JP3498333B2 - データ伝送系におけるタイミング信号再生回路およびディジタルビデオ信号処理装置 - Google Patents
データ伝送系におけるタイミング信号再生回路およびディジタルビデオ信号処理装置Info
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- JP3498333B2 JP3498333B2 JP26897993A JP26897993A JP3498333B2 JP 3498333 B2 JP3498333 B2 JP 3498333B2 JP 26897993 A JP26897993 A JP 26897993A JP 26897993 A JP26897993 A JP 26897993A JP 3498333 B2 JP3498333 B2 JP 3498333B2
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- Signal Processing For Digital Recording And Reproducing (AREA)
- Error Detection And Correction (AREA)
- Stabilization Of Oscillater, Synchronisation, Frequency Synthesizers (AREA)
- Television Signal Processing For Recording (AREA)
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は磁気記録再生装置に関す
るものであり、特に、ビデオ信号記録再生装置（ＶＴ
Ｒ）に関する。さらに特定的には、本発明は可変速再生
を安定に実現でき、パーシャルレスポンス（ＰＲ）を適
用したディジタルビデオ信号再生装置におけるタイミン
グ信号再生回路およびそれを用いた復号回路に関する。
また本発明は、ビデオ信号復号回路に限らず、ディスク
記録信号再生回路のようにデータレートが変化する信号
を安定に復号する種々の信号復号回路に適用しうる。
るものであり、特に、ビデオ信号記録再生装置（ＶＴ
Ｒ）に関する。さらに特定的には、本発明は可変速再生
を安定に実現でき、パーシャルレスポンス（ＰＲ）を適
用したディジタルビデオ信号再生装置におけるタイミン
グ信号再生回路およびそれを用いた復号回路に関する。
また本発明は、ビデオ信号復号回路に限らず、ディスク
記録信号再生回路のようにデータレートが変化する信号
を安定に復号する種々の信号復号回路に適用しうる。
【０００２】
【従来の技術】まず、ＶＴＲにおける記録信号の符号化
（チャネルコーディング）について述べる。チャネルコ
ーディングとは、記録再生系の特性に適した形態に符号
を変換することをいう。つまり、直流または低周波成分
を再生できない磁気記録再生系に低周波成分を有するデ
ィジタル符号を記録するため、ディジタル符号の低周波
成分を抑圧することがチャネルコーディングに相当す
る。ＶＴＲにおいてはこれまで、種々の記録符号（チャ
ネルコード）が提案されている。大別すると、ＮＲＺ符
号、ＭＦＭ符号（Ｍ2 符号）が知られている。ＮＲＺは
さらに、スクランブルドＮＲＺ符号、ＮＲＺ−ＡＳＥ符
号、８−９変換符号、８−１０変換符号、ＮＲＺＩ符号
およびインターリーブドＮＲＺＩ符号に分類できる。以
下、スクランブルドＮＲＺ符号およびＮＲＺ−ＡＳＥ符
号を単にＮＲＺ符号と呼び、８−９変換符号および８−
１０変換符号をブロック符号と呼び、ＮＲＺＩ符号およ
びインターリーブドＮＲＺＩ符号をパーシャルレスポン
ス符号と呼ぶ。ＮＲＺ符号、たとえば、スクランブルド
ＮＲＺ符号はＳ／Ｎがよいという利点を有しているの
で、Ｄ１ディジタルＶＴＲに採用されている。また、Ｄ
２ディジタルＶＴＲではガードバンドレス記録や、オー
バーライト記録に都合のよいＭ2符号が用いられてい
る。
（チャネルコーディング）について述べる。チャネルコ
ーディングとは、記録再生系の特性に適した形態に符号
を変換することをいう。つまり、直流または低周波成分
を再生できない磁気記録再生系に低周波成分を有するデ
ィジタル符号を記録するため、ディジタル符号の低周波
成分を抑圧することがチャネルコーディングに相当す
る。ＶＴＲにおいてはこれまで、種々の記録符号（チャ
ネルコード）が提案されている。大別すると、ＮＲＺ符
号、ＭＦＭ符号（Ｍ2 符号）が知られている。ＮＲＺは
さらに、スクランブルドＮＲＺ符号、ＮＲＺ−ＡＳＥ符
号、８−９変換符号、８−１０変換符号、ＮＲＺＩ符号
およびインターリーブドＮＲＺＩ符号に分類できる。以
下、スクランブルドＮＲＺ符号およびＮＲＺ−ＡＳＥ符
号を単にＮＲＺ符号と呼び、８−９変換符号および８−
１０変換符号をブロック符号と呼び、ＮＲＺＩ符号およ
びインターリーブドＮＲＺＩ符号をパーシャルレスポン
ス符号と呼ぶ。ＮＲＺ符号、たとえば、スクランブルド
ＮＲＺ符号はＳ／Ｎがよいという利点を有しているの
で、Ｄ１ディジタルＶＴＲに採用されている。また、Ｄ
２ディジタルＶＴＲではガードバンドレス記録や、オー
バーライト記録に都合のよいＭ2符号が用いられてい
る。
【０００３】ＮＲＺ符号はＳ／Ｎが良好な反面、低域遮
断の影響を強く受けるという欠点がある。そこで、近
年、データ通信の分野で開発されたパーシャルレスポン
ス（ＰＲ）、特に、パーシャルレスポンス・クラス４
（ＰＲ４）を適用することが試みられている。ＰＲ等化
方式としては、ＰＲ（１，−１）とＰＲ（１，０，−
１）とが知られている。ＰＲ（１，−１）はＮＲＺＩに
対応し、ＰＲ（１，０，−１）はインターリーブドＮＲ
ＺＩ符号に対応する。ＰＲ（１，−１）およびＰＲ
（１，０，−１）共に、再生時に検出点で３値波形にな
り、識別窓幅がＮＲＺの約６６％である。等化方式とし
て、ＰＲ（１，−１）、つまりＮＲＺＩ符号を用いる
と、直流および低周波成分が少なく、高域通過形の周波
数特性を示す。ＰＲ（１，−１）の周波数特性は（１−
Ｄ）であり（ただし、Ｄはビット周期Ｔの遅延演算子を
示す）、孤立パルスに続いて−１の値を持つ符号間干渉
が生ずる。一方、等化方式としてＰＲ（１，０，−
１）、つまり、インターリーブドＮＲＺＩ符号を用いる
と、高周波および低周波成分がともに少なく、帯域通過
形の周波数特性を示す。ＰＲ（１，０，−１）の周波数
特性は、（１−Ｄ2 ）であり、孤立パルスから２ビット
後に−１の値を持つ符号間干渉が生ずる。このように、
パーシャルレスポンスの適用は、符号間干渉を積極的に
利用して、検出点でスペクトラムを整形することを意図
している。
断の影響を強く受けるという欠点がある。そこで、近
年、データ通信の分野で開発されたパーシャルレスポン
ス（ＰＲ）、特に、パーシャルレスポンス・クラス４
（ＰＲ４）を適用することが試みられている。ＰＲ等化
方式としては、ＰＲ（１，−１）とＰＲ（１，０，−
１）とが知られている。ＰＲ（１，−１）はＮＲＺＩに
対応し、ＰＲ（１，０，−１）はインターリーブドＮＲ
ＺＩ符号に対応する。ＰＲ（１，−１）およびＰＲ
（１，０，−１）共に、再生時に検出点で３値波形にな
り、識別窓幅がＮＲＺの約６６％である。等化方式とし
て、ＰＲ（１，−１）、つまりＮＲＺＩ符号を用いる
と、直流および低周波成分が少なく、高域通過形の周波
数特性を示す。ＰＲ（１，−１）の周波数特性は（１−
Ｄ）であり（ただし、Ｄはビット周期Ｔの遅延演算子を
示す）、孤立パルスに続いて−１の値を持つ符号間干渉
が生ずる。一方、等化方式としてＰＲ（１，０，−
１）、つまり、インターリーブドＮＲＺＩ符号を用いる
と、高周波および低周波成分がともに少なく、帯域通過
形の周波数特性を示す。ＰＲ（１，０，−１）の周波数
特性は、（１−Ｄ2 ）であり、孤立パルスから２ビット
後に−１の値を持つ符号間干渉が生ずる。このように、
パーシャルレスポンスの適用は、符号間干渉を積極的に
利用して、検出点でスペクトラムを整形することを意図
している。
【０００４】特に、インターリーブドＮＲＺＩ、つま
り、ＰＲ（１，０，−１）は磁気記録特性に近いため、
これまでディジタルＶＴＲへの適用が試みられ、効率よ
くビデオ信号を再生する試みが行われている。ＰＲ
（１，０，−１）の周波数特性（１−Ｄ2 ）は（１─
Ｄ）・（１＋Ｄ）に分解できる。（１−Ｄ）特性は再生
時の微分特性で代行でき、（１＋Ｄ）特性はは１ビット
アナログ遅延および加算処理を行うことで実現できる。
（１＋Ｄ）変換後の３値波形の１および−１を「１」
に、０を「０」に識別すれば、元の符号が復号できる。
タイミング信号は（１−Ｄ）変換後の高周波信号を含ん
だ波形から抽出できる。
り、ＰＲ（１，０，−１）は磁気記録特性に近いため、
これまでディジタルＶＴＲへの適用が試みられ、効率よ
くビデオ信号を再生する試みが行われている。ＰＲ
（１，０，−１）の周波数特性（１−Ｄ2 ）は（１─
Ｄ）・（１＋Ｄ）に分解できる。（１−Ｄ）特性は再生
時の微分特性で代行でき、（１＋Ｄ）特性はは１ビット
アナログ遅延および加算処理を行うことで実現できる。
（１＋Ｄ）変換後の３値波形の１および−１を「１」
に、０を「０」に識別すれば、元の符号が復号できる。
タイミング信号は（１−Ｄ）変換後の高周波信号を含ん
だ波形から抽出できる。
【０００５】パーシャルレスポンス符号を適用した信号
処理系は、一般に、識別（復号）時の符号誤りの伝播を
避けるために入力データを中間系列に変換するプリコー
ダ、磁気記録系（伝送路）、および、多値識別回路を有
し、入力データが多値識別されて復調（復号）される。
その具体例を以下に述べる。
処理系は、一般に、識別（復号）時の符号誤りの伝播を
避けるために入力データを中間系列に変換するプリコー
ダ、磁気記録系（伝送路）、および、多値識別回路を有
し、入力データが多値識別されて復調（復号）される。
その具体例を以下に述べる。
【０００６】図２０は、パーシャルレスポンスを適用し
たディジタルビデオ信号処理装置の基本構成図である。
このディジタルビデオ信号処理装置は、磁気テープ１１
４にデータを記録する記録系１００と、磁気テープ１１
４に記録されたデータを再生する再生系１２０とを有す
る。記録系１００は、磁気テープ１１４にビデオ信号を
記録するため、Ａ／Ｄ変換器１０２、シャフルおよび帯
域圧縮回路１０４、パリティ付加回路１０６、プリコー
ド回路１０８、および、磁気記録ヘッド１１０を有す
る。再生系１２０は、記録系１００と逆の回路構成であ
り、磁気テープ１１４に記録されたビデオ信号を再生す
るため、磁気再生ヘッド１２２、デコーダ回路１２４、
エラー検出訂正回路１２６、帯域伸長およびデシャフル
回路１２８、および、Ｄ／Ａ変換器１３０を有する。記
録系１００におけるプリコード回路１０８として１／
（１−Ｄ2 ）特性を有するものを用い（以下、１／（１
−Ｄ2 ）プリコード回路１０８という）、再生系１２０
におけるデコーダ回路１２４として（１−Ｄ2 ）特性を
有するものを用いると（以下、（１−Ｄ2 ）デコーダ回
路１２４という）、図２０に示したディジタルビデオ信
号処理装置はパーシャルレスポンス・クラス４（ＰＲ
４）を適用したディジタルビデオ信号処理装置となる。
以下、具体的例示としてＰＲ４形ディジタルビデオ信号
処理装置について述べる。
たディジタルビデオ信号処理装置の基本構成図である。
このディジタルビデオ信号処理装置は、磁気テープ１１
４にデータを記録する記録系１００と、磁気テープ１１
４に記録されたデータを再生する再生系１２０とを有す
る。記録系１００は、磁気テープ１１４にビデオ信号を
記録するため、Ａ／Ｄ変換器１０２、シャフルおよび帯
域圧縮回路１０４、パリティ付加回路１０６、プリコー
ド回路１０８、および、磁気記録ヘッド１１０を有す
る。再生系１２０は、記録系１００と逆の回路構成であ
り、磁気テープ１１４に記録されたビデオ信号を再生す
るため、磁気再生ヘッド１２２、デコーダ回路１２４、
エラー検出訂正回路１２６、帯域伸長およびデシャフル
回路１２８、および、Ｄ／Ａ変換器１３０を有する。記
録系１００におけるプリコード回路１０８として１／
（１−Ｄ2 ）特性を有するものを用い（以下、１／（１
−Ｄ2 ）プリコード回路１０８という）、再生系１２０
におけるデコーダ回路１２４として（１−Ｄ2 ）特性を
有するものを用いると（以下、（１−Ｄ2 ）デコーダ回
路１２４という）、図２０に示したディジタルビデオ信
号処理装置はパーシャルレスポンス・クラス４（ＰＲ
４）を適用したディジタルビデオ信号処理装置となる。
以下、具体的例示としてＰＲ４形ディジタルビデオ信号
処理装置について述べる。
【０００７】記録系１００の動作を述べる。入力ビデオ
信号はＡ／Ｄ変換器１０２で量子化されディジタルビデ
オ信号に変換される。シャフルおよび帯域圧縮回路１０
４において、ディジタルビデオ信号について所定のブロ
ック単位で離散コサイン変換またはハフマン符号化処理
をし、シャフリングする。さらにパリティ付加回路１０
６において、誤り訂正用のパリテイが付加される。１／
（１−Ｄ2 ）プリコード回路１０８において、記録符号
（チャンネル・コード）にプリコードして、このプリコ
ードされた信号が磁気記録ヘッド１１０を介して磁気テ
ープ１１４に記録される。
信号はＡ／Ｄ変換器１０２で量子化されディジタルビデ
オ信号に変換される。シャフルおよび帯域圧縮回路１０
４において、ディジタルビデオ信号について所定のブロ
ック単位で離散コサイン変換またはハフマン符号化処理
をし、シャフリングする。さらにパリティ付加回路１０
６において、誤り訂正用のパリテイが付加される。１／
（１−Ｄ2 ）プリコード回路１０８において、記録符号
（チャンネル・コード）にプリコードして、このプリコ
ードされた信号が磁気記録ヘッド１１０を介して磁気テ
ープ１１４に記録される。
【０００８】再生系１２０の動作を述べる。上記のよう
に磁気テープ１１４に記録されたビデオ信号は磁気再生
ヘッド１２２で検出（再生）され、再生されたＲＦ信号
は（１−Ｄ2 ）デコーダ回路１２４においてデータとし
て復号され（デコードされ）、エラー検出訂正回路１２
６においてエラー検出およびエラー訂正した後、帯域伸
長およびデシャフル回路１２８において帯域伸張とデシ
ャフルが行われ、Ｄ／Ａ変換器１３０において出力ビデ
オ信号に変換される。本発明は特に、再生系１２０にお
けるＲＦ信号の復号およびそのためのクロックを生成す
る回路に関する。
に磁気テープ１１４に記録されたビデオ信号は磁気再生
ヘッド１２２で検出（再生）され、再生されたＲＦ信号
は（１−Ｄ2 ）デコーダ回路１２４においてデータとし
て復号され（デコードされ）、エラー検出訂正回路１２
６においてエラー検出およびエラー訂正した後、帯域伸
長およびデシャフル回路１２８において帯域伸張とデシ
ャフルが行われ、Ｄ／Ａ変換器１３０において出力ビデ
オ信号に変換される。本発明は特に、再生系１２０にお
けるＲＦ信号の復号およびそのためのクロックを生成す
る回路に関する。
【０００９】上述した１／（１−Ｄ2 ）プリコード回路
１０８および（１−Ｄ2 ）デコーダ回路１２４の詳細回
路構成とその動作を述べる。図２１に１／（１−Ｄ2 ）
プリコード回路１０８の回路構成、および、（１−
Ｄ2 ）デコーダ回路１２４の回路構成を示す。また、図
２２（Ａ）〜（Ｆ）にその信号波形を示す。プリコード
回路１０８においては、パリティ付加回路１０６の出力
データをパラレル／シリアル変換回路（図示せず）にお
いてシリアルデータＤ１（図２２（Ａ）に変換した後、
このシリアルデータＤ１をイクスクルーシブオア（排他
的論理和）回路２１０に印加する。イクスクルーシブオ
ア回路２１０は、増幅回路（図示せず）を介して出力デ
ータＤ２を磁気ヘッド１１０に出力すると共に、この出
力データＤ２を２つ直列に接続された１クロック遅延回
路２１４、２１６に印加する。出力データＤ２は遅延回
路２１４、２１６において２クロック周期だけ遅延され
て再び、イクスクルーシブオア回路２１０に帰還され
る。これにより、シリアルデータＤ１は、１／（１−Ｄ
2 ）特性で変換された遅延された信号（図２２（Ｂ））
として、記録ヘッド１１０に印加されて磁気テープ１１
４に記録される。イクスクルーシブオア回路２１０およ
び遅延回路２１４、２１６の伝達関数は１／（１−
Ｄ2 ）である。
１０８および（１−Ｄ2 ）デコーダ回路１２４の詳細回
路構成とその動作を述べる。図２１に１／（１−Ｄ2 ）
プリコード回路１０８の回路構成、および、（１−
Ｄ2 ）デコーダ回路１２４の回路構成を示す。また、図
２２（Ａ）〜（Ｆ）にその信号波形を示す。プリコード
回路１０８においては、パリティ付加回路１０６の出力
データをパラレル／シリアル変換回路（図示せず）にお
いてシリアルデータＤ１（図２２（Ａ）に変換した後、
このシリアルデータＤ１をイクスクルーシブオア（排他
的論理和）回路２１０に印加する。イクスクルーシブオ
ア回路２１０は、増幅回路（図示せず）を介して出力デ
ータＤ２を磁気ヘッド１１０に出力すると共に、この出
力データＤ２を２つ直列に接続された１クロック遅延回
路２１４、２１６に印加する。出力データＤ２は遅延回
路２１４、２１６において２クロック周期だけ遅延され
て再び、イクスクルーシブオア回路２１０に帰還され
る。これにより、シリアルデータＤ１は、１／（１−Ｄ
2 ）特性で変換された遅延された信号（図２２（Ｂ））
として、記録ヘッド１１０に印加されて磁気テープ１１
４に記録される。イクスクルーシブオア回路２１０およ
び遅延回路２１４、２１６の伝達関数は１／（１−
Ｄ2 ）である。
【００１０】再生ヘッド１２２から出力される再生信号
Ｓ１を増幅回路（図示せず）で増幅した後、（１−
Ｄ2 ）デコーダ１２４に与える。電磁変換系は微分特性
を有しているから、伝達関数を（１−Ｄ）で表し得る。
従って再生信号Ｓ１は、記録信号を微分した３値の信号
波形として出力される（図２２（Ｃ））。１クロック遅
延回路２２２で再生信号Ｓ１を１クロック周期だけ遅延
させて遅延信号Ｓ２（図２２（Ｄ））を生成し、さらに
加算回路２２４で次のクロックの再生信号Ｓ１と加算し
て、等価的に（１−Ｄ2 ）の伝達関数の信号を生成する
（図２２（Ｅ））。このように、（１−Ｄ2 ）デコーダ
回路１２４の伝達関数を（１＋Ｄ）で表わすことがで
き、再生系全体の伝達関数を（１−Ｄ2 ）と表すことが
できる。この伝達関数は、ＰＲ４の（１、０、−１）の
データ列に対する応答を意味している。その結果とし
て、信号成分が中域に分布するように再生信号を生成す
ることができ、磁気記録ヘッド１１０、磁気テープ１１
４および磁気再生ヘッド１２２で構成される電磁変換系
の周波数特性を有効に利用して、効率良くディジタルビ
デオ信号を再生できる。また、ＶＴＲ全体の伝達関数を
１に設定することができる。
Ｓ１を増幅回路（図示せず）で増幅した後、（１−
Ｄ2 ）デコーダ１２４に与える。電磁変換系は微分特性
を有しているから、伝達関数を（１−Ｄ）で表し得る。
従って再生信号Ｓ１は、記録信号を微分した３値の信号
波形として出力される（図２２（Ｃ））。１クロック遅
延回路２２２で再生信号Ｓ１を１クロック周期だけ遅延
させて遅延信号Ｓ２（図２２（Ｄ））を生成し、さらに
加算回路２２４で次のクロックの再生信号Ｓ１と加算し
て、等価的に（１−Ｄ2 ）の伝達関数の信号を生成する
（図２２（Ｅ））。このように、（１−Ｄ2 ）デコーダ
回路１２４の伝達関数を（１＋Ｄ）で表わすことがで
き、再生系全体の伝達関数を（１−Ｄ2 ）と表すことが
できる。この伝達関数は、ＰＲ４の（１、０、−１）の
データ列に対する応答を意味している。その結果とし
て、信号成分が中域に分布するように再生信号を生成す
ることができ、磁気記録ヘッド１１０、磁気テープ１１
４および磁気再生ヘッド１２２で構成される電磁変換系
の周波数特性を有効に利用して、効率良くディジタルビ
デオ信号を再生できる。また、ＶＴＲ全体の伝達関数を
１に設定することができる。
【００１１】（１−Ｄ2 ）デコーダ１２４は、加算回路
２２４の出力信号を比較回路２２６、２２８に出力し、
ここで所定の基準電圧ＶH 、ＶL を基準にして比較結果
を得、この比較結果をオア回路２３０を介して出力す
る。このように、比較回路２２６および２２８で構成さ
れる多値識別回路は、基準電圧ＶH 、ＶL を基準にして
加算回路２２４の出力信号Ｓ３を復号し（図２２
（Ｆ））、その結果得られる復号データＤ４をさらにパ
ラレル／シリアル変換回路（図示せず）においてパラレ
ルデータに変換してエラー（誤り）訂正回路（ＥＣＣ）
１２６に出力する。
２２４の出力信号を比較回路２２６、２２８に出力し、
ここで所定の基準電圧ＶH 、ＶL を基準にして比較結果
を得、この比較結果をオア回路２３０を介して出力す
る。このように、比較回路２２６および２２８で構成さ
れる多値識別回路は、基準電圧ＶH 、ＶL を基準にして
加算回路２２４の出力信号Ｓ３を復号し（図２２
（Ｆ））、その結果得られる復号データＤ４をさらにパ
ラレル／シリアル変換回路（図示せず）においてパラレ
ルデータに変換してエラー（誤り）訂正回路（ＥＣＣ）
１２６に出力する。
【００１２】図２０に示したディジタルビデオ信号処理
装置において、誤り訂正回路１２６は、記録時に付加し
たパリテイ符号を使用して復号データＤ４を誤り訂正処
理する。帯域伸長・デシヤフリング回路１２８は、逆ハ
フマン符合化処理、逆離散コサイン変換処理などの処理
を実行し、これにより復号データをデータ伸長してディ
ジタルビデオ信号を復号する。さらに、この復号データ
をディジタル／アナログ（Ｄ／Ａ）変換器１３０でアナ
ログ信号に変換して出力する。このように、電磁変換系
の周波数特性とＰＲ４の特性を有効に利用して、効率良
くディジタルビデオ信号を記録再生できる。
装置において、誤り訂正回路１２６は、記録時に付加し
たパリテイ符号を使用して復号データＤ４を誤り訂正処
理する。帯域伸長・デシヤフリング回路１２８は、逆ハ
フマン符合化処理、逆離散コサイン変換処理などの処理
を実行し、これにより復号データをデータ伸長してディ
ジタルビデオ信号を復号する。さらに、この復号データ
をディジタル／アナログ（Ｄ／Ａ）変換器１３０でアナ
ログ信号に変換して出力する。このように、電磁変換系
の周波数特性とＰＲ４の特性を有効に利用して、効率良
くディジタルビデオ信号を記録再生できる。
【００１３】パーシャルレスポンスを利用したＶＴＲに
おいては、識別回路（復号回路）として、図２１に示し
た比較回路２２６および２２８に代えて、ビタビ復号回
路を使用して再生信号を復号する方法が提案されてい
る。ビタビ復号は、再生信号に対して全ての状態遷移の
パターン（トレリス線図）から最も可能性の高い状態遷
移のパターン（パス）を探して再生データを得る復号方
式である。ＰＲ４、すなわち、ＰＲ（１，０，−１）
は、図２３（Ａ）に示す様に奇数データと偶数データに
分けることで、２つのＰＲ（１，−１）として扱える。
ＰＲ（１，−１）は、図２３（Ｂ）に示すように、第１
の状態Ｓ１と第２の状態Ｓ２との２つの状態があり、図
２４（Ａ）〜（Ｄ）に示すように、この２つの状態に対
するトレリス線図から最も確からしいパスを探すことで
再生データが得られる。つまり、ビタビ復号を用いたＶ
ＴＲにおいては、ビタビ復号回路において、入力データ
の符号間干渉を有効に利用して再生信号を復号すること
により、ビットエラーレートを向上することを意図して
いる。その結果、ビット誤りを低減し、その分、効率良
くビデオ信号を記録再生し得る。
おいては、識別回路（復号回路）として、図２１に示し
た比較回路２２６および２２８に代えて、ビタビ復号回
路を使用して再生信号を復号する方法が提案されてい
る。ビタビ復号は、再生信号に対して全ての状態遷移の
パターン（トレリス線図）から最も可能性の高い状態遷
移のパターン（パス）を探して再生データを得る復号方
式である。ＰＲ４、すなわち、ＰＲ（１，０，−１）
は、図２３（Ａ）に示す様に奇数データと偶数データに
分けることで、２つのＰＲ（１，−１）として扱える。
ＰＲ（１，−１）は、図２３（Ｂ）に示すように、第１
の状態Ｓ１と第２の状態Ｓ２との２つの状態があり、図
２４（Ａ）〜（Ｄ）に示すように、この２つの状態に対
するトレリス線図から最も確からしいパスを探すことで
再生データが得られる。つまり、ビタビ復号を用いたＶ
ＴＲにおいては、ビタビ復号回路において、入力データ
の符号間干渉を有効に利用して再生信号を復号すること
により、ビットエラーレートを向上することを意図して
いる。その結果、ビット誤りを低減し、その分、効率良
くビデオ信号を記録再生し得る。
【００１４】ビタビ復号を適用した場合、図２５に示す
ように再生系１４０を構成することができる。再生系１
４０においては、再生信号Ｓ１を増幅回路３４１で増幅
した後、ＡＧＣ回路３４２で信号レベルを補正する。ダ
ブラー（２乗回路）３４６は、ＡＧＣ回路３４２の出力
信号を２乗算演算して再生信号Ｓ１を２逓倍し、再生信
号Ｓ１からクロック信号成分を生成する。チューニング
回路３４８は、バンドパスフイルタ回路で形成され、ダ
ブラー３４６の出力信号から再生信号Ｓ１に対するクロ
ック信号成分を抽出する。位相同期ループ回路（ＰＬ
Ｌ：Phase Lock Loop)３５０は、チューニング回路３４
８の出力信号を基準にして位相同期したクロック信号、
つまり、再生信号Ｓ１の再生クロックＣＫを発生する。
ように再生系１４０を構成することができる。再生系１
４０においては、再生信号Ｓ１を増幅回路３４１で増幅
した後、ＡＧＣ回路３４２で信号レベルを補正する。ダ
ブラー（２乗回路）３４６は、ＡＧＣ回路３４２の出力
信号を２乗算演算して再生信号Ｓ１を２逓倍し、再生信
号Ｓ１からクロック信号成分を生成する。チューニング
回路３４８は、バンドパスフイルタ回路で形成され、ダ
ブラー３４６の出力信号から再生信号Ｓ１に対するクロ
ック信号成分を抽出する。位相同期ループ回路（ＰＬ
Ｌ：Phase Lock Loop)３５０は、チューニング回路３４
８の出力信号を基準にして位相同期したクロック信号、
つまり、再生信号Ｓ１の再生クロックＣＫを発生する。
【００１５】しかしながら、ＰＲ（１，０，−１）によ
る記録を行った再生信号Ｓ１は、ＮＲＺ符号による記録
を行った場合の再生信号のように、必ずしも０クロスポ
イントが再生信号Ｓ１のサンプリング点間の中央位置に
位置するとは限らない。従って、ＰＲ（１，０，−１）
においては、ＮＲＺ符号化による再生信号から再生クロ
ックを生成する場合のように、直接、ＰＬＬ回路３５０
を駆動したのでは、再生クロックを生成できない場合が
ある。そのため、再生系１４０においては、ダブラー３
４６において再生信号Ｓ１を歪ませてクロック信号成分
を生成することにより、確実に再生クロックＣＫを抽出
し得るように工夫し、この再生クロックＣＫを使用して
再生信号Ｓ１を復号する。再生系１４０においては、Ａ
ＧＣ回路３４２の出力信号を積分等化を行う等化回路
（イコライザ：ＥＱ）３５２に与え、この等化回路にお
いて積分等化、つまり、（１＋Ｄ）の演算処理を実行し
た後、アナログ・ディジタル（Ａ／Ｄ）変換回路３５４
で再生クロックＣＫを基準にして再生信号Ｓ１の信号レ
ベルをディジタル値に変換する、つまり、量子化する。
要するに、再生系１４０においては、等化回路３５２を
介して得られる再生信号Ｓ１の信号レベルを、再生信号
Ｓ１のクロック周期で量子化する。ビタビ復号回路３５
６は、Ａ／Ｄ変換回路３５４の出力データを取り込んだ
後、この状態遷移を追跡して、Ａ／Ｄ変換回路３５４の
入力データを復号する。このようにすれば、ビタビ復号
回路３５６をディジタルＶＴＲに適用して、ディジタル
ビデオ信号を効率良く再生できる。
る記録を行った再生信号Ｓ１は、ＮＲＺ符号による記録
を行った場合の再生信号のように、必ずしも０クロスポ
イントが再生信号Ｓ１のサンプリング点間の中央位置に
位置するとは限らない。従って、ＰＲ（１，０，−１）
においては、ＮＲＺ符号化による再生信号から再生クロ
ックを生成する場合のように、直接、ＰＬＬ回路３５０
を駆動したのでは、再生クロックを生成できない場合が
ある。そのため、再生系１４０においては、ダブラー３
４６において再生信号Ｓ１を歪ませてクロック信号成分
を生成することにより、確実に再生クロックＣＫを抽出
し得るように工夫し、この再生クロックＣＫを使用して
再生信号Ｓ１を復号する。再生系１４０においては、Ａ
ＧＣ回路３４２の出力信号を積分等化を行う等化回路
（イコライザ：ＥＱ）３５２に与え、この等化回路にお
いて積分等化、つまり、（１＋Ｄ）の演算処理を実行し
た後、アナログ・ディジタル（Ａ／Ｄ）変換回路３５４
で再生クロックＣＫを基準にして再生信号Ｓ１の信号レ
ベルをディジタル値に変換する、つまり、量子化する。
要するに、再生系１４０においては、等化回路３５２を
介して得られる再生信号Ｓ１の信号レベルを、再生信号
Ｓ１のクロック周期で量子化する。ビタビ復号回路３５
６は、Ａ／Ｄ変換回路３５４の出力データを取り込んだ
後、この状態遷移を追跡して、Ａ／Ｄ変換回路３５４の
入力データを復号する。このようにすれば、ビタビ復号
回路３５６をディジタルＶＴＲに適用して、ディジタル
ビデオ信号を効率良く再生できる。
【００１６】図２６は他のＰＲ４形再生復号装置の構成
図である。このＰＲ４形再生復号装置は、再生ヘッド
２、増幅器４、ロータリートランス６、Ａ／Ｄ変換器１
０、ディジタル等化器２０、ビタビ復号器１４、ダブラ
ー（２乗回路）２２、チューニング回路２４、および、
ＰＬＬ１８を有する。このＰＲ４形再生復号装置は、ロ
ータリートランス６からの信号を直接、Ａ／Ｄ変換器１
０に印加してディジタル等化器２０においてディジタル
的に等化させる。つまり、このＰＲ４形再生復号装置に
おいては、Ａ／Ｄ変換器１０の後のディジタル等化器２
０でディジタル的に等化を行っているが、Ａ／Ｄ変換器
１０の前では信号のアイパターンが充分に開いていない
ため、ダブラー２２およびチューニング回路２４におい
てロータリートランス６からの信号からクロック成分を
発生して、抽出した信号をＰＬＬ１８において位相同期
をかけてサンプリングクロック（同期クロック）を生成
している。
図である。このＰＲ４形再生復号装置は、再生ヘッド
２、増幅器４、ロータリートランス６、Ａ／Ｄ変換器１
０、ディジタル等化器２０、ビタビ復号器１４、ダブラ
ー（２乗回路）２２、チューニング回路２４、および、
ＰＬＬ１８を有する。このＰＲ４形再生復号装置は、ロ
ータリートランス６からの信号を直接、Ａ／Ｄ変換器１
０に印加してディジタル等化器２０においてディジタル
的に等化させる。つまり、このＰＲ４形再生復号装置に
おいては、Ａ／Ｄ変換器１０の後のディジタル等化器２
０でディジタル的に等化を行っているが、Ａ／Ｄ変換器
１０の前では信号のアイパターンが充分に開いていない
ため、ダブラー２２およびチューニング回路２４におい
てロータリートランス６からの信号からクロック成分を
発生して、抽出した信号をＰＬＬ１８において位相同期
をかけてサンプリングクロック（同期クロック）を生成
している。
【００１７】
【発明が解決しようとする課題】ＶＴＲにおいては、ド
ラムおよび磁気テープのスピードにジッタが存在し、こ
れらの要因に対しても安定に、しかも、精度良く再生ク
ロックを生成する必要がある。またＶＴＲにおいては、
可変速再生する場合があり、この場合、磁気テープ１１
４および再生ヘッド１２２間の相対速度が、変速再生を
行わない通常再生の場合に比して著しく変化する。換言
すれば、ＶＴＲ装置においては可変速再生の場合、再生
信号Ｓ１の伝送速度が再生速度に応じて著しく変化す
る。このため、図２５に示したアナログ回路構成のダブ
ラー３４６、チューニング回路３４８を用いて再生クロ
ックＣＫを生成する場合、温度特性変化、ドリフト、ジ
ッタなどの影響を受け、早送り再生等の動作モードで、
正確な再生クロックＣＫを生成することが困難になると
いう問題がある。
ラムおよび磁気テープのスピードにジッタが存在し、こ
れらの要因に対しても安定に、しかも、精度良く再生ク
ロックを生成する必要がある。またＶＴＲにおいては、
可変速再生する場合があり、この場合、磁気テープ１１
４および再生ヘッド１２２間の相対速度が、変速再生を
行わない通常再生の場合に比して著しく変化する。換言
すれば、ＶＴＲ装置においては可変速再生の場合、再生
信号Ｓ１の伝送速度が再生速度に応じて著しく変化す
る。このため、図２５に示したアナログ回路構成のダブ
ラー３４６、チューニング回路３４８を用いて再生クロ
ックＣＫを生成する場合、温度特性変化、ドリフト、ジ
ッタなどの影響を受け、早送り再生等の動作モードで、
正確な再生クロックＣＫを生成することが困難になると
いう問題がある。
【００１８】また、図２６に示したＰＲ４形再生復号装
置においても、データレートの変化に対して追従できな
いばかりか、チューニング回路２４におけるチューニン
グの先鋭度Ｑを低くすれば疑似ロックし、先鋭度Ｑを高
くすれば不安定になるという問題がある。
置においても、データレートの変化に対して追従できな
いばかりか、チューニング回路２４におけるチューニン
グの先鋭度Ｑを低くすれば疑似ロックし、先鋭度Ｑを高
くすれば不安定になるという問題がある。
【００１９】以上、ディジタルＶＴＲを例示して問題点
を述べたが、データレートが変化する場合の種々のチャ
ネルコーディング方式の信号復号回路においても、たと
えば、データレートの変化する光ディスク装置の復号回
路などにおいても、上記同様の問題に遭遇している。
を述べたが、データレートが変化する場合の種々のチャ
ネルコーディング方式の信号復号回路においても、たと
えば、データレートの変化する光ディスク装置の復号回
路などにおいても、上記同様の問題に遭遇している。
【００２０】上述した問題を解決するため、本願の発明
者は、たとえば、特願平４−１３７９４３号において、
早送り再生の場合でも確実に再生クロックを生成できる
磁気再生装置を提案している。図２７にその回路構成を
示し、図２８に信号波形図を示す。記録系は図２０に図
解した回路と同等の回路である。この再生装置は、パー
シャルレスポンスを適用して、磁気テープ１１４から再
生ヘッド１２２を介して得られる再生信号Ｓ１を復号す
る磁気再生装置１６０であり、増幅器４４１および自動
利得調整回路（ＡＧＣ）４４２を通過した再生信号Ｓ１
を積分等化して出力するアナログ等化回路４６２と、こ
のアナログ等化回路４６２の出力信号Ｓ４に基づいて再
生信号Ｓ１のクロック信号ＣＫを検出するＰＬＬ回路４
６４と、クロック信号ＣＫを基準にして出力信号Ｓ４の
信号レベルを量子化して量子化信号を出力する、具体的
には、Ａ／Ｄ変換するＡ／Ｄ変換器（量子化回路）４５
４と、Ａ／Ｄ変換信号について演算処理（１−Ｄ2 ）を
実行して磁気テープ１１４に記録した記録データＤ１に
ついて、記録系を含む全体の伝達関数を１に設定した演
算処理信号を出力する演算回路４６６と、演算処理信号
を信号処理することにより、再生信号Ｓ１を復号するビ
タビ復号回路４５６とを有する。
者は、たとえば、特願平４−１３７９４３号において、
早送り再生の場合でも確実に再生クロックを生成できる
磁気再生装置を提案している。図２７にその回路構成を
示し、図２８に信号波形図を示す。記録系は図２０に図
解した回路と同等の回路である。この再生装置は、パー
シャルレスポンスを適用して、磁気テープ１１４から再
生ヘッド１２２を介して得られる再生信号Ｓ１を復号す
る磁気再生装置１６０であり、増幅器４４１および自動
利得調整回路（ＡＧＣ）４４２を通過した再生信号Ｓ１
を積分等化して出力するアナログ等化回路４６２と、こ
のアナログ等化回路４６２の出力信号Ｓ４に基づいて再
生信号Ｓ１のクロック信号ＣＫを検出するＰＬＬ回路４
６４と、クロック信号ＣＫを基準にして出力信号Ｓ４の
信号レベルを量子化して量子化信号を出力する、具体的
には、Ａ／Ｄ変換するＡ／Ｄ変換器（量子化回路）４５
４と、Ａ／Ｄ変換信号について演算処理（１−Ｄ2 ）を
実行して磁気テープ１１４に記録した記録データＤ１に
ついて、記録系を含む全体の伝達関数を１に設定した演
算処理信号を出力する演算回路４６６と、演算処理信号
を信号処理することにより、再生信号Ｓ１を復号するビ
タビ復号回路４５６とを有する。
【００２１】アナログ等化回路（イコライザ：ＥＱ）４
６２で再生信号Ｓ１をナイキスト第１基準に積分等化す
る。それにより、ＡＧＣ回路４４２の出力信号に対して
積分動作に対応する１／（１−Ｄ）の演算処理を実行し
たことになり、電磁変換系の微分特性を補正する。つま
り、プリコード回路１０８の入力データＤ１（図２８
（Ａ））をプリコードした記録データＤ２（図２８
（Ｂ））に対して、再生系１６０は、記録データを微分
した関係の再生信号Ｓ１（図２８（Ｃ））を得ることが
でき、等化回路４６２はこの再生信号Ｓ１を積分等化処
理する。その結果、等化回路４６２においては、記録デ
ータＤ２に応じて信号レベルの変化する記録信号を再現
できる。ナイキスト第１基準に等化することにより、再
生系１６０は、隣接するサンプリング点間の中央位置に
０クロスポイントが位置するように出力信号Ｓ４（図２
８（Ｄ））を生成でき、確実に再生クロックＣＫを生成
することができる。ＰＬＬ回路４６４は、出力信号Ｓ４
を基準にして動作し、磁気テープ１１４の再生速度に応
じて、つまり、サーボ４６５からの再生速度に応じてロ
ック範囲を切り換える。パーシャルレスポンス方式を適
用して再生信号Ｓ１を再生する際に、再生信号Ｓ１を積
分等化してクロック信号ＣＫを生成すれば、再生速度が
変化した場合でも容易にクロック信号ＣＫを生成し得
る。さらにこのとき、ＰＬＬ回路４６４でクロック信号
ＣＫを生成し、サーボ４６５からの再生速度に応じてそ
のロック範囲を切り換えるようにすれば、早送り再生等
の場合でも、確実に精度の高いクロック信号ＣＫを生成
することができ、ビタビ復号回路４５６を使用してビッ
トエラーレートを一層低減し得る。
６２で再生信号Ｓ１をナイキスト第１基準に積分等化す
る。それにより、ＡＧＣ回路４４２の出力信号に対して
積分動作に対応する１／（１−Ｄ）の演算処理を実行し
たことになり、電磁変換系の微分特性を補正する。つま
り、プリコード回路１０８の入力データＤ１（図２８
（Ａ））をプリコードした記録データＤ２（図２８
（Ｂ））に対して、再生系１６０は、記録データを微分
した関係の再生信号Ｓ１（図２８（Ｃ））を得ることが
でき、等化回路４６２はこの再生信号Ｓ１を積分等化処
理する。その結果、等化回路４６２においては、記録デ
ータＤ２に応じて信号レベルの変化する記録信号を再現
できる。ナイキスト第１基準に等化することにより、再
生系１６０は、隣接するサンプリング点間の中央位置に
０クロスポイントが位置するように出力信号Ｓ４（図２
８（Ｄ））を生成でき、確実に再生クロックＣＫを生成
することができる。ＰＬＬ回路４６４は、出力信号Ｓ４
を基準にして動作し、磁気テープ１１４の再生速度に応
じて、つまり、サーボ４６５からの再生速度に応じてロ
ック範囲を切り換える。パーシャルレスポンス方式を適
用して再生信号Ｓ１を再生する際に、再生信号Ｓ１を積
分等化してクロック信号ＣＫを生成すれば、再生速度が
変化した場合でも容易にクロック信号ＣＫを生成し得
る。さらにこのとき、ＰＬＬ回路４６４でクロック信号
ＣＫを生成し、サーボ４６５からの再生速度に応じてそ
のロック範囲を切り換えるようにすれば、早送り再生等
の場合でも、確実に精度の高いクロック信号ＣＫを生成
することができ、ビタビ復号回路４５６を使用してビッ
トエラーレートを一層低減し得る。
【００２２】再生信号Ｓ１の伝送速度が大きく変化し、
単純なＰＬＬ回路では、早送り再生等の場合にロック範
囲を逸脱する恐れがあるが、この回路構成によれば、デ
ータ伝送速度に応じてロック範囲を切り換えることによ
り、確実にＰＬＬ回路４６４を駆動でき、再生速度が変
化した場合でも、確実に精度の高い再生クロックＣＫを
得ることができる。さらに、等化回路４６２で１／（１
−Ｄ）の演算処理を実行した分だけ、Ａ／Ｄ変換回路４
５４の出力信号について演算回路４６６で特性（１＋Ｄ
2 ）の演算処理を実行し、記録再生系全体の伝達関数を
１に設定した後、演算回路４６６の出力信号をビタビ復
号回路４５６で復号する。しかしながら、等化回路４６
２はアナログ等化回路であるから、上述したと同様に安
定性の問題が考えられる。
単純なＰＬＬ回路では、早送り再生等の場合にロック範
囲を逸脱する恐れがあるが、この回路構成によれば、デ
ータ伝送速度に応じてロック範囲を切り換えることによ
り、確実にＰＬＬ回路４６４を駆動でき、再生速度が変
化した場合でも、確実に精度の高い再生クロックＣＫを
得ることができる。さらに、等化回路４６２で１／（１
−Ｄ）の演算処理を実行した分だけ、Ａ／Ｄ変換回路４
５４の出力信号について演算回路４６６で特性（１＋Ｄ
2 ）の演算処理を実行し、記録再生系全体の伝達関数を
１に設定した後、演算回路４６６の出力信号をビタビ復
号回路４５６で復号する。しかしながら、等化回路４６
２はアナログ等化回路であるから、上述したと同様に安
定性の問題が考えられる。
【００２３】 本発明は、図２７に図解したディジタル
ビデオ信号処理装置をさらに改善したディジタルビデオ
再生回路を提供することを目的とする。
ビデオ信号処理装置をさらに改善したディジタルビデオ
再生回路を提供することを目的とする。
【００２４】
【００２５】
【課題を解決するための手段】本発明によれば、上記タ
イミング信号再生回路を用いたディジタルビデオ信号処
理装置が提供される。本発明のディジタルビデオ信号処
理装置の第１の形態によれば、ビデオ信号が記録されて
いる磁気記録媒体から伝送レートが変化しうる前記記録
されたビデオ信号を読み出して再生し復号するディジタ
ルビデオ信号処理装置であって、前記読出信号を所定の
サンプリング周期で量子化する量子化手段と、該量子化
手段からの量子化出力データをディジタル的に等化する
ディジタル等化手段と、該等化手段で等化された等化信
号に基づいて前記記録媒体に記録される前のビデオ信号
に該当する信号を復号する復号手段と、前記等化信号に
基づいて再生データの伝送レートに応じて複数の異なる
位相差信号を発生させ、前記復号手段の復号結果に応答
して前記複数の位相差信号のうち最適な位相差信号を選
択し、該選択された位相差に基づいて位相同期したクロ
ックを生成する手段とを有し、該生成されたクロックで
前記量子化手段、前記等化手段および前記復号手段を動
作させるディジタルビデオ信号処理装置が提供される。
イミング信号再生回路を用いたディジタルビデオ信号処
理装置が提供される。本発明のディジタルビデオ信号処
理装置の第１の形態によれば、ビデオ信号が記録されて
いる磁気記録媒体から伝送レートが変化しうる前記記録
されたビデオ信号を読み出して再生し復号するディジタ
ルビデオ信号処理装置であって、前記読出信号を所定の
サンプリング周期で量子化する量子化手段と、該量子化
手段からの量子化出力データをディジタル的に等化する
ディジタル等化手段と、該等化手段で等化された等化信
号に基づいて前記記録媒体に記録される前のビデオ信号
に該当する信号を復号する復号手段と、前記等化信号に
基づいて再生データの伝送レートに応じて複数の異なる
位相差信号を発生させ、前記復号手段の復号結果に応答
して前記複数の位相差信号のうち最適な位相差信号を選
択し、該選択された位相差に基づいて位相同期したクロ
ックを生成する手段とを有し、該生成されたクロックで
前記量子化手段、前記等化手段および前記復号手段を動
作させるディジタルビデオ信号処理装置が提供される。
【００２６】本発明のディジタルビデオ信号処理装置の
第２の形態によれば、ビデオ信号が記録されている磁気
記録媒体から伝送レートが変化しうる前記記録されたビ
デオ信号を読み出して再生し復号するディジタルビデオ
信号処理装置であって、前記読出信号を所定のサンプリ
ング周期で量子化する量子化手段と、該量子化手段から
の量子化出力データをディジタル的に等化するディジタ
ル等化手段と、該等化手段で等化された等化信号に基づ
いて前記記録媒体に記録される前のビデオ信号に該当す
る信号を復号する復号手段と、前記等化手段で等化され
た等化信号に基づいて再生データの状態を検出する状態
検出手段と、前記等化信号に基づいて再生データの伝送
レートに応じて複数の異なる位相差信号を発生させ、前
記状態検出手段の状態検出結果に応答して前記複数の位
相差信号のうち最適な位相差信号を選択し、該選択され
た位相差に基づいて位相同期したクロックを生成する手
段とを有し、該生成されたクロックで前記量子化手段、
前記等化手段、前記復号手段および前記状態検出手段を
動作させるディジタルビデオ信号処理装置が提供され
る。
第２の形態によれば、ビデオ信号が記録されている磁気
記録媒体から伝送レートが変化しうる前記記録されたビ
デオ信号を読み出して再生し復号するディジタルビデオ
信号処理装置であって、前記読出信号を所定のサンプリ
ング周期で量子化する量子化手段と、該量子化手段から
の量子化出力データをディジタル的に等化するディジタ
ル等化手段と、該等化手段で等化された等化信号に基づ
いて前記記録媒体に記録される前のビデオ信号に該当す
る信号を復号する復号手段と、前記等化手段で等化され
た等化信号に基づいて再生データの状態を検出する状態
検出手段と、前記等化信号に基づいて再生データの伝送
レートに応じて複数の異なる位相差信号を発生させ、前
記状態検出手段の状態検出結果に応答して前記複数の位
相差信号のうち最適な位相差信号を選択し、該選択され
た位相差に基づいて位相同期したクロックを生成する手
段とを有し、該生成されたクロックで前記量子化手段、
前記等化手段、前記復号手段および前記状態検出手段を
動作させるディジタルビデオ信号処理装置が提供され
る。
【００２７】
【作用】本発明のディジタルビデオ信号処理装置に適用
されるタイミング信号再生回路において、位相差検出手
段は、伝送データを等化した等化データから、データ伝
送系の特性に応じて複数の検出方式でサンプリング位相
差を検出する。複数の検出方式で位相差を検出するの
は、再生信号の信号内容（状態）に応じて最適な位相差
検出方式が異なるため、その時の最適の位相差検出方式
を選択可能とするためである。位相差選択手段が、再生
状態に応じて、前記複数のサンプリング位相誤差のうち
最適な位相差を選択する。位相同期ループ回路手段は、
選択された位相差に基づいて前記データを再生するタイ
ミング信号、具体的には、クロックを生成する。
されるタイミング信号再生回路において、位相差検出手
段は、伝送データを等化した等化データから、データ伝
送系の特性に応じて複数の検出方式でサンプリング位相
差を検出する。複数の検出方式で位相差を検出するの
は、再生信号の信号内容（状態）に応じて最適な位相差
検出方式が異なるため、その時の最適の位相差検出方式
を選択可能とするためである。位相差選択手段が、再生
状態に応じて、前記複数のサンプリング位相誤差のうち
最適な位相差を選択する。位相同期ループ回路手段は、
選択された位相差に基づいて前記データを再生するタイ
ミング信号、具体的には、クロックを生成する。
【００２８】ディジタルビデオ信号処理装置は上記タイ
ミング信号再生回路で再生され安定かつ精度の高いクロ
ックを用いて復号を行う。復号としては、ビタビ復号が
好適であり、上記チャネル・コーディングはパーシャル
レスポンスが好適である。また好適には、復号と状態検
出と異なる符号化に基づく方法、たとえば、パーシャル
レスポンス（１，０，−１）で復号を行い、パーシャル
レスポンス（１，−１）で状態検出を行う。
ミング信号再生回路で再生され安定かつ精度の高いクロ
ックを用いて復号を行う。復号としては、ビタビ復号が
好適であり、上記チャネル・コーディングはパーシャル
レスポンスが好適である。また好適には、復号と状態検
出と異なる符号化に基づく方法、たとえば、パーシャル
レスポンス（１，０，−１）で復号を行い、パーシャル
レスポンス（１，−１）で状態検出を行う。
【００２９】
【実施例】図２０に示した一般的なディジタルビデオ信
号処理装置の構成は、本発明の実施例としてのディジタ
ルビデオ信号処理装置についても、適用できる。以下、
本発明の実施例として、図２０に示した回路構成におい
て、特に、ビデオ信号再生復号回路について述べる。図
１に本発明の第１実施例のビデオ信号再生復号回路の構
成を示す。このビデオ信号再生復号回路は、再生ヘッド
２、増幅器４、ロータリートランス６、Ａ／Ｄ変換器１
０、ディジタル等化器２０およびビタビ復号器１４を有
する。以上述べた回路構成は、図２７に示した回路の一
部と同等である。ビデオ信号再生復号回路はさらに、位
相差演算器２６および電圧制御形発振器（ＶＣＯ:Volta
ge Controlled Oscilator)２８を有する。
号処理装置の構成は、本発明の実施例としてのディジタ
ルビデオ信号処理装置についても、適用できる。以下、
本発明の実施例として、図２０に示した回路構成におい
て、特に、ビデオ信号再生復号回路について述べる。図
１に本発明の第１実施例のビデオ信号再生復号回路の構
成を示す。このビデオ信号再生復号回路は、再生ヘッド
２、増幅器４、ロータリートランス６、Ａ／Ｄ変換器１
０、ディジタル等化器２０およびビタビ復号器１４を有
する。以上述べた回路構成は、図２７に示した回路の一
部と同等である。ビデオ信号再生復号回路はさらに、位
相差演算器２６および電圧制御形発振器（ＶＣＯ:Volta
ge Controlled Oscilator)２８を有する。
【００３０】以下、上記回路構成の概略動作を述べる。
磁気テープ１１４（図２０参照）から再生ヘッド２を介
して検出された信号は、増幅器４において増幅され、さ
らにロータリートランス６を介してＡ／Ｄ変換器１０に
印加され、Ａ／Ｄ変換器１０においてディジタル信号に
変換される、つまり、量子化される。Ａ／Ｄ変換器１０
において量子化された信号は、ディジタル等化器２０に
おいてディジタル等化され、ビタビ復号器１４に入力さ
れると同時に位相差演算器２６にも入力される。位相差
演算器２６はビタビ復号器１４からの状態出力信号Ｓ１
４を参照してディジタル等化器２０の等化出力の位相差
を検出する。その位相差出力はＶＣＯ２８に印加され
て、ＶＣＯ２８は位相差に応じた電圧に依存する同期ク
ロックを出力する。この同期クロックがＡ／Ｄ変換器１
０のサンプリングクロック、ディジタル等化器２０の動
作クロック、ビタビ復号器１４の動作クロックおよび位
相差演算器２６の動作クロックとして使用される。
磁気テープ１１４（図２０参照）から再生ヘッド２を介
して検出された信号は、増幅器４において増幅され、さ
らにロータリートランス６を介してＡ／Ｄ変換器１０に
印加され、Ａ／Ｄ変換器１０においてディジタル信号に
変換される、つまり、量子化される。Ａ／Ｄ変換器１０
において量子化された信号は、ディジタル等化器２０に
おいてディジタル等化され、ビタビ復号器１４に入力さ
れると同時に位相差演算器２６にも入力される。位相差
演算器２６はビタビ復号器１４からの状態出力信号Ｓ１
４を参照してディジタル等化器２０の等化出力の位相差
を検出する。その位相差出力はＶＣＯ２８に印加され
て、ＶＣＯ２８は位相差に応じた電圧に依存する同期ク
ロックを出力する。この同期クロックがＡ／Ｄ変換器１
０のサンプリングクロック、ディジタル等化器２０の動
作クロック、ビタビ復号器１４の動作クロックおよび位
相差演算器２６の動作クロックとして使用される。
【００３１】図２は位相差演算器２６の回路構成図であ
る。位相差演算器２６は、複数の位相検出器２６２、２
６４、・・、２６６からなる位相検出回路群２６０、ス
イッチング制御回路２７０、多接点スイッチ回路２７
２、ループフィルタ２７４を有している。ディジタル等
化器２０からのディジタル等化信号Ｓ２０が複数の位相
検出器２６２、２６４、２６６、・・・、２６８に印加
されて、それぞれ位相差が検出され、これらの位相差信
号が多接点スイッチ回路２７２の各入力端子に出力され
ている。多接点スイッチ回路２７２はスイッチング制御
回路２７０によって選択された１つの位相差信号をルー
プフィルタ２７４に出力し、ループフィルタ２７４は入
力されて位相差信号をフィルタリングしてＶＣＯ制御信
号Ｓ２６としてＶＣＯ２８に出力する。位相差演算器２
６内の位相検出回路群２６０、および、ループフィルタ
２７４、ＶＣＯ２８、Ａ／Ｄ変換器１０、ディジタル等
化器２０で構成される回路が位相同期回路（ＰＬＬ）を
構成していることに留意されたい。
る。位相差演算器２６は、複数の位相検出器２６２、２
６４、・・、２６６からなる位相検出回路群２６０、ス
イッチング制御回路２７０、多接点スイッチ回路２７
２、ループフィルタ２７４を有している。ディジタル等
化器２０からのディジタル等化信号Ｓ２０が複数の位相
検出器２６２、２６４、２６６、・・・、２６８に印加
されて、それぞれ位相差が検出され、これらの位相差信
号が多接点スイッチ回路２７２の各入力端子に出力され
ている。多接点スイッチ回路２７２はスイッチング制御
回路２７０によって選択された１つの位相差信号をルー
プフィルタ２７４に出力し、ループフィルタ２７４は入
力されて位相差信号をフィルタリングしてＶＣＯ制御信
号Ｓ２６としてＶＣＯ２８に出力する。位相差演算器２
６内の位相検出回路群２６０、および、ループフィルタ
２７４、ＶＣＯ２８、Ａ／Ｄ変換器１０、ディジタル等
化器２０で構成される回路が位相同期回路（ＰＬＬ）を
構成していることに留意されたい。
【００３２】このビデオ信号復号回路においては、スイ
ッチング制御回路２７０がビタビ復号器１４の状態出力
信号Ｓ１４に応じて多接点スイッチ回路２７２の接点を
選択し、最適な位相検出器の出力をＶＣＯ２８に出力す
る。つまり、この再生復号回路においては、複数の位相
差検出器２６２、２６４、２６６、・・・、２６８から
最適な位相差検出値を選択することで、位相差検出ジッ
タを非常に小さく抑えることができ、高精度な同期クロ
ックが得られる。
ッチング制御回路２７０がビタビ復号器１４の状態出力
信号Ｓ１４に応じて多接点スイッチ回路２７２の接点を
選択し、最適な位相検出器の出力をＶＣＯ２８に出力す
る。つまり、この再生復号回路においては、複数の位相
差検出器２６２、２６４、２６６、・・・、２６８から
最適な位相差検出値を選択することで、位相差検出ジッ
タを非常に小さく抑えることができ、高精度な同期クロ
ックが得られる。
【００３３】図３はディジタル等化器２０の具体例とし
ての（１−Ｄ2 ）等化回路２０Ａ、および位相演算回路
２６の詳細回路例である。ディジタル等化器２０Ａは、
２Ｄ遅延回路２０２と、加算回路２０４とで構成され、
ナイキスト第１基準信号Ｓ１０を（１−Ｄ2 ）特性を有
する信号に等化する。記号Ｄは検出点周期の遅延特性を
示す。位相差演算器２６は、遅延回路群２８０、加減算
回路群３００、第２の遅延回路群３２０、スイッチング
制御回路２７０、多接点スイッチ回路２７２およびルー
プフィルタ２７４を有する。遅延回路群２８０は、タイ
ミング調整用遅延回路２８２、および、直列接続された
遅延回路２８６、２８８、２９０、２９２からなる第２
の遅延回路群２８４を有する。タイミング調整用回路２
８２は、ビタビ復号器１４で処理された状態出力Ｓ１４
の出力タイミングと、第２の遅延回路群２８４の遅延処
理タイミングを調整（合わせる）回路である。したがっ
て、タイミング調整回路２８２の遅延時間ｎＤはビタビ
復号器１４の動作処理時間に依存して決定される。この
回路構成では、Ａ／Ｄ変換器１０およびデジタル等化器
２０の処理がデータレートの２倍の周波数で行われるこ
とを前提としている。第２の遅延回路２８４は、Ｄ／２
遅延回路２８６、１Ｄ遅延回路２８８、１Ｄ遅延回路２
９０およびＤ／２遅延回路２９２から構成され、これら
の遅延回路２８６、２８８、２９０、２９２から、それ
ぞれ、Ｄ／２遅延した信号、さらにＤ遅延した信号、さ
らにＤだけ遅延した信号、さらにＤ／２だけ遅延した信
号を出力する。加減算回路３００は加減算回路３０２、
３０４、３０６、３０８、３１０および３１２を有し、
第２の遅延回路２８４からの上述した遅延信号を加減算
して、それぞれ、（１−Ｄ）信号、（Ｄ−１）信号、
（１−Ｄ2 ）信号、（Ｄ2 −１）信号、（１−２Ｄ3/2
＋Ｄ3 ）信号、（−１＋２Ｄ3/2 −Ｄ3 ）信号を多接点
スイッチ回路２７２のそれぞれの入力端子に出力する。
第２の遅延回路３２０は、それぞれが遅延時間Ｄの遅延
回路３２２、３２４および３２６を直列接続されて構成
されており、ビタビ復号器１４からの状態出力信号Ｓ１
４をそれぞれ、順次、Ｄだけ遅延する。遅延されていな
い状態信号をＳ K 、１Ｄだけ遅延された状態信号をＳ
k -1、２Ｄだけ遅延された状態信号をＳk -2、３Ｄだけ
遅延された状態信号をＳk-3 と呼ぶ。スイッチング制御
回路２７０は、これらの遅延状態信号ＳK 〜Ｓk-3 を入
力し、これらの状態信号の組合せによって、多接点スイ
ッチ回路２７２に入力されて加減算回路からの遅延信号
を選択する。
ての（１−Ｄ2 ）等化回路２０Ａ、および位相演算回路
２６の詳細回路例である。ディジタル等化器２０Ａは、
２Ｄ遅延回路２０２と、加算回路２０４とで構成され、
ナイキスト第１基準信号Ｓ１０を（１−Ｄ2 ）特性を有
する信号に等化する。記号Ｄは検出点周期の遅延特性を
示す。位相差演算器２６は、遅延回路群２８０、加減算
回路群３００、第２の遅延回路群３２０、スイッチング
制御回路２７０、多接点スイッチ回路２７２およびルー
プフィルタ２７４を有する。遅延回路群２８０は、タイ
ミング調整用遅延回路２８２、および、直列接続された
遅延回路２８６、２８８、２９０、２９２からなる第２
の遅延回路群２８４を有する。タイミング調整用回路２
８２は、ビタビ復号器１４で処理された状態出力Ｓ１４
の出力タイミングと、第２の遅延回路群２８４の遅延処
理タイミングを調整（合わせる）回路である。したがっ
て、タイミング調整回路２８２の遅延時間ｎＤはビタビ
復号器１４の動作処理時間に依存して決定される。この
回路構成では、Ａ／Ｄ変換器１０およびデジタル等化器
２０の処理がデータレートの２倍の周波数で行われるこ
とを前提としている。第２の遅延回路２８４は、Ｄ／２
遅延回路２８６、１Ｄ遅延回路２８８、１Ｄ遅延回路２
９０およびＤ／２遅延回路２９２から構成され、これら
の遅延回路２８６、２８８、２９０、２９２から、それ
ぞれ、Ｄ／２遅延した信号、さらにＤ遅延した信号、さ
らにＤだけ遅延した信号、さらにＤ／２だけ遅延した信
号を出力する。加減算回路３００は加減算回路３０２、
３０４、３０６、３０８、３１０および３１２を有し、
第２の遅延回路２８４からの上述した遅延信号を加減算
して、それぞれ、（１−Ｄ）信号、（Ｄ−１）信号、
（１−Ｄ2 ）信号、（Ｄ2 −１）信号、（１−２Ｄ3/2
＋Ｄ3 ）信号、（−１＋２Ｄ3/2 −Ｄ3 ）信号を多接点
スイッチ回路２７２のそれぞれの入力端子に出力する。
第２の遅延回路３２０は、それぞれが遅延時間Ｄの遅延
回路３２２、３２４および３２６を直列接続されて構成
されており、ビタビ復号器１４からの状態出力信号Ｓ１
４をそれぞれ、順次、Ｄだけ遅延する。遅延されていな
い状態信号をＳ K 、１Ｄだけ遅延された状態信号をＳ
k -1、２Ｄだけ遅延された状態信号をＳk -2、３Ｄだけ
遅延された状態信号をＳk-3 と呼ぶ。スイッチング制御
回路２７０は、これらの遅延状態信号ＳK 〜Ｓk-3 を入
力し、これらの状態信号の組合せによって、多接点スイ
ッチ回路２７２に入力されて加減算回路からの遅延信号
を選択する。
【００３４】図４はビタビ復号器１４の回路構成図であ
る。ビタビ復号器１４は、ブランチメトリック演算器１
４Ａ、加算・比較・選択器１４Ｂ、パスメモリ１４Ｃ、
（１−Ｄ2 ）演算器１４Ｄを有する。このビタビ復号器
１４の動作の概要を述べる。ビタビ復号は、上述したよ
うに、再生信号に対して全ての状態遷移のパターン（ト
レリス線図）から最も可能性の高い状態遷移のパターン
（パス）を捜して再生データを得る復号方式である。Ｐ
Ｒ４、すなわち、ＰＲ（１，０，−１）は、図２３に示
す様に奇数データ（ＯＤＤ）と偶数データ（ＥＶＥＮ）
に分けることにより、２つのＰＲ（１，−１）として扱
える。ＰＲ（１，−１）は、第１の状態Ｓ１と第２の状
態Ｓ２との２つの状態があり、この２つの状態に対す
る、図２４に示したトレリス線図から最も確からしいパ
スを探すことで再生データが得られる。
る。ビタビ復号器１４は、ブランチメトリック演算器１
４Ａ、加算・比較・選択器１４Ｂ、パスメモリ１４Ｃ、
（１−Ｄ2 ）演算器１４Ｄを有する。このビタビ復号器
１４の動作の概要を述べる。ビタビ復号は、上述したよ
うに、再生信号に対して全ての状態遷移のパターン（ト
レリス線図）から最も可能性の高い状態遷移のパターン
（パス）を捜して再生データを得る復号方式である。Ｐ
Ｒ４、すなわち、ＰＲ（１，０，−１）は、図２３に示
す様に奇数データ（ＯＤＤ）と偶数データ（ＥＶＥＮ）
に分けることにより、２つのＰＲ（１，−１）として扱
える。ＰＲ（１，−１）は、第１の状態Ｓ１と第２の状
態Ｓ２との２つの状態があり、この２つの状態に対す
る、図２４に示したトレリス線図から最も確からしいパ
スを探すことで再生データが得られる。
【００３５】図３を参照してディジタルビデオ信号処理
装置を述べると、ナイキスト第１基準に等化された信号
Ｓ１０は、（１−Ｄ2 ）等化回路２０Ａを通って（１−
Ｄ2）で等化され、ビタビ復号器１４に入るとと同時
に、タイミング調整回路２８２、さらに第２の遅延回路
２８４を通って加減算回路群３００に入力される。第１
〜第６の加算器３０２、３０４、３０６、３０８、３１
０および３１２からは上述したように、それぞれ、（１
−Ｄ）信号とその反転（Ｄ−１）信号、（１−Ｄ2 ）信
号とその反転（Ｄ2 −１）信号、（１−２Ｄ3/2 ＋
Ｄ3 ）信号とその反転（−１＋２Ｄ3/2 −Ｄ3 ）信号が
得られる。ビタビ復号器１４から出力された状態出力Ｓ
１４は３つの検出点周期Ｄによる遅延回路３２２、３２
４、３２６を通り、スイッチング制御回路２７０に時刻
ｋ、ｋ−１、ｋ−２、ｋ−３の状態出力Ｓk 、Ｓk-1 、
Ｓk-2 、Ｓk-3 を与える。スイッチング制御回路２７０
は状態出力Ｓk 、Ｓk-1 、Ｓk-2 、Ｓk-3 を基に、第１
〜第６加算器３０２、３０４、３０６、３０８、３１
０、３１２で最も位相差ジッタの小さいものを出力する
ように多接点スイッチ回路２７２の接点を選択し、ＰＬ
Ｌループフィルタ２７４に位相エラーとして出力する。
この例における状態出力Ｓk 、Ｓk-1 、Ｓk-2 、Ｓk-3
とスイッチング制御回路２７０の動作の関連を下記表１
に示す。表１におけるオープンは、多接点スイッチ回路
２７２からなにも信号が出力されないことを示す。
装置を述べると、ナイキスト第１基準に等化された信号
Ｓ１０は、（１−Ｄ2 ）等化回路２０Ａを通って（１−
Ｄ2）で等化され、ビタビ復号器１４に入るとと同時
に、タイミング調整回路２８２、さらに第２の遅延回路
２８４を通って加減算回路群３００に入力される。第１
〜第６の加算器３０２、３０４、３０６、３０８、３１
０および３１２からは上述したように、それぞれ、（１
−Ｄ）信号とその反転（Ｄ−１）信号、（１−Ｄ2 ）信
号とその反転（Ｄ2 −１）信号、（１−２Ｄ3/2 ＋
Ｄ3 ）信号とその反転（−１＋２Ｄ3/2 −Ｄ3 ）信号が
得られる。ビタビ復号器１４から出力された状態出力Ｓ
１４は３つの検出点周期Ｄによる遅延回路３２２、３２
４、３２６を通り、スイッチング制御回路２７０に時刻
ｋ、ｋ−１、ｋ−２、ｋ−３の状態出力Ｓk 、Ｓk-1 、
Ｓk-2 、Ｓk-3 を与える。スイッチング制御回路２７０
は状態出力Ｓk 、Ｓk-1 、Ｓk-2 、Ｓk-3 を基に、第１
〜第６加算器３０２、３０４、３０６、３０８、３１
０、３１２で最も位相差ジッタの小さいものを出力する
ように多接点スイッチ回路２７２の接点を選択し、ＰＬ
Ｌループフィルタ２７４に位相エラーとして出力する。
この例における状態出力Ｓk 、Ｓk-1 、Ｓk-2 、Ｓk-3
とスイッチング制御回路２７０の動作の関連を下記表１
に示す。表１におけるオープンは、多接点スイッチ回路
２７２からなにも信号が出力されないことを示す。
【００３６】
【表１】
【００３７】たとえば、状態出力Ｓk 、Ｓk-1 、
Ｓk-2 、Ｓk-3 ＝１、２、１、１、および、Ｓk 、Ｓ
k-1 、Ｓk-2 、Ｓk-3 ＝１、２、１、２の場合は、加減
算回路３０２からの位相誤差（１−Ｄ）信号が多接点ス
イッチ回路２７２を介して、ループフィルタ２７４に印
加される。
Ｓk-2 、Ｓk-3 ＝１、２、１、１、および、Ｓk 、Ｓ
k-1 、Ｓk-2 、Ｓk-3 ＝１、２、１、２の場合は、加減
算回路３０２からの位相誤差（１−Ｄ）信号が多接点ス
イッチ回路２７２を介して、ループフィルタ２７４に印
加される。
【００３８】図５はロールオフが１．０で低域遮断がな
い場合のナイキスト第１基準の理想的なアイパターンで
ある。データ検出点では正確に＋Ａと−Ａとに分かれ、
データ検出点とデータ検出点の間の位相差検出点では正
確に１点でゼロクロスしている。図６はロールオルが
０．５で低域遮断周波数がナイキスト周波数の０．０３
倍の時のナイキスト第１基準のアイパターンである。位
相差検出点ではゼロクロスは１点でなく、大きな位相差
検出ジッタが生じていることが理解できる。実際のＶＴ
Ｒ装置の再生ＲＦ信号でも磁気テープ１１４、再生ヘッ
ド２、および、ロータリートランス６を通過するため、
図６に示したと同様の低域遮断とロールオフが存在す
る。このことは再生データの内容によりクロックがジッ
タを持つことを意味している。クロックにジッタがある
とデータ検出点を正確に復号することができなくなり、
エラーレートを悪化させる結果となる。
い場合のナイキスト第１基準の理想的なアイパターンで
ある。データ検出点では正確に＋Ａと−Ａとに分かれ、
データ検出点とデータ検出点の間の位相差検出点では正
確に１点でゼロクロスしている。図６はロールオルが
０．５で低域遮断周波数がナイキスト周波数の０．０３
倍の時のナイキスト第１基準のアイパターンである。位
相差検出点ではゼロクロスは１点でなく、大きな位相差
検出ジッタが生じていることが理解できる。実際のＶＴ
Ｒ装置の再生ＲＦ信号でも磁気テープ１１４、再生ヘッ
ド２、および、ロータリートランス６を通過するため、
図６に示したと同様の低域遮断とロールオフが存在す
る。このことは再生データの内容によりクロックがジッ
タを持つことを意味している。クロックにジッタがある
とデータ検出点を正確に復号することができなくなり、
エラーレートを悪化させる結果となる。
【００３９】図７〜図９は本発明の実施例における位相
差演算器２６における位相差選択を行わない場合のアイ
パターンを示す。図７は、図６に示したと同じロールオ
フが０．５で低域遮断周波数がナイキスト周波数の０．
０３倍の時の（１−Ｄ）のアイパターン、つまり、ＰＲ
（１，−１）のアイパターンを示す。図８は、図６に示
したと同じロールオフが０．５で低域遮断周波数がナイ
キスト周波数の０．０３倍の時の（１−Ｄ2 ）のアイパ
ターン、つまり、ＰＲ（１，０，−１）のアイパターン
を示す。図９は図６に示したと同じロールオフが０．５
で低域遮断周波数がナイキスト周波数の０．０３倍の時
の（１＋Ｄ）のアイパターンを示したものである。図７
〜図９に示したいずれの特性もデータ検出点とデータ検
出点の間の位相差検出点の様子は複雑で、このままでは
単純なゼロクロス等では位相差は検出できない。
差演算器２６における位相差選択を行わない場合のアイ
パターンを示す。図７は、図６に示したと同じロールオ
フが０．５で低域遮断周波数がナイキスト周波数の０．
０３倍の時の（１−Ｄ）のアイパターン、つまり、ＰＲ
（１，−１）のアイパターンを示す。図８は、図６に示
したと同じロールオフが０．５で低域遮断周波数がナイ
キスト周波数の０．０３倍の時の（１−Ｄ2 ）のアイパ
ターン、つまり、ＰＲ（１，０，−１）のアイパターン
を示す。図９は図６に示したと同じロールオフが０．５
で低域遮断周波数がナイキスト周波数の０．０３倍の時
の（１＋Ｄ）のアイパターンを示したものである。図７
〜図９に示したいずれの特性もデータ検出点とデータ検
出点の間の位相差検出点の様子は複雑で、このままでは
単純なゼロクロス等では位相差は検出できない。
【００４０】図１０〜図１３は、本発明の実施例に基づ
くスイッチング制御回路２７０のスイッチ制御動作によ
り、各加減算回路３０２、３０４、３０６、３０８、３
１０、３１２のいずれの位相差信号が多接点スイッチ回
路２７２から選択される場合のアイパターンとを示した
ものである。図１０〜図１３の全てにおいて、ロールオ
フは０．５、低域しゃ断は０．０３である。これらの結
果は、位相差検出点でのゼロクロスに対する位相差ジッ
タは極めて小さく、精度の高いクロックが得られること
を示している。
くスイッチング制御回路２７０のスイッチ制御動作によ
り、各加減算回路３０２、３０４、３０６、３０８、３
１０、３１２のいずれの位相差信号が多接点スイッチ回
路２７２から選択される場合のアイパターンとを示した
ものである。図１０〜図１３の全てにおいて、ロールオ
フは０．５、低域しゃ断は０．０３である。これらの結
果は、位相差検出点でのゼロクロスに対する位相差ジッ
タは極めて小さく、精度の高いクロックが得られること
を示している。
【００４１】このように、本発明の第１実施例によれ
ば、複数の位相差検出器から復号器の状態出力に応じて
最適な位相差検出値を選び、パターン依存のない極めて
高い精度のクロックを得ることができる。つまり、本発
明の第１実施例によれば、下記に列挙する効果を奏する
ことができる。データレートが変化しても、安定なクロ
ックを生成できる。その結果として、再生データの復号
が安定かつ正確になる。つまり、再生ＲＦ信号に同期し
たクロックでデジタル信号処理を行っているため、デー
タレートの変化に対して完全に追従することができる。
特に、Ａ／Ｄ変換後の信号から演算により位相差を検出
するため、Ａ／Ｄ変換器・ＶＣＯ等の遅延時間の安定性
や誤差に影響を受けない。また、等化器・復号器・位相
差演算器（ＰＬＬ）等全てをデジタル処理しているか
ら、大規模で高価なアナログ回路を必要とせず、小型・
低価格でかつ高性能化が実現できる。さらに、ビタビ復
号器１４における復号状態から位相差演算器２６内の最
適な位相誤差を選択するため、信号のパターン依存によ
る位相差検出誤差が非常に小さく、極めて優秀なクロッ
ク精度が実現できる。
ば、複数の位相差検出器から復号器の状態出力に応じて
最適な位相差検出値を選び、パターン依存のない極めて
高い精度のクロックを得ることができる。つまり、本発
明の第１実施例によれば、下記に列挙する効果を奏する
ことができる。データレートが変化しても、安定なクロ
ックを生成できる。その結果として、再生データの復号
が安定かつ正確になる。つまり、再生ＲＦ信号に同期し
たクロックでデジタル信号処理を行っているため、デー
タレートの変化に対して完全に追従することができる。
特に、Ａ／Ｄ変換後の信号から演算により位相差を検出
するため、Ａ／Ｄ変換器・ＶＣＯ等の遅延時間の安定性
や誤差に影響を受けない。また、等化器・復号器・位相
差演算器（ＰＬＬ）等全てをデジタル処理しているか
ら、大規模で高価なアナログ回路を必要とせず、小型・
低価格でかつ高性能化が実現できる。さらに、ビタビ復
号器１４における復号状態から位相差演算器２６内の最
適な位相誤差を選択するため、信号のパターン依存によ
る位相差検出誤差が非常に小さく、極めて優秀なクロッ
ク精度が実現できる。
【００４２】本発明の第１実施例としては上述したもの
に限らず、種々の変形態様をとることができる。上記実
施例においては、復号器としてビタビ復号器１４を用い
ているが、図２１に示したように、２つの比較回路で構
成されるビットごとの多値識別回路（復号器）で代用し
てもかまわない。但し、ビットごとの復号器、たとえ
ば、多値識別回路で代用する場合には、状態出力ではな
く復号データに応じて多接点スイッチ回路２７２を切り
換えることになる。この実施は当業者にとって、容易に
理解されることである。また本発明は、つまり、複数の
検出方式で位相差を算出し、そのなかから最適なものを
選択してその位相差に基づいてＰＬＬ回路を用いてクロ
ックを再生することは、ＰＲ４に限らず広くパーシャル
レスポンス、さらに、その他のチャンネルコードに対し
ても適用可能であり、さらにＶＴＲに限らずディスク等
の再生系における復号回路に対しても適用でき、上記同
様の効果を奏することができる。
に限らず、種々の変形態様をとることができる。上記実
施例においては、復号器としてビタビ復号器１４を用い
ているが、図２１に示したように、２つの比較回路で構
成されるビットごとの多値識別回路（復号器）で代用し
てもかまわない。但し、ビットごとの復号器、たとえ
ば、多値識別回路で代用する場合には、状態出力ではな
く復号データに応じて多接点スイッチ回路２７２を切り
換えることになる。この実施は当業者にとって、容易に
理解されることである。また本発明は、つまり、複数の
検出方式で位相差を算出し、そのなかから最適なものを
選択してその位相差に基づいてＰＬＬ回路を用いてクロ
ックを再生することは、ＰＲ４に限らず広くパーシャル
レスポンス、さらに、その他のチャンネルコードに対し
ても適用可能であり、さらにＶＴＲに限らずディスク等
の再生系における復号回路に対しても適用でき、上記同
様の効果を奏することができる。
【００４３】本発明の第２実施例について述べる。デジ
タルＶＴＲ等の磁気記録再生装置の復号器には、記録密
度（Ｓ／Ｎ）の点から、ＰＲ（１，０，−１）がよく用
いられ、図１３および図１４に示したように、またプリ
アンブルには２Ｔの連続が用いられる。図１３は２Ｔ連
続によるプリアンブルのスペクトラムを示すグラフであ
り、図１４は２Ｔ連続によるプリアンブルとサンプリン
グ点を示すグラフである。しかし、ＰＲ（１，０，−
１）の復号器は、図１５に示す様に、２Ｔの連続に対し
て１８０度以内のサンプリング点の位相ずれにおいても
状態の誤検出をするため、安定点がクロック１周期につ
き２ポイント存在し、この結果、図１に示した第１実施
例の回路構成では、疑似ロックしてしまう可能性があ
る。図１５は、２Ｔ連続におけるクロック位相と位相差
検出値についての状態検出を示すグラフである。第２実
施例はこの改良を行ったものである。
タルＶＴＲ等の磁気記録再生装置の復号器には、記録密
度（Ｓ／Ｎ）の点から、ＰＲ（１，０，−１）がよく用
いられ、図１３および図１４に示したように、またプリ
アンブルには２Ｔの連続が用いられる。図１３は２Ｔ連
続によるプリアンブルのスペクトラムを示すグラフであ
り、図１４は２Ｔ連続によるプリアンブルとサンプリン
グ点を示すグラフである。しかし、ＰＲ（１，０，−
１）の復号器は、図１５に示す様に、２Ｔの連続に対し
て１８０度以内のサンプリング点の位相ずれにおいても
状態の誤検出をするため、安定点がクロック１周期につ
き２ポイント存在し、この結果、図１に示した第１実施
例の回路構成では、疑似ロックしてしまう可能性があ
る。図１５は、２Ｔ連続におけるクロック位相と位相差
検出値についての状態検出を示すグラフである。第２実
施例はこの改良を行ったものである。
【００４４】図１６は第２実施例のデジタルＶＴＲのビ
デオ信号再生復号装置の構成図である。このビデオ信号
再生復号装置は、再生ヘッド２、増幅器４、ロータリー
トランス６、Ａ／Ｄ変換器１０、ディジタル等化器２
０、ビタビ復号器１４、位相差演算器２６、ＶＣＯ２８
に加えて、状態検出回路３０が設けられている。図１に
図解したビデオ信号再生復号装置と比較すると、図１６
におけるビタビ復号器１４は復号のみに使用され、位相
差演算器２６の状態検出信号は状態検出回路３０から入
力されている。好適には、状態検出回路３０もビタビ復
号回路とすることができ、この場合、ビタビ復号器１４
はＰＲ（１，０，−１）の特性を持つビタビ復号回路と
して、状態検出回路３０はビタビ復号器１４とは異なる
特性、ＰＲ（１，−１）の特性を持つものを用いる。
デオ信号再生復号装置の構成図である。このビデオ信号
再生復号装置は、再生ヘッド２、増幅器４、ロータリー
トランス６、Ａ／Ｄ変換器１０、ディジタル等化器２
０、ビタビ復号器１４、位相差演算器２６、ＶＣＯ２８
に加えて、状態検出回路３０が設けられている。図１に
図解したビデオ信号再生復号装置と比較すると、図１６
におけるビタビ復号器１４は復号のみに使用され、位相
差演算器２６の状態検出信号は状態検出回路３０から入
力されている。好適には、状態検出回路３０もビタビ復
号回路とすることができ、この場合、ビタビ復号器１４
はＰＲ（１，０，−１）の特性を持つビタビ復号回路と
して、状態検出回路３０はビタビ復号器１４とは異なる
特性、ＰＲ（１，−１）の特性を持つものを用いる。
【００４５】この実施例においても、図２０に示したよ
うに、記録系１００において、入力ビデオ信号はＡ／Ｄ
変換器１０２で量子化され、シャフルおよび帯域圧縮回
路１０４でシャフルと帯域圧縮がかけられ、さらにパリ
テイ付加付加回路１０６でパリテイが付加され、１／
（１−Ｄ2 ）プリコード回路１０８でチャンネル・コー
ドにプリコードして磁気テープ１１４に記録される。図
１６に示したビデオ信号復号回路において、再生ヘッド
２で再生された信号はロータリートランス６からＡ／Ｄ
変換器１０に入力され量子化される。量子化された信号
はディジタル等化器２０で等化され、ＰＲ（１，０，−
１）のビタビ復号器１４に入力される。また同時に、デ
ィジタル等化後の信号はＰＲ（１，−１）の状態検出器
３０、つまり、ビタビ復号回路および位相差演算器２６
にも入力される。
うに、記録系１００において、入力ビデオ信号はＡ／Ｄ
変換器１０２で量子化され、シャフルおよび帯域圧縮回
路１０４でシャフルと帯域圧縮がかけられ、さらにパリ
テイ付加付加回路１０６でパリテイが付加され、１／
（１−Ｄ2 ）プリコード回路１０８でチャンネル・コー
ドにプリコードして磁気テープ１１４に記録される。図
１６に示したビデオ信号復号回路において、再生ヘッド
２で再生された信号はロータリートランス６からＡ／Ｄ
変換器１０に入力され量子化される。量子化された信号
はディジタル等化器２０で等化され、ＰＲ（１，０，−
１）のビタビ復号器１４に入力される。また同時に、デ
ィジタル等化後の信号はＰＲ（１，−１）の状態検出器
３０、つまり、ビタビ復号回路および位相差演算器２６
にも入力される。
【００４６】図１７は位相差演算器２６とその関連回路
の詳細回路図である。位相差演算器２６自体は、図３に
図解した回路構成と同じである。ビタビ復号器１４は、
２段のＤ遅延回路と１つの減算回路で構成され（１−Ｄ
2 ）等化回路２０Ａと同様の回路構成を有する（１−Ｄ
2 ）等化回路１４Ａと、ＰＲ（１，０，−１）のビタビ
復号回路１４Ｂで構成されている。状態検出回路３０
は、ビタビ復号器１４内の（１−Ｄ2 ）等化回路１４Ａ
と同様の、１段のＤ遅延回路と１つの減算回路で構成さ
れた（１−Ｄ）等化回路３０Ａと、ＰＲ（１，−１）の
ビタビ復号回路３０Ｂで構成されている。第２の遅延回
路群３２０には、状態検出回路３０の状態出力信号Ｓ３
０が入力されるが、スイッチング制御回路２７０による
多接点スイッチ回路２７２を選択して加減算回路群３０
０から最適な位相差信号を選択する方法は、上記表１に
示したものと同様である。この実施例においても、複数
の位相差からそのときの状態に応じて最適な位相差検出
値を選択することで、位相差検出ジッタを非常に小さく
抑えることができ、高精度な同期クロックが得られる。
の詳細回路図である。位相差演算器２６自体は、図３に
図解した回路構成と同じである。ビタビ復号器１４は、
２段のＤ遅延回路と１つの減算回路で構成され（１−Ｄ
2 ）等化回路２０Ａと同様の回路構成を有する（１−Ｄ
2 ）等化回路１４Ａと、ＰＲ（１，０，−１）のビタビ
復号回路１４Ｂで構成されている。状態検出回路３０
は、ビタビ復号器１４内の（１−Ｄ2 ）等化回路１４Ａ
と同様の、１段のＤ遅延回路と１つの減算回路で構成さ
れた（１−Ｄ）等化回路３０Ａと、ＰＲ（１，−１）の
ビタビ復号回路３０Ｂで構成されている。第２の遅延回
路群３２０には、状態検出回路３０の状態出力信号Ｓ３
０が入力されるが、スイッチング制御回路２７０による
多接点スイッチ回路２７２を選択して加減算回路群３０
０から最適な位相差信号を選択する方法は、上記表１に
示したものと同様である。この実施例においても、複数
の位相差からそのときの状態に応じて最適な位相差検出
値を選択することで、位相差検出ジッタを非常に小さく
抑えることができ、高精度な同期クロックが得られる。
【００４７】図１８は第２実施例における２Ｔ連続信号
におけるクロック位相と位相差検出値の様子を示すグラ
フである。クロック位相が±１８０度以内の範囲では、
状態検出器の検出値は変化せず、常に正しく維持され
る。クロック位相が±１８０度を超えるということは、
ビットスリップであり、状態検出値の当然１ビット分ず
れる。従って、位相差検出値はクロック１周期につき１
点の安定点となり、図１６および図１７に示した装置に
おいては、疑似ロックすることはない。このように、本
発明の第２実施例によれば、第１実施例における問題を
改良して、疑似ロックせずにプリアンブルでの優秀な引
き込み特性が実現できる。もちろん、第２実施例におい
ても、第１実施例における効果を奏することができる。
つまり、Ａ／Ｄ変換後の信号から演算により位相差を検
出するため、Ａ／Ｄ変換器・ＶＣＯ等の遅延時間の安定
性や誤差に影響を受けない。等化器・復号器・位相差演
算器（ＰＬＬ）等全てをデジタル処理でき、大規模で高
価なアナログ回路を必要としないため、小型・低価格で
かつ高性能化が実現できる。再生ＲＦ信号に同期したク
ロックで上述のデジタル処理を行っているため、データ
レートの変化に対して完全に追従することができる。復
号状態から最適な位相差検出器を選択するため、信号の
パターン依存による位相差検出ジッタが非常に小さく、
極めて優秀なクロック精度が実現できる。
におけるクロック位相と位相差検出値の様子を示すグラ
フである。クロック位相が±１８０度以内の範囲では、
状態検出器の検出値は変化せず、常に正しく維持され
る。クロック位相が±１８０度を超えるということは、
ビットスリップであり、状態検出値の当然１ビット分ず
れる。従って、位相差検出値はクロック１周期につき１
点の安定点となり、図１６および図１７に示した装置に
おいては、疑似ロックすることはない。このように、本
発明の第２実施例によれば、第１実施例における問題を
改良して、疑似ロックせずにプリアンブルでの優秀な引
き込み特性が実現できる。もちろん、第２実施例におい
ても、第１実施例における効果を奏することができる。
つまり、Ａ／Ｄ変換後の信号から演算により位相差を検
出するため、Ａ／Ｄ変換器・ＶＣＯ等の遅延時間の安定
性や誤差に影響を受けない。等化器・復号器・位相差演
算器（ＰＬＬ）等全てをデジタル処理でき、大規模で高
価なアナログ回路を必要としないため、小型・低価格で
かつ高性能化が実現できる。再生ＲＦ信号に同期したク
ロックで上述のデジタル処理を行っているため、データ
レートの変化に対して完全に追従することができる。復
号状態から最適な位相差検出器を選択するため、信号の
パターン依存による位相差検出ジッタが非常に小さく、
極めて優秀なクロック精度が実現できる。
【００４８】図１９（Ａ）は、ロールオフ＝０．５、低
域しゃ断＝０．０３の場合の２8 のＭ系列に対応するナ
イキスト第１基準のゼロクロスによる位相差検出器の検
出信号を示す。この図における検出信号はかなり変動が
見られる。図１９（Ｂ）は、本発明の実施例における、
ロールオフ＝０．５、低域しゃ断＝０．０３の場合の２
8 のＭ系列に対する位相差演算器の出力信号を示す。図
１９（Ｂ）から明らかなように、本発明によれば、安定
な位相差検出信号が得られている。
域しゃ断＝０．０３の場合の２8 のＭ系列に対応するナ
イキスト第１基準のゼロクロスによる位相差検出器の検
出信号を示す。この図における検出信号はかなり変動が
見られる。図１９（Ｂ）は、本発明の実施例における、
ロールオフ＝０．５、低域しゃ断＝０．０３の場合の２
8 のＭ系列に対する位相差演算器の出力信号を示す。図
１９（Ｂ）から明らかなように、本発明によれば、安定
な位相差検出信号が得られている。
【００４９】第２実施例は上記例示に限定されず、その
他種々の変形態様をとることができる。たとえば、図１
７においては、ビタビ復号器１４としてＰＲ（１，０，
−１）の復号器、状態検出回路３０としてＰＲ（１，−
１）のビタビ復号回路を用いて例を示したが、別方式の
復号器、たとえば、多値識別回路と状態検出器を有し、
復号器はクロック位相が正しいことを前提に最もエラー
レート（Ｓ／Ｎ値）が良好なものを、状態検出器はクロ
ック位相がずれても正しく検出できるものを用いて（つ
まり、Ｓ／Ｎ的には復号器の方式よりも多少悪くてもよ
いものを用いて）、再生信号に対して最適な復号をする
一方で、プリアンブルにおいても、複数の位相差検出器
から正しい状態検出値に応じて最適な位相差検出値を選
択し、疑似ロックのない極めて正確で安定なＰＬＬルー
プを構成するようにできる。従って、本発明における復
号器および状態検出器としては、必ずしもＰＲ（１，
０，−１）およびＰＲ（１，−１）でなくても良い。さ
らに、ビタビ復号器１４および状態検出回路３０として
ビタビ復号器も必須ではなく、たとえば、多値識別回路
を用いてもよい。また、図１７に示した位相差演算器２
６についても、ある状態出力に対して正確な検出ができ
る位相差検出器を複数有して、再生信号の状態出力に応
じてこれらを選択することができればよい。
他種々の変形態様をとることができる。たとえば、図１
７においては、ビタビ復号器１４としてＰＲ（１，０，
−１）の復号器、状態検出回路３０としてＰＲ（１，−
１）のビタビ復号回路を用いて例を示したが、別方式の
復号器、たとえば、多値識別回路と状態検出器を有し、
復号器はクロック位相が正しいことを前提に最もエラー
レート（Ｓ／Ｎ値）が良好なものを、状態検出器はクロ
ック位相がずれても正しく検出できるものを用いて（つ
まり、Ｓ／Ｎ的には復号器の方式よりも多少悪くてもよ
いものを用いて）、再生信号に対して最適な復号をする
一方で、プリアンブルにおいても、複数の位相差検出器
から正しい状態検出値に応じて最適な位相差検出値を選
択し、疑似ロックのない極めて正確で安定なＰＬＬルー
プを構成するようにできる。従って、本発明における復
号器および状態検出器としては、必ずしもＰＲ（１，
０，−１）およびＰＲ（１，−１）でなくても良い。さ
らに、ビタビ復号器１４および状態検出回路３０として
ビタビ復号器も必須ではなく、たとえば、多値識別回路
を用いてもよい。また、図１７に示した位相差演算器２
６についても、ある状態出力に対して正確な検出ができ
る位相差検出器を複数有して、再生信号の状態出力に応
じてこれらを選択することができればよい。
【００５０】さらに、本発明を広く解釈すると、復号器
および状態検出器に同じ方式のものを用いても、入力す
る信号のロールオフや等化特性を変えて、復号器にはク
ロック位相が正しいことを前提に、最もＳ／Ｎ値が良好
となる様に、状態検出器にはクロック位相がずれてもよ
り正しく状態検出できる様にすることができる。さら
に、本発明はＶＴＲに限らず、たとえば、ディスク装置
における再生系復号回路に対しても同様の効果を奏する
ことは当業者にとって容易に理解できよう。
および状態検出器に同じ方式のものを用いても、入力す
る信号のロールオフや等化特性を変えて、復号器にはク
ロック位相が正しいことを前提に、最もＳ／Ｎ値が良好
となる様に、状態検出器にはクロック位相がずれてもよ
り正しく状態検出できる様にすることができる。さら
に、本発明はＶＴＲに限らず、たとえば、ディスク装置
における再生系復号回路に対しても同様の効果を奏する
ことは当業者にとって容易に理解できよう。
【００５１】
【発明の効果】本発明によれば、データ伝送レートが変
化しても、安定かつ正確なクロックを再生でき、このク
ロックを用いて正確な復号を行うことができる。特に、
再生信号の復号を行う復号器と異なる復号方式をとる状
態検出器を用いてその状態検出結果に応じて、最適な位
相誤差を選択し、その位相誤差に基づいて位相同期をか
けることにより、疑似ロックを起こさない非常に正確な
位相同期がとれたクロックを生成でき、疑似ロックせず
にプリアンブルでの優秀な引き込み特性が実現できる。
また本発明によれば、量子化手段、特定的には、Ａ／Ｄ
変換後の信号から演算により位相差を検出するため、Ａ
／Ｄ変換器・ＶＣＯ等の遅延時間の安定性や誤差に影響
を受けない。さらに本発明によれば、等化器・復号器・
位相差演算器（ＰＬＬ）等全てをデジタル処理でき、大
規模で高価なアナログ回路を必要としないため、小型で
低価格でかつ高性能化が実現できる。また本発明におい
ては、再生ＲＦ信号に同期したクロックで上述のデジタ
ル処理を行っているため、データレートの変化に対して
完全に追従することができる。さらに、復号状態から最
適な位相差検出器を選択するため、信号のパターン依存
による位相差検出ジッターが非常に小さく、極めて優秀
なクロック精度が実現できる。
化しても、安定かつ正確なクロックを再生でき、このク
ロックを用いて正確な復号を行うことができる。特に、
再生信号の復号を行う復号器と異なる復号方式をとる状
態検出器を用いてその状態検出結果に応じて、最適な位
相誤差を選択し、その位相誤差に基づいて位相同期をか
けることにより、疑似ロックを起こさない非常に正確な
位相同期がとれたクロックを生成でき、疑似ロックせず
にプリアンブルでの優秀な引き込み特性が実現できる。
また本発明によれば、量子化手段、特定的には、Ａ／Ｄ
変換後の信号から演算により位相差を検出するため、Ａ
／Ｄ変換器・ＶＣＯ等の遅延時間の安定性や誤差に影響
を受けない。さらに本発明によれば、等化器・復号器・
位相差演算器（ＰＬＬ）等全てをデジタル処理でき、大
規模で高価なアナログ回路を必要としないため、小型で
低価格でかつ高性能化が実現できる。また本発明におい
ては、再生ＲＦ信号に同期したクロックで上述のデジタ
ル処理を行っているため、データレートの変化に対して
完全に追従することができる。さらに、復号状態から最
適な位相差検出器を選択するため、信号のパターン依存
による位相差検出ジッターが非常に小さく、極めて優秀
なクロック精度が実現できる。
【図１】本発明のビデオ信号再生復号装置の第１実施例
の回路構成図である。
の回路構成図である。
【図２】図１における位相差演算器２６の回路構成図で
ある。
ある。
【図３】図２に示した位相差演算器２６の詳細回路構成
図である。
図である。
【図４】図２に示したビタビ復号器１４の構成図であ
る。
る。
【図５】ロールオフ＝１．０、低域しゃ断がない場合の
ナイキスト第１基準のアイパターンを示すグラフであ
る。
ナイキスト第１基準のアイパターンを示すグラフであ
る。
【図６】ロールオフ＝０．５、低域しゃ断＝０．０３の
場合のナイキスト第１基準のアイパターンを示すグラフ
である。
場合のナイキスト第１基準のアイパターンを示すグラフ
である。
【図７】ロールオフ＝０．５、低域しゃ断＝０．０３の
場合の（１−Ｄ）符号のアイパターンを示すグラフであ
る。
場合の（１−Ｄ）符号のアイパターンを示すグラフであ
る。
【図８】ロールオフ＝０．５、低域しゃ断＝０．０３の
場合の（１−Ｄ2 ）符号のアイパターンを示すグラフで
ある。
場合の（１−Ｄ2 ）符号のアイパターンを示すグラフで
ある。
【図９】ロールオフ＝０．５、低域しゃ断＝０．０３の
場合の（１＋Ｄ）符号のアイパターンを示すグラフであ
る。
場合の（１＋Ｄ）符号のアイパターンを示すグラフであ
る。
【図１０】本発明の第１実施例におけるロールオフ＝
０．５、低域しゃ断＝０．０３の場合の（１−Ｄ）符号
の位相差検出のアイパターンを示すグラフである。
０．５、低域しゃ断＝０．０３の場合の（１−Ｄ）符号
の位相差検出のアイパターンを示すグラフである。
【図１１】本発明の第１実施例におけるロールオフ＝
０．５、低域しゃ断＝０．０３の場合の（１−Ｄ2 ）符
号の位相差検出のアイパターンを示すグラフである。
０．５、低域しゃ断＝０．０３の場合の（１−Ｄ2 ）符
号の位相差検出のアイパターンを示すグラフである。
【図１２】本発明の第１実施例におけるロールオフ＝
０．５、低域しゃ断＝０．０３の場合の（１−２Ｄ3/2
＋Ｄ3 ）符号の位相差検出のアイパターンを示すグラフ
である。
０．５、低域しゃ断＝０．０３の場合の（１−２Ｄ3/2
＋Ｄ3 ）符号の位相差検出のアイパターンを示すグラフ
である。
【図１３】２Ｔ連続によるプリアンブルのスペクトラム
を示すグラフである。
を示すグラフである。
【図１４】２Ｔ連続によるプリアンブルとサンプリング
点を示すグラフである。
点を示すグラフである。
【図１５】２Ｔ連続におけるクロック位相と位相差検出
値についての状態検出を示すグラフである。
値についての状態検出を示すグラフである。
【図１６】本発明の第２実施例のビデオ信号再生復号装
置の構成図である。
置の構成図である。
【図１７】図１６における位相差演算器２６、ビタビ復
号器１４および状態検出回路３０の回路構成図である。
号器１４および状態検出回路３０の回路構成図である。
【図１８】第２実施例における２Ｔ連続信号におけるク
ロック位相と位相差検出値の様子を示すグラフである。
ロック位相と位相差検出値の様子を示すグラフである。
【図１９】Ｍ系列特性を示すグラフであり、（Ａ）は従
来のＮＲＺの特性を示し、（Ｂ）は本発明による結果を
示す。
来のＮＲＺの特性を示し、（Ｂ）は本発明による結果を
示す。
【図２０】ディジタルビデオ信号処理装置の基本構成図
である。
である。
【図２１】従来の第１のＰＲ４形再生復号装置の構成図
である。
である。
【図２２】図２２（Ａ）〜（Ｆ）は図２１に示したディ
ジタルビデオ信号復号装置における信号波形図である。
ジタルビデオ信号復号装置における信号波形図である。
【図２３】ビタビ復号器の概念を示すグラフであり、
（Ａ）はパーシャルレスポンスが奇数と偶数に分解され
ることを示し、（Ｂ）は状態遷移を示すグラフである。
（Ａ）はパーシャルレスポンスが奇数と偶数に分解され
ることを示し、（Ｂ）は状態遷移を示すグラフである。
【図２４】ビタビ復号器の状態判別を図解するグラフで
あり、（Ａ）は理想的なトレリスを示すグラフ、（Ｂ）
は再生信号の波形図、（Ｃ）は実際のトレリスを示すグ
ラフ、（Ｄ）はパスメモリにおける復号データを示す図
である。
あり、（Ａ）は理想的なトレリスを示すグラフ、（Ｂ）
は再生信号の波形図、（Ｃ）は実際のトレリスを示すグ
ラフ、（Ｄ）はパスメモリにおける復号データを示す図
である。
【図２５】従来の第２のＰＲ４形再生復号装置の構成図
である。
である。
【図２６】従来の第４のＰＲ４形再生復号装置の構成図
である。
である。
【図２７】本出願人が先に提案したのＰＲ４形再生復号
装置の構成図である。
装置の構成図である。
【図２８】図２８（Ａ）〜（Ｄ）は図２７に示したディ
ジタルビデオ信号復号装置における信号波形図である。
ジタルビデオ信号復号装置における信号波形図である。
２・・再生ヘッド
４・・増幅器
６・・ロータリートランス
１０・・Ａ／Ｄ変換器
１４・・ビタビ復号器
２０・・ディジタル等化器
２０Ａ・・（１−Ｄ2 ）等化回路
２６・・位相差演算器
２６０・・位相検出回路群
２７０・・スイッチング制御回路
２７２・・多接点スイッチ回路
２７４・・ループフィルタ
─────────────────────────────────────────────────────
フロントページの続き
(51)Int.Cl.7 識別記号 ＦＩ
Ｈ０４Ｎ 7/24 Ｈ０４Ｎ 7/13 Ｚ
Claims (8)
- 【請求項１】ビデオ信号が記録されている磁気記録媒体
から伝送レートが変化しうる前記記録されたビデオ信号
を読み出して再生し復号するディジタルビデオ信号処理
装置であって、 前記読出信号を所定のサンプリング周期で量子化する量
子化手段と、 該量子化手段からの量子化出力データをディジタル的に
等化するディジタル等化手段と、 該等化手段で等化された等化信号に基づいて前記記録媒
体に記録される前のビデオ信号に該当する信号を復号す
る復号手段と、 前記等化信号に基づいて再生データの伝送レートに応じ
て複数の異なる位相差信号を発生させ、前記復号手段の
復号結果に応答して前記複数の位相差信号のうち最適な
位相差信号を選択し、該選択された位相差に基づいて位
相同期したクロックを生成する位相同期形クロック生成
手段とを有し、該生成されたクロックで前記量子化手
段、前記等化手段および前記復号手段を動作させるディ
ジタルビデオ信号処理装置。 - 【請求項２】ビデオ信号が記録されている磁気記録媒体
から伝送レートが変化しうる前記記録されたビデオ信号
を読み出して再生し復号するディジタルビデオ信号処理
装置であって、 前記読出信号を所定のサンプリング周期で量子化する量
子化手段と、 該量子化手段からの量子化出力データをディジタル的に
等化するディジタル等化手段と、 該等化手段で等化された等化信号に基づいて前記記録媒
体に記録される前のビデオ信号に該当する信号を復号す
る復号手段と、 前記等化手段で等化された等化信号に基づいて再生デー
タの状態を検出する状態検出手段と、 前記等化信号に基づいて再生データの伝送レートに応じ
て複数の異なる位相差信号を発生させ、前記状態検出手
段の状態検出結果に応答して前記複数の位相差信号のう
ち最適な位相差信号を選択し、該選択された位相差に基
づいて位相同期したクロックを生成する位相同期形クロ
ック生成手段とを有し、該生成されたクロックで前記量
子化手段、前記等化手段、前記復号手段および前記状態
検出手段を動作させるディジタルビデオ信号処理装置。 - 【請求項３】前記磁気記録媒体にはパーシャルレスポン
ス（１，０，−１）に対するプリコードを施した記録符
号でデータが記録されており、 前記ディジタル等化手段は、該パーシャルレスポンスに
対応した等化を行う請求項１または２記載のディジタル
ビデオ信号処理装置。 - 【請求項４】前記復号手段はパーシャルレスポンス
（１，０，−１）の特性を有するビタビ復号手段を有す
る、 請求項３記載のディジタルビデオ信号処理装置。 - 【請求項５】前記状態検出手段はパーシャルレスポンス
（１，−１）の特性を有するビタビ復号手段を有する、請求項２または４ 記載のディジタルビデオ信号処理装
置。 - 【請求項６】前記位相同期形クロック生成手段は、 前記等化信号から異なる複数の位相差信号を生成する位
相差検出回路と、 該位相差検出回路の複数の位相差出力を選択的に切り換
えるスイッチング手段と、 前記復号手段の復号結果に応答して、前記スイッチング
手段の１つの出力を付勢するスイッチング制御手段と、 前記スイッチング手段の後段に設けられたフィルタ手段
と、 該フィルタ手段の出力に応答した発振周波数のクロック
を発生する発振手段と を有する、請求項１〜５いずれ
か記載のディジタルビデオ信号処理装置。 - 【請求項７】前記量子化手段は前記磁気記録媒体から読
み出したアナログ信号をディジタル信号に変換するアナ
ログ・ディジタル変換手段を有する請求項１〜６いずれ
か記載のディジタルビデオ信号処理装置。 - 【請求項８】前記復号手段はＮＲＺ方式に対応する多値
識別回路を有し、 前記スイッチング制御手段は、該復号回路の復号結果に
基づいて前記スイッチング手段を付勢する請求項１また
は２記載のディジタルビデオ信号処理装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP26897993A JP3498333B2 (ja) | 1993-10-27 | 1993-10-27 | データ伝送系におけるタイミング信号再生回路およびディジタルビデオ信号処理装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP26897993A JP3498333B2 (ja) | 1993-10-27 | 1993-10-27 | データ伝送系におけるタイミング信号再生回路およびディジタルビデオ信号処理装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH07123358A JPH07123358A (ja) | 1995-05-12 |
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ID=17465969
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| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP26897993A Expired - Fee Related JP3498333B2 (ja) | 1993-10-27 | 1993-10-27 | データ伝送系におけるタイミング信号再生回路およびディジタルビデオ信号処理装置 |
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| Country | Link |
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| JP (1) | JP3498333B2 (ja) |
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1993
- 1993-10-27 JP JP26897993A patent/JP3498333B2/ja not_active Expired - Fee Related
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|---|---|
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