JP3496069B2 - Ａｃ−ｄｃコンバータ - Google Patents
Ａｃ−ｄｃコンバータInfo
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- JP3496069B2 JP3496069B2 JP2000239103A JP2000239103A JP3496069B2 JP 3496069 B2 JP3496069 B2 JP 3496069B2 JP 2000239103 A JP2000239103 A JP 2000239103A JP 2000239103 A JP2000239103 A JP 2000239103A JP 3496069 B2 JP3496069 B2 JP 3496069B2
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、交流電流を直流電
流に変換して出力するＡＣ−ＤＣコンバータに関し、特
に入力の高力率化及び出力される直流電流の安定化を図
るＡＣ−ＤＣコンバータに関する。
流に変換して出力するＡＣ−ＤＣコンバータに関し、特
に入力の高力率化及び出力される直流電流の安定化を図
るＡＣ−ＤＣコンバータに関する。
【０００２】
【従来の技術】従来、この種のＡＣ−ＤＣコンバータと
して図５ないし図７に示すものがあった。この図５は従
来のＡＣ−ＤＣコンバータの全体回路構成図、図６は図
５に記載のスイッチングトランジスタを制御する制御回
路の構成図、図７は図５に記載のＡＣ−ＤＣコンバータ
のタイミングチャートを示す。
して図５ないし図７に示すものがあった。この図５は従
来のＡＣ−ＤＣコンバータの全体回路構成図、図６は図
５に記載のスイッチングトランジスタを制御する制御回
路の構成図、図７は図５に記載のＡＣ−ＤＣコンバータ
のタイミングチャートを示す。
【０００３】同図において従来のＡＣ−ＤＣコンバータ
は、商用交流電流ｉinを供給する交流電源１００と、こ
の交流電流ｉinのノイズ成分をフィルタリング処理する
ノイズフィルタ１と、このフィルタリング処理された交
流電流を整流するダイオードのブリッジ回路からなる整
流回路２と、この整流された直流電流を所定のタイミン
グで充電する充電回路８と、前記整流回路２から出力さ
れる直流電流を高周波交流電流に変換するスイッチング
トランジスタＱ1と、前記充電回路８のコンデンサＣ8の
充放電を制御するスイッチングトランジスタＱ3、Ｑ4
と、前記スイッチングトランジスタＱ1で変換された交
流電流を差数比ｎ11：ｎ2で変圧して交流電流を出力す
るトランスＴ1と、このトランスＴ1から出力される交流
電流を整流平滑化して出力する整流平滑回路６０とを備
える構成である。
は、商用交流電流ｉinを供給する交流電源１００と、こ
の交流電流ｉinのノイズ成分をフィルタリング処理する
ノイズフィルタ１と、このフィルタリング処理された交
流電流を整流するダイオードのブリッジ回路からなる整
流回路２と、この整流された直流電流を所定のタイミン
グで充電する充電回路８と、前記整流回路２から出力さ
れる直流電流を高周波交流電流に変換するスイッチング
トランジスタＱ1と、前記充電回路８のコンデンサＣ8の
充放電を制御するスイッチングトランジスタＱ3、Ｑ4
と、前記スイッチングトランジスタＱ1で変換された交
流電流を差数比ｎ11：ｎ2で変圧して交流電流を出力す
るトランスＴ1と、このトランスＴ1から出力される交流
電流を整流平滑化して出力する整流平滑回路６０とを備
える構成である。
【０００４】前記スイッチングトランジスタＱ1、Ｑ3、
Ｑ4のターンオン・ターンオフ動作を制御回路９が制御
し、この制御回路９は、前記交流電源１００の入力電圧
Ｖｉと、充電回路８のコンデンサＣ8の充電電圧と、イ
ンダクタンスＬ8の電流ｉLiと、出力電圧Ｖoとが各々入
力され、この各入力に基づいて演算処理して前記スイッ
チングトランジスタＱ1、Ｑ3、Ｑ4へ制御信号を出力す
る構成である。
Ｑ4のターンオン・ターンオフ動作を制御回路９が制御
し、この制御回路９は、前記交流電源１００の入力電圧
Ｖｉと、充電回路８のコンデンサＣ8の充電電圧と、イ
ンダクタンスＬ8の電流ｉLiと、出力電圧Ｖoとが各々入
力され、この各入力に基づいて演算処理して前記スイッ
チングトランジスタＱ1、Ｑ3、Ｑ4へ制御信号を出力す
る構成である。
【０００５】次に、前記構成に基づく従来のＡＣ−ＤＣ
コンバータのＡＣ−ＤＣの変換動作について説明する。
前記入力電圧Ｖi及び入力電流Ｉiに基づく入力電力Ｐi
は出力電力Ｐoに対して上下に変動しており、この入力
電力Ｐiが出力電力Ｐoより高い値である場合には、図７
（Ａ）に示すように制御され充電回路８のコンデンサＣ
8に電流ｉcsが流れて、電荷がチャージされることとな
る。
コンバータのＡＣ−ＤＣの変換動作について説明する。
前記入力電圧Ｖi及び入力電流Ｉiに基づく入力電力Ｐi
は出力電力Ｐoに対して上下に変動しており、この入力
電力Ｐiが出力電力Ｐoより高い値である場合には、図７
（Ａ）に示すように制御され充電回路８のコンデンサＣ
8に電流ｉcsが流れて、電荷がチャージされることとな
る。
【０００６】また、前記入力電力Ｐiが出力電力Ｐoより
低い値である場合には、前記コンデンサＣ8にチャージ
された電荷が放出され、出力電圧Ｖoのリプルにより生
じる谷の部分を前記放出された電荷による電圧で補充し
てリプル電圧をより小さくしている。
低い値である場合には、前記コンデンサＣ8にチャージ
された電荷が放出され、出力電圧Ｖoのリプルにより生
じる谷の部分を前記放出された電荷による電圧で補充し
てリプル電圧をより小さくしている。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】従来のＡＣ−ＤＣコン
バータは以上のように構成されていたことから、三つの
スイッチングトランジスタＱ1、Ｑ3、Ｑ4を配設し、こ
のスイッチングトランジスタＱ1、Ｑ3、Ｑ4を制御回路
９で個別に独立して制御しなければならず、回路構成が
複雑化すると共に、制御動作も複雑化するという課題を
有する。また、従来のＡＣ−ＤＣコンバータは、トラン
スＴ1で生じるサージエネルギーについては何ら考慮さ
れておらず、このサージエネルギーの影響を防止するた
めには、ＲＣスナバ等を別途接続しなければならない。
このようにＲＣスナバ等の抵抗によりサージエネルギー
を消費した場合には、ＡＣ−ＤＣの変換効率が極めて低
下するという課題を有する。
バータは以上のように構成されていたことから、三つの
スイッチングトランジスタＱ1、Ｑ3、Ｑ4を配設し、こ
のスイッチングトランジスタＱ1、Ｑ3、Ｑ4を制御回路
９で個別に独立して制御しなければならず、回路構成が
複雑化すると共に、制御動作も複雑化するという課題を
有する。また、従来のＡＣ−ＤＣコンバータは、トラン
スＴ1で生じるサージエネルギーについては何ら考慮さ
れておらず、このサージエネルギーの影響を防止するた
めには、ＲＣスナバ等を別途接続しなければならない。
このようにＲＣスナバ等の抵抗によりサージエネルギー
を消費した場合には、ＡＣ−ＤＣの変換効率が極めて低
下するという課題を有する。
【０００８】また、他の従来のＡＣ−ＤＣコンバータと
して、入力電源側の整流回路と入力コンデンサとの間に
力率改善型のコンバータを挿入し、前記入力コンデンサ
の後段にＡＣ−ＤＣコンバータを接続する二段式のもの
も存在するが、回路構成が大型化して電力効率も低下
し、製造コストが高くなるという課題を有する。また、
一段式のＡＣ−ＤＣコンバータで力率改善型コンバータ
を用いるものが存在するが、出力の電流又は電圧のリプ
ルが大きいという課題を有する。
して、入力電源側の整流回路と入力コンデンサとの間に
力率改善型のコンバータを挿入し、前記入力コンデンサ
の後段にＡＣ−ＤＣコンバータを接続する二段式のもの
も存在するが、回路構成が大型化して電力効率も低下
し、製造コストが高くなるという課題を有する。また、
一段式のＡＣ−ＤＣコンバータで力率改善型コンバータ
を用いるものが存在するが、出力の電流又は電圧のリプ
ルが大きいという課題を有する。
【０００９】本発明は、前記課題を解消するためになさ
れたもので、簡易な回路構成ででリプル分を極力抑制
し、変換効率及び力率改善を行うことができるＡＣ−Ｄ
Ｃコンバータを提供することを目的とする。
れたもので、簡易な回路構成ででリプル分を極力抑制
し、変換効率及び力率改善を行うことができるＡＣ−Ｄ
Ｃコンバータを提供することを目的とする。
【００１０】
【課題を解決するための手段】本発明に係るＡＣ−ＤＣ
コンバータは、電源側から供給される交流電流を整流回
路で脈流の直流電流に変換し、当該直流電流をスイッチ
ングトランジスタで高周波交流電流に変換し、当該高周
波交流の電圧をトランスで昇圧又は降圧して出力し、当
該昇圧又は降圧した高周波交流を整流平滑回路を通して
直流電流を出力するＡＣ−ＤＣコンバータにおいて、前
記トランスの一次側巻線に対して一次側巻線が直列に接
続され、前記トランスの二次側巻線に対して二次側巻線
が並列に接続され、当該各二次側巻線に誘起される各高
周波交流を加算させて前記整流平滑回路へ出力する補助
トランスと、前記補助トランスの一次側巻線に直列に接
続され、前記スイッチングトランジスタに並列に接続さ
れ、充電された電荷を出力側における脈流の直流電流の
谷部分で前記補助トランスを介して出力側へ放出するコ
ンデンサと、前記出力される直流の電圧値、電流値又は
当該各変化分に基づいて前記スイッチングトランジスタ
を帰還制御する帰還制御手段とを備えるものである。
コンバータは、電源側から供給される交流電流を整流回
路で脈流の直流電流に変換し、当該直流電流をスイッチ
ングトランジスタで高周波交流電流に変換し、当該高周
波交流の電圧をトランスで昇圧又は降圧して出力し、当
該昇圧又は降圧した高周波交流を整流平滑回路を通して
直流電流を出力するＡＣ−ＤＣコンバータにおいて、前
記トランスの一次側巻線に対して一次側巻線が直列に接
続され、前記トランスの二次側巻線に対して二次側巻線
が並列に接続され、当該各二次側巻線に誘起される各高
周波交流を加算させて前記整流平滑回路へ出力する補助
トランスと、前記補助トランスの一次側巻線に直列に接
続され、前記スイッチングトランジスタに並列に接続さ
れ、充電された電荷を出力側における脈流の直流電流の
谷部分で前記補助トランスを介して出力側へ放出するコ
ンデンサと、前記出力される直流の電圧値、電流値又は
当該各変化分に基づいて前記スイッチングトランジスタ
を帰還制御する帰還制御手段とを備えるものである。
【００１１】このように本発明においては、整流回路で
変換された脈流の直流電流からスイッチングトランジス
タにより高周波交流電流を生成し、この交流の電圧を所
定値に昇圧又は降圧するトランスと補助トランスとの各
一次側巻線を直列接続すると共に、各二次側巻線を並列
接続し、この補助トランスの一次側巻線に対して直列且
つ前記スイッチングトランジスタに対して並列にコンデ
ンサを接続し、前記トランス及び補助トランスから整流
平滑回路を介して出力される直流電流に基づいてスイッ
チングトランジスタを帰還制御手段が制御するようにし
ているので、コンデンサに充電された電荷を脈流の谷の
部分で補助トランスを介して出力側へ放出できることと
なり、出力側におけるの直流電流又は電圧の出力リプル
を極力小さく抑制できる。また、この回路構成により、
出力リプルを極力小さく維持した状態で入力電流の波形
歪みを小さくして力率改善を図ることができる。
変換された脈流の直流電流からスイッチングトランジス
タにより高周波交流電流を生成し、この交流の電圧を所
定値に昇圧又は降圧するトランスと補助トランスとの各
一次側巻線を直列接続すると共に、各二次側巻線を並列
接続し、この補助トランスの一次側巻線に対して直列且
つ前記スイッチングトランジスタに対して並列にコンデ
ンサを接続し、前記トランス及び補助トランスから整流
平滑回路を介して出力される直流電流に基づいてスイッ
チングトランジスタを帰還制御手段が制御するようにし
ているので、コンデンサに充電された電荷を脈流の谷の
部分で補助トランスを介して出力側へ放出できることと
なり、出力側におけるの直流電流又は電圧の出力リプル
を極力小さく抑制できる。また、この回路構成により、
出力リプルを極力小さく維持した状態で入力電流の波形
歪みを小さくして力率改善を図ることができる。
【００１２】また、本発明に係るＡＣ−ＤＣコンバータ
は必要に応じて、帰還制御手段が、前記電源から供給さ
れる交流電圧の周波数より高い周波数で帰還制御するも
のである。このように本発明においては、スイッチング
トランジスタを帰還制御手段が交流電源の周波数より高
い周波数で帰還制御を行うようにしているので、出力変
動分の応答が遅くなり、出力リプルを有する直流電流の
山の部分に基づく帰還信号によりスイッチングトランジ
スタが交流電流のピーク値を低くし、出力リプルを有す
る直流電流の谷の部分に基づく帰還信号によりスイッチ
ングトランジスタが交流電流を高くするように駆動制御
されることとなり出力の直流電流におけるリプルをより
確実に抑制することができる。
は必要に応じて、帰還制御手段が、前記電源から供給さ
れる交流電圧の周波数より高い周波数で帰還制御するも
のである。このように本発明においては、スイッチング
トランジスタを帰還制御手段が交流電源の周波数より高
い周波数で帰還制御を行うようにしているので、出力変
動分の応答が遅くなり、出力リプルを有する直流電流の
山の部分に基づく帰還信号によりスイッチングトランジ
スタが交流電流のピーク値を低くし、出力リプルを有す
る直流電流の谷の部分に基づく帰還信号によりスイッチ
ングトランジスタが交流電流を高くするように駆動制御
されることとなり出力の直流電流におけるリプルをより
確実に抑制することができる。
【００１３】また、本発明に係るＡＣ−ＤＣコンバータ
は必要に応じて、スイッチングトランジスタ及び補助ト
ランスの一次側巻線に対して並列に接続されると共に、
前記コンデンサに対して直列に接続され、当該スイッチ
ングトランジスタのオン・オフ動作に連動して相補的な
オン・オフ動作となるように制御される補助スイッチン
グトランジスタと、前記補助スイッチングトランジスタ
に直列に接続されると共に、前記スイッチングトランジ
スタ及び補助トランスの一次巻線に並列に接続される補
助コンデンサとを備えるものである。このように本発明
においては、スイッチングトランジスタに並列接続され
る補助スイッチングトランジスタを、スイッチングトラ
ンジスタと相補的に駆動制御することにより、トランス
及び補助トランスの寄生インダクタンスによるサージエ
ネルギーをコンデンサ及び補助コンデンサに充電し、こ
の充電した電荷を補助トランスを介して出力側へ回生で
きることとなり、ＡＣ−ＤＣの変換効率を向上させると
共に、力率改善を図ることができる。
は必要に応じて、スイッチングトランジスタ及び補助ト
ランスの一次側巻線に対して並列に接続されると共に、
前記コンデンサに対して直列に接続され、当該スイッチ
ングトランジスタのオン・オフ動作に連動して相補的な
オン・オフ動作となるように制御される補助スイッチン
グトランジスタと、前記補助スイッチングトランジスタ
に直列に接続されると共に、前記スイッチングトランジ
スタ及び補助トランスの一次巻線に並列に接続される補
助コンデンサとを備えるものである。このように本発明
においては、スイッチングトランジスタに並列接続され
る補助スイッチングトランジスタを、スイッチングトラ
ンジスタと相補的に駆動制御することにより、トランス
及び補助トランスの寄生インダクタンスによるサージエ
ネルギーをコンデンサ及び補助コンデンサに充電し、こ
の充電した電荷を補助トランスを介して出力側へ回生で
きることとなり、ＡＣ−ＤＣの変換効率を向上させると
共に、力率改善を図ることができる。
【００１４】また、本発明に係るＡＣ−ＤＣコンバータ
は必要に応じて、補助スイッチングトランジスタが、前
記補助コンデンサに充電された電荷を利用して前記スイ
ッチングトランジスタをゼロ電圧スイッチングでオン動
作するように制御されるものである。このように本発明
においては、スイッチングトランジスタがゼロ電圧スイ
ッチングとなるように、補助スイッチングトランジスタ
を駆動制御することから、スイッチングトランジスタを
トランス及び補助トランスの寄生インダクタンスによる
サージ電圧から保護できると共に高効率化を達成でき
る。
は必要に応じて、補助スイッチングトランジスタが、前
記補助コンデンサに充電された電荷を利用して前記スイ
ッチングトランジスタをゼロ電圧スイッチングでオン動
作するように制御されるものである。このように本発明
においては、スイッチングトランジスタがゼロ電圧スイ
ッチングとなるように、補助スイッチングトランジスタ
を駆動制御することから、スイッチングトランジスタを
トランス及び補助トランスの寄生インダクタンスによる
サージ電圧から保護できると共に高効率化を達成でき
る。
【００１５】
【発明の実施の形態】（本発明の第１の実施形態）以
下、本発明の第１の実施形態に係るＡＣ−ＤＣコンバー
タを図１及び図２に基づいて説明する。この図１は本実
施形態に係るＡＣ−ＤＣコンバータの全体回路構成図、
図２は図１記載のＡＣ−ＤＣコンバータの低周波領域に
おける動作のタイミングチャートを示す。
下、本発明の第１の実施形態に係るＡＣ−ＤＣコンバー
タを図１及び図２に基づいて説明する。この図１は本実
施形態に係るＡＣ−ＤＣコンバータの全体回路構成図、
図２は図１記載のＡＣ−ＤＣコンバータの低周波領域に
おける動作のタイミングチャートを示す。
【００１６】前記各図において本実施形態に係るＡＣ−
ＤＣコンバータは、商用交流電源１００から供給される
交流電流ｉinのノイズ成分を除去するノイズフィルタ１
と、このノイズ成分が除去された交流電流ｉinを整流す
るダイオードのブリッジ回路からなる整流回路２と、こ
の整流された脈流電流ｉ1から平均値が交流電流を生成
するように高周波スイッチングするＭＯＳ−ＦＥＴから
なるスイッチングトランジスタ３と、このスイッチング
トランジスタ３により生成された高周波の交流電圧を所
定の電圧値に昇圧・降圧するトランスＴ1と、このトラ
ンスＴ1の一次側巻線ｎ1に対して一次側巻線ｎ21が直列
接続されると共に、トランスＴ1の二次側巻線ｎ2に対し
て二次側巻線ｎ22が並列接続される補助トランスＴ2
と、この一次側巻線ｎ21に直列接続されると共に、前記
スイッチングトランジスタ３に対して並列接続されるコ
ンデンサＣ4と、前記トランスＴ1、補助トランスＴ2に
誘起される出力電流を整流・平滑化して出力する整流平
滑回路６と、この出力された直流電圧Ｖoに基づく帰還
信号でスイッチングトランジスタ３をパルス幅変調（Ｐ
ＷＭ）制御するＰＷＭ制御部７とを備える構成である。
ＤＣコンバータは、商用交流電源１００から供給される
交流電流ｉinのノイズ成分を除去するノイズフィルタ１
と、このノイズ成分が除去された交流電流ｉinを整流す
るダイオードのブリッジ回路からなる整流回路２と、こ
の整流された脈流電流ｉ1から平均値が交流電流を生成
するように高周波スイッチングするＭＯＳ−ＦＥＴから
なるスイッチングトランジスタ３と、このスイッチング
トランジスタ３により生成された高周波の交流電圧を所
定の電圧値に昇圧・降圧するトランスＴ1と、このトラ
ンスＴ1の一次側巻線ｎ1に対して一次側巻線ｎ21が直列
接続されると共に、トランスＴ1の二次側巻線ｎ2に対し
て二次側巻線ｎ22が並列接続される補助トランスＴ2
と、この一次側巻線ｎ21に直列接続されると共に、前記
スイッチングトランジスタ３に対して並列接続されるコ
ンデンサＣ4と、前記トランスＴ1、補助トランスＴ2に
誘起される出力電流を整流・平滑化して出力する整流平
滑回路６と、この出力された直流電圧Ｖoに基づく帰還
信号でスイッチングトランジスタ３をパルス幅変調（Ｐ
ＷＭ）制御するＰＷＭ制御部７とを備える構成である。
【００１７】このＰＷＭ制御部７は、商用交流電源１０
０から供給される交流電圧Ｖｉｎの商用周波数より高い
（例えば、６０Ｈｚに対して６００Ｈｚ）周波数で帰還
制御し、前記直流電圧Ｖoの増減に反比例するようにＰ
ＷＭ制御を実行する構成である。次に本実施形態に係る
ＡＣ−ＤＣコンバータのＡＣ−ＤＣ変換動作について説
明する。まず、商用交流電源１００から交流電圧Ｖｉ
ｎ、交流電流ｉinが入力され、この交流電流ｉinを整流
回路２が整流して低周波の脈流電圧を生成する。この低
周波の脈流電圧がスイッチングトランジスタ３及びトラ
ンスＴ1に入力され、このスイッチングトランジスタ３
は高周波レベル（例えば、スイッチング周波数２０ｋＨ
ｚ以上）のスイッチングにより前記低周波の脈流電圧か
ら高周波の交流電流を生成する。
０から供給される交流電圧Ｖｉｎの商用周波数より高い
（例えば、６０Ｈｚに対して６００Ｈｚ）周波数で帰還
制御し、前記直流電圧Ｖoの増減に反比例するようにＰ
ＷＭ制御を実行する構成である。次に本実施形態に係る
ＡＣ−ＤＣコンバータのＡＣ−ＤＣ変換動作について説
明する。まず、商用交流電源１００から交流電圧Ｖｉ
ｎ、交流電流ｉinが入力され、この交流電流ｉinを整流
回路２が整流して低周波の脈流電圧を生成する。この低
周波の脈流電圧がスイッチングトランジスタ３及びトラ
ンスＴ1に入力され、このスイッチングトランジスタ３
は高周波レベル（例えば、スイッチング周波数２０ｋＨ
ｚ以上）のスイッチングにより前記低周波の脈流電圧か
ら高周波の交流電流を生成する。
【００１８】このトランスＴ1は一次側巻線ｎ1、二次側
巻線ｎ2の巻数比に応じて入力された高周波の交流を昇
圧・降圧する。他方、前記高周波の交流が補助トランス
Ｔ2の一次側巻線を介してコンデンサＣ4に充電され、こ
のコンデンサＣ4は低周波の脈流電圧における波形の谷
部分で充電された電荷を放出し、放出電流ｉc2を出力す
る。
巻線ｎ2の巻数比に応じて入力された高周波の交流を昇
圧・降圧する。他方、前記高周波の交流が補助トランス
Ｔ2の一次側巻線を介してコンデンサＣ4に充電され、こ
のコンデンサＣ4は低周波の脈流電圧における波形の谷
部分で充電された電荷を放出し、放出電流ｉc2を出力す
る。
【００１９】この放出電流ｉc2が補助トランスＴ2の一
次側巻線に入力され、この補助トランスＴ2は放出電流
ｉc2により二次側巻線に誘起される交流電流を出力す
る。この補助トランスＴ2からの交流電流ｉc21と前記ト
ランスＴ1から出力される放出電流ｉ2（放出電流ｉ1を
トランスＴ1の巻数比の逆数倍した電流に相当する。）
とが加算され、整流平滑回路６を介して図２に示すよう
にリプル分△Ｖoが極力抑制された直流電圧Ｖoが出力さ
れることとなる。
次側巻線に入力され、この補助トランスＴ2は放出電流
ｉc2により二次側巻線に誘起される交流電流を出力す
る。この補助トランスＴ2からの交流電流ｉc21と前記ト
ランスＴ1から出力される放出電流ｉ2（放出電流ｉ1を
トランスＴ1の巻数比の逆数倍した電流に相当する。）
とが加算され、整流平滑回路６を介して図２に示すよう
にリプル分△Ｖoが極力抑制された直流電圧Ｖoが出力さ
れることとなる。
【００２０】（本発明の第２の実施形態）本発明の第２
の実施形態に係るＡＣ−ＤＣコンバータを図３及び図４
に基づいて説明する。この図３は本実施形態に係るＡＣ
−ＤＣコンバータの全体回路構成図、図４は図３記載の
ＡＣ−ＤＣコンバータにおける動作のタイミングチャー
トを示す。
の実施形態に係るＡＣ−ＤＣコンバータを図３及び図４
に基づいて説明する。この図３は本実施形態に係るＡＣ
−ＤＣコンバータの全体回路構成図、図４は図３記載の
ＡＣ−ＤＣコンバータにおける動作のタイミングチャー
トを示す。
【００２１】前記各図において本実施形態に係るＡＣ−
ＤＣコンバータは、前記図１に記載の第１の実施形態に
係るＡＣ−ＤＣコンバータと同様に商用交流電源１、整
流回路２、スイッチングトランジスタ３、トランスＴ
1、補助トランスＴ2、コンデンサＣ4、整流平滑回路６
及びＰＷＭ制御部７を共通して備え、この構成に加え、
前記スイッチングトランジスタ３に対して並列に接続さ
れ、このスイッチングトランジスタ３のターンオン・タ
ーンオフの動作に連動して相補的にターンオン・ターン
オフするようにＰＷＭ制御部７により制御されるアクテ
ィブスナバ回路５を備える構成である。
ＤＣコンバータは、前記図１に記載の第１の実施形態に
係るＡＣ−ＤＣコンバータと同様に商用交流電源１、整
流回路２、スイッチングトランジスタ３、トランスＴ
1、補助トランスＴ2、コンデンサＣ4、整流平滑回路６
及びＰＷＭ制御部７を共通して備え、この構成に加え、
前記スイッチングトランジスタ３に対して並列に接続さ
れ、このスイッチングトランジスタ３のターンオン・タ
ーンオフの動作に連動して相補的にターンオン・ターン
オフするようにＰＷＭ制御部７により制御されるアクテ
ィブスナバ回路５を備える構成である。
【００２２】このアクティブスナバ回路５は、ＭＯＳ−
ＦＥＴトランジスタからなる補助スイッチングＭＯＳ−
ＦＥＴＱ2と、この補助スイッチングＭＯＳ−ＦＥＴＱ2
の後段側に直列に接続されるスナバコンデンサＣ5とを
備える構成である。この補助スイッチングＭＯＳ−ＦＥ
ＴＱ2は、寄生容量として発生する寄生コンデンサＣs2
が並列に接続され、ボディダイオードとして発生するダ
イオードＤs2が並列逆バイアスで接続される構成であ
る。
ＦＥＴトランジスタからなる補助スイッチングＭＯＳ−
ＦＥＴＱ2と、この補助スイッチングＭＯＳ−ＦＥＴＱ2
の後段側に直列に接続されるスナバコンデンサＣ5とを
備える構成である。この補助スイッチングＭＯＳ−ＦＥ
ＴＱ2は、寄生容量として発生する寄生コンデンサＣs2
が並列に接続され、ボディダイオードとして発生するダ
イオードＤs2が並列逆バイアスで接続される構成であ
る。
【００２３】前記スイッチングトランジスタ３０は、Ｍ
ＯＳ−ＦＥＴトランジスタからなる主スイッチングＭＯ
Ｓ−ＦＥＴＱ1からなり、この主スイッチングＭＯＳ−
ＦＥＴＱ1に寄生容量として発生する寄生コンデンサＣs
1が並列に接続され、ボディダイオードとして発生する
ダイオードＤs1が並列逆バイアスで接続される構成であ
る。
ＯＳ−ＦＥＴトランジスタからなる主スイッチングＭＯ
Ｓ−ＦＥＴＱ1からなり、この主スイッチングＭＯＳ−
ＦＥＴＱ1に寄生容量として発生する寄生コンデンサＣs
1が並列に接続され、ボディダイオードとして発生する
ダイオードＤs1が並列逆バイアスで接続される構成であ
る。
【００２４】前記ＰＷＭ制御部７は、前記第１の実施形
態の場合と同様に、設定されたパルス幅DTsとするＰＷ
Ｍ制御に基づく駆動信号で主スイッチングＭＯＳ−ＦＥ
ＴＱ1を駆動制御し、さらにこの制御信号を所定の遅延
時間に相当するデットタイムｔ1、ｔ2及びｔ6、ｔ7を内
蔵する遅延回路で生成させ、この生成された駆動信号を
内蔵するインバータで反転させて前記補助スイッチング
ＭＯＳ−ＦＥＴＱ2を制御する構成である。
態の場合と同様に、設定されたパルス幅DTsとするＰＷ
Ｍ制御に基づく駆動信号で主スイッチングＭＯＳ−ＦＥ
ＴＱ1を駆動制御し、さらにこの制御信号を所定の遅延
時間に相当するデットタイムｔ1、ｔ2及びｔ6、ｔ7を内
蔵する遅延回路で生成させ、この生成された駆動信号を
内蔵するインバータで反転させて前記補助スイッチング
ＭＯＳ−ＦＥＴＱ2を制御する構成である。
【００２５】次に、前記構成に基づく本実施形態に係る
ＡＣ−ＤＣコンバータのＡＣ−ＤＣ変換動作を低周波領
域の動作と高周波領域の動作に分けて説明する。まず、
低周波領域の動作において、図２に示すように商用交流
電源１００から供給される商用低周波数の交流電流ｉin
（交流電圧Ｖｉｎ）がノイズフィルタ１及び整流回路２
に入力されて、脈流電圧に整流される。
ＡＣ−ＤＣコンバータのＡＣ−ＤＣ変換動作を低周波領
域の動作と高周波領域の動作に分けて説明する。まず、
低周波領域の動作において、図２に示すように商用交流
電源１００から供給される商用低周波数の交流電流ｉin
（交流電圧Ｖｉｎ）がノイズフィルタ１及び整流回路２
に入力されて、脈流電圧に整流される。
【００２６】この脈流電圧がトランスＴ1及びスイッチ
ングトランジスタ３０に入力され、このスイッチングト
ランジスタ３０の主スイッチングＭＯＳ−ＦＥＴＱ1は
高周波レベル（例えば、２０ｋＨｚ以上）のタイミング
でスイッチング動作を行い、高周波のパルス電流ｉ1に
変換する。この変換された脈流の振幅をもつ高周波の交
流パルス電流ｉ1をトランスＴ1で所定電圧に昇圧・降圧
させて整流平滑回路６を介して負荷（図示を省略）側に
直流電圧Ｖoを出力する。
ングトランジスタ３０に入力され、このスイッチングト
ランジスタ３０の主スイッチングＭＯＳ−ＦＥＴＱ1は
高周波レベル（例えば、２０ｋＨｚ以上）のタイミング
でスイッチング動作を行い、高周波のパルス電流ｉ1に
変換する。この変換された脈流の振幅をもつ高周波の交
流パルス電流ｉ1をトランスＴ1で所定電圧に昇圧・降圧
させて整流平滑回路６を介して負荷（図示を省略）側に
直流電圧Ｖoを出力する。
【００２７】また、スイッチングトランジスタ３０の主
スイッチングＭＯＳ−ＦＥＴＱ1がターンオフする際
に、トランスＴ1及び補助トランスＴ2の寄生インダクタ
ンスにより生じるサージエネルギーがアクティブスナバ
回路５のスナバコンデンサＣ5及びコンデンサＣ4に充電
される。この充電された電荷は、前記トランスＴ1から
出力される脈流の振幅をもつ高周波の交流パルス電流ｉ
1における波形の谷の部分を補償するように補助トラン
スＴ2の一次側巻線から出力され、整流平滑回路６を介
して負荷側に出力される。
スイッチングＭＯＳ−ＦＥＴＱ1がターンオフする際
に、トランスＴ1及び補助トランスＴ2の寄生インダクタ
ンスにより生じるサージエネルギーがアクティブスナバ
回路５のスナバコンデンサＣ5及びコンデンサＣ4に充電
される。この充電された電荷は、前記トランスＴ1から
出力される脈流の振幅をもつ高周波の交流パルス電流ｉ
1における波形の谷の部分を補償するように補助トラン
スＴ2の一次側巻線から出力され、整流平滑回路６を介
して負荷側に出力される。
【００２８】次に、高周波領域の動作は図４に示すよう
に、まず、動作期間ｔ1は、主スイッチングＭＯＳ−Ｆ
ＥＴＱ1がオンになり、アクティブスナバ回路５の補助
スイッチングＭＯＳ−ＦＥＴＱ2がオフとなる期間であ
る。この場合、トランスＴ1に励磁電流が流れ、一次側巻
線にエネルギーを蓄積する。同時に、コンデンサＣ4の蓄
積エネルギーにより補助トランスＴ2に励磁電流が流
れ、この補助トランスＴ2の一次側巻線にエネルギーを
蓄積する。
に、まず、動作期間ｔ1は、主スイッチングＭＯＳ−Ｆ
ＥＴＱ1がオンになり、アクティブスナバ回路５の補助
スイッチングＭＯＳ−ＦＥＴＱ2がオフとなる期間であ
る。この場合、トランスＴ1に励磁電流が流れ、一次側巻
線にエネルギーを蓄積する。同時に、コンデンサＣ4の蓄
積エネルギーにより補助トランスＴ2に励磁電流が流
れ、この補助トランスＴ2の一次側巻線にエネルギーを
蓄積する。
【００２９】動作期間ｔ2、ｔ3は、主スイッチングＭＯ
Ｓ−ＦＥＴＱ1及び補助スイッチングＭＯＳ−ＦＥＴＱ2
が共にオフしているデットタイムの期間である。この主
スイッチングＭＯＳ−ＦＥＴＱ1の寄生コンデンサＣsに
充電電流が流れ、この寄生コンデンサＣsの充電が終了
すると、出力ダイオードＤ61がターンオンになり、トラン
スＴ1の一次側に蓄積されたエネルギーが負荷側に移
る。続いて、主スイッチングＭＯＳ−ＦＥＴＱ1に生じる
サージエネルギーは、補助スイッチングＭＯＳ−ＦＥＴ
Ｑ2のボディダイオードＤs2を通りコンデンサＣ4、コン
デンサＣ5に吸収される。一方、補助トランスＴ2の寄生
インダクタンスにより生じるサージエネルギーは、ボデ
ィダイオードＤs2−コンデンサＣ5のルートを通りコン
デンサＣ5に吸収される。従って、主スイッチングＭＯ
Ｓ−ＦＥＴＱ1両端の電圧がクランプされることとな
る。
Ｓ−ＦＥＴＱ1及び補助スイッチングＭＯＳ−ＦＥＴＱ2
が共にオフしているデットタイムの期間である。この主
スイッチングＭＯＳ−ＦＥＴＱ1の寄生コンデンサＣsに
充電電流が流れ、この寄生コンデンサＣsの充電が終了
すると、出力ダイオードＤ61がターンオンになり、トラン
スＴ1の一次側に蓄積されたエネルギーが負荷側に移
る。続いて、主スイッチングＭＯＳ−ＦＥＴＱ1に生じる
サージエネルギーは、補助スイッチングＭＯＳ−ＦＥＴ
Ｑ2のボディダイオードＤs2を通りコンデンサＣ4、コン
デンサＣ5に吸収される。一方、補助トランスＴ2の寄生
インダクタンスにより生じるサージエネルギーは、ボデ
ィダイオードＤs2−コンデンサＣ5のルートを通りコン
デンサＣ5に吸収される。従って、主スイッチングＭＯ
Ｓ−ＦＥＴＱ1両端の電圧がクランプされることとな
る。
【００３０】動作期間ｔ4、ｔ5は、スイッチングトラン
ジスタ３０の主スイッチングＭＯＳ−ＦＥＴＱ1がオフ
状態で、アクティブスナバ回路５の補助スイッチングＭ
ＯＳ−ＦＥＴＱ2がオン状態の期間である。この期間に
おいて補助スイッチングＭＯＳ−ＦＥＴＱ2のボディダ
イオードＤs2がオンしている期間に補助スイッチングＭ
ＯＳ−ＦＥＴＱ2をターンオンすることにより、ゼロ電
圧スイッチングが実現されている。
ジスタ３０の主スイッチングＭＯＳ−ＦＥＴＱ1がオフ
状態で、アクティブスナバ回路５の補助スイッチングＭ
ＯＳ−ＦＥＴＱ2がオン状態の期間である。この期間に
おいて補助スイッチングＭＯＳ−ＦＥＴＱ2のボディダ
イオードＤs2がオンしている期間に補助スイッチングＭ
ＯＳ−ＦＥＴＱ2をターンオンすることにより、ゼロ電
圧スイッチングが実現されている。
【００３１】また、トランスＴ1の二次側巻線において出
力ダイオードＤ61のオンが続いて負荷側にエネルギーが
伝達されつづけている。この期間に、ダイオードＤ62が
ターンオンされ、補助トランスＴ2に蓄積されたエネル
ギー（コンデンサＣ4の電荷によるエネルギー）が負荷
側に出力される。コンデンサＣ5に蓄積されているサー
ジエネルギーもこの期間中に負荷側に出力される。この
期間に補助トランスＴ2から出力される各エネルギーが
低周波リプルを補償することになるため、出力電圧の低
周波リプルが小さく抑えられることとなる。
力ダイオードＤ61のオンが続いて負荷側にエネルギーが
伝達されつづけている。この期間に、ダイオードＤ62が
ターンオンされ、補助トランスＴ2に蓄積されたエネル
ギー（コンデンサＣ4の電荷によるエネルギー）が負荷
側に出力される。コンデンサＣ5に蓄積されているサー
ジエネルギーもこの期間中に負荷側に出力される。この
期間に補助トランスＴ2から出力される各エネルギーが
低周波リプルを補償することになるため、出力電圧の低
周波リプルが小さく抑えられることとなる。
【００３２】動作期間ｔ6は、補助スイッチングＭＯＳ
−ＦＥＴＱ2のオン状態が続いているため、補助トラン
スＴ2に励磁電流が流れている。この期間の後に補助ス
イッチングＭＯＳ−ＦＥＴＱ2をターンオフすることに
より、動作期間ｔ7で主スイッチングＭＯＳ−ＦＥＴＱ1
の寄生コンデンサＣs1に蓄積されているエネルギーを引
き抜く。
−ＦＥＴＱ2のオン状態が続いているため、補助トラン
スＴ2に励磁電流が流れている。この期間の後に補助ス
イッチングＭＯＳ−ＦＥＴＱ2をターンオフすることに
より、動作期間ｔ7で主スイッチングＭＯＳ−ＦＥＴＱ1
の寄生コンデンサＣs1に蓄積されているエネルギーを引
き抜く。
【００３３】動作期間ｔ8は、主スイッチングＭＯＳ−
ＦＥＴＱ1の寄生コンデンサＣs1の放電が終了すると、
主スイッチングＭＯＳ−ＦＥＴＱ1のボディダイオード
Ｄs1がターンオンされ、このボディダイオードＤs1のオ
ン期間に主スイッチングＭＯＳ−ＦＥＴＱ1をターンオ
ンすることによりゼロ電圧スイッチングが行われる。な
お、前記各実施形態に係るＡＣ−ＤＣコンバータにおい
ては、スイッチングトランジスタをＭＯＳ−ＦＥＴで構
成したが、バイポーラトランジスタ、ＩＧＢＴ等で構成
することもできる。この場合にはダイオードを逆並列接
続する必要がある。
ＦＥＴＱ1の寄生コンデンサＣs1の放電が終了すると、
主スイッチングＭＯＳ−ＦＥＴＱ1のボディダイオード
Ｄs1がターンオンされ、このボディダイオードＤs1のオ
ン期間に主スイッチングＭＯＳ−ＦＥＴＱ1をターンオ
ンすることによりゼロ電圧スイッチングが行われる。な
お、前記各実施形態に係るＡＣ−ＤＣコンバータにおい
ては、スイッチングトランジスタをＭＯＳ−ＦＥＴで構
成したが、バイポーラトランジスタ、ＩＧＢＴ等で構成
することもできる。この場合にはダイオードを逆並列接
続する必要がある。
【００３４】また、前記各実施形態に係るＡＣ−ＤＣコ
ンバータの補助トランスＴ2の各一次側・二次側の巻線
における各極性関係以外に任意の極性の組合せとするこ
ともできる。また、前記各実施形態に係るＡＣ−ＤＣコ
ンバータのスイッチングトランジスタ３をＰＷＭ制御部
７でＰＷＭ制御により駆動制御する構成としたが、その
他の制御方式、例えば周波数制御で帰還制御する構成と
することもできる。
ンバータの補助トランスＴ2の各一次側・二次側の巻線
における各極性関係以外に任意の極性の組合せとするこ
ともできる。また、前記各実施形態に係るＡＣ−ＤＣコ
ンバータのスイッチングトランジスタ３をＰＷＭ制御部
７でＰＷＭ制御により駆動制御する構成としたが、その
他の制御方式、例えば周波数制御で帰還制御する構成と
することもできる。
【００３５】また、前記第２実施形態に係るＡＣ−ＤＣ
コンバータにおけるアクティブスナバ回路５は、前記ス
イッチングトランジスタ３に対して並列に接続され、こ
のスイッチングトランジスタ３のターンオン・ターンオ
フの動作に連動して相補的にターンオン・ターンオフす
るようにＰＷＭ制御部７により制御される構成とした
が、スイッチングトランジスタ３及びコンデンサＣ4に
対して並列に接続する構成とすることもできる。この場
合においても前記と同様にＰＷＭ制御部７により制御さ
れ、同様の作用・効果を奏する。
コンバータにおけるアクティブスナバ回路５は、前記ス
イッチングトランジスタ３に対して並列に接続され、こ
のスイッチングトランジスタ３のターンオン・ターンオ
フの動作に連動して相補的にターンオン・ターンオフす
るようにＰＷＭ制御部７により制御される構成とした
が、スイッチングトランジスタ３及びコンデンサＣ4に
対して並列に接続する構成とすることもできる。この場
合においても前記と同様にＰＷＭ制御部７により制御さ
れ、同様の作用・効果を奏する。
【００３６】なお、トランスＴ1、補助トランスＴ2の出
力側に接続されるダイオードＤ61、Ｄ62は、ＭＯＳ−Ｆ
ＥＴトランジスタに置換えて同期整流方式で構成するこ
ともできる。
力側に接続されるダイオードＤ61、Ｄ62は、ＭＯＳ−Ｆ
ＥＴトランジスタに置換えて同期整流方式で構成するこ
ともできる。
【００３７】
【発明の効果】 本発明においては、整流回路で変換さ
れた脈流の直流電流からスイッチングトランジスタによ
り高周波交流電流を生成し、この交流の電圧を所定値に
昇圧又は降圧するトランスと補助トランスとの各一次側
巻線を直列接続すると共に、各二次側巻線を並列接続
し、この補助トランスの一次側巻線に対して直列且つ前
記スイッチングトランジスタに対して並列にコンデンサ
を接続し、前記トランス及び補助トランスから整流平滑
回路を介して出力される直流電流に基づいてスイッチン
グトランジスタを帰還制御手段が制御するようにしてい
るので、コンデンサに充電された電荷を脈流の谷の部分
で補助トランスを介して出力側へ放出できることとな
り、出力側におけるの直流電流又は電圧の出力リプルを
極力小さく抑制できる。また、この回路構成により、出
力リプルを極力小さく維持した状態で入力電流の波形歪
みを小さくして力率改善を図ることができるという効果
を奏する。
れた脈流の直流電流からスイッチングトランジスタによ
り高周波交流電流を生成し、この交流の電圧を所定値に
昇圧又は降圧するトランスと補助トランスとの各一次側
巻線を直列接続すると共に、各二次側巻線を並列接続
し、この補助トランスの一次側巻線に対して直列且つ前
記スイッチングトランジスタに対して並列にコンデンサ
を接続し、前記トランス及び補助トランスから整流平滑
回路を介して出力される直流電流に基づいてスイッチン
グトランジスタを帰還制御手段が制御するようにしてい
るので、コンデンサに充電された電荷を脈流の谷の部分
で補助トランスを介して出力側へ放出できることとな
り、出力側におけるの直流電流又は電圧の出力リプルを
極力小さく抑制できる。また、この回路構成により、出
力リプルを極力小さく維持した状態で入力電流の波形歪
みを小さくして力率改善を図ることができるという効果
を奏する。
【００３８】また、本発明においては、スイッチングト
ランジスタを帰還制御手段が交流電源の周波数より高い
周波数で帰還制御を行うようにしているので、出力変動
分の応答が遅くなり、出力リプルを有する直流電流の山
の部分に基づく帰還信号によりスイッチングトランジス
タが交流電流のピーク値を低くし、出力リプルを有する
直流電流の谷の部分に基づく帰還信号によりスイッチン
グトランジスタが交流電流を高くするように駆動制御さ
れることとなり出力の直流電流におけるリプルをより確
実に抑制することができるという効果を有する。
ランジスタを帰還制御手段が交流電源の周波数より高い
周波数で帰還制御を行うようにしているので、出力変動
分の応答が遅くなり、出力リプルを有する直流電流の山
の部分に基づく帰還信号によりスイッチングトランジス
タが交流電流のピーク値を低くし、出力リプルを有する
直流電流の谷の部分に基づく帰還信号によりスイッチン
グトランジスタが交流電流を高くするように駆動制御さ
れることとなり出力の直流電流におけるリプルをより確
実に抑制することができるという効果を有する。
【００３９】また、本発明においては、スイッチングト
ランジスタに並列接続される補助スイッチングトランジ
スタを、スイッチングトランジスタと相補的に駆動制御
することにより、トランス及び補助トランスの寄生イン
ダクタンスによるサージエネルギーをコンデンサ及び補
助コンデンサに充電し、この充電した電荷を補助トラン
スを介して出力側へ回生できることとなり、ＡＣ−ＤＣ
の変換効率を向上させると共に、力率改善を図ることが
できるという効果を有する。
ランジスタに並列接続される補助スイッチングトランジ
スタを、スイッチングトランジスタと相補的に駆動制御
することにより、トランス及び補助トランスの寄生イン
ダクタンスによるサージエネルギーをコンデンサ及び補
助コンデンサに充電し、この充電した電荷を補助トラン
スを介して出力側へ回生できることとなり、ＡＣ−ＤＣ
の変換効率を向上させると共に、力率改善を図ることが
できるという効果を有する。
【００４０】また、本発明においては、スイッチングト
ランジスタがゼロ電圧スイッチングとなるように、補助
スイッチングトランジスタを駆動制御することから、ス
イッチングトランジスタをトランス及び補助トランスの
寄生インダクタンスによるサージ電圧から保護できると
共に高効率化を達成できるという効果を有する。
ランジスタがゼロ電圧スイッチングとなるように、補助
スイッチングトランジスタを駆動制御することから、ス
イッチングトランジスタをトランス及び補助トランスの
寄生インダクタンスによるサージ電圧から保護できると
共に高効率化を達成できるという効果を有する。
【図１】本発明の第１の実施形態に係るＡＣ−ＤＣコン
バータの全体回路構成図である。
バータの全体回路構成図である。
【図２】図１記載のＡＣ−ＤＣコンバータの低周波領域
における動作のタイミングチャートである。
における動作のタイミングチャートである。
【図３】本発明の第２の実施形態に係るＡＣ−ＤＣコン
バータの全体回路構成図である。
バータの全体回路構成図である。
【図４】図３記載のＡＣ−ＤＣコンバータにおける動作
のタイミングチャートである。
のタイミングチャートである。
【図５】従来のＡＣ−ＤＣコンバータの全体回路構成図
である。
である。
【図６】図５に記載のスイッチングトランジスタを制御
する制御回路構成図である。
する制御回路構成図である。
【図７】図５に記載のＡＣ−ＤＣコンバータのタイミン
グチャートである。
グチャートである。
１ ノイズフィルタ
２ 整流回路
３ スイッチングトランジスタ
５ アクティブスナバ回路
６、６０ 整流平滑回路
７ ＰＷＭ制御部
８ 充電回路
９ 制御回路
７１ 遅延回路
７２ インバータ
１００ 交流電源
─────────────────────────────────────────────────────
フロントページの続き
(72)発明者 森山 展行
佐賀県佐賀市久保泉町大字下和泉一本栗
3144−１ リコー計器株式会社内
(56)参考文献 特開 平８−294278（ＪＰ，Ａ)
特開 平２−168856（ＪＰ，Ａ)
(58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名)
H02M 7/12
H02M 3/28
Claims (4)
- 【請求項１】 電源側から供給される交流電流を整流回
路で脈流の直流電流に変換し、当該直流電流をスイッチ
ングトランジスタで高周波交流電流に変換し、当該高周
波交流の電圧をトランスで昇圧又は降圧して出力し、当
該昇圧又は降圧した高周波交流を整流平滑回路を通して
直流電流を出力するＡＣ−ＤＣコンバータにおいて、 前記トランスの一次側巻線に対して一次側巻線が直列に
接続され、前記トランスの二次側巻線に対して二次側巻
線が並列に接続され、当該各二次側巻線に誘起される各
高周波交流を加算させて前記整流平滑回路へ出力する補
助トランスと、 前記補助トランスの一次側巻線に直列に接続され、前記
スイッチングトランジスタに並列に接続され、充電され
た電荷を出力側における脈流の直流電流の谷部分で前記
補助トランスを介して出力側へ放出するコンデンサと、 前記出力される直流の電圧値、電流値又は当該各変化分
に基づいて前記スイッチングトランジスタを帰還制御す
る帰還制御手段とを備えることを特徴とするＡＣ−ＤＣ
コンバータ。 - 【請求項２】 前記請求項１に記載のＡＣ−ＤＣコンバ
ータにおいて、 前記帰還制御手段が、前記電源から供給される交流電圧
の周波数より高い周波数で帰還制御することを特徴とす
るＡＣ−ＤＣコンバータ。 - 【請求項３】 前記請求項１ないし２のいずれかに記載
のＡＣ−ＤＣコンバータにおいて、 前記スイッチングトランジスタ及び補助トランスの一次
側巻線に対して並列に接続されると共に、前記コンデン
サに対して直列に接続され、当該スイッチングトランジ
スタのオン・オフ動作に連動して相補的なオン・オフ動
作となるように制御される補助スイッチングトランジス
タと、 前記補助スイッチングトランジスタに直列に接続される
と共に、前記スイッチングトランジスタ及び補助トラン
スの一次巻線に並列に接続される補助コンデンサとを備
えることを特徴とするＡＣ−ＤＣコンバータ。 - 【請求項４】 前記請求項３に記載のＡＣ−ＤＣコンバ
ータにおいて、 前記補助スイッチングトランジスタが、前記補助コンデ
ンサに充電された電荷を利用して前記スイッチングトラ
ンジスタをゼロ電圧スイッチングでターンオン動作する
ように制御されることを特徴とするＡＣ−ＤＣコンバー
タ。
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|---|---|---|---|
| JP2000239103A JP3496069B2 (ja) | 2000-08-07 | 2000-08-07 | Ａｃ−ｄｃコンバータ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2000239103A JP3496069B2 (ja) | 2000-08-07 | 2000-08-07 | Ａｃ−ｄｃコンバータ |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
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| JP3496069B2 true JP3496069B2 (ja) | 2004-02-09 |
Family
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Family Applications (1)
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|---|---|---|---|
| JP2000239103A Expired - Fee Related JP3496069B2 (ja) | 2000-08-07 | 2000-08-07 | Ａｃ−ｄｃコンバータ |
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-
2000
- 2000-08-07 JP JP2000239103A patent/JP3496069B2/ja not_active Expired - Fee Related
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