JP3496069B2 - Ac−dcコンバータ - Google Patents
Ac−dcコンバータInfo
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- JP3496069B2 JP3496069B2 JP2000239103A JP2000239103A JP3496069B2 JP 3496069 B2 JP3496069 B2 JP 3496069B2 JP 2000239103 A JP2000239103 A JP 2000239103A JP 2000239103 A JP2000239103 A JP 2000239103A JP 3496069 B2 JP3496069 B2 JP 3496069B2
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Description
【0001】
【発明の属する技術分野】本発明は、交流電流を直流電
流に変換して出力するAC−DCコンバータに関し、特
に入力の高力率化及び出力される直流電流の安定化を図
るAC−DCコンバータに関する。
流に変換して出力するAC−DCコンバータに関し、特
に入力の高力率化及び出力される直流電流の安定化を図
るAC−DCコンバータに関する。
【0002】
【従来の技術】従来、この種のAC−DCコンバータと
して図5ないし図7に示すものがあった。この図5は従
来のAC−DCコンバータの全体回路構成図、図6は図
5に記載のスイッチングトランジスタを制御する制御回
路の構成図、図7は図5に記載のAC−DCコンバータ
のタイミングチャートを示す。
して図5ないし図7に示すものがあった。この図5は従
来のAC−DCコンバータの全体回路構成図、図6は図
5に記載のスイッチングトランジスタを制御する制御回
路の構成図、図7は図5に記載のAC−DCコンバータ
のタイミングチャートを示す。
【0003】同図において従来のAC−DCコンバータ
は、商用交流電流iinを供給する交流電源100と、こ
の交流電流iinのノイズ成分をフィルタリング処理する
ノイズフィルタ1と、このフィルタリング処理された交
流電流を整流するダイオードのブリッジ回路からなる整
流回路2と、この整流された直流電流を所定のタイミン
グで充電する充電回路8と、前記整流回路2から出力さ
れる直流電流を高周波交流電流に変換するスイッチング
トランジスタQ1と、前記充電回路8のコンデンサC8の
充放電を制御するスイッチングトランジスタQ3、Q4
と、前記スイッチングトランジスタQ1で変換された交
流電流を差数比n11:n2で変圧して交流電流を出力す
るトランスT1と、このトランスT1から出力される交流
電流を整流平滑化して出力する整流平滑回路60とを備
える構成である。
は、商用交流電流iinを供給する交流電源100と、こ
の交流電流iinのノイズ成分をフィルタリング処理する
ノイズフィルタ1と、このフィルタリング処理された交
流電流を整流するダイオードのブリッジ回路からなる整
流回路2と、この整流された直流電流を所定のタイミン
グで充電する充電回路8と、前記整流回路2から出力さ
れる直流電流を高周波交流電流に変換するスイッチング
トランジスタQ1と、前記充電回路8のコンデンサC8の
充放電を制御するスイッチングトランジスタQ3、Q4
と、前記スイッチングトランジスタQ1で変換された交
流電流を差数比n11:n2で変圧して交流電流を出力す
るトランスT1と、このトランスT1から出力される交流
電流を整流平滑化して出力する整流平滑回路60とを備
える構成である。
【0004】前記スイッチングトランジスタQ1、Q3、
Q4のターンオン・ターンオフ動作を制御回路9が制御
し、この制御回路9は、前記交流電源100の入力電圧
Viと、充電回路8のコンデンサC8の充電電圧と、イ
ンダクタンスL8の電流iLiと、出力電圧Voとが各々入
力され、この各入力に基づいて演算処理して前記スイッ
チングトランジスタQ1、Q3、Q4へ制御信号を出力す
る構成である。
Q4のターンオン・ターンオフ動作を制御回路9が制御
し、この制御回路9は、前記交流電源100の入力電圧
Viと、充電回路8のコンデンサC8の充電電圧と、イ
ンダクタンスL8の電流iLiと、出力電圧Voとが各々入
力され、この各入力に基づいて演算処理して前記スイッ
チングトランジスタQ1、Q3、Q4へ制御信号を出力す
る構成である。
【0005】次に、前記構成に基づく従来のAC−DC
コンバータのAC−DCの変換動作について説明する。
前記入力電圧Vi及び入力電流Iiに基づく入力電力Pi
は出力電力Poに対して上下に変動しており、この入力
電力Piが出力電力Poより高い値である場合には、図7
(A)に示すように制御され充電回路8のコンデンサC
8に電流icsが流れて、電荷がチャージされることとな
る。
コンバータのAC−DCの変換動作について説明する。
前記入力電圧Vi及び入力電流Iiに基づく入力電力Pi
は出力電力Poに対して上下に変動しており、この入力
電力Piが出力電力Poより高い値である場合には、図7
(A)に示すように制御され充電回路8のコンデンサC
8に電流icsが流れて、電荷がチャージされることとな
る。
【0006】また、前記入力電力Piが出力電力Poより
低い値である場合には、前記コンデンサC8にチャージ
された電荷が放出され、出力電圧Voのリプルにより生
じる谷の部分を前記放出された電荷による電圧で補充し
てリプル電圧をより小さくしている。
低い値である場合には、前記コンデンサC8にチャージ
された電荷が放出され、出力電圧Voのリプルにより生
じる谷の部分を前記放出された電荷による電圧で補充し
てリプル電圧をより小さくしている。
【0007】
【発明が解決しようとする課題】従来のAC−DCコン
バータは以上のように構成されていたことから、三つの
スイッチングトランジスタQ1、Q3、Q4を配設し、こ
のスイッチングトランジスタQ1、Q3、Q4を制御回路
9で個別に独立して制御しなければならず、回路構成が
複雑化すると共に、制御動作も複雑化するという課題を
有する。また、従来のAC−DCコンバータは、トラン
スT1で生じるサージエネルギーについては何ら考慮さ
れておらず、このサージエネルギーの影響を防止するた
めには、RCスナバ等を別途接続しなければならない。
このようにRCスナバ等の抵抗によりサージエネルギー
を消費した場合には、AC−DCの変換効率が極めて低
下するという課題を有する。
バータは以上のように構成されていたことから、三つの
スイッチングトランジスタQ1、Q3、Q4を配設し、こ
のスイッチングトランジスタQ1、Q3、Q4を制御回路
9で個別に独立して制御しなければならず、回路構成が
複雑化すると共に、制御動作も複雑化するという課題を
有する。また、従来のAC−DCコンバータは、トラン
スT1で生じるサージエネルギーについては何ら考慮さ
れておらず、このサージエネルギーの影響を防止するた
めには、RCスナバ等を別途接続しなければならない。
このようにRCスナバ等の抵抗によりサージエネルギー
を消費した場合には、AC−DCの変換効率が極めて低
下するという課題を有する。
【0008】また、他の従来のAC−DCコンバータと
して、入力電源側の整流回路と入力コンデンサとの間に
力率改善型のコンバータを挿入し、前記入力コンデンサ
の後段にAC−DCコンバータを接続する二段式のもの
も存在するが、回路構成が大型化して電力効率も低下
し、製造コストが高くなるという課題を有する。また、
一段式のAC−DCコンバータで力率改善型コンバータ
を用いるものが存在するが、出力の電流又は電圧のリプ
ルが大きいという課題を有する。
して、入力電源側の整流回路と入力コンデンサとの間に
力率改善型のコンバータを挿入し、前記入力コンデンサ
の後段にAC−DCコンバータを接続する二段式のもの
も存在するが、回路構成が大型化して電力効率も低下
し、製造コストが高くなるという課題を有する。また、
一段式のAC−DCコンバータで力率改善型コンバータ
を用いるものが存在するが、出力の電流又は電圧のリプ
ルが大きいという課題を有する。
【0009】本発明は、前記課題を解消するためになさ
れたもので、簡易な回路構成ででリプル分を極力抑制
し、変換効率及び力率改善を行うことができるAC−D
Cコンバータを提供することを目的とする。
れたもので、簡易な回路構成ででリプル分を極力抑制
し、変換効率及び力率改善を行うことができるAC−D
Cコンバータを提供することを目的とする。
【0010】
【課題を解決するための手段】本発明に係るAC−DC
コンバータは、電源側から供給される交流電流を整流回
路で脈流の直流電流に変換し、当該直流電流をスイッチ
ングトランジスタで高周波交流電流に変換し、当該高周
波交流の電圧をトランスで昇圧又は降圧して出力し、当
該昇圧又は降圧した高周波交流を整流平滑回路を通して
直流電流を出力するAC−DCコンバータにおいて、前
記トランスの一次側巻線に対して一次側巻線が直列に接
続され、前記トランスの二次側巻線に対して二次側巻線
が並列に接続され、当該各二次側巻線に誘起される各高
周波交流を加算させて前記整流平滑回路へ出力する補助
トランスと、前記補助トランスの一次側巻線に直列に接
続され、前記スイッチングトランジスタに並列に接続さ
れ、充電された電荷を出力側における脈流の直流電流の
谷部分で前記補助トランスを介して出力側へ放出するコ
ンデンサと、前記出力される直流の電圧値、電流値又は
当該各変化分に基づいて前記スイッチングトランジスタ
を帰還制御する帰還制御手段とを備えるものである。
コンバータは、電源側から供給される交流電流を整流回
路で脈流の直流電流に変換し、当該直流電流をスイッチ
ングトランジスタで高周波交流電流に変換し、当該高周
波交流の電圧をトランスで昇圧又は降圧して出力し、当
該昇圧又は降圧した高周波交流を整流平滑回路を通して
直流電流を出力するAC−DCコンバータにおいて、前
記トランスの一次側巻線に対して一次側巻線が直列に接
続され、前記トランスの二次側巻線に対して二次側巻線
が並列に接続され、当該各二次側巻線に誘起される各高
周波交流を加算させて前記整流平滑回路へ出力する補助
トランスと、前記補助トランスの一次側巻線に直列に接
続され、前記スイッチングトランジスタに並列に接続さ
れ、充電された電荷を出力側における脈流の直流電流の
谷部分で前記補助トランスを介して出力側へ放出するコ
ンデンサと、前記出力される直流の電圧値、電流値又は
当該各変化分に基づいて前記スイッチングトランジスタ
を帰還制御する帰還制御手段とを備えるものである。
【0011】このように本発明においては、整流回路で
変換された脈流の直流電流からスイッチングトランジス
タにより高周波交流電流を生成し、この交流の電圧を所
定値に昇圧又は降圧するトランスと補助トランスとの各
一次側巻線を直列接続すると共に、各二次側巻線を並列
接続し、この補助トランスの一次側巻線に対して直列且
つ前記スイッチングトランジスタに対して並列にコンデ
ンサを接続し、前記トランス及び補助トランスから整流
平滑回路を介して出力される直流電流に基づいてスイッ
チングトランジスタを帰還制御手段が制御するようにし
ているので、コンデンサに充電された電荷を脈流の谷の
部分で補助トランスを介して出力側へ放出できることと
なり、出力側におけるの直流電流又は電圧の出力リプル
を極力小さく抑制できる。また、この回路構成により、
出力リプルを極力小さく維持した状態で入力電流の波形
歪みを小さくして力率改善を図ることができる。
変換された脈流の直流電流からスイッチングトランジス
タにより高周波交流電流を生成し、この交流の電圧を所
定値に昇圧又は降圧するトランスと補助トランスとの各
一次側巻線を直列接続すると共に、各二次側巻線を並列
接続し、この補助トランスの一次側巻線に対して直列且
つ前記スイッチングトランジスタに対して並列にコンデ
ンサを接続し、前記トランス及び補助トランスから整流
平滑回路を介して出力される直流電流に基づいてスイッ
チングトランジスタを帰還制御手段が制御するようにし
ているので、コンデンサに充電された電荷を脈流の谷の
部分で補助トランスを介して出力側へ放出できることと
なり、出力側におけるの直流電流又は電圧の出力リプル
を極力小さく抑制できる。また、この回路構成により、
出力リプルを極力小さく維持した状態で入力電流の波形
歪みを小さくして力率改善を図ることができる。
【0012】また、本発明に係るAC−DCコンバータ
は必要に応じて、帰還制御手段が、前記電源から供給さ
れる交流電圧の周波数より高い周波数で帰還制御するも
のである。このように本発明においては、スイッチング
トランジスタを帰還制御手段が交流電源の周波数より高
い周波数で帰還制御を行うようにしているので、出力変
動分の応答が遅くなり、出力リプルを有する直流電流の
山の部分に基づく帰還信号によりスイッチングトランジ
スタが交流電流のピーク値を低くし、出力リプルを有す
る直流電流の谷の部分に基づく帰還信号によりスイッチ
ングトランジスタが交流電流を高くするように駆動制御
されることとなり出力の直流電流におけるリプルをより
確実に抑制することができる。
は必要に応じて、帰還制御手段が、前記電源から供給さ
れる交流電圧の周波数より高い周波数で帰還制御するも
のである。このように本発明においては、スイッチング
トランジスタを帰還制御手段が交流電源の周波数より高
い周波数で帰還制御を行うようにしているので、出力変
動分の応答が遅くなり、出力リプルを有する直流電流の
山の部分に基づく帰還信号によりスイッチングトランジ
スタが交流電流のピーク値を低くし、出力リプルを有す
る直流電流の谷の部分に基づく帰還信号によりスイッチ
ングトランジスタが交流電流を高くするように駆動制御
されることとなり出力の直流電流におけるリプルをより
確実に抑制することができる。
【0013】また、本発明に係るAC−DCコンバータ
は必要に応じて、スイッチングトランジスタ及び補助ト
ランスの一次側巻線に対して並列に接続されると共に、
前記コンデンサに対して直列に接続され、当該スイッチ
ングトランジスタのオン・オフ動作に連動して相補的な
オン・オフ動作となるように制御される補助スイッチン
グトランジスタと、前記補助スイッチングトランジスタ
に直列に接続されると共に、前記スイッチングトランジ
スタ及び補助トランスの一次巻線に並列に接続される補
助コンデンサとを備えるものである。このように本発明
においては、スイッチングトランジスタに並列接続され
る補助スイッチングトランジスタを、スイッチングトラ
ンジスタと相補的に駆動制御することにより、トランス
及び補助トランスの寄生インダクタンスによるサージエ
ネルギーをコンデンサ及び補助コンデンサに充電し、こ
の充電した電荷を補助トランスを介して出力側へ回生で
きることとなり、AC−DCの変換効率を向上させると
共に、力率改善を図ることができる。
は必要に応じて、スイッチングトランジスタ及び補助ト
ランスの一次側巻線に対して並列に接続されると共に、
前記コンデンサに対して直列に接続され、当該スイッチ
ングトランジスタのオン・オフ動作に連動して相補的な
オン・オフ動作となるように制御される補助スイッチン
グトランジスタと、前記補助スイッチングトランジスタ
に直列に接続されると共に、前記スイッチングトランジ
スタ及び補助トランスの一次巻線に並列に接続される補
助コンデンサとを備えるものである。このように本発明
においては、スイッチングトランジスタに並列接続され
る補助スイッチングトランジスタを、スイッチングトラ
ンジスタと相補的に駆動制御することにより、トランス
及び補助トランスの寄生インダクタンスによるサージエ
ネルギーをコンデンサ及び補助コンデンサに充電し、こ
の充電した電荷を補助トランスを介して出力側へ回生で
きることとなり、AC−DCの変換効率を向上させると
共に、力率改善を図ることができる。
【0014】また、本発明に係るAC−DCコンバータ
は必要に応じて、補助スイッチングトランジスタが、前
記補助コンデンサに充電された電荷を利用して前記スイ
ッチングトランジスタをゼロ電圧スイッチングでオン動
作するように制御されるものである。このように本発明
においては、スイッチングトランジスタがゼロ電圧スイ
ッチングとなるように、補助スイッチングトランジスタ
を駆動制御することから、スイッチングトランジスタを
トランス及び補助トランスの寄生インダクタンスによる
サージ電圧から保護できると共に高効率化を達成でき
る。
は必要に応じて、補助スイッチングトランジスタが、前
記補助コンデンサに充電された電荷を利用して前記スイ
ッチングトランジスタをゼロ電圧スイッチングでオン動
作するように制御されるものである。このように本発明
においては、スイッチングトランジスタがゼロ電圧スイ
ッチングとなるように、補助スイッチングトランジスタ
を駆動制御することから、スイッチングトランジスタを
トランス及び補助トランスの寄生インダクタンスによる
サージ電圧から保護できると共に高効率化を達成でき
る。
【0015】
【発明の実施の形態】(本発明の第1の実施形態)以
下、本発明の第1の実施形態に係るAC−DCコンバー
タを図1及び図2に基づいて説明する。この図1は本実
施形態に係るAC−DCコンバータの全体回路構成図、
図2は図1記載のAC−DCコンバータの低周波領域に
おける動作のタイミングチャートを示す。
下、本発明の第1の実施形態に係るAC−DCコンバー
タを図1及び図2に基づいて説明する。この図1は本実
施形態に係るAC−DCコンバータの全体回路構成図、
図2は図1記載のAC−DCコンバータの低周波領域に
おける動作のタイミングチャートを示す。
【0016】前記各図において本実施形態に係るAC−
DCコンバータは、商用交流電源100から供給される
交流電流iinのノイズ成分を除去するノイズフィルタ1
と、このノイズ成分が除去された交流電流iinを整流す
るダイオードのブリッジ回路からなる整流回路2と、こ
の整流された脈流電流i1から平均値が交流電流を生成
するように高周波スイッチングするMOS−FETから
なるスイッチングトランジスタ3と、このスイッチング
トランジスタ3により生成された高周波の交流電圧を所
定の電圧値に昇圧・降圧するトランスT1と、このトラ
ンスT1の一次側巻線n1に対して一次側巻線n21が直列
接続されると共に、トランスT1の二次側巻線n2に対し
て二次側巻線n22が並列接続される補助トランスT2
と、この一次側巻線n21に直列接続されると共に、前記
スイッチングトランジスタ3に対して並列接続されるコ
ンデンサC4と、前記トランスT1、補助トランスT2に
誘起される出力電流を整流・平滑化して出力する整流平
滑回路6と、この出力された直流電圧Voに基づく帰還
信号でスイッチングトランジスタ3をパルス幅変調(P
WM)制御するPWM制御部7とを備える構成である。
DCコンバータは、商用交流電源100から供給される
交流電流iinのノイズ成分を除去するノイズフィルタ1
と、このノイズ成分が除去された交流電流iinを整流す
るダイオードのブリッジ回路からなる整流回路2と、こ
の整流された脈流電流i1から平均値が交流電流を生成
するように高周波スイッチングするMOS−FETから
なるスイッチングトランジスタ3と、このスイッチング
トランジスタ3により生成された高周波の交流電圧を所
定の電圧値に昇圧・降圧するトランスT1と、このトラ
ンスT1の一次側巻線n1に対して一次側巻線n21が直列
接続されると共に、トランスT1の二次側巻線n2に対し
て二次側巻線n22が並列接続される補助トランスT2
と、この一次側巻線n21に直列接続されると共に、前記
スイッチングトランジスタ3に対して並列接続されるコ
ンデンサC4と、前記トランスT1、補助トランスT2に
誘起される出力電流を整流・平滑化して出力する整流平
滑回路6と、この出力された直流電圧Voに基づく帰還
信号でスイッチングトランジスタ3をパルス幅変調(P
WM)制御するPWM制御部7とを備える構成である。
【0017】このPWM制御部7は、商用交流電源10
0から供給される交流電圧Vinの商用周波数より高い
(例えば、60Hzに対して600Hz)周波数で帰還
制御し、前記直流電圧Voの増減に反比例するようにP
WM制御を実行する構成である。次に本実施形態に係る
AC−DCコンバータのAC−DC変換動作について説
明する。まず、商用交流電源100から交流電圧Vi
n、交流電流iinが入力され、この交流電流iinを整流
回路2が整流して低周波の脈流電圧を生成する。この低
周波の脈流電圧がスイッチングトランジスタ3及びトラ
ンスT1に入力され、このスイッチングトランジスタ3
は高周波レベル(例えば、スイッチング周波数20kH
z以上)のスイッチングにより前記低周波の脈流電圧か
ら高周波の交流電流を生成する。
0から供給される交流電圧Vinの商用周波数より高い
(例えば、60Hzに対して600Hz)周波数で帰還
制御し、前記直流電圧Voの増減に反比例するようにP
WM制御を実行する構成である。次に本実施形態に係る
AC−DCコンバータのAC−DC変換動作について説
明する。まず、商用交流電源100から交流電圧Vi
n、交流電流iinが入力され、この交流電流iinを整流
回路2が整流して低周波の脈流電圧を生成する。この低
周波の脈流電圧がスイッチングトランジスタ3及びトラ
ンスT1に入力され、このスイッチングトランジスタ3
は高周波レベル(例えば、スイッチング周波数20kH
z以上)のスイッチングにより前記低周波の脈流電圧か
ら高周波の交流電流を生成する。
【0018】このトランスT1は一次側巻線n1、二次側
巻線n2の巻数比に応じて入力された高周波の交流を昇
圧・降圧する。他方、前記高周波の交流が補助トランス
T2の一次側巻線を介してコンデンサC4に充電され、こ
のコンデンサC4は低周波の脈流電圧における波形の谷
部分で充電された電荷を放出し、放出電流ic2を出力す
る。
巻線n2の巻数比に応じて入力された高周波の交流を昇
圧・降圧する。他方、前記高周波の交流が補助トランス
T2の一次側巻線を介してコンデンサC4に充電され、こ
のコンデンサC4は低周波の脈流電圧における波形の谷
部分で充電された電荷を放出し、放出電流ic2を出力す
る。
【0019】この放出電流ic2が補助トランスT2の一
次側巻線に入力され、この補助トランスT2は放出電流
ic2により二次側巻線に誘起される交流電流を出力す
る。この補助トランスT2からの交流電流ic21と前記ト
ランスT1から出力される放出電流i2(放出電流i1を
トランスT1の巻数比の逆数倍した電流に相当する。)
とが加算され、整流平滑回路6を介して図2に示すよう
にリプル分△Voが極力抑制された直流電圧Voが出力さ
れることとなる。
次側巻線に入力され、この補助トランスT2は放出電流
ic2により二次側巻線に誘起される交流電流を出力す
る。この補助トランスT2からの交流電流ic21と前記ト
ランスT1から出力される放出電流i2(放出電流i1を
トランスT1の巻数比の逆数倍した電流に相当する。)
とが加算され、整流平滑回路6を介して図2に示すよう
にリプル分△Voが極力抑制された直流電圧Voが出力さ
れることとなる。
【0020】(本発明の第2の実施形態)本発明の第2
の実施形態に係るAC−DCコンバータを図3及び図4
に基づいて説明する。この図3は本実施形態に係るAC
−DCコンバータの全体回路構成図、図4は図3記載の
AC−DCコンバータにおける動作のタイミングチャー
トを示す。
の実施形態に係るAC−DCコンバータを図3及び図4
に基づいて説明する。この図3は本実施形態に係るAC
−DCコンバータの全体回路構成図、図4は図3記載の
AC−DCコンバータにおける動作のタイミングチャー
トを示す。
【0021】前記各図において本実施形態に係るAC−
DCコンバータは、前記図1に記載の第1の実施形態に
係るAC−DCコンバータと同様に商用交流電源1、整
流回路2、スイッチングトランジスタ3、トランスT
1、補助トランスT2、コンデンサC4、整流平滑回路6
及びPWM制御部7を共通して備え、この構成に加え、
前記スイッチングトランジスタ3に対して並列に接続さ
れ、このスイッチングトランジスタ3のターンオン・タ
ーンオフの動作に連動して相補的にターンオン・ターン
オフするようにPWM制御部7により制御されるアクテ
ィブスナバ回路5を備える構成である。
DCコンバータは、前記図1に記載の第1の実施形態に
係るAC−DCコンバータと同様に商用交流電源1、整
流回路2、スイッチングトランジスタ3、トランスT
1、補助トランスT2、コンデンサC4、整流平滑回路6
及びPWM制御部7を共通して備え、この構成に加え、
前記スイッチングトランジスタ3に対して並列に接続さ
れ、このスイッチングトランジスタ3のターンオン・タ
ーンオフの動作に連動して相補的にターンオン・ターン
オフするようにPWM制御部7により制御されるアクテ
ィブスナバ回路5を備える構成である。
【0022】このアクティブスナバ回路5は、MOS−
FETトランジスタからなる補助スイッチングMOS−
FETQ2と、この補助スイッチングMOS−FETQ2
の後段側に直列に接続されるスナバコンデンサC5とを
備える構成である。この補助スイッチングMOS−FE
TQ2は、寄生容量として発生する寄生コンデンサCs2
が並列に接続され、ボディダイオードとして発生するダ
イオードDs2が並列逆バイアスで接続される構成であ
る。
FETトランジスタからなる補助スイッチングMOS−
FETQ2と、この補助スイッチングMOS−FETQ2
の後段側に直列に接続されるスナバコンデンサC5とを
備える構成である。この補助スイッチングMOS−FE
TQ2は、寄生容量として発生する寄生コンデンサCs2
が並列に接続され、ボディダイオードとして発生するダ
イオードDs2が並列逆バイアスで接続される構成であ
る。
【0023】前記スイッチングトランジスタ30は、M
OS−FETトランジスタからなる主スイッチングMO
S−FETQ1からなり、この主スイッチングMOS−
FETQ1に寄生容量として発生する寄生コンデンサCs
1が並列に接続され、ボディダイオードとして発生する
ダイオードDs1が並列逆バイアスで接続される構成であ
る。
OS−FETトランジスタからなる主スイッチングMO
S−FETQ1からなり、この主スイッチングMOS−
FETQ1に寄生容量として発生する寄生コンデンサCs
1が並列に接続され、ボディダイオードとして発生する
ダイオードDs1が並列逆バイアスで接続される構成であ
る。
【0024】前記PWM制御部7は、前記第1の実施形
態の場合と同様に、設定されたパルス幅DTsとするPW
M制御に基づく駆動信号で主スイッチングMOS−FE
TQ1を駆動制御し、さらにこの制御信号を所定の遅延
時間に相当するデットタイムt1、t2及びt6、t7を内
蔵する遅延回路で生成させ、この生成された駆動信号を
内蔵するインバータで反転させて前記補助スイッチング
MOS−FETQ2を制御する構成である。
態の場合と同様に、設定されたパルス幅DTsとするPW
M制御に基づく駆動信号で主スイッチングMOS−FE
TQ1を駆動制御し、さらにこの制御信号を所定の遅延
時間に相当するデットタイムt1、t2及びt6、t7を内
蔵する遅延回路で生成させ、この生成された駆動信号を
内蔵するインバータで反転させて前記補助スイッチング
MOS−FETQ2を制御する構成である。
【0025】次に、前記構成に基づく本実施形態に係る
AC−DCコンバータのAC−DC変換動作を低周波領
域の動作と高周波領域の動作に分けて説明する。まず、
低周波領域の動作において、図2に示すように商用交流
電源100から供給される商用低周波数の交流電流iin
(交流電圧Vin)がノイズフィルタ1及び整流回路2
に入力されて、脈流電圧に整流される。
AC−DCコンバータのAC−DC変換動作を低周波領
域の動作と高周波領域の動作に分けて説明する。まず、
低周波領域の動作において、図2に示すように商用交流
電源100から供給される商用低周波数の交流電流iin
(交流電圧Vin)がノイズフィルタ1及び整流回路2
に入力されて、脈流電圧に整流される。
【0026】この脈流電圧がトランスT1及びスイッチ
ングトランジスタ30に入力され、このスイッチングト
ランジスタ30の主スイッチングMOS−FETQ1は
高周波レベル(例えば、20kHz以上)のタイミング
でスイッチング動作を行い、高周波のパルス電流i1に
変換する。この変換された脈流の振幅をもつ高周波の交
流パルス電流i1をトランスT1で所定電圧に昇圧・降圧
させて整流平滑回路6を介して負荷(図示を省略)側に
直流電圧Voを出力する。
ングトランジスタ30に入力され、このスイッチングト
ランジスタ30の主スイッチングMOS−FETQ1は
高周波レベル(例えば、20kHz以上)のタイミング
でスイッチング動作を行い、高周波のパルス電流i1に
変換する。この変換された脈流の振幅をもつ高周波の交
流パルス電流i1をトランスT1で所定電圧に昇圧・降圧
させて整流平滑回路6を介して負荷(図示を省略)側に
直流電圧Voを出力する。
【0027】また、スイッチングトランジスタ30の主
スイッチングMOS−FETQ1がターンオフする際
に、トランスT1及び補助トランスT2の寄生インダクタ
ンスにより生じるサージエネルギーがアクティブスナバ
回路5のスナバコンデンサC5及びコンデンサC4に充電
される。この充電された電荷は、前記トランスT1から
出力される脈流の振幅をもつ高周波の交流パルス電流i
1における波形の谷の部分を補償するように補助トラン
スT2の一次側巻線から出力され、整流平滑回路6を介
して負荷側に出力される。
スイッチングMOS−FETQ1がターンオフする際
に、トランスT1及び補助トランスT2の寄生インダクタ
ンスにより生じるサージエネルギーがアクティブスナバ
回路5のスナバコンデンサC5及びコンデンサC4に充電
される。この充電された電荷は、前記トランスT1から
出力される脈流の振幅をもつ高周波の交流パルス電流i
1における波形の谷の部分を補償するように補助トラン
スT2の一次側巻線から出力され、整流平滑回路6を介
して負荷側に出力される。
【0028】次に、高周波領域の動作は図4に示すよう
に、まず、動作期間t1は、主スイッチングMOS−F
ETQ1がオンになり、アクティブスナバ回路5の補助
スイッチングMOS−FETQ2がオフとなる期間であ
る。この場合、トランスT1に励磁電流が流れ、一次側巻
線にエネルギーを蓄積する。同時に、コンデンサC4の蓄
積エネルギーにより補助トランスT2に励磁電流が流
れ、この補助トランスT2の一次側巻線にエネルギーを
蓄積する。
に、まず、動作期間t1は、主スイッチングMOS−F
ETQ1がオンになり、アクティブスナバ回路5の補助
スイッチングMOS−FETQ2がオフとなる期間であ
る。この場合、トランスT1に励磁電流が流れ、一次側巻
線にエネルギーを蓄積する。同時に、コンデンサC4の蓄
積エネルギーにより補助トランスT2に励磁電流が流
れ、この補助トランスT2の一次側巻線にエネルギーを
蓄積する。
【0029】動作期間t2、t3は、主スイッチングMO
S−FETQ1及び補助スイッチングMOS−FETQ2
が共にオフしているデットタイムの期間である。この主
スイッチングMOS−FETQ1の寄生コンデンサCsに
充電電流が流れ、この寄生コンデンサCsの充電が終了
すると、出力ダイオードD61がターンオンになり、トラン
スT1の一次側に蓄積されたエネルギーが負荷側に移
る。続いて、主スイッチングMOS−FETQ1に生じる
サージエネルギーは、補助スイッチングMOS−FET
Q2のボディダイオードDs2を通りコンデンサC4、コン
デンサC5に吸収される。一方、補助トランスT2の寄生
インダクタンスにより生じるサージエネルギーは、ボデ
ィダイオードDs2−コンデンサC5のルートを通りコン
デンサC5に吸収される。従って、主スイッチングMO
S−FETQ1両端の電圧がクランプされることとな
る。
S−FETQ1及び補助スイッチングMOS−FETQ2
が共にオフしているデットタイムの期間である。この主
スイッチングMOS−FETQ1の寄生コンデンサCsに
充電電流が流れ、この寄生コンデンサCsの充電が終了
すると、出力ダイオードD61がターンオンになり、トラン
スT1の一次側に蓄積されたエネルギーが負荷側に移
る。続いて、主スイッチングMOS−FETQ1に生じる
サージエネルギーは、補助スイッチングMOS−FET
Q2のボディダイオードDs2を通りコンデンサC4、コン
デンサC5に吸収される。一方、補助トランスT2の寄生
インダクタンスにより生じるサージエネルギーは、ボデ
ィダイオードDs2−コンデンサC5のルートを通りコン
デンサC5に吸収される。従って、主スイッチングMO
S−FETQ1両端の電圧がクランプされることとな
る。
【0030】動作期間t4、t5は、スイッチングトラン
ジスタ30の主スイッチングMOS−FETQ1がオフ
状態で、アクティブスナバ回路5の補助スイッチングM
OS−FETQ2がオン状態の期間である。この期間に
おいて補助スイッチングMOS−FETQ2のボディダ
イオードDs2がオンしている期間に補助スイッチングM
OS−FETQ2をターンオンすることにより、ゼロ電
圧スイッチングが実現されている。
ジスタ30の主スイッチングMOS−FETQ1がオフ
状態で、アクティブスナバ回路5の補助スイッチングM
OS−FETQ2がオン状態の期間である。この期間に
おいて補助スイッチングMOS−FETQ2のボディダ
イオードDs2がオンしている期間に補助スイッチングM
OS−FETQ2をターンオンすることにより、ゼロ電
圧スイッチングが実現されている。
【0031】また、トランスT1の二次側巻線において出
力ダイオードD61のオンが続いて負荷側にエネルギーが
伝達されつづけている。この期間に、ダイオードD62が
ターンオンされ、補助トランスT2に蓄積されたエネル
ギー(コンデンサC4の電荷によるエネルギー)が負荷
側に出力される。コンデンサC5に蓄積されているサー
ジエネルギーもこの期間中に負荷側に出力される。この
期間に補助トランスT2から出力される各エネルギーが
低周波リプルを補償することになるため、出力電圧の低
周波リプルが小さく抑えられることとなる。
力ダイオードD61のオンが続いて負荷側にエネルギーが
伝達されつづけている。この期間に、ダイオードD62が
ターンオンされ、補助トランスT2に蓄積されたエネル
ギー(コンデンサC4の電荷によるエネルギー)が負荷
側に出力される。コンデンサC5に蓄積されているサー
ジエネルギーもこの期間中に負荷側に出力される。この
期間に補助トランスT2から出力される各エネルギーが
低周波リプルを補償することになるため、出力電圧の低
周波リプルが小さく抑えられることとなる。
【0032】動作期間t6は、補助スイッチングMOS
−FETQ2のオン状態が続いているため、補助トラン
スT2に励磁電流が流れている。この期間の後に補助ス
イッチングMOS−FETQ2をターンオフすることに
より、動作期間t7で主スイッチングMOS−FETQ1
の寄生コンデンサCs1に蓄積されているエネルギーを引
き抜く。
−FETQ2のオン状態が続いているため、補助トラン
スT2に励磁電流が流れている。この期間の後に補助ス
イッチングMOS−FETQ2をターンオフすることに
より、動作期間t7で主スイッチングMOS−FETQ1
の寄生コンデンサCs1に蓄積されているエネルギーを引
き抜く。
【0033】動作期間t8は、主スイッチングMOS−
FETQ1の寄生コンデンサCs1の放電が終了すると、
主スイッチングMOS−FETQ1のボディダイオード
Ds1がターンオンされ、このボディダイオードDs1のオ
ン期間に主スイッチングMOS−FETQ1をターンオ
ンすることによりゼロ電圧スイッチングが行われる。な
お、前記各実施形態に係るAC−DCコンバータにおい
ては、スイッチングトランジスタをMOS−FETで構
成したが、バイポーラトランジスタ、IGBT等で構成
することもできる。この場合にはダイオードを逆並列接
続する必要がある。
FETQ1の寄生コンデンサCs1の放電が終了すると、
主スイッチングMOS−FETQ1のボディダイオード
Ds1がターンオンされ、このボディダイオードDs1のオ
ン期間に主スイッチングMOS−FETQ1をターンオ
ンすることによりゼロ電圧スイッチングが行われる。な
お、前記各実施形態に係るAC−DCコンバータにおい
ては、スイッチングトランジスタをMOS−FETで構
成したが、バイポーラトランジスタ、IGBT等で構成
することもできる。この場合にはダイオードを逆並列接
続する必要がある。
【0034】また、前記各実施形態に係るAC−DCコ
ンバータの補助トランスT2の各一次側・二次側の巻線
における各極性関係以外に任意の極性の組合せとするこ
ともできる。また、前記各実施形態に係るAC−DCコ
ンバータのスイッチングトランジスタ3をPWM制御部
7でPWM制御により駆動制御する構成としたが、その
他の制御方式、例えば周波数制御で帰還制御する構成と
することもできる。
ンバータの補助トランスT2の各一次側・二次側の巻線
における各極性関係以外に任意の極性の組合せとするこ
ともできる。また、前記各実施形態に係るAC−DCコ
ンバータのスイッチングトランジスタ3をPWM制御部
7でPWM制御により駆動制御する構成としたが、その
他の制御方式、例えば周波数制御で帰還制御する構成と
することもできる。
【0035】また、前記第2実施形態に係るAC−DC
コンバータにおけるアクティブスナバ回路5は、前記ス
イッチングトランジスタ3に対して並列に接続され、こ
のスイッチングトランジスタ3のターンオン・ターンオ
フの動作に連動して相補的にターンオン・ターンオフす
るようにPWM制御部7により制御される構成とした
が、スイッチングトランジスタ3及びコンデンサC4に
対して並列に接続する構成とすることもできる。この場
合においても前記と同様にPWM制御部7により制御さ
れ、同様の作用・効果を奏する。
コンバータにおけるアクティブスナバ回路5は、前記ス
イッチングトランジスタ3に対して並列に接続され、こ
のスイッチングトランジスタ3のターンオン・ターンオ
フの動作に連動して相補的にターンオン・ターンオフす
るようにPWM制御部7により制御される構成とした
が、スイッチングトランジスタ3及びコンデンサC4に
対して並列に接続する構成とすることもできる。この場
合においても前記と同様にPWM制御部7により制御さ
れ、同様の作用・効果を奏する。
【0036】なお、トランスT1、補助トランスT2の出
力側に接続されるダイオードD61、D62は、MOS−F
ETトランジスタに置換えて同期整流方式で構成するこ
ともできる。
力側に接続されるダイオードD61、D62は、MOS−F
ETトランジスタに置換えて同期整流方式で構成するこ
ともできる。
【0037】
【発明の効果】 本発明においては、整流回路で変換さ
れた脈流の直流電流からスイッチングトランジスタによ
り高周波交流電流を生成し、この交流の電圧を所定値に
昇圧又は降圧するトランスと補助トランスとの各一次側
巻線を直列接続すると共に、各二次側巻線を並列接続
し、この補助トランスの一次側巻線に対して直列且つ前
記スイッチングトランジスタに対して並列にコンデンサ
を接続し、前記トランス及び補助トランスから整流平滑
回路を介して出力される直流電流に基づいてスイッチン
グトランジスタを帰還制御手段が制御するようにしてい
るので、コンデンサに充電された電荷を脈流の谷の部分
で補助トランスを介して出力側へ放出できることとな
り、出力側におけるの直流電流又は電圧の出力リプルを
極力小さく抑制できる。また、この回路構成により、出
力リプルを極力小さく維持した状態で入力電流の波形歪
みを小さくして力率改善を図ることができるという効果
を奏する。
れた脈流の直流電流からスイッチングトランジスタによ
り高周波交流電流を生成し、この交流の電圧を所定値に
昇圧又は降圧するトランスと補助トランスとの各一次側
巻線を直列接続すると共に、各二次側巻線を並列接続
し、この補助トランスの一次側巻線に対して直列且つ前
記スイッチングトランジスタに対して並列にコンデンサ
を接続し、前記トランス及び補助トランスから整流平滑
回路を介して出力される直流電流に基づいてスイッチン
グトランジスタを帰還制御手段が制御するようにしてい
るので、コンデンサに充電された電荷を脈流の谷の部分
で補助トランスを介して出力側へ放出できることとな
り、出力側におけるの直流電流又は電圧の出力リプルを
極力小さく抑制できる。また、この回路構成により、出
力リプルを極力小さく維持した状態で入力電流の波形歪
みを小さくして力率改善を図ることができるという効果
を奏する。
【0038】また、本発明においては、スイッチングト
ランジスタを帰還制御手段が交流電源の周波数より高い
周波数で帰還制御を行うようにしているので、出力変動
分の応答が遅くなり、出力リプルを有する直流電流の山
の部分に基づく帰還信号によりスイッチングトランジス
タが交流電流のピーク値を低くし、出力リプルを有する
直流電流の谷の部分に基づく帰還信号によりスイッチン
グトランジスタが交流電流を高くするように駆動制御さ
れることとなり出力の直流電流におけるリプルをより確
実に抑制することができるという効果を有する。
ランジスタを帰還制御手段が交流電源の周波数より高い
周波数で帰還制御を行うようにしているので、出力変動
分の応答が遅くなり、出力リプルを有する直流電流の山
の部分に基づく帰還信号によりスイッチングトランジス
タが交流電流のピーク値を低くし、出力リプルを有する
直流電流の谷の部分に基づく帰還信号によりスイッチン
グトランジスタが交流電流を高くするように駆動制御さ
れることとなり出力の直流電流におけるリプルをより確
実に抑制することができるという効果を有する。
【0039】また、本発明においては、スイッチングト
ランジスタに並列接続される補助スイッチングトランジ
スタを、スイッチングトランジスタと相補的に駆動制御
することにより、トランス及び補助トランスの寄生イン
ダクタンスによるサージエネルギーをコンデンサ及び補
助コンデンサに充電し、この充電した電荷を補助トラン
スを介して出力側へ回生できることとなり、AC−DC
の変換効率を向上させると共に、力率改善を図ることが
できるという効果を有する。
ランジスタに並列接続される補助スイッチングトランジ
スタを、スイッチングトランジスタと相補的に駆動制御
することにより、トランス及び補助トランスの寄生イン
ダクタンスによるサージエネルギーをコンデンサ及び補
助コンデンサに充電し、この充電した電荷を補助トラン
スを介して出力側へ回生できることとなり、AC−DC
の変換効率を向上させると共に、力率改善を図ることが
できるという効果を有する。
【0040】また、本発明においては、スイッチングト
ランジスタがゼロ電圧スイッチングとなるように、補助
スイッチングトランジスタを駆動制御することから、ス
イッチングトランジスタをトランス及び補助トランスの
寄生インダクタンスによるサージ電圧から保護できると
共に高効率化を達成できるという効果を有する。
ランジスタがゼロ電圧スイッチングとなるように、補助
スイッチングトランジスタを駆動制御することから、ス
イッチングトランジスタをトランス及び補助トランスの
寄生インダクタンスによるサージ電圧から保護できると
共に高効率化を達成できるという効果を有する。
【図1】本発明の第1の実施形態に係るAC−DCコン
バータの全体回路構成図である。
バータの全体回路構成図である。
【図2】図1記載のAC−DCコンバータの低周波領域
における動作のタイミングチャートである。
における動作のタイミングチャートである。
【図3】本発明の第2の実施形態に係るAC−DCコン
バータの全体回路構成図である。
バータの全体回路構成図である。
【図4】図3記載のAC−DCコンバータにおける動作
のタイミングチャートである。
のタイミングチャートである。
【図5】従来のAC−DCコンバータの全体回路構成図
である。
である。
【図6】図5に記載のスイッチングトランジスタを制御
する制御回路構成図である。
する制御回路構成図である。
【図7】図5に記載のAC−DCコンバータのタイミン
グチャートである。
グチャートである。
1 ノイズフィルタ
2 整流回路
3 スイッチングトランジスタ
5 アクティブスナバ回路
6、60 整流平滑回路
7 PWM制御部
8 充電回路
9 制御回路
71 遅延回路
72 インバータ
100 交流電源
─────────────────────────────────────────────────────
フロントページの続き
(72)発明者 森山 展行
佐賀県佐賀市久保泉町大字下和泉一本栗
3144−1 リコー計器株式会社内
(56)参考文献 特開 平8−294278(JP,A)
特開 平2−168856(JP,A)
(58)調査した分野(Int.Cl.7,DB名)
H02M 7/12
H02M 3/28
Claims (4)
- 【請求項1】 電源側から供給される交流電流を整流回
路で脈流の直流電流に変換し、当該直流電流をスイッチ
ングトランジスタで高周波交流電流に変換し、当該高周
波交流の電圧をトランスで昇圧又は降圧して出力し、当
該昇圧又は降圧した高周波交流を整流平滑回路を通して
直流電流を出力するAC−DCコンバータにおいて、 前記トランスの一次側巻線に対して一次側巻線が直列に
接続され、前記トランスの二次側巻線に対して二次側巻
線が並列に接続され、当該各二次側巻線に誘起される各
高周波交流を加算させて前記整流平滑回路へ出力する補
助トランスと、 前記補助トランスの一次側巻線に直列に接続され、前記
スイッチングトランジスタに並列に接続され、充電され
た電荷を出力側における脈流の直流電流の谷部分で前記
補助トランスを介して出力側へ放出するコンデンサと、 前記出力される直流の電圧値、電流値又は当該各変化分
に基づいて前記スイッチングトランジスタを帰還制御す
る帰還制御手段とを備えることを特徴とするAC−DC
コンバータ。 - 【請求項2】 前記請求項1に記載のAC−DCコンバ
ータにおいて、 前記帰還制御手段が、前記電源から供給される交流電圧
の周波数より高い周波数で帰還制御することを特徴とす
るAC−DCコンバータ。 - 【請求項3】 前記請求項1ないし2のいずれかに記載
のAC−DCコンバータにおいて、 前記スイッチングトランジスタ及び補助トランスの一次
側巻線に対して並列に接続されると共に、前記コンデン
サに対して直列に接続され、当該スイッチングトランジ
スタのオン・オフ動作に連動して相補的なオン・オフ動
作となるように制御される補助スイッチングトランジス
タと、 前記補助スイッチングトランジスタに直列に接続される
と共に、前記スイッチングトランジスタ及び補助トラン
スの一次巻線に並列に接続される補助コンデンサとを備
えることを特徴とするAC−DCコンバータ。 - 【請求項4】 前記請求項3に記載のAC−DCコンバ
ータにおいて、 前記補助スイッチングトランジスタが、前記補助コンデ
ンサに充電された電荷を利用して前記スイッチングトラ
ンジスタをゼロ電圧スイッチングでターンオン動作する
ように制御されることを特徴とするAC−DCコンバー
タ。
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---|---|---|---|
JP2000239103A JP3496069B2 (ja) | 2000-08-07 | 2000-08-07 | Ac−dcコンバータ |
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---|---|---|---|
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---|---|
JP2002058249A JP2002058249A (ja) | 2002-02-22 |
JP3496069B2 true JP3496069B2 (ja) | 2004-02-09 |
Family
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Family Applications (1)
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JP2010200512A (ja) * | 2009-02-26 | 2010-09-09 | Fujitsu Telecom Networks Ltd | スイッチング電源装置 |
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CN111788768B (zh) * | 2018-03-08 | 2024-01-02 | 三菱电机株式会社 | 电力变换装置 |
-
2000
- 2000-08-07 JP JP2000239103A patent/JP3496069B2/ja not_active Expired - Fee Related
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