JP3460655B2 - Ｔｅｍモード誘電体共振器を用いたバンドパスフィルタ - Google Patents
Ｔｅｍモード誘電体共振器を用いたバンドパスフィルタInfo
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、高い無負荷Ｑ値を
有しており、低背型ＴＥＭモード（主モード）の１／４
波長誘電体共振器を用いた２段バンドパスフィルタに関
する。２つの隣り合う共振器間の結合はエバネセントな
モードの導波管結合によって行われる。本発明のフィル
タは、広帯域ＣＤＭＡ（Ｃｏｄｅ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ
Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ａｃｃｅｓｓ、符号分割多重）等の
セルラーフォンシステムにおいて、及びフィルタリング
が必要な他の通信システムにおいて使用され得る。
有しており、低背型ＴＥＭモード（主モード）の１／４
波長誘電体共振器を用いた２段バンドパスフィルタに関
する。２つの隣り合う共振器間の結合はエバネセントな
モードの導波管結合によって行われる。本発明のフィル
タは、広帯域ＣＤＭＡ（Ｃｏｄｅ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ
Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ａｃｃｅｓｓ、符号分割多重）等の
セルラーフォンシステムにおいて、及びフィルタリング
が必要な他の通信システムにおいて使用され得る。
【０００２】
【従来の技術】公知の文献として、（１）アルン・チャ
ンドラ・クンデュ及びイクオ・アワイ、「円形誘電体デ
ィスク共振器における分布結合及び低背型デュアルモー
ドＢＰＦを形成するための矩形誘電体ディスク共振器へ
のその応用」、１９９８ＩＥＥＥ ＭＴＴ−Ｓ ダイジ
ェスト、第８３７頁〜第８４０頁、１９９８年６月、米
国メリーランド州、（２）ヨシヒロ・コニシ、「新しい
誘電体導波管部品−新しいセラミック材料のマイクロ波
への応用」、ＩＥＥＥ会報、Ｖｏｌ．７９、Ｎｏ．６、
第７２６頁〜第７４０頁、１９９１年６月が存在する。
ンドラ・クンデュ及びイクオ・アワイ、「円形誘電体デ
ィスク共振器における分布結合及び低背型デュアルモー
ドＢＰＦを形成するための矩形誘電体ディスク共振器へ
のその応用」、１９９８ＩＥＥＥ ＭＴＴ−Ｓ ダイジ
ェスト、第８３７頁〜第８４０頁、１９９８年６月、米
国メリーランド州、（２）ヨシヒロ・コニシ、「新しい
誘電体導波管部品−新しいセラミック材料のマイクロ波
への応用」、ＩＥＥＥ会報、Ｖｏｌ．７９、Ｎｏ．６、
第７２６頁〜第７４０頁、１９９１年６月が存在する。
【０００３】本願の発明者の１人であるアルン・チャン
ドラ・クンデュは、この文献（１）において、以下のご
とき構成を有する新しいタイプのＴＥＭデュアルモード
誘電体ディスク共振器及びその共振器を用いたデュアル
モードバンドパスフィルタを提案している。
ドラ・クンデュは、この文献（１）において、以下のご
とき構成を有する新しいタイプのＴＥＭデュアルモード
誘電体ディスク共振器及びその共振器を用いたデュアル
モードバンドパスフィルタを提案している。
【０００４】この誘電体共振器は、５ｍｍ×５ｍｍの正
方形の平面形状を有するデュアルモード共振器であり、
その上面及び下面は、銀層によってコーティングされて
いる。上面側の銀層はフローティングされており、下面
側の銀層は接地されている。これら２つの銀層に挟まれ
る内側には、比誘電率εｒ＝９３の誘電体材料が充填さ
れている。ディスク共振器の全ての側面は、空中に露出
する開放面となっている。従って、これら開放面を通っ
て放射が容易に発生し、このディスク共振器は半波長共
振器として動作する。電界は共振器の電気的壁において
最大となり、共振器の対称面において最小となる。それ
ゆえ、この種の共振器は、半波長（λ／２）誘電体ディ
スク共振器と呼ばれる。
方形の平面形状を有するデュアルモード共振器であり、
その上面及び下面は、銀層によってコーティングされて
いる。上面側の銀層はフローティングされており、下面
側の銀層は接地されている。これら２つの銀層に挟まれ
る内側には、比誘電率εｒ＝９３の誘電体材料が充填さ
れている。ディスク共振器の全ての側面は、空中に露出
する開放面となっている。従って、これら開放面を通っ
て放射が容易に発生し、このディスク共振器は半波長共
振器として動作する。電界は共振器の電気的壁において
最大となり、共振器の対称面において最小となる。それ
ゆえ、この種の共振器は、半波長（λ／２）誘電体ディ
スク共振器と呼ばれる。
【０００５】図１は、このディスク共振器に関してその
厚さと無負荷Ｑ値との関係を理論的及び実験的に確認し
た結果を示す特性図であり、同様のものが文献（１）に
記載されている。同図から明らかのように、このディス
ク共振器は、比誘電率εｒ＝９３の誘電体材料を用い
て、長さ及び幅が５ｍｍ×５ｍｍの場合、その厚さが１
ｍｍのときに無負荷Ｑ値が最大（≒２５０（実験値））
となる。
厚さと無負荷Ｑ値との関係を理論的及び実験的に確認し
た結果を示す特性図であり、同様のものが文献（１）に
記載されている。同図から明らかのように、このディス
ク共振器は、比誘電率εｒ＝９３の誘電体材料を用い
て、長さ及び幅が５ｍｍ×５ｍｍの場合、その厚さが１
ｍｍのときに無負荷Ｑ値が最大（≒２５０（実験値））
となる。
【０００６】このような共振器を用いて２ＧＨｚのバン
ドパスフィルタを形成すると、共振器及びフィルタの寸
法は８．５ｍｍ×８．５ｍｍ×１．０ｍｍとなり、無負
荷Ｑ値は２６０となる。
ドパスフィルタを形成すると、共振器及びフィルタの寸
法は８．５ｍｍ×８．５ｍｍ×１．０ｍｍとなり、無負
荷Ｑ値は２６０となる。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、移動端
末の最近の構造は、非常に小型化されかつより高性能の
共振器をフィルタに用いることを要求している。この目
的を達成するため、本発明者等は、２ＧＨｚ用の非常に
小型化された誘電体共振器を本願と同日の特許出願で提
案している。この誘電体共振器の寸法は３．０ｍｍ×
４．２５ｍｍ×１．０ｍｍであり、無負荷Ｑ値は２３５
である。
末の最近の構造は、非常に小型化されかつより高性能の
共振器をフィルタに用いることを要求している。この目
的を達成するため、本発明者等は、２ＧＨｚ用の非常に
小型化された誘電体共振器を本願と同日の特許出願で提
案している。この誘電体共振器の寸法は３．０ｍｍ×
４．２５ｍｍ×１．０ｍｍであり、無負荷Ｑ値は２３５
である。
【０００８】本発明は、この非常に小型化された誘電体
共振器を用いて小型のバンドパスフィルタを実現しよう
とするものであり、その目的は、フィルタの性能を良好
に維持しつつより小型化を図ることができる、ＴＥＭモ
ード誘電体共振器を用いたバンドパスフィルタを提供す
ることにある。
共振器を用いて小型のバンドパスフィルタを実現しよう
とするものであり、その目的は、フィルタの性能を良好
に維持しつつより小型化を図ることができる、ＴＥＭモ
ード誘電体共振器を用いたバンドパスフィルタを提供す
ることにある。
【０００９】
【課題を解決するための手段】本発明によれば、各々
が、上平面、下平面及び４つの側面を有する誘電体ブロ
ックを含んでいる第１及び第２の誘電体共振器と、エバ
ネセントなモードの導波管結合部とを備えている。第１
及び第２の誘電体共振器の各々は、上平面及び下平面に
それぞれコーティングされた第１及び第２の金属層と、
４つの側面のうちの１つの側面にコーティングされた第
３の金属層とを有し、第３の金属層をコーティングした
側面を短絡面、４つの側面のうちの残りの３つの側面を
開放面とすることによりλ／４誘電体共振器として動作
しかつ電磁界の独立したＴＥＭモードを維持するように
構成されている。エバネセントなモードの導波管結合部
は、第１及び第２の誘電体共振器の短絡面を互いに接続
して第１及び第２の誘電体共振器のＴＥＭモードの結合
を提供しており、第１及び第２の誘電体共振器の各々の
共振周波数より高い遮断周波数を有するエバネセントな
モードで動作するように構成されているＴＥＭモード誘
電体共振器を用いたバンドパスフィルタが提供される。
が、上平面、下平面及び４つの側面を有する誘電体ブロ
ックを含んでいる第１及び第２の誘電体共振器と、エバ
ネセントなモードの導波管結合部とを備えている。第１
及び第２の誘電体共振器の各々は、上平面及び下平面に
それぞれコーティングされた第１及び第２の金属層と、
４つの側面のうちの１つの側面にコーティングされた第
３の金属層とを有し、第３の金属層をコーティングした
側面を短絡面、４つの側面のうちの残りの３つの側面を
開放面とすることによりλ／４誘電体共振器として動作
しかつ電磁界の独立したＴＥＭモードを維持するように
構成されている。エバネセントなモードの導波管結合部
は、第１及び第２の誘電体共振器の短絡面を互いに接続
して第１及び第２の誘電体共振器のＴＥＭモードの結合
を提供しており、第１及び第２の誘電体共振器の各々の
共振周波数より高い遮断周波数を有するエバネセントな
モードで動作するように構成されているＴＥＭモード誘
電体共振器を用いたバンドパスフィルタが提供される。
【００１０】前にも述べたように、デュアルモードフィ
ルタを形成すべくＴＥＭデュアルモード半波長構造を用
いると、２ＧＨｚ用のフィルタの寸法は８．５ｍｍ×
８．５ｍｍ×１．０ｍｍとなる。前述した特許出願で
は、この共振器をＴＥＭモードλ／４誘電体共振器とす
ることにより、その寸法を３．０ｍｍ×４．２５ｍｍ×
１．０ｍｍと最適化している。本発明では、このような
λ／４誘電体共振器を２つ用いて２段バンドパスフィル
タを形成している。
ルタを形成すべくＴＥＭデュアルモード半波長構造を用
いると、２ＧＨｚ用のフィルタの寸法は８．５ｍｍ×
８．５ｍｍ×１．０ｍｍとなる。前述した特許出願で
は、この共振器をＴＥＭモードλ／４誘電体共振器とす
ることにより、その寸法を３．０ｍｍ×４．２５ｍｍ×
１．０ｍｍと最適化している。本発明では、このような
λ／４誘電体共振器を２つ用いて２段バンドパスフィル
タを形成している。
【００１１】以下、前述した特許出願におけるＴＥＭモ
ードλ／４誘電体共振器について説明する。
ードλ／４誘電体共振器について説明する。
【００１２】図２は、一般的なλ／２誘電体共振器の構
成を示しており、図３は、前述した特許出願におけるλ
／４誘電体共振器の基本的構成を示す斜視図である。
成を示しており、図３は、前述した特許出願におけるλ
／４誘電体共振器の基本的構成を示す斜視図である。
【００１３】図２において、２０は矩形の平面形状を有
する誘電体ブロック、２１は誘電体ブロック２０の上面
上にコーティングされた金属層、２２は誘電体ブロック
２０の下面上にコーティングされた金属層をそれぞれ示
している。上面の金属層２１はフローティングされてお
り、下面の金属層２２は接地されている。誘電体ブロッ
ク２０の４つの側面は、全て開放面となっている。図２
においては、λ／２誘電体共振器の長さがａ、厚さがｔ
で示されている。
する誘電体ブロック、２１は誘電体ブロック２０の上面
上にコーティングされた金属層、２２は誘電体ブロック
２０の下面上にコーティングされた金属層をそれぞれ示
している。上面の金属層２１はフローティングされてお
り、下面の金属層２２は接地されている。誘電体ブロッ
ク２０の４つの側面は、全て開放面となっている。図２
においては、λ／２誘電体共振器の長さがａ、厚さがｔ
で示されている。
【００１４】このλ／２誘電体共振器において、ｚ軸方
向のＴＥＭモードを想定すると、同図の矢印２３で示す
ように、負の最大電界はｚ＝０の平面にあり、正の最大
電界はｚ＝ａの平面にある。最小（ゼロ）電界は、明ら
かに、共振器の対称面であるｚ＝ａ／２の平面２４内に
ある。
向のＴＥＭモードを想定すると、同図の矢印２３で示す
ように、負の最大電界はｚ＝０の平面にあり、正の最大
電界はｚ＝ａの平面にある。最小（ゼロ）電界は、明ら
かに、共振器の対称面であるｚ＝ａ／２の平面２４内に
ある。
【００１５】このようなλ／２誘電体共振器をこの対称
面２４に沿って切断すれば、２つのλ／４誘電体共振器
を得ることができ、この各λ／４誘電体共振器ではｚ＝
ａ／２の平面は完全な電気導体（ＰＥＣ）として動作す
る。
面２４に沿って切断すれば、２つのλ／４誘電体共振器
を得ることができ、この各λ／４誘電体共振器ではｚ＝
ａ／２の平面は完全な電気導体（ＰＥＣ）として動作す
る。
【００１６】図３はこのようにして得たλ／４誘電体共
振器であり、同図において、３０は矩形の平面形状を有
する誘電体ブロック、３１は誘電体ブロック３０の上面
上にコーティングされた金属層、３２は誘電体ブロック
３０の下面上にコーティングされた金属層をそれぞれ示
している。下面の金属層３２は接地されている。１つの
側面の金属層３４は、λ／２共振器の完全な電気導体
（ＰＥＣ）に相当し、上面の金属層３１と下面の金属層
３２とを短絡しており、他の３つの側面は開放面となっ
ている。なお、同図において、矢印３３は電界、矢印３
５は電流をそれぞれ示している。
振器であり、同図において、３０は矩形の平面形状を有
する誘電体ブロック、３１は誘電体ブロック３０の上面
上にコーティングされた金属層、３２は誘電体ブロック
３０の下面上にコーティングされた金属層をそれぞれ示
している。下面の金属層３２は接地されている。１つの
側面の金属層３４は、λ／２共振器の完全な電気導体
（ＰＥＣ）に相当し、上面の金属層３１と下面の金属層
３２とを短絡しており、他の３つの側面は開放面となっ
ている。なお、同図において、矢印３３は電界、矢印３
５は電流をそれぞれ示している。
【００１７】図３のλ／４誘電体共振器及び図２のλ／
２誘電体共振器は、原理的には同じ共振周波数を有して
いる。誘電体がεｒ＝９３という比較的高い比誘電率を
有しているために、電磁界閉じ込め特性は十分に強く、
しかも、λ／４誘電体共振器の電磁界分布は、λ／２誘
電体共振器の場合とさほど異なることはない。即ち、λ
／４誘電体共振器及びλ／２誘電体共振器の電磁界分布
は、ほぼ同じである。図２及び図３に示すように、λ／
４誘電体共振器の容積はλ／２誘電体共振器の半分であ
る。その結果、λ／４誘電体共振器の総エネルギ量もλ
／２誘電体共振器の半分となる。それにもかかわらず、
エネルギ損失がλ／２誘電体共振器の約５０％に減少す
るため、λ／４誘電体共振器の無負荷Ｑ値は、λ／２誘
電体共振器の場合の半分となる。即ち、λ／４誘電体共
振器は、共振周波数及び無負荷Ｑ値を変えることなく、
寸法を大幅に小型化することができる。
２誘電体共振器は、原理的には同じ共振周波数を有して
いる。誘電体がεｒ＝９３という比較的高い比誘電率を
有しているために、電磁界閉じ込め特性は十分に強く、
しかも、λ／４誘電体共振器の電磁界分布は、λ／２誘
電体共振器の場合とさほど異なることはない。即ち、λ
／４誘電体共振器及びλ／２誘電体共振器の電磁界分布
は、ほぼ同じである。図２及び図３に示すように、λ／
４誘電体共振器の容積はλ／２誘電体共振器の半分であ
る。その結果、λ／４誘電体共振器の総エネルギ量もλ
／２誘電体共振器の半分となる。それにもかかわらず、
エネルギ損失がλ／２誘電体共振器の約５０％に減少す
るため、λ／４誘電体共振器の無負荷Ｑ値は、λ／２誘
電体共振器の場合の半分となる。即ち、λ／４誘電体共
振器は、共振周波数及び無負荷Ｑ値を変えることなく、
寸法を大幅に小型化することができる。
【００１８】公知文献（１）によるデュアルモード誘電
体共振器を用いて２ＧＨｚのフィルタを形成すると、フ
ィルタの寸法は８．５ｍｍ×８．５ｍｍ×１．０ｍｍと
なる。しかしながら、寸法が３．０ｍｍ×４．２５ｍｍ
×１．０ｍｍであり無負荷Ｑ値が約２４０である上述し
た特許出願によるλ／４誘電体共振器を２つ用いて２段
バンドパスフィルタを構成すると、フィルタの寸法は、
３．０ｍｍ×９．０ｍｍ×１．０ｍｍとなる。即ち、本
発明によるフィルタの容積は、従来のものに比して１／
３となる。しかも、本発明のフィルタの性能は、十分に
良好なものである。
体共振器を用いて２ＧＨｚのフィルタを形成すると、フ
ィルタの寸法は８．５ｍｍ×８．５ｍｍ×１．０ｍｍと
なる。しかしながら、寸法が３．０ｍｍ×４．２５ｍｍ
×１．０ｍｍであり無負荷Ｑ値が約２４０である上述し
た特許出願によるλ／４誘電体共振器を２つ用いて２段
バンドパスフィルタを構成すると、フィルタの寸法は、
３．０ｍｍ×９．０ｍｍ×１．０ｍｍとなる。即ち、本
発明によるフィルタの容積は、従来のものに比して１／
３となる。しかも、本発明のフィルタの性能は、十分に
良好なものである。
【００１９】なお、λ／４導波管共振器を用いた２段及
び多段フィルタについては、前述した文献（２）に記載
されているように、小西氏によって研究がなされてい
る。このフィルタは、ＴＥモード誘電体導波管共振器型
フィルタであり、直接結合のキャビティフィルタに比し
ては、その性能、寸法及び容積の点で優れている。
び多段フィルタについては、前述した文献（２）に記載
されているように、小西氏によって研究がなされてい
る。このフィルタは、ＴＥモード誘電体導波管共振器型
フィルタであり、直接結合のキャビティフィルタに比し
ては、その性能、寸法及び容積の点で優れている。
【００２０】しかしながら、最近の移動端末は、小型か
つ軽量の携帯端末とするべく、非常に小型化されかつよ
り高性能のフィルタを要求していることから、本発明で
は、ＴＥＭモードλ／４誘電体共振器を用いて２段バン
ドパスフィルタを形成しているのである。ＴＥＭモード
共振器は、ＴＥモード共振器の共振周波数がその長さ及
び厚さに依存して変化してしまうのに対して、その共振
周波数が共振器の高さにほぼ無関係である点でＴＥモー
ド共振器より優れている。従って、特定の共振周波数に
ついて、共振器の厚さを無負荷Ｑ値の関数として最適化
することができる。この方法により、従来技術のものよ
りもさらに小型化かつ高性能化されたバンドパスフィル
タを提供できるのである。
つ軽量の携帯端末とするべく、非常に小型化されかつよ
り高性能のフィルタを要求していることから、本発明で
は、ＴＥＭモードλ／４誘電体共振器を用いて２段バン
ドパスフィルタを形成しているのである。ＴＥＭモード
共振器は、ＴＥモード共振器の共振周波数がその長さ及
び厚さに依存して変化してしまうのに対して、その共振
周波数が共振器の高さにほぼ無関係である点でＴＥモー
ド共振器より優れている。従って、特定の共振周波数に
ついて、共振器の厚さを無負荷Ｑ値の関数として最適化
することができる。この方法により、従来技術のものよ
りもさらに小型化かつ高性能化されたバンドパスフィル
タを提供できるのである。
【００２１】第１及び第２の誘電体共振器が、同一の誘
電体材料から構成されていることが好ましい。これら第
１及び第２の誘電体共振器が、高誘電率のセラミック誘
電体材料で構成されているがより好ましい。エバネセン
トなモードの導波管結合部も、第１及び第２の誘電体共
振器と同じ誘電体材料を用いていることがより好まし
い。
電体材料から構成されていることが好ましい。これら第
１及び第２の誘電体共振器が、高誘電率のセラミック誘
電体材料で構成されているがより好ましい。エバネセン
トなモードの導波管結合部も、第１及び第２の誘電体共
振器と同じ誘電体材料を用いていることがより好まし
い。
【００２２】第１及び第２の誘電体共振器が、ほぼ同一
の寸法を有していることが好ましい。
の寸法を有していることが好ましい。
【００２３】エバネセントなモードの導波管結合部が、
第１及び第２の誘電体共振器の各々の長さ及び断面より
短い長さ及び小さい断面を有していることが好ましい。
このエバネセントなモードの導波管結合部が、矩形の断
面を有していることが好ましい。
第１及び第２の誘電体共振器の各々の長さ及び断面より
短い長さ及び小さい断面を有していることが好ましい。
このエバネセントなモードの導波管結合部が、矩形の断
面を有していることが好ましい。
【００２４】第１及び第２の誘電体共振器の各々の下平
面の第２の金属層が、接地面として用いられることが好
ましい。この接地面が、第１及び第２の誘電体共振器の
各々の開放面である２つの側面に延長されていることが
好ましい。
面の第２の金属層が、接地面として用いられることが好
ましい。この接地面が、第１及び第２の誘電体共振器の
各々の開放面である２つの側面に延長されていることが
好ましい。
【００２５】第１及び第２の誘電体共振器の各々の短絡
面に対向する側面か、直交する１つの側面に電気的入出
力ポートが設けられていることが好ましい。この電気的
入出力ポートは、矩形、正方形、台形又は円形の金属パ
ターンを設けることにより形成されている。
面に対向する側面か、直交する１つの側面に電気的入出
力ポートが設けられていることが好ましい。この電気的
入出力ポートは、矩形、正方形、台形又は円形の金属パ
ターンを設けることにより形成されている。
【００２６】金属パターンが、上平面の第１の金属層及
び下平面の第２の金属層から離隔していることが好まし
い。
び下平面の第２の金属層から離隔していることが好まし
い。
【００２７】第１及び第２の誘電体共振器の少なくとも
一方の上平面の第１の金属層に、周波数調整用の狭いス
リットが設けられていることが好ましい。このスリット
が励振方向とは異なる方向に沿って設けられていること
がより好ましい。
一方の上平面の第１の金属層に、周波数調整用の狭いス
リットが設けられていることが好ましい。このスリット
が励振方向とは異なる方向に沿って設けられていること
がより好ましい。
【００２８】
【発明の実施の形態】図４は、本発明の一実施形態とし
て、２つの誘電体共振器を有する高周波誘電体共振器型
バンドパスフィルタの構成を概略的に示している。
て、２つの誘電体共振器を有する高周波誘電体共振器型
バンドパスフィルタの構成を概略的に示している。
【００２９】同図において、４０は第１のλ／４誘電体
共振器、４１は第２のλ／４誘電体共振器をそれぞれ示
している。これら２つのλ／４誘電体共振器４０及び４
１は、エバネセントなモードの誘電体導波管（遮断導波
管）４２を介して互いに接続されている。
共振器、４１は第２のλ／４誘電体共振器をそれぞれ示
している。これら２つのλ／４誘電体共振器４０及び４
１は、エバネセントなモードの誘電体導波管（遮断導波
管）４２を介して互いに接続されている。
【００３０】図５は、λ／４誘電体共振器４０及び４１
の各々の構成を概略的に示す斜視図である。
の各々の構成を概略的に示す斜視図である。
【００３１】同図において、４００（４１０）は矩形の
平面形状を有する誘電体ブロック、４０１（４１１）は
誘電体ブロック４００（４１０）の上面上にコーティン
グされた金属層、４０２（４１２）は誘電体ブロック４
００（４１０）の下面上にコーティングされた金属層を
それぞれ示している。下面の金属層４０２（４１２）は
接地されている。１つの側面の金属層４０３（４１３）
は、λ／２共振器の完全な電気導体（ＰＥＣ）に相当
し、上面の金属層４０１（４１１）と下面の金属層４０
２（４１２）とを短絡しており、他の３つの側面は開放
面となっている。誘電体ブロック４００（４１０）の、
金属層４０３（４１３）でコーティングされた側面と対
向する側面には、矩形の金属パターンからなり、共振器
にキャパシティブな励振を与えるための励振電極４０４
（４１４）が形成されている。なお、接地されている下
面の金属層４０２（４１２）の一部には、励振電極４０
４（４１４）と金属層４０２（４１２）とを離隔するた
めの切り欠き４０２ａ（４１２ａ）が設けられている。
平面形状を有する誘電体ブロック、４０１（４１１）は
誘電体ブロック４００（４１０）の上面上にコーティン
グされた金属層、４０２（４１２）は誘電体ブロック４
００（４１０）の下面上にコーティングされた金属層を
それぞれ示している。下面の金属層４０２（４１２）は
接地されている。１つの側面の金属層４０３（４１３）
は、λ／２共振器の完全な電気導体（ＰＥＣ）に相当
し、上面の金属層４０１（４１１）と下面の金属層４０
２（４１２）とを短絡しており、他の３つの側面は開放
面となっている。誘電体ブロック４００（４１０）の、
金属層４０３（４１３）でコーティングされた側面と対
向する側面には、矩形の金属パターンからなり、共振器
にキャパシティブな励振を与えるための励振電極４０４
（４１４）が形成されている。なお、接地されている下
面の金属層４０２（４１２）の一部には、励振電極４０
４（４１４）と金属層４０２（４１２）とを離隔するた
めの切り欠き４０２ａ（４１２ａ）が設けられている。
【００３２】エバネセントなモードの誘電体導波管４２
は、このような２つのλ／４誘電体共振器４０及び４１
の短絡面間に接続されている。このエバネセントなモー
ドの誘電体導波管４２は、この接続面を除いた全面に金
属層４２１がコーティングされている。
は、このような２つのλ／４誘電体共振器４０及び４１
の短絡面間に接続されている。このエバネセントなモー
ドの誘電体導波管４２は、この接続面を除いた全面に金
属層４２１がコーティングされている。
【００３３】前述したように、誘電体ブロック４００及
び４１０の下面に形成された金属層４０２及び４１２は
接地されている。これら金属層４０２及び４１２は、は
んだ付けによる接地を容易にするため、誘電体ブロック
４００及び４１０の互いに対向する側面の一部まで延長
する延長部４０２ｂ、４０２ｃ、４１２ｂ及び４１２ｃ
を有している。
び４１０の下面に形成された金属層４０２及び４１２は
接地されている。これら金属層４０２及び４１２は、は
んだ付けによる接地を容易にするため、誘電体ブロック
４００及び４１０の互いに対向する側面の一部まで延長
する延長部４０２ｂ、４０２ｃ、４１２ｂ及び４１２ｃ
を有している。
【００３４】本実施形態において、励振電極４０４及び
４１４は、フィルタの互いに正反対の側面上にそれぞれ
形成されている。なお、誘電体ブロック４００及び４１
０並びに誘電体導波管４２はεｒ＝９３という比較的高
い比誘電率の誘電体材料で形成されており、金属層４０
１、４１１、４０２、４１２及び４２１並びに励振電極
４０４及び４１４は銀で形成されている。
４１４は、フィルタの互いに正反対の側面上にそれぞれ
形成されている。なお、誘電体ブロック４００及び４１
０並びに誘電体導波管４２はεｒ＝９３という比較的高
い比誘電率の誘電体材料で形成されており、金属層４０
１、４１１、４０２、４１２及び４２１並びに励振電極
４０４及び４１４は銀で形成されている。
【００３５】ＴＥＭモードλ／４誘電体共振器を用いる
ことが本発明の最も重要な部分である。これによりフィ
ルタの容積の本質的な低減が可能となるからである。
ことが本発明の最も重要な部分である。これによりフィ
ルタの容積の本質的な低減が可能となるからである。
【００３６】しかも、高い誘電率の誘電体材料を用いる
ことにより、本実施形態におけるλ／４誘電体共振器の
厚さは、文献（１）に記載されているように１ｍｍに最
適化することができ、最新の技術革新に容易に対応でき
る厚さ１ｍｍのフィルタを形成することに成功したので
ある。
ことにより、本実施形態におけるλ／４誘電体共振器の
厚さは、文献（１）に記載されているように１ｍｍに最
適化することができ、最新の技術革新に容易に対応でき
る厚さ１ｍｍのフィルタを形成することに成功したので
ある。
【００３７】共振器の性能又は質を評価するための数値
はＱ値である。無負荷Ｑ値Ｑ０は以下のように定義され
る。
はＱ値である。無負荷Ｑ値Ｑ０は以下のように定義され
る。
【００３８】Ｑ０＝ω０×（共振回路に蓄えられたエネ
ルギ）／（共振回路での電力損失） ただし、ω０は共振角周波数である。
ルギ）／（共振回路での電力損失） ただし、ω０は共振角周波数である。
【００３９】図２に示すλ／２誘電体共振器は、３つの
損失係数を有している。それらは、金属コーティングに
よる導体損、誘電体材料による誘電体損、誘電体材料が
空気に開放されていることによる輻射損である。
損失係数を有している。それらは、金属コーティングに
よる導体損、誘電体材料による誘電体損、誘電体材料が
空気に開放されていることによる輻射損である。
【００４０】λ／２誘電体共振器の無負荷Ｑ値Ｑ０は以
下の式を用いて算出できる。
下の式を用いて算出できる。
【００４１】
１／Ｑ０＝１／Ｑｃ＋１／Ｑｄ＋１／Ｑｒ
ここで、Ｑｃは導体損に基づくＱ値、Ｑｄは誘電体損に
基づくＱ値、Ｑｒは輻射損に基づくＱ値である。
基づくＱ値、Ｑｒは輻射損に基づくＱ値である。
【００４２】Ｑ値が損失に反比例するので、このＱ値が
大きければ大きいほど電力損失が小さくなる。
大きければ大きいほど電力損失が小さくなる。
【００４３】誘電体損に基づくＱ値Ｑｄ×共振周波数
（ＧＨｚ）＝Ａ（定数）である。ただし、Ａは誘電体材
料の損失係数であり、ある範囲の周波数帯域において周
波数に依存しない。２ＧＨｚ〜１０ＧＨｚの周波数帯域
においてかつ比誘電率がεｒ＝９３の誘電体材料におい
て、本出願人の測定によれば、Ａ＝７５００（ＧＨｚ）
である。
（ＧＨｚ）＝Ａ（定数）である。ただし、Ａは誘電体材
料の損失係数であり、ある範囲の周波数帯域において周
波数に依存しない。２ＧＨｚ〜１０ＧＨｚの周波数帯域
においてかつ比誘電率がεｒ＝９３の誘電体材料におい
て、本出願人の測定によれば、Ａ＝７５００（ＧＨｚ）
である。
【００４４】λ／４共振器の共振周波数がλ／２誘電体
共振器の共振周波数よりもやや低いので、誘電体損に基
づくＱ値Ｑｄはやや大きくなる。
共振器の共振周波数よりもやや低いので、誘電体損に基
づくＱ値Ｑｄはやや大きくなる。
【００４５】図３及び図２からも明らかのように、λ／
４誘電体共振器は、その開放面の面積がλ／２誘電体共
振器の場合の半分であるため、輻射損も半分となる。
４誘電体共振器は、その開放面の面積がλ／２誘電体共
振器の場合の半分であるため、輻射損も半分となる。
【００４６】λ／４誘電体共振器では、さらに、金属で
コーティングされている部分（完全な電気導体の平面を
除く）の面積も半分となるので、導体損も半分となる。
コーティングされている部分（完全な電気導体の平面を
除く）の面積も半分となるので、導体損も半分となる。
【００４７】λ／４誘電体共振器における付加的な損失
源は、完全な電気導体平面のみである。しかしながら、
この平面は小さく、かつ誘電体損によって一部補償され
る。
源は、完全な電気導体平面のみである。しかしながら、
この平面は小さく、かつ誘電体損によって一部補償され
る。
【００４８】λ／４誘電体共振器の容積がλ／２誘電体
共振器の場合の半分でありかつ全体の損失係数がほぼ半
分であるため、無負荷Ｑ値は、λ／４誘電体共振器及び
λ／２誘電体共振器の両方においてほぼ等しい。
共振器の場合の半分でありかつ全体の損失係数がほぼ半
分であるため、無負荷Ｑ値は、λ／４誘電体共振器及び
λ／２誘電体共振器の両方においてほぼ等しい。
【００４９】８．５ｍｍ×８．５ｍｍ×１．０ｍｍのλ
／２誘電体共振器の実験的に得られた無負荷Ｑ値は２６
０であり、８．５ｍｍ×４．２５ｍｍ×１．０ｍｍのλ
／４誘電体共振器の場合は２５０である。この劣化の原
因は、短絡面における導体損によるものである。
／２誘電体共振器の実験的に得られた無負荷Ｑ値は２６
０であり、８．５ｍｍ×４．２５ｍｍ×１．０ｍｍのλ
／４誘電体共振器の場合は２５０である。この劣化の原
因は、短絡面における導体損によるものである。
【００５０】以上述べたように、λ／４誘電体共振器の
容積がλ／２誘電体共振器の場合の半分であるが、共振
器の２つの重要なパラメータである無負荷Ｑ値はほぼ同
じであるということができる。また、共振周波数もほぼ
同じである。
容積がλ／２誘電体共振器の場合の半分であるが、共振
器の２つの重要なパラメータである無負荷Ｑ値はほぼ同
じであるということができる。また、共振周波数もほぼ
同じである。
【００５１】λ／４誘電体共振器の最も低いモード（Ｔ
ＥＭモード）における共振周波数は、共振器の長さに完
全に依存し（ｗ＜λｇ／２、ただしλｇは管内波長）、
その幅には依存しない。１．９４５ＧＨｚの共振周波数
の場合、λ／４誘電体共振器の長さは４．２５ｍｍであ
り、これは一定である。本実施形態におけるλ／４誘電
体共振器の厚さは、文献（１）に記載されているように
１ｍｍに最適化されている。
ＥＭモード）における共振周波数は、共振器の長さに完
全に依存し（ｗ＜λｇ／２、ただしλｇは管内波長）、
その幅には依存しない。１．９４５ＧＨｚの共振周波数
の場合、λ／４誘電体共振器の長さは４．２５ｍｍであ
り、これは一定である。本実施形態におけるλ／４誘電
体共振器の厚さは、文献（１）に記載されているように
１ｍｍに最適化されている。
【００５２】従って、λ／４誘電体共振器の寸法を最適
化するための残された１つのパラメータは、この共振器
の幅ｗである。
化するための残された１つのパラメータは、この共振器
の幅ｗである。
【００５３】図６は、λ／４誘電体共振器の幅ｗに対す
る無負荷Ｑ値Ｑ０の特性図である。
る無負荷Ｑ値Ｑ０の特性図である。
【００５４】同図より、無負荷Ｑ値は、ｗ＝３．０ｍｍ
まで急激に増大し、その後はほぼ一定値となっているこ
とが分かる。従って、ｗ＝３．０ｍｍ、即ち、３．０ｍ
ｍ×４．２５ｍｍ×１．０ｍｍが、無負荷Ｑ値Ｑ０≒２
４０を有するλ／４ＴＥＭモード誘電体共振器の最適化
寸法となる。ｗ＞３．０ｍｍの場合、共振器の内部エネ
ルギがこの共振器の損失にほぼ比例して無負荷Ｑ値は増
大しない。
まで急激に増大し、その後はほぼ一定値となっているこ
とが分かる。従って、ｗ＝３．０ｍｍ、即ち、３．０ｍ
ｍ×４．２５ｍｍ×１．０ｍｍが、無負荷Ｑ値Ｑ０≒２
４０を有するλ／４ＴＥＭモード誘電体共振器の最適化
寸法となる。ｗ＞３．０ｍｍの場合、共振器の内部エネ
ルギがこの共振器の損失にほぼ比例して無負荷Ｑ値は増
大しない。
【００５５】共振器の幅の減少によって電気導体（ＰＥ
Ｃ）の面積が減少し、付加される磁界リーケージが減少
する。よって直列インダクタが減少して共振周波数が上
昇する。
Ｃ）の面積が減少し、付加される磁界リーケージが減少
する。よって直列インダクタが減少して共振周波数が上
昇する。
【００５６】実験結果より、λ／４誘電体共振器の幅が
ｗ＝８．５ｍｍから３．０ｍｍまで減少した場合（共振
器の長さ及び厚さはそれぞれ４．２５ｍｍ及び１ｍｍに
維持）、ＴＥＭモードの共振周波数は１．９４５ＧＨｚ
から２．１３３ＧＨｚに上昇した。
ｗ＝８．５ｍｍから３．０ｍｍまで減少した場合（共振
器の長さ及び厚さはそれぞれ４．２５ｍｍ及び１ｍｍに
維持）、ＴＥＭモードの共振周波数は１．９４５ＧＨｚ
から２．１３３ＧＨｚに上昇した。
【００５７】２つのλ／４誘電体共振器４０及び４１間
の結合の強さは、これら誘電体共振器と同じ誘電体材料
からなるエバネセントなモードの導波管（ＥＷ）４２の
寸法を変えることによって制御可能である。
の結合の強さは、これら誘電体共振器と同じ誘電体材料
からなるエバネセントなモードの導波管（ＥＷ）４２の
寸法を変えることによって制御可能である。
【００５８】図７は、ＥＷ４２の長さｌの変化に対する
結合係数を表す特性図であり、図８は、ＥＷ４２の幅ｗ
の変化に対する結合係数を表す特性図である。図７よ
り、ＥＷ４２の幅ｗが一定の場合、その長さｌが長くな
るにつれて結合係数が直線的に減少することが分かる。
これに対して、ＥＷ４２の長さｌを一定とし、その幅ｗ
を増大させると、図８に示すように、結合係数は曲線的
に増大する。従って、ＥＷ４２の長さｌ及び／又は幅ｗ
を適切に設定することにより所望の結合係数を得ること
が可能となる。
結合係数を表す特性図であり、図８は、ＥＷ４２の幅ｗ
の変化に対する結合係数を表す特性図である。図７よ
り、ＥＷ４２の幅ｗが一定の場合、その長さｌが長くな
るにつれて結合係数が直線的に減少することが分かる。
これに対して、ＥＷ４２の長さｌを一定とし、その幅ｗ
を増大させると、図８に示すように、結合係数は曲線的
に増大する。従って、ＥＷ４２の長さｌ及び／又は幅ｗ
を適切に設定することにより所望の結合係数を得ること
が可能となる。
【００５９】図９は、本実施形態におけるバンドパスフ
ィルタの等価回路を示している。
ィルタの等価回路を示している。
【００６０】２つのλ／４誘電体共振器４０及び４１間
に生じている、Ｈ波のエバネセント導波管はインダクテ
ィブ結合を形成する。図９では、２つのλ／４誘電体共
振器４０及び４１が２つのＬ−Ｃ並列回路９０及び９１
でそれぞれ表されている。Ｇは損失係数によるものであ
る。電気的入出力ポートは２つのキャパシタＣｅで表さ
れている。ＥＷ４２は、２つの誘電体共振器４０及び４
１間に直列の結合インダクタンスＬ１２を与え、さら
に、電気的概略図において接地されている１対のシャン
トインダクタンスＬ１１を与える。
に生じている、Ｈ波のエバネセント導波管はインダクテ
ィブ結合を形成する。図９では、２つのλ／４誘電体共
振器４０及び４１が２つのＬ−Ｃ並列回路９０及び９１
でそれぞれ表されている。Ｇは損失係数によるものであ
る。電気的入出力ポートは２つのキャパシタＣｅで表さ
れている。ＥＷ４２は、２つの誘電体共振器４０及び４
１間に直列の結合インダクタンスＬ１２を与え、さら
に、電気的概略図において接地されている１対のシャン
トインダクタンスＬ１１を与える。
【００６１】２つのλ／４誘電体共振器４０及び４１
は、同一の共振周波数を有するために同じ寸法であるべ
きである。２つの共振周波数間にわずかな相違が存在す
る場合、これは共振器の上平面に非常に狭いスリット４
３を設けることによって調整可能である。このスリット
４３は、励振方向に垂直となるように設けられる。
は、同一の共振周波数を有するために同じ寸法であるべ
きである。２つの共振周波数間にわずかな相違が存在す
る場合、これは共振器の上平面に非常に狭いスリット４
３を設けることによって調整可能である。このスリット
４３は、励振方向に垂直となるように設けられる。
【００６２】なお、この周波数調整用スリットは、誘電
体共振器４０及び４１の両方に設けられていても良い
し、本実施形態のようにどちらか一方のみに設けられて
いても良い。また、上面の金属層上の中央部及び縁端部
を含むどの位置にあっても良いし、また、その伸長方向
は励振方向と異なる方向であればどの方向であっても良
い。さらに、スリットの数は１つに限定されるものでは
なく複数であっても良い。
体共振器４０及び４１の両方に設けられていても良い
し、本実施形態のようにどちらか一方のみに設けられて
いても良い。また、上面の金属層上の中央部及び縁端部
を含むどの位置にあっても良いし、また、その伸長方向
は励振方向と異なる方向であればどの方向であっても良
い。さらに、スリットの数は１つに限定されるものでは
なく複数であっても良い。
【００６３】２段ＴＥＭモードバンドパスフィルタを構
築しその性能を測定することによって、前述した概念は
実験的に確認されている。
築しその性能を測定することによって、前述した概念は
実験的に確認されている。
【００６４】図１０は、このバンドパスフィルタにおけ
る反射損失及び通過損失の周波数特性を実際に測定した
特性図である。同図より、このフィルタが、広帯域ＣＤ
ＭＡに利用できる高性能かつ低損失のバンドパスフィル
タであることが分かる。
る反射損失及び通過損失の周波数特性を実際に測定した
特性図である。同図より、このフィルタが、広帯域ＣＤ
ＭＡに利用できる高性能かつ低損失のバンドパスフィル
タであることが分かる。
【００６５】図１１は、このバンドパスフィルタにおけ
るスプリアス性能を知るべく反射損失及び通過損失のよ
り広帯域の周波数特性を実際に測定した特性図である。
同図より、ＴＥＭモードを用いたこのフィルタの特性が
スプリアス応答の影響を全く受けないことは明らかであ
る。この実験では、エバネセントなモードの導波管４２
の寸法は、幅をｗ＝０．７５ｍｍ、長さをｌ＝０．５ｍ
ｍとした。
るスプリアス性能を知るべく反射損失及び通過損失のよ
り広帯域の周波数特性を実際に測定した特性図である。
同図より、ＴＥＭモードを用いたこのフィルタの特性が
スプリアス応答の影響を全く受けないことは明らかであ
る。この実験では、エバネセントなモードの導波管４２
の寸法は、幅をｗ＝０．７５ｍｍ、長さをｌ＝０．５ｍ
ｍとした。
【００６６】本実施形態における非常に薄い誘電体フィ
ルタは、従来の誘電体導波管型フィルタに置き換えて、
その性能を良好に維持しつつ寸法の大幅な小型化を図る
ことができる。このＴＥＭモード誘電体共振器フィルタ
は、広帯域ＣＤＭＡシステムの移動端末及び信号処理が
必要な他の種々の用途に適用できる能力を有している。
ルタは、従来の誘電体導波管型フィルタに置き換えて、
その性能を良好に維持しつつ寸法の大幅な小型化を図る
ことができる。このＴＥＭモード誘電体共振器フィルタ
は、広帯域ＣＤＭＡシステムの移動端末及び信号処理が
必要な他の種々の用途に適用できる能力を有している。
【００６７】図１２は、本発明の他の実施形態として、
２つの誘電体共振器を有する高周波誘電体共振器型バン
ドパスフィルタの構成を概略的に示している。
２つの誘電体共振器を有する高周波誘電体共振器型バン
ドパスフィルタの構成を概略的に示している。
【００６８】同図において、１２０は第１のλ／４誘電
体共振器、１２１は第２のλ／４誘電体共振器をそれぞ
れ示している。これら２つのλ／４誘電体共振器１２０
及び１２１は、エバネセントなモードの誘電体導波管
（遮断導波管）１２２を介して互いに接続されている。
体共振器、１２１は第２のλ／４誘電体共振器をそれぞ
れ示している。これら２つのλ／４誘電体共振器１２０
及び１２１は、エバネセントなモードの誘電体導波管
（遮断導波管）１２２を介して互いに接続されている。
【００６９】本実施形態においては、λ／４誘電体共振
器１２０の励振電極１２０４及びλ／４誘電体共振器１
２１の励振電極（図示なし）が短絡面と直交する１つの
側面に形成されている点が図４の実施形態の場合と異な
っている。特に本実施形態では、λ／４誘電体共振器１
２０及び１２１の各々の励振電極が、短絡面から各共振
器方向を見て左側の側面にそれぞれ形成されている。
器１２０の励振電極１２０４及びλ／４誘電体共振器１
２１の励振電極（図示なし）が短絡面と直交する１つの
側面に形成されている点が図４の実施形態の場合と異な
っている。特に本実施形態では、λ／４誘電体共振器１
２０及び１２１の各々の励振電極が、短絡面から各共振
器方向を見て左側の側面にそれぞれ形成されている。
【００７０】本実施形態のその他の構成、及び作用効果
は図４の実施形態の場合と全く同様である。
は図４の実施形態の場合と全く同様である。
【００７１】図１３は、本発明のさらに他の実施形態と
して、２つの誘電体共振器を有する高周波誘電体共振器
型バンドパスフィルタの構成を概略的に示している。
して、２つの誘電体共振器を有する高周波誘電体共振器
型バンドパスフィルタの構成を概略的に示している。
【００７２】同図において、１３０は第１のλ／４誘電
体共振器、１３１は第２のλ／４誘電体共振器をそれぞ
れ示している。これら２つのλ／４誘電体共振器１３０
及び１３１は、エバネセントなモードの誘電体導波管
（遮断導波管）１３２を介して互いに接続されている。
体共振器、１３１は第２のλ／４誘電体共振器をそれぞ
れ示している。これら２つのλ／４誘電体共振器１３０
及び１３１は、エバネセントなモードの誘電体導波管
（遮断導波管）１３２を介して互いに接続されている。
【００７３】本実施形態においては、λ／４誘電体共振
器１３０の励振電極（図示なし）及びλ／４誘電体共振
器１３１の励振電極１３１４が短絡面と直交する１つの
側面に形成されている点が図４の実施形態の場合と異な
っている。特に本実施形態では、λ／４誘電体共振器１
３０及び１３１の各々の励振電極が、短絡面から各共振
器方向を見て右側の側面にそれぞれ形成されている。
器１３０の励振電極（図示なし）及びλ／４誘電体共振
器１３１の励振電極１３１４が短絡面と直交する１つの
側面に形成されている点が図４の実施形態の場合と異な
っている。特に本実施形態では、λ／４誘電体共振器１
３０及び１３１の各々の励振電極が、短絡面から各共振
器方向を見て右側の側面にそれぞれ形成されている。
【００７４】本実施形態のその他の構成、及び作用効果
は図４の実施形態の場合と全く同様である。
は図４の実施形態の場合と全く同様である。
【００７５】図１４は、本発明のまたさらに他の実施形
態として、２つの誘電体共振器を有する高周波誘電体共
振器型バンドパスフィルタの構成を概略的に示してい
る。
態として、２つの誘電体共振器を有する高周波誘電体共
振器型バンドパスフィルタの構成を概略的に示してい
る。
【００７６】同図において、１４０は第１のλ／４誘電
体共振器、１４１は第２のλ／４誘電体共振器をそれぞ
れ示している。これら２つのλ／４誘電体共振器１４０
及び１４１は、エバネセントなモードの誘電体導波管
（遮断導波管）１４２を介して互いに接続されている。
体共振器、１４１は第２のλ／４誘電体共振器をそれぞ
れ示している。これら２つのλ／４誘電体共振器１４０
及び１４１は、エバネセントなモードの誘電体導波管
（遮断導波管）１４２を介して互いに接続されている。
【００７７】本実施形態においては、λ／４誘電体共振
器１４０の励振電極１４０４及びλ／４誘電体共振器１
４１の励振電極１４１４が短絡面と直交する１つの側面
に形成されている点が図４の実施形態の場合と異なって
いる。特に本実施形態では、λ／４誘電体共振器１４０
の励振電極１４０４が短絡面からその共振器方向を見て
左側の側面に、λ／４誘電体共振器１４１の励振電極が
短絡面からその共振器方向を見て右側の側面にそれぞれ
形成されている。
器１４０の励振電極１４０４及びλ／４誘電体共振器１
４１の励振電極１４１４が短絡面と直交する１つの側面
に形成されている点が図４の実施形態の場合と異なって
いる。特に本実施形態では、λ／４誘電体共振器１４０
の励振電極１４０４が短絡面からその共振器方向を見て
左側の側面に、λ／４誘電体共振器１４１の励振電極が
短絡面からその共振器方向を見て右側の側面にそれぞれ
形成されている。
【００７８】本実施形態のその他の構成、及び作用効果
は図４の実施形態の場合と全く同様である。
は図４の実施形態の場合と全く同様である。
【００７９】上述した各実施形態における誘電体ブロッ
ク、エバネセントなモードの導波管及び金属層の構成材
料は単なる一例であり、これに限定されるものでないこ
とは明らかである。また、励振電極の形状も、矩形に限
定されるものではなく、いかなるパターン形状であって
もよいことも明らかである。
ク、エバネセントなモードの導波管及び金属層の構成材
料は単なる一例であり、これに限定されるものでないこ
とは明らかである。また、励振電極の形状も、矩形に限
定されるものではなく、いかなるパターン形状であって
もよいことも明らかである。
【００８０】以上述べた実施形態は全て本発明を例示的
に示すものであって限定的に示すものではなく、本発明
は他の種々の変形態様及び変更態様で実施することがで
きる。従って本発明の範囲は特許請求の範囲及びその均
等範囲によってのみ規定されるものである。
に示すものであって限定的に示すものではなく、本発明
は他の種々の変形態様及び変更態様で実施することがで
きる。従って本発明の範囲は特許請求の範囲及びその均
等範囲によってのみ規定されるものである。
【００８１】
【発明の効果】以上詳細に説明したように本発明によれ
ば、ＴＥＭモードλ／４誘電体共振器を用いて２段バン
ドパスフィルタを形成しているため、さらに小型化かつ
高性能化されたバンドパスフィルタを提供できる。
ば、ＴＥＭモードλ／４誘電体共振器を用いて２段バン
ドパスフィルタを形成しているため、さらに小型化かつ
高性能化されたバンドパスフィルタを提供できる。
【図１】公知文献に記載されたディスク共振器に関して
その厚さと無負荷Ｑ値との関係を理論的及び実験的に確
認した結果を示す特性図である。
その厚さと無負荷Ｑ値との関係を理論的及び実験的に確
認した結果を示す特性図である。
【図２】一般的なλ／２誘電体共振器の構成を示す斜視
図である。
図である。
【図３】本発明のバンドパスフィルタに用いられるλ／
４誘電体共振器の基本的構成を示す斜視図である。
４誘電体共振器の基本的構成を示す斜視図である。
【図４】本発明の一実施形態として、２つの誘電体共振
器を有する高周波誘電体共振器型バンドパスフィルタの
構成を概略的に示している。
器を有する高周波誘電体共振器型バンドパスフィルタの
構成を概略的に示している。
【図５】図４の実施形態におけるλ／４誘電体共振器の
構成を概略的に示す斜視図である。
構成を概略的に示す斜視図である。
【図６】共振器の幅ｗに対する無負荷Ｑ値Ｑ０の特性図
である。
である。
【図７】エバネセントなモードの導波管の長さｌに対す
る結合係数の変化を表す特性図である。
る結合係数の変化を表す特性図である。
【図８】エバネセントなモードの導波管の幅ｗに対する
結合係数の変化を表す特性図である。
結合係数の変化を表す特性図である。
【図９】本実施形態におけるバンドパスフィルタの等価
回路を示す回路図である。
回路を示す回路図である。
【図１０】本実施形態におけるバンドパスフィルタの反
射損失及び通過損失の周波数特性を実際に測定した特性
図である。
射損失及び通過損失の周波数特性を実際に測定した特性
図である。
【図１１】本実施形態におけるバンドパスフィルタのス
プリアス性能を知るべく反射損失及び通過損失のより広
帯域の周波数特性を実際に測定した特性図である。
プリアス性能を知るべく反射損失及び通過損失のより広
帯域の周波数特性を実際に測定した特性図である。
【図１２】本発明の他の実施形態として、２つの誘電体
共振器を有する高周波誘電体共振器型バンドパスフィル
タの構成を概略的に示している。
共振器を有する高周波誘電体共振器型バンドパスフィル
タの構成を概略的に示している。
【図１３】本発明のさらに他の実施形態として、２つの
誘電体共振器を有する高周波誘電体共振器型バンドパス
フィルタの構成を概略的に示している。
誘電体共振器を有する高周波誘電体共振器型バンドパス
フィルタの構成を概略的に示している。
【図１４】本発明のまたさらに他の実施形態として、２
つの誘電体共振器を有する高周波誘電体共振器型バンド
パスフィルタの構成を概略的に示している。
つの誘電体共振器を有する高周波誘電体共振器型バンド
パスフィルタの構成を概略的に示している。
２０、３０、４００、４１０ 誘電体ブロック
２１、２２、３１、３２、３４、４０１、４０２、４０
３、４１１、４１２、４１３、４２１ 金属層 ２３、３３ 電界 ２４ 対称面 ３５ 電流 ４０、４１、１２０、１２１、１３０、１３１、１４
０、１４１ λ／４誘電体共振器 ４２、１２２、１３２、１４２ エバネセントなモード
の誘電体導波管 ４０２ａ、４１２ａ 切り欠き ４０２ｂ、４０２ｃ、４１２ｂ、４１２ｃ 延長部 ４０４、４１４、１２０４、１３１４、１４０４、１４
１４ 励振電極
３、４１１、４１２、４１３、４２１ 金属層 ２３、３３ 電界 ２４ 対称面 ３５ 電流 ４０、４１、１２０、１２１、１３０、１３１、１４
０、１４１ λ／４誘電体共振器 ４２、１２２、１３２、１４２ エバネセントなモード
の誘電体導波管 ４０２ａ、４１２ａ 切り欠き ４０２ｂ、４０２ｃ、４１２ｂ、４１２ｃ 延長部 ４０４、４１４、１２０４、１３１４、１４０４、１４
１４ 励振電極
フロントページの続き
(56)参考文献 特開 昭53−99848（ＪＰ，Ａ)
特開 昭63−232602（ＪＰ，Ａ)
特開 平７−297604（ＪＰ，Ａ)
特開 平７−288404（ＪＰ，Ａ)
特開 平９−246808（ＪＰ，Ａ)
特開 平６−204706（ＪＰ，Ａ)
特開 平５−211403（ＪＰ，Ａ)
実開 昭56−165401（ＪＰ，Ｕ)
(58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名)
H01P 1/20 - 1/219
H01P 7/00 - 7/10
Claims (15)
- 【請求項１】 各々が、上平面、下平面及び４つの側面
を有する誘電体ブロックを含んでいる第１及び第２の誘
電体共振器と、エバネセントなモードの導波管結合部と
を備えており、 前記第１及び第２の誘電体共振器の各々は、前記上平面
及び前記下平面にそれぞれコーティングされた第１及び
第２の金属層と、前記４つの側面のうちの１つの側面に
コーティングされた第３の金属層とを有し、該第３の金
属層をコーティングした側面を短絡面、前記４つの側面
のうちの残りの３つの側面を開放面とすることによりλ
／４誘電体共振器として動作しかつ電磁界の独立したＴ
ＥＭモードを維持するように構成されており、 前記エバネセントなモードの導波管結合部は、前記第１
及び第２の誘電体共振器の前記短絡面を互いに接続して
該第１及び第２の誘電体共振器のＴＥＭモードの結合を
提供しており、該第１及び第２の誘電体共振器の各々の
共振周波数より高い遮断周波数を有するエバネセントな
モードで動作するように構成されていることを特徴とす
るＴＥＭモード誘電体共振器を用いたバンドパスフィル
タ。 - 【請求項２】 前記第１及び第２の誘電体共振器が、同
一の誘電体材料から構成されていることを特徴とする請
求項１に記載のバンドパスフィルタ。 - 【請求項３】 前記第１及び第２の誘電体共振器が、高
誘電率のセラミック誘電体材料で構成されていることを
特徴とする請求項１又は２に記載のバンドパスフィル
タ。 - 【請求項４】 前記第１及び第２の誘電体共振器が、ほ
ぼ同一の寸法を有していることを特徴とする請求項１か
ら３のいずれか１項に記載のバンドパスフィルタ。 - 【請求項５】 前記エバネセントなモードの導波管結合
部が、前記第１及び第２の誘電体共振器の各々の長さ及
び断面より短い長さ及び小さい断面を有していることを
特徴とする請求項１から４のいずれか１項に記載のバン
ドパスフィルタ。 - 【請求項６】 前記エバネセントなモードの導波管結合
部が、矩形の断面を有していることを特徴とする請求項
１から５のいずれか１項に記載のバンドパスフィルタ。 - 【請求項７】 前記エバネセントなモードの導波管結合
部が、前記第１及び第２の誘電体共振器と同じ誘電体材
料を用いていることを特徴とする請求項１から６のいず
れか１項に記載のバンドパスフィルタ。 - 【請求項８】 前記第１及び第２の誘電体共振器の各々
の前記下平面の前記第２の金属層が、接地面として用い
られることを特徴とする請求項１から７のいずれか１項
に記載のバンドパスフィルタ。 - 【請求項９】 前記接地面が、前記第１及び第２の誘電
体共振器の各々の開放面である２つの側面に延長されて
いることを特徴とする請求項８に記載のバンドパスフィ
ルタ。 - 【請求項１０】 前記第１及び第２の誘電体共振器の各
々の前記短絡面に対向する側面に電気的入出力ポートが
設けられていることを特徴とする請求項１から９のいず
れか１項に記載のバンドパスフィルタ。 - 【請求項１１】 前記第１及び第２の誘電体共振器の各
々の前記短絡面と直交する１つの側面に電気的入出力ポ
ートが設けられていることを特徴とする請求項１から９
のいずれか１項に記載のバンドパスフィルタ。 - 【請求項１２】 前記電気的入出力ポートが、該側面に
矩形、正方形、台形又は円形の金属パターンを設けるこ
とにより形成されていることを特徴とする請求項１０又
は１１に記載のバンドパスフィルタ。 - 【請求項１３】 前記金属パターンが、前記上平面の前
記第１の金属層及び前記下平面の前記第２の金属層から
離隔していることを特徴とする請求項１２に記載のバン
ドパスフィルタ。 - 【請求項１４】 前記第１及び第２の誘電体共振器の少
なくとも一方の上平面の前記第１の金属層に、周波数調
整用の狭いスリットが設けられていることを特徴とする
請求項１から１３のいずれか１項に記載のバンドパスフ
ィルタ。 - 【請求項１５】 前記スリットが励振方向とは異なる方
向に沿って設けられていることを特徴とする請求項１４
に記載のバンドパスフィルタ。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2000012940A JP3460655B2 (ja) | 2000-01-21 | 2000-01-21 | Ｔｅｍモード誘電体共振器を用いたバンドパスフィルタ |
| US09/716,204 US6621381B1 (en) | 2000-01-21 | 2000-11-21 | TEM-mode dielectric resonator and bandpass filter using the resonator |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2000012940A JP3460655B2 (ja) | 2000-01-21 | 2000-01-21 | Ｔｅｍモード誘電体共振器を用いたバンドパスフィルタ |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2001203505A JP2001203505A (ja) | 2001-07-27 |
| JP3460655B2 true JP3460655B2 (ja) | 2003-10-27 |
Family
ID=18540598
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2000012940A Expired - Fee Related JP3460655B2 (ja) | 2000-01-21 | 2000-01-21 | Ｔｅｍモード誘電体共振器を用いたバンドパスフィルタ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3460655B2 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN104157937A (zh) * | 2014-08-13 | 2014-11-19 | 哈尔滨工业大学 | 一种加载矩形金属体的消失模基片集成波导带通滤波器 |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2003051701A (ja) * | 2001-08-03 | 2003-02-21 | Tdk Corp | バンドパスフィルタ |
| KR101754278B1 (ko) | 2016-01-15 | 2017-07-06 | 여선구 | Tem모드 유전체 도파관 공진기 및 이를 이용한 유전체 도파관 필터 |
| CN110676545B (zh) * | 2019-08-26 | 2021-01-12 | 中国电子科技集团公司第十三研究所 | 一种多枝节滤波器 |
-
2000
- 2000-01-21 JP JP2000012940A patent/JP3460655B2/ja not_active Expired - Fee Related
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|---|---|
| JP2001203505A (ja) | 2001-07-27 |
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