＶ１の入力と
ＩＮＶ２の出力に同じ電位が生じるので、その電位を無
制限に保持するためにこれらの入出力点を相互に結合す
ることができる。しかし、間の連続するサンプル期間に
おいては、サンプルが生起する周波数でサンプル値を保
持するに充分な大きさをゲート容量が持っているので、
サンプル情報を保持するために上記のような相互結線を
する必要はない。トランジスタＴ７はそのような相互接
続用に設けられたものであるが、図示の例においては、
Ｔ７はＨＰサンプルがフィルタに供給されるサンプル期
間のみに導通するように制御される。トランジスタＴ１
とＴ３が導通しないようにされると、トランジスタＴ１
とＴ３の間の回路が実効的にシステムから除かれること
になるが、それに記憶されているデータは失われること
はない。 【００２１】トランジスタＴ４とＴ６およびその間の素
子からなる回路も同じように動作するが、その制御はク
ロックＣＨＰ１、ＣＨＰ２及びＣＢによって行われ、ま
た、図６からも理解されるように、他方の回路が動作し
ていない時に動作するように構成されている。 【００２２】再び図３を参照すると、ナイキストフィル
タ２２の出力は素子２４に供給される。素子２４には、
例えば、イコライザ及び／またはデゴースタを含んでい
る。これらの装置の機能はフィルタ２２からの時分割多
重化信号に対して実行される。この形式の実施例では、
イコライザとデゴースタは、補正フィルタに対する適切
な係数を発生できるように時分割多重化信号に対応する
基準ベースが与えられている。このようなデゴースタ及
び／またはイコライザは時間多重化された信号を基準に
してトレーニングされるので、これらの装置としては任
意公知の構成を採用できる。これに代えて、ＨＰサンプ
ルとＳＰサンプルをデマルチプレクスして、独立した並
列のイコライザ及びデゴースタ回路に供給し、その後
で、記憶あるいは表示のためにデコンプレッション（圧
縮解除）回路に供給するようにしてもよい。 【００２３】通常は、素子２４に含まれているような回
路への入力には、ＡＤＣ１２へ供給されるサンプリング
クロックの位相エラーを補償するためにさらに別の補正
回路を含んでいる。ＡＤＣに供給されるサンプリングク
ロックがＱＡＭ搬送波に正確に位相ロックされていない
場合は、素子２０によって供給されるＩ及びＱサンプル
は、たとえそれが真の直交成分（所望の直交成分とは異
なるが）に対応していても、エラーを含んでいる。上記
した別の補正回路は一般にローテータ（ｒｏｔａｔｏ
ｒ）あるいはデローテータ（ｄｅｒｏｔａｔｏｒ）と呼
ばれる。どの様な組合せの直交信号でも、直交信号に対
して複素乗算を行うことによって、所望の角度位置に回
転させることができる。即ち、直交信号ＩとＱは次の関
係に従って、補正された直交信号Ｉ’とＱ’に対応する
ように回転させることができる。 【数１】 Ｉ’＝Ｉｃｏｓ（φ）＋Ｑｓｉｎ（φ） Ｑ’＝Ｑｃｏｓ（φ）−Ｉｓｉｎ（φ） ここで、φは補正角である。 【００２４】この補正を行う回路は全体としては周知で
あり、図８に示されている。時間多重化されたＩ及びＱ
サンプルは複素乗算器５０のそれぞれの入力ポートに供
給される。係数発生器５１からの補正係数（ＣＯＳ、Ｓ
ＩＮ）が乗算器５０の第２の組の入力ポートに供給され
る。乗算器５０によって生成される複素積はスライサ５
２と解析器５３に供給される。スライサ５２からの出力
信号も解析器５３に供給され、解析器５３はスライサに
供給される前と後の信号に応じて位相エラー信号を生成
する。この位相エラー信号はループフィルタ５４で積分
され、その後、その時の位相エラーに対応する適当な補
正係数を供給するようにプログラムされた係数発生器５
１に供給される。この形式の装置のさらなる詳細につい
ては、１９８８年に米国マサチューセッツ州ボストンの
クルーワ・アカデミック・パブリッシャ−ズ（Ｋｌｕｗ
ｅｒ Ａｃａｄｅｍｉｃ Ｐｕｂｌｉｓｈｅｒｓ）発行
の、リー（Ｌｅｅ）氏及びメッサーシュミット（Ｍｅｓ
ｓｅｒｓｃｈｍｉｔｔ）氏による教本「デジタル・コミ
ュニケーションズ（ＤＩＧＩＴＡＬ ＣＯＭＭＵＮＩＣ
ＡＴＩＯＮＳ）」を参照されたい。 【００２５】供給される信号が時分割多重化されている
ようなシステムでは、ある種の調整がなされねばならな
い。正規には、ＳＰサンプルとＨＰサンプルは同じサン
プル位相エラーを生じるので、両サンプル共同じ係数が
乗じられる。しかし、補正係数の計算は、時間多重化さ
れた信号では複雑になる。適切な係数を生成する１つの
方法は、ＨＰサンプルが生じた時に解析器５３をディス
エーブルして、ＳＰサンプルのみについて位相解析を行
うようにすることである。この方法を、図８に、クロッ
ク信号ＣＢ（図６）を解析器５３のイネーブル（Ｅ）入
力に供給する構成によって示す。ＳＰサンプルが生じて
いる期間は時間の８０％であり、４サンプルの期間にわ
たって継続するので、充分に正確なエラーの計算ができ
る。この方法の欠点は、収斂に幾らかの時間が余分に必
要となることである。 【００２６】時間多重化信号についての位相エラーの計
算の第２の方法は、ＨＰサンプル及びＳＰサンプルに対
してそれぞれ独立したエラー値を生成することである。
スライサ５２で遅延が生じないと仮定すれば、それぞれ
のエラー値は、ループフィルタを並列に設け、解析器５
３によって生成されるＳＰエラーを一方のループフィル
タに供給し、ＨＰエラーを第２のループフィルタに供給
するように構成することによって得られる。それぞれの
ループフィルタからの出力は、それぞれＨＰサンプルと
ＳＰサンプルの生起と同期して係数発生器５１に選択的
に供給される。係数発生器５１に対して独立したエラー
信号を供給する装置の一例が図８にブロック５５内に示
されている。ブロック５５をシステムに採用する場合
は、解析器５３はクロック信号ＣＢによって選択的にイ
ネーブルされる代わりに、連続的にイネーブルされる。
しかし、信号ＣＢはブロック５５中の多重化回路（ＭＵ
Ｘ）を選択的に動作させるために採用することができ
る。
直交振幅変調された（ＱＡＭ）信号の時間多重化された
処理（以下、時間多重化処理）のための装置に関する。 【０００２】この発明を、ＡＴＲＣ（Ａｄｖａｎｃｅｄ
Ｔｅｌｅｖｉｓｉｏｎ Ｒｅｓｅａｒｃｈ Ｃｏｎｓ
ｏｒｔｉｕｍ）によって提案されているＨＤＴＶ（高精
細度テレビジョン）信号を処理する型の解像度改良型テ
レビジョン受像機（ＡＤＴＶ）を用いて説明するが、こ
の発明の実施はこのようなシステムに限定されるもので
はなく、高調波関係を有する振幅変調された搬送波を有
する他のシステムにも適用できる。 【０００３】図１はＡＤＴＶシステムフォーマットのテ
レビジョン信号を示す。この信号はＮＴＳＣ方式に合う
ように６ＭＨｚの帯域幅を持つようにされている。しか
し、ＮＴＳＣテレビジョン信号と異なり、ＡＤＴＶ信号
は２つの直交振幅変調された搬送波を有し、その一方は
６ＭＨｚチャンネルスペースの下側４分の１に位置して
おり、他方は６ＭＨｚチャンネルスペースの上側４分の
３にある。上側搬送波は下側搬送波の帯域幅の４倍の帯
域幅を持っている。上側の搬送波の周波数は、（ある予
め定められた基準に関係づけられた）下側の搬送波の周
波数の丁度４倍である。図１の例においては、両方の搬
送波共、変調された１６ＱＡＭである。 【０００４】図２はチューナＩＦ及びＱＡＭ復調回路を
含む典型的なＡＤＴＶ受信機装置の一部を示す。ここで
は述べないが、この装置の詳細は国際公開第ＷＯ ９２
／１４３４３号（米国特許出願第６５０，３２９号対
応）を参照されたい。しかし、ここで注目すべきは、２
つのＱＡＭ信号をそれぞれ処理するための並列処理回路
（素子１１８、１２０、１２２、１２４、１２６、１２
８と素子１１９、１２１、１２３、１２５、１２７、１
２９）である。これらの並列処理路の各々は、比較的大
きく、複雑で、従って、高価なハードウェアから成って
いる。 【０００５】この発明は、一般的な消費者にも上記のよ
うなシステムを購買可能なものとするために、上記のよ
うな並列ハードウェアを減じようとするものである。即
ち、この発明は、例えば、図１に示されているような２
つのＱＡＭ信号のような周波数分割多重化信号を処理す
るために用いられる並列処理回路の少なくとも一部を省
略できるように、処理装置を時分割多重化態様で用いる
ようにしようとするものである。 【０００６】 【発明の概要】この発明の原理によれば、１チャンネル
で複数のＱＡＭ信号を含む信号を処理するための装置が
提供される。この装置は上記チャンネル信号に応答し
て、複数のＱＡＭ信号のそれぞれのものの同相及び直交
位相の成分を分離するための手段を含んでいる。この複
数のＱＡＭ信号のそれぞれのものの同相成分に応答し
て、これらの複数のＱＡＭ信号のそれぞれのものの同相
成分の時分割多重化された信号を生成する手段が設けら
れている。さらに、この時分割多重化信号に応答して、
この時分割多重化信号を処理するための手段が設けられ
ている。さらに、利用手段が処理された信号を記憶ある
いは表示されるようにする。 【０００７】 【実施例の詳細な説明】図３には費用効果性がより高い
ＡＤＴＶ受信機の一部が示されている。図３において、
図１に示すスペクトル特性を持った放送信号がチューナ
／ＩＦ回路１０に供給される。ＩＦ段の局部発振器は、
標準優先度（ＳＰ）チャンネルの中心をＳＰチャンネル
の記号（シンボル）周波数にダウンコンバートするよう
に選定される。ＩＦ周波数は４３．５ＭＨｚに選ばれて
おり、これによってベースバンドＳＰチャンネルの中心
が３．８４ＭＨｚに置かれる。ダウンコンバートされた
ＡＤＴＶ信号はアナログ−デジタル変換器（ＡＤＣ）１
２に供給される。ＡＤＣ１２はＳＰチャンネルの記号周
波数の４倍、即ち１５．３６ＭＨｚの周波数でクロック
される。ＡＤＣに供給されるサンプリングクロック（及
び他のシステムクロック）はクロック素子１４で生成さ
れる。素子１４は、システムクロック及びサンプリング
クロックをＱＡＭ搬送波の１つに位相ロックするための
位相ロックループ中にＶＣＸＯを含むものを使用でき
る。 【０００８】ＡＤＣ１２によって生成される１５．３６
ＭＨｚのサンプルは、広帯域の（ＳＰ）ＱＡＭ搬送波を
減衰させ、狭い高優先度（ＨＰ）ＱＡＭ搬送波を通過さ
せる通過帯域を持った低域通過フィルタ（ＬＰＦ）１６
に供給される。低域通過濾波処理された高優先度（Ｈ
Ｐ）サンプルは回路素子２０と減算器１８の減数入力ポ
ートに供給される。ＡＤＣ１２からの１５．３６ＭＨｚ
のＡＤＴＶサンプルが減算器１８の被減数入力ポートに
供給される。減算器からの差はＡＤＴＶ信号のＳＰ部分
を表す。即ち、低域通過フィルタ１６と減算器１８の組
合せは、ＨＰ信号成分によって占められるスペクトル部
分を減衰する高域通過または帯域通過フィルタ機能を生
じる。減算器１８によって供給されるＳＰ信号成分は、
回路素子２０にも供給される。 【０００９】回路素子２０は高優先度（ＨＰ）ＱＡＭ信
号と標準（ＳＰ）ＱＡＭ信号をそれぞれの同相（Ｉ）成
分と直交位相（Ｑ）成分とに復調する。この素子はまた
ＳＰ及びＨＰ信号の同相成分を時分割多重化し、また、
ＳＰ及びＨＰ信号の直交位相成分を時分割多重化する。
ＳＰ信号の記号周波数はＨＰ信号の記号周波数の丁度４
倍である。更に、ＡＤＴＶ信号はＳＰ記号周波数の４倍
（即ち、ＨＰ記号周波数の１６倍）でサンプルされてお
り、また、サンプリングの時点はＳＰ搬送波に位相ロッ
クされている。従って、ＳＰ信号の交番サンプルが同相
信号成分と直交位相信号成分に対応している。ＳＰ信号
は、交番サンプルをＩ信号路とＱ信号路に分析するだけ
で同相成分と直交位相成分とに分離できる。ＨＰ信号の
同相成分と直交位相成分はＨＰサンプルストリームから
の４番目毎のサンプルを選択し、これらのサンプルの交
番サンプルをＩ信号路とＱ信号路に分析することによっ
て分離することができる。 【００１０】分離されたＨＰ信号中の各Ｉ（またはＱ）
サンプルに対し、分離されたＳＰ信号中には４つのＩ
（またはＱ）サンプルがある。ＳＰのＩサンプルまたは
Ｑサンプルは７．６８ＭＨｚの率で生起し、ＨＰのＩま
たはＱサンプルは１．９２ＭＨｚの率で生起する。素子
２０はＨＰサンプル１に対してＳＰサンプル４の割合で
Ｉ（Ｑ）成分サンプルを時分割多重化し、多重化された
Ｉ（Ｑ）サンプルをナイキストフィルタ即ち記号整形フ
ィルタ２２に供給する。 【００１１】図７は素子２０の一例を示す回路図であ
る。図７において、減算器１８からの帯域通過濾波処理
されたＳＰ信号は１対２マルチプレクサ（ＭＵＸ）３０
に供給され、低域通過濾波処理されたＨＰ信号は１対２
マルチプレクサ３１に供給される。ＳＰ信号もＨＰ信号
も１５．３６ＭＨｚの周波数で生起する。それぞれのマ
ルチプレクサ３０と３１の制御入力Ｃは、入力サンプル
の交互のものをそれぞれのマルチプレクサのＩ及びＱ出
力ポートに結合してＩ及びＱ成分の分離を行うようにマ
ルチプレクサを制御する７．６８ＭＨｚのクロックによ
ってクロックされる。しかし、ここで注意すべきは、マ
ルチプレクサ３０と３１はＨＰ及びＳＰ信号のＩ及びＱ
成分の分離は行うが、Ｉ及びＱ信号は１８０°の位相に
対応する交番サンプルとしては復調されないという点で
ある。復調は、連続したＩサンプルと連続したＱサンプ
ルとに１、−１、１、−１、１、−１、１等を乗じるこ
とによって行われる。この乗算は排他的ＯＲゲートＸＯ
Ｒ３５と３６によって行われる。これらのゲートＸＯＲ
３５と３６は第１の入力ポートがＩ及びＱサンプルを受
信するように接続されており、また第２の入力ポートが
マルチプレクサからの出力サンプルの周波数の２分の１
の周波数のクロック信号を受信するように結合されてい
る。 【００１２】復調は、必ずしも、このシステムのこの時
点で行う必要はない。復調をここで行うか否かによっ
て、後続のフィルタ関数の形式が左右される。復調をこ
の時点で行う場合は、後続のナイキストフィルタは低域
通過伝達関数を持つ。復調をナイキストフィルタの後ろ
で行う場合には、ナイキストフィルタは帯域通過伝達関
数を持つ。 【００１３】各マルチプレクサからのＨＰ及びＳＰ同相
成分出力は７．６８ＭＨｚの周波数である。ＳＰ信号の
Ｉサンプルは直列入力並列出力シフトレジスタ３２に結
合される。このシフトレジスタ３２は７．６８ＭＨｚ周
波数のサンプルのシフトを行う。レジスタ３２の連続し
た出力ポートは５入力並列入力直列出力シフトレジスタ
３４の後ろの４入力ポートに結合されている。ＨＰ信号
のＩサンプルは、７．６８ＭＨｚ周波数のサンプルのシ
フトを行う補償用遅延段３３に供給される。段３３から
の出力サンプルはレジスタ３４の５番目の入力ポートに
供給される。レジスタ３４のロード入力は１５．３６／
４ＭＨｚの率でパルス駆動され、４つの連続したＳＰ信
号Ｉ成分サンプルと１つのＨＰ信号Ｉ成分サンプルとか
らなる組をロードする。レジスタ３４は９．６２ＭＨｚ
でクロックされて、時分割多重化されたＳＰ及びＨＰ同
相成分サンプルの連続ストリームが供給される。同様の
回路（図示せず）で同様の方法により、直交位相サンプ
ルが分離され多重化される。 【００１４】再び図３に戻って、素子２０からの復調さ
れ多重化されたＩ及びＱサンプルは平方根ナイキストフ
ィルタ２２に供給される。図１に示されている信号は余
剰帯域幅をもって伝送され、この帯域幅は送信機側のナ
イキストフィルタによって整形される。受信機側におけ
る信号ノイズを小さくするために、受信された信号は、
送信機側で用いられているナイキストフィルタと実質的
に整合する伝達関数を有するナイキストフィルタで濾波
される。これらのフィルタは有限インパルス応答（ＦＩ
Ｒ）型のもので、通常３０以上のタップとそれに付属す
る重み付け回路を備えている。このようなフィルタはハ
ードウェアを多量に必要とする。しかし、時分割多重化
されたＩ及びＱサンプルを処理するために時分割多重化
（ＴＤＭ）形式で動作するようにこれらのフィルタを構
成すると、必要なハードウェアが大幅に少なくできる。 【００１５】図４はＩ及びＱフィルタ２２の一方の一部
の例をブロック図で示す。このフィルタは入力重み付け
されたＦＩＲフィルタとして構成されている。素子２０
からの時間多重化されたＩサンプルがバスＩＮＰＵＴに
供給されたとする。これらのサンプルは重み付け回路Ｗ
n+i の各々に供給され、そこで、それぞれの係数Ｃn+i
で重み付けされる。各重み付け回路からの重み付けされ
たサンプルはそれぞれの加算器に供給される。これらの
加算器は遅延段ＤSP（ＤHP）によって相互に接続されて
いる。これらの遅延段は供給されるサンプルを順次処理
するようにサンプル周波数でクロックされ、フィルタの
右端にある出力に濾波された信号が供給される。 【００１６】ここで、サンプルはＳＰ、ＳＰ、ＳＰ、Ｓ
Ｐ、ＨＰ、ＳＰ、ＳＰ、ＳＰ、ＳＰ、ＨＰ、．．．のシ
ーケンスで生起することを想起する。あるＳＰサンプル
が入力に供給されると、遅延段ＤSPがイネーブル即ちク
ロックされ、ＨＰサンプルが入力に供給されると遅延段
ＤHPがイネーブル即ちクロックされる。このようにし
て、ＳＰ（ＨＰ）サンプルがＨＰ（ＳＰ）サンプルから
独立して濾波される。ある１つの特定サンプル形式ＳＰ
（ＨＰ）が入力に供給される毎に、それと同じ形式のサ
ンプルＳＰ（ＨＰ）を記憶している遅延段のみが加算器
回路間に結合されて、その形式のサンプルのみに作用す
るフィルタを形成する。即ち、ＳＰ（ＨＰ）サンプルが
入力に供給される時は、ＤHP（ＤSP）遅延段が実効的に
回路から除かれる。（但し、それに含まれている情報は
保持される。）２つの形式の遅延段の全体的なタイミン
グが図に示されており、上述したサンプルシーケンスに
ついてＤspクロック及びＤhpクロックと表記してある。 【００１７】このシステムを、２つの重み付け係数Ｃ
n+i とＣ’n+i を有する重み付け係数Ｃn+i の源と共に
示す。この重み付け係数Ｃn+i は時分割多重化フィルタ
についての一般的なケースに適用される。この例におい
ては、必要とあれば、係数は異なるサンプル形式毎に切
り換えることができる。即ち、フィルタは、異なる信号
に対して交互の係数を用いることによって異なる信号に
対して異なる伝達関数を適用するように構成できる。従
って、例えば、ＨＰ及びＳＰ信号が異なるフィルタ関数
で処理される場合には、ＨＰ（ＳＰ）サンプルがフィル
タ入力に供給される時には、係数Ｃn+i （Ｃ’n+i ）の
セットが重み付け回路Ｗn+i に供給される。係数の切換
えは係数制御信号（例えば、図６に示す信号ＣＢ）によ
って行われる。 【００１８】図５は遅延段ＤHPとＤSPとして実施できる
回路例の詳細を示す。図示の回路は信号サンプルの１ビ
ットのみを処理するように構成されている。実際には、
このような回路が、供給されるサンプルのビットの数に
等しい数だけ並列に配列される。図５の回路の動作に必
要なクロック及び／または制御信号波形が図６に示され
ている。図６において、ＳＰ及びＨＰ等で示されている
ボックスの列は、サンプル期間と、各サンプル期間にフ
ィルタの入力に供給されるサンプル形式を表している。 【００１９】図５において、トランジスタＴ１、Ｔ２、
Ｔ３、Ｔ７とインバータＩＮＶ１、ＩＮＶ２がＤSP遅延
段の１ビット分の回路を形成し、トランジスタＴ４、Ｔ
５、Ｔ６、Ｔ８とインバータＩＮＶ３、ＩＮＶ４がＤHP
遅延段の１ビット分の回路を形成している。クロック信
号ＣＳＰ１がトランジスタＴ１とＴ３に供給されて、前
段の加算器からのＳＰ信号サンプルをインバータＩＮＶ
１に、また、インバータＩＮＶ２からのＳＰ信号サンプ
ルを後段の加算器に供給させる。インバータＩＮＶ１に
供給されたサンプルはインバータＩＮＶ１のゲート電極
に付随する浮遊容量Ｃｓに記憶される。トランジスタＴ
１がターンオフされると、サンプルはこのゲート容量に
よって保持される。逆位相のクロックＣＳＰ２がトラン
ジスタＴ２に供給されて、インバータＩＮＶ１の出力を
インバータＩＮＶ２の入力に結合するようにトランジス
タＴ２を制御する。これはトランジスタＴ１がターンオ
フした直後に行われる。インバータＩＮＶ２に供給され
たサンプル値はインバータＩＮＶ２のゲート電極に付随
する浮遊容量Ｃｓに蓄積される。サンプル期間ｎの前半
部では、ＩＮＶ２がサンプルｎ−１を記憶し、サンプル
期間ｎ中の、トランジスタＴ３がクロックＣＳＰ１によ
って導通状態にされる部分において、出力加算器にサン
プルｎ−１を供給する。 【００２０】同時に、入力加算器からのサンプルｎがト
ランジスタＴ１を通してインバータＩＮＶ１に供給され
る。トランジスタＴ１とＴ３はサンプル期間ｎのほぼ中
間でターンオフされ、サンプルｎはＩＮＶ１のゲート容
量に記憶され、サンプルｎ−１はＩＮＶ２によって出力
される。サンプル期間ｎの後半部において、トランジス
タＴ２がターンオンされ、インバータＩＮＶ１の出力電
位をＩＮＶ２のゲート電極に結合し、その時点ではＩＮ
Ｖ１への入力とＩＮＶ２の出力の両方が同じ電位（サン
プルｎの状態に対応する）を呈する。ＩＮＶ１の入力と
ＩＮＶ２の出力に同じ電位が生じるので、その電位を無
制限に保持するためにこれらの入出力点を相互に結合す
ることができる。しかし、間の連続するサンプル期間に
おいては、サンプルが生起する周波数でサンプル値を保
持するに充分な大きさをゲート容量が持っているので、
サンプル情報を保持するために上記のような相互結線を
する必要はない。トランジスタＴ７はそのような相互接
続用に設けられたものであるが、図示の例においては、
Ｔ７はＨＰサンプルがフィルタに供給されるサンプル期
間のみに導通するように制御される。トランジスタＴ１
とＴ３が導通しないようにされると、トランジスタＴ１
とＴ３の間の回路が実効的にシステムから除かれること
になるが、それに記憶されているデータは失われること
はない。 【００２１】トランジスタＴ４とＴ６およびその間の素
子からなる回路も同じように動作するが、その制御はク
ロックＣＨＰ１、ＣＨＰ２及びＣＢによって行われ、ま
た、図６からも理解されるように、他方の回路が動作し
ていない時に動作するように構成されている。 【００２２】再び図３を参照すると、ナイキストフィル
タ２２の出力は素子２４に供給される。素子２４には、
例えば、イコライザ及び／またはデゴースタを含んでい
る。これらの装置の機能はフィルタ２２からの時分割多
重化信号に対して実行される。この形式の実施例では、
イコライザとデゴースタは、補正フィルタに対する適切
な係数を発生できるように時分割多重化信号に対応する
基準ベースが与えられている。このようなデゴースタ及
び／またはイコライザは時間多重化された信号を基準に
してトレーニングされるので、これらの装置としては任
意公知の構成を採用できる。これに代えて、ＨＰサンプ
ルとＳＰサンプルをデマルチプレクスして、独立した並
列のイコライザ及びデゴースタ回路に供給し、その後
で、記憶あるいは表示のためにデコンプレッション（圧
縮解除）回路に供給するようにしてもよい。 【００２３】通常は、素子２４に含まれているような回
路への入力には、ＡＤＣ１２へ供給されるサンプリング
クロックの位相エラーを補償するためにさらに別の補正
回路を含んでいる。ＡＤＣに供給されるサンプリングク
ロックがＱＡＭ搬送波に正確に位相ロックされていない
場合は、素子２０によって供給されるＩ及びＱサンプル
は、たとえそれが真の直交成分（所望の直交成分とは異
なるが）に対応していても、エラーを含んでいる。上記
した別の補正回路は一般にローテータ（ｒｏｔａｔｏ
ｒ）あるいはデローテータ（ｄｅｒｏｔａｔｏｒ）と呼
ばれる。どの様な組合せの直交信号でも、直交信号に対
して複素乗算を行うことによって、所望の角度位置に回
転させることができる。即ち、直交信号ＩとＱは次の関
係に従って、補正された直交信号Ｉ’とＱ’に対応する
ように回転させることができる。 【数１】 Ｉ’＝Ｉｃｏｓ（φ）＋Ｑｓｉｎ（φ） Ｑ’＝Ｑｃｏｓ（φ）−Ｉｓｉｎ（φ） ここで、φは補正角である。 【００２４】この補正を行う回路は全体としては周知で
あり、図８に示されている。時間多重化されたＩ及びＱ
サンプルは複素乗算器５０のそれぞれの入力ポートに供
給される。係数発生器５１からの補正係数（ＣＯＳ、Ｓ
ＩＮ）が乗算器５０の第２の組の入力ポートに供給され
る。乗算器５０によって生成される複素積はスライサ５
２と解析器５３に供給される。スライサ５２からの出力
信号も解析器５３に供給され、解析器５３はスライサに
供給される前と後の信号に応じて位相エラー信号を生成
する。この位相エラー信号はループフィルタ５４で積分
され、その後、その時の位相エラーに対応する適当な補
正係数を供給するようにプログラムされた係数発生器５
１に供給される。この形式の装置のさらなる詳細につい
ては、１９８８年に米国マサチューセッツ州ボストンの
クルーワ・アカデミック・パブリッシャ−ズ（Ｋｌｕｗ
ｅｒ Ａｃａｄｅｍｉｃ Ｐｕｂｌｉｓｈｅｒｓ）発行
の、リー（Ｌｅｅ）氏及びメッサーシュミット（Ｍｅｓ
ｓｅｒｓｃｈｍｉｔｔ）氏による教本「デジタル・コミ
ュニケーションズ（ＤＩＧＩＴＡＬ ＣＯＭＭＵＮＩＣ
ＡＴＩＯＮＳ）」を参照されたい。 【００２５】供給される信号が時分割多重化されている
ようなシステムでは、ある種の調整がなされねばならな
い。正規には、ＳＰサンプルとＨＰサンプルは同じサン
プル位相エラーを生じるので、両サンプル共同じ係数が
乗じられる。しかし、補正係数の計算は、時間多重化さ
れた信号では複雑になる。適切な係数を生成する１つの
方法は、ＨＰサンプルが生じた時に解析器５３をディス
エーブルして、ＳＰサンプルのみについて位相解析を行
うようにすることである。この方法を、図８に、クロッ
ク信号ＣＢ（図６）を解析器５３のイネーブル（Ｅ）入
力に供給する構成によって示す。ＳＰサンプルが生じて
いる期間は時間の８０％であり、４サンプルの期間にわ
たって継続するので、充分に正確なエラーの計算ができ
る。この方法の欠点は、収斂に幾らかの時間が余分に必
要となることである。 【００２６】時間多重化信号についての位相エラーの計
算の第２の方法は、ＨＰサンプル及びＳＰサンプルに対
してそれぞれ独立したエラー値を生成することである。
スライサ５２で遅延が生じないと仮定すれば、それぞれ
のエラー値は、ループフィルタを並列に設け、解析器５
３によって生成されるＳＰエラーを一方のループフィル
タに供給し、ＨＰエラーを第２のループフィルタに供給
するように構成することによって得られる。それぞれの
ループフィルタからの出力は、それぞれＨＰサンプルと
ＳＰサンプルの生起と同期して係数発生器５１に選択的
に供給される。係数発生器５１に対して独立したエラー
信号を供給する装置の一例が図８にブロック５５内に示
されている。ブロック５５をシステムに採用する場合
は、解析器５３はクロック信号ＣＢによって選択的にイ
ネーブルされる代わりに、連続的にイネーブルされる。
しかし、信号ＣＢはブロック５５中の多重化回路（ＭＵ
Ｘ）を選択的に動作させるために採用することができ
る。
【図面の簡単な説明】
【図１】ＡＤＴＶ信号のスペクトルをグラフ的に示す図
である。 【図２】チューナ及びＱＡＭ復調回路を含むＡＤＴＶ受
信機の一部分のブロック図である。 【図３】この発明を実施した時分割多重化された複数の
ＱＡＭ信号を処理するための回路のブロック図である。 【図４】２つの信号を時分割多重化濾波処理するための
ＦＩＲフィルタのブロック図である。 【図５】図４のフィルタの１段の概略回路図である。 【図６】図５の回路の動作用の各クロッキング信号のタ
イミング図である。 【図７】図３の素子２０のブロック図である。 【図８】図３の素子２４に実施できる適応形時分割多重
化ローテータ回路のブロック図である。 【符号の説明】 １６、１８、２０ 同相成分−直交位相成分分離手段 ２０ 同相成分の時分割多重化信号生成手段 ２２ 時分割多重化信号処理手段 ２４ 利用手段
である。 【図２】チューナ及びＱＡＭ復調回路を含むＡＤＴＶ受
信機の一部分のブロック図である。 【図３】この発明を実施した時分割多重化された複数の
ＱＡＭ信号を処理するための回路のブロック図である。 【図４】２つの信号を時分割多重化濾波処理するための
ＦＩＲフィルタのブロック図である。 【図５】図４のフィルタの１段の概略回路図である。 【図６】図５の回路の動作用の各クロッキング信号のタ
イミング図である。 【図７】図３の素子２０のブロック図である。 【図８】図３の素子２４に実施できる適応形時分割多重
化ローテータ回路のブロック図である。 【符号の説明】 １６、１８、２０ 同相成分−直交位相成分分離手段 ２０ 同相成分の時分割多重化信号生成手段 ２２ 時分割多重化信号処理手段 ２４ 利用手段
─────────────────────────────────────────────────────
フロントページの続き
(72)発明者 ローレン アン クリストフア
アメリカ合衆国 インデイアナ州
46205 インデイアナポリス ノース・
ペンシルバニア・ストリート 4601
(56)参考文献 特開 昭62−139449（ＪＰ，Ａ)
特開 昭62−202611（ＪＰ，Ａ)
特開 平２−71640（ＪＰ，Ａ)
特開 平４−239245（ＪＰ，Ａ)
特表 平７−507430（ＪＰ，Ａ)
Ｂｈａｖｅｓｈ Ｂｈａｔｔ，Ｓｔｅ
ｖｅ Ｅｖａｎｓ，Ｈｕｇｈ Ｗｈｉｔ
ｅ，Ｎｅｗｍａｎ Ｗｉｌｓｏｎ，Ｄａ
ｖｉｄ Ｂｒｙａｎ ａｎｄ Ｓａｍｉ
ｒ Ｈｕｌｙａｌｋａｒ，“Ｔｈｅ Ａ
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ｓｔ Ｓｙｓｔｅｍ，ＩＥＥＥ 1992
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ｔｅｍ，ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓａｃｔｉ
ｏｎｓ ｏｎ Ｂｒｏａｄｃａｓｔｉｎ
ｇ，米国，1990年12月，Ｖｏｌ．36，Ｎ
ｏ．４，ｐ．245−254
(58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名)
H04N 7/00 - 7/088
H04L 27/00 - 27/30
Claims (1)
- (57)【特許請求の範囲】 【請求項１】 単一のチャンネルで複数のＱＡＭ信号と
して伝送された信号を受信し処理する高精細度テレビジ
ョン受信機であって、 上記伝送された信号に応答して、上記複数のＱＡＭ信号
の中の少なくとも２つ信号の同相成分と直交位相成分を
分離する手段と、 上記複数のＱＡＭ信号の中の上記少なくとも２つの信号
の同相成分に応答して、上記複数のＱＡＭ信号の中の上
記少なくとも２つの信号の上記同相成分からなる時分割
多重化信号を生成する手段と、 上記時分割多重化信号に応答して、この時分割多重化信
号を処理して、送信および受信の期間に測定された不要
なスペクトル成分を除去する濾波手段と、を具える、高
精細度テレビジョン受信機。
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