JP3465491B2 - スイッチング電源装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は自励型でフライバッ
クコンバータ方式のスイッチング電源装置に関し、より
具体的にはその過電流保護手段の改良に関するものであ
る。

【０００２】

【従来の技術】一般的なフライバックコンバータ方式の
スイッチング電源装置は、そのスイッチングトランジス
タの最大コレクタ電流が増幅率ｈ_FEに依存することで一
応、過電流保護機能を有しているが、それだけでは入力
電圧が変動すると過電流保護開始点がずれる（例えば入
力電圧が大きくなると過電流保護開始点が大きい方へず
れる）という問題がある。

【０００３】そこで、このような問題を簡単な回路で解
消することができるスイッチング電源装置がすでに多く
提案されている。図４は第１の従来例を示すものであ
り、図４において２はトランス、２ａは１次巻線、２ｂ
は２次巻線、２ｃはバイアス巻線、４はダイオード、６
はスイッチング素子としてのＭＯＳＦＥＴ、８は抵抗、
１０は時定数回路、１２は抵抗、１４はコンデンサ、１
６はコンデンサ、１８は抵抗、２０は制御素子としての
トランジスタである。

【０００４】トランス２の１次巻線２ａにスイッチング
素子としてのＭＯＳＦＥＴ６を直列接続し、かつトラン
ス２のバイアス巻線２ｃの出力をコンデンサ１６および
抵抗１８を介してＭＯＳＦＥＴ６のゲートに帰還するよ
うにしている。

【０００５】さらに、互いに直列接続された抵抗１２お
よびコンデンサ１４からなる時定数回路１０をトランス
２のバイアス巻線２ｃの両端に接続し、かつＭＯＳＦＥ
Ｔ６のゲートとソース間に制御素子としてのトランジス
タ２０を並列接続し、前記コンデンサ１４の電圧がこの
トランジスタ２０のベースに印加されるようにしてい
る。

【０００６】以下、動作を説明すると、入力電圧Ｖｉが
印加されると、起動抵抗８を通してＭＯＳＦＥＴ６にゲ
ート電圧が印加され、ＭＯＳＦＥＴ６が導通状態にな
る。その結果、トランス２の１次巻線２ａに電圧が加わ
り、同時にバイアス巻線２ｃに電圧Ｖｂが発生する。こ
れがコンデンサ１６および抵抗１８を介してＭＯＳＦＥ
Ｔ６のゲートに印加され、ＭＯＳＦＥＴ６は急速にオン
する。

【０００７】このとき、トランス２の２次巻線２ｂの電
圧はダイオード４に対して逆方向に加わるので、２次巻
線２ｂには電流が流れず、トランス２にエネルギーが蓄
積される。これとともに、時定数回路１０を構成するコ
ンデンサ１４には抵抗１２を通して充電電流が流れ、ト
ランジスタ２０のベース電位が徐々に上昇する。

【０００８】コンデンサ１４の電位が所定値に達してト
ランジスタ２０が導通し始めると、ＭＯＳＦＥＴ６のゲ
ート電圧が低下してＭＯＳＦＥＴ６がオン状態を保てな
くなり、１次巻線２ａの電圧が低下し、バイアス巻線２
ｃの電圧Ｖｂも低下する。これは正帰還であるため、Ｍ
ＯＳＦＥＴ６は急速にオフする。ＭＯＳＦＥＴ６がオフ
することにより、トランス２の蓄積エネルギーが２次巻
線２ｂからダイオード４を通して出力側へ供給される。

【０００９】その後、バイアス巻線２ｃの電圧Ｖｂが０
となれば、起動抵抗８から電圧により再びＭＯＳＦＥＴ
６がオン状態となり、前記のような動作が繰り返され
る。

【００１０】このようなフライバックコンバータ方式に
おいては、よく知られているように２次側の出力がＭＯ
ＳＦＥＴ６のオン期間に比例するという基本的な関係が
ある。

【００１１】このスイッチング電源装置では、これを逆
に利用することによって過電流保護を行わせている。す
なわち、ＭＯＳＦＥＴ６のオン期間（これはオフ状態の
トランジスタ２０をオンさせるまでの時間でもある）
は、コンデンサ１４の電圧が立ち上がるスピード、すな
わち時定数回路１０の時定数Ｔ（＝Ｒ１・Ｃ１、ここで
Ｒ１は抵抗１２の抵抗値、Ｃ１はコンデンサ１４の静電
容量）によって規定されるため、この時定数Ｔによって
ＭＯＳＦＥＴ６のオン期間の上限を決めておけば、２次
側には設定値以上の電流は出力されない（すなわち過電
流保護をする）。例えば、時定数Ｔを小さくすればトラ
ンジスタ２０が早くオンし、ＭＯＳＦＥＴ６が早くオフ
する。したがって、より小さい負荷電流にて保護モード
に入ることになる。

【００１２】前記のようなスイッチング電源装置におい
ては、基本的には時定数回路１０の時定数Ｔによって過
電流保護開始点が決まるので、入力電圧Ｖｉの変動によ
る過電流保護開始点の変動を抑えることができる。

【００１３】しかし、より厳密にみると自励型であるた
め、入力電圧Ｖｉが変動、例えば上昇すると発信周波数
が上昇して出力を多く出せる方向に働くため、この点か
らみれば依然として過電流保護開始点が変動することに
なり、このような点になお改善の余地があると言える。

【００１４】また、実際に前記の改善を施した例として
は特開昭６３−８７１７１号公報に記載されたスイッチ
ング電源装置がある。

【００１５】前記第２の従来例について図５を用いて説
明する。図５（Ａ）は前記公開公報に記載されたスイッ
チング電源装置の回路図であり、同（Ｂ）〜（Ｅ）は同
スイッチング電源装置に使用されるインピーダンスの構
成例である。

【００１６】図５（Ａ）において図４と同一のものは同
一の番号を付与し、説明を省略する。１６ａは起動用ダ
イオード、２８は出力電圧制御用フォトカプラであり、
１１はインピーダンス回路であり、このインピーダンス
回路１１は図５（Ｂ）〜（Ｅ）に示すような構成例が開
示されている。１７はダイオード、１９はダイオード、
２２は抵抗、２３ａは抵抗、２３ｂは抵抗、２３ｃは抵
抗、２４はツェナーダイオードである。

【００１７】起動用ダイオード１６ａをコンデンサ１６
に並列に接続している他は動作は図４のものと同一であ
るので説明は省略する。スイッチング素子６がオンして
いる時バイアス巻線２ｃに誘起された電圧は抵抗１２を
介してコンデンサ１４を充電する。また、スイッチング
素子６がオフしている期間中は前記動作とは逆にインピ
ーダンス回路１１を介してコンデンサ１４を放電する。
同公報においては過電流保護の開始点が変動する理由と
しては詳細に解析されておらず、コンデンサ１４が充分
放電しないためではないかと推定し、その改善として前
記インピーダンス回路１１を用い、コンデンサ１４の充
電と放電のインピーダンスを変えて過電流保護の開始点
の変動を補正しようとする旨が記載されている。

【００１８】しかしながら、図５（Ｂ）〜（Ｅ）の各イ
ンピーダンス回路の構成例では、充電のループが抵抗１
２を通るものとインピーダンス回路１１を通るものがあ
るので、１つの定数（例えば抵抗１２）を定めた後に他
の定数（例えばインピーダンス回路１１）を設定し直す
と総合の電流値が変化し、スイッチング電源装置の過電
流保護動作に干渉し、過電流保護の開始点の設定手段が
複雑になるなど好ましいものではなかった。

【００１９】また、図５（Ｂ）〜（Ｄ）の構成例では過
電流保護ポイントの入力電圧変動については次の理由に
より著しい改善効果は認められなかった。コンデンサ１
４の放電はオフ期間中にバイアス巻線２ｃに誘起する電
圧によって行われるが、この電圧はフライバックコンバ
ータ方式においてはフライバック電圧であり、出力電圧
には比例するものの入力電圧には比例していない。した
がって、出力電圧が一定であればオフ期間終了時のコン
デンサ１４の残留電荷は入力電圧に関わらずほとんど一
定となる。

【００２０】次にオン期間に状態が変化しコンデンサ１
４の充電が始まるが、このとき各充電ループは抵抗のみ
であり図４の従来例と何ら変わるものではなかった。た
だし、入力電圧の上昇による発信周波数の増加、つまり
周期の短縮化によって充電時間が短くなる傾向は認めら
れるが、この現象は図４の第１の従来例と同等であり、
さらに充電／放電とも線形インピーダンスを介して行わ
れているので従来例の動作と何ら変わるものではなく、
したがって過電流保護ポイントの入力電圧変動について
も図４の従来例とほぼ同一結果が得られたのみであっ
た。図５（Ｅ）の効果については後述する。

【００２１】また、図４の従来例の別の改善例として特
公平７−１１４５４５号公報に記載されたスイッチング
電源装置もある。この第３の従来例について図６を用い
て説明する。図６は前記公告公報に記載されたスイッチ
ング電源装置の回路図であり、図６において図４と同一
のものは同一の番号を付与し、説明を省略する。１０ａ
は時定数回路である。前記従来例においては過電流保護
ポイントの入力電圧変動を補正するため、時定数回路を
抵抗２２とツェナーダイオード２４の直列回路に並列に
抵抗１２を接続して構成している。このため、下記
（１）式で表される非線形インピーダンスＺが得られ、
過電流保護ポイントの入力電圧変動を補正できることが
開示されている。

【００２２】 Ｚ＝Ｖｒ／｛（Ｖｒ−Ｖｚ）／Ｒ２＋（Ｖｒ／Ｒ１）｝……（１） ここでＶｒは非線形インピーダンスＺに加わる電圧、Ｖ
ｚはツェナーダイオード２４のツェナー電圧、Ｒ１は抵
抗１２の抵抗値、Ｒ２は抵抗２２の抵抗値である。

【００２３】このような電圧に対する非線形インピーダ
ンスを用いれば過電流保護ポイントの入力電圧変動を補
正できるのであるが、（１）式から少なくともコンデン
サ１４の充電に関してはＲ１（抵抗１２）を通るループ
とＲ２（抵抗２２）を通るループがあることがわかり、
１つの定数（例えば抵抗１２）を定めた後に他の定数
（例えば抵抗２２とツェナーダイオード２４の直列回
路）を設定し直すと総合の電流値が変化し、スイッチン
グ電源装置の過電流保護動作に干渉し、過電流保護の開
始点の設定手段が複雑になるなど図５の第２の従来例と
同様に好ましいものではなかった。

【００２４】また、図６を図５（Ａ），（Ｂ）〜（Ｅ）
と比較すれば図５の構成要素（Ｅ）を用いた場合と同等
の構成であることがわかる。従って図５（Ｅ）の効果も
図６の効果と同様になる。

【００２５】

【発明が解決しようとする課題】前記したように各従来
例では、入力電圧の変動によって過電流保護ポイントが
変化し、また、充放電のループが抵抗１２を通るものと
別のループを通るものがあり、コンデンサ１４の充放電
の作用に影響を与えるのでスイッチング電源装置の過電
流保護装置に干渉し、過電流保護の開始点の設定手段が
複雑になるなど好ましいものではなかった。

【００２６】本発明は以上のような従来の欠点を除去
し、過電流保護の安定したスイッチング電源装置を提供
することを目的とするものである。

【００２７】

【課題を解決するための手段】前記課題を解決するため
に本発明のスイッチング電源装置は、トランスの１次巻
線にスイッチング素子を直列接続し、同トランスのバイ
アス巻線の出力をこのスイッチング素子の制御電極に帰
還させ、スイッチング素子の制御回路にスイッチング素
子のオン期間の最大値を規定し互いに直列接続された抵
抗とコンデンサとを有する時定数回路をバイアス巻線の
両端に設け、この時定数回路の出力によってスイッチン
グ素子を強制的にオフさせる制御素子とを設け、前記時
定数回路を構成する抵抗を互いに直列接続された複数の
抵抗で構成し、その中の１個の抵抗と並列に前記スイッ
チング素子のオン期間中に前記抵抗に発生する電圧を阻
害する極性のツェナーダイオードを接続して過電流保護
を行うように構成されている。

【００２８】前記構成により、簡単な回路構成でありな
がら過電流保護ポイントの入力電圧変動を補正し、コン
デンサの充放電ループを単一化することができるので、
コンデンサの充放電特性を互いに独立に設定でき、過電
流保護の開始点を容易に設定できることになる。さら
に、スイッチング電源装置の入力電圧が低下した時はバ
イアス巻線に誘起される電圧も減少するが、ツェナーダ
イオードが導通しなくなっても抵抗による充放電ループ
が存在するので制御素子の動作は確保でき、スイッチン
グ電源装置の過電流保護動作が異常になることもない。

【００２９】

【発明の実施の形態】本発明の請求項１に記載の発明
は、トランスの１次巻線にスイッチング素子を直列接続
し、同トランスのバイアス巻線の出力をこのスイッチン
グ素子の制御電極に帰還させ、スイッチング素子の制御
回路にスイッチング素子のオン期間の最大値を規定し互
いに直列接続された抵抗とコンデンサとを有する時定数
回路をバイアス巻線の両端に設け、この時定数回路の出
力によってスイッチング素子を強制的にオフさせる制御
素子とを設け、前記時定数回路を構成する抵抗を互いに
直列接続された複数の抵抗で構成し、その中の１個の抵
抗と並列に前記スイッチング素子のオン期間中に前記抵
抗に発生する電圧を阻害する極性のツェナーダイオード
を接続して過電流保護を行う構成で、簡単な構成であり
ながら過電流保護ポイントの入力電圧変動を補正し、コ
ンデンサの充放電ループを単一化することができるので
コンデンサの充放電特性を互いに独立に設定でき、過電
流保護の開始点を容易に設定できるものである。さら
に、スイッチング電源装置の入力電圧が低下していく時
にバイアス巻線に誘起される電圧も減少するが、ツェナ
ーダイオードが導通しなくなっても抵抗による充放電ル
ープが存在するので制御素子の動作は確保でき、スイッ
チング電源装置の過電流保護動作が異常になることもな
くなるものである。

【００３０】請求項２に記載の発明は、請求項１記載の
時定数回路を構成する複数の抵抗中の１個と並列に入力
電圧により導通制御される半導体素子を接続しているの
で、より精密に入力電圧に対する過電流保護の開始点の
変動を補正できるようにし、さらに、ツェナーダイオー
ドのような非直線性の強い素子を使用していないので、
入力電圧に対する過電流保護の開始点の変動をよりスム
ーズに補正できるものである。

【００３１】以下、本発明のスイッチング電源装置の実
施の形態について図１、図２、図３を用いて説明する。

【００３２】（実施の形態１）本発明の実施の形態１に
ついて図１の回路図を用いて説明する。図１において１
０ｂは時定数回路、２５はツェナーダイオード、２６は
抵抗、２７は抵抗であり、他は図４に示す従来例のもの
と同一であり、ここでは同一箇所に同一番号を付与して
説明は省略する。

【００３３】次に動作について説明する。図１において
コンデンサ１４の充電を制御するインピーダンスＲはツ
ェナーダイオード２５、抵抗２６、抵抗２７で構成され
ており、その値Ｒは次の（２）式で表される。

【００３４】 Ｒ＝Ｒ２７×Ｖｒ／（Ｖｒ−Ｖｚ２５）……（２） ここでＲ２７は抵抗２７の抵抗値、Ｖｚ２５はツェナー
ダイオード２５のツェナー電圧である。

【００３５】（２）式と図１を検討すると、コンデンサ
１４を充放電するループは抵抗２７を通るもののみであ
り、抵抗２６は独立して設定できることが判る。また、
（２）式も（１）式と同様にインピーダンスＲが電圧Ｖ
ｒによって変化する（Ｖｒが大きくなるにしたがってイ
ンピーダンスＲはその値が小さくなる）非線形インピー
ダンスとなることが判る。したがって、スイッチング素
子６は入力電圧Ｖｉが上昇すると早くオフ状態に変わ
り、過電流保護ポイントの入力電圧変動を補正できる。

【００３６】また、入力電圧Ｖｉが低下し、電圧Ｖｒが
ツェナー電圧Ｖｚ２５以下まで低下するとツェナーダイ
オード２５は不導通になるが、ツェナーダイオード２５
には並列に抵抗２６が接続されているので、この時のコ
ンデンサ１４への充電ループは抵抗２６と抵抗２７の直
列回路を通るものとなる。

【００３７】したがって、コンデンサ１４への充放電ル
ープは入力電圧Ｖｉの変化によらず常に存在するので制
御素子２０の動作は常に確保され、スイッチング電源装
置の過電流保護動作が異常になることもなくなる。抵抗
２６は以上の説明から判るようにツェナーダイオード２
５が不導通になって初めてその効果を発揮するのでツェ
ナーダイオード２５が導通しているときには過電流保護
動作にはなんら影響を与えず、抵抗２７、ツェナーダイ
オード２５とは独立にその定数を定めることが可能とな
り、過電流保護ポイントの設定手段が簡略化できる。

【００３８】以上、過電流保護動作について説明した
が、通常の安定化動作のためにはフォトカプラ２８をコ
ンデンサ１４の充電電流を制御できるように追加すれば
良いのは言うまでもない。

【００３９】（実施の形態２）本発明の実施の形態２に
ついて、図２（Ａ）の回路図、図２（Ｂ），（Ｃ）のイ
ンピーダンス構成例を用いて説明する。また、図３はそ
の他の実施の形態の回路図である。

【００４０】次に構成並びにその動作について説明す
る。１０ｃは時定数回路、２９は入力電圧Ｖｉを検出す
る電圧検出回路Ｑで次のように構成されている。３はダ
イオード、３０は抵抗、３１は抵抗、３２ａは光ダイオ
ード、３２ｂは光トランジスタであり、３２ａ，３２ｂ
でフォトカプラを構成し、３４はトランジスタである。

【００４１】電圧検出回路Ｑを図２（Ｂ）で構成した場
合には抵抗３０に入力電圧Ｖｉから電流が流れ、光ダイ
オード３２ａが点灯すると、光トランジスタ３２ｂはそ
の光度に応じて（ハ）〜（ニ）間の抵抗が減少する。し
たがって、入力電圧Ｖｉが上昇すれば電圧Ｖｒの増加と
合わせて（ハ）〜（ニ）間の抵抗も減少するのでより一
層コンデンサ１４は短時間で充電され、スイッチング素
子６のオン期間は短くなる。また、入力電圧Ｖｉを直接
検出しているので、より精密に入力電圧に対する過電流
保護の開始点の変動を補正できる。

【００４２】さらにツェナーダイオードのような非直線
性の強い素子を使用していないので、入力電圧に対する
過電流保護の開始点の変動補正もスムーズにできる。ま
た、電圧検出回路Ｑを（Ｃ）で構成した場合もトランジ
スタ３４の（ハ）〜（ニ）間の抵抗が入力電圧Ｖｉの上
昇に応じて減少するのでスイッチング素子６のオン期間
を制御できる。ダイオード３はトランジスタ３４のエミ
ッタ側に挿入しても良いし、トランジスタ３４の耐圧に
支障がなければ省略しても良い。

【００４３】また、図２においては入力電圧Ｖｉを直接
検出していたがスイッチング素子６のオン期間中にバイ
アス巻線２ｃに発生する電圧Ｖｂが入力電圧Ｖｉに相似
であることを利用して図３のように構成してもその動作
は変わらない。

【００４４】図３の実施の形態においては入力電圧Ｖｉ
を直接検出していないので精密の点では図２の実施の形
態に比較して精度が劣るものの図１と同等の精度は確保
でき、入力電圧Ｖｉを使用していないのでより簡易かつ
安全に実施でき、なおかつ、ツェナーダイオードのよう
な非直線性の強い素子を使用していないので、入力電圧
に対する過電流保護の開始点の変動補正もスムーズにで
きるものである。

【００４５】

【発明の効果】以上のように本発明によれば、簡単な回
路構成でありながら過電流保護ポイントの入力電圧変動
を補正し、コンデンサの充放電ループを単一化すること
ができるのでコンデンサの充放電特性を互いに独立に設
定でき、過電流保護の開始点を容易に設定できるもので
ある。さらに、スイッチング電源装置の入力電圧が低下
していく時にバイアス巻線に誘起される電圧も減少する
が、ツェナーダイオードが導通しなくなっても抵抗によ
る充放電ループが存在するので制御素子の動作は確保で
き、スイッチング電源装置の過電流保護動作が異常にな
ることもなくなるものである。あるいは、時定数回路を
構成する複数の抵抗中の１個と並列にスイッチング電源
装置の入力電圧により導通制御される半導体素子を接続
しているので、より精密に入力電圧に対する過電流保護
の開始点の変動を補正できるようにし、さらにツェナー
ダイオードのような非直線性の強い素子を使用していな
いので、入力電圧に対する過電流保護の開始点の変動を
よりスムーズに補正できるものである。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明のスイッチング電源装置の一実施の形態
における回路図

【図２】（Ａ）本発明のスイッチング電源装置の他の実
施の形態における回路図 （Ｂ），（Ｃ）同回路に用いるインピーダンス構成例を
示す回路図

【図３】同他の実施の形態における回路図

【図４】従来のスイッチング電源装置の回路図

【図５】（Ａ）同他の従来のスイッチング電源装置の回
路図 （Ｂ）〜（Ｅ）同回路に用いるインピーダンス構成例の
回路図

【図６】同他の従来のスイッチング電源装置の回路図

【符号の説明】

２ トランス ２ａ １次巻線 ２ｂ ２次巻線 ２ｃ バイアス巻線 ４ ダイオード ６ スイッチング素子 ８ 抵抗 １０ｂ 時定数回路 １０ｃ 時定数回路 １４ コンデンサ １６ コンデンサ １８ 抵抗 ２０ 制御素子 ２５ ツェナーダイオード ２６ 抵抗 ２７ 抵抗 ２９ 電圧検出回路 ３０ 抵抗 ３１ 抵抗 ３２ａ 光ダイオード ３２ｂ 光トランジスタ ３４ トランジスタ

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.⁷，ＤＢ名) H02M 3/338 H02M 3/28

Claims (2)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 トランスの１次巻線にスイッチング素子
   を直列に接続し、同トランスのバイアス巻線の出力をこ
   のスイッチング素子の制御電極に帰還させ、スイッチン
   グ素子の制御回路にスイッチング素子のオン期間の最大
   値を規定し互いに直列接続された抵抗とコンデンサとを
   有する時定数回路をバイアス巻線の両端に設け、この時
   定数回路の出力によってスイッチング素子を強制的にオ
   フさせる制御素子とを設け、前記時定数回路を構成する
   抵抗を互いに直列に接続された複数の抵抗で構成し、そ
   の中の１個の抵抗と並列に前記スイッチング素子のオン
   期間中に前記抵抗に発生する電圧を阻害する極性のツェ
   ナーダイオードを接続して過電流保護を行うスイッチン
   グ電源装置。
2. 【請求項２】 時定数回路を構成する複数の抵抗中の１
   個と並列に入力電圧により導通制御される半導体素子を
   接続した請求項１に記載のスイッチング電源装置。