JP3493969B2 - Ｈブリッジ昇圧回路 - Google Patents
Ｈブリッジ昇圧回路Info
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、電気自動車の主バ
ッテリー等の充電器に使用されるＨブリッジ昇圧回路に
係り、特にはその回路中のトランスの偏磁やスイッチン
グ素子の誤動作を検出する機能や出力電圧を検出する機
能を備えたＨブリッジ昇圧回路に関する。
ッテリー等の充電器に使用されるＨブリッジ昇圧回路に
係り、特にはその回路中のトランスの偏磁やスイッチン
グ素子の誤動作を検出する機能や出力電圧を検出する機
能を備えたＨブリッジ昇圧回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】従来、車両等で使用するバッテリー充電
器において、車載または移動コンポーネント等の形態に
かかわらずＨブリッジを使用した昇圧回路がよく利用さ
れている。
器において、車載または移動コンポーネント等の形態に
かかわらずＨブリッジを使用した昇圧回路がよく利用さ
れている。
【０００３】図４は、そのような従来使用されているＨ
ブリッジ昇圧回路の基本形態の一例を示している。同図
において、４個のトランジスタ１、２、３、４がトラン
ス５の１次側に対してＨ状にブリッジ接続されている。
またトランス５の２次側に電流を流すためにＨブリッジ
入力端子の正極側に昇圧用インダクタンス６が接続さ
れ、負極側が回路全体のグランド（ＧＮＤ）となってい
る。そしてトランス５の２次側には整流ダイオードブリ
ッジ７が接続され、その出力側は出力コンデンサ８が接
続され、その両端が昇圧回路全体の出力端子９となる。
ブリッジ昇圧回路の基本形態の一例を示している。同図
において、４個のトランジスタ１、２、３、４がトラン
ス５の１次側に対してＨ状にブリッジ接続されている。
またトランス５の２次側に電流を流すためにＨブリッジ
入力端子の正極側に昇圧用インダクタンス６が接続さ
れ、負極側が回路全体のグランド（ＧＮＤ）となってい
る。そしてトランス５の２次側には整流ダイオードブリ
ッジ７が接続され、その出力側は出力コンデンサ８が接
続され、その両端が昇圧回路全体の出力端子９となる。
【０００４】次に、上記構成からなるＨブリッジ昇圧回
路の動作を以下に説明する。先ず、昇圧回路全体の入力
端子１０には全波整流された電圧が給電される。そして
昇圧用インダクタンス６にエネルギーが蓄えられて、Ｈ
ブリッジに入力される。そしてＨブリッジ中では４個の
トランジスタ１、２、３、４（以下スイッチング素子
１、２、３、４という）がそれぞれ対応する図示しない
駆動回路により制御されて導通のオン・オフを切り換え
るスイッチング動作を行う。そのスイッチングの組み合
わせは（Ａ）全部オン、（Ｂ）スイッチング素子２、３
オフ、（Ｃ）スイッチング素子１、４オフ、の３通りで
あり、（Ａ）の場合においては、Ｈブリッジを短絡し、
昇圧用インダクタンス６に電流を蓄え、トランス５の１
次側端子は同電位となるため電流は流れない。（Ｂ）の
場合においては矢印Ｂ方向に、（Ｃ）の場合には矢印Ｃ
方向に電流が流れ、昇圧用インダクタンス６に蓄えた電
流を放出する。スイッチング動作の順序は駆動回路の制
御により（Ａ）→（Ｂ）→（Ａ）→（Ｃ）→（Ａ）→
（Ｂ）を繰り返し、その結果図７−Ｉに示す通りＨブリ
ッジは入力された直流を昇圧された交流に電力変換して
トランス５に対し出力を行う。絶縁された交流がトラン
ス５の２次側から出力され、ダイオード・ブリッジ７お
よび出力コンデンサ８により平滑された後目的の昇圧さ
れた直流電力を出力する。
路の動作を以下に説明する。先ず、昇圧回路全体の入力
端子１０には全波整流された電圧が給電される。そして
昇圧用インダクタンス６にエネルギーが蓄えられて、Ｈ
ブリッジに入力される。そしてＨブリッジ中では４個の
トランジスタ１、２、３、４（以下スイッチング素子
１、２、３、４という）がそれぞれ対応する図示しない
駆動回路により制御されて導通のオン・オフを切り換え
るスイッチング動作を行う。そのスイッチングの組み合
わせは（Ａ）全部オン、（Ｂ）スイッチング素子２、３
オフ、（Ｃ）スイッチング素子１、４オフ、の３通りで
あり、（Ａ）の場合においては、Ｈブリッジを短絡し、
昇圧用インダクタンス６に電流を蓄え、トランス５の１
次側端子は同電位となるため電流は流れない。（Ｂ）の
場合においては矢印Ｂ方向に、（Ｃ）の場合には矢印Ｃ
方向に電流が流れ、昇圧用インダクタンス６に蓄えた電
流を放出する。スイッチング動作の順序は駆動回路の制
御により（Ａ）→（Ｂ）→（Ａ）→（Ｃ）→（Ａ）→
（Ｂ）を繰り返し、その結果図７−Ｉに示す通りＨブリ
ッジは入力された直流を昇圧された交流に電力変換して
トランス５に対し出力を行う。絶縁された交流がトラン
ス５の２次側から出力され、ダイオード・ブリッジ７お
よび出力コンデンサ８により平滑された後目的の昇圧さ
れた直流電力を出力する。
【０００５】また、以上のようなＨブリッジ昇圧回路の
動作において、図７−IIの実線部が示すＨブリッジ上下
端電圧は、４個のスイッチング素子全部がオンの状態
（Ａ）から、対角線上にある２つのスイッチング素子が
オフの状態（Ｂ）、（Ｃ）に切り替わる瞬間には大きな
サージ電圧が発生する。このサージ電圧は一瞬ではある
が（Ｄ）かなり大きな電圧であり、Ｈブリッジ中のスイ
ッチング素子半導体を損傷するのに充分であるため、そ
れを低減する目的でＨブリッジ周辺にスナバ回路を設け
る必要がある。
動作において、図７−IIの実線部が示すＨブリッジ上下
端電圧は、４個のスイッチング素子全部がオンの状態
（Ａ）から、対角線上にある２つのスイッチング素子が
オフの状態（Ｂ）、（Ｃ）に切り替わる瞬間には大きな
サージ電圧が発生する。このサージ電圧は一瞬ではある
が（Ｄ）かなり大きな電圧であり、Ｈブリッジ中のスイ
ッチング素子半導体を損傷するのに充分であるため、そ
れを低減する目的でＨブリッジ周辺にスナバ回路を設け
る必要がある。
【０００６】またさらに本来スイッチング素子のスイッ
チングする組み合わせは前述したように、スイッチング
素子１、４の組み合わせ、または２、３の組み合わせ、
つまり対角線上にある２素子のみがオンとなる場合と全
素子がオンとなる場合だけであるはずが、外的要因によ
るノイズや駆動回路の動作不良等が原因で（Ｂ）状態が
連続したり、全素子がオフとなる場合のようにスイッチ
ングの誤動作が生じる場合を考慮する必要がある。この
時点でスイッチング素子は過電圧、過電流により破損し
やすくなり、また一方トランス５のコアの磁化にも偏り
が生じ、この偏磁状態もまた素子の破損を招く原因とな
る。
チングする組み合わせは前述したように、スイッチング
素子１、４の組み合わせ、または２、３の組み合わせ、
つまり対角線上にある２素子のみがオンとなる場合と全
素子がオンとなる場合だけであるはずが、外的要因によ
るノイズや駆動回路の動作不良等が原因で（Ｂ）状態が
連続したり、全素子がオフとなる場合のようにスイッチ
ングの誤動作が生じる場合を考慮する必要がある。この
時点でスイッチング素子は過電圧、過電流により破損し
やすくなり、また一方トランス５のコアの磁化にも偏り
が生じ、この偏磁状態もまた素子の破損を招く原因とな
る。
【０００７】図５は従来においてＨブリッジ中のスイッ
チング素子をサージ電圧から保護するためにそれぞれ並
列にスナバ回路１５を接続した例を示している。さらに
この回路には、前述したトランス５の偏磁を防止するた
めの偏磁防止用コンデンサ１３がトランス５に直列に接
続されており、さらにまたスイッチング素子の誤動作に
よる破壊を防止するため電圧センサ１１および電流セン
サ１２が各主要箇所に接続されている。しかしここで偏
磁防止用コンデンサ１３に電圧センサを付加することは
そのセンサの影響で偏磁防止用コンデンサ１３が有効に
働かない場合があるため通常は付加されることはない。
チング素子をサージ電圧から保護するためにそれぞれ並
列にスナバ回路１５を接続した例を示している。さらに
この回路には、前述したトランス５の偏磁を防止するた
めの偏磁防止用コンデンサ１３がトランス５に直列に接
続されており、さらにまたスイッチング素子の誤動作に
よる破壊を防止するため電圧センサ１１および電流セン
サ１２が各主要箇所に接続されている。しかしここで偏
磁防止用コンデンサ１３に電圧センサを付加することは
そのセンサの影響で偏磁防止用コンデンサ１３が有効に
働かない場合があるため通常は付加されることはない。
【０００８】またフィードバック制御等の目的のため
に、前記Ｈブリッジ昇圧回路の出力電圧をトランス５の
１次側のグラウンド（アース）を基準電位として計測す
る必要がある場合（１次側に計測装置をも作動させるメ
イン電源がある場合）、トランス５の１次側と２次側は
電気的に絶縁された状態にあるため図６に示すようにア
イソレーション・アンプ１４を用いて出力電力を１次側
にフィードバックし、またそれに伴い別に絶縁電源を用
意する必要があった。
に、前記Ｈブリッジ昇圧回路の出力電圧をトランス５の
１次側のグラウンド（アース）を基準電位として計測す
る必要がある場合（１次側に計測装置をも作動させるメ
イン電源がある場合）、トランス５の１次側と２次側は
電気的に絶縁された状態にあるため図６に示すようにア
イソレーション・アンプ１４を用いて出力電力を１次側
にフィードバックし、またそれに伴い別に絶縁電源を用
意する必要があった。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】上述したようなＨブリ
ッジ昇圧回路では、サージ電圧、トランスの偏磁、スイ
ッチング素子の誤動作による損傷の対策として、上記の
ようにスナバ回路や電圧・電流センサを回路中に多数設
ける必要がある。また出力電圧を計測する際には比較的
高価なアイソレーション・アンプおよびそれに電源を供
給する絶縁電源を用意する必要がある。以上の理由によ
りＨブリッジ昇圧回路の製造においては、かなりの大型
化およびコストアップは避けられないものとされてい
た。
ッジ昇圧回路では、サージ電圧、トランスの偏磁、スイ
ッチング素子の誤動作による損傷の対策として、上記の
ようにスナバ回路や電圧・電流センサを回路中に多数設
ける必要がある。また出力電圧を計測する際には比較的
高価なアイソレーション・アンプおよびそれに電源を供
給する絶縁電源を用意する必要がある。以上の理由によ
りＨブリッジ昇圧回路の製造においては、かなりの大型
化およびコストアップは避けられないものとされてい
た。
【００１０】また上記の電圧・電流センサの構成では、
トランスが偏磁した時や、スイッチング素子が誤動作し
た時において素子の電圧や電流が実際に危険な値を越え
てから初めて感知するものであり、素子に対して完全な
保護装置または検出装置とは言い難いものであった。
トランスが偏磁した時や、スイッチング素子が誤動作し
た時において素子の電圧や電流が実際に危険な値を越え
てから初めて感知するものであり、素子に対して完全な
保護装置または検出装置とは言い難いものであった。
【００１１】本発明は、上記従来の問題点に鑑み、サー
ジ電圧、トランスの偏磁、スイッチング誤動作によるス
イッチング素子の損傷を防止するための構成、および出
力電圧を測定するための構成をより簡便にして装置の小
型化および製造費の低コスト化を図り、さらに危険状態
の事前感知をより確実にするＨブリッジ昇圧回路を提供
することを目的とする。
ジ電圧、トランスの偏磁、スイッチング誤動作によるス
イッチング素子の損傷を防止するための構成、および出
力電圧を測定するための構成をより簡便にして装置の小
型化および製造費の低コスト化を図り、さらに危険状態
の事前感知をより確実にするＨブリッジ昇圧回路を提供
することを目的とする。
【００１２】
【課題を解決するための手段】本発明は上記課題を解決
するものであり、以下のように構成される。本発明のＨ
ブリッジ昇圧回路は、トランスに偏磁防止用コンデンサ
が直列に接続され、さらにＨブリッジの上下端にコンデ
ンサを含むスナバ回路が平行に接続される構成となるこ
とを特徴とする。
するものであり、以下のように構成される。本発明のＨ
ブリッジ昇圧回路は、トランスに偏磁防止用コンデンサ
が直列に接続され、さらにＨブリッジの上下端にコンデ
ンサを含むスナバ回路が平行に接続される構成となるこ
とを特徴とする。
【００１３】該偏磁防止用コンデンサをトランスに直列
に接続して設けることにより、直接的にはノイズや駆動
回路のスイッチングミス等により発生し偏磁の原因とな
るトランス電圧の偏りを吸収することが可能となる。
に接続して設けることにより、直接的にはノイズや駆動
回路のスイッチングミス等により発生し偏磁の原因とな
るトランス電圧の偏りを吸収することが可能となる。
【００１４】また一方従来Ｈブリッジ中の４個のスイッ
チング素子にそれぞれスナバ回路を設けていたところ、
Ｈブリッジ全体の上下端に容量の大きいスナバ回路を一
つだけ平行に接続することでサージ電圧の吸収低減効果
（作用）をより簡便かつ同等に持たせることが可能とな
る。
チング素子にそれぞれスナバ回路を設けていたところ、
Ｈブリッジ全体の上下端に容量の大きいスナバ回路を一
つだけ平行に接続することでサージ電圧の吸収低減効果
（作用）をより簡便かつ同等に持たせることが可能とな
る。
【００１５】そしてさらに本発明のより特徴的とする点
は、正常動作時トランスにかかる電圧、流れる電流は正
負にほぼ対称であり、偏磁防止用コンデンサの電圧も正
負にほぼ対称であるところ、トランスが偏磁しかかって
いる時や、ノイズ等で回路が誤動作した時、偏磁防止用
コンデンサの電圧が正負いずれかの電圧に偏り、この電
圧が偏った分だけ、スイッチング時のサージ電圧にも偏
りが生じ、しいてはスナバコンデンサの電圧がターンオ
フの大きい方の電圧にあわせて高くなる。このスナバコ
ンデンサの大きい電圧変化を検出することにより、偏磁
や誤動作を実際に過大な電圧や電流がかかる前に検知す
ることが可能となる。
は、正常動作時トランスにかかる電圧、流れる電流は正
負にほぼ対称であり、偏磁防止用コンデンサの電圧も正
負にほぼ対称であるところ、トランスが偏磁しかかって
いる時や、ノイズ等で回路が誤動作した時、偏磁防止用
コンデンサの電圧が正負いずれかの電圧に偏り、この電
圧が偏った分だけ、スイッチング時のサージ電圧にも偏
りが生じ、しいてはスナバコンデンサの電圧がターンオ
フの大きい方の電圧にあわせて高くなる。このスナバコ
ンデンサの大きい電圧変化を検出することにより、偏磁
や誤動作を実際に過大な電圧や電流がかかる前に検知す
ることが可能となる。
【００１６】また加えて、本発明のように構成したスナ
バ回路中のスナバコンデンサの両端間電圧と本Ｈブリッ
ジ回路全体の出力電流は、該出力電流がが最大一定出力
の間においてはほぼ線形の関係にあり、この性質を利用
すればアイソレーション・アンプや絶縁電源を用意せず
とも出力電圧の推定計測が可能となる。
バ回路中のスナバコンデンサの両端間電圧と本Ｈブリッ
ジ回路全体の出力電流は、該出力電流がが最大一定出力
の間においてはほぼ線形の関係にあり、この性質を利用
すればアイソレーション・アンプや絶縁電源を用意せず
とも出力電圧の推定計測が可能となる。
【００１７】つまり本発明の原理としては、本発明によ
る構成において偏磁防止用コンデンサとスナバ回路を設
けることにより、スナバコンデンサの電圧が偏磁防止用
コンデンサの電圧に影響を受けて変化するため、スナバ
コンデンサ一つの電圧を計測することでトランスの偏磁
とスイッチング素子の誤動作の検出が可能となり、また
前記スナバ回路中のスナバコンデンサの特性により定常
時（最大一定電流出力時）における出力電圧の簡便な測
定が可能となることを利用するものである。
る構成において偏磁防止用コンデンサとスナバ回路を設
けることにより、スナバコンデンサの電圧が偏磁防止用
コンデンサの電圧に影響を受けて変化するため、スナバ
コンデンサ一つの電圧を計測することでトランスの偏磁
とスイッチング素子の誤動作の検出が可能となり、また
前記スナバ回路中のスナバコンデンサの特性により定常
時（最大一定電流出力時）における出力電圧の簡便な測
定が可能となることを利用するものである。
【００１８】
【発明の実施の形態】以下、本発明の実施の形態を図面
を参照しながら説明する。図１は、スナバ回路１５を備
えた本発明の一実施の形態における偏磁及び誤動作を検
出可能とするＨブリッジ昇圧回路の回路図である。この
図において本発明で使用するスナバ回路１５は具体的に
はスナバダイオード１６と放電抵抗１７が並列に接続
し、それにスナバコンデンサ１８が直列に接続した構成
となる。スナバダイオード１６の向きとしてはカソード
側にスナバコンデンサ１８が接続される構成となる。
を参照しながら説明する。図１は、スナバ回路１５を備
えた本発明の一実施の形態における偏磁及び誤動作を検
出可能とするＨブリッジ昇圧回路の回路図である。この
図において本発明で使用するスナバ回路１５は具体的に
はスナバダイオード１６と放電抵抗１７が並列に接続
し、それにスナバコンデンサ１８が直列に接続した構成
となる。スナバダイオード１６の向きとしてはカソード
側にスナバコンデンサ１８が接続される構成となる。
【００１９】そして該スナバ回路１５を従来のＨブリッ
ジ昇圧回路中のＨブリッジ上下端に並列に接続し、さら
にトランス５の１次側に直列に偏磁防止用コンデンサ１
３が接続される。
ジ昇圧回路中のＨブリッジ上下端に並列に接続し、さら
にトランス５の１次側に直列に偏磁防止用コンデンサ１
３が接続される。
【００２０】そしてＨブリッジ中でサージ電圧が発生し
た場合には、Ｈブリッジの上下端に並列に接続されたス
ナバ回路１５にサージ電圧が印加され、それによりサー
ジ電流がスナバダイオード１６の順方向を通過してスナ
バコンデンサ１８に充電（チャージ）が行われる。そし
てその後サージ電圧無印加時にはスナバコンデンサ１８
から放電抵抗１７を通して少しずつ放電が行われる。こ
のようにしてサージ電圧による充電と放電抵抗１７を通
しての放電が周期的に繰り返され、図７−II中の破線部
で示すような（のこぎり刃形の）電圧波形を形成する。
放電抵抗１７を通しての放電は緩やかに行われ、また瞬
時に発生するサージ電圧による充電も量的には少ないた
めスナバコンデンサ１８の両端間電圧変化の振幅はあま
り大きくなく（通常小さいものとなり）、長期的に見た
場合ある一定のレベル値に安定していることになる。
た場合には、Ｈブリッジの上下端に並列に接続されたス
ナバ回路１５にサージ電圧が印加され、それによりサー
ジ電流がスナバダイオード１６の順方向を通過してスナ
バコンデンサ１８に充電（チャージ）が行われる。そし
てその後サージ電圧無印加時にはスナバコンデンサ１８
から放電抵抗１７を通して少しずつ放電が行われる。こ
のようにしてサージ電圧による充電と放電抵抗１７を通
しての放電が周期的に繰り返され、図７−II中の破線部
で示すような（のこぎり刃形の）電圧波形を形成する。
放電抵抗１７を通しての放電は緩やかに行われ、また瞬
時に発生するサージ電圧による充電も量的には少ないた
めスナバコンデンサ１８の両端間電圧変化の振幅はあま
り大きくなく（通常小さいものとなり）、長期的に見た
場合ある一定のレベル値に安定していることになる。
【００２１】ここで前記詳述した通り、トランス５が偏
磁しかかっている時やノイズ等でＨブリッジが誤動作し
た時には、このスナバコンデンサ１８の電圧反応が現れ
るため、常時この偏磁防止用コンデンサの電圧を検出す
ることで早期に異常状態を感知できることが可能とな
る。
磁しかかっている時やノイズ等でＨブリッジが誤動作し
た時には、このスナバコンデンサ１８の電圧反応が現れ
るため、常時この偏磁防止用コンデンサの電圧を検出す
ることで早期に異常状態を感知できることが可能とな
る。
【００２２】また、基本的に本発明に使用するスナバ回
路は瞬時的に発生する過電圧・過電流を吸収する回路で
あり、コンデンサを含んでいればどのような接続構成の
ものでも使用可能である。
路は瞬時的に発生する過電圧・過電流を吸収する回路で
あり、コンデンサを含んでいればどのような接続構成の
ものでも使用可能である。
【００２３】図２に、この偏磁・誤動作検出機能を具体
的に利用する安全装置を備えたＨブリッジ昇圧回路の一
実施例を示す。この図においてスナバ回路１５中のスナ
バコンデンサ１８の正極側から電圧を検出し、コンパレ
ータ１９により基準電圧と比較が行われる。この基準電
圧は、スナバコンデンサ１８の電圧がどの程度の値にな
った時点で偏磁および誤動作が発生したかを判定するた
めの比較用の電圧値であり、あらかじめ設定されてコン
パレータ１９に供給されるものである。またこの基準電
圧は後述するＣＰＵ２０により任意に設定することも可
能となる。そしてこのコンパレータ１９の比較によりス
ナバコンデンサ１８電圧が基準電圧より高い、つまり偏
磁・誤動作が発生したと判断された時点で、コンパレー
タ１９は各スイッチング素子を駆動するＣＰＵ２０に対
して昇圧回路をシャット・ダウンすべき異常が発生した
ことを示す信号を送る。そしてこの異常信号を受けたＣ
ＰＵ２０は、昇圧回路全体のオン・オフを行うマスター
・スイッチング素子２１をも含めた全てのスイッチング
素子を停止させるが、この各スイッチング素子を停止し
た直後には回路中のコンデンサの放電およびコイルの逆
起電力による一時的な電流・電圧の発生があるため、そ
れによるスイッチング素子の損傷を避けるように前記Ｃ
ＰＵ２０はすでに記憶している一定の順序とタイミング
に従って各スイッチング素子を停止する。このように構
成することにより、偏磁・誤動作を検出した際の緊急時
において、スイッチング素子を損傷することのない安全
なシャット・ダウンが可能となる。またこのシャット・
ダウンの際に回路中に電流が逆流してスイッチング素子
を損傷することのないように逆流防止用ダイオードを接
続する。その向きとしてはカソードをＨブリッジ昇圧回
路の正極側でマスター・スイッチング素子２１と昇圧用
インダクタンス６の間に、アノードをＨブリッジ昇圧回
路の負極側に接続する。
的に利用する安全装置を備えたＨブリッジ昇圧回路の一
実施例を示す。この図においてスナバ回路１５中のスナ
バコンデンサ１８の正極側から電圧を検出し、コンパレ
ータ１９により基準電圧と比較が行われる。この基準電
圧は、スナバコンデンサ１８の電圧がどの程度の値にな
った時点で偏磁および誤動作が発生したかを判定するた
めの比較用の電圧値であり、あらかじめ設定されてコン
パレータ１９に供給されるものである。またこの基準電
圧は後述するＣＰＵ２０により任意に設定することも可
能となる。そしてこのコンパレータ１９の比較によりス
ナバコンデンサ１８電圧が基準電圧より高い、つまり偏
磁・誤動作が発生したと判断された時点で、コンパレー
タ１９は各スイッチング素子を駆動するＣＰＵ２０に対
して昇圧回路をシャット・ダウンすべき異常が発生した
ことを示す信号を送る。そしてこの異常信号を受けたＣ
ＰＵ２０は、昇圧回路全体のオン・オフを行うマスター
・スイッチング素子２１をも含めた全てのスイッチング
素子を停止させるが、この各スイッチング素子を停止し
た直後には回路中のコンデンサの放電およびコイルの逆
起電力による一時的な電流・電圧の発生があるため、そ
れによるスイッチング素子の損傷を避けるように前記Ｃ
ＰＵ２０はすでに記憶している一定の順序とタイミング
に従って各スイッチング素子を停止する。このように構
成することにより、偏磁・誤動作を検出した際の緊急時
において、スイッチング素子を損傷することのない安全
なシャット・ダウンが可能となる。またこのシャット・
ダウンの際に回路中に電流が逆流してスイッチング素子
を損傷することのないように逆流防止用ダイオードを接
続する。その向きとしてはカソードをＨブリッジ昇圧回
路の正極側でマスター・スイッチング素子２１と昇圧用
インダクタンス６の間に、アノードをＨブリッジ昇圧回
路の負極側に接続する。
【００２４】次に図３に、本発明によるスナバコンデン
サ１８電圧利用の出力電圧計測を行うＨブリッジ昇圧回
路の一実施例を示す。この図において、スナバ回路１５
中のスナバコンデンサ１８の正極側に直列に接続した２
つの分圧抵抗２２ａ，２２ｂを介してグラウンドに接地
し、この２つの分圧抵抗の間の電圧を測定器２３に入力
する。
サ１８電圧利用の出力電圧計測を行うＨブリッジ昇圧回
路の一実施例を示す。この図において、スナバ回路１５
中のスナバコンデンサ１８の正極側に直列に接続した２
つの分圧抵抗２２ａ，２２ｂを介してグラウンドに接地
し、この２つの分圧抵抗の間の電圧を測定器２３に入力
する。
【００２５】このように構成することにより、スナバ回
路１５中のスナバコンデンサ１８の正極側から電圧を検
出し、２つの分圧抵抗２２ａ、２２ｂにより分圧した後
検出された電圧が本Ｈブリッジ全体の出力電圧と比例す
る電圧値となる。この計測値を適切にパラメータ設定し
た測定器２３に入力することにより、目的とする出力電
圧の正確な表示が得られる。そしてここで使用される基
準電位（グラウンド）は全てトランス５の一次側の基準
電位に統一することが可能となる。
路１５中のスナバコンデンサ１８の正極側から電圧を検
出し、２つの分圧抵抗２２ａ、２２ｂにより分圧した後
検出された電圧が本Ｈブリッジ全体の出力電圧と比例す
る電圧値となる。この計測値を適切にパラメータ設定し
た測定器２３に入力することにより、目的とする出力電
圧の正確な表示が得られる。そしてここで使用される基
準電位（グラウンド）は全てトランス５の一次側の基準
電位に統一することが可能となる。
【００２６】また上記構成を応用した他の実施例として
ＣＰＵ利用のフィードバック制御も可能となる。この場
合、分圧抵抗２２ａ、２２ｂにより分圧検出した電圧値
をアナログ／デジタル変換してスイッチング素子を駆動
するＣＰＵに入力する。そして該ＣＰＵがその入力値に
対応したスイッチング素子の駆動制御を行い任意の昇圧
作動を可能とする。このように構成することにより温度
変化やノイズ等による一時的または過渡的な誤動作によ
る回路の破損を防止し、安定した電圧出力が簡便な構成
により行えることになる。
ＣＰＵ利用のフィードバック制御も可能となる。この場
合、分圧抵抗２２ａ、２２ｂにより分圧検出した電圧値
をアナログ／デジタル変換してスイッチング素子を駆動
するＣＰＵに入力する。そして該ＣＰＵがその入力値に
対応したスイッチング素子の駆動制御を行い任意の昇圧
作動を可能とする。このように構成することにより温度
変化やノイズ等による一時的または過渡的な誤動作によ
る回路の破損を防止し、安定した電圧出力が簡便な構成
により行えることになる。
【００２７】
【発明の効果】以上詳細に説明したように、本発明によ
れば、本来保護回路として機能するスナバ回路中のスナ
バコンデンサの電圧を測定することで、サージ電圧、ト
ランスの偏磁、スイッチング誤動作を初期の段階で検知
することが可能となり、また昇圧回路全体の出力電圧を
測定することも可能となる。これにより従来の回路と比
較してより簡便な構成でスイッチング素子の保護および
出力測定および安定した電力供給が可能となり、しいて
はＨブリッジ昇圧回路を低コストで提供することが可能
となるものである。
れば、本来保護回路として機能するスナバ回路中のスナ
バコンデンサの電圧を測定することで、サージ電圧、ト
ランスの偏磁、スイッチング誤動作を初期の段階で検知
することが可能となり、また昇圧回路全体の出力電圧を
測定することも可能となる。これにより従来の回路と比
較してより簡便な構成でスイッチング素子の保護および
出力測定および安定した電力供給が可能となり、しいて
はＨブリッジ昇圧回路を低コストで提供することが可能
となるものである。
【００２８】
【００２９】
【図１】本発明の一実施の形態における偏磁及び誤動作
を検出可能とするＨブリッジ昇圧回路を示す図である。
を検出可能とするＨブリッジ昇圧回路を示す図である。
【００３０】
【図２】本発明の偏磁・誤動作検出機能を具体的に利用
する安全装置を備えたＨブリッジ昇圧回路を示す図であ
る。
する安全装置を備えたＨブリッジ昇圧回路を示す図であ
る。
【００３１】
【図３】本発明の一実施の形態におけるスナバコンデン
サ電圧利用の出力電圧計測を行うＨブリッジ昇圧回路を
示す図である。
サ電圧利用の出力電圧計測を行うＨブリッジ昇圧回路を
示す図である。
【００３２】
【図４】従来使用されているＨブリッジ昇圧回路の基本
形態の一例を示す図である。
形態の一例を示す図である。
【００３３】
【図５】従来におけるスナバ回路、電圧センサ、電流セ
ンサの接続例を示す図である。
ンサの接続例を示す図である。
【００３４】
【図６】従来におけるアイソレーション・アンプを使用
しての出力電圧計測を示す図である。
しての出力電圧計測を示す図である。
【００３５】
【図７】Ｈブリッジ出力(I) 、Ｈブリッジ上下端電圧お
よびスナバコンデンサ両端間電圧(II)のタイミングチャ
ートを示す図である。
よびスナバコンデンサ両端間電圧(II)のタイミングチャ
ートを示す図である。
【００３６】
１〜４ スイッチング素子
５ トランス
６ 昇圧用インダクタンス
７ ダイオード・ブリッジ
８ 出力コンデンサ
９ 出力端子
１０ 入力端子
１１ 電圧センサ
１２ 電流センサ
１３ 偏磁防止用コンデンサ
１４ アイソレーション・アンプ
１５ スナバ回路
１６ スナバダイオード
１７ 放電抵抗
１８ スナバコンデンサ
１９ コンパレータ
２０ ＣＰＵ
２１ マスター・スイッチング素子
２２ａ，ｂ 分圧抵抗
２３ 測定器
Claims (4)
- 【請求項１】 Ｈブリッジ回路の入力端子の正極側に直
列に昇圧用インダクタンスを接続し、前記Ｈブリッジ回
路の出力端子に偏磁防止用コンデンサとトランスの１次
側端子を直列に接続して構成されるＨブリッジ昇圧回路
において、 スナバダイオードと放電抵抗とを並列に接続すると共に
前記スナバダイオードのカソード側にさらにスナバコン
デンサを直列に接続して構成されるスナバ回路を、前記
昇圧用インダクタンスと前記Ｈブリッジ回路入力端子の
正極側との間に前記スナバダイオードのアノードが位置
するよう前記Ｈブリッジ回路の上下端に並列に接続し、前記Ｈブリッジ昇圧回路が運転中に、サージ電圧の偏り
による 前記スナバコンデンサの電圧変化を計測すること
により前記トランスの偏磁および前記Ｈブリッジ回路中
のスイッチング素子の誤動作を検出することを特徴とす
るＨブリッジ昇圧回路。 - 【請求項２】 トランスの１次側にＨブリッジ回路を有
するＨブリッジ昇圧回路において、 スナバコンデンサを含むスナバ回路を前記Ｈブリッジ回
路の上下端に並列に接続し、前記Ｈブリッジ昇圧回路が運転中に、サージ電圧の偏り
による 前記スナバコンデンサの電圧変化を計測すること
により前記トランスの偏磁および前記Ｈブリッジ回路中
のスイッチング素子の誤動作を検出することを特徴とす
るＨブリッジ昇圧回路。 - 【請求項３】 Ｈブリッジ回路の入力端子の正極側に直
列に昇圧用インダクタンスを接続し、前記Ｈブリッジ回
路の出力端子に偏磁防止用コンデンサとトランスの１次
側端子を直列に接続して構成されるＨブリッジ昇圧回路
において、 スナバダイオードと放電抵抗とを並列に接続すると共に
前記スナバダイオードのカソード側にさらにスナバコン
デンサを直列に接続して構成されるスナバ回路を、前記
昇圧用インダクタンスと前記Ｈブリッジ回路入力端子の
正極側との間に前記スナバダイオードのアノードが位置
するよう前記Ｈブリッジ回路の上下端に並列に接続し、出力電流が最大一定出力の間に、 前記スナバコンデンサ
の電圧を複数の抵抗により分圧して計測することにより
前記トランスの出力電圧に比例する電圧値を検出するこ
とを特徴とするＨブリッジ昇圧回路。 - 【請求項４】 トランスの１次側にＨブリッジ回路を有
するＨブリッジ昇圧回路において、 スナバコンデンサを含むスナバ回路を前記Ｈブリッジ回
路の上下端に並列に接続し、出力電流が最大一定出力の間に、 前記スナバコンデンサ
の電圧を計測することにより前記トランスの出力電圧に
比例する電圧値を検出することを特徴とするＨブリッジ
昇圧回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP25440097A JP3493969B2 (ja) | 1997-09-19 | 1997-09-19 | Ｈブリッジ昇圧回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP25440097A JP3493969B2 (ja) | 1997-09-19 | 1997-09-19 | Ｈブリッジ昇圧回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH1198835A JPH1198835A (ja) | 1999-04-09 |
| JP3493969B2 true JP3493969B2 (ja) | 2004-02-03 |
Family
ID=17264460
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP25440097A Expired - Fee Related JP3493969B2 (ja) | 1997-09-19 | 1997-09-19 | Ｈブリッジ昇圧回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3493969B2 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN108242885A (zh) * | 2016-12-23 | 2018-07-03 | Det 国际控股有限公司 | 带有缓冲器电路的电功率转换器 |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
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| WO2007116464A1 (ja) * | 2006-03-31 | 2007-10-18 | Fujitsu Limited | 電源回路及びそれを用いた電子装置及び電源回路の偏励磁防止方法 |
| JP5194634B2 (ja) * | 2007-08-20 | 2013-05-08 | 富士電機株式会社 | 直流−直流変換装置 |
| JP5286017B2 (ja) * | 2008-10-07 | 2013-09-11 | 新電元工業株式会社 | 絶縁型コンバータ |
| JP5185327B2 (ja) * | 2010-06-17 | 2013-04-17 | Ｔｄｋラムダ株式会社 | Ｄｃｄｃコンバータ |
| WO2013049224A2 (en) * | 2011-09-26 | 2013-04-04 | Murata Power Solutions | Power transformer active flux balance circuit with driver dead time control |
| JP5692166B2 (ja) * | 2012-05-31 | 2015-04-01 | 株式会社豊田自動織機 | 電流型フルブリッジｄｃ−ｄｃコンバータ |
| JP6607495B2 (ja) * | 2015-03-30 | 2019-11-20 | パナソニックＩｐマネジメント株式会社 | 電力変換装置 |
| CN106891752B (zh) * | 2015-12-18 | 2019-12-10 | 比亚迪股份有限公司 | 电动汽车及其车载充电器和车载充电器的控制方法 |
| JP2017204932A (ja) * | 2016-05-11 | 2017-11-16 | 株式会社Ｓｏｋｅｎ | 電力変換装置 |
| CN112994429B (zh) * | 2021-02-02 | 2023-09-15 | 西北工业大学 | 一种输入并联输出串联型boost变换器的故障容错控制方法 |
-
1997
- 1997-09-19 JP JP25440097A patent/JP3493969B2/ja not_active Expired - Fee Related
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN108242885A (zh) * | 2016-12-23 | 2018-07-03 | Det 国际控股有限公司 | 带有缓冲器电路的电功率转换器 |
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| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH1198835A (ja) | 1999-04-09 |
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