JP3466448B2 - DC-DC converter - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】Detailed Description of the Invention

【０００１】[0001]

【産業の属する利用分野】本発明は入出力間の絶縁機能
を有するＤＣ−ＤＣコンバータの構成に関する。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a DC-DC converter having an insulation function between input and output.

【０００２】[0002]

【従来の技術】ＤＣ−ＤＣコンバータはその入力と出力
間の絶縁を求められる場合が多い、例えば、入力側の電
源と出力の負荷側で電極の一端を接地する場合がある。
両接地点間に電位差（ＤＣ−ＤＣコンバータの内部では
電力変換のプロセスで直流的にあるいは交流的に電位差
が生じる）があると大地を介したループに漏洩電流が生
じて保安用の漏洩継電器を誤動作させたり、負荷の機器
のノイズ誤動作や人体保安上の不都合を招く。2. Description of the Related Art A DC-DC converter is often required to have insulation between its input and output. For example, one end of an electrode may be grounded on the input power source and the output load side.
If there is a potential difference between the two ground points (in the DC-DC converter, there is a potential difference in terms of direct current or alternating current in the process of power conversion), a leakage current will be generated in the loop through the ground, and a leakage relay for safety will be installed. It may cause malfunction, noise malfunction of load equipment, or inconvenience to human body safety.

【０００３】図４は、接地している例で、ＤＣ−ＤＣコ
ンバータにおける絶縁機能の必要性を説明する図であ
る。１０はＤＣ−ＤＣコンバータ、Ｅは直流電源、Ｒは
負荷、Ｃはコンデンサである。電話局の直流電源４８Ｖ
は正極が接地されている。これを入力とするＤＣ−ＤＣ
コンバータ１０の負荷Ｒ側で接地されている場合があ
る。また、ほとんどの負荷Ｒは電磁ノイズを抑制するた
めに大地と電極の一方とをコンデンサＣで接続し、ノイ
ズのバイパス回路をつくっている。この場合、交流的に
接地されていることになり、交流の漏洩電流を生じる。
対処策としてはＤＣ−ＤＣコンバータ１０の内部に絶縁
トランスを挿入している。FIG. 4 is a diagram for explaining the necessity of an insulation function in a DC-DC converter in an example of grounding. 10 is a DC-DC converter, E is a DC power supply, R is a load, and C is a capacitor. Telephone office DC power supply 48V
Has a positive electrode grounded. DC-DC with this as input
The load R side of the converter 10 may be grounded. In addition, most of the loads R connect the ground and one of the electrodes with a capacitor C in order to suppress electromagnetic noise to form a noise bypass circuit. In this case, the AC current is grounded, and an AC leakage current is generated.
As a countermeasure, an insulation transformer is inserted inside the DC-DC converter 10.

【０００４】図５は、従来例における高周波絶縁トラン
スをもつＤＣ−ＤＣコンバータの回路構成図である。回
路の動作を説明する。Ｈｉｎｖは半導体スイッチＱｘ１
〜Ｑｘ４で構成したブリッジインバータであり直流入力
電圧Ｅｉｎを高周波の交流電圧に変換してトランスＴの
１次巻線ｎ１に与える。２次巻線ｎ２に誘起した交流電
圧をダイオードＤで構成したダイオード整流回路Ｈｒｅ
ｃで直流に変換してリアクタＬｘとコンデンサＣのフィ
ルタで平滑し出力の直流電圧Ｅｏｕｔを得る。このコン
バータ回路では高周波の交流を介在させることによって
挿入するトランスＴの小形化、軽量化を図っている。こ
のコンバータはまた、半導体スイッチＱｘ１〜Ｑｘ４の
制御によって（図には示されていない制御装置から制御
信号を与える）出力の直流電圧Ｅｏｕｔの電圧レベルの
制御もおこなう。FIG. 5 is a circuit configuration diagram of a DC-DC converter having a high frequency insulating transformer in a conventional example. The operation of the circuit will be described. Hinv is a semiconductor switch Qx1
To Qx4, which is a bridge inverter, converts the DC input voltage Ein into a high-frequency AC voltage and applies it to the primary winding n1 of the transformer T. A diode rectifier circuit Hre in which an AC voltage induced in the secondary winding n2 is composed of a diode D.
It is converted to direct current by c and smoothed by the filter of the reactor Lx and the capacitor C to obtain the output direct current voltage Eout. In this converter circuit, the transformer T inserted by interposing a high-frequency alternating current is made smaller and lighter. This converter also controls the voltage level of the output DC voltage Eout (by providing a control signal from a control device (not shown)) by controlling the semiconductor switches Qx1 to Qx4.

【０００５】半導体スイッチＱｘ１〜Ｑｘ４、ダイオー
ドＤに並列に設けられているコンデンサと抵抗の直列回
路Ｓ１〜Ｓ８はスナバー回路であり、半導体スイッチＱ
ｘ１〜Ｑｘ４、ダイオードＤに印加されるサージ電圧を
回収して過電圧ストレスを抑制している。この従来例に
使われている高周波トランスＴは大電流（大容量）用に
なると巻線径が太くなるため１次と２次巻線間の磁気的
な結合を密にする事が困難になる。結合が密にならない
のは漏洩インダクタンスが大きくなるためである。高周
波回路であるため、漏洩インダクタンスによる電圧降下
が無視できないほど大きくなり電圧制御を難しくする。
また電力変換効率を低下させてしまう。一般に１ｋＷ以
下の小容量の装置に使われる。The semiconductor switches Qx1 to Qx4 and the series circuits S1 to S8 of capacitors and resistors provided in parallel with the diode D are snubber circuits.
x1 to Qx4 and surge voltage applied to the diode D are recovered to suppress overvoltage stress. The high-frequency transformer T used in this conventional example has a large winding diameter when used for a large current (large capacity), so that it is difficult to close the magnetic coupling between the primary and secondary windings. . The reason why the coupling does not become dense is that the leakage inductance becomes large. Since it is a high-frequency circuit, the voltage drop due to the leakage inductance becomes too large to be ignored, which makes voltage control difficult.
Moreover, the power conversion efficiency is reduced. Generally used for small capacity devices of 1 kW or less.

【０００６】図６は、従来例におけるチョッパを使用し
たＤＣ−ＤＣコンバータの回路構成図である。図５の高
周波インバータＨｉｎｖを使った回路に代わってチョッ
パが使われている。直流電圧Ｅｉｎを受け、半導体スイ
ッテＱｘをオンさせてリアクタＬに電磁エネルギを蓄え
させる。半導体スイッチＱｘがオフしている期間にリア
クタＬに蓄えられた電磁エネルギを２次巻線ｎ２，ダイ
オードＤｘの回路でコンデンサＣ側に放電させる。コン
デンサＣの電圧Ｅｏｕｔが直流出力となる。このリアク
タＬがエネルギーの蓄積をするのと同時に絶縁トランス
の役割を果たし、入・出力間を絶縁する。FIG. 6 is a circuit configuration diagram of a DC-DC converter using a chopper in a conventional example. A chopper is used instead of the circuit using the high frequency inverter Hinv in FIG. Upon receiving the DC voltage Ein, the semiconductor switch Qx is turned on to cause the reactor L to store electromagnetic energy. The electromagnetic energy stored in the reactor L is discharged to the capacitor C side by the circuit of the secondary winding n2 and the diode Dx while the semiconductor switch Qx is off. The voltage Eout of the capacitor C becomes a DC output. The reactor L accumulates energy and at the same time plays a role of an insulating transformer to insulate input and output.

【０００７】次に電圧調整について説明する。半導体ス
イッチＱｘをオンさせるとリアクタＬの１次巻線ｎ１に
流れる電流が増加する。このリアクタＬに蓄えられる電
磁エネルギーの大きさは１／２×（インダクタンス）×
（電流）² である。この半導体スイッチＱｘのオン期間
には各巻線には図示の極性の電圧が誘起されている。こ
の期間にはダイオードＤｘにより阻止されコンデンサＣ
側には電流が流れない。半導体スイッチＱｘをオフさせ
るとリアクタ２次巻線ｎ２には図示とは逆の極性の電圧
が誘起してダイオードＤｘが通電してリアクタＬに蓄え
られた電磁エネルギーがコンデンサＣ側に放出される。
半導体スイッチＱｘのスイッチング・デューティ比Ｘ＝
オン期間／（オン期間＋オフ期間）を変化させると出力
電圧Ｅｏｕｔは次のように電圧ゼロから入力電圧Ｅｉｎ
より高いレベルまで変えられる。 Ｅｏｕｔ＝ｘ／（１−ｘ）・ｎ１／ｎ２・Ｅｉｎ （０≦ｘ＜１） （１） 例えばＸ＝０．５，ｎ１／ｎ２＝１の場合にはＥｏｕｔ
＝Ｅｉｎとなる。式（１）の関係は流れる電流の大きさ
に影響されない。Ｓ９，Ｓ１０はスナバー回路である。Next, voltage adjustment will be described. When the semiconductor switch Qx is turned on, the current flowing through the primary winding n1 of the reactor L increases. The magnitude of the electromagnetic energy stored in this reactor L is 1/2 × (inductance) ×
(Current) ² . A voltage having the illustrated polarity is induced in each winding during the ON period of the semiconductor switch Qx. During this period, the capacitor C is blocked by the diode Dx.
No current flows on the side. When the semiconductor switch Qx is turned off, a voltage having a polarity opposite to that shown in the drawing is induced in the secondary winding n2 of the reactor, the diode Dx is energized, and the electromagnetic energy stored in the reactor L is discharged to the capacitor C side.
Switching duty ratio of semiconductor switch Qx X =
When the ON period / (ON period + OFF period) is changed, the output voltage Eout changes from zero voltage to the input voltage Ein as follows.
Can be changed to a higher level. Eout = x / (1-x) · n1 / n2 · Ein (0 ≦ x <1) (1) For example, when X = 0.5 and n1 / n2 = 1, Eout
= Ein. The relationship of equation (1) is not affected by the magnitude of the flowing current. S9 and S10 are snubber circuits.

【０００８】このチョッパコンバータではスイッチング
する周波数を任意に、例えば２０ｋＨｚに高められるの
で絶縁用のリアクタ自体は小さく、また軽量になる。し
かし、リアクタの電力容量が大きくなると巻線径が太く
なり、入力巻線ｎ１と出力巻線ｎ２の電磁気的な結合が
粗になってしまう。これはリアクタの漏洩インダクタン
スが増すことであり、電圧降下を招き制御性を低下させ
る。また効率も低下させる。さらに電磁気的な放射ある
いは伝導ノイズを増し、強力な抑制策を打つ必要が出で
コストアップをもたらす。一般に１００Ｗ以下の装置に
使われている。In this chopper converter, since the switching frequency can be arbitrarily increased to, for example, 20 kHz, the insulating reactor itself is small and lightweight. However, as the power capacity of the reactor increases, the winding diameter increases, and the electromagnetic coupling between the input winding n1 and the output winding n2 becomes rough. This is because the leakage inductance of the reactor increases, which causes a voltage drop and lowers controllability. It also reduces efficiency. Furthermore, electromagnetic radiation or conduction noise is increased, and it is necessary to take strong suppression measures, resulting in cost increase. It is generally used in devices of 100 W or less.

【０００９】これらＤＣ−ＤＣコンバータ回路は、半導
体スイッチ用の制御装置を付加してＤＣ−ＤＣコンバー
タ装置になり、単独でも使われるし、また、整流装置や
ＵＰＳの直流部に挿入して入・出力間の絶縁用にも使わ
れる。なお、図５，６の半導体スイッチとしては図示の
バイポーラ・トランジスタの他にパワー・ＭＯＳＦＥＴ
やＩＧＢＴも使われている。These DC-DC converter circuits become a DC-DC converter device by adding a control device for semiconductor switches, and can be used alone, or can be inserted into a DC part of a rectifier device or a UPS. Also used for isolation between outputs. The semiconductor switches shown in FIGS. 5 and 6 include power MOSFETs in addition to the bipolar transistors shown in the figures.
And IGBT are also used.

【００１０】[0010]

【発明が解決しようとする課題】しかし、従来は入・出
力間に絶縁手段を設けたＤＣ−ＤＣコンバータの大容量
化は難しいという問題があった。However, conventionally, there has been a problem that it is difficult to increase the capacity of a DC-DC converter provided with an insulating means between input and output.

【００１１】本発明はこのような点に鑑みてなされたも
のであり、小形で軽量であって制御性低下のない大容量
でも実用性のある絶縁手段を入・出力間に設けたＤＣ−
ＤＣコンバータを提供することを目的とする。The present invention has been made in view of the above-mentioned problems, and is a DC-comprising a small and lightweight insulating means which is practical and has a large capacity without deterioration of controllability.
An object is to provide a DC converter.

【００１２】[0012]

【課題を解決するための手段】ＤＣ−ＤＣコンバータの
大容量化に支障をきたしているトランスの入・出力間の
粗結合の問題を解決するために、入・出力で共通の巻線
をもつリアクタを使い、また共通巻線を使うことによっ
て失われる入・出力間の絶縁の問題は半導体素子を直列
に挿入してこれを不導通とすることによって解決する。In order to solve the problem of coarse coupling between the input and output of a transformer, which has hindered the increase in capacity of a DC-DC converter, a common winding is provided for input and output. The problem of insulation between input and output, which is lost by using a reactor and a common winding, is solved by inserting a semiconductor element in series and making it non-conductive.

【００１３】[0013]

【発明の実施の形態】本発明は、直流入力電圧Ｅｉｎ
を、それぞれ正極側および負極側に半導体スイッチＱ
１，Ｑ２を直列接続した巻線ｎ１のリアクタＬで受け、
このリアクタＬと並列にコンデンサＣ１の正極および負
極をそれぞれダイオードＤ１，Ｄ２と直列接続した回路
を接続してなり、このコンデンサＣ１の直流電圧を出力
とし、前記半導体スイッチＱ１，Ｑ２を同時にオンさせ
て前記リアクタＬに電磁エネルギーを蓄積し、所要の電
磁エネルギーが蓄積した後、前記半導体スイッチＱ１，
Ｑ２を同時にオフさせて前記ダイオードＤ１，Ｄ２を介
して前記コンデンサＣ１に放電させることにより、入出
力間に絶縁機能を持たせたことを特徴とするＤＣ−ＤＣ
コンバータであり、また、前記リアクタＬに第２の巻線
ｎ２を設け、この第２の巻線ｎ２と並列に第３のダイオ
ードＤ３と第２のコンデンサＣ２の直列回路を接続し、
この第２のコンデンサＣ２の直流電圧も出力とすること
を特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータであり、また、前記
リアクタＬに第２の巻線ｎ２を設け、この第２の巻線ｎ
２と並列に第３のダイオードＤ３と第２のコンデンサＣ
２の直列回路を接続し、この第２のコンデンサＣ２の直
流電圧と第１のコンデンサＣ１の直流電圧を加算して出
力とすることを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータであ
り、さらに、前記各リアクタＬの巻線と並列にスナバー
回路Ｓを設けたことを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ
を主旨とする。BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION The present invention is directed to a DC input voltage Ein.
To the semiconductor switch Q on the positive side and the negative side, respectively.
Received by the reactor L of the winding n1 in which 1 and Q2 are connected in series,
This reactor L is connected in parallel with a circuit in which the positive and negative electrodes of a capacitor C1 are connected in series with diodes D1 and D2, and the DC voltage of this capacitor C1 is used as an output to turn on the semiconductor switches Q1 and Q2 at the same time. Electromagnetic energy is accumulated in the reactor L, and after the required electromagnetic energy is accumulated, the semiconductor switch Q1,
DC-DC characterized in that an insulating function is provided between the input and the output by simultaneously turning off Q2 and discharging the capacitor C1 via the diodes D1 and D2.
A converter, the reactor L is provided with a second winding n2, and a series circuit of a third diode D3 and a second capacitor C2 is connected in parallel with the second winding n2,
A DC-DC converter characterized in that the DC voltage of the second capacitor C2 is also output, and the reactor L is provided with a second winding n2.
In parallel with 2, a third diode D3 and a second capacitor C
A DC-DC converter in which two series circuits are connected and the DC voltage of the second capacitor C2 and the DC voltage of the first capacitor C1 are added to produce an output. The purpose of the DC-DC converter is to provide a snubber circuit S in parallel with the L winding.

【００１４】[0014]

【実施例】図１は本発明の第１の実施例である。図６の
２巻線をもつリアクタＬに代わって１巻線ｎ１のリアク
タＬが使われている。入力の直流電圧Ｅｉｎは半導体ス
イッチ対Ｑ１，Ｑ２を介してリアクタＬに与えられる。
リアクタＬの巻線はまた、両極をダイオード対Ｄ１，Ｄ
２を介してコンデンサＣ１に接続されている。半導体ス
イッチ対Ｑ１，Ｑ２がオンしている期間にリアクタＬに
図示の極性の電圧が印加され電流が増加する。これに伴
いリアクタＬの電磁エネルギーの蓄積量が増加する。こ
の間、ダイオード対Ｄ１，Ｄ２にはリアクタＬとコンデ
ンサＣ１の図示の極性の和の電圧が加わる。この電圧の
極性はダイオード対Ｄ１，Ｄ２にとって逆方向になり電
流は流れない。半導体スイッチ対Ｑ１，Ｑ２をオフにす
るとエネルギー保存則に則ってリアクタＬの巻線には図
示とは逆の極性の電圧が誘起されダイオード対Ｄ１，Ｄ
２が通電しリアクタＬに蓄えられた電磁エネルギーはコ
ンデンサＣ１および負荷側へ放出される。DESCRIPTION OF THE PREFERRED EMBODIMENTS FIG. 1 is a first embodiment of the present invention. A reactor L with one winding n1 is used in place of the reactor L with two windings in FIG. The input DC voltage Ein is applied to the reactor L via the semiconductor switch pair Q1 and Q2.
The winding of the reactor L also has a diode pair D1, D
2 is connected to the capacitor C1. While the semiconductor switch pair Q1, Q2 is on, the voltage of the illustrated polarity is applied to the reactor L and the current increases. Along with this, the amount of accumulated electromagnetic energy in the reactor L increases. During this time, the voltage of the sum of the polarities of the reactor L and the capacitor C1 shown in the figure is applied to the diode pair D1 and D2. The polarity of this voltage is opposite to that of the diode pair D1 and D2, and no current flows. When the semiconductor switch pair Q1 and Q2 is turned off, a voltage having a polarity opposite to that shown in the drawing is induced in the winding of the reactor L according to the energy conservation law, and the diode pair D1 and D2
2 is energized and the electromagnetic energy stored in the reactor L is discharged to the capacitor C1 and the load side.

【００１５】このように半導体スイッチ対Ｑ１，Ｑ２の
断続によって入力の直流電力が出力側に変換される。出
力電圧Eoutは半導体スイッチ対Ｑ１，Ｑ２のオンとオフ
のデューティ比Ｘを高くすると増加する。これは図６の
従来例のチョッパ回路の制御と同じく式（１）に従う。
半導体スイッチ対Ｑ１，Ｑ２がオンしている期間にはダ
イオード対Ｄ１，Ｄ２によって入力と出力の間は切り離
されている。つまり絶縁されている。一方、ダイオード
対Ｄ１，Ｄ２が通電している期間には半導体スイッチ対
Ｑ１，Ｑ２がオフになっていて、この期間も入力と出力
側は切り離されている。つまり絶縁されている。半導体
スイッチ対Ｑ１，Ｑ２とダイオード対Ｄ１，Ｄ２が通電
する期間は同時には存在しないので常に入力と出力側は
絶縁された状態が保たれる。As described above, the input DC power is converted to the output side by connecting and disconnecting the semiconductor switch pair Q1 and Q2. The output voltage Eout increases when the ON / OFF duty ratio X of the semiconductor switch pair Q1, Q2 is increased. This follows the equation (1) similarly to the control of the chopper circuit of the conventional example of FIG.
While the semiconductor switch pair Q1, Q2 is on, the input and output are separated by the diode pair D1, D2. That is, it is insulated. On the other hand, the semiconductor switch pair Q1, Q2 is off during the period when the diode pair D1, D2 is energized, and the input side and the output side are also disconnected during this period. That is, it is insulated. Since the semiconductor switch pair Q1 and Q2 and the diode pair D1 and D2 are not energized at the same time, the input and output sides are always insulated.

【００１６】破線部のＳはスナバー回路である。半導体
スイッチ、ダイオードの電流断続にともなって生じるス
パイク状のサージ電圧を整流してスナバーコンデンサＣ
ｓに吸収させる。このコンデンサＣｓに吸収した電荷
（エネルギー）は並列に設けた抵抗Ｒｓに放電させてコ
ンデンサＣｓの電圧が過度に増加するのを防止する。抵
抗Ｒｓ代わってツエナーダイオードＤｓを設けてこれに
放電させても同じ効果が得られる。またスナバー回路Ｓ
に代わって抵抗とコンデンサの直列回路をリアクタＬと
並列に設けても効果はある。図示のスナバー回路Ｓの場
合にはコンデンサとして容量の大きい電解コンデンサも
使えるので充分な効果をあげられる。なお、スナバーと
して従来例（図５，図６）のように半導体素子の端子間
に設けてもサージ電圧抑制の効果はあるが、半導体素子
のオフの期間にこのスナバー回路を介して入出力間に漏
洩電流が流れてしまい、入・出力間を絶縁する効果は弱
められる。Reference numeral S in the broken line is a snubber circuit. The snubber capacitor C is rectified by rectifying the spike-shaped surge voltage generated by the intermittent current of the semiconductor switch and the diode.
let s absorb. The electric charge (energy) absorbed by the capacitor Cs is discharged to the resistor Rs provided in parallel to prevent the voltage of the capacitor Cs from excessively increasing. The same effect can be obtained by providing a Zener diode Ds instead of the resistor Rs and discharging it. In addition, the snubber circuit S
It is also effective to provide a series circuit of a resistor and a capacitor in parallel with the reactor L instead of. In the case of the snubber circuit S shown in the drawing, an electrolytic capacitor having a large capacity can be used as the capacitor, so that a sufficient effect can be obtained. Even if the snubber is provided between the terminals of the semiconductor element as in the conventional example (FIGS. 5 and 6), it has the effect of suppressing the surge voltage. Leakage current flows into the device, weakening the effect of insulating between input and output.

【００１７】図２は本発明の第２の実施例で、図１の第
１の実施例のリアクタに第２の巻線を設けている。式
（１）はチョッパＤＣ−ＤＣコンバータにおける入力の
電圧Ｅｉｎと出力電圧Ｅｏｕｔとの関係であるが、ここ
でリアクタの巻線ｎ１，ｎ２（図６）が関係していて巻
線比ｎ１／ｎ２が大きいほど出力電圧は高くなる。とこ
ろが図１の実施例ではリアクタＬの巻線が一つであるた
め出力電圧は式（１）においてｎ２＝ｎ１と置いた場合
に等しく、電圧を高めるにはデューティ比Ｘのみに依存
することになる。これは制御性とも関係するので出力電
圧Ｅｏｕｔを入力電圧Ｅｉｎの２倍以上に高めるのは実
用的でない。そこでより高い出力電圧を得るために図１
の実施例を変形する。FIG. 2 shows a second embodiment of the present invention in which the reactor of the first embodiment of FIG. 1 is provided with a second winding. Equation (1) shows the relationship between the input voltage Ein and the output voltage Eout in the chopper DC-DC converter. Here, the windings n1 and n2 (FIG. 6) of the reactor are related to each other, and the winding ratio n1 / n2 Is larger, the output voltage is higher. However, in the embodiment of FIG. 1, since the reactor L has one winding, the output voltage is equal when n2 = n1 is set in the equation (1), and in order to increase the voltage, it depends on only the duty ratio X. Become. Since this is also related to controllability, it is not practical to raise the output voltage Eout to more than twice the input voltage Ein. Therefore, in order to obtain higher output voltage,
This embodiment is modified.

【００１８】リアクタＬに第２の巻線ｎ２を設けダイオ
ードＤ３とコンデンサＣ２と組み合わせて第２の出力電
圧を得る。コンデンサＣ１とＣ２の電圧を加算して出力
電圧Ｅｏｕｔとする。Ｃ１とＣ２の電圧の比はリアクタ
Ｌの巻線の比ｎ２／ｎ１できまる。Ｃ１の電圧は図１の
第１の実施例と同じであるからＣ２の電圧分だけ出力電
圧Ｅｏｕｔは高くなる。また、加算した直流電圧Ｅｏｕ
ｔを図１のＥｏｕｔと同じとした場合は、分圧している
分に対応してコンデンサＣ１の電圧は図１のＣ１の電圧
より低くなっている。半導体スイッチＱ１，Ｑ２がオフ
している期間にはこれらには入力の電圧Ｅｉｎとコンデ
ンサＣ１の電圧の和が印加されるので図２の実施例で使
う半導体スイッチの耐圧は図１の場合より低くてよいこ
とになる。A second winding n2 is provided in the reactor L and combined with a diode D3 and a capacitor C2 to obtain a second output voltage. The output voltages Eout are obtained by adding the voltages of the capacitors C1 and C2. The ratio of the voltages of C1 and C2 depends on the ratio of the windings of the reactor L, n2 / n1. Since the voltage of C1 is the same as that in the first embodiment of FIG. 1, the output voltage Eout is increased by the voltage of C2. Also, the added DC voltage Eou
When t is the same as Eout in FIG. 1, the voltage of the capacitor C1 is lower than the voltage of C1 in FIG. 1 corresponding to the divided voltage. Since the sum of the input voltage Ein and the voltage of the capacitor C1 is applied to the semiconductor switches Q1 and Q2 while they are off, the withstand voltage of the semiconductor switch used in the embodiment of FIG. 2 is lower than that in the case of FIG. It will be good.

【００１９】図３は本発明の第３の実施例である。図２
の実施例におけるコンデンサＣ１およびＣ２の直流電圧
をそれぞれＤＣ−ＤＣコンバータの出力とし２系統の負
荷に給電するようにしている。リアクタＬに巻装する巻
線の数を増し、巻線ｎ２の回路と同様に構成すれば高電
圧あるいは多出力のＤＣ−ＤＣコンバータが得られる。FIG. 3 shows a third embodiment of the present invention. Figure 2
In this embodiment, the DC voltage of the capacitors C1 and C2 is used as the output of the DC-DC converter to feed the two loads. A high-voltage or multi-output DC-DC converter can be obtained by increasing the number of windings wound around the reactor L and configuring it in the same manner as the circuit of the winding n2.

【００２０】なお、図２，３の実施例においても図１の
実施例におけるスナバー回路ＳをリアクタＬの各巻線ｎ
１，ｎ２に付加すると半導体にかかる電圧ストレス緩和
に有効であることは言うまでもない。第１ないし第３の
実施例において半導体スイッチ対Ｑ１，Ｑ２の断続の繰
り返し周波数を高くする、たとえば２０ｋＨｚとすれば
リアクタＬは小形になり、軽くもなる。2 and 3, the snubber circuit S in the embodiment of FIG. 1 is connected to each winding n of the reactor L.
It goes without saying that the addition of 1 and n2 is effective in alleviating the voltage stress applied to the semiconductor. In the first to third embodiments, if the intermittent repetition frequency of the semiconductor switch pair Q1, Q2 is increased, for example, 20 kHz, the reactor L becomes smaller and lighter.

【００２１】図１ないし３のＤＣ−ＤＣコンバータ回路
を制御装置と組み合わせてＤＣ−ＤＣコンバータ（装
置）とする。半導体スイッチＱ１，Ｑ２としてはバイポ
ーラ・トランジスタを例示したが、これに限らず、パワ
ー・ＭＯＳＦＥＴやＩＧＢＴでも使えることは言うまで
もない。The DC-DC converter circuit of FIGS. 1 to 3 is combined with a control device to form a DC-DC converter (device). Although bipolar transistors are illustrated as the semiconductor switches Q1 and Q2, it is needless to say that the semiconductor switches Q1 and Q2 can be used in power MOSFETs and IGBTs.

【００２２】[0022]

【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば半
導体素子によって入・出力間の絶縁ができるのでリアク
タＬとして図５および図６のような複数巻線を必要とせ
ず、従って巻線間の粗結合のもたらす欠陥がなくなり、
制御性がよくなる。また、大容量のリアクタＬでも実用
に供することができる。半導体スイッチ対Ｑ１，Ｑ２の
スイッチング周波数を容易に高められるのでリアクタＬ
の小形化が図れる。高電圧出力や多出力ＤＣ−ＤＣコン
バータが容易に構成される。これらによりＤＣ−ＤＣコ
ンバータの制御性改善、小形化、軽量化等に大きく寄与
する。特に大容量の装置では顕著な効果がある。また、
整流装置やＵＰＳ（無停電電源装置）等の直流電圧制御
や絶縁部として本発明を適用すると同様の効果が得られ
る。入・出力とは独立したスナバー回路Ｓを設けること
により、入・出力間の絶縁性を損なうことなく半導体に
印加される電圧ストレスを緩和できるので電力変換装置
の寿命ならびに信頼性を高められる。As described above, according to the present invention, since the input and output can be insulated by the semiconductor element, the reactor L does not need a plurality of windings as shown in FIGS. The defects caused by the coarse coupling between
Controllability is improved. Further, even a large capacity reactor L can be put to practical use. Since the switching frequency of the semiconductor switch pair Q1 and Q2 can be easily increased, the reactor L
Can be miniaturized. A high-voltage output or multi-output DC-DC converter can be easily constructed. These greatly contribute to improving the controllability, downsizing, and weight saving of the DC-DC converter. In particular, a large capacity device has a remarkable effect. Also,
The same effect can be obtained by applying the present invention as a DC voltage control or an insulating unit of a rectifier or UPS (uninterruptible power supply). By providing the snubber circuit S independent of the input / output, the voltage stress applied to the semiconductor can be relaxed without impairing the insulation between the input / output, so that the life and reliability of the power conversion device can be improved.

【図面の簡単な説明】[Brief description of drawings]

【図１】本発明の第１実施例におけるＤＣ−ＤＣコンバ
ータの回路構成図である。FIG. 1 is a circuit configuration diagram of a DC-DC converter according to a first embodiment of the present invention.

【図２】本発明の第２実施例におけるＤＣ−ＤＣコンバ
ータの回路構成図である。FIG. 2 is a circuit configuration diagram of a DC-DC converter in a second embodiment of the present invention.

【図３】本発明の第３実施例におけるＤＣ−ＤＣコンバ
ータの回路構成図である。FIG. 3 is a circuit configuration diagram of a DC-DC converter according to a third embodiment of the present invention.

【図４】ＤＣ−ＤＣコンバータにおける絶縁機能の必要
性を説明する図である。FIG. 4 is a diagram illustrating the necessity of an insulation function in a DC-DC converter.

【図５】従来例におけるＤＣ−ＤＣコンバータの回路構
成図である。FIG. 5 is a circuit configuration diagram of a DC-DC converter in a conventional example.

【図６】従来例におけるチョッパを使用したＤＣ−ＤＣ
コンバータの回路構成図である。FIG. 6 is a DC-DC using a chopper in a conventional example.
It is a circuit block diagram of a converter.

【符号の説明】[Explanation of symbols]

１０ ＤＣ−ＤＣコンバータ Ｃ，Ｃ１，Ｃ２，Ｃｓ コンデンサ Ｄ，Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３，Ｄｘ ダイオード Ｄｓ ツェナーダイオード Ｅ 電源 Ｌ，Ｌｘ リアクタ Ｒ，Ｒｓ 抵抗 Ｑ１，Ｑ２，Ｑｘ，Ｑｘ１〜Ｑｘ４ 半導体スイッチ Ｓ，Ｓ１〜１０ スナバー回路 Ｔ トランス 10 DC-DC converter C, C1, C2, Cs capacitors D, D1, D2, D3, Dx diodes Ds Zener diode E power supply L, Lx reactor R, Rs resistance Q1, Q2, Qx, Qx1 to Qx4 semiconductor switches S, S1-10 Snubber circuit T transformer

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 特開 昭61−191263（ＪＰ，Ａ) 特開 平３−49556（ＪＰ，Ａ) 特開 昭60−51458（ＪＰ，Ａ) 実開 平７−11892（ＪＰ，Ｕ) 実開 昭61−22148（ＪＰ，Ｕ)   ─────────────────────────────────────────────────── ─── Continued front page       (56) References JP-A-61-191263 (JP, A)                 JP-A-3-49556 (JP, A)                 JP-A-60-51458 (JP, A)                 Actual Kaihei 7-11892 (JP, U)                 Actual Development Sho 61-22148 (JP, U)

Claims (4)

(57)【特許請求の範囲】(57) [Claims] 【請求項１】 直流入力電圧（Ｅｉｎ）を、それぞれ正
極側および負極側に半導体スイッチ（Ｑ１，Ｑ２）を直
列接続した巻線（ｎ１）のリアクタ（Ｌ）で受け、この
リアクタ（Ｌ）と並列にコンデンサ（Ｃ１）の正極およ
び負極をそれぞれダイオード（Ｄ１，Ｄ２）と直列接続
した回路を接続してなり、このコンデンサ（Ｃ１）の直
流電圧を出力とし、 前記半導体スイッチ（Ｑ１，Ｑ２）を同時にオンさせて
前記リアクタ（Ｌ）に電磁エネルギーを蓄積し、所要の
電磁エネルギーが蓄積した後、前記半導体スイッチ（Ｑ
１，Ｑ２）を同時にオフさせて前記ダイオード（Ｄ１，
Ｄ２）を介して前記コンデンサ（Ｃ１）に放電させるこ
とにより、入出力間に絶縁機能を持たせたことを特徴と
するＤＣ−ＤＣコンバータ。1. A direct current input voltage (Ein) is received by a reactor (L) of a winding (n1) in which semiconductor switches (Q1, Q2) are connected in series on the positive electrode side and the negative electrode side, respectively. A circuit in which the positive electrode and the negative electrode of the capacitor (C1) are respectively connected in series with the diodes (D1, D2) in parallel is connected, and the direct current voltage of the capacitor (C1) is output, and the semiconductor switch (Q1, Q2) is turned on. The semiconductor switches (Q) are turned on at the same time to accumulate electromagnetic energy in the reactor (L), and after the required electromagnetic energy is accumulated.
1, Q2) are turned off at the same time and the diode (D1,
A DC-DC converter characterized in that an insulating function is provided between the input and the output by discharging the capacitor (C1) via D2). 【請求項２】 前記リアクタ（Ｌ）に第２の巻線（ｎ
２）を設け、この第２の巻線（ｎ２）と並列に第３のダ
イオード（Ｄ３）と第２のコンデンサ（Ｃ２）の直列回
路を接続し、この第２のコンデンサ（Ｃ２）の直流電圧
も出力とすることを特徴とする請求項１に記載のＤＣ−
ＤＣコンバータ。2. A second winding (n) is attached to the reactor (L).
2) is provided, a series circuit of a third diode (D3) and a second capacitor (C2) is connected in parallel with the second winding (n2), and a DC voltage of the second capacitor (C2) is connected. The DC- according to claim 1, characterized in that
DC converter. 【請求項３】 前記リアクタ（Ｌ）に第２の巻線（ｎ
２）を設け、この第２の巻線（ｎ２）と並列に第３のダ
イオード（Ｄ３）と第２のコンデンサ（Ｃ２）の直列回
路を接続し、この第２のコンデンサ（Ｃ２）の直流電圧
と請求項１のコンデンサ（Ｃ１）の直流電圧を加算して
出力とすることを特徴とする請求項１，２のいずれかに
記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。3. A second winding (n) is attached to the reactor (L).
2) is provided, a series circuit of a third diode (D3) and a second capacitor (C2) is connected in parallel with the second winding (n2), and a DC voltage of the second capacitor (C2) is connected. The DC-DC converter according to any one of claims 1 and 2, wherein the DC voltage of the capacitor (C1) according to claim 1 is added to produce an output. 【請求項４】 前記リアクタ（Ｌ）の巻線と並列にスナ
バー回路（Ｓ）を設けたことを特徴とする請求項１〜３
のいずれかに記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。4. The snubber circuit (S) is provided in parallel with the winding of the reactor (L).
The DC-DC converter according to any one of 1.