KR0161806B1 - 고품위 텔레비젼용 대역 통과 위상 트랙커를 구비한 디지탈 잔류 측파대 검출기 - Google Patents

고품위 텔레비젼용 대역 통과 위상 트랙커를 구비한 디지탈 잔류 측파대 검출기 Download PDF

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Abstract

고품위 텔레비전 수신기용 대역 통과 위상트랙커를 구비한 디지탈 잔류 측파대 검출기.
디지탈 신호들을 표시하는 기호 코드를 포함하는 잔류 측파대(VSB)신호들을 수신하기 위한 무선 수신기에 있어서, HDTV신호들은 그러한 VSB신호들의 실례가 되고 상기 무신기의 튜너는 그러한 VSB신호들을 전송하기 위해 사용된 주파수대에 다른 위치들을 차지하는 채널들중 하나를 선별하는데 제공된다. 또한 상기 튜너는 아날로그 디지탈 변환기에 의해 디지탈 변환되는 마지막 중간 주파수 신호에 상기 선별된 채널의 복수 변환을 하기 위한 혼합기들을 포함한다. 반송 주파수를 중심으로 하는 상기 디지탈 마지막 중간 주파수 신호의 협대역 저역통과 필터된 부분에서 작용을 하는 위상 트랙커는 주파수 변환을 하는 동안 사용된 국부 발진에 위상 인코히어런스 또는 멜티 패스 왜곡으로부터 초래되는 상기 마지막 중간 주파수 신호의 허수부분을 억압한다. 상기 위상 트랙커에 디지탈 제어 발진기는 동기 검출기에 상기 마지막 중간 주파수 신호를 위한 상기 반송파의 디지탈 표시치를 제공하고 상기 동기 검출기는 상기반송파의 다른 디지탈 표시치들과 일치하여 상기 디지탈 변환된 마지막 중간 주파의 실수부분들을 검출한다.

Description

고품위 텔레비젼용 대역 통과 위상 트랙커를 구비한 디자탈 잔류 측파대 검출기
제1도는 디지탈 HDTV 신호들을 수신하기 위해 본 발명에 따라 구성된, 파일럿(pilot)반송파 요소를 가진 VSB 신호 수신기의 개략도.
제2, 3, 4, 그리고 5도는 제1도의 동기 검출 회로가 본 발명의 많은 특별한 실시예로 변형가능한 다른 형태들의 개략도.
제6도는 제2, 3, 4도 또는 제5도의 동기 검출 회로에서 이용가능한 Hilbert 변압기 FIR 필터와 보상 지연의 세부 개략도.
제7도는 제1도의 VSB 신호 수신기에 자동 이득제어(AGC) 배치의 개략도.
제8도는 제2, 3, 4, 또는 제5도에 대한 동기 검출 회로를 사용하기 위해서 변형된, 제1도의 VSB 신호 수신기에 대한 또 다른 AGC배치의 개략도.
제9도는 제1도의 VSB 신호 수신기 또는 제2, 3, 4, 또는 5도 각각에 대한 동기 검출 회로를 사용하기 위해 변형된 수신기의 또 다른 AGC배치의 개략도.
제10도는 디지탈 정보를 기호 형식으로 보호화하는 VSB 신호를 이용하는 유형에 더하여 적어도 한 다른 유형의 TV 신호를 수신하기 위해 설치된 TV 수신기에 있어, 제7,8 또는 9도의 상기 AGC 배치중의 하나에 가능한 변형의 개략도.
제11도는 기호 레이트의 배로 마지막 중간 주파수가 하향 변환된 VSB신호를 샘플링하기 위한, 제1도의 수신기에 구비가능한, 판정 지시 타이밍 재생(Decision-Directed Timing Recovery) 회로의 개략도.
상기 개략도들에서 제어되는 신호들을 위한 접속들과 구별하기 위해서 클럭 또는 제어 신호 접속들은 점선으로 표시된다.
본 발명은 디지탈 양식내에 잔류 측파대 정보의 검출에 관한 것으로, 특히 디지탈 고품격 텔레비전(HDTV:High-Definition Television) 신호 무선 수신기에 관한 것이다.
HDTV 신호 송신에 이용되는 잔류 측파대(Vestigal Sideband:VSB) 신호들은 변조율에 따라 진폭이 변환하고 상기 변조율에 상응하는 고정 진폭을 갖는 파일럿 반송파에 의해 대체가능한 그들 고유의 반송파를 갖는다. 그러한 VSB 신호들은, 예를 들어 미국에서 무선 방송에 이용가능하고 유선 방송 시스템에도 이용가능하다. 이러한 유무선 신호들을 수신하는 디지탈 HDTV 신호 무선 수신기들은 제안되었고, 본 유형의 수신기는 동기 검출후 튜너에서 이중 변환을 한다. 주파수 합성기는 제1중간 주파수(예를 들면, 920MHz 반송파)를 발생하기위해서 수신된 TV 신호들로 헤테로다인되는 제1국부 발진을 발생한다. 수동LC 대역 필터는 제1중간 주파수 증폭기에 의해 진폭을 위한 영상 주파수로부터 이러한 제1중간 주파수를 선별하고, 상기 증폭된 제1중간 주파수는 인접한 채널 응답들을 제거하는 제1중간 탄성 표면파(surface-acoustic-wave:SAW) 필터에 의해서 필터된다. 상기 제1중간 주파수는 제2중간 주파수(예를 들면, 41MHz 반송파)를 발생하기 위해서 제2국부 발진으로 헤테로다인되고, 제2 SAW필터는 제2중간 주파수 증폭기에 의해 증폭을 위한 잔류 인접한 채널 응답들과 영상들로부터 이러한 제2중간 주파수를 선별한다. 상기 제2중간 주파수 증폭기의 응답은 고정 주파수를 가진 제3국부 발진으로 기저대에서 싱크로다인된다.
고정 주파수를 가진 상기 제3국부 발진은 0°와 90°위상 동기내에 공급되어, 동상과 직각 위상 동기 검출 절차들이 진행된다. HDTV 신호들이 송신될때, 상기 동상 동기 검출의 결과로 디지탈 기호는 8레벨 부호화되고, 상기 직각 동기 검출의 결과로 디지탈 기호는 보통 제로가가 된다. 아날로그 양식에서 발생된, 분리되어 디지탈 변환되는 동상과 직각 위상 동기 검출의 결과로, 디지탈 변환후 서로서로 분명하게 예상대는 동기 검출 결과들에 대한 문제들이 제시된다. 상기 문제는 양자화 잡음 페이저로 간주된 복합 신호내에 현저한 위상 오차들이 이입된다는 저이다. 상기 문제점은 상기 디지탈 양식내에 동상과 직각 위상 동기 검출 절차가 진행됨으로써, 이미 제안된 본 유형의 HDTV 신호 무선 수신기들내에서 해소된다.
한 예를 들면, 상기 동상과 직각 위상 동기 검출 절차들은, 디지탈 변환될때 8레벨 부호화인 나이키스트 속도(Nyquist rate)의 두배로 상기 제2중간 주파수 증폭기의 응답을 샘플화함으로써 실행된다. 상기 연속 샘플들은 발생 순서대로 일련 번호를 붙이게 된다. 그러나, 짝수 샘플과 홀 수 샘플은 동상(또는 실수)과 직각 위상(또는 허수) 동기 검출 결과들중 각각 하나를 발생하도록 서로서로로부터 분리된다.
상기 디지탈 동상 동기 검출결과로 8레벨 부호화는 NTSC 신호들로부터 동일 채널(co-channel)을 간섭하지 않도록 필터되고, 등화 필터링을 조건으로 한다. 상기 등화 필터 응답은 트렐리스(trellis) 디코더에 입력 신호로 제공된다. 상기 트렐리스 디코더의 응답은 데이터 디인터리버(de-interleaver)에 입력 신호로 공급되고, 상기 디인터리브된(de-interleaved) 데이터는 리드 솔로몬(Reed-Solomon) 디코더에 제공된다. 오차가 수정된 데이터는 패킷(packet) 디코더를 위한 데이터의 패킷을 재생하는 데이터 디랜더마이저(derandomizer)에 제공된다. 선별된 패킷들은 상기 HDTV 프로그램의 오디오부분을 재생하는데 이용되고 다른 선별된 패킷들은 상기 HDTV 프로그램의 비디오부분을 재생하는데 이용된다.
상기 동상과 직각 동기 검출 절차에 이용된, 상기 싱크로다이닝(synchrodying)을 수행하기 위해서, 상기 직각 위상 동기 검출의 결과들은 상기 제2의 국부 발진들을 발생하는 제어 발진기를 위한 자동 주파수 위상 제어(AFPC)신호들을 디벨롭하는데 이용된다. 상기 직각 위상 동기 검출 결과를 최소화하기 위해서, 상기 디지탈 직각 위상 동기 검출 결과는 상기 제2의 국부 발진의 위상과 주파수를 조절하는 AFPC 신호를 발생하도록 저역에서 필터된다. 그러나, 실제로 이러한 자동 주파수 위상 제어는 상기 동상 동기 검출 결과에 원하는 정도의 위상 안정성을 제공하는데 부적당하다. 상기 디지탈 변환된 동상 동기 검출 결과의 부적응(inaduquate) 등화 필터링은 상기 동상과 직각 위상 동기 검출절차동안 이용된 싱크로다이닝으로 고정 위상 오차를 수정할 수 있으나, 상기 등화 필터링의 필터 계수내에 비적응 변환은 아주느려서 상기 HDTV 신호의 멜티패스 수신시 빠른 변환을 하는 동안 발생되는 위상 오차의 변환 또는 상기 AFPC 귀환 루프내에 위상 지터에 대해 보상할 수 없다.
따라서, 상기 제안된 본 유형의 HDTV 신호 수신기에 있어, 위상 트랙커는 디지탈 변환된 동상 동기 검출 결과의 등화 필터링과 종속 접속된다. 상기 등화된 동상 동기 검출 결과는 Hilbert 변형 유한 임펄스 응답 필터에 디지탈 변환된 형태로 공급된다. 상기 Hilbert 변형 FIR 필터의 대기시간(latency)을 보상하기 위해서 지연된 본 FIR 필터의 응답과 상기 등화된 동상 동기 검출은, 복소수곱을 발생하기 위해서 복소수 승수 신호에 의해 승산되도록, 복소수 승산기에 실수 입력 신호오 허수 입력 신호로 인가된다. 귀환 루프는상기 복소수 승수 신호로서 이용되는유닛 오일러 백터(unit Euler vector)의 위상각을 조절하기 위해서, 오차 신호를 디벨롭하기 위한 제로가로부터 복수수곱의 허수부분을 확실하게 퇴거시킨다. 상기 유닛 오일러 벡터의 실수값과 허수값은 상기 오차 신호를 조정하는데 이용되는 누산기의 출력에 의해 전달된 독출 전용 메모리(ROM)에 저장된 sine/cosine 룩업 테이블(LUT:look-up table)로부터 유추된다. 상기 위상 트랙커는 상기 Hilbert 변형 FIR 필터가 위상 편이의 요구조건 90°를 거의 제로 주파수 가까이에 제공하기 위해서 아주 많은 텝들을 가져야만 한다는문제를 야기시킨다.
본 발명자들은 상기 HDTV 신호 무선 수신기를 변형시키고, 그래서 제2중간 주파수를 상기 제2국부 발진으로 변형시키기 위해서 상기 제1중간 주파수와 헤테로다인되는 상기 제2국부 발진은 고정 주파수를 가진다. 따라서, 제어 발진기의 상기 제2국부 발진은 고정 주파수를 가진다. 따라서, 제어 발진기의 상기 AFPC 귀환 루프내에 위상 지터는 상기 제2국부 발진기를 발생하는 과정에서 문제로서 제거된다. 상기 제2국부 발진은 상기 제2중간 주파수를 위한 반송 주파수로부터 고정 주파수 잔류 편차(offset)에서 발생된다. 그러므로 상기 제2국부 발진은 상기 제2중간 주파수를 기저대에서 하향변환하기 위해서 상기 제1중간 주파수로 싱크로다인되기보다는 오히려 제2중간 주파수로 상기 제2중간 주파수를 하향변환하기 위해서 상기 제1중간 주파수로 헤테로다인된다. 그때, 상기 제2중간 주파수는 기저대보다는 오히려 대역 통과 아날로그 디지탈 변환기로 디지탈 변환된다. 그리고 나머지 검출 절차는 상기 디지탈 양식에서 실행된다. 상기 제2중간 주파수는 여전히 상기 HDTV 신호의 멜티패스 수신시 빠른 변환을 하는 동안 발생되는 위상 오차의 변환를 야기시켜, 위상 트랙커는 여전히 필요시된다. 상기 위상 트랙커는 복합 동기 검출 동안에 상기 제2중간 주파수에서 실행되고, 따라서 선행 기술의 수신기에서와 마찬가지로, 상기 위상 트랙커는복합 동기 검출와 등화 필터링후 실행되기 보다는, 오히려 등화 필터링전에 실행된다. 상기 위상 트랙커는 선행기술의 수신기에서 이용된 대역 통과(또는 저역 통과) 위상 트랙커보다는 오히려 대역 통과 위상트랙커이다.
상기 대역 통과 위상트랙커에서 이용된 상기 동상과 직각 위상 샘플링 절차는 대칭 측파대 구조를 가지는 디지탈 변환된 대역 통과 신호들의 복합 동기 검출을 위해 이미 이용된 선행 절차들로부터 유추된다. 무선 방송을 위한 HDTV 신호들은 양측파대(double sideband:DSB) 진폭 변조 신호들이라기 보다는 오히려 잔류 측파대(VSB) 진폭 변조 신호들이다. 상기 대역 통과의 위상 트랙커내에 오차 신호를 디벨롭하기 위해서 사용된, 상기 HDTV 신호들의 복합 동기 검출은 상기 VSB 신호들의 비대칭 측파대 구조내에 포함된 대칭 측파대 구조에 응답하여 대폭을 충분하게 제한받는다. 상기 8레벨(또는 16레벨)의 VSB 부호화를 재생하기 위한 상기 HDTV 신호들의 동기 검출은 대폭을 아주 많이 제한받지는 않는다.
상기 측파대 위상 트랙커에 이용된 상기 동상과 직각 위상 샘플링 절차는 일반적으로, 예를 들어 IEE TRANSACTIONS ON AEROSPACE AND ELECTRONIC SYSTEMS, Vol. AES-18, No. 4(1982년 11월), pp 736-739에 Quadrature Sampling with High Dynamic Range라는 논문에서, D.W.Rice와 K.H.Wu에 의해서 기술된 절차와 유사하다. Rice와 Wu는 상기 대역 통과 신호의 최고 주파수 요소에 의해서가 아니라 상기 대역 통과 신호의 대폭에 의해서 결정된, 나이키스트 속도 또는 그 이상으로 디지탈 변환되기전에 샘플링될 필요가 있다고 지적한다. 직각 위상 동기 검출은 상기 디지탈 변환된 대역 통과 신호에서 Hilbert 변형 FIR 필터를 이용하여 실행된다. 그와 반대로, 동상 동기 검출은 상기 Hilbert 변형 FIR 필터의 대기시간과 동일한 보상 지연 이후에 실행된다. Rice와 Wu는, 디지탈 변환된 대역 통과 신호에서 복합 동기 검출을 수행함으로써 혼합기에 의해서 이입된 직접 요소들이 상기 대역 통과 필터에 의해서 억압되고 디지탈 변환에 영향을 주지 않는다는 장점을 가진다고 지적한다. 대역 통과 형태로 디지탈 변환된 VSB 신호들의 복합 동기 검출에 있어, 부분적으로 억압된 반송파로부터 발생되는 상기 복합 동기 검출의 직접 요소는 본 발명에 중요한 혼합기로 이입된 직접 요소들에 의해서 영향을 받지 않는다.
본 발명을 나타낼때, 본 발명자들은 Rice와 Wu에 의해서 개시된 장점들과 다름없는, 디지탈 변환된 대역 통과 신호들이라기 보다는 오히려 Hilbert의 디지탈 변환된 대역 통과 신호들에 장점들을 인지했다. 상기 Hilbert 변형 FIR 필터는위상 전이 90°를 제공하는데 아주 오랜 지연이 요구된다는 점에서, 더 이상 제로 주파수에 가깝게 위상 전이 90°를 제공하지 않는다. 상기 Hilbert 변형 FIR 필터는 단지 지연 요구들이 절도있는, 1MHz 또는 2MHz이상 8MHz 내지 7MHz이하 위상 전이 90°만을 제공해야만 한다. 상기 필터에 요구된 최상 응답 주파수와 최저 응답 주파수 사이의 다소 작은 비율은 필터에 요구되는 탭의 숫자를 다소 적게 유지한다.
본 발명은 디지탈 신호들을 표시한 기호 코드를 포함하는 VSB 신호들을 수신하기 위한 무선 수신기에서 실시되고, HDTV 신호들은 그러한 VSB 신호들의 전형적인 예이다. 튜너는 상기 VSB 신호들을 송신하기 위해 사용된 주파수대에 다른 위치에서 채널들중에 한 채널을 선별하기 위해 제공한다. 상기 튜너는 또한 실제로 제로 주파수 이상의 가장 낮은 주파수로 아날로그 디지탈 변환기에 의해서 디지탈 변환된 마지막 중간 주파수 신호에 상기 선별된 채널의 복수 변환을 수행하기 위한 혼합기들을 포함한다. 상기 반송 주파수를 중심으로 하는 상기 디지탈 변환된 마지막 중간 주파수 신호의 협대역 필터된 부분들에서 작동을 하는 위상 트랙커는 주파수 변환을 하는 동안 사용된 국부 발진에서 위상 인코히어런스(incoherency) 또는 멀티 패스 왜곡으로부터 발생되는, 상기 마지막 중간 주파수 신호의 허수부분을 억압한다. 상기 위상 트랙커에 디지탈 제어 발진기는 동기 검출기에 상기 마지막 중간 주파수 신호의 실수부분을 위한 반송파의 디지탈 표시치를 공급하고, 상기 동기 검출기는 반송파의 다른 디지탈 표시치와 일치하여 상기 디지탈 변환된 마지막 중간 주파수 신호의 실수부분을 검출한다.
본 발명은 또 다른 측면은 AGC 회로가 상기 디지탈 변환된 마지막 중간 주파수 신호들의 협대역 필터된 부분에 상응하는 VSB 신호들을 수신하기 위한 무선 수신기의 상기 중간 주파수 증폭기에 대한 자동 이득 제어(AGC)회로이다.
본 발명은 첨부된 도면을 가지고 더욱 상세히 설명될 것이며 본 발명에 따른 다양한 실시예가 도시될 것이다.
제1도는 방송 수신 안테나 6으로부터 디지탈 HDTV 신호들을 수신하기 위한 VSB 무선 수신기 5를 도시한다. 상기 수신기 5는 키네스코프 7을 위해 빨간(R), 녹색(G), 그리고 파란색(B) 색의 구동(drive) 신호들을 재생시키고, 좌측 확성기 8과 우측 확성기 9를 구동시키기 위해 입체음 신호들을 재생시킨다. 그 대신에 상기 VSB 신호 수신기 5는 유선 방송 수신 안테나 또는 유선 전송 시스템부터 디지탈 HDTV 신호들을 수신하기 위해 연결될 수 있다. 상기 키네스코프 7 대신에 다른 표시 장치가 사용가능하고, 상기 음향 재생 시스템은 단지 단일 오디오채널만으로 구성되거나 단순한 입체음 재생 시스템보다 더 정교하다.
11-21 요소들을 포함하는 튜너1은, 가령 상기 방송 수신 안테나 6에 의해서 포착된 상기 디지탈 HDTV 신호들과 같은, 상기 수신된 VSB 신호들을 위한 상기 주파수대내 다른 위치에 채널들중 하나를 선별하고, 마지막 주파수대에서 상기 선별된 채널을 마지막 중간 주파수 신호로의 복수 주파수 변환을 한다. 더욱 중요하게도, 인간에 의해서 작동되도록 설계된 채널 셀렉터(selector) 10은 제1국부 발진기로서 기능을 하는 주파수 합성기 11이 상기 방송 수신 안테나 6 또는 다른 디지탈 HDTV 신호 소스로부터 공급된, 수신된 신호들로 헤테로다인되기 위해 제1혼합기 12에 공급하는 제1국부 발진의 주파수를 결정한다. 상기 제1혼합기 12는 상기 제1중간 주파수(예를 들면 920MHz 반송파)로 상기 선별된 채널내 상기 수신된 신호들을 상향 변환하고, LC 필터 13은 상기 제1혼합기 12로부터 제공된 상기 상향 변환된 결과를 수반하는 원하지 않은 영상 주파수를 제거하는데 이용된다. 상기 상향 변환으로부터 발생되는 상기 제1중간 주파수는 제1표면 탄성파(SAW) 필터 15를 구동시키기 위해 증폭된 제1중간 주파수를 공급하는 제1중간 주파수 증폭기 14에 입력 신호로서 공급된다. 다소 고주파로의 제1중간 주파수 상기 상향 변환은 많은 수의 극과 제로를 가지는 SAW 필터링을 활성화시킨다. 제2국부 발진기 16으로부터 제2국부 발진은 제2중간 주파수(예를 들면 41MHz 반송파)를 발생시키기 위해서, 상기 제1 SAW 필터 15에 대한 응답으로 헤테로다인되기 위한 제2혼합기 17에 공급된다. 제2 SAW 필터 18은 상기 제2혼합기 17으로부터 제공된 상기 상향 변환의 결과를 수반하는 상기 원치 않는 영상 주파수를 제거하는데 이용된다. 상기 제2 SAW 필터 18의 응답은 제2중간 주파수 증폭기 19에 입력 신호로 제공되고, 상기 증폭된 제2중간 주파수 신호 응답은 제3국부 발진기 21으로부터 발진으로 헤테로다인되도록 제3의 혼합기 20에 입력 신호로 제공된다. 상기 제3혼합기 20이 이미 제안된 제로주파수의 반송파로 기저대 신호보다는 오히려 1MHz 내지 2MHz의 주파수 아래로 확대되는 상기 잔류 측파대로 그리고 7MHz 내지 8MHz의 주파수로까지 확대되는 전역 측파대로, 제3중간 주파수 신호 응답을 제공할 수 있을 정도로, 상기 제3국부 발진기 21로부터의 발진 주파수가 선별된다는 사실을 제외하면, 지금까지 설명된 바와 같은, 상기 복수 변환 튜너 1은 다른 사람들에 의해서 이미 제안된 다른 튜너들과 유사하다. 이러한 제3중간 주파수 신호 응답은 상기 튜너 1의 상기 마지막 중간 주파수 입력 신호이다.
아날로그 디지탈 변환기(ADC) 22는 상기 튜너 1의 상기 마지막 중간 주파수 입력 신호를 샘플로 하고, 상기 각각의 아날로그 샘플들은 더이상 원지 않는 에일리어싱(aliasing)을 막기 위해서, 상기 최고 마지막 중간 주파수는 반회전보다 더 오래 지속되지 않으며, 10비트 또는 그 정도 가량의 해상도(resolution)를 가지는 디지탈 샘플들로 상기 샘플들을 디지탈 변환한다. 통상적인 관례로, 상기 ADC 22에 포함되는 상기 저역 통과 필터는 상기 제3혼합기 20으로부터 상기 제3중간 주파수 신호 응답의 상기 고주파 영상을 억압한다. 상기 제2의 SAW 필터 18은 디지탈 변환되게 된 상기 ADC 22에 제시된 상기 제3중간 주파수 신호들의 대폭을 제안하여, 상기 ADC 22는 대역 통과 아날로그 디지탈 변환기로서 기능을 한다. 디지탈 변환을 하는 동안, 상기 ADC 22에 의해서 이용된 상기 샘플 레이트는 적어도 HDTV 신호들에 있어 6MHz인, 상기 대역 통과 신호의 대폭에 있어 상기 나이키스트 속도이고 HDTV 신호들에 있어 6MHz이다. 실제로, 본 발명자들은 초당 약 21.106 샘플들 또는 VSB HDTV 신호들의 기호 레이트에 약 두배에 샘플레이트에 선호한다. 아이(eye) 응답을 최대한으로 하기 위해서, 상기 기호 레이트로 상기 ADC 22에 의해서 상기 샘플링을 싱크로다인하기 위한 회로를 조절하도록, 상기 VSB HDTV 신호들은 상기 기호 레이트의 두배로 샘플링 된다. 상기 회로가 제1도에서 명확하게 도시되지는 않으나, 적절한 회로는 본 도면의 제11도에 대한 본 명세서에서 더욱 설명되어질 것이다.
상기 동상 동기 검출기 23은 제로 주파 반송파로 기저대에서 변환된 상기 수신된 VSB 신호에 상응하는 응답을 공급하기 위해서, 상기 ADC 22의 상기 디지탈 변환된 마지막 중간 주파수 출력 신호에 상응한다. 상기 디지탈 필터 24는 유한 임펄스 응답(FIR) 유형을 가지고 대칭 커널(kernel)을 가짐으로써, 상기 필터 24는 선형 위상이 된다. 상기 대역 통과 필터 24의 응답은 상기 반송 주파수에서 중심으로 위치되고 그 응답으로 반송파 자체, 그 각각에 억압될 정도의 협소한 대폭을 가진다. 상기 튜너1에 상기 협대역 필터링과 상기 자동 이득 제어(제1도에 명확하게 도시되지 않은)는 상기 협대역 필터 24의 응답으로 재생된 상기 파일럿 반송파가 제어된 증폭을 갖게금 한다. 상기 필터 24에 야기되는 상기 측파대 구조는, 반송 주파수에 있어 본래 대칭된다. 상기 필터 24응답은 직각 위상 동기 검출기 25에 공급된다. 상기 동기 검출기 25의 응답은 저역 통과 필터26에 인가되고 상기 응답은 디지탈 제어 발진기(DCO)27의 자동 주파수와 위상 제어(AFPC)을 위해 사용된다. 또한 상기 디지탈 제어 발진기는 숫자적으로 제어된 발진기로서 알려진다. 상기 DCO 27은 상기 위상 동기 검출기 23에 동상 반송파의 디지탈(cosine) 표시치를 제공하고, 상기 DCO 27의 검출기는 기본적으로 상기 DCO 27로부터 제공된 상기 디지탈 변환된 동상 반송파에 의해서 상기 ADC 22의 응답을 승산하기 위한 디지탈 승산기이다. 또한 상기 DCO 27은 상기 직각 위상 동기 검출기 25에 직각 위상 반송파의 디지탈(sine) 표시치를 공급하고, 상기 DCO 27은 상기 DCO 27의 AFPC을 위해 사용된 상기 귀환 루프내 오차신호를 디벨롭하도록 상기 협대역 필터 24에 의해서 선별된 상기 파일럿 반송파에 비유된다. 상기 저역 통과 필터 26은 상기 직각 위상 동기 검출기 25로부터 오차 신호에 반송 조파를 억압한다. 상기 직각 위상 동기 검출기 25가 기본적으로 단지 상기 DCO 27로부터 제공된 상기 디지탈 변환된 직각 위상 반송파에 의해서 협대역 필터 24의 응답을 승산하기 위한 디지탈 승산기일때만, 상기 조파들이 발생된다. 실제로, 입력 신호에 대한 협대역 필터 24의 응답에는 일부의 지연 또는 잠재 시간이 존재하고, 이러한 지연은 제1도에 분명하게 도시되지 않은 장치에 의해서 상기 위상 동기 검출기 23의 작동으로 보상된다. 예를 들어, 상기 필터 24의 잠재 지연 시간과 동일한 지연은 입력 신호로서 상기 ADC 22로부터 상기 디지탈 변환된 마지막 IF신호를 상기 위상 동기 검출기 23에 인가하는 접속으로 삽입 가능하다.
제1도의 상기 VSB 신호 수신기에 상기 동상 동기 검출기 23의 상기 기저대응답은 클럭된 지연선 28에 대한 입력 신호로서 그리고 2 입력 디지탈 가산기 29에서 제1섬멘드(summand) 입력 신호로서 인가된다. 상기 클럭된 지연선 28은 12개의 기호 에포크(epoch)들과 동일한 지연이후 입력 신호에 대한 응답을 제공하여, 지연된 응답은 제2섬멘드 입력 신호로서 상기 디지탈 가산기 29에 인가된다. 상기 클럭된 지연선 28과 상기 디지탈 가산기 29는 서로 합하여 NTSC 신호들로부터 동일 채널 간섭을 억압하기 위한 NTSC 제거 필터 30을 제공한다. 상기 NTSC 제거 필터 30은 컴필터(comb Filter)이고, NTSC 신호들이 디지탈 HDTV 신호들과 동일한 채널 배분으로 전송되는 동안, 요구된다. 상기 필터 30은 상기 NTSC 휘도 반송파를 억압하고 싱크로다인하는 정보를 포함하는 저주파 측파대는 아주 강하게 칼라(color) 부반송파를 제거하고 상기 색 측파대를 억압하며, 그리고 상기 FM 오디오 반송파를 억압한다. 상기 필터 30은 상기 검출기 23으로부터 8 코딩 레벨 디지탈 동상 동기 검출 결과에 대한 응답으로 등화기 31에 15 코딩 레벨신호를 제공한다. 분명하게 도시되지는 않았지만, 상기 등화 필터 31에 상기 입력 신호는 샘플 레이트를 기호 레이트로 줄이기 위해서 2:1로 데시메이트(decimate)된다. 상기 등화 필터 응답은 상기 디지탈 데이터 스트림(stream)을 재생하는 상기 기호 디코딩을 수행하는 트렐리스 디코더 32에 입력 신호로서 상기 등화기 31으로부터 제공된다. 상기 등화기 31은, 조절된 증폭 응답이 상호 기호 간섭으로부터 결과로 초래되는 기호 오차를 최소화하는 상기 트렐리스 디코더 32에 인가된 상기 복수 레벨 코딩에 대한 조절된 증폭 응답을 발생하는 등화 필터링을 제공한다.
비록 제1도에서 명확하게 도시되지는 않지만, 바람직한 회로가 NTSC 신호로 부터 동일한 채널이 간섭될때를 감지하고 NTSC 신호로부터 어떠한 동일 채널 간섭도 감지하지 않을때, 상기 필터 30을 측로(bypass)로 사용하며, 예상되는 코딩레벨수와 일치하여 기호 디코딩 범위를 조절하기 위해서 상기 VSB 신호 수신기 5에 제공된다. 15코딩 레벨이 인지될때 보다는 8코딩 레빌이 인지될때, 기호 식별에 대한 과오가 많은 판정들은 거의 발생하지 않는다. 비록 데이터 동기화 회로가 제1도에 명확하게 도시되지는 않지만, 상기 디지탈 HDTV 기술에 숙련된 기술자는 데이터 영역과 데이터선들이 타이밍 데이터 디인터리빙을 조절하기 위한 기초를 제공하게 될때를 판정하기 위한, 회로를 포함한다는 사실을 이해할 것이다. 상기 등화기 31이 본 발명자의 바람직한 유형을 가지고, 상기 유형 고스트소거 기준 신호에 대한 상기 등화기 31의 응답에 따라 증폭 응답의 귀환 조절을 한다는 사실을 가정하면, 데이터 영역 동기화 회로는 상기 등화가 31출력 부분으로부터 입력 신호를 취한다. 데이터 영역의 시작은 상기 등화기 31을 위한 고스트 소거 기준으로서 역할을 하는 의사 랜덤 펄스열(pseudo-random pulse train)에 의해서 신호된다. 상기 등화기 31의 입력 신호보다 오히려 상기 등화기 31의 응답으로 존재할때, 데이터선의 시작을 신호로나타내는 상기 기호 코드 시퀸스(sequence)의 발생을 검색하는 데이터선 등기화 회로는 발명자에 의해서 선호된다. 그러한 데이터선 동기화 회로는 상기 트렐리스 디코더 32가 기호 디키딩을 위해서 사용하는 동일한 회로의 레벨을 결정하는데 사용가능하다.
상기 트렐리스 디코더 32의 데이터 응답은 데이터 디인터리버 33에 입력 신호로서 제공되고, 상기 디인터리브된 데이터는 상기 데이터 디인터리버 33으로부터 리드 솔로몬 디코더 34에 제공된다. 오차 수정된 데이터는 상기 리드 솔로몬 디코더 34로부터 패킷 솔터(packet sorter) 36을 위해 데이터 패킷을재생하는 데이터 랜덤저 35에 제공된다. 상기 패킷 솔터 36은 데이터 연속 패킷내에 헤더코드(Header code)에 응답하여 다르게 인가되기 위해 데이터 패킷을 분류한다. 상기 HDTV 프로그램의 오디오부분을 표시하는 데이터 패킷은 디지탈 영상 디코더 37에 상기 패킷 솔터 36에 의해 인가된다. 상기 디지탈 영상 디코더 37은 상기 다수의 확성기들 8과 9를 구동시키는 복수 채널 오디오 증폭기 38에 대한 좌측채널과 우측 채널 입체음 신호를 공급한다. 상기 HDTV 프로그램의 비디오부분을 표시한 데이터 패킷은 MPEG 디코더 39에 상기 패킷 솔터 36에 의해 인가된다. 상기 MPEG 디코더 29는 상기 키네스코프 7의 시각 스크린 또는 다른 표시 장치의 래스터 주사(raster scanning)를 위해 제공하는 키네스코프 편향(deflection) 회로 40에 수평(H)과 수직(V) 동기 신호들을 공급한다. 또한 상기 MPEG 디키도 39는 키네스코프 7 또는 다른 표시 장치에 증폭된 빨간색(R), 녹색(G), 그리고 파란색(B)색 구동 신호들을 인가하기 위해서 상기 키네스코프 구동 증폭기 41에 신호들을 제공한다.
상기 협대역 필터 24의 응답은 절대가 회로에 공급가능하여, 그때 초래되는 인가된 신호는 디지탈 변환하여 저역에서 필터가능하며, 그 결과 초래되는 저역 통과 필터의 응답은 상기 IF 증폭기들 14와 18둘다 또는 그 단일 이득을 조절하기 위한 자동 이득 제어(AGC) 신호를 공급하도록 아날로그 형태로 변환가능하다. 이는그 응답으로서 협대역 필터 24에 의해 선별된 상기 디지탈 변환된 반송파의 증폭을 이러한 과정으로 조절한다.
제1도의 상이한 상기 VSB 신호 수신기에서, 상기 협대역 필터 24의 응답은 대칭적으로 방형파(square wave)의 디지탈 표시치들을 발생하도록 클립(clip)된다. 상기 필터 24가 2의 보수 계산에 있다고 가정하면, 이 과정은 다음과 같이 행해질 수 있다. 다중 비트 필터 24 응답의 최상위 비트는 상기 디지탈 대칭적인 클리퍼의 2비트의 제3응답에 상위 비트로서 보존되고 상기 다중 비트 필터 22응답의 최하위 비트는 상기 디지탈 대칭 클리퍼의 2비트의 3중(ternary) 응답에 하위 비트를 발생시키도록 논리합(OR)된다.
AFPC 신호들을 위한 상기 저역 통과 필터 24는 모든 디지탈 제어 발진기 디자인으로 설치되는데 다소 장애를 발생하고 DCO 27 출력 신호의 주파수와 위상을 제어하는 상기 귀환 루프의 응답으로 지연을 이입한다. 더우기, 상기 귀한 루프는 원하는 비조건적으로 안정된 상태보다는 오히려 원하지 않는 조건적으로 안정되지 않는 상태에 머무를 수 있다. 이때, 본 발명의 바람직한 실시예에서, 단지 실수신호에서 동상과 직각 위상 동기 검출을 실행하기 위한 단순 디지탈 승산기는 복합 신호들에 위상과 직각 위상 동기 검출을 수행하기 위해서 사용되지 않는다. Rice와 Wu에 의해 기술된 상기 동상과 직각 위상 샘플링 기술은 상기 VSB신호들의 동기 검출로 이용하기 위해 채택된다. 복합된 형태를 사용하는 상기 동기 검출을 수행함으로써 상기 동기 검출 결과로 발생되는 반송 조파의 발생은 제거된다.
제2도는 본 발명의 다른 실시예로, VSB 신호들의 상기 동기 검출을 실행하기 위한 변형된 장치를 도시한다. 상기 아날로그 디지탈 변환기 22로부터 디지탈 변환된 마지막 IF신호들은 상기 제3혼합기 20응답기 Hilbert 변형을 제공하는 FIR 디지탈 필터 50에 입력 신호로서 제공된다 또한 상기 ADC 22로부터 상기 디지탈 변환된 마지막 IF신호는 지연선 51이 상기 디지탈 필터 50의 대기시간과 동일한 보상 지연을 제공하는, 디지탈 지연선 51에 입력 신호로 제공된다. 상기 디지탈 필터 50과 상기 디지탈 지연선 51의 응답은 각각 반송 대역 통과 필터 52와 53에 입력 신호로서 공급된다. 대역 통과 특질들을 가지는 상기 필터 52와 53은 상기 디지탈 지연선 51과 상기 디지탈 필터 50의 응답들에 의해 형성된 상기 복합 신호의 8레벨 VSB 코딩에 따라 변형된 반송 측파대로부터 상기 복합 파일럿 반송파를 분리시킨다. 상기 디지탈 필터 50과 상기 디지탈 지연선 51의 응답은 각각 반송 대역 통과 필터 52와 53의 대기시간과 동일한 각각의 보상 지연을 제공하는 디지탈 지연선 54와 55에 입력 신호로서 공급된다.
상기 디지탈 지연선 54와 55로부터 공급된 복합 신호를 위한 동상 동기 검출기 230은 각각 반송파의 sine과 cosine에 의해서 상기 지연선 54와 55로부터 공급된 응답들을 승산하기 위한 디지탈 승산기 231과 232와, 상기 디지탈 승산기 231과 232로부터 적신호들을 가산하기 위한 디지탈 가산기 233을 구비한다. 이미 복소수곱의 허수항은 항상 제로가가 될 것이고 또는 실제적으로 제로가가 된다고 알려져있기 때문에, 그래서 상기 허수항을 발생하도록 요구되는 상기 디지탈 승산기와 감산기는 필수적이다. 상기 가산기 233으로부터 가산신호로 제공되는 상기 동상 동기 검출기 230의 출력 신호는 입력 신호로서 상기 NTSC 제거 필터 26에 인가된다.
직각 위상 동기 검출기 250은 각각 반송파의 sine와 cosine에 의해서 반송 대역 통과 필터 52와 53의 응답을 승산하기 위한 디지탈 승산기 251과 252와, 그리고 상기 디지탈 승산기 252의 적신호들로부터 상기 디지탈 승산기 251의 적신호들을 감산하기 위한 디지탈 감산기 253을구비한다. 즉, 다시 말해서 반송 대역 통과 필터52와 53에 의해서 제공된 분리된 파일럿 반송파의 복합 디지탈 표시치는 상기 직각 위상 반송파의 복합 디지탈 표시치에 의해 승산된다. 복소수곱의 실시항은 항상 제로가가 될 것이고 또는 실제적으로 제로가라고 이미 알려져있기 때문에, 그래서 상기 실수항을 발생하도록 요구받는 상기 디지탈 감산기와 가산기는 필수적이다. 상기 감산기 253으로부터 차(differencs) 출력 신호는 상기 DCO 27에 AFPC 신호를 제공한다.
제2도에 도시된 상기 디지탈 제어 발진기 27은 상기 디지탈 승산기 231과 252에 12비트 피승수를 제공하기 위한 독출 전용 메모리 271에서 반송파 sin Ф 록업 테이블과, 상기 디지탈 승산기 231과 251에 12비트 피승수를 제공하기 위한 독출 전용 메모리 272에 반송파 cos Ф 록업 테이블과, 그리고 ROM 271과 272을 위한 ROM 어드레스 발생기를 구비한다. 이러한 어드레스 발생기는 상기 ROM 어드레스를 위한 누산기를 완성하기 위한 상기 가산기 273의 제1섬멘드 입력으로 가산 출력 신호를 인가하기 위해서 상기 가산 출력 신호로 클럭된 단일 샘플지연 요소 274로서 상기 ROM 어드레스들을 ROM 271과 272에 공급하는 입력 디지탈 가산기 273을 포함한다. 2 입력 디지탈 가산기 275는 상기 ROM 어드레스 누산을 시스템 클럭 순환으로 증가하기 위해서 상기 가산기 273의 상기 제2섬멘드 입력에 가산 출력 신호를 제공한다. 상기 사인 Ф와 cos Ф 피승수들이 그때 연속 반송파 샘플들에 더 높은 각도 분해능을 제공하는, Ф의 2π 라디언을 가진 아주 많은 수의 샘플들을 가지고 상기 ROM 271과 272으로부터 제공되기 때문에, 상기 복수 변환 튜너 2은 바람직하게도 상기 주파수대의 고주파부분보다는 오히려 상기 ADC 22에 공급된 마지막 IF신호 주파수대의 저주파부분에 상기 VSB 신호 반송파를 헤테로다인한다.
ROM 271과 272로부터 직각 관련 동기 위상들에 공급된, 상기 DCO 27의 발진에서 오차의 부재로, AFPC 오차 신호로서 공급되는 상기 감산기 253으로부터 상기 가산 출력 신호는 제로가가 될 것이다. 상기 감산기 253으로부터 상기 가산출력 신호는 상기 가산기 275의 제1섬멘드 입력에 공급되나, 제로가가 되어도 상기 가산기 275로부터 상기 가산출력 신호에 어떤 영향을 미치지 않을 것이다. 상기 가산기 275로부터 가산 출력 신호는 클럭된 단일 샘플 지연 요소 277에 의한 단일 샘플에 의해 지연된, 또 다른 디지탈 가산기 276으로부터 가산출력 신호인 제2섬멘드 입력에 공급된 신호와 동일한 신호가 될 것이다. 상기 감산기 253으로부터 상기 가산 출력 신호는 고정 피승수를 승산하기 위한 승수 입력 신호로 디지탈 승산기 278에 공급되고, 게다가 상기 승수의 입력 신호가 제로가가 됨으로서, 상기 디지탈 승산기 278로부터 상기 적출력 신호는 제로가가 된다. 상기 디지탈 승산기 278로부터 상기 적출력 신호는, 상기 가산기 276의 제1섬멘드 입력에 공급되나, 제로가가 되어도 상기 가산기 276으로부터 가산 출력 신호에 어떠한 영향을 미치지 않을 것이다. 상기 가산기 276으로부터 가산 출력 신호는 상기 클럭된 단일 샘플 지연 요소 277에 의해 단일 샘플을 지연시켰던, 상기 가산기 276으로부터 가산 출력 신호의 샘플값과 동일하게 될 것이다. 상기 가산기 253의 가산출력으로부터 상기 APEC 신호가 제로가인 동안, 상기 가산기 276의 루프 접속과 상기 클럭된 단일 샘플 지연 요소 277은 상기 가산기 275의 제2섬멘드 입력과 상기 가산기 273의 제2섬멘드 입력에 동일한 증분(increment)을 계속해서 공급하는 회로 지연선 메모리를 형성한다. 다른 ROM 어드레스로까지 계속적으로 단조롭게 변화하는 순환을 재개하도록 오버플로(overflow)가 발생될때까지, 상기 가산기 273의 가산 출력으로부터 상기 ROM 어드레스들은 계속적으로 값이 변화될 것이다.
상기 가산기 253의 가산 출력으로부터 상기 APEC 신호가 양값일때, 이는 상기 ROM 271과 272로부터 직각 관련 동기 위상에 공급되는, 상기 DCO 27의 발진이 적절가로부터 위상에서 지연됨을 나타낸다. 상기 APEC 신호가 제로가일때, 상기 실수 AFPC 신호는 상기 가산기 275의 상기 제1섬멘드 입력에 인가되고 이는 가산기 273의 가산출력으로부터 공급된 상기 ROM 어드레스를 느리게 변화하는 지점으로부터 즉시 앞으로 향하거나 전진하여, 상기 단일 샘플 지연 요소를 통해서 상기 가산기 273의 상기 제1섬멘드 입력으로 다시 피드되는 상기 어드레스 때문에, 상기 변화가 지속된다. 상기 양 AFPC 신호는 상기 고정된 피승수를 승산하기 위해서 상기 디지탈 승산기 278에 승수 입력 신호로서 인가되고, 상기 고정 피승수는 소분율이기 때문에, 그래서 작은양의 적출력 신호는 상기 가산기 276의 상기 제1섬멘드 입력에 인가하기 위해서 상기 디지탈 승산기 278에 의해 발생된다. 상기 가산기 276의 루프 접속과 상기 클럭된 단일 샘플 지연 요소 277에 의해 형성된 순환 지연선 메모리에 저장되는 증분의 크기를 증가시키면서, 작은 값을 가진 상기 제1섬멘드 입력 신호는 상기 가산기 276으로부터 가산출력 신호를 증가시킨다. 이러한 더 큰 증분은 상기 가산기 275의 상기 제2섬멘드 입력과 상기 가산기 273의 상기 제2섬멘드 입력에 단일 샘플 지연후 상기 클럭된 단일 샘플 지연 요소 277에 인가된다. 이러한 증가된 증분은 상기 가산기 273과 의한 상기 제1섬멘드 입력에 부가하는 상기 가산 출력 신호를 다시 피딩하는상기 단일 샘플 지연 요소 274의 어드레스 누산 레이트를 증가시킨다. 다른 ROM 어드레스들을 계속해서 단조롭게 변화하는 순환을 재개하도록 오버플로가 발생될 때까지 출력으로부터 상기 ROM 어드레스들은 계속적으로 그 값이 변화될 것이고, 더우기 상기 변화는 상기 AFPC 신호의 비제로가가 어드레스 누선 레이트를 더욱 변경할때까지 증가된 누산 레이트를 증가시킨다.
상기 가산기 253의 가산 출력으로부터 상기 AFPC 신호가 음값일때, 이는상기 ROM 271과 272로부터 직각 관련 동기 위상에 제공된 상기 DCO 27의 발진이 적절가로부터 위상내에서 전진됨을 나타낸다. 상기 음값 AFPC 신호는 상기 가산기 275의 제1섬멘드 입력에 인가되고, 상기 AFPC 신호가 제로가일때, 상기 가산출력 신호의 값이 증가되게 된다. 이는 가산기 273의 상기 가산 출력으로부터 공급된 상기 ROM 어드레스가 단조롭게 변화되는 지점으로부터 즉시 후퇴하거나 뒤로 향하여, 상기 단일 샘플 지연 요소 274를 통해서 상기 가산기 273의 상기 제1섬멘드 입력으로 다시 피드되는 어드레스 때문에 상기 변화는 계속된다. 상기 음값 AFPC 신호는 상기 고정된 피승수를 승산하기 위한 상기 디지탈 승산기 278에 승수 입력 신호로서 인가되고, 상기 AFPC 신호의 상기 고정 신호는 작기때문에, 결국 작은 음의 적출력 신호가 상기 가산기 276의 상기 제1의 섬멘드 입력에 인가하기 위해서 상기 디지탈 승산기 278에 의해서 발생된다. 상기 클럭된 단일 샘플 지연 요소 277과 상가 가산기 276의 루프 접속에 의해서 형성된 상기 회로 지연선 메모리에 저장되는 증분의 크기를 줄이면서, 작은 값을 가진 상기 제1의 섬멘드 입력 신호는 상기 가산기 276으로부터 가산 출력 신호를 감소시킨다. 이러한 더 작은 증분은 상기 가산기 275의 상기 제2섬멘드 입력과 상기 가산기 273의 상기 제2섬멘드 입력에 단일 샘플의 지연후 상기 클럭된 단일 샘플 지연요소 277에 의해 인가된다. 이러한 줄어든 증분은 상기 제1섬멘드 입력에 상기 가산기의 상기 가산 출력 신호를 다시 피드하는 단일 샘플 지연 요소 274와 상기 가산기 273에 의해서 어드레스 누산 레이트를 느리게 한다. 상기 가산기 273의 가산 출력으로부터 다른 ROM 어드레스가 계속해서 단조롭게 변화하는 순환을 재개하도록 오버플로될때까지 계속적으로 값이 변화할 것이고, 더우기 상기 변화는 상기 AEPC 신호의 비제로가가 어드레스 누산 레이트를 더욱변경할때까지 상기 감소된 누산 레이트를 감소시킨다.
제3도는 다음의 측면에서 제2도의 장치와 다른 본 발명의 또 다른 실시예로서,VSB 신호들의 동기 검출을 수행하기 위한 다른 변형된 장치를 도시한다. 상기 반송 대역 통과 필터 52와 53은 상기 ADC 22로부터 상기 디지탈 변환된 IF신호를 입력 신호로서 수신하고 응답을 얻기 위해 디지탈 변환된 반송파를 선별하는 단일 반송파의 협대역 필터 56에 있어, 필수적이다. 상기 필터 56은 상기 필터 56의 응답의 Hilbert 변형을 제공하는 FIR 디지탈 필터 57에 입력 신호로서 제공된다. 또한 상기 필터 56 응답은 상기 디지탈 필터 56의 대기시간과 동일한 보상지연을 제공하는 디지탈 신호선 58에 입력 신호로서 제공된다. 상기 직각 위상 동기 검출기 250에 접속들은 변경되어서 결국 상기 디지탈 승산기 251과 252 각각은 상기 반송 대역 통과 필터 52와 53의 응답보다는 오히려 상기 디지탈 필터 57과 상기 디지탈 지연선 58 응답을 증가시킨다.
지연 응답이 디지탈 지연선 59에 의해서 제공되는 ADC 22로부터 상기 디지탈 변환된 마지막 IF 신호들에 대한 지연 응답은 상기 FIR 디지탈 필터 50과 상기 디지탈 지연선 51에 입력 신호로서 인가된다. 상기 FIR 디지탈 신호 50과 상기 디지탈 지연선 51의 응답은, 각각의 피승수 신호들로서 상기 디지탈 승산기 231과 상기 디지탈 승산기 232에 직접 인가된다. 상기 디지탈 지연선 59는 상기 필터 50과 상기 지연선 51 둘다의 응답으로 상기 반송 대역 통과 필터 56의 대기시간에 대한 보상 지연을 제공한다. 상기 필터 50과 상기 지여선 51에 상기 단일 지연선 59는 상기 펄터 50과 상기 지연선 51이 제2도에서 제공된후, 각각의 종속 접속들에 연결된 상기 두개의 지연선 54와 55와 동일한 응답을 제공한다.
제4도는 다음의 측면에서 상기 제2도의 장치와는 다른 본 발명에 또 다른 실시예로서, VSB 신호들의 상기 동기 검출을 실행하기 위한 아주 다르게 변형된 장치를 도시한다. 상기 반송 대역 통과 필터 52와 53은 각각 결선 접속(wired connection)으로 대체된다. 제2도에 반송 대역 통과 필터 52와 53의 대기시간과 동일한 각각의 보상 지연들을 제공하는, 상기 디지탈 지연선 54와 55는 각각의 결선 접속에 의해 각각 대체된다. 상기 직각 위상 검출기 259는 제로가로 또는 제로에 가까운 주파수로 헤테로다인되는 특질을 가진 상기 AFPC저역 통과 디지탈 필터 58을 이용하는 상기 가산기 253의 가산출력 신호로부터 선별됨으로써 다소 광대역에서 작동된다. 상기 저역 통과 필터 58은 기호 레이트보다 더 낮게 축소된 주파수를 가지고 있어서, 결국 연속 유사 기호 집단과 연결된 주파수는 제거된다. 변압기에서 기호 코딩이전 단계로 데이터 무작위 추출(radomization)은 AFPC 신호를 재생하기 위한 직각 위상 동기 검출 이후 저역 통과 필터링을 조절하는 존재가능한 연속 필터링 유사 기호의 수를 제한한다. 또한 상기 데이터 무작위 추출은 제2도 또는 제3도 각각에 AEPC 신호를 재생하기 위해서 직각 위상 동기 검출 이전에 대역을 조장한다.
제2도와 3,4도에서 도시된 상기 DCO27의 단일 상이한 형태들은 두개의 입력 가산기 273과 275가 단일 세개의 입력 디지탈 가산기에 의해 대체되는 DCO이다. 상기 sine과 cosine 기능에서 대칭에 의존하는 많은 트릭(trick)은, sin Ф과 cos Ф 테이블 룩업을 위해 요구된 ROM의 양을 감소하기 위한 숙련된 디지탈 디자이너들에게 알려지고, 상기 DCO 27은 그러한 축소된 ROM 디자인을 이용하기 위해 변형가능하다. 상기 sin Ф과 cos Ф 신호들이 ROM으로부터 독출되지 않으나 오히려 sin(A+B)=sinA cosB + cosA sinB와 cos(A+B)=cos A cos B sin A sin B라는 삼각법 공식에 따라 평행하게 누산되는 배치는 본 발명의 또 다른 실시예로서 상기 DOC 27의 변형으로 이용될 수 있는 또 다른 DOC 배치이다.
제5도는 제2도와 제3도에서 도시된 VSB 신호들의 상기 동기 검출을 실행하기 위한 장치의 이형태를 도시하는데, 상기 장치는 sin (Ф+α) 록업 테이블을 저장하는 독출전용 메모리 2701과 cos (Ф+α) 록업 테이블을 저장하는 독출 전용 메모리 2702이 포함된다는 점에서 상기 DCO 27과 다른 DCO 270을 이용한다. 상기 디지탈 승산기 231은 상기 ROM 271보다는 오히려 상기 ROM 2701로부터 승수신호를 수신한다. 그러나, 상기 디지탈 승산기 232는 상기 ROM 272보다는 오히려 상기 ROM 2702로부터 승수 신호를 수신한다. 상기 ADC 22로부터 상기 디지탈 변환된 마지막 IF신호는 실수지연없이 결선 접속을 통해서 상기 Hilbert 변환 FIR 필터 50에 입력 신호로 인가된다. 그리고 상기 필터 50의 응답은 실수지연없이 결선 접속을 통해서 피승수 입력 신호로 상기 디지탈 승산기 231에 인가된다. 상기 ADC 22로부터 상기 디지탈 변환된 마지막 IF신호는 실수지연없이 결선 접속을 통해서 상기 디지탈 지연선 51에 입력 신호로 인가된다. 그리고, 상기 지연선 51의 응답은 어떤 실수 지연 없는 결선 접속에 의해서 피승수 입력 신호로 상기 디지탈 승산기 231에 인가된다.
즉, 제5도는 상기 지연선 54와 55가 각각의 결선 접속에 의해 대체된다는 점에서 제2도와 다르다. 상기 디지탈 승산기 231과 232에 인가된 상기 피승수 신호들을 지연시키기 위해 상기 지연선 54와 55를 이용하는 대신에, 상기 피승수 신호들은 상기 ROM 2701과 2702에 저장된 상기 sin(Ф+α)과 cos (Ф+α) 룩업 테이블들로부터 상기 신호들을 취함으로써 제때에 나아간다. 제5도는 상기 디지탈 지연선 59가 결선 접속에 의해서 대체된다는 점에서 제3도와 다르다. 상기 디지탈 승산기 231과 232에 인가된 상기 피승수 신호들을 지연시키기 위해서 상기 디지탈 지연선 59를 이용하는 대신에, 상기 피승수 신호들은 상기 ROM 2701과 2702에 저장된 sin(Ф+α)과 cos(Ф+α)로부터 상기 신호들을 취함으로써 향상된다. α가 90°인 특수한 경우에, sin(Ф+α)과 cos(Ф+α) 값들이 각각 상기 271로부터 독출된 상기 sin Ф의 음값과 상기 ROM 272로부터 독출된 상기 cos 값과 동일한 것이기 때문에, ROM 2701과 2702는 물론 요구되지 않는다.
비록 복합 동기 검출에 종속된 상기 마지막 중간 주파수 신호로서 디지탈 신호를 표시하는 기호 코드를 포함하는 VSB 신호들을 수신하기 위해서, 특히 상기 무선 수신기가 제3중간 주파수 신호를 디벨롭하기 위해서 상기 3중 변환 튜너1을 사용한다 할지라도, 상기 특질을 가진 대역 위상과 이중 변환 튜너를 사용하는 수신기들은 본 발명을 더욱 광범위한 범위에서 실시한다. 단지 이중 변환 튜너만을 사용하는 무선 수신기들이 가능하고, 상기 수신기내에 제2중간 주파수 신호는 상기 마지막 중간 주파수 신호이며 3중 변환 튜너1의 마지막 중간 주파수 신호와 동일한 주파수의 범위내에 존재한다. 또한 30-45MHz범위에 직접 상기 선별된 HDTV 채널을 변환하는 이중 변환 튜너를 구성하고 나서 그 결과로 초래되는 상기 제1중간 주파수 신호를 상기 1-8MHz 범위내에 마지막 중간 주파수로 변화하는 것은 가능하다.
특히 위에서 설명된 상기 무선 수신기는 마지막 중간 주파수 신호를 제로 주파수 이상 1MHz 또는 2 MHz인 최저 주파수로 이용한다. 이러한 마지막 중간 주파수신호는 상기 Hilbert 변형 FIR 필터와 보상 지연 FIR 필터가 아주 짧은 지연과 아주 적은 탭을 가질수 있을 정도의 거의 충분한 고주파수이다. 상기 마지막 중간 주파수 신호는 단순화로 바람직한 아날로그 디지탈 변화기에 디지탈 변환을 하기 위해서 취하여진 상기 아날로그 신호 샘플 기간이 증가될 정도로 아주 낮아서, 디지탈 변환 이전에 샘플러(Sampler)의 구조와 작동중에 제공된다. 바람직하지 않은 에어라인어싱을 피하기 위해서, 이러한 샘플은 마지막 중간 주파수에서 반송파의 1/2회전을 넘어서 지속되지 않아야만 한다. 그렇지 않으면, Rice와 Wu가 지적하듯이, 상기 대역 통과 신호들은 상기 대역 통과 신호들의 최고주파 요소들에 의해서가 아니라 상기 대역 통과 신호의 대폭에 의해서 결정된 상기 나이비스트 속도이상 또는 나이비스트 속도로 디지탈 변환이전에 샘플화될 필요가 있다.
더욱 짧은 기간의 샘플들만을 취할 수 있는 샘플러는 상기 마지막 중간 주차수가 1-8MHz 범위보다 더 높게 되도록 허용한다. 예를 들어, HDTV 기호 레이트의 두배 또는 약 21MHz가 되는 마지막 중간 주파수를 가지는 이중 변환 튜너는 가능하게 되어야만 한다. 비록 상기 마지막 중간 주파수 신호의 최저 요소 주파수가 실제적으로 1MHz 또는 2MHz 보다 높다 할지라도, 수신기가 상기 속성을 가진 대역 통과 위상트랙커를 이용하는 디지탈 신호들을 표시하는 기호 코드를 포함하는 VBS 신호들을 수신하기 위한 무선 수신기들은 더욱 광범위한 범위에서 본발명을 실시한다.
60-90 dB인 AGC의 범위는 다수의 제어 이득 중간 주파수 증폭기의 단계들을 요구하면서 상기 튜너에 요구된다. 제어 이득의 넓은 범위 이상으로 위상 직계가 1-8 MHz 범위보다 높은 주파수에 더욱 쉽게 유지된다. 그래서, 상기 마지막 IF신호가 1-8 MHz 범위에 있도록 선별될때, 상기 IF 증폭기들가 상기 마지막 혼합기 이전에 60-90 dB인 상기 요구된 AGC 범위를 제공함은 바람직하다. 2주파수에서 이러한 제어 이득을 제공함으로서, 단일 주파수대에서 작동을 하는 고이득 증폭기에서 발생될 수 있는 원치않는 재생 결과가 발생되지 않는다. 상기 SAW필터링에 대해 요구된 위상 직계의 높은 정도는 30-40 MHz 범위 보다 높은 중간 주파수에서 더욱 쉽게 이루어진다. 따라서, 3중 변환 튜너가 현재 선호된다.
제6도는 상기 Hilbert 변형 FIR 필터 50 또는 57둘중에 하나 대신에 이용될 수 있는 7 탭 Hilbert 변형 FIR 필터 60을 도시한다. 상기 7탭 FIR 필터 60은 상기 Hilbert 변형 응답을 발생시키기 위해서 상기 7차등적으로 지연된 입력신호 샘플들이 무게를 달고 가산되도록 시작하기 위한 단일 지연 요소들인 61과 62, 63, 64, 65, 그리고 66의 종속을 포함한다. 상기 Hilbert 변형은 본래 선형 위상이기 때문에, 상기 FIR 필터 60의 탭 무게는 중간(median) 지연에 대한 대칭을 나타낸다. 따라서, 디지탈 가산기 67은, 보통의 무게가 되도록 상기 지연 요소 61로부터 지연 요소 61에 입력 신호를 가산하고, 디지탈 가산기 68은 보퉁 무게가 되도록 상기 지연 요소 65로부터 출력 신호와 상기 지연 요소 61로부터 가산하며, 그리고 디지탈 가산기 69는 보통의 무게가 되도록 상기 지연 요소 62로부터 상기 출력 신호와 상기 지연 요소 64로부터 상기 출력 신호를 가산한다. 상기 지연 요소 64로부터 상기 출력 신호는, 적절한 무게 W0크기 만큼 그 신호를 승산시키는 독출 전용 메모리 70에 입력 어드레스로서 인가된다. 상기 디지탈 가산기 69로부터 상기 가산 출력 신호는 적절한 무게 W1크기 만큼 신호를 승산시키는 독출 전용 메모리 71에 입력 어드레스로서 인가된다. 상기 디지탈 가산기 68로부터 상기 가산 출력 신호는 적절한 무게 W2크기 만큼 신호를 승산가시키는 독출 전용 메모리 72에 입력 어드레스로서 인가된다. 상기 디지탈 가산기 67로부터 상기 가산출력 신호는 적절한 무게 W3크기 만큼 신호를 승산시키는 독출 전용 메모리 73에 입력 어드레스로서 인가된다. 상기 ROM 70, 71, 72, 그리고 73을 고정 피승수의 승수로서 이용함으로써, 증가와 연결된 지연이 아주 짧게 유지한다. 상기 ROM 70, 71, 72, 그리고 73이 상기 출력 신호들은 상기 ROM 70, 71, 72, 그리고 73에 저장된 무게 W0,W1,W2과 W3의 크기에 적절하게 할당 사인에 요구된, 가산기 또는 감산기로서 작동을 하게 된 사인된 디지탈 가산기 74와 75, 그리고 76의 트리(tree)에 의해서 조합된다. 상기기 가산기 67과 68, 69, 74, 75, 그리고 76은, 6샘플 지연을 나타내는 상기 7탭 FIR 필터 60을 결과로 초래하는 단일 샘플 지연시간을 나타내는 각각의 가산기들이 클럭되도록 가정한다. 이러한 잠재 시간을 보상하는 상기 필터 60 입력 신호 지연은 상기 6단일 샘플 지연 요소들 61과 62, 63, 64, 65, 그리고 66의 종속 연결에 의해 제공된다. 그래서, 상기 필터 60이 상기 필터 50 대신 사용되는 경우, 상기 지연 요소들 61과 62, 63, 64, 65, 그리고 66의 종속 접속은 상기 필터 50으로부터 분리된 상기 지연선 51 대신에 이용될 수 있다. 유사하게도, 상기 필터 60이 상기 필터 57 대신에 이용되는 경우, 상기 지연 요소들 61과 62, 63, 64, 65, 그리고 66의 종속 접속은 상기 필터 57으로 부터 분리된 상기 지연선 58 대신에 이용될 수 있다. 디지탈 디자인 기술에 숙련된 사람은 본 단락에서 설명된 상기 다양한 필터 링내에 필터 기능을 발생시키기 위한 무게를 재고 가산하기 위해 샘플들을 디벨롭하기 위해 사용된 상기 지연 구조 또한 상기 필터 기능으로 상기 대기시간을 위해 보상하도록 요구된 상기 지연의 일부분 또는 지연 전체를 형성하기 위해서 어떻게 이용되는지를 이해할 것이다.
본 발명의 또 다른 실시예들은 상기 대역 통과 위상트랙커에 사용된 상기 위상과 직각 위상 샘플링 절차들이 상기 디지탈 변환된 대역 통과 신호들에 대한 위상 응답에서 π/2 정위상 차를 나타내는 쌍으로 된 다른 유형의 전역 통과 디지탈 필터들에 의해서 보충된다는 점에서 가능하다. IEE TRANSACTIONS ON AEROSPACE AND ELECTRONIC SYSTEMS, Vol. AES-20, No. 6(1984년 11월), pp 821-824의 그의 논문 위상과 직각 요소들을 샘플화 하기 위한 단순한 방법에서, C.M.Reader는 Rice와 Wu는 상기 보상 지연 FIR 필터와 상기 Hilber 변형 FIR필터 보다 다소 더 단순하게 보충하기 위한 쌍으로 된 전역으로 통과 디지탈 필터의 유형을 설명한다. Reader는 Rice와 Wu의 상기 필터들을 Jacobian 타원형의 기능을 이용하도록 디자인된 한쌍의 전역 통과의 디지탈 필터들로 대체한다. Reader에 의해서 선호된 한쌍의 그러한 전역 통과의 디지탈 필터들은 다음과 같은 시스템의 기능들을 가진다.
H1(z) = z-1(z-2-a2)/(1-z2a-2) a2= 0.5846832
H2(z) = -(z-2+b2)/(1-b2z-2) b2= 0.1380250
Rader은 단지 두개의 배수들인 a2에 의한 하나의 b2에 의한 하나를 요구하는 필터 형상들을 표시한다. 디지탈 변환된 대역 통과 신호들의 동기 검출을 실행하는 Rader의 향상된 회로는 본 발명의 또 다른 실시예로 이용하기 위해 채택될 수 있다.
제7도는 상기 각각의 이득들을 제어하기 위한 상기 제1도의 VSB 신호 수신기의 제1 IF 증폭기 14와 상기 제2 IF 증폭기 19에 자동 이득 제어 신호들을 제공하는 AGC 지연 회로망 42에 자동 이득 제어(AGC) 신호를 공급하기 위한 배치을 도시한다. 제1 IF 증폭기 14와 상기 제2 IF 증폭기 19와 그리고 상기 AGC 지연 회로망 42의 상기 조합된 작동은 선행기술과 일치된다. 특히 흥미를 불러일으키는 것은 상기 AGC 입력 신호가 상기 AGC 지연 회로망 42에 이용하기 위해서 발생된다는 점이다. 상기 AGC 지연 회로망 42는 상기 AGC 입력 신호를 위한 AGC 신호 증폭기를 포함하나, 세심하게 디자인되어, 상기 AGC 신호 증폭기는 필요하지 않게 된다. 상기 협대역 필터 24에 의해 분리된 파일럿 반송파에 대한 디지탈 표시치는 상기 DCO 27으로부터 0° 동기 위상에 공급된 발진들로 헤티로다인되도록 또 다른 동상 동기 검출기 43에 입력 신호로서 인가된다. 상기 동상 동기 검출기 43은 단지 0°동기 위상에 상기 파일럿 반송파의 디지탈 표시치에 상응항에 의해서 상기 협대역 필터 24에 의해 분리된 파일럿 반송파에 대한 상기 디지탈 표시치에 연속항들을 승산하기 위한 디지탈 승산기로 구성된다. 상기 동상 동기 검출기 43의 상기 디지탈 출력 신호는 상기 디지탈 아날로그 변환기(DAC)에 의해서 아날로그 신호로 변환되고, 상기 DAC 44의 상기 아날로그 출력 신호는 몇몇의 비디오 필드 순서의 시상수(time constant)로 변화를 나타내는, 본래 기본적으로 직접적인 응답인, 응답을 발생하기 위해 저역 통과 필터 45에 의해서 저역에서 필터된다. 상기 필터 45 응답은 AGC 입력 신호로서 상기 AGC 지연 회로망에 인가된다. 상기 저역 통과 필터 45는 저항기-패태시터(capacity) L부분들로부터 구성가능한, 아날로그 필터이다. 상기 협대역 필터 24가 입력되는 이중 사용은 관심을 끌며 AFPC 신호를 재생시킬 뿐만 아니라 또한 AGC 신호를 발생시키는데 사용된다. 상기 협대역 필터 24에 의해 재생된 상기 파일럿 반송파의 지속적인 특질은 AGC 신호를 발생하는데 이득이 된다.
(요소들 43과 44, 그리고 45를 이용하는) 파일럿 반송파에 상기 협대역 필터24의 상기 이중 측파대 응답에 협대역 동기 검출로부터 선행되는 자동 이득 제어는 실제적으로 Johnson 소음에 영향을 받지 않는다. 상기 대역 통과 필터 24는 상기 Johnson 소음 레벨을 상기 대역 통과 필터 24의 협대폭에 대한 상기 마지막 IF 신호의 전역 대폭의 비율의 제곱근으로서 파일럿 반송파로 감소하고, 게디가 상기 직각 위상 소음은 동기 검출에 의해서 억압된다. 특별한 기호들과 연관된 디지탈 값의 범위가 더욱 제한되기 때문에, 실제적으로 소음에 영향을 받지 않는자동 이득 제어는 기호 디코딩이 수행될때 이익이 된다. 상기 ADC 22가 디지탈 변환되도록 요청받는 상기 입력 신호 범위는, 중요한 클리핑을 발생시키지 않고 상기 제어 레벨의 마지막 IF 신호에 부가 시간에 소음을 적당한 레벨로 조절되어야만 한다.
제8도는 제 2, 3, 4, 또는 5도에 대한 제1도의 VSB 신호 수신기의 변형에 포함된 상기 AGC 지연 회로망 42에 AGC 신호를 공급하기 위한 또 다른 배치을 도시한다. 이러한 배치는 또 다른 동상 동기 검출기 430을 포함하는데, 상기 검출기 430은 상기 디지탈 승산기 251이 반송파의 cosine에 의해서 승산하는 디지탈 승산기 431과, 상기 디지탈 승산기 252가 동일한 신호를 반송파의 sine에 의해서 승산하기 위한 디지탈 승산기 432과, 그리고 상기 디지탈 승산기 431과 432로부터 적신호들을 가산하기 위한 디지탈 가산기 433을 구비한다. 상기 동상 동기 검출기 430의 상기 디지탈 출력 신호는 상기 디지탈 아날로그 변환기(DAC) 44에 의해 아날로그 신호로 변환된, 상기 DAC 44의 상기 아날로그 출력 신호는 상기 AGC 지연 회로망 42에 이용된 상기 AGC 입력 신호를 발생하기 위한 저역 통과 필터 필터45에 의해서 저역에서 필터된다.
제9도는 제2, 3, 4, 또는 5도에 변형 또는 제1도의 VSB 신호 수신기에 포함된 상기 AGC 지연 회로망 42에 AGC 신호를 공급하기 위한 또 다른 배치를 도시한다. 상기 DAC44는 상기 제1도의 VSB 신호 수신기의 상기 동상 동기 검출기 23의 응답으로 공급된다. 상기 제1도의 VSB 신호 수신기의 제2, 3, 4, 또는 5도에 대한 변형으로, 상기 DAC 44는 상기 동상 동기 검출기 230의 응답으로 공급된다.
제10도는 상기 저역 통과 필터 45의 응답이 제2 IF 증폭기 응답을 NTSC TV 신호들을 위한 부가 수신기 회로에 입력 신호로서, 또한 복합 증폭 변조(QAM)상의 HDTV 신호들을 위한 부가 수신기 회로에 입력 신호로서, 또한 다른 유형의 부가 수신기 회로에 입력 신호로서 인가되고 게다가 VSB HDTV 신호를 위한 부가 수신기 회로내에 사용되는 TV 수신기에 상기 AGC 42 지연 회로망에 이용된다는 점에서 변형들을 도시한다. 상기 저역 통과 필터 45의 응답은 아날로그 OR 회로 46의 제1입력 47에 인가되고 상기 아날로그 OR 회로망 46은 적어도 단일 다른 입력 신호를 수신한다. 상기 아날로그 OR 회로 46의 제2입력 신호 48은 NTSC TV 신호들을 위한 부가 수신기 회로 또는 복합 증폭 변조(QAM) 반송파에 HDTV 신호들을 위한 부가 수신기 회로로부터 AGC입력 신호로 공급될 수 있다. 선택적으로, 상기 아날로그 OR 회로 46의 상기 제2입력 48과 제3입력 49는 복합 증폭 변조(QAM) 반송파에 HDTV 신호들에 대한 부가 수신기 회로와 NTSC TV 신호들을 위한 부가 수신기 회로들 중에 분리된 것들로부터 각각의 AGC 입력 신호로 공급될 수 있다. 상기 AGC 지연 회로망 42에 상기 AGC 입력 신호들중에 선별된 신호들이 공급됨에 따라, 상기지연 회로 42에 인가된 상기 아날로그 OR회로 46의 응답은 상기 제1 IF 증폭기 14와 살기 제2 IF 증폭기 19의 이득을 전혀 줄이지 않고, 상기 아날로그 OR 회로 46 비사용 입력으로 되돌아 오는 기준 전압(reference potential)에 대해 언급된 것들중 가장 큰 것에 대응된다. 더우기, 야기되는 상기 IF 증폭기 14와 19의 이득을 줄이기 위해서, 상기 AGC 지연 회로망 42에 인가된 상기 선별된 AGC 입력 신호의 기준 전압으로부터의 분리는 실수값을 가져야만 한다.
임계 검출기 4는 상기 튜너 1에 의해 선별된 VSB 반송파에 전달된 상기 TV프로그램을 재생하기 위해서 상기 TV 수신기의 작동을 용이하게 하는 신호를 발생시키기 위해서, 이득이 실제적으로 줄어드는 실수값 보다 임계값이 훨씬 더 작은 임계값으로 상기 IF 증폭기 14와 19의 이득을 줄이려는 인지로 기준 전압으로 부터 분리되는 상기 저역 통과 필터 45에 응답에 대응한다.
제11도는 판정 지시 타이밍 재생 회로를 도시하는데, 상기 회로는 상기 ADC에 의해 아나로그 디지탈 변환되는 동안 샘플 타이밍이 상기 VSB 반송파에 기호들의 전송과 일시적인 일치상태에 있도록 하기 의해서 상기 샘플링된 클럭 주파수와 위상을 조절하기 위한 상기 제1도 VSB 신호 수신기에 포함될 수 있다. 상기 타이밍 회로는 IEE TRANSITIONS ON COMMUNICATIONS, 1976년 12월의 pp.1326-13333의 Timing Recovery for Equalized Partial-Respones Systems라 는 그의 논문은 펄스 증폭 변조(PAM) 신호들의 이용에 대해 S.U.H.Quaeshi가 기술했었던 것과 동일한 일반 유형을 포함한다. 전압 제어 발진기 80은 21MHz 주파수를 가진 시소이디얼(cissoidal)발진을 발생시킨다. 상기 발진기 80은 바람직하게도 아주 좁은 범위 이상으로 주파수 제어 가능한 결정(crystal) 발진기이다. 대칭 클리퍼터 또는 제한기 81은 대폭을 제한하는 첫단계의 필터링후 상기 디지탈 변환 절차에 한 단계로서, 상기 ADC 22에 의해서 상기 마지막 IF 신호의 샘플링의 타이밍을 위한 제1클럭 신호로서 사용되는, 이러한 시소이디얼 발진들에 방형파를 발생한다. 주파수 분활기 플립플롭 82는 제2클럭 신호를 발생하기 위한 상기 제1클럭 신호로 AND 회로 83이 AND되는 또 다른 방형파를 발생하기 위한 규정 센서에서 제1클럭 신호 전위에 상응한다. 상기 VCO 80d에 의해 발생된 상기 시소이디얼 발진들의 주파수와 위상을 제어하기 위한 상기 오차 신호의 발생에 대해 이제 설명될 것이다.
상기 동상 동기 검출기 23 또는 230으로부터의 샘플들은 평균(means) 방형오차 경사 검출 필터 90에 입력 신호로 인가된다. 상기 필터 90은 상기 제1의 샘플링 클럭에 의해 클럭되는 작용을 하는, (-1/2, 1, 0, (-1), (+1/2)을 가지는 유한 임펄스 응답 디지탈 필터이다. 상기 필터 90은 클럭된 래치(latch) 91과 92, 93 또는 94의 종속 접속을 포함하고, 게다가 디지탈 가산기/감산기 95, 96 및 97을 포함한다. 상기 디지탈 가산기/ 감산기 95와 96은 클럭되지 않고 작동되나, 상기 디지탈 가산기/ 감산기 97은 제1샘플 클럭에 의해 클럭된 출력에서 클럭된 래치를로 포함함으로써, 클럭된 요소로서 작동된다. 상기 클럭된 요소 91-94 그리고 97 각각은 입력 샘플링을 위해 상기 ADC 22가 사용하는 상기 제1샘플링 클럭의 상기 21 메가샘플/제2클럭 레이트에서 유닛 클럭 지연을 방출한다. 상기 가산기/감산기 95는 이전 기간동안 네개의 샘플을 제공했던 상기 입력 샘플로부터 상기 필터 90에 제공된 상기 현 입력 샘플를 감산하기 위해서, 감산기로서 작동된다. 상기 가산기/감산기 96은 상기 현 기간 보다 더 초기에 단일 샘플을 제공했던 상기 입력 샘플로부터 초기 세개의 샘플을 공급했던 상기 입력 샘플은 감산하기 위해서 감산기로서 작동된다. 상기 감산기 95로부터 차 신호 1/2만큼 상기 감산기 96으로부터 차 신호에 부가하면서, 상기 가산기/감산기 97은 가산기로서 작동된다. 상기 가산기 97의 가산 신호는 상기 샘플 90이 응답으로서 공급된다.
상기 클럭된 래치 91, 92, 93, 그리고 94의 종속 접속에 의해 지연된, 상기 동상 동기 검출기 23 또는 230으로부터의 상기 샘플은 입력 신호로서 양자가 84에 의해 현재 수신된 상기 샘플에 의해서 거의 근접하게 추정된 상기 양자화 레벨을 공급하는 양자기 84에 공급된다. 이러한 양자화 레벨은 출력에 클럭된 래치을 포함함으로서 클럭된 요소로서 작동되는 디지탈 가산기/감산기 85에 의해 감산된 상기 양자가 84 입력 신호를 가진다. 상기 필터 90 응답은 상기 감산기 55로부터 상기 차 신호와 일시적으로 일치된다. 상기 감산기 85로부터 상기 차 신호는 상기 동상 동기 검출기 23 또는 230에 의해 검출된 기호들에 오차를 수정하도록 요구된 수정을 나타내는데, 잘못된 위상에 있는 상기 VSB 신호 수신기 5에 샘플링으로부터 야기되는 오차가 맞추어 아주 일찍 샘플링 되는지 아니면 늦게 샘플되게 되는지를 나타내지는 않는다. 디지탈 승산기 86은 이러한 문제를 해결하기 의해서 상기 필터 90 응답에 의해 상기 감산기 85으로부터 차 신호를 증가시킨다. 상기 가산기 97로부터 2의 보수 가산 신호들의 상기 사인 비트와 다음으로 최상위 비트는 상기 디지탈 승산기 86의 구조의 단순화를 허용하는 배수에 공급된다. 상기 디지탈 승산기 86으로부터 곱산호는 디지탈 아날로그 전환기 88에 의해서 아날로그 제어 전압으로 변환되는 디지탈 제어 신호를 발생시키기 위해서 적분하는 누산기 87에 공급된다. 협 저역 통과 필터는 상기 VOC 80에 상기 아날로그 제어 전압을 인가하기 위해서 이용된다.
위에서 설명된 상기 디지탈 VSB 검출 회로는 복합 증폭 변조(QAW) 반송파상에 HDTV 신호들을 수신하기 위한 캐패시터를 가지도록 디자인되는 TV수신기에 이용된다. 상기 복합 증폭 변조(QAM) 반송파를 검출하기 위한 부가 수신기 회로의 필요성은 상기 디지탈 VSB 검출 회로의 상기 DCO 전 대역 통과 동상 동기 검출기 부분이 상기 디지탈 QAW 검출 회로에 포함될 수 있기 때문에 줄어든다.

Claims (48)

  1. 무선 수신기는 마지막 중간 주파수대에서 선별된 채널을 마지막 중간 주파수 신호로 변환하는 주파수와 주파수대의 다른 위치에 있는 채널들 중에 하나를 선별하기 위한 튜너와; 디지탈 변환된 마지막 중간 주파수 신호를 출력 신호로서 발생하기 위해서 상기 마지막 중간 주파수 신호를 디지탈 변환하기 위한 아날로그 디지탈 변환기와; 주파수 변환을 하는 동안 사용된 국부 발진에 위상 인코히어런스 또는 멀티 패스 왜곡으로부터 발생되는 상기 마지막 중간 주파수 신호의 허수부분을 억압하기 위한, 그리고 상기 마지막 중간 주파수 신호의 실수부분을 위한 반송파의 디지탈 표시치를 제공하기 위한, 반송 주파에 중심을 두는 상기 디지탈 변환된 마지막 중간 주파수 신호의 협대역에서 필터된 부분에서 작동하는 위상 트랙커와; 그리고 상기 마지막 중간 주파수 신호의 실수부분을 위한 반송파의 상기 디지탈 표시치와 일치하여 상기 실수부분을 검출하기 위한 상기 디지탈 변환된 마지막 중간 주파수 신호에 응답하는 제1동기 검출기를 구비함으로써, 제1동기 검출출력 신호를 발생함을 특징으로 하는 무선 수신기.
  2. 제1항에 있어서, 상기 무선 수신기의 위상 트랙커는; 상기 반송파를 분리하기 위해서 상기 디지탈 변환된 마지막 중간 주파수 신호에 선택적으로 응답하는 유한 임펄스 응답인, 협대역 디지탈 필터와; 상기 마지막 중간 주파수 신호의 허수부분을 위해 반송파의 디지탈 표시치를 제공하기 위한, 그리고 상기 마지막 중간 주파수 신호의 실수부분을 위해 반송파의 상기 디지탈 표시치를 제공하기 위한 디지탈 제어 발진기를 구비하고 상기 마지막 중간 주파수 신호의 상기 실수부분과 허수부분을 위한 상기 반송파의 위상은 서로서로에 고정되나, 상기 마지막 중간 주파수 신호의 상기 실수부분과 상기 허수부분의 위상과 주파수가 디지탈 제어 신호에 조절되어 응답되며; 상기 중간 주파수 신호의 허수부분을 위한 상기 반송파의 상기 디지탈 표시치와 일치하여, 상기 디지탈 변환된 마지막 중간 주파수 신호의 상기 분리된 반송파 부분에 대한 직각 위상 동기 검출 응답을 발생하기 위한 제2의 동기 검출기와; 상기 제2동기 검출기의 상기 직각 위상 동기 검출에 대한 응답으로 상기 디지탈 제어 신호를 공급하기 위한 저역 통과 필터를 구비함을 특징으로 하는 무선 수신기.
  3. 제2항에 있어서, 상기 튜너 내에 포함된 다수의 연속 중간 주파수 증폭기 단계들을 구비하는데, 상기 중간 주파수 증폭기 단계들중의 적어도 하나는 상기 마지막 중간 주파수대와 다른 중간 주파에 이득을 제공하고, 상기 마지막 중간 주파수 증폭기 단계들중 적어도 두개는 각각의 이득 제어 신호에 의해서 제어된 양만큼 각각 이득을 제공하며; 각각 자동 이득 제어 입력 신호에 의해서 제어된 각각의 양만큼 상기 각각의 이득 제어 신호들을 인가하기 위한 수단과; 제1동기 검출기 출력 신호에 아날로그 저역 통과 필터된 응답을 발생하기 위한 수단과; 그리고 적어도 선별된 조건하에서 상기 자동 이득 제어 입력 신호로서 상기 각각의 이득 제어 신호들을 인가하기 위한 상기 수단에 상기 아날로그 필터된 저역 통과 응답을 제공하기 위한 수단을 더욱 구비함을 특징으로 하는 무선 수신기.
  4. 제3항에 있어서, 상기 무선 수신기의 상기 각각의 이득 제어 신호들을 인가하기 위한 상기 수단이 상기 각각의 이득 제어 신호들을 인가하기 위한 상기 자동 이득 제어입력 신호에 응답하는 AGC 지연 회로망을 포함함을 특징으로 하는 무선 수신기.
  5. 제4항에 있어서, 적어도 선별된 조건하에서 상기 자동 이득 제어 입력 신호로서 상기 각각의 이득 제어 신호를 인가하기 위한 상기 수단에 상기 아날로그 저역 통과 필터된 응답을 공급하기 위한 상기 무선 수신기의 상기 수단이 자동 이득 제어 입력 신호에 응답하는 상기 AGC지연 회로망에 모든 조건하에서 상기 아날리그 저역 통과 필터된 응답을 제공하는 유형임을 특징으로 하는 무선 수신기.
  6. 제4항에 있어서, 적어도 선별된 조건하에서, 상기 자동 이득 제어 입력 신호로서 상기 각각의 이득 제어 신호를 인가하기 위한 상기 수단에 상기 아날로그 저역 통과 필터된 응답을 제공하기 위한 상기 수단이; 다수의 입력 신호들중 하나로서 상기 아날로그 저역 통과 필터된 응답을 수신하고 상기 각각의 이득 제어 신호들을 인가하기 위한 상기 수단에 상기 자동 이득 제어 입력 신호를 제공하는 아날로그 OR 회로를 구비함을 특징으로 하는 무선 수신기.
  7. 제2항에 있어서, 상기 튜너 내에 포함된 다수의 연속 중간 주파수 증폭기 단계들을 구비하는데, 상기 중간 주파수 증폭기 단계들중의 적어도 하나는 상기 마지막 중간 주파수대와 다른 중간 주파에 이득을 제공하고, 상기 마지막 중간 주파수 증폭기 단계들중 적어도 두개는 각각의 이득 제어 신호에 의해서 제어된 양만큼 각각 이득을 제공하며; 각각 자동 이득 제어 입력 신호에 의해서 제어된 각각의 양만큼 상기 각각의 이득 제어 신호들을 인가하기 위한 수단과; 상기 마지막 중간 주파수 신호의 실수부분을 위한 상기 반송파의 상기 디지탈 표시와 일치하여, 상기 디지탈 변환된 마지막 중간 주파수 신호의 분리된 반송파 요소에 대한 동상 동기 검출 응답을 발생하기 위한 제3동기 검출기와; 상기 제3동기 검출기에 의해서 발생된 상기 디지탈 변환된 마지막 중간 주파수 신호의 상기 분리된 반송파에 대한 상기 동상 동기 검출 응답에 아날로그 저역 통과 필터된 응답을 발생하기 위한 수단과; 적어도 선별된 조건하에서 상기 자동 이득 제어 입력 신호로서 상기 각각의 이득 제어 신호들을 인가하기 위한 상기 수단에 상기 아날로그 저역 통과 필터된 응답을 공급하기 위한 수단을 구비함을 특징으로 하는 무선 수신기.
  8. 제7항에 있어서, 상기 무선 수신기의 상기 각각의 이득 제어 신호를 인가하기 위한 상기 수단이 상기 각각의 이득 제어 신호들을 인가하기 위한 상기 자동 이득 제어 입력 신호에 응답하는 AGC 지연 회로망을 포함함을 특징으로 하는 무선 수신기.
  9. 제8항에 있어서, 적어도 선별된 조건하에서 상기 자동 이득 제어 입력 신호로서 상기 각각의 이득 제어 신호를 인가하기 위한 상기 수단에 상기 아날로그 저역 통과 필터된 응답을 공급하기 위한 상기 무선 수신기의 상기 수단이 자동 이득 제어입력 신호에 응답하는 상기 AGC 지연 회로망에 모든 조건하에서 상기 아날로그 저역 통과 필터된 응답을 제공하는 유형임을 특징으로 하는 무선 수신기.
  10. 제8항에 있어서, 적어도 선별된 조건하에서, 상기 자동 이득 제어 입력 신호로서 상기 각각의 이득 제어 신호를 인가하기 위한 상기 수단에 상기 아날로그 저역 통과 필터된 응답을 제공하기 위한 상기 수단이; 다수의 입력 신호들중 하나로서 상기 아날로그 저역 통과 필터된 응답을 수신하고 상기 각각의 이득 제어 신호들을 인가하기 위한 상기 수단에 상기 자동 이득 제어 입력 신호를 제공하는 아날로그 OR 회로를 구비함을 특징으로 하는 무선 수신기.
  11. 제1항에 있어서, 상기 무선 수신기의 내부 상기 위상 트랙커가; 상기 제어된 주파수의 사인파를 가진 디지탈 변환된 샘플과 제어된 주파수의 코사인파를 가진 디지탈 변환된 샘플들을 발생하기 위한 디지탈 제어 발진기를 구비하는데, 상기제어된 주파수는 원하는 주파수로부터 상기 제어된 주파수의 차를 나타내는 디지탈 제어 신호에 대한 응답으로 상기 마지막으로 중간 주파수 신호의 상기 반송 주파수를 포함하는 주파수 범위이상으로 제어될 수 있음을 특징으로 하는 무선 수신기.
  12. 제11항에 있어서, 상기 무선 수신기의 상기 위상 트랙커는; 상기 제1디지탈 필터의 지연만큼 지연된, 상기 디지탈 변환된 마지막 중간 주파수 신호에 대한 Hilbert 변형 응답을 발생하는 유한 임펄스 응답인, 제1디지탈 필터와; 상기 제1디지탈 필터의 지연과 동일한 지연만큼 상기 디지탈 변환된 마지막 중간 주파수 신호를 지연하기 위한 제1디지탈 지연선을 구비함으로써, 지연된 디지탈 변환된 마지막 중간 주파수 신호를 발생하고; 상기 마지막 중간 주파수 신호의 상기 반송 주파수를 중심으로 하는 동일한 응답의 기능을 갖는 유한 임펄스 응답인, 협대역 제2와 제3디지탈 필터를 구비하는데, 상기 제2디지탈 필터는 상기 제1디지탈 필터의 대기시간 만큼이나 지연되고 더우기 상기 제2디지탈 필터의 지연만큼 지연된 상기 디지탈 변환된 마지막 중간 주파수 신호의 상기 Hilbert 변형에 대한 주파수 선별적인 응답을 제공하기 위한 상기 제1디지탈 필터를 따른 종속 접속내에 위치되고, 상기 제3디지탈 필터는 상기 제3디지탈 필터의 잠재 시간만큼 더 지연된 상기 지연된 디지탈 변환된 마지막 중간 주파수 신호에 대한 주파수 선별적인 응답을 제공하기 위한 상기 제1디지탈 지연선을 따른 종속 접속내에 위치되며; 상기 제어된 주파수의 상기 코사인파를 가진 상기 디지탈 변환된 샘플을 승수 신호로서 수신하고 상기 제2디지탈 필터의 상기 주파수 선별적인 응답을 피승수 신호로서 수신하는 제1디지탈 승산기를 구비함으로써, 제1적신호를 발생시키고; 상기 제어된 주파수의 상기 사인파를 가진 상기 디지탈 변환된 샘플을 승수 신호로서 수신하고 상기 제3디지탈 필터의 상기 주파수 선별적인 응답을 피승수 신호로서 수신하는 제2디지탈 승산기를 구비함으로써, 제2적신호를 발생시키며; 상기 마지막 중간 주파수 신호의 상기 반송 주파수로부터 상기 제어된 주파수의 위상과 상기 주파수의 퇴거를 나타내는 차 신호를 발생하기 위해서 상기 제1과 제2적신호들을 차등적으로 조합하는 디지탈 감산기와; 그리고 상기 디지탈 제어 신호를 상기 디지탈 제어된 발진기에 공급하기 위해서 상기 차신호에 응답하는 수단을 더욱 구비함을 특징으로 하는무선 수신기.
  13. 제12항에 있어서, 상기 제2디지탈 필터의 지연과 동일한 부가 지연시간만큼 상기 제1디지탈 지연선으로부터 상기 지연된 디지탈 변환된 마지막 중간 주파수를 더욱 지연하기 위한 제2의 디지탈 지연선을 구비함으로써, 더욱 지연된 마지막 중간 주파수 신호를 발생하고; 상기 제3디지탈 필터의 대기시간과 동일한 부가 지연만큼 상기 제1디지탈 필터의 상기 지연된 Hilbert 변형 응답을 지연하기 위한 제3디지탈 지연선을 구비함으로써, 상기 디지탈 변환된 마지막 중간 주파수 신호의 더욱 지연된 Hilbert 변형을 발생하며; 상기 더욱 지연된 디지탈 변환된 마지막 중간 주파수 신호를 피승수 신호로서 수신하고 상기 제어된 주파수의 상기 코사인파의 상기 디지탈 변환된 샘플을 승수 신호로서 수신하는 제3디지탈 승산기을 구비함으로써, 제3적신호를 발생하고; 상기 디지탈 변환된 마지막 중간 주파수 신호의 상기 더욱 지연된 Hilbert 변형을 피승수 신호로서 수신하고 상기 제어된 주파수의 상기 코사인파를 가진 상기 디지탈 변환된 샘플을 승수 신호로서 수신하는 제4디지탈 승산기를 구비함으로써, 제4적신호를 발생시키며; 그리고, 상기 제3과 4디지탈 승산기들로 함께 상기 제1동기 검출기내에 포함된 디지탈 가산기를 구비하고 상기 디지탈 가산기가 부가적으로 상기 제1동기 검출기 출력 신호로서 공급된 가산 신호를 발생하기 위한 상기 제3과 제4적신호들을 조합함을 더욱 특징으로 하는 무선 수신기.
  14. 제13항에 있어서, 상기 튜너 내에 포함된 다수의 연속 중간 주파수 증폭기 단계들을 구비하는데, 상기 중간 주파수 증폭기 단계들중의 적어도 하나는 상기 마지막 중간 주파수대와 다른중간 주파에 이득을 제공하고, 상기 마지막 중간 주파수 증폭기 단계들중 적어도 두개는 각각의 이득 제어 신호에 의해서 제어된 양만큼 각각 이득을 제공하며; 각각 자동 이득 제어 입력 신호에 의해서 제어된 각각의 양만큼 상기 각각의 이득 제어 신호들을 인가하기 위한 수단과; 제1동기 검출기 출력 신호에 아날로그 저역 통과 필터된 응답을 발생하기 위한 수단과; 그리고 적어도 선별된 조건하에서 상기 자동 이득 제어 입력 신호로서 상기 각각 의 이득 제어 신호들을 인가하기 위한 상기 수단에 상기 아날로그 필터된 저역 통과 응답을 제공하기 위한 수단을 더욱 구비함을 특징으로 하는 무선 수신기.
  15. 제14항에 있어서, 상기 무선 수신기의 상기 각각의 이득 제어 신호들을 인가하기 위한 상기 수단이 상기 각각의 이득 제어 신호들을 인가하기 위한 상기 자동 이득 제어 입력 신호에 응답하는 AGC 지연 회로망을 포함함을 특징으로 하는 무선 수신기.
  16. 제15항에 있어서, 적어도 선별된 조건하에서 상기 자동 이득 제어 입력 신호로서 상기 각각의 이득 제어 신호를 인가하기 위한 상기 수단에 상기 아날로그 저역 통과 필터된 응답을 제공하기 위한 상기 무선 수신기의 상기 수단이 자동 이득 제어 입력 신호에 응답하는 상기 AGC 지연 회로망에 모든 조건하에서 상기 아날로그 저역 통과 필터된 응답을 제공하는 유형임을 특징으로 하는 무선 수신기.
  17. 제15항에 있어서, 적어도 선별된 조건하에서, 상기 자동 이득 제어 입력 신호로서 상기 각각의 이득 제어 신호를 인가하기 위한 상기 수단에 상기 아날로그 저역 통과 필터된 응답을 제공하기 위한 상기 수단이; 다수의 입력 신호들중 하나로서 상기 아날로그 저역 통과 필터된 응답을 수신하고 상기 각각의 이득 제어 신호들을 인가하기 위한 상기 수단에 상기 자동 이득 제어 입력 신호를 제공하는 아날로그 OR 회로를 구비함을 특징으로 하는 무선 수신기.
  18. 제12항에 있어서, 상기 튜너 내에 포함된 다수의 연속 중간 주파수 증폭기 단계들을 구비하는데, 상기 중간 주파수 증폭기 단계들중의 적어도 하나는 상기 마지막 중간 주파수대와 다른 중간 주파에 이득을 제공하고, 상기 마지막 중간 주파수 증폭기 단계들중 적어도 두개는 각각의 이득 제어 신호에 의해서 제어된 양만큼 각각 이득을 제공하며; 자동 이득 제어 입력 신호에 의해서 제어된 각각의 양만큼 상기 각각의 이득 제어 신호들을 인가하기 위한 수단과; 상기 디지탈 변환된 마지막 중간 주파수 신호의 상기 분리된 반송파 요소에 대한 협대 동상 동기 검출 응답을 발생하기 위한 제3동기 검출기와; 상기 협대 동상 동기 검출 응답에 대한 아날로그 저역 통과 필터된 응답을 발생하기 위한 수단과; 그리고, 적어도 선별된 조건하에서 상기 아날로그 저역 통과 필터된 응답을 상기 자동 이득 제어 입력 신호로서 상기 각각의 이득 제어 신호들을 인가하기 위한 상기 수단에 공급하기 위한 수단을 더욱 구비하는 무선 수신기에 있어서, 상기 무선 수신기의 상기 제3동기 검출기는:[상기 제1디지탈 지연선으로부터 상기 지연된 디지탈 변환된 마지막 중간 주파수 신호] 상기 제2디지탈 필터의 주파수 선별적인 응답을 피승수 신호로 수신하고 상기 제어된 주파수의 상기 코사인파를 가진 상기 디지탈 변환된 샘플을 승수 신호로 수신하는 제3디지탈 승산기를 구비함으로써, 제3적신호를 발생하고:[상기 제1디지탈 필터의 Hilbert 변형 응답] 상기 제3디지탈 필터의 주파수 선별적인 응답을 피승수 신호로 수신하고 상기 제어된 주파수의 상기 코사인파를 가진 상기 디지탈 변환된 샘플을 승수 신호로 수신하는 제4디지탈 승산기를 구비함으로써, 제4적신호를 발생하며; 그리고, 상기 협대 동상 동기 검출 응답에 대한 아날로그 저역 통과 필터된 응답을 발생시키기 위한 상기 수단과 상기 협대 동상 동기 검출 응답으로 공급된, 가산 신호를 발생하기 위한 제3과 제4적신호들을 조합하기 위한 대지탈 가산기를 더욱 구비함을 특징으로 하는 무선 수신기.
  19. 제18항에 있어서, 상기 무선 수신기의 상기 각각의 이득 제어 신호들을 인가하기 위한 상기 수단이 상기 각각의 이득 제어 신호들을 인가하기 위한 상기 자동 이득 제어 입력 신호에 응답하는 AGC 지연 회로망을 특징으로 하는 무선 수신기.
  20. 제19항에 있어서, 적어도 선별된 조건하에서 상기 자동 이득 제어 입력 신호로서 상기 각각의 이득 제어 신호를 인가하기 위한 상기 수단에 상기 아날로그 저역 통과 필터된 응답을 공급하기 위한 상기 무선 수신기의 상기 수단이 자동 이득 제어 입력 신호에 응답하는 상기 AGC 지연 회로망에 모든 조건하에서 상기 아날로그 저역 통과 필터된 응답을 제공하는 유형임을 특징으로 하는 무선 수신기.
  21. 제19항에 있어서, 적어도 선별된 조건하에서, 상기 자동 이득 제어 입력 신호로서 상기 각각의 이득 제어 신호를 인가하기 위한 상기 수단에 상기 아날로그 저역 통과 필터된 응답을 제공하기 위한 상기 수단이; 다수의 입력 신호들중 하나로서 상기 아날로그 저역 통과 필터된 응답을 수신하고 상기 각각의 이득 제어 신호들을 인가하기 위한 상기 수단에 상기 자동 이득 제어 입력 신호를 제공하는 아날로그 OR 회로를 구비함을 특징으로 하는 무선 수신기.
  22. 제11항에 있어서, 상기 무선 수신기의 상기 위상 트랙커는: 반송 주파수를 중심으로 하는 상기 디지탈 변환된 마지막 중간 주파수 신호의 부분에 대한 주파수 선별적인 응답을 상기 제1디지탈 필터를 위해 대기시간이후에 공급하고, 상기 아날로그 디지탈 변환기로부터 상기 디지탈 변환된 마지막 중간 주파수 신호를 수신하는 유한 임펄스 응답인 협대역의 제1디지탈 필터와; 상기 제2디지탈 필터의 잠재 시간만큼 지연된, 상기 제1디지탈 필터의 상기 주파수 선별적인 응답의 상기 Hilbert 변형인 상기 제2디지탈 필터의 응답을 발생하기 위해서 상기 제1디지탈 필터의 상기 주파수 선별적인 응답에 상응하는 유한 펄스 응답인 제2디지탈 필터와; 상기 제2디지탈 필터의 대기 시간과 동일한 지연만큼 상기 제1디지탈 필터의 상기 주파수 선별적인 응답을 지연하기 위한 제1디지탈 지연선을 구비함으로써, 제1디지탈 지연 선 응답을 발생하고; 상기 제어된 주파수의 상기 코사인파를 가진 상기 디지탈 변환된 샘플을 주파수 신호로 수신하고 상기 제2디지탈 필터의 응답을 피승수 신호로서 수신하는 제1디지탈 승산기를 구비함으로써, 제1적신호를 발생하며; 상기 제어된 주파수의 상기 코사인파를 가진 상기 디지탈 변환된 샘플을 승수 신호로 수신하고 상기 제어된 주파수의 상기 사인파를 가진 상기 디지탈 변환된 샘플들을 피승수 신호로서 수신하는 제2디지탈 승산기를 구비함으로써, 제2적신호를 발생하고; 상기 마지막 중간 주파수 신호의 상기 반송 주파수로부터 상기 제어된 주파수와 위상의 퇴거를 나타내는 차신호를 발생하기 위한 상기 제1과 제2적신호들을 차등적으로 조합하는 디지탈 감산기와; 그리고 상기 디지탈 제어 신호를 상기 디지탈 제어 발진기에 공급하기 위한 상기 차신호에 응답하는 수단을 더욱 구비함을 특징으로 하는 무선 수신기.
  23. 제22항에 있어서, 상기 제1디지탈 필터의 지연과 동일한 지연만큼 상기 디지탈 변환된 마지막 중간 주파수 신호를 지연하기 위한 제2의 디지탈 지연선을 구비함으로써, 지연된 디지탈 변환된 마지막 중간 주파수 신호를 발생하고; 상기 제3디지탈 필터의 지연만큼 더욱 지연된, 상기 지연된 디지탈 변환된 마지막 중간 주파수 신호의 Hilbert 변형인 상기 제3디지탈 필터의 응답을 발생하기 위한 상기 지연된 디지탈 변환된 마지막 중간 주파수 신호에 응답하는 유한 임펄스 응답인 제3디지탈 필터와; 상기 제3디지탈 필터의 대기시간과 동일한 부가 지연만큼 상기 제2디지탈 지연선으로부터 상기 지연된 디지탈 변환된 중간 주파수 신호를 더욱더 지연하기 위한 제3디지탈 지연선을 구비함으로써, 더욱 지연된 디지탈 변환된 마지막 중간 주파수 신호를 발생시키며; 상기 제3디지탈 지연선으로부터 상기 더욱 지연된 디지탈 변환된 마지막 중간 주파수 신호를 피승수 신호로 수신하고 상기 제어된 주파수의 상기 코사인파를 가진 상기 디지탈 변환된 샘플을 승수 신호로서 수신하는 제3디지탈 승산기를 구비함으로서, 제3적신호를 발생하고; 상기 디지탈 변환된 필터의 응답을 피승수 신호로 수신하고 상기 제어된 주파수의 상기 코사인파를 가진 상기 디지탈 변환된 샘플을 승수 신호로 수신하는 제4디지탈 승산기를 구비함으로써, 제4적신호를 발생시키고; 그리고, 상기 제3과 4디지탈 승산기들과 함께 상기 제1동기 검출기에 포함된 디지탈 가산기를 구비하는데, 상기 디지탈 가산기가 상기 제1동기 검출기 출력 신호로서 공급된 신호를 발생하기 위한 상기 제3과 제4적신호들을 조합함을 더욱 특징으로 하는 무선 수신기.
  24. 제23항에 있어서, 상기 튜너 내에 포함된 다수의 연속 중간 주파수 증폭기 단계들을 구비하는데, 상기 중간 주파수 증폭기 단계들중의 적어도 하나는 상기 마지막 중간 주파수대와 다른 중간 주파에 이득을 제공하고, 상기 마지막 중간 주파수 증폭기 단계들중 적어도 두개는 각각의 이득 제어 신호에 의해서 제어된 양만큼 각각 이득을 제공하며; 각각 자동 이득 제어 입력 신호에 의해서 제어된 각각의 양만큼 상기 각각의 이득 제어 신호들을 인가하기 위한 수단과; 제1동기 검출기 출력 신호 아날로그 저역 통과 필터된 응답을 발생하기 위한 수단과; 그리고 적어도 선별된 조건하에서 상기 자동 이득제어 입력 신호로서 상기 각각의 이득 제어 신호들을 인가하기 위한 상기 수단에 상기 아날로그 필터된 저역 통과 응답을 제공하기 위한 수단을 더욱 구비함을 특징으로 하는 무선 수신기.
  25. 제24항에 있어서, 상기 무선 수신기의 상기 각각의 이득 제어 신호들을 인가하기 위한 상기 수단이 상기 각각의 이득 제어 신호들을 인가하기 위한 상기 자동 이득 제어 입력 신호에 응답하는 AGC 지연 회로망을 포함함을 특징으로 하는 무선 수신기.
  26. 제25항에 있어서, 적어도 선별된 조건하에서 상기 자동 이득 제어 입력 신호로서 상기 각각의 이득 제어 신호를 인가하기 위한 상기 수단에 상기 아날로그 저역 통과 필터된 응답을 제공하기 위한 상기 무선 수신기의 상기 수단이 자동 이득 제어 입력 신호에 응답하는 상기 AGC 지연 회로망에 모든 조건하에서 상기 아날로그 저역 통과 필터된 응답을 제공하는 유형임을 특징으로 하는 무선 수신기.
  27. 제25항에 있어서, 적어도 선별된 조건하에서, 상기 자동 이득 제어 입력 신호로서 상기 각각의 이득 제어 신호를 인가하기 위한 상기 수단에 상기 아날로그 저역 통과 필터된 응답을 제공하기 위한 상기 수단이; 다수의 입력 신호들중 하나로서 상기 아날로그 저역 통과 필터된 응답을 수신하고 상기 각각의 이득 제어 신호들을 인가하기 위한 상기 수단에 상기 자동 이득 제어 입력 신호를 제공하는 아날로그 OR 회로를 구비함을 특징으로 하는 무선 수신기.
  28. 제22항에 있어서, 상기 튜너 내에 포함된 다수의 연속 중간 주파수 증폭기 단계들을 구비하는데, 상기 중간 주파수 증폭기 단계들중의 적어도 하나는 상기 마지막 중간 주파수대와 다른 중간 주파에 이득을 제공하고, 상기 마지막 중간 주파수 증폭기 단계들중 적어도 두개는 각각의 이득 제어 신호에 의해서 제어된 양만큼 각각 이득을 제공하며; 각각 자동 이득 제어 입력 신호에 의해서 제어된 각각의 양만큼 상기 각각의 이득 제어 신호들을 인가하기 위한 수단과; 상기 디지탈 변환된 마지막 중간 주파수 신호의 상기 분리된 반송파 요소에 대한 협대 동상 동기 검출 응답을 발생하기 위한 제3동기 검출기와; 상기 협대 동상 동기 검출 응답에 아날로그 저역 통과 필터된 응답을 발생하기 위한 수단과; 적어도 선별된 조건하에서 상기 각각의 이득 제어 신호들을 상기 자동 이득 제어 입력 신호로서 인가하기 위한 상기 수단에 상기 아날로그 저역 통과 필터된 응답을 공급하기 위한 수단을 구비함을 더욱 특징으로 하는 무선 수신기에 있어서, 상기 무선 수신기의 상기 제3동기 검출기는: 상기 제1디지탈 지연선으로부터 상기 지연된 디지탈 변환된 마지막 중간 주파수 신호를 피승수 신호로 수신하고 상기 제어된 주파수의 상기 코사인파를 가진 디지탈 변환된 샘플을 승수 신호로서 수신하는 제3디지탈 승산기를 구비함으로써, 제3적신호를 발생하고; 상기 제2디지탈 필터의 상기 응답을 피승수 신호로 수신하고 상기 제어된 주파수의 상기 코사인파를 가진 상기 디지탈 변환된 샘플을 승수 신호로 수신하는 제5디지탈 승산기를 구비함으로써, 제4적신호를 발생하며; 그리고 상기 협대 동상 동기 검출 응답에 대한 아날로그 저역 통과 필터된 응답을 발생시키기 위한 상기 수단에 상기 협대 동상 동기 검출 신호로서 공급된, 가산 신호를 발생시키기 위해서 상기 제3과 제4적신호들을 부가하여 조합하기 위한 디지탈 가산기를 구비함을 특징으로 하는 무선 수신기.
  29. 제28항에 있어서, 상기 무선 수신기의 상기 각각의 이득 제어 신호들을 인가하기 위한 상기 수단이 상기 각각의 이득 제어 신호들을 인가하기 위한 상기 자동 이득 제어 입력 신호에 응답하는 AGC 지연 회로망을 포함함을 특징으로 하는 무선 수신기.
  30. 제29항에 있어서, 적어도 선별된 조건하에서 상기 자동 이득 제어 입력 신호로서 상기 각각의 이득 제어 신호를 인가하기 위한 상기 수단에 상기 아날로그 저역 통과 필터된 응답을 공급하기 위한 상기 무선 수신기의 상기 수단이 자동 이득 제어 입력 신호에 응답하는 상기 AGC 지연 회로망에 모든 조건하에서 상기 아날로그 저역 통과 필터된 응답을 제공하는 유형임을 특징으로 하는 무선 수신기.
  31. 제29항에 있어서, 적어도 선별된 조건하에서, 상기 자동 이득 제어 입력 신호로서 상기 각각의 이득 제어 신호를 인가하기 위한 상기 수단에 상기 아날로그 저역 통과 필터된 응답을 제공하기 위한 상기 수단이; 다수의 입력 신호들중 하나로서 상기 아날로그 저역 통과 필터된 응답을 수신하고 상기 각각의 이득 제어 신호들을 인가하기 위한 상기 수단에 상기 자동 이득 제어 입력 신호를 제공하는 아날로그 OR 회로를 구비함을 특징으로 하는 무선 수신기.
  32. 제11항에 있어서, 상기 제1디지탈 필터의 대기시간만큼 지연된 상기 디지탈 변환된 마지막 중간 주파수 신호에 대한 Hilbert 변형 응답을 발생하기 위한 유한 임펄스 응답인, 제1디지탈 필터와; 상기 제1디지탈 필터의 대기시간과 동일한 지연만큼 상기 디지탈 변환된 마지막 중간 주파수 신호를 지연하기 위한 디지탈 지연선을 구비함으로써, 지연된 디지탈 변환된 마지막 중간 주파수 신호를 발생하고; 상기 제1디지탈 필터의 상기 Hilbert 변형응답을 피승수 신호로 수신하고 상기 제어된 주파수의 상기 코사인파를 가진 상기 디지탈 변환된 샘플들을 승수 신호로서 수신하는 제1디지탈 승산기를 구비함으로써, 제1적신호를 발생하며; 상기 제어된 주파수의 상기 사인파를 가진 상기 디지탈 변환된 샘플을 승수 신호로 수신하고 상기 제2디지탈 지연선으로부터 상기 지연된 디지탈 변환된 마지막 중간 주파수 신호를 피승수 신호로 수신하는 제2디지탈 배율기를 구비함으로써, 제2적신호를 발생하고; 차신호를 발생하기 위해서 상기 제1과 제2적신호들을 차등적으로 조합하는 디지탈 감산기와; 상기 차신호에 대한 저역 통과 응답을 발생하는 제2디지탈 필터를 구비하는데, 상기 저역 통과 응답은 상기 마지막 중간 주파수 신호의 상기 반송 주파수의 위상과 주파수의 퇴거를 나타내고; 상기 디지탈 제어 신호를 상기 디지탈 제어된 발진기에 공급하기 위해서 상기 저역 통과 응답에 응답하는 수단을 더욱 구비함을 특징으로 하는 무선 수신기.
  33. 제32항에 있어서, 상기 디지탈 지연선으로부터 상기 지연된 디지탈 변환된 마지막 중간 주파수 신호를 피승수 신호로 수신하고 상기 제어된 주파수의 상기 코사인파를 가진 상기 디지탈 변환된 샘플을 승수 신호로서 수신하는 제3디지탈 승산기를 구비함으로써, 제3적신호를 발생하고; 상기 제2디지탈 필터의 상기 응답을 피승수 신호로 수신하고 상기 제어된 주파수의 상기 사인파를 가진 상기 디지탈 변환된 샘플을 승수 신호로 수신하는 제4디지탈 승산기를 구비함으로써, 제4적신호를 발생하며; 그리고 제3과 제4디지탈 승산기와 상기 제1동기 검기내에 포함된 디지탈 가산기를 구비하고 상기 디지탈 가산기는 상기 제1동기 검출 신호로서 공급된 가산 신호를 발생하기 위해서 제3과 제4적신호들을 부가하여 조합함을 특징으로 하는 무선 수신기.
  34. 제33항에 있어서, 상기 튜너 내에 포함된 다수의 연속 중간 주파수 증폭기 단계들을 구비하는데, 상기 중간 주파수 증폭기 단계들중의 적어도 하나는 상기 마지막 중간 주파수대와 다른 중간 주파에 이득을 제공하고, 상기 마지막 중간 주파수 증폭기 단계들중 적어도 두개는 각각의 이득 제어 신호에 의해서 제어된 양만큼 각각 이득을 제공하며; 각각 자동 이득 제어 입력 신호에 의해서 제어된 각각의 양만큼 상기 각각의 이득 제어 신호들을 인가하기 위한 수단과; 제1동기 검출기 출력 신호 아날로그 저역 통과 필터된 응답을 발생하기 위한 수단과; 그리고 적어도 선별된 조건하에서 상기 자동 이득제어 입력 신호로서 상기 각각의 이득 제어 신호들을 인가하기 위한 상기 수단에 상기 아날로그 필터된 저역 통과 응답을 제공하기 위한 수단을 더욱 구비함을 특징으로 하는 무선 수신기.
  35. 제34항에 있어서, 상기 무선 수신기의 상기 각각의 이득 제어 신호들을 인가하기 위한 상기 수단이 상기 각각의 이득 제어 신호들을 인가하기 위한 상기 자동 이득 제어 입력 신호에 응답하는 AGC 지연 회로망을 포함함을 특징으로 하는 무선 수신기.
  36. 제35항에 있어서, 적어도 선별된 조건하에서 상기 자동 이득 제어 입력 신호로서 상기 각각의 이득 제어 신호를 인가하기 위한 상기 수단에 상기 아날로그 저역 통과 필터된 응답을 공급하기 위한 상기 무선 수신기의 상기 수단이 자동 이득 제어 입력 신호에 응답하는 상기 AGC 지연 회로망에 모든 조건하에서 상기 아날로그 저역 통과 필터된 응답을 제공하는 유형임을 특징으로 하는 무선 수신기.
  37. 제35항에 있어서, 적어도 선별된 조건하에서, 상기 자동 이득 제어 입력 신호로서 상기 각각의 이득 제어 신호를 인가하기 위한 상기 수단에 상기 아날로그 저역 통과 필터된 응답을 제공하기 위한 상기 수단이 : 다수의 입력 신호들중 하나로서 상기 아날로그 저역 통과 필터된 응답을 수신하고 상기 각각의 이득 제어 신호들을 인가하기 위한 상기 수단에 상기 자동 이득 제어 입력 신호를 제공하는 아날로그 OR 회로를 구비함을 특징으로 하는 무선 수신기.
  38. 제1항에 있어서, 상기 무선 수신기의 상기 위상 트랙커는; 상기 제어된 주파수의 사인파를 가진 디지탈 변환된 샘플과 제어된 주파수의 코사인파를 가진 디지탈 변환된 샘플들을 발생하고, 상기 제어된 주파수 코사인파를 가진 디지탈 변환된 샘플은 규정된 각만큼 상기 제어된 주파수의 코사인파로부터 위상에 전진되고 상기 제어된 주파수 사인파를 가진 디지탈 변환된 샘플은 상기 규정된 각만큼 상기 제어된 주파수의 상기 사인파로부터 위상이 전진되는 디지탈 제어 발진기를 구비하는데, 상기 제어된 주파수는 원하는 주파수로부터 상기 제어된 주파수의 차를 나타내는 디지탈 제어 신호에 대한 응답으로 상기 마지막 중간 주파수 신호의 상기 반송 주파수를 포함하는 주파수 범위이상으로 제어될 수 있음을 특징으로 하는 무선 수신기.
  39. 제38항에 있어서, 상기 무선 수신기의 상기 위상 트랙커는; 상기 제1디지탈 필터의 지연만큼 지연된, 상기 디지탈 변환된 마지막 중간 주파수 신호에 대한 Hilbert 변형 응답을 발생하는 유한 임펄스 응답인, 제1디지탈 필터와; 상기 제1디지탈 필터의 지연과 동일한 지연만큼 상기 디지탈 변환된 마지막 중간 주파수 신호를 지연하기 위한 제1디지탈 지연선을 구비함으로써, 지연된 디지탈 변환된 마지막 중간 주파수 신호를 발생하고; 상기 마지막 중간 주파수 신호의 상기 반송 주파수를 중심으로 하는 동일한 응답의 기능을 갖는 유한 임펄스 응답인, 제2와 제3디지탈 필터를 구비하는데, 상기 제2디지탈 필터는 상기 제1디지탈 필터의 대기시간 만큼이나 지연되고 더우기 상기 제2디지탈 필터의 지연만큼 지연된 상기 디지탈 변환된 마지막 중간 주파수 신호의 상기 Hilbert 변형에 대한 주파수 선별적인 응답을 제공하기 위한 상기 제1디지탈 필터를 따른 종속 접속내에 위치되고, 상기 제3디지탈 필터는 상기 제3디지탈 필터의 잠재 시간만큼 더 지연된 상기 지연된 디지탈 변환된 마지막 중간 주파수 신호에 대한 주파수 선별적인 응답을 제공하기 위한 상기 제1디지탈 지연선을 따른 종속 접속내에 위치되며; 상기 제어된 주파수의 상기 코사인파를 가진 상기 디지탈 변환된 샘플을 승수 신호로서 상기 제2디지탈 필터의 상기 주파수 선별적인 응답을 피승수 신호로서 수신하는 제1디지탈 승산기를 구비함으로써, 제1적신호를 발생시키고; 상기 술된 각만큼 상기 사인파를 가진 상기 가진 상기 디지탈 변환된 샘플을 승수 신호로서 수신하고 상기 제3디지탈 필터의 상기 주파수 선별적인 응답을 피승수 신호로서 수신하는 제2디지탈 승산기를 구비함으로써, 제2적신호를 발생시키며; 상기 마지막 중간 주파수 신호의 상기 반송 주파수로부터 상기 제어된 주파수의 주파수와 위상의 퇴거를 나타내는 차 신호를 발생하기 위해서 상기 제1과 제2적신호들을 차등적으로 조합하는 디지탈 감산기와; 그리고 상기 디지탈 제어 신호를 상기 디지탈 제어된 발진기에 공급하기 위해서 상기 차신호에 응답하는 수단을 더욱 구비함을 특징으로 하는 무선 수신기.
  40. 제39항에 있어서, 상기 디지탈 지연선으로부터 상기 더욱 지연된 디지탈 변환된 마지막 중간 주파수 신호를 피승수 신호로 수신하고 상기 제어된 주파수의 상기 코사인파로 부터 위상에서 전진된 상기 제어된 주파수의 상기파를 가진 상기 디지탈 변환된 샘플을 승수 신호로서 수신하는 제3디지탈 승산기를 구비함으로써, 제3적신호를 발생하고; 상기 제1디지탈 필터의 상기 Hilbert 변형 응답을 피승수 신호로 수신하고 상기 제어된 주파수의 상기 사인파로부터 위상에서 전진된 상기 제어된 주파수의 상기파를 가진 상기 디지탈 변환된 샘플을 승수 신호로서 수신하는 제4디지탈 승산기를 구비함으로써, 제4적신호를 발생하며; 그리고, 상기 제3과 4디지탈 승산기들과 함께 상기 제1동기 검출기에 포함된 디지탈 가산기를 구비하는데, 상기 디지탈 가산기가 상기 제1동기 검출기 출력 신호로서 공급된 신호를 발생하기 위한 상기 제3과 제4적신호들을 부가하여 조합함을 특징으로 하는 무선 수신기.
  41. 제40항에 있어서, 상기 튜너 내에 포함된 다수의 연속 중간 주파수 증폭기 단계들을 구비하는데, 상기 중간 주파수 증폭기 단계들중의 적어도 하나는 상기 마지막 중간 주파수대와 다른 중간 주파에 이득을 제공하고, 상기 마지막 중간 주파수 증폭기 단계들중 적어도 두개는 각각의 이득 제어 신호에 의해서 제어된 양만큼 각각 이득을 제공하며; 각각 자동 이득 제어 입력 신호에 의해서 제어된 각각의 양만큼 상기 각각의 이득 제어 신호들을 인가하기 위한 수단과; 제1동기 검출기 출력 신호 아날로그 저역 통과 필터된 응답을 발생하기 위한 수단과; 그리고 적어도 선별된 조건하에서 상기 자동 이득제어 입력 신호로서 상기 각각의 이득 제어 신호들을 인가하기 위한 상기 수단에 상기 아날로그 필터된 저역 통과 응답을 제공하기 위한 수단을 더욱 구비함을 특징으로 하는 무선 수신기.
  42. 제41항에 있어서, 상기 무선 수신기의 상기 각각의 이득 제어 신호들을 인가하기 위한 상기 수단이 상기 각각의 이득 제어 신호들을 인가하기 위한 상기 자동 이득 제어 입력 신호에 응답하는 AGC 지연 회로망을 포함함을 특징으로 하는 무선 수신기.
  43. 제42항에 있어서, 적어도 선별된 조건하에서 상기 자동 이득 제어 입력 신호로서 상기 각각의 이득 제어 신호를 인가하기 위한 상기 수단에 상기 아날로그 저역 통과 필터된 응답을 공급하기 위한 상기 무선 수신기의 상기 수단이 자동 이득 제어 입력 신호에 응답하는 상기 AGC 지연 회로망에 모든 조건하에서 상기 아날로그 저역 통과 필터된 응답을 제공하는 유형임을 특징으로 하는 무선 수신기.
  44. 제42항에 있어서, 적어도 선별된 조건하에서, 상기 자동 이득 제어 입력 신호로서 상기 각각의 이득 제어 신호를 인가하기 위한 상기 수단에 상기 아날로그 저역 통과 필터된 응답을 제공하기 위한 상기 수단이 : 다수의 입력 신호들중 하나로서 상기 아날로그 저역 통과 필터된 응답을 수신하고 상기 각각의 이득 제어 신호들을 인가하기 위한 상기 수단에 상기 자동 이득 제어 입력 신호를 제공하는 아날로그 OR 회로를 구비함을 특징으로 하는 무선 수신기.
  45. 제39항에 있어서, 상기 튜너 내에 포함된 다수의 연속 중간 주파수 증폭기 단계들을 구비하는데, 상기 중간 주파수 증폭기 단계들중의 적어도 하나는 상기 마지막 중간 주파수대와 다른 중간 주파에 이득을 제공하고, 상기 마지막 중간 주파수 증폭기 단계들중 적어도 두개는 각각의 이득 제어 신호에 의해서 제어된 양만큼 각각 이득을 제공하며; 각각 자동 이득 제어 입력 신호에 의해서 제어된 각각의 양만큼 상기 각각의 이득 제어 신호들을 인가하기 위한 수단과; 상기 디지탈 변환된 마지막 중간 주파수 신호의 분리된 반송파 요소에 대한 동상 동기 검출 응답을 발생하기 위한 제3동기 검출기와; 상기 협대 동상 동기 검출 응답에 아날로그 저역 통과 필터된 응답을 발생하기 위한 수단과; 그리고 적어도 선별된 조건하에서 상기 자동 이득 제어 입력 신호로서 상기 각각의 이득 제어 신호들을 인가하기 위한 상기 수단에 상기 아날로그 저역 통과 필터된 응답을 공급하기 위한 수단을 구비함을 특징으로 하는 무선 수신기에 있어서, 상기 무선 수신기의 상기 제3동기 검출기가: 상기 제2디지탈 필터의 상기 주파수 선별적인 응답을 피승수 신호로 수신하고 상기 제어된 주파수의 상기 코사인파를 가진 상기 디지탈 변환된 샘플을 승수 신호로서 수신하는 제3디지탈 승산기를 구비함으로써, 제3적신호를 발생하고; 상기 제3디지탈 필터의 상기 주파수 선별적인 응답을 피승수 신호로 수신하고 상기 제어된 주파수의 상기 사인파를 가진 상기 디지탈 변환된 샘플을 승수 신호로서 수신하는 제4디지탈 승산기를 구비함으로써, 제4적신호를 발생하며; 그리고 상기 협대 동상 동기 검출 응답에 대한 아날로그 저역 통과 필터된 응답을 발생하기 위한 상기 수단에 상기 협대 동상 동기 검출 응답으로서 공급된, 가산 신호를 발생하기 위해서 상기 제3과 제4적신호들을 부가하여 조합하는 디지탈 가산기를 더욱 구비함을 특징으로 하는 무선 수신기.
  46. 제45항에 있어서, 상기 무선 수신기의 상기 각각의 이득 제어 신호들을 인가하기 위한 상기 수단이 상기 각각의 이득 제어 신호들을 인가하기 위한 상기 자동 이득 제어 입력 신호에 응답하는 AGC 지연 회로망을 포함함을 특징으로 하는 무선 수신기.
  47. 제46항에 있어서, 적어도 선별된 조건하에서 상기 자동 이득 제어 입력 신호로서 상기 각각의 이득 제어 신호를 인가하기 위한 상기 수단에 상기 아날로그 저역 통과 필터된 응답을 공급하기 위한 상기 무선 수신기의 상기 수단이 자동 이득 제어 입력 신호에 응답하는 상기 AGC 지연 회로망에 모든 조건하에서 상기 아날로그 저역 통과 필터된 응답을 제공하는 유형임을 특징으로 하는 무선 수신기.
  48. 제46항에 있어서, 적어도 선별된 조건하에서, 상기 자동 이득 제어 입력 신호로서 상기 각각의 이득 제어 신호를 인가하기 위한 상기 수단에 상기 아날로그 저역 통과 필터된 응답을 제공하기 위한 상기 수단이 : 다수의 입력 신호들중 하나로서 상기 아날로그 저역 통과 필터된 응답을 수신하고 상기 각각의 이득 제어 신호들을 인가하기 위한 상기 수단에 상기 자동 이득 제어 입력 신호를 제공하는 아날로그 OR 회로를 구비함을 특징으로 하는 무선 수신기.
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Families Citing this family (57)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5602602A (en) * 1994-02-10 1997-02-11 Philips Electronics North America Corporation Method and apparatus for combating co-channel NTSC interference for digital TV transmission having a simplified rejection filter
US6545728B1 (en) * 1994-05-04 2003-04-08 Samsung Electronics Co., Ltd. Digital television receivers that digitize final I-F signals resulting from triple-conversion
US6526101B1 (en) * 1994-06-28 2003-02-25 Samsung Electronics Co., Ltd. Receiver for QAM digital television signals
US5673293A (en) * 1994-09-08 1997-09-30 Hitachi America, Ltd. Method and apparatus for demodulating QAM and VSB signals
KR960020485A (ko) * 1994-11-14 1996-06-17 이헌조 에이치디티브이(hdtv) 수신장치
KR0141876B1 (ko) * 1994-11-28 1998-06-15 배순훈 고화질 텔레비젼 지에이 시스템의 180도 위상 에러 보정장치
KR0144294B1 (ko) * 1994-12-14 1998-07-15 배순훈 수렴특성을 개선시킨 등화기
US5648923A (en) * 1995-03-02 1997-07-15 Hitachi America, Ltd. Nyquist filter for use in a joint VSB/QAM demodulator
KR0163729B1 (ko) * 1995-04-19 1999-01-15 김광호 디지탈 잔류 측파대 변조 통신 시스템의 위상 검출 방법 및 위상 트랙킹 루프 회로
US5602601A (en) * 1995-04-21 1997-02-11 L. G. Electronics Inc. Phase error corrector for HDTV reception system
US5864754A (en) * 1996-02-05 1999-01-26 Hotto; Robert System and method for radio signal reconstruction using signal processor
US8280334B2 (en) 1996-02-05 2012-10-02 American Radio Llc System and method for radio signal reconstruction using signal processor
KR100200589B1 (ko) * 1996-06-12 1999-06-15 윤종용 고해상도 텔레비젼 수신기의 디지털 복조회로 및 방법
US6005640A (en) * 1996-09-27 1999-12-21 Sarnoff Corporation Multiple modulation format television signal receiver system
WO1998015120A1 (en) * 1996-10-02 1998-04-09 Allen Leroy Limberg Ntsc co-channel interference detectors responsive to received q-channel signals in digital tv signal receivers
US6023306A (en) * 1996-10-02 2000-02-08 Samsung Electronics Co. Ltd. NTSC interference detectors using comb filters that suppress digital TV pilot carrier for NTSC extraction
US5798803A (en) * 1996-10-02 1998-08-25 Samsung Electronics Co., Ltd. NTSC interference detectors using comb filters that suppress HDTV pilot carrier for NTSC extraction
US6400393B1 (en) * 1996-11-20 2002-06-04 Samsung Electronics Co., Ltd. DTV receiver with filter in I-F circuitry to suppress FM sound carrier of NTSC Co-channel interfering signal
US6177951B1 (en) * 1996-12-18 2001-01-23 Philips Electronics North America Corporation Digital receiver which utilizes a rejection filter for cancellation of known co-channel interference and an equalizer for equalizing multipath channels without attempting to equalize the co-channel interference
US6445425B1 (en) * 1997-01-07 2002-09-03 Samsung Electronics Co., Ltd. Automatic fine tuning of receiver for digital television signals
US6061096A (en) * 1997-03-19 2000-05-09 Samsung Electronics Co., Ltd. Digital-and-analog-TV-signal receivers, each with single first detector and shared high-band I-F amplification
US5801790A (en) * 1997-03-21 1998-09-01 Samsung Electronics Co., Ltd. Using video signals from auxiliary analog TV receivers for detecting NTSC interference in digital TV receivers
KR100217361B1 (ko) * 1997-06-30 1999-09-01 김영환 Vsb 디지털 복조기
US5982820A (en) * 1997-07-10 1999-11-09 Samsung Electronics Co., Ltd. Bandpass phase tracker with hilbert transformation before plural-phase analog-to-digital conversion
US6697098B1 (en) 1998-08-26 2004-02-24 Thomson Licensing S.A. Co-channel interference detection network for an HDTV receiver
US6356598B1 (en) 1998-08-26 2002-03-12 Thomson Licensing S.A. Demodulator for an HDTV receiver
US6667760B1 (en) * 1998-02-20 2003-12-23 Samsung Electronics Co., Ltd. Receiver for digital television signals having carriers near upper frequency boundaries of TV broadcasting channels
US6188441B1 (en) * 1998-03-06 2001-02-13 Samsung Electronics Co., Ltd. Detection of PN sequences accompanying VSB signal to control operating mode of QAM/VSB DTV signal receiver
US6108049A (en) * 1998-03-13 2000-08-22 Samsung Electronics Co., Ltd. Circuitry operative on symbol decoding results for synchronizing data fields in a digital television receiver
CN1110945C (zh) * 1998-07-18 2003-06-04 三星电子株式会社 检测同频道干扰n制信号伴随数字电视信号的方法及装置
AU1607400A (en) * 1998-11-03 2000-05-22 Broadcom Corporation Dual mode qam/vsb receiver
US6842495B1 (en) * 1998-11-03 2005-01-11 Broadcom Corporation Dual mode QAM/VSB receiver
US7092043B2 (en) 1998-11-12 2006-08-15 Broadcom Corporation Fully integrated tuner architecture
US6643334B1 (en) * 1998-12-04 2003-11-04 Samsung Electronics Co., Ltd. Bandpass tracker for DTV receiver, with VSB I-F signal filtered for more symmetrical AFPC Loop response
US6519295B1 (en) * 1999-01-15 2003-02-11 Samsung Electronics Co., Ltd. VSB DTV receiver with real-only digital synchrodyne to recover baseband symbol code
US6687313B1 (en) * 1999-05-05 2004-02-03 Samsung Electronics Co., Ltd. Digital television receiver converting vestigial-sideband signals to double-sideband AM signals before demodulation
US7050491B2 (en) 2001-10-15 2006-05-23 Mcdonald James Douglas Adaptive equalization of digital modulating signal recovered from amplitude-modulated signal subject to multipath
US6958781B2 (en) * 2000-04-18 2005-10-25 Zenith Electronics Corporation Mapping arrangement for digital communication system
JP2002164949A (ja) * 2000-09-18 2002-06-07 Alps Electric Co Ltd デジタル直交信号検出回路
US7206352B2 (en) * 2001-04-02 2007-04-17 Koninklijke Philips Electronics N.V. ATSC digital television system
US20020186795A1 (en) * 2001-06-07 2002-12-12 Alps Electric Co.,Ltd. Digital quadrature signal detecting circuit with simple circuit structure
US20030087618A1 (en) * 2001-11-08 2003-05-08 Junsong Li Digital FM stereo decoder and method of operation
US6999132B1 (en) * 2002-02-19 2006-02-14 Lsi Logic Corporation RF/IF digital demodulation of video and audio
KR100447201B1 (ko) * 2002-08-01 2004-09-04 엘지전자 주식회사 채널 등화 장치 및 이를 이용한 디지털 ｔｖ 수신기
EP1571757B1 (en) * 2004-03-04 2012-05-23 Harman Becker Automotive Systems GmbH FM radio receiver processing system
US8212943B2 (en) * 2006-10-25 2012-07-03 Mstar Semiconductor, Inc. Triple-conversion television tuner
EP1976109A1 (en) * 2007-03-31 2008-10-01 Sony Deutschland Gmbh Demodulator, method and receiver for demodulation
EP2315363A1 (en) * 2008-08-11 2011-04-27 Sony Corporation Reception device, reception method, and program
US8335279B2 (en) * 2009-07-24 2012-12-18 Intel Corporation Alignment of channel filters for multiple-tuner apparatuses
CN101998028B (zh) * 2009-08-13 2012-08-29 承景科技股份有限公司 载波追踪***与其方法
CN102148679B (zh) * 2010-02-05 2013-09-18 西瑞克斯通信技术股份有限公司 低复杂度的宽带信号数字选频方法
US8760176B2 (en) * 2010-11-10 2014-06-24 St-Ericsson Sa Methods and systems for production testing of DCO capacitors
CN103748473B (zh) * 2011-03-23 2016-06-29 梅吉特有限公司 带叶片的转子的测量
WO2014091693A1 (ja) * 2012-12-13 2014-06-19 日本電気株式会社 信号生成装置、信号生成方法及び数値制御発振器
US20160294591A1 (en) 2015-03-31 2016-10-06 Alcatel-Lucent Usa Inc. Multichannel receiver
US10033443B2 (en) * 2016-04-15 2018-07-24 Alcatel-Lucent Usa Inc. MIMO transceiver suitable for a massive-MIMO system
DE102019131216B3 (de) * 2019-11-19 2021-05-06 Endress+Hauser Flowtec Ag Puls-Amplituden-Modulations-Transceiver, Feldgerät und Verfahren zum Betreiben des Puls-Amplituden-Modulations-Transceivers

Family Cites Families (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
GB2244410B (en) * 1990-05-25 1994-08-31 Technophone Ltd Quadrature demodulator
NL9002489A (nl) * 1990-11-15 1992-06-01 Philips Nv Ontvanger.

Also Published As

Publication number Publication date
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