JP3460698B2 - 電力供給装置、電力供給方法、携帯型電子機器および電子時計 - Google Patents
電力供給装置、電力供給方法、携帯型電子機器および電子時計Info
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Description
力供給方法、および、この装置を用いた携帯型電子機
器、ならびに、電子時計に係り、特に発電された交流電
力を効率良く整流して電力として供給し、無発電状態等
でのリーク電流を抑制するための技術に関する。
器にあっては、発電機を内蔵すれば、いつでも動作させ
ることができ、また、煩わしい電池の交換作業を不要と
することができる。ここで、発電機によって発電される
電力が交流であれば、一般に、整流回路としてダイオー
ドブリッジ回路が用いることが考えられる。しかし、ダ
イオードブリッジ回路では、ダイオード2個分の電圧降
下による損失が発生するので、小型携帯型の電子機器に
用いられる発電機、すなわち、小振幅の交流電圧を発電
する発電機の整流には適さない。
ダイオードをトランジスタに置換した整流回路が提案さ
れている。このような構成において、発電機の第1の端
子の電圧レベルが、発電によって対応する第1のトラン
ジスタのしきい値電圧を越えると、当該第1のトランジ
スタがオンするので、電流は、第1の端子→第1のダイ
オード→コンデンサ→第1のトランジスタ→第2の端子
という閉ルートで流れる。この結果、コンデンサが充電
される。一方、発電機の第2の端子の電圧レベルが、対
応する第2のトランジスタのしきい値電圧を越えると、
当該第2のトランジスタがオンするので、電流は、第2
の端子→第2のダイオード→コンデンサ→第2のトラン
ジスタ→第1の端子という閉ルートで流れる。この結
果、コンデンサが充電される。したがって、発電機の両
端子間において発生した交流電力は全波整流されるの
で、しかも、全波整流に際しての電圧降下による損失は
ダイオード1個分で済むので、発電機が小振幅の交流電
圧を発電する場合であっても、充電されたコンデンサに
よって、あるいは、整流された電流によって直接、負荷
を駆動させることができることとなった。
第2のダイオードには、実際にはリーク電流、すなわ
ち、逆方向に微小電流が流れる。このため、発電機が無
発電状態の場合や、その起電圧が小振幅である場合に、
発電機の両端子の電圧は、基準電位からシフトするの
で、第1あるいは第2のトランジスタが完全にオフとな
らない。したがって、このような場合における発電機の
端子の電圧は、リーク電流によるダイオードの抵抗分
と、完全にはオフとならない結果生じるトランジスタの
抵抗分とで定まる分圧比のレベルで安定することにな
る。そして、この安定したレベルによりトランジスタは
若干オン気味となるので、せっかくコンデンサ充電した
電力が放電されてしまい、無駄に電力が消費されるとい
う事態を招くことになった。特に、小型携帯型の電子機
器にあっては、その消費電流が数百nA程度という極め
て低い値が要求されるものもあるため、数十nA程度と
いわれるダイオードリーク電流の影響は無視することが
できない。
のであり、その目的とするところは、発電された交流起
電力を効率良く整流して電力として供給するとともに、
無発電状態の場合や起電圧が小振幅である場合でのリー
ク電流を極めて低く抑えた電力供給装置、電力供給方
法、および、この装置を用いた携帯型電子機器、ならび
に、電子時計を提供することにある。
に、本発明の第1の態様は、第1および第2の電源ライ
ンに基づいて電力を供給する電力供給装置であって、交
流電圧が給電される一方の端子と前記第1の電源ライン
とに接続された第1のダイオードと、前記交流電圧が給
電される他方の端子と前記第1の電源ラインとに接続さ
れた第2のダイオードと、前記一方の端子と前記第2の
電源ラインとの間に接続された第1のスイッチングユニ
ットであって、オフ状態にある場合のリーク電流が前記
第1のダイオードよりも小さい第1のスイッチユニット
と、前記他方の端子と前記第2の電源ラインとの間に接
続された第2のスイッチングユニットであって、オフ状
態にある場合のリーク電流が前記第2のダイオードより
も小さい第2のスイッチユニットと、前記一方の端子に
基づく電圧レベルと、前記第1の電源ラインに基づく電
圧レベルとを比較することによって、前記第1のダイオ
ードに順方向電流が流れていないと判別したときに前記
第2のスイッチングユニットをオフに制御するととも
に、前記他方の端子に基づく電圧レベルと、前記第1の
電源ラインに基づく電圧レベルとを比較することによっ
て、前記第2のダイオードに順方向電流が流れていない
と判別したときに前記第1のスイッチングユニットをオ
フに制御する制御ユニットとを具備することを特徴とし
ている。
よび第2のダイオードは、P型あるいはN型基板で集積
化されるものであり、前記第1の電源ラインは、前記N
型基板で集積化される場合には前記第2の電源ラインよ
りも高位であり、前記P型基板で集積化される場合には
前記第2の電源ラインよりも低位であることを特徴とし
ている。
よび第2のスイッチングユニットは、それぞれ電界効果
型トランジスタであることを特徴としている。さらに本
発明の第1の態様は、前記第1のスイッチングユニット
としての電界効果型トランジスタの寄生ダイオードと、
前記第2のスイッチングユニットとしての電界効果型と
トランジスタの寄生ダイオードと、前記第1のダイオー
ドと、前記第2のダイオードとによってブリッジ回路が
構成されることを特徴としている。
ットは、前記第1のダイオードに順方向電流が流れてい
なければ、前記第2のスイッチングユニットをオフに制
御する第1の制御ユニットと、前記第2のダイオードに
順方向電流が流れていなければ、前記第1のスイッチン
グユニットをオフに制御する第2の制御ユニットとを備
えていることを特徴としている。
ラインは第2の電源ラインよりも高電位であって、制御
ユニットは、一方の端子の電圧レベルが、第1の電源ラ
インのレベルよりある所定の電圧レベルを加算した電圧
レベルを超えたか否かに基づいて第1のダイオードに順
方向電流が流れたか否かを判別し、他方の端子の電圧レ
ベルが第1の電源ラインのレベルよりある所定の電圧レ
ベルを加算した電圧レベルを超えたか否かに基づいて第
2のダイオードに順方向電流が流れたか否かを判別する
ことを特徴としている。
ラインは第2の電源ラインよりも低電位であって、制御
ユニットは、一方の端子の電圧レベルが、第1の電源ラ
インのレベルよりある所定の電圧レベルを減算した電圧
レベル未満であるか否かに基づいて第1のダイオードに
順方向電流が流れたか否かを判別し、他方の端子の電圧
レベルが第1の電源ラインのレベルよりある所定の電圧
レベルを減算した電圧レベル未満であるか否かに基づい
て第2のダイオードに順方向電流が流れたか否かを判別
することを特徴としている。
は、所定電圧レベルをオフセットすることを特徴として
いる。さらに本発明の第1の態様における所定電圧レベ
ルは、対応するダイオードの順方向電圧に相当する電圧
であることを特徴としている。また、本発明の第1の態
様は、少なくとも第1のスイッチングユニット、第2の
スイッチングユニット及び制御ユニットは、一つの半導
体基板上に形成されていることを特徴としている。
ライン及び第2の電源ラインを介して供給された電力を
蓄電する蓄電ユニットを備え、蓄電ユニットから制御ユ
ニットに電源を供給することを特徴としている。また、
本発明の第1の態様は、第1の電源ライン及び第2の電
源ラインを介して供給された電力を蓄電する蓄電ユニッ
トと、蓄電ユニットの出力電圧を昇圧し、昇圧後の電力
を制御ユニットの電源として供給することを特徴として
いる。さらに本発明の第1の態様は、第1の電源ライン
は基準電位に設定されることを特徴としている。さらに
本発明の第1の態様は、交流電圧を給電すべく交流電力
を発電する交流発電ユニットを備えたことを特徴として
いる。
給電される一方の端子と第1の電源ラインとに接続され
た第1のダイオードと、前記交流電圧が給電される他方
の端子と前記第1の電源ラインとに接続された第2のダ
イオードと、前記一方の端子と第2の電源ラインとの間
に接続された第1のスイッチングユニットであって、オ
フ状態にある場合のリーク電流が前記第1のダイオード
よりも小さい第1のスイッチユニットと、前記他方の端
子と前記第2の電源ラインとの間に接続された第2のス
イッチングユニットであって、オフ状態にある場合のリ
ーク電流が前記第2のダイオードよりも小さい第2のス
イッチユニットとを備え、前記第1および第2の電源ラ
インに基づいて電力を供給する電力供給方法であって、
前記一方の端子に基づく電圧レベルと、前記第1の電源
ラインに基づく電圧レベルとを比較することによって、
前記第1のダイオードに順方向電流が流れていないと判
別したときに前記第2のスイッチングユニットをオフに
制御するとともに、前記他方の端子に基づく電圧レベル
と、前記第1の電源ラインに基づく電圧レベルとを比較
することによって、前記第2のダイオードに順方向電流
が流れていないと判別したときに前記第1のスイッチン
グユニットをオフに制御することを特徴としている。
および他方の端子間に交流電圧を発生させる発電ユニッ
トと、前記一方の端子と第1の電源ラインとに接続され
た第1のダイオードと、前記他方の端子と前記第1の電
源ラインとに接続された第2のダイオードと、前記一方
の端子と第2の電源ラインとの間に接続された第1のス
イッチングユニットであって、オフ状態にある場合のリ
ーク電流が前記第1のダイオードよりも小さい第1のス
イッチユニットと、前記他方の端子と前記第2の電源ラ
インとの間に接続された第2のスイッチングユニットで
あって、オフ状態にある場合のリーク電流が前記第2の
ダイオードよりも小さい第2のスイッチユニットと、前
記一方の端子に基づく電圧レベルと、前記第1の電源ラ
インに基づく電圧レベルとを比較することによって、前
記第1のダイオードに順方向電流が流れていないと判別
したときに前記第2のスイッチングユニットをオフに制
御するとともに、前記他方の端子に基づく電圧レベル
と、前記第1の電源ラインに基づく電圧レベルとを比較
することによって、前記第2のダイオードに順方向電流
が流れていないと判別したときに前記第1のスイッチン
グユニットをオフに制御する制御ユニットと前記第1お
よび第2の電源ラインに基づいて供給された電力によっ
て、所定の処理を実行する処理ユニットとを具備するこ
とを特徴としている。
方の端子間に交流電圧を発生させる発電ユニットと、前
記一方の端子と第1の電源ラインとに接続された第1の
ダイオードと、前記他方の端子と前記第1の電源ライン
とに接続された第2のダイオードと、前記一方の端子と
第2の電源ラインとの間に接続された第1のスイッチン
グユニットであって、オフ状態にある場合のリーク電流
が前記第1のダイオードよりも小さい第1のスイッチユ
ニットと、前記他方の端子と前記第2の電源ラインとの
間に接続された第2のスイッチングユニットであって、
オフ状態にある場合のリーク電流が前記第2のダイオー
ドよりも小さい第2のスイッチユニットと、前記一方の
端子に基づく電圧レベルと、前記第1の電源ラインに基
づく電圧レベルとを比較することによって、前記第1の
ダイオードに順方向電流が流れていないと判別したとき
に前記第2のスイッチングユニットをオフに制御すると
ともに、前記他方の端子に基づく電圧レベルと、前記第
1の電源ラインに基づく電圧レベルとを比較することに
よって、前記第2のダイオードに順方向電流が流れてい
ないと判別したときに前記第1のスイッチングユニット
をオフに制御する制御ユニットと、前記第1および第2
の電源ラインに基づいて供給された電力によって、時刻
を計時する計時ユニットとを具備することを特徴として
いる。
態について図面を参照して説明する。
発明の理解を深めるべく、整流回路として機能するダイ
オードブリッジ回路を構成する4個のダイオードのうち
2個のダイオードをトランジスタに置換した整流回路を
有する電源供給装置について説明する。
する4個のダイオードのうち2個のダイオードをトラン
ジスタに置換した整流回路を用いた電源供給装置の回路
構成を示す。図15に示されるように、発電機100の
一方の端子AG1は、ダイオードD1を介して、また、
他方の端子AG2はダイオードD2を介して、それぞれ
電源の高位側電圧Vddに接続されている。さらに、端
子AG1は、Nチャネル電界効果型のトランジスタ12
1を介して、また、端子AG2は、同型のトランジスタ
122を介して、それぞれ電源の低位側電圧Vssに接
続されている。そして、トランジスタ121のゲートは
端子AG2に、トランジスタ122のゲートは端子AG
1に、それぞれ接続されている。なお、コンデンサ14
0は整流された電流を充電するものであり、負荷150
は、これを電源として、当該電子機器において各種処理
を実行するものである。
圧レベルが、発電によってトランジスタ122のしきい
値電圧を越えると、トランジスタ122がオンするの
で、電流は、端子AG1→ダイオードD1→コンデンサ
140→トランジスタ122→端子AG2という閉ルー
トで流れる。この結果、コンデンサ140が充電され
る。一方、端子AG2の電圧レベルが、トランジスタ1
21のしきい値電圧を越えると、トランジスタ121が
オンするので、電流は、端子AG2→ダイオードD2→
コンデンサ140→トランジスタ121→端子AG1と
いう閉ルートで流れる。この結果、コンデンサ140が
充電される。したがって、端子AG1、AG2間におい
て発生した交流電力は全波整流されるので、しかも、全
波整流に際しての電圧降下による損失はダイオード1個
分で済む。この結果、発電機100が小振幅の交流電圧
を発電する場合であっても、充電されたコンデンサ14
0によって、あるいは、整流された電流によって直接、
負荷150を駆動させることができる。
15に破線矢印で示すように、実際にはリーク電流I
L、すなわち、逆方向に微小電流が流れる。より詳細に
は、高位側電源(Vdd)から低位側電源(Vss)に
向かってダイオードD1及びトランジスタ121を介し
てリーク電流ILが流れ、あるいは、高位側電源(Vd
d)から低位側電源(Vss)に向かってダイオードD
2及びトランジスタ122を介してリーク電流ILが流
れることとなる。このため、発電機100が無発電状態
の場合や、その起電圧が小振幅である場合に、端子AG
1、AG2の電圧は、基準電位からシフトするので、ト
ランジスタ121、122が完全にオフとならない。
AG1(AG2)の電圧は、リーク電流によるダイオー
ドD1(D2)の抵抗分と、完全にはオフとならない結
果生じるトランジスタ121(122)の抵抗分とで定
まる分圧比のレベルで安定することになる。そして、こ
の安定したレベルによりトランジスタ121、122は
若干オン気味となってしまい、せっかくコンデンサ14
0に充電した電力が放電されてしまい、無駄に電力が消
費されるという事態を招くこととなっていた。
構成を示す回路図である。
る電力供給装置は、発電機100によって交流電圧が給
電される一方の端子AG1および他方の端子AG2が、
それぞれダイオードD1、D2を介して電源の高位側電
圧Vddに接続される点において、図15に示した一般
的な電力供給装置の構成と同様である。しかし、本第1
実施形態にかかる電力供給装置は、端子AG1を電源の
低位側電圧Vssに接続するトランジスタ121が、イ
ンバータ123によって反転されたコンパレータ202
の比較結果によりオンオフ制御される点で上述した一般
的な電力供給装置と異なっている。
置は、端子AG2を低位側電圧Vssに接続するトラン
ジスタ122が、インバータ124によって反転された
コンパレータ201の比較結果によりオンオフ制御され
る点において、上記一般的な電力供給装置と異なってい
る。この場合において、コンパレータ201は、ダイオ
ードD1に順方向電流が流れたか否かを判別する機能を
有している。
イオードD1に順方向電流が流れるのは、端子AG1の
電圧が高位側電圧VddをダイオードD1の順方向電圧
だけ高位側にレベルした電圧よりもさらに高位である場
合である。そこで、本第1実施形態においては、レベル
シフタ251によって、高位側電圧Vddがダイオード
D1の順方向電圧に相当する電圧Voffset1だけ高位側
にレベルシフトされて、このレベルシフトされた電圧が
コンパレータ201の正入力端(+)に供給される構成
となっている。
AG1の電圧がコンパレータ201の負入力端(−)に
供給される構成となっている。したがって、ダイオード
D1に順方向電流が流れる場合には、コンパレータ20
1の出力信号は「L」レベルとなる。また、ダイオード
D1に順方向電流が流れない場合には、コンパレータ2
01の出力信号は「H」レベルとなる。同様に、コンパ
レータ202は、ダイオードD2に順方向電流が流れた
か否かを判別する機能を有しており、本第1実施形態に
おいては、ダイオードD2に順方向電流が流れるのは、
端子AG2の電圧が高位側電圧VddをダイオードD2
の順方向電圧だけ高位側にレベルした電圧よりもさらに
高位である場合である。そこで、本第1実施形態におい
ては、レベルシフタ252によって、高位側電圧Vdd
がダイオードD2の順方向電圧に相当する電圧Voffset
2だけ高位側にレベルシフトされて、このレベルシフト
された電圧がコンパレータ202の正入力端(+)に供
給される構成となっている。
G2の電圧がコンパレータ202の負入力端(−)に供
給される構成となっている。したがって、ダイオードD
2に順方向電流が流れる場合には、コンパレータ202
の出力信号は「L」レベルとなる。また、ダイオードD
2に順方向電流が流れない場合には、コンパレータ20
2の出力信号は「H」レベルとなる。
251、252は、それぞれコンパレータ201、20
2の正入力端(+)側に設けられているが、負入力端
(−)側に設ける構成としても良い。より具体的には、
レベルシフタ251、252を負入力端(−)側に設け
る場合には、端子AG1の電圧が、ダイオードD1の順
方向電圧に相当する電圧Voffset3だけ低位側にレベル
シフトされて、このレベルシフトされた電圧がコンパレ
ータ201の負入力端(−)に供給される。また、端子
AG2の電圧が、ダイオードD2の順方向電圧に相当す
る電圧Voffset4だけ低位側にレベルシフトされて、こ
のレベルシフトされた電圧がコンパレータ202の負入
力端(−)に供給される。
イオードD1、D2の順方向電圧を考慮して、順方向電
流が流れたか否かを判別することができる構成とすれば
足りるのである。このため、コンパレータ201、20
2の各入力端に供給される電圧の一方をレベルシフトす
る構成だけではなく、双方をレベルシフトする構成でも
構わない。また、通常、ダイオードD1、D2を同型と
すれば、その順方向電圧が略同一となるので、Voffset
1=Voffset2(Voffset3=Voffset4)とすれば足り
る。しかしながら、整流性能等を重視する場合であれ
ば、ダイオードD1、D2の特性に合わせて、Voffset
1(Voffset3)、Voffset2(Voffset4)を個別に設定
するほうが好ましい。加えて、図1に示した例では、レ
ベルシフタ251、252は、それぞれコンパレータ2
01、202に対して外部回路の態様を採っているが、
レベルシフタ251をコンパレータ201に内蔵し、レ
ベルシフタ252をコンパレータ202に内蔵する構成
を採ることも可能である。さらに、トランジスタ12
1、122とともにレベルシフタ251、252を集積
化する構成としても良い。このように集積化すれば、小
型化に大いに寄与することが可能となる。
例について図2を参照して説明する。この場合におい
て、コンパレータ201およびコンパレータ202は同
一構成であるので、コンパレータ201を主として説明
する。
1(202)は、一対の負荷トランジスタ211、21
2と、一対の入力トランジスタ213、214と、出力
トランジスタ215と、定電流源216、217と、を
備えて構成される。コンパレータ201の構成要素のう
ち、負荷トランジスタ211、212および出力トラン
ジスタ215はPチャネル電界効果型であるが、入力ト
ランジスタ213、214はNチャネル電界効果型であ
る。そして、入力トランジスタ213、214の各ゲー
トが、それぞれコンパレータ201(202)の負入力
端(−)、正入力端(+)となる一方、出力トランジス
タ215のドレインが出力端OUTとなっている。
いて、負荷トランジスタ211、212は、カレントミ
ラー回路となるので、その負荷トランジスタ211、2
12に流入する各電流値は互いに等しい。したがって、
入力トランジスタ213、214のゲートに流入する電
流(電圧)差が増幅されて、その差が端子Aに現れる
が、これを途中で受ける負荷トランジスタ211、21
2は同じ電流値しか受容しないので、その差電流(電
圧)は、次第に大きく増幅されてトランジスタ215の
ゲートに流入することとなる。
UTたるトランジスタ215のドレインの電圧は、正入
力端(+)たるトランジスタ214のゲート電流(電
圧)が負入力端(−)たるトランジスタ213のゲート
電流(電圧)を少しでも越えると、高位側電圧Vddに
大きく振られる。また、トランジスタ214のゲート電
流(電圧)が負入力端(−)たるトランジスタ213の
ゲート電流(電圧)を越えなければ、反対に低位側電圧
Vssに大きく振られることとなる。このようなコンパ
レータ201(202)によれば、トランジスタ21
1、212を能動負荷として用いているので、定電流源
216、217以外に抵抗を1個も用いないで済む。こ
のため、集積化する場合に極めて有利となる。
は、レベルシフタ251、252によってレベルシフト
された電圧を入力する構成となっているが、このような
構成は、図2における入力トランジスタ213、214
のしきい値電圧Vthを異ならせることでも可能であ
る。より具体的には、負入力端(−)側のトランジスタ
213のしきい値電圧Vthを、正入力端(+)側のト
ランジスタ214のそれよりも小さくすれば、図1にお
けるレベルシフタ251、252と同等の作用効果を実
現できる。この場合において、入力トランジスタ21
3、214のしきい値電圧Vthを異ならせるには、ト
ランジスタサイズを変えることや、不純物の打ち込みな
どのプロセス的な方法などによって可能である。
いて、図3を参照して説明する。
(Vdd+Voffset1)よりも高位である場合 図3に示されるように、端子AG1の電圧が、高位側電
圧Vddを電圧Voffset1だけ高位側にシフトした電圧
(Vdd+Voffset1)よりも高位である場合、すなわ
ち、ダイオードD1に順方向電流が流れる場合、コンパ
レータ201の出力が「L」レベルとなる。このため、
インバータ124の出力が「H」レベルとなって、トラ
ンジスタ122がオンすることになる。したがって、こ
の場合、電流は、端子AG1→ダイオードD1→コンデ
ンサ140→トランジスタ122→端子AG2という閉
ルートで流れて、コンデンサ140が充電されることと
なる。
(Vdd+Voffset2)よりも高位である場合 逆に、端子AG2の電圧が、高位側電圧Vddを電圧V
offset2だけ高位側にシフトした電圧(Vdd+Voffse
t2)よりも高位である場合、すなわち、ダイオードD2
に順方向電流が流れる場合、コンパレータ202の出力
が「L」レベルとなる。このため、インバータ123の
出力が「H」レベルとなって、トランジスタ121がオ
ンすることになる。したがって、この場合、電流は、端
子AG2→ダイオードD2→コンデンサ140→トラン
ジスタ121→端子AG1という閉ルートで流れて、コ
ンデンサ140が充電されることとなる。
(Vdd+Voffset1)よりも低位である場合および端
子AG2の電圧が電圧(Vdd+Voffset2)よりも低
位である場合 一方、端子AG1の電圧が電圧(Vdd+Voffset1)
よりも低位である場合、および、端子AG2の電圧が電
圧(Vdd+Voffset2)よりも低位である場合、すな
わち、ダイオードD1、D2のいずれにも順方向電流が
流れない場合、コンパレータ201、202の出力がい
ずれも「H」レベルとなる。このため、インバータ12
3、124の出力がそれぞれ「L」レベルとなって、ト
ランジスタ121、122が完全にオフすることにな
る。したがって、この場合、コンデンサ140を経由す
る閉ルートが遮断されることになるので、コンデンサ1
40は充電されないし、整流回路による放電もない。
合、端子AG1、AG2の電圧は、ダイオードD1、D
2のリーク電流により基準電位たるVddで安定するこ
とになり、この場合でも同様に、コンデンサ140を経
由する閉ルートが遮断されることになるので、整流回路
による放電もない。
して説明すれば、コンパレータ201は、その負入力端
(−)の電圧が、高位側電圧Vdd+コンパレータのオ
フセット電圧よりも絶対値で大きいか否かにより、ダイ
オードD1に順方向電流が流れているか否かを判別する
(ステップSa1)。
s」であれば、トランジスタ122をオンする(ステッ
プSa2)。一方、ステップSa1における判別結果が
「No」であれば、トランジスタ122をオフする(ス
テップSa3)という動作を繰り返して実行することに
なる。 同様に、コンパレータ202は、その負入力端
(−)の電圧が高位側電圧Vdd+コンパレータのオフ
セット電圧を越えているか否かにより、ダイオードD2
に順方向電流が流れているか否かを判別する(ステップ
Sb1)。ステップSb1における判別結果が「Ye
s」であれば、トランジスタ121をオンする(ステッ
プSb2)。
「No」であれば、トランジスタ121をオフする(ス
テップSb3)という動作を繰り返して実行することに
なる。このように、本実施形態にかかる電力供給装置に
あっては、ダイオードD1、D2に順方向電流が流れな
い場合には、トランジスタ122、121が完全にオフ
するので、電流が、端子AG1、AG2から低位電圧V
ssへの方向には流れない。
1、122のオフ時のリーク電流は、ダイオードのそれ
と比べるとはるかに少ない。これらのため、本第1実施
形態にかかる電力供給装置によれば、無発電状態の場合
や起電圧が小振幅である場合におけるリーク電流を極め
て低く抑えることが可能となる。
スは低位側電圧Vssに接続され、そのドレインは、電
圧Vssよりも高位側に接続されているため、トランジ
スタ121、122の寄生ダイオードD3、D4は、図
1において破線で示される方向で発生する。このため、
第1回目の起動時など、コンデンサ140の蓄電が不十
分である等の理由によってコンパレータ201、202
が動作しない場合であっても、トランジスタ121、1
22のソースからドレイン方向に電流を流すことは可能
となる。
圧が小振幅であっても、その寄生ダイオードD3、D
4、ダイオードD1、D2からなるダイオードブリッジ
の整流によって、コンデンサ140を充電することが可
能となる。この場合において、寄生ダイオードD3、D
4に充電電流が流れると、寄生トランジスタが導通状態
となってCMOS LSIに特有の現象であるラッチア
ップを引き起こすおそれがある。しかしながら、このラ
ッチアップは、ガードバンドや、トレンチ分離などの集
積回路技術によって防止することは十分可能である。
ーダイオードは、PN接合を用いたダイオードよりも、
順方向から逆方向に切り換わる時間の遅れが少なく、か
つ、その順方向電圧も小さいので、その整流効率が大き
いとされる。その反面、ショットキーダイオードは、リ
ーク電流が大きいので、小型携帯電子機器における電力
供給装置の整流回路に適用するのは不向きであった。し
かしながら、本第1実施形態にかかる電力供給装置にあ
っては、ダイオードD1、D2に順方向電流が流れない
場合には、トランジスタ122、121が完全にオフさ
れて、コンデンサ140を含む閉ルートが遮断される。
従って、ダイオードD1、D2に、リーク電流が大きい
ショットキーダイオードを適用するのも十分に可能とな
る。この結果、整流効率を高めることも可能となる。
成について図5を参照して説明する。上述した第1実施
形態にあっては、ダイオードD1、D2およびコンパレ
ータ201、202を高位側電圧Vddに、トランジス
タを低位側電圧Vssに、それぞれ接続する構成として
いた。
給装置は、第1実施形態とは逆に、ダイオードD1、D
2およびコンパレータ203、204を低位側電圧Vs
sに、トランジスタを低位側電圧Vssに、それぞれ接
続する構成としたものである。ただし、本実施形態にあ
っては、ダイオードD1に順方向電流が流れない場合に
端子AG2と高位側電圧Vddとを遮断するトランジス
タ126はPチャネル型となり、同様に、ダイオードD
2に順方向電流が流れない場合に端子AG1と高位側電
圧Vddとを遮断するトランジスタ125もPチャネル
型となる。
れるのは、端子AG1の電圧が、低位側電圧Vssをダ
イオードD1の順方向電圧に相当する電圧Voffset1だ
け低位側にシフトした電圧よりもさらに低位である場合
である。このため、レベルシフタ253は、第1実施形
態とは異なり、低位側電圧Vssよりも電圧Voffset1
だけ低位側にレベルシフトすることとなる。そして、コ
ンパレータ203は、ダイオードD1に順方向電流が流
れる場合に、その出力信号を「H」レベルとして、トラ
ンジスタ126をオンとする。また、、コンパレータ2
03は、ダイオードD1に順方向電流が流れない場合
に、その出力信号を「L」レベルとして、トランジスタ
126を完全にオフすることとなる。同様に、ダイオー
ドD2に順方向電流が流れるのは、端子AG2の電圧
が、低位側電圧VssをダイオードD2の順方向電圧に
相当する電圧Voffset2だけ低位側にシフトした電圧よ
りもさらに低位である場合であるため、レベルシフタ2
54は、低位側電圧Vssよりも電圧Voffset2だけ低
位側にレベルシフトすることとなる。そして、コンパレ
ータ204は、ダイオードD2に順方向電流が流れる場
合に、その出力信号を「H」レベルとして、トランジス
タ125をオンとする。また、コンパレータ204は、
ダイオードD2に順方向電流が流れない場合に、その出
力信号を「L」レベルとして、トランジスタ125を完
全にオフすることとなる。
03、204の一例について図6を参照して説明する。
図6に示されるように、コンパレータ203(204)
は、一対の負荷トランジスタ231、232と、一対の
入力トランジスタ233、234と、出力トランジスタ
235と、定電流源236、237とから構成される。
このうち、負荷トランジスタ231、232および出力
トランジスタ235はNチャネル電界効果型であるが、
入力トランジスタ233、234はPチャネル電界効果
型である。そして、入力トランジスタ233、234の
各ゲートが、それぞれコンパレータ203(204)の
負入力端(−)、正入力端(+)となる一方、出力トラ
ンジスタ235のソースが出力端OUTとなっている。
このようにコンパレータ203(204)は、高位側電
圧Vddに接続されるコンパレータ201(202)
(図2参照)とは、全く逆極性で構成される。
る。図7にコンパレータの動作フローチャートを示す。
コンパレータ203は、その負入力端(−)の電圧が、
低位側電圧Vss−コンパレータのオフセット電圧より
も絶対値で小さいか否かにより、ダイオードD1に順方
向電流が流れているか否かを判別する(ステップSa1
1)。ステップSa11における判別結果が「Yes」
であれば、トランジスタ126をオンする(ステップS
a12)。一方、ステップSa11における判別結果が
「No」であれば、トランジスタ126をオフする(ス
テップSa13)という動作を繰り返して実行すること
になる。 同様に、コンパレータ204は、その負入力
端(−)の電圧が低位側電圧Vss−コンパレータのオ
フセット電圧を越えているか否かにより、ダイオードD
2に順方向電流が流れているか否かを判別する(ステッ
プSb11)。ステップSb11における判別結果が
「Yes」であれば、トランジスタ125をオンする
(ステップSb12)。一方、ステップSb11におけ
る判別結果が「No」であれば、トランジスタ125を
オフする(ステップSb13)という動作を繰り返して
実行することになる。
供給装置にあっては、ダイオードD1、D2に順方向電
流が流れない場合には、トランジスタ126、125が
完全にオフするので、電流が、端子AG1、AG2から
低位電圧Vssへの方向には流れない。一方、電界効果
型であるトランジスタ125、126のオフ時のリーク
電流は、ダイオードのそれと比べるとはるかに少ない。
これらのため、本第2実施形態にかかる電力供給装置に
よれば、第1実施形態の場合と同様に無発電状態の場合
や起電圧が小振幅である場合におけるリーク電流を極め
て低く抑えることが可能となる。
スは低位側電圧Vssに接続され、そのドレインは、電
圧Vssよりも高位側に接続されているため、トランジ
スタ125、126の寄生ダイオードD3、D4は、図
5において破線で示される方向で発生する。このため、
第1回目の起動時など、コンデンサ140の蓄電が不十
分である等の理由によってコンパレータ203、204
が動作しない場合であっても、トランジスタ125、1
26のソースからドレイン方向に電流を流すことは可能
となる。
圧が小振幅であっても、その記載ダイオードD3、D
4、ダイオードD1、D2からなるダイオードブリッジ
の整流によって、コンデンサ140を充電することが可
能となる。この場合において、寄生ダイオードD3、D
4に充電電流が流れると、寄生トランジスタが導通状態
となってCMOS LSIに特有の現象であるラッチア
ップを引き起こすおそれがある。しかしながら、このラ
ッチアップは、ガードバンドや、トレンチ分離などの集
積回路技術によって防止することは十分可能である。本
第2実施形態における他の動作については、第1実施形
態と同様である。したがって、その効果も第1実施形態
と全く同等である。
成について図8を参照して説明する。上述した第1実施
形態にあっては、コンパレータ201、202の各出力
をインバータ123、124によってそれぞれ反転する
構成としていた。これに対し、本第3実施形態にかかる
電力供給装置は、コンパレータの入力を入れ替えること
によって、インバータ123、124を用いない構成と
したたものである。すなわち、図8におけるコンパレー
タ205の正入力端(+)には、端子AG1の電圧が供
給される一方、その負入力端(−)には、レベルシフタ
251によって高位側電圧Vddが電圧Voffset1だけ
高位側にレベルシフトされた電圧が供給されている。
ードD1に順方向電流が流れる場合に、その出力信号を
「L」レベルとして、トランジスタ122をオンとす
る。また、コンパレータ205は、ダイオードD1に順
方向電流が流れない場合に、その出力信号を「H」レベ
ルとして、トランジスタ122を完全にオフすることと
なる。同様に、コンパレータ206の正入力端(+)に
は、端子AG2の電圧が供給される。また、コンパレー
タ206の負入力端(−)には、レベルシフタ252に
よって高位側電圧Vddが電圧Voffset2だけ高位側に
レベルシフトされた電圧が供給されている。
ードD2に順方向電流が流れる場合に、その出力信号を
「L」レベルとして、トランジスタ121をオンとする
一方、ダイオードD1に順方向電流が流れない場合に、
その出力信号を「H」レベルとして、トランジスタ12
1を完全にオフすることとなる。このような第3実施形
態によれば、インバータを不要とするので、その分、構
成を簡略化することが可能となる。なお、同様に、第2
実施形態においても、コンパレータ203、204の入
力を入れ替えることによってインバータ123、124
を用いない構成とすることが可能である。
122(125、126)、コンパレータ201、20
2(203、204あるいは205、206)、レベル
シフタ251、252(253、254)を、インバー
タ123、124(第3実施形態を除く)とともに集積
化することが可能である。ここで、さらに、ダイオード
D1、D2も併せて集積化すれば、回路規模の縮小や、
コストダウン等を図ることも可能となる。しかし、ダイ
オードD1、D2も集積化する場合には、条件によって
整流が正常に動作しないという不都合も考えられる。そ
こで、この不都合について検討することとする。
般に、ダイオードは、図9に示されるように構成される
ため、その順方向電流がで示される方向に流れる。し
かし、N型の基板まで含めて考えると、図に示されるよ
うなNPN型のバイポーラトランジスタが寄生的に構成
されてしまう。そして、順方向電流がで示される方向
に流れると、この電流がトリガとなって、寄生的なバイ
ポーラトランジスタがオンとなってしまうおそれがあ
る。
圧Vssに接続する場合に、N型基板を用いてダイオー
ドD1、D2を集積化すると、図10に示されるよう
に、ダイオードD1、D2が寄生的なNPN型のバイポ
ーラトランジスタとなってしまう場合がある。このよう
な場合に、順方向電流がの方向で流れると、コレクタ
電流がで示される方向に流れるので、高位側電圧Vd
dと端子AG1またはAG2とが短絡状態となって、整
流が正常に動作しなくなってしまう、という不都合が生
じる可能性がある。したがって、N型基板で集積化する
場合には、寄生的なNPN型のバイポーラトランジスタ
が構成されないように、図1に示される第1実施形態の
ようにダイオードD1、D2を高位側電圧Vddに接続
する構成とするのが望ましいと考えられる。反対に、P
型基板で集積化する場合には、寄生的なPNP型のバイ
ポーラトランジスタが構成されないように、図5に示さ
れる第2実施形態のようにダイオードD1、D2を低位
側電圧Vssに接続する構成するのが望ましいと考えら
れる。
たる電子時計(腕時計)について説明する。
11に示されるように、腕時計に好適な発電機100
は、コイル110が巻回されたステータ112と、2極
磁化されたディスク状のロータ114とを備えており、
腕時計を装着したユーザが手を振ると、回転錘116が
旋回運動し、当該運動が輪列機構118によってロータ
114を回転させる構成となっている。したがって、こ
のような発電機100によれば、回転錘116の旋回に
よってコイル110の両端に位置する端子AG1、AG
2の間には交流電力が発生することとなる。
交流電力は、充電回路400によって全波整流されて、
コンデンサ160に充電されるとともに、処理部600
に供給される。処理部600は、コンデンサ160に充
電された電力、または、電力供給装置500によって全
波整流された電力によって時計装置151を駆動するも
のである。時計装置151は、水晶発振器や、カウンタ
回路、ステッピングモータなどから構成されており、水
晶発振器によって生成されるクロック信号をカウンタ回
路で分周し、この分周結果に基づいて時刻を計時すると
ともに、ステッピングモータを駆動して、時刻等を表示
するようになっている。
である。図12に示されるように、この電子時計は、上
記第1実施形態にかかる電力供給装置を用いている。さ
らに、この電子時計の電力供給装置500は、昇降圧回
路300を備えている。この昇降圧回路300は、コン
デンサ140の充電電圧を必要に応じて昇圧してコンデ
ンサ160に充電し、この電子時計の負荷である処理部
600、インバータ123、124、コンパレータ20
1、202等の回路各部に電源として供給するものであ
る。詳細には、昇降圧回路300は、低位側電位Vss
と基準電位たる高位側電圧Vddとの線間電圧(絶対
値)で示される電源電圧が回路各部の動作可能な電圧下
限値(もしくはその近傍値)に低下すると、昇圧倍数を
1段階上げる。また、昇降圧回路300は、電圧上限値
(もしくはその近傍値)に上昇すると昇圧倍数を1段階
下げる。
説明する。昇降圧回路300は、図13に示すように、
コンデンサ140の高電位側端子に一方の端子が接続さ
れたスイッチSW1と、スイッチSW1の他方の端子に
一方の端子が接続され、他方の端子が高容量2次電源4
8の低電位側端子に接続されたスイッチSW2と、スイ
ッチSW1とスイッチSW2との接続点に一方の端子が
接続されたコンデンサ300aと、コンデンサ300a
の他方の端子に一方の端子が接続され、他方の端子がコ
ンデンサ140の低電位側端子に接続されたスイッチS
W3と、一方の端子がコンデンサ160の低電位側端子
に接続され、他方の端子がコンデンサ300aとスイッ
チSW3との接続点に接続されたスイッチSW4と、コ
ンデンサ140の高電位側端子とコンデンサ160の高
電位側端子との接続点に一方の端子が接続されたスイッ
チSW11と、スイッチSW11の他方の端子に一方の
端子が接続され、他方の端子がコンデンサ140の低電
位側端子に接続されたスイッチSW12と、スイッチS
W11とスイッチSW12との接続点に一方の端子が接
続されたコンデンサ300bと、コンデンサ300bの
他方の端子に一方の端子が接続され、スイッチSW12
とコンデンサ140の低電位側端子との接続点に他方の
端子が接続されたスイッチSW13と、一方の端子がコ
ンデンサ300bとスイッチSW13との接続点に接続
され、他方の端子がコンデンサ160の低電位側端子に
接続されたスイッチSW14と、スイッチSW11とス
イッチSW12との接続点に一方の端子が接続され、コ
ンデンサ300aとスイッチSW3との接続点に他方の
端子が接続されたスイッチSW21と、を備えて構成さ
れている。
辺回路としては、電源電圧を検出する電圧検出回路と、
電圧検出回路の検出結果に基づいて昇降圧動作を制御す
る制御回路が設けられている。そして、制御回路は、電
圧検出回路の電源電圧検出結果に基づいて昇降圧倍率の
切替制御を行っている。そして、昇降圧回路300は、
外部の基準クロック生成回路で作成された昇降圧クロッ
クCKUDに基づいて動作している。
14を参照して、3倍昇圧時を例として説明する。昇降
圧回路300は、外部より入力された昇降圧クロックC
KUDに基づいて動作しており、3倍昇圧時には、図14
に示すように、第1の昇圧クロックタイミング(パラレ
ル接続タイミング)においては、スイッチSW1をオ
ン、スイッチSW2をオフ、スイッチSW3をオン、ス
イッチSW4をオフ、スイッチSW11をオン、スイッ
チSW12をオフ、スイッチSW13をオン、スイッチ
SW14をオフ、スイッチSW21をオフとする。この
場合において、昇降圧回路300は、コンデンサ300
aおよびコンデンサ300bにコンデンサ140から電
源が供給され、コンデンサ300aおよびコンデンサ3
00bの電圧がコンデンサ140の電圧とほぼ等しくな
るまで充電がなされることとなる。
アル接続タイミング)においては、スイッチSW1をオ
フ、スイッチSW2をオン、スイッチSW3をオフ、ス
イッチSW4をオフ、スイッチSW11をオフ、スイッ
チSW12をオフ、スイッチSW13をオフ、スイッチ
SW14をオン、スイッチSW21をオンとする。この
場合において、昇降圧回路300は、コンデンサ14
0、コンデンサ300aおよびコンデンサ300bはシ
リアルに接続されて、コンデンサ140の電圧の3倍の
電圧でコンデンサ160が充電され、3倍昇圧が実現さ
れることとなる。同様にして、2倍昇圧、1.5倍昇
圧、昇圧なし(1倍昇圧)、1/2倍降圧を実現するこ
とができる。
ため、コンデンサ140の充電が不十分な場合であって
も、電源電圧Vssは動作可能性の範囲内に維持され
る。従って、コンパレータ201、202によるトラン
ジスタ121、122の制御が可能となって、小振幅の
交流電圧を整流することが可能となる。また、トランジ
スタ121、121のゲート電圧を供給するインバータ
123、124の駆動能力も高められるので、トランジ
スタ121、122のオン抵抗が低下して整流効率を高
めることも可能となる。さらに、コンデンサ140の蓄
電が不十分で場合であって、昇圧によってもコンパレー
タ201、202が動作しない場合であっても、寄生ダ
イオードD3、D4、ダイオードD1、D2からなるダ
イオードブリッジの整流によって、コンデンサ140を
充電することが可能な点は上述した通りである。
施形態にかかる電力供給装置を適用した理由は、次の通
りである。すなわち、この電子時計においては、基準電
位を高位側電圧Vddとしているため、電圧Vssとし
て例えば-1.5Vを得るには、昇降圧回路300の最高昇
圧倍数が3倍であれば、少なくとも、電圧Vss’とし
て-0.5Vが必要となる。ここで、電子時計の電力供給装
置として、第2実施形態にかかる電力供給装置を適用す
ると、コンパレータ203(204)の入力端には、V
ss’として-0.5Vが(図5にあってはレベルシフトさ
れて)印加される。しかしながら、時計用に適用される
トランジスタでは、そのしきい値電圧Vthは0.6V程
度であるため、定電流源236(図6参照)が非飽和状
態となる。このため、電流が十分に流れないため、正常
な比較動作が行われなくなってしまう。 これに対して
第1実施形態にかかる電力供給装置では、コンパレータ
の入力端には基準電位たる高位側電圧Vddが(図1に
あってはレベルシフトされて)印加されるため、回路的
に安定であり、望ましいと言えるからである。反対に、
上述した電子時計において、基準電位を低位側電圧Vs
sとする場合には、第2実施形態にかかる電力供給装置
を適用するのが望ましいと考えられる。
は、トランジスタ121、122、125、126をN
チャネルあるいはPチャネル電界効果型としたが、NP
N型あるいはPNP型のバイポーラトランジスタを用い
ても良い。ただし、バイポーラトランジスタにあって
は、エミッタ/コレクタ間の飽和電圧が通常0.3V程度
であるので、発電機100の起電圧が小さい場合には、
上述のように電界効果型とするのが望ましい。
は、電力を充電する主体をコンデンサ140としたが、
電力を蓄電することが可能であれば十分であり、例え
ば、二次電池であっても良い。
ほか、例えば、ゼンマイなどの復元力により回転運動を
発生させて、この回転運動によって起電力を発生させる
タイプや、圧電体に対して外部あるいは自励による振動
や変位を加えて、その圧電効果によって電力を発生させ
るタイプなどであっても良い。要は、交流電力を発電す
るものであれば、その形式は問われない。
る電子機器としては、上記電子時計のほか、液晶テレビ
や、ビデオテープレコーダ、ノート型パーソナルコンピ
ュータ、携帯電話、PDA(Personal Digital Assista
nt:個人情報端末)、電卓などが例として挙げられ、要
は、電力を消費する電子機器であれば、いかなるものに
対しても適用可能である。そして、このような電子機器
においては、一次電池を使わず、発電機から供給される
電力で、電子回路系や機構系を稼働させることができる
ので、いつでもどこでも使用することができるととも
に、煩わしい電池の交換を不要にでき、さらに、電池の
廃棄に伴う問題も生じることもない。
明したが、発電機を備えない携帯機器であっても、外部
の交流電源(例えば、商用電源)から電力を供給され、
上記実施形態の整流回路を用いて整流を行い、蓄電装置
(コンデンサ、二次電池等)に電力を蓄える構成を有す
るものであれば、適用が可能である。この場合において
も、整流が行われていない場合におけるリーク電流によ
る無駄な電力の消費が抑えられ、より低消費電力化を図
ることが可能となる。
ード(整流ユニット)に順方向電流が流れない場合には
制御ユニットによって第2のスイッチングユニットがオ
フされ、第2のダイオード(整流ユニット)に順方向電
流が流れない場合には制御ユニットによって第1のスイ
ッチングユニットがオフされる。したがって、第1およ
び第2のダイオードのいずれにも順方向電流が流れない
場合、すなわち、整流が行われていない場合、第1およ
び第2のスイッチングユニットはオフにされて、上記い
ずれの閉ルートも遮断されるので、第1のダイオードお
よび第2のダイオードのリーク電流による無駄な電力の
消費が抑えられ、より低消費電力を図ることが可能とな
る。また、本実施形態によれば、第1のダイオードおよ
び第2のダイオードを含めた各部の集積化が容易である
ため、回路規模の縮小化を図ることが可能となる。この
ため、空間的制約の大きい腕時計などの電子機器にあっ
ても、スペースを有効に活用することが可能となる。さ
らに、各部の集積化によって、製造コストの低減化を図
ることも可能となる。
Claims (17)
- 【請求項1】 第1および第2の電源ラインに基づいて
電力を供給する電力供給装置であって、 交流電圧が給電される一方の端子と前記第1の電源ライ
ンとに接続された第1のダイオードと、 前記交流電圧が給電される他方の端子と前記第1の電源
ラインとに接続された第2のダイオードと、 前記一方の端子と前記第2の電源ラインとの間に接続さ
れた第1のスイッチング手段であって、オフ状態にある
場合のリーク電流が前記第1のダイオードよりも小さい
第1のスイッチング手段と、 前記他方の端子と前記第2の電源ラインとの間に接続さ
れた第2のスイッチング手段であって、オフ状態にある
場合のリーク電流が前記第2のダイオードよりも小さい
第2のスイッチング手段と、 前記一方の端子に基づく電圧レベルと、前記第1の電源
ラインに基づく電圧レベルとを比較することによって、
前記第1のダイオードに順方向電流が流れていないと判
別したときに前記第2のスイッチング手段をオフに制御
するとともに、前記他方の端子に基づく電圧レベルと、
前記第1の電源ラインに基づく電圧レベルとを比較する
ことによって、前記第2のダイオードに順方向電流が流
れていないと判別したときに前記第1のスイッチング手
段をオフに制御する制御手段と を具備することを特徴とする電力供給装置。 - 【請求項2】 前記第1および第2のダイオードは、P
型あるいはN型基板で集積化されるものであり、 前記第1の電源ラインは、前記N型基板で集積化される
場合には前記第2の電源ラインよりも高位であり、前記
P型基板で集積化される場合には前記第2の電源ライン
よりも低位である ことを特徴とする請求項1に記載の電力供給装置。 - 【請求項3】 前記第1および第2のスイッチング手段
は、それぞれ電界効果型トランジスタであることを特徴
とする請求項1に記載の電力供給装置。 - 【請求項4】 前記第1のスイッチング手段としての電
界効果型トランジスタの寄生ダイオードと、前記第2の
スイッチング手段としての電界効果型トランジスタの寄
生ダイオードと、前記第1のダイオードと、前記第2の
ダイオードとによってブリッジ回路が構成される ことを特徴とする請求項3に記載の電力供給装置。 - 【請求項5】 前記制御手段は、 前記第1のダイオードに順方向電流が流れていなければ
前記第2のスイッチング手段をオフに制御する第1の制
御手段と、 前記第2のダイオードに順方向電流が流れていなければ
前記第1のスイッチング手段をオフに制御する第2の制
御手段と を備えていることを特徴とする請求項1に記載の電力供
給装置。 - 【請求項6】 前記第1の電源ラインは前記第2の電源
ラインよりも高電位であって、 前記制御手段は、一方
の端子の電圧レベルが、第1の電源ラインのレベルより
ある所定の電圧レベルを加算した電圧レベルを超えたか
否かに基づいて第1のダイオードに順方向電流が流れた
か否かを判別し、 他方の端子の電圧レベルが第1の電源ラインのレベルよ
りある所定の電圧レベルを加算した電圧レベルを超えた
か否かに基づいて第2のダイオードに順方向電流が流れ
たか否かを判別することを特徴とする請求項1に記載の
電力供給装置。 - 【請求項7】 前記第1の電源ラインは前記第2の電源
ラインよりも低電位であって、 前記制御手段は、一方の端子の電圧レベルが、第1の電
源ラインのレベルよりある所定の電圧レベルを減算した
電圧レベル未満であるか否かに基づいて第1のダイオー
ドに順方向電流が流れたか否かを判別し、 他方の端子の電圧レベルが第1の電源ラインのレベルよ
りある所定の電圧レベルを減算した電圧レベル未満であ
るか否かに基づいて第2のダイオードに順方向電流が流
れたか否かを判別することを特徴とする請求項1に記載
の電力供給装置。 - 【請求項8】 前記制御手段は、前記所定電圧レベルを
オフセットすることを特徴とする請求項6または請求項
7に記載の電力供給装置。 - 【請求項9】 前記所定電圧レベルは、対応するダイオ
ードの順方向電圧に相当する電圧であることを特徴とす
る請求項6ないし請求項8のいずれかに記載の電力供給
装置。 - 【請求項10】 少なくとも前記第1のスイッチング手
段、前記第2のスイッチング手段及び前記制御手段は、
一つの半導体基板上に形成されていることを特徴とする
請求項1に記載の電力供給装置。 - 【請求項11】 前記第1の電源ライン及び前記第2の
電源ラインを介して供給された電力を蓄電する蓄電手段
を備え、 前記蓄電手段から前記制御手段に電源を供給することを
特徴とする請求項1に記載の電力供給装置。 - 【請求項12】 前記第1の電源ライン及び前記第2の
電源ラインを介して供給された電力を蓄電する蓄電手段
と、 前記蓄電手段の出力電圧を昇圧し、昇圧後の電力を前記
制御手段の電源として供給することを特徴とする請求項
1に記載の電力供給装置。 - 【請求項13】 前記第1の電源ラインは基準電位とし
て設定されることを特徴とする請求項12に記載の電力
供給装置。 - 【請求項14】 前記交流電圧を給電すべく交流電力を
発電する交流発電手段を備えたことを特徴とする請求項
1ないし請求項13のいずれかに記載の電力供給装置。 - 【請求項15】 交流電圧が給電される一方の端子と第
1の電源ラインとに接続された第1のダイオードと、 前記交流電圧が給電される他方の端子と前記第1の電源
ラインとに接続された第2のダイオードと、 前記一方の端子と第2の電源ラインとの間に接続された
第1のスイッチング手段であって、オフ状態にある場合
のリーク電流が前記第1のダイオードよりも小さい第1
のスイッチング手段と、 前記他方の端子と前記第2の電源ラインとの間に接続さ
れた第2のスイッチング手段であって、オフ状態にある
場合のリーク電流が前記第2のダイオードよりも小さい
第2のスイッチング手段と、 を備え、前記第1および第2の電源ラインに基づいて電
力を供給する電力供給方法であって、 前記一方の端子に基づく電圧レベルと、前記第1の電源
ラインに基づく電圧レベルとを比較することによって、
前記第1のダイオードに順方向電流が流れていないと判
別したときに前記第2のスイッチング手段をオフに制御
するとともに、前記他方の端子に基づく電圧レベルと、
前記第1の電源ラインに基づく電圧レベルとを比較する
ことによって、前記第2のダイオードに順方向電流が流
れていないと判別したときに前記第1のスイッチング手
段をオフに制御する ことを特徴とする電力供給方法。 - 【請求項16】 一方の端子および他方の端子間に交流
電圧を発生させる発電手段と、 前記一方の端子と第1の電源ラインとに接続された第1
のダイオードと、 前記他方の端子と前記第1の電源ラインとに接続された
第2のダイオードと、 前記一方の端子と第2の電源ラインとの間に接続された
第1のスイッチング手段であって、オフ状態にある場合
のリーク電流が前記第1のダイオードよりも小さい第1
のスイッチング手段と、 前記他方の端子と前記第2の電源ラインとの間に接続さ
れた第2のスイッチング手段であって、オフ状態にある
場合のリーク電流が前記第2のダイオードよりも小さい
第2のスイッチング手段と、 前記一方の端子に基づく電圧レベルと、前記第1の電源
ラインに基づく電圧レベルとを比較することによって、
前記第1のダイオードに順方向電流が流れていないと判
別したときに前記第2のスイッチング手段をオフに制御
するとともに、前記他方の端子に基づく電圧レベルと、
前記第1の電源ラインに基づく電圧レベルとを比較する
ことによって、前記第2のダイオードに順方向電流が流
れていないと判別したときに前記第1のスイッチング手
段をオフに制御する制御手段と 前記第1および第2の電源ラインに基づいて供給された
電力によって、所定の処理を実行する処理手段と を具備することを特徴とする携帯型電子機器。 - 【請求項17】 一方の端子および他方の端子間に交流
電圧を発生させる発電手段と、 前記一方の端子と第1の電源ラインとに接続された第1
のダイオードと、 前記他方の端子と前記第1の電源ラインとに接続された
第2のダイオードと、 前記一方の端子と第2の電源ラインとの間に接続された
第1のスイッチング手段であって、オフ状態にある場合
のリーク電流が前記第1のダイオードよりも小さい第1
のスイッチング手段と、 前記他方の端子と前記第2の電源ラインとの間に接続さ
れた第2のスイッチング手段であって、オフ状態にある
場合のリーク電流が前記第2のダイオードよりも小さい
第2のスイッチング手段と、 前記一方の端子に基づく電圧レベルと、前記第1の電源
ラインに基づく電圧レベルとを比較することによって、
前記第1のダイオードに順方向電流が流れていないと判
別したときに前記第2のスイッチング手段をオフに制御
するとともに、前記他方の端子に基づく電圧レベルと、
前記第1の電源ラインに基づく電圧レベルとを比較する
ことによって、前記第2のダイオードに順方向電流が流
れていないと判別したときに前記第1のスイッチング手
段をオフに制御する制御手段と 前記第1および第2の電源ラインに基づいて供給された
電力によって、時刻を計時する計時手段と を具備することを特徴とする電子時計。
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