JP3454882B2 - Wireless receiver - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】Detailed Description of the Invention

【０００１】[0001]

【産業上の利用分野】本発明は、無線通信システムで使
用される携帯無線端末に関し、特にダイレクトコンバー
ジョン受信方式を使用した小形の無線受信装置に関わる
ものである。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a portable radio terminal used in a radio communication system, and more particularly to a small radio receiving apparatus using a direct conversion receiving system.

【０００２】[0002]

【従来の技術】近年の移動通信の発展に伴い、移動端末
の小形化・低価格化に対する要求が強まっている。この
様な携帯端末では、受信部については、特に無線部の小
形化・低価格化が重要な課題である。この受信無線部の
小形化の実現方法として、超小形の回路部品を高密度実
装する方法と、大型部品を使用しないで済む受信方式を
使用する方法の２通りの方法がある。前者は、超小形部
品が一般に価格の点で通常部品よりも高額になるため、
受信機の低価格化にはつながらない。従って、価格を考
慮すると、後者の大型部品を使用せずに済む受信方式を
使用することが望ましい。ダイレクトコンバージョン受
信方式は、この様な、受信無線部の小形化・低価格化を
実現することができる受信方式の１つである。2. Description of the Related Art With the development of mobile communication in recent years, there is an increasing demand for miniaturization and cost reduction of mobile terminals. In such a mobile terminal, downsizing and cost reduction of the wireless unit, especially for the receiving unit, are important issues. There are two methods for realizing the miniaturization of the reception radio unit, that is, a method of mounting ultra-small circuit components at a high density and a method of using a reception method that does not require large components. In the former, microminiature parts are generally more expensive than regular parts in terms of price,
It does not lead to the price reduction of the receiver. Therefore, considering the price, it is desirable to use the receiving method which does not require the latter large component. The direct conversion reception system is one of the reception systems that can realize the downsizing and cost reduction of the reception wireless unit.

【０００３】以下にダイレクトコンバージョン受信方式
について説明する。ダイレクトコンバージョン受信方式
は受信した高周波（ＲＦ）信号を、これと同じ周波数を
持つローカル発振器信号によってミキシングし、直接ベ
ースバンドに周波数変換して検波を行う受信方式であ
る。The direct conversion receiving system will be described below. The direct conversion receiving method is a receiving method in which a received high frequency (RF) signal is mixed with a local oscillator signal having the same frequency as the received signal and the frequency is directly converted into a base band for detection.

【０００４】図２９に従来のダイレクトコンバージョン
受信機の構成例を示す。アンテナ２０１より受信された
ＲＦ信号はＲＦフィルタ２０２を通過後、高周波増幅器
２０３で増幅され、２チャネルに分けられ、周波数変換
器２０４、２０７において、ローカル発振器２０６から
の、ＲＦ信号と同じ周波数を持つ搬送波とミキシングさ
れる。このローカル発振器は第１の周波数変換器２０
４、及び９０°移相器２０５を介して第２の周波数変換
器２０７にそれぞれ接続されている。受信されたＲＦ信
号は第１、第２の周波数変換器によって９０°の位相関
係にあるベースバンド信号に変換され、ローパスフィル
タ２１０、２１１を通過後、ベースバンドアンプ２１
２、２１３によって増幅され、通常の直交検波で用いら
れる検波方式例えば、遅延検波等によって検波される
（２１４）。FIG. 29 shows a configuration example of a conventional direct conversion receiver. The RF signal received from the antenna 201 passes through the RF filter 202, is amplified by the high frequency amplifier 203, is divided into two channels, and has the same frequency as the RF signal from the local oscillator 206 in the frequency converters 204 and 207. Mixed with carrier wave. This local oscillator comprises a first frequency converter 20
It is connected to the second frequency converter 207 via the 4 and 90 ° phase shifters 205, respectively. The received RF signal is converted into a baseband signal having a phase relationship of 90 ° by the first and second frequency converters, passes through the low-pass filters 210 and 211, and then the baseband amplifier 21.
The signals are amplified by 2 and 213, and detected by a detection method used in normal quadrature detection, for example, delay detection or the like (214).

【０００５】ここで、検波方式をディジタル方式とする
場合には、ベースバンドアンプ２１２、２１３の後段に
Ａ／Ｄ変換器を使用すれば良い。また、周波数変換器の
後段のＡＣカップリング２０８、２０９は周波数変換器
で生じた直流成分によってアンプ２１２、２１３が飽和
すること防ぐため、直流成分除去の目的で挿入してある
ものである。また、この例では９０°移相器が基準搬送
波であるローカル発振器側に挿入されているが、受信信
号経路に挿入されていても良いことは良く知られている
ところである。Here, when the detection method is a digital method, an A / D converter may be used in the subsequent stage of the baseband amplifiers 212 and 213. Further, the AC couplings 208 and 209 in the subsequent stage of the frequency converter are inserted for the purpose of removing the DC component in order to prevent the amplifiers 212 and 213 from being saturated by the DC component generated in the frequency converter. Further, in this example, the 90 ° phase shifter is inserted on the side of the local oscillator which is the reference carrier, but it is well known that it may be inserted in the reception signal path.

【０００６】以上の構成によるダイレクトコンバージョ
ン受信方式は、ＲＦ信号を直接ベースバンドに周波数変
換するため、中間周波数を持たず、原理的にイメージ応
答が存在しないことにより、スーパーヘテロダイン方式
のＲＦ段に通常使用されているイメージ除去用の急峻な
フィルタが不要であること、ベースバンドのチャネル選
択用のフィルタがＬＳＩ化可能なこと、などの理由によ
り近年のＬＳＩの進歩とともに、受信機の小形化を実現
できる受信方式として注目されている。In the direct conversion receiving system having the above-mentioned configuration, since the RF signal is directly frequency-converted to the baseband, it does not have an intermediate frequency and in principle there is no image response. Achieved miniaturization of the receiver with the recent advances in LSI due to the fact that the sharp filter used for image removal is not required and that the baseband channel selection filter can be implemented as an LSI. It is receiving attention as a possible reception method.

【０００７】ところで、一般に移動無線に於いては、端
末が移動する際に、受信電界強度が時間とともに変動す
る、いわゆるフェージング現象が生じる。このフェージ
ングは、受信信号を復調する際、Ｃ／Ｎの劣化をもたら
し通話品質の劣化を招くので、通常、検波部前段での自
動利得制御（ＡＧＣ）によって、受信信号の包絡線を一
定にする必要がある。ここでダイレクトコンバージョン
受信機におけるＡＧＣ動作について考えるならば、利得
ブロックでフェージング時の受信部利得制御を行うか、
もしくは、Ａ／Ｄ変換器後のディジタル信号処理によっ
て受信包絡線の振幅変動を等価的に押さえる操作を行う
必要が出てくる。Generally, in mobile radio, when a terminal moves, a so-called fading phenomenon occurs in which the received electric field strength changes with time. Since this fading causes deterioration of C / N and deterioration of speech quality when demodulating a received signal, usually, the envelope of the received signal is made constant by automatic gain control (AGC) in the preceding stage of the detection unit. There is a need. Here, considering the AGC operation in the direct conversion receiver, whether or not the gain block controls the gain of the receiving unit at the time of fading,
Alternatively, it becomes necessary to equivalently suppress the amplitude fluctuation of the reception envelope by digital signal processing after the A / D converter.

【０００８】図３０は、文献：“Performance of Direc
t Conversion Receiver with π/4-QPSK Modulated Si
gnal”,Proc. 41st IEEE Vehicular Technology Confer
encepp.822-828 (1991)のFigure 1 に掲載されてい
る、高周波増幅器の利得切り替えによるＡＧＣ方式であ
る。この方法では、受信信号を直交復調（６０３，６０
４）後、増幅（６０９，６１０）した後、Ａ／Ｄ変換し
（６１１、６１２）、信号レベルを検出して（６１
３）、その情報を元に、高周波増幅器（６０２）の利得
を制御（６１４）する方法である。この方法は検波（６
１３）方式としては、通常のベースバンド遅延検波方式
が使用出来るため、静特性に於ける検波感度劣化が生じ
ると言う問題はない。FIG. 30 shows the document: "Performance of Direc.
t Conversion Receiver with π / 4-QPSK Modulated Si
gnal ”, Proc. 41st IEEE Vehicular Technology Confer
encepp.822-828 (1991), the AGC method by changing the gain of the high frequency amplifier, which is shown in Figure 1. In this method, the received signal is orthogonally demodulated (603, 60).
4) Then, after amplification (609, 610), A / D conversion is performed (611, 612), and the signal level is detected (61).
3) is a method of controlling (614) the gain of the high frequency amplifier (602) based on the information. This method uses detection (6
As the 13) method, since a normal baseband differential detection method can be used, there is no problem that the detection sensitivity deteriorates in the static characteristic.

【０００９】しかし、ＡＧＣを高周波増幅器のみで掛け
る場合、高周波増幅器の利得が通常１０〜２０ｄＢ程度
しかないため、フェージングの変動が大きな場合、ＡＧ
Ｃのダイナミックレンジが不足し、十分な耐フェージン
グ特性を得られないと言う問題がある。However, when the AGC is applied only by the high frequency amplifier, the gain of the high frequency amplifier is usually only about 10 to 20 dB.
There is a problem that the dynamic range of C is insufficient and sufficient anti-fading characteristics cannot be obtained.

【００１０】一方、文献：“A New Incoherent Direct
Conversion Receiver ”, Proc. 40st IEEE Vehicular
Technology Conference pp.668-674 (1990) のFig.1 に
掲載されている方式で、高周波増幅器の利得切り替え
（７１５）に加え、ベースバンドアンプによる利得切り
替え（７１４）も合わせて行う方式（図３１参照）があ
る。On the other hand, the document: "A New Incoherent Direct
Conversion Receiver ”, Proc. 40st IEEE Vehicular
Technology Conference pp.668-674 (1990), which is shown in Fig.1, in addition to the gain switching of the high frequency amplifier (715), the method of performing gain switching by the baseband amplifier (714) (Fig. 31). There is).

【００１１】この方式では、フェージングによる振幅変
動に合わせて、高周波増幅器の利得とベースバンドアン
プの利得をステップ的に切り替える（前文献の例では６
ｄＢステップ）もので、ベースバンドアンプ自体の利得
が高周波増幅器の利得よりも大きいために、図３２の場
合よりもＡＧＣアンプとしてのダイナミックレンジを取
ることができる。この方法では、利得制御自体が６ｄＢ
ステップであるため、例えば、９００ＭＨｚ帯の電波を
使用するシステムに於いては、車速を考えた場合のフェ
ージングピッチ（４０〜６０Ｈｚ）には追従出来ない
が、歩速程度のフェージングピッチ（２〜５Ｈｚ）であ
れば十分に追従可能で、人が手に持って使用する様なコ
ードレス電話や携帯電話には有効に使用できる方式であ
る。In this system, the gain of the high-frequency amplifier and the gain of the baseband amplifier are stepwise switched in accordance with the amplitude fluctuation due to fading (6 in the example of the above literature).
Since the gain of the baseband amplifier itself is larger than the gain of the high frequency amplifier, the dynamic range as an AGC amplifier can be taken as compared with the case of FIG. 32. In this method, the gain control itself is 6 dB.
Since it is a step, for example, in a system using radio waves in the 900 MHz band, it is not possible to follow the fading pitch (40 to 60 Hz) when the vehicle speed is considered, but a fading pitch (2 to 5 Hz) of about the walking speed. ) Is sufficiently followable, it is a method that can be effectively used for cordless phones and mobile phones that people use in their hands.

【００１２】しかし、この方式でも以下に述べるような
問題点がある。前述の様に、ダイレクトコンバージョン
受信機に於いては、利得ブロックがスーパーヘテロダイ
ン受信機と比べて少ないため、各ブロックに求められる
利得の変動幅の自由度もスーパーヘテロダイン受信機よ
りも少ない。つまり、ダイレクトコンバージョン受信機
において、移動体通信機として必要なダイナミックレン
ジを確保するためには非常に自由度の少ない受信無線部
の設計を必要とする。この様なダイレクトコンバージョ
ン受信機に対しては、図３１の方式では、ベースバンド
アンプの利得を切り替えるため、ベースバンド段でのダ
イナミックレンジはある程度確保できるものの、例え
ば、ＲＦ回路自体が入力信号によって飽和したような場
合には、ベースバンド段での利得制御は意味の無いもの
となる。However, this method also has the following problems. As described above, in the direct conversion receiver, since the gain block is smaller than that in the super heterodyne receiver, the degree of freedom of gain variation required for each block is also smaller than that in the super heterodyne receiver. That is, in the direct conversion receiver, in order to secure the dynamic range necessary for the mobile communication device, it is necessary to design the reception wireless unit with very few degrees of freedom. For such a direct conversion receiver, in the method of FIG. 31, the gain of the baseband amplifier is switched, so a certain dynamic range can be secured in the baseband stage, but for example, the RF circuit itself is saturated by the input signal. In such a case, gain control in the baseband stage is meaningless.

【００１３】すなわち、入力信号が非常に大きなレベル
であった場合には、周波数変換器前段の高周波増幅器の
みの利得制御では間に合わず、この様な場合には後段の
周波数変換器回路自体が飽和する可能性が出てくる。That is, when the input signal is at a very large level, the gain control of only the high-frequency amplifier in the front stage of the frequency converter is not sufficient, and in such a case, the frequency converter circuit in the rear stage is saturated. There are possibilities.

【００１４】これは、例えばコードレス電話や携帯電話
を無線基地局の非常に近くで使用するような場合が考え
られる。あるいは、家庭でコードレス電話を使用する際
に、親機（＝無線基地局）に子機（＝移動端末）を置い
ておくような場合で、この場合には、瞬間的にせよ子機
は親機から非常に大きな送信電力を受けることになる。
こうした場合、前述の様な無線回路の飽和を防ぐことが
必要となる。This may be the case, for example, when a cordless phone or a mobile phone is used very close to a radio base station. Alternatively, when using a cordless telephone at home, a child device (= mobile terminal) is placed in a parent device (= radio base station). In this case, the child device is momentarily called a parent device. It will receive very high transmission power from the aircraft.
In such a case, it is necessary to prevent the saturation of the wireless circuit as described above.

【００１５】しかし従来のスーパーヘテロダイン受信方
式では、移相変調信号の受信時を考えた場合、中間周波
数増幅器が飽和した場合でも、中間周波数段での受信信
号のゼロクロス点さえ保存されていれば、復調は可能で
あったが、ダイレクトコンバージョン受信方式ではベー
スバンドで受信信号が飽和してしまうと信号の位相が保
存されず、復調することが不可能となる。However, in the conventional super-heterodyne receiving system, considering the time of receiving the phase shift modulation signal, even if the intermediate frequency amplifier is saturated, if the zero cross point of the received signal at the intermediate frequency stage is preserved, Although it was possible to demodulate, in the direct conversion receiving method, if the received signal is saturated in the baseband, the phase of the signal is not preserved and it becomes impossible to demodulate.

【００１６】これはダイレクトコンバージョン方式特有
の問題であり、従来の方法（図３１）の様に高周波増幅
器７０２の利得を下げて周波数変換回路７０３の飽和を
防いでも、周波数変換回路７０３自体に利得があるた
め、後段のベースバンド回路が飽和してしまうという問
題があった。This is a problem peculiar to the direct conversion system. Even if the gain of the high frequency amplifier 702 is lowered to prevent the saturation of the frequency conversion circuit 703 as in the conventional method (FIG. 31), the frequency conversion circuit 703 itself has a gain. Therefore, there is a problem that the baseband circuit in the subsequent stage is saturated.

【００１７】また、図３２は、特開昭61-236204 のFig.
2 に示されている方式で、受信信号をアンテナ４０１で
受信、高周波増幅（４０２）し、周波数変換（４０３、
４０４）後、直ぐにＡ／Ｄ変換し（４０７、４０８）、
その後の処理を全てディジタル信号処理（４１２）によ
って行う方式である。Further, FIG. 32 is a schematic diagram of JP-A-61-236204.
2, the received signal is received by the antenna 401, high-frequency amplified (402), and frequency converted (403,
After 404), A / D conversion is immediately performed (407, 408),
In this method, all the subsequent processing is performed by digital signal processing (412).

【００１８】しかし、この方法で移動通信用の携帯受信
機に必要なダイナミックレンジを確保し、受信誤り率を
良好なものに保つためには、非常に多ビットのＡ／Ｄ変
換器（例えば１６ビット程度）が必要となる。この様な
多ビットのＡ／Ｄ変換器と、さらにその後のディジタル
信号処理を使用する場合の消費電力が膨大となるという
欠点がある。これは電池寿命に制約のある移動無線端末
の受信方式としては致命的である。However, in order to secure the dynamic range required for the portable receiver for mobile communication and to keep the reception error rate good by this method, a very multi-bit A / D converter (for example, 16 bits) is used. (About a bit) is required. There is a drawback that the power consumption becomes enormous when such a multi-bit A / D converter and the subsequent digital signal processing are used. This is a fatal reception method for mobile wireless terminals with limited battery life.

【００１９】また、図３３は、特開昭59-196629 “ＦＭ
受信機”に掲載されている構成であり、ダイレクトコン
バージョン受信機にハードリミタを使用することによっ
て、耐フェージング特性を持たせる方法である。Further, FIG. 33 is a schematic view of JP-A-59-196629 "FM.
This is the configuration described in "Receiver", and it is a method to provide anti-fading characteristics by using a hard limiter for the direct conversion receiver.

【００２０】しかし、この方式ではリミタ−ディスクリ
ミネータ検波、つまり周波数検波によって信号の復調を
行うことになるため、通常使用されている遅延検波法等
と比較すると、周波数変換を２回行う分、Ｉ、Ｑチャネ
ル間の振幅、移相特性のマッチングがより厳密に要求さ
れ、ハード構成が大規模、複雑化するという欠点があ
る。さらに静特性での検波感度が１〜２ｄＢ程度劣化す
ると言う欠点もある。However, in this method, the signal is demodulated by limiter-discriminator detection, that is, frequency detection. Therefore, as compared with the commonly used differential detection method, frequency conversion is performed twice, There is a drawback that the matching of the amplitude and phase shift characteristics between the I and Q channels is required more strictly, and the hardware configuration becomes large-scale and complicated. Further, there is a drawback that the detection sensitivity in static characteristics is deteriorated by about 1 to 2 dB.

【００２１】[0021]

【発明が解決しようとする課題】以上説明したように、
従来ダイレクトコンバージョン受信機で使用されていた
利得制御方式において、高周波増幅器における利得制御
方式ではダイナミックレンジが不足するという問題があ
った。特に、ベースバンドアンプの利得をステップ式に
切り替えるという方式では、ベースバンド段でのダイナ
ミックレンジは確保出来るものの、ＲＦ部のダイナミッ
クレンジ不足により、ベースバンド部が飽和して、無線
機全体としてのダイナミックレンジが十分に取れないば
かりか、受信不可能になるという問題があった。As described above,
In the gain control method used in the conventional direct conversion receiver, the gain control method in the high frequency amplifier has a problem that the dynamic range is insufficient. In particular, in the method of switching the gain of the baseband amplifier in a stepwise manner, although the dynamic range in the baseband stage can be secured, the baseband section is saturated due to the lack of the dynamic range of the RF section, and the dynamic range of the entire radio device is increased. There was a problem that not only the range could not be obtained sufficiently, but also reception became impossible.

【００２２】またＡ／Ｄコンバータを使用してディジタ
ル的に利得制御を行う方式では消費電流が膨大となると
いう欠点を有し、直交復調後のベースバンド信号を再度
中間周波数に周波数変換しリミタを使用する方式では、
静特性時の検波感度が劣化するという欠点があった。Further, the method of digitally controlling the gain by using the A / D converter has a drawback that the current consumption becomes enormous. Therefore, the baseband signal after quadrature demodulation is frequency-converted to an intermediate frequency again and a limiter is used. In the method used,
There is a drawback that the detection sensitivity during static characteristics deteriorates.

【００２３】以上の様に、ダイレクトコンバージョン受
信機を実環境に適用するためには、実用上十分なダイナ
ミックレンジを備え、高速のフェージングに耐え得る、
受信部の利得制御を実現することが大きな課題となる。As described above, in order to apply the direct conversion receiver to the actual environment, it has a practically sufficient dynamic range and can withstand high-speed fading.
Achieving gain control of the receiver is a major issue.

【００２４】本発明においては、強レベルの入力信号時
においても、高周波増幅器での減衰量を精度良くしかも
多く採れるようにすることができる無線受信装置を提供
する。According to the present invention, there is provided a radio receiving apparatus capable of accurately obtaining a large amount of attenuation in a high frequency amplifier even when a strong level input signal is input.

【００２５】[0025]

【課題を解決するための手段】この様な課題を解決する
ために、本無線受信装置に於いては、ディジタルもしく
はアナログ信号で変調された高周波信号を伝送する無線
通信システムにおいて、前記高周波信号を増幅するため
の１つもしくは複数の高周波増幅器と、前記高周波信号
の中心周波数とほぼ等しい周波数の基準信号を発生する
ローカル発振器と、前記ローカル発振器からの基準信号
から、位相が相互に直交する第１及び第２の基準信号を
得るための移相手段と、前記高周波信号と、前記ローカ
ル発振器からの第１及び第２の基準信号とをそれぞれ乗
算し、第１および第２のべースバンド信号を得るための
第１及び第２の周波数変換器と、前記周波数変換器出力
を入力信号とし、前記入力信号に利得を与える第１及び
第２の利得可変のベースバンド回路と、前記ベースバン
ド回路の出力信号を復調するための復調器と、受信信号
の電界強度を測定する受信電界強度測定回路とを供えた
無線受信装置において、前記高周波増幅器と前記周波数
変換器のうちの少なくとも１つは利得を可変とする機能
を備えており、前記受信電界強度測定回路によって測定
された受信電界強度に基づき生成される制御信号によっ
て、少なくとも前記ベースバンド回路の利得と、高周波
増幅器と前記周波数変換器のうちの少なくとも１つのは
利得を可変とする手段を備えていることを特徴とする。In order to solve such a problem, in the present radio receiving apparatus, in a radio communication system for transmitting a high frequency signal modulated by a digital or analog signal, the high frequency signal is A first or two or more high frequency amplifiers for amplifying, a local oscillator for generating a reference signal having a frequency substantially equal to a center frequency of the high frequency signal, and a reference signal from the local oscillator, the phases of which are mutually orthogonal to each other And a phase shifter for obtaining a second reference signal, the high frequency signal and the first and second reference signals from the local oscillator, respectively, are multiplied to obtain first and second baseband signals. And first and second frequency converters for controlling the output of the frequency converter, and the first and second variable gains of the first and second variable gains for giving a gain to the input signal. And baseband circuit, a demodulator for demodulating an output signal of the baseband circuit, in the radio receiving apparatus equipped with a reception field intensity measuring circuit for measuring the field strength of the received signal, the high frequency amplifier and the frequency converter At least one of them has a function of varying the gain, and at least the gain of the baseband circuit and the high frequency are controlled by a control signal generated based on the received electric field strength measured by the received electric field strength measuring circuit. At least one of the amplifier and the frequency converter is provided with means for varying the gain.

【００２６】また、受信電力測定回路によって測定され
た受信電界強度に基づき生成される制御信号によって、
高周波増幅器と周波数変換器とベースバンド回路の利得
をステップ的に可変とする手段を備えていることを特徴
とする。Further, according to the control signal generated based on the received electric field strength measured by the received power measuring circuit,
A high frequency amplifier, a frequency converter, and means for varying the gain of the baseband circuit stepwise are provided.

【００２７】また第２の発明においては、中間周波数帯
域またはベースバンド帯域に周波数変換した受信信号を
予め定められた方法により復調する復調装置の復調信号
に対応した位相量を検出する位相検出部と、その位相検
出部により検出された位相量に基づき前記復調装置の復
調信号を位相回転する位相回転部とからなるレベル検出
装置を備え、前記受信信号の受信電界強度を判定するこ
とを特徴とする。Further, in the second invention, a phase detector for detecting a phase amount corresponding to a demodulated signal of a demodulator for demodulating a received signal whose frequency is converted into an intermediate frequency band or a baseband band by a predetermined method. And a phase detection unit configured to rotate the demodulation signal of the demodulation device based on the phase amount detected by the phase detection unit, and determine the reception electric field strength of the reception signal. .

【００２８】また第３の発明においては、アナログ信号
を入力とする可変利得回路と、その可変利得回路の出力
をデジタル値に変換するＡ／Ｄ変換回路と、前記Ａ／Ｄ
変換回路の出力のオーバーフロー状態を検出する検出回
路と、前記検出回路によりオーバーフロー状態を検出し
たときには前記可変利得回路を第１の利得量に設定し、
前記検出回路によりオーバーフロー状態を検出しないと
きには前記可変利得回路を第１の利得量よりも小さい第
２の利得量に設定する制御回路からなる利得制御回路を
備えたことを特徴とする。In the third invention, a variable gain circuit which receives an analog signal, an A / D conversion circuit which converts the output of the variable gain circuit into a digital value, and the A / D converter
A detection circuit for detecting an overflow condition of the output of the conversion circuit; and a variable gain circuit set to a first gain amount when the overflow condition is detected by the detection circuit,
A gain control circuit comprising a control circuit for setting the variable gain circuit to a second gain amount smaller than the first gain amount when an overflow state is not detected by the detection circuit is provided.

【００２９】[0029]

【作用】本無線受信装置に於いては、受信信号の振幅変
動のうち、比較的大きな振幅変動を高周波部の利得切り
替えで制御し、高速のフェージングによる振幅変動をベ
ースバンド回路の連続的な利得可変機能によって制御す
るので、回路に負担を掛けること無く比較的高速のフェ
ージングに追従できるという作用がある。In this radio receiving apparatus, of the amplitude fluctuations of the received signal, a relatively large amplitude fluctuation is controlled by the gain switching of the high frequency section, and the amplitude fluctuation due to high speed fading is controlled by the continuous gain of the baseband circuit. Since the control is performed by the variable function, there is an effect that it is possible to follow the fading at a relatively high speed without burdening the circuit.

【００３０】また、ベースバンド回路が飽和することを
防ぐため、高周波増幅器とベースバンド回路以外にも利
得可変ブロックを備えているため、従来のダイレクトコ
ンバージョン受信方式による無線受信装置と比べて、ダ
イナミックレンジの広い無線受信装置を提供出来るとい
う作用がある。Further, in order to prevent the baseband circuit from being saturated, since a variable gain block is provided in addition to the high frequency amplifier and the baseband circuit, the dynamic range is improved as compared with the radio receiving apparatus according to the conventional direct conversion receiving system. This has the effect of providing a wide wireless reception device.

【００３１】また第２の発明においては、回転変換を用
いて受信電界強度のレベル検出を行なうことにより、無
線受信装置の利得制御を行なうことを特徴とする。特に
ベースバンド遅延検波を行なう無線受信装置において、
検波出力成分が受信電界強度に相当すること並びに判定
回路出力が回転量のｓｉｎ、ｃｏｓ成分に相当すること
から、従来に比べて少ない回路規模でレベル検出部を構
成することができる。The second aspect of the invention is characterized in that the gain control of the radio receiving apparatus is performed by detecting the level of the received electric field strength by using rotation conversion. Especially in a radio receiver that performs baseband differential detection,
Since the detection output component corresponds to the received electric field strength and the determination circuit output corresponds to the sin and cos components of the rotation amount, the level detection unit can be configured with a circuit scale smaller than the conventional one.

【００３２】また第３の発明においては、受信部のＡ／
Ｄ変換装置の出力を監視し、オーバーフローを検出した
ら可変利得回路の利得を第１の利得幅だけ下げる。また
予め定められた観測時間だけＡ／Ｄ変換装置の出力を監
視し、オーバーフローが検出されない場合には、予め定
められたしきい値とＡ／Ｄ変換器の前記観測時間内の最
大値とを比較し、受信電界強度の推定を行なう。この最
大値がしきい値よりも小さいときは第１の利得幅よりも
小さい第２の利得幅だけ可変利得回路の利得を上げるよ
うに利得制御回路の制御部を制御する。In the third invention, A / A of the receiving section
The output of the D conversion device is monitored, and when an overflow is detected, the gain of the variable gain circuit is reduced by the first gain width. Further, the output of the A / D converter is monitored for a predetermined observation time, and when an overflow is not detected, a predetermined threshold value and the maximum value within the observation time of the A / D converter are set. The received electric field strength is estimated by comparison. When this maximum value is smaller than the threshold value, the control unit of the gain control circuit is controlled so as to increase the gain of the variable gain circuit by the second gain width smaller than the first gain width.

【００３３】[0033]

【実施例】（第１の発明）以下、図面を用いて本発明の
無線機について説明する。図１は、本発明による無線受
信装置の基本構成を説明するための図である。図１を用
いて本発明に於ける無線受信装置の構成について説明す
る。受信アンテナ１０１より受信された信号は、高周波
増幅器１０４にて利得を与えられた後、ローカル発振器
１０５から供給される、受信信号の中心周波数とほぼ等
しい周波数の基準信号とミキサ１０７、１０８にてミキ
シングされ、直接ベースバンドに周波数変換される。π
/2移相器１０６は、周波数変換後の２つの経路が互いに
直交する様に（ＩＱチャネル）する為に、ローカル発振
器出力に入れてあるものであり、このπ/2移相器は受信
信号経路に入れても良いことは良く知られているところ
である。ベースバンドに周波数変換された受信信号は、
チャネルフィルタ１１０、１１１を通過後、ベースバン
ドアンプ１１２、１１３にて増幅される。このベースバ
ンドアンプは受信部の利得の大部分を得るだけの増幅度
を備える。DETAILED DESCRIPTION OF THE PREFERRED EMBODIMENTS (First Invention) A radio device according to the present invention will be described below with reference to the drawings. FIG. 1 is a diagram for explaining the basic configuration of a wireless reception device according to the present invention. The configuration of the wireless reception device according to the present invention will be described with reference to FIG. The signal received by the receiving antenna 101 is given a gain by a high frequency amplifier 104, and then mixed by a mixer 107, 108 with a reference signal having a frequency substantially equal to the center frequency of the received signal supplied from a local oscillator 105. And frequency converted directly to baseband. π
The / 2 phase shifter 106 is put in the output of the local oscillator in order to make the two paths after frequency conversion orthogonal to each other (IQ channel). It is well known that you can enter the route. The received signal frequency-converted to baseband is
After passing through the channel filters 110 and 111, they are amplified by the baseband amplifiers 112 and 113. This baseband amplifier has an amplification degree to obtain most of the gain of the receiving section.

【００３４】本無線受信装置に於いては、ベースバンド
信号に対して受信電界強度検出（以下ＲＳＳＩ検出 : R
eceived Signal Strength Indicator ）を行う必要があ
り、このために、ベースバンドアンプ１１２、１１３の
出力信号のＩチャネル（１２４）、Ｑチャネル（１２
５）は、ＲＳＳＩ検出回路１１５に送られる（１１
９）。ＲＳＳＩ検出回路は受信信号レベルを検出し、検
出された受信信号レベルを基準電圧１１６と比較して、
その誤差信号を制御信号として無線回路にフィードバッ
クする。図１の例での制御は、高周波増幅器（１０４）
への制御１２２、周波数変換器（１０９）への制御１２
１、ベースバンドアンプ（１１４）への制御１２０の３
ヶから成っている。In this radio receiver, the received electric field strength is detected (hereinafter, RSSI detection: R
It is necessary to carry out the received signal strength indicator). For this reason, the I channel (124) and the Q channel (12) of the output signals of the baseband amplifiers 112 and 113 are required.
5) is sent to the RSSI detection circuit 115 (11
9). The RSSI detection circuit detects the received signal level, compares the detected received signal level with the reference voltage 116,
The error signal is fed back to the wireless circuit as a control signal. The control in the example of FIG.
To the frequency converter (109) 122
1. Control 120 to the baseband amplifier (114) 3
It is made up of

【００３５】この例のように、周波数変換器１０９に利
得可変機能を持たせる理由を次に述べる。従来のダイレ
クトコンバージョン受信機では、高周波回路の利得切り
替えは、図３１に示すような高周波増幅器７０２のみで
あった。所望波が非常にレベルが強い場合には、極端に
はＲＦアンプの電源をＯＦＦとすることが考えられる。
しかしこの場合でも、受信信号の減衰量は一般に−４０
ｄＢ程度にしかならない。従って、高周波増幅器７０２
のみの利得を制御しても、後段の周波数変換器７０３、
７０４に変換利得がある場合には、さらに後段のベース
バンドフィルタ７０７、７０８や、ベースバンドアンプ
７０９、７１０が飽和してしまう恐れがあった。The reason why the frequency converter 109 has a variable gain function as in this example will be described below. In the conventional direct conversion receiver, the gain switching of the high frequency circuit is performed only by the high frequency amplifier 702 as shown in FIG. When the level of the desired wave is extremely strong, it is possible to extremely turn off the power of the RF amplifier.
However, even in this case, the amount of attenuation of the received signal is generally -40.
Only about dB. Therefore, the high frequency amplifier 702
Even if only the gain is controlled, the frequency converter 703 in the latter stage,
If the conversion gain 704 is present, there is a possibility that the baseband filters 707 and 708 and the baseband amplifiers 709 and 710 in the subsequent stage may be saturated.

【００３６】これに対し本発明に於ける無線受信装置に
於いては、高周波増幅器、周波数変換器、ベースバンド
回路の少なくとも３ヶ所以上で受信機の利得制御を行う
機能を備えているため、従来のダイレクトコンバージョ
ン受信機の様に、受信電界強度が非常に大きな場合に
も、ベースバンド回路が飽和すること無く、受信に耐え
られる無線部を構成することができるという特徴があ
る。On the other hand, the radio receiver according to the present invention has the function of controlling the gain of the receiver at least at three or more places of the high frequency amplifier, the frequency converter, and the baseband circuit, and therefore has been conventionally used. As in the direct conversion receiver of No. 3, even if the received electric field strength is very large, it is possible to construct a radio unit that can withstand reception without saturating the baseband circuit.

【００３７】尚、ＲＳＳＩ検出の方法は、従来より知ら
れている方法（例えば、特公平4-24881 ）の様に、ＩＱ
信号から（Ｉ^２＋Ｑ^２）の平方根なる値を計算すること
によって行えば良い。また図１ではＡ／Ｄ（１２４，１
２５）コンバータの後で受信電界強度検出を行っている
が、もちろんアナログ的に検出しても良い。The method of detecting the RSSI is the IQ as in the method known in the prior art (for example, Japanese Patent Publication No.4-24881).
It may be performed by calculating the value of the square root of (I ² + Q ² ) from the signal. Further, in FIG. 1, the A / D (124, 1
25) Although the received electric field strength is detected after the converter, it may of course be detected in an analog manner.

【００３８】さらに図１で、高周波増幅器（１０４）は
他段構成となっていても良い。高周波増幅器ブロック１
０４の初段の高周波増幅器１０２を固定利得の低雑音増
幅器とすることは、高周波増幅器が低雑音特性と利得切
り替え機能の両方の特性を両立させることが困難である
ことを想定した場合に有効である。この場合には、受信
信号は初段の低雑音増幅器１０２にて増幅された後、後
段の制御信号１２２によって、利得が可変となる高周波
増幅器１０３にて所望の利得に制御される。高周波増幅
器ブロック１０４は２段とは限らず何段あっても良い
が、初段は雑音特性の良い高周波増幅器を備えさせるこ
とが本発明による無線受信装置の特徴である。すなわ
ち、初段に利得切り替え可能な高周波増幅器を置くと、
一般にＮＦの点では不利な為、本発明に様に、ＮＦの良
い固定利得の高周波増幅器で受信信号を１度増幅してお
くことは静特性時の受信感度の向上につながる。Further, in FIG. 1, the high frequency amplifier (104) may have another stage configuration. High frequency amplifier block 1
It is effective to use the high-frequency amplifier 102 of 04 in the first stage as a fixed-noise low-noise amplifier when it is difficult to achieve both low-noise characteristics and gain switching function. . In this case, the received signal is amplified by the low-noise amplifier 102 in the first stage, and then is controlled to a desired gain by the high-frequency amplifier 103 whose gain is variable by the control signal 122 in the second stage. The high frequency amplifier block 104 is not limited to two stages and may have any number of stages, but it is a feature of the wireless reception device according to the present invention that the high frequency amplifier block 104 is provided with a high frequency amplifier having good noise characteristics. That is, if a high-frequency amplifier capable of gain switching is placed in the first stage,
In general, since it is disadvantageous in terms of NF, as in the present invention, once amplifying a received signal with a high-frequency amplifier having a good fixed gain with NF leads to an improvement in receiving sensitivity during static characteristics.

【００３９】本説明に於いては、ベースバンド回路の可
変利得要素として、べースバンドアンプ１１４を考えた
が、本発明に於ける無線受信装置に於いては、ベースバ
ンドでの可変利得要素は、ベースバンドフィルタとベー
スバンドアンプのいずれでも良いことは明らかである。In this description, the baseband amplifier 114 is considered as the variable gain element of the baseband circuit. However, in the radio receiving apparatus according to the present invention, the variable gain element in the baseband is the baseband amplifier 114. It is clear that either a band filter or a base band amplifier may be used.

【００４０】または本発明において簡易に利得制御を行
うために、高周波増幅器の前段または後段に一つまたは
二つ以上の減衰器を挿入することも可能である。特に複
数の減衰量の異なる減衰器を多段に挿入することによ
り、強レベルの入力信号時出合っても、各減衰器のオ
ン、オフのみで、構成度に多段階の利得制御を行うこと
が可能となる。Alternatively, in the present invention, in order to perform gain control simply, one or more attenuators may be inserted before or after the high frequency amplifier. In particular, by inserting multiple attenuators with different attenuation levels in multiple stages, it is possible to perform multi-stage gain control only by turning each attenuator on and off even when encountering a strong level input signal. Becomes

【００４１】本発明における無線受信装置では、従来の
ダイレクトコンバージョン受信機と異なり、強入力時に
於けるベースバンド回路１１４の飽和を防ぐために、ベ
ースバンド回路よりも前に、高周波増幅器１０２以外の
回路で利得制御を行っていることが大きな特徴である。
この例として例えば周波数変換器１０９にて利得制御を
行うことが挙げられる。In the radio receiving apparatus according to the present invention, unlike the conventional direct conversion receiver, in order to prevent saturation of the baseband circuit 114 at the time of strong input, a circuit other than the high frequency amplifier 102 is provided before the baseband circuit. A major feature is that gain control is performed.
An example of this is that the frequency converter 109 controls the gain.

【００４２】さらに図２のような構成を用いることも可
能である。受信アンテナ３０１より受信された信号は高
周波増幅器３０３にて利得を与えられた後、ローカル発
振器３０６から供給される、受信信号の中心周波数とほ
ぼ等しい周波数の基準信号とミキサ３０４、３０７にて
ミキシングされ、直接ベースバンドに周波数変換され
る。π／２移相器３０５は周波数変換後の２つの互いに
直交する（ＩＱチャネル）よう信号変換するために、ロ
ーカル発振器出力に挿入するものである。ベースバンド
に周波数変換された受信信号はチャネル選択フィルタ３
０８、３０９を通過後、ベースバンドアンプ３１０、３
１１にて増幅される。ベースバンドアンプ３１０、３１
１の出力信号はＡ／Ｄ変換器３１２、３１３によりデジ
タル信号に変換された後、ＲＳＳＩ検出回路３１４に送
られる。ＲＳＳＩ検出回路は受信信号レベルを検出し、
検出された受信信号レベルを基準電圧発生器３１６と比
較して、その誤差信号を制御信号として無線回路にフィ
ードバックする。図２の例では、ベースバンドアンプ３
１０、３１１を制御するよう、制御信号がフィードバッ
クされている。Furthermore, it is also possible to use the configuration as shown in FIG. The signal received from the receiving antenna 301 is given a gain by a high frequency amplifier 303, and then mixed by a mixer 304 and 307 with a reference signal having a frequency substantially equal to the center frequency of the received signal, which is supplied from a local oscillator 306. , Directly frequency converted to baseband. The π / 2 phase shifter 305 is inserted into the output of the local oscillator in order to perform signal conversion so as to be orthogonal to each other (IQ channel) after frequency conversion. The received signal whose frequency has been converted to the baseband is the channel selection filter 3
After passing through 08 and 309, the baseband amplifiers 310 and 3
It is amplified at 11. Baseband amplifier 310, 31
The output signal of No. 1 is converted into a digital signal by the A / D converters 312 and 313, and then sent to the RSSI detection circuit 314. The RSSI detection circuit detects the received signal level,
The detected reception signal level is compared with the reference voltage generator 316, and the error signal is fed back to the radio circuit as a control signal. In the example of FIG. 2, the baseband amplifier 3
The control signal is fed back so as to control 10, 311.

【００４３】このように受信周波数を直接ベースバンド
に周波数変換した後、チャネル選択とアンチエリアジン
グ機能を有するベースバンドフィルタを通し、ベースバ
ンドＡＧＣによって利得を与えた後、Ａ／Ｄ変換してル
ートロールオフフィルタリング検波を行なう。ＡＧＣ制
御はＡ／Ｄ変換後のベースバンドＩＱ信号を用いて受信
電界強度検出を行ない、この信号と基準レベルとの差分
をとり、ループフィルタをかけた後、Ｄ／Ａ変換してベ
ースバンドアンプの利得を制御する。As described above, after directly converting the reception frequency to the baseband, the signal is passed through a baseband filter having a channel selection and anti-aliasing function, a gain is given by the baseband AGC, and then A / D converted to route. Perform roll-off filtering detection. In the AGC control, the received electric field strength is detected using the baseband IQ signal after A / D conversion, the difference between this signal and the reference level is calculated, and after applying a loop filter, D / A conversion is performed to obtain a baseband amplifier. Control the gain of.

【００４４】この図に示す構成では、ＲＳＳＩのＡＧＣ
信号をデジタル信号でベースバンドアンプに供給するこ
とができるので、ループフィルタの周波数、ループゲイ
ンをアナログ信号よりも正確に制御することができる。
また制御量としての信号値の制御を容易に行なうことが
可能なる。In the configuration shown in this figure, RSSI AGC is used.
Since the signal can be supplied to the baseband amplifier as a digital signal, the frequency and loop gain of the loop filter can be controlled more accurately than the analog signal.
Further, it becomes possible to easily control the signal value as the control amount.

【００４５】図３は周波数変換器の利得を可変にする方
法の実施例を説明するための図である。周波数変換器１
４０３の利得を可変にするためには、２系統の周波数変
換器１４０１、１４０２それぞれの利得を別々に制御し
ても良いが、２つの周波数変換器間で生じる振幅オフセ
ット誤差等のために別々の制御が困難である場合があ
る。この様な場合には、ローカル発振器の注入レベルを
変化させることによって高周波周波数変換の利得を可変
にする方法も考えられる。これは図３(a) に示す様に、
２系統の周波数変換器１４０３に対して、基準搬送波信
号を供給するローカル発振器１４０５出力段の増幅器の
利得を利得制御回路１４０９からの制御信号１４０８に
よって可変とするものである。この方法は、周波数変換
器１４０１、１４０２を別々に制御する場合と比べて制
御線が１本で済み、かつ制御信号１４０８が周波数変換
器１４０１、１４０２に共通なので、２つの周波数変換
器間の利得のバラツキも少なくなる。FIG. 3 is a diagram for explaining an embodiment of a method for varying the gain of the frequency converter. Frequency converter 1
In order to make the gain of 403 variable, the gains of the two frequency converters 1401 and 1402 may be controlled separately, but they may be controlled separately due to an amplitude offset error or the like generated between the two frequency converters. It may be difficult to control. In such a case, a method of changing the injection level of the local oscillator to change the gain of the high frequency conversion may be considered. This is as shown in Fig. 3 (a).
The gain of the amplifier at the output stage of the local oscillator 1405 which supplies the reference carrier signal to the frequency converter 1403 of two systems is made variable by the control signal 1408 from the gain control circuit 1409. This method requires only one control line as compared with the case where the frequency converters 1401 and 1402 are controlled separately, and the control signal 1408 is common to the frequency converters 1401 and 1402, so that the gain between the two frequency converters is increased. The variation of is also reduced.

【００４６】図３(b) に、ローカル発振器注入レベルと
周波数変換器の利得の関係を示した。ここで、ローカル
発振器の注入レベルがあまり大きいと周波数変換器の利
得は飽和してくるが（１４０６の部分）、周波数変換器
の利得がローカル発振器入力レベルに対して線形である
部分（１４０７の部分）で使用すれば、良好な利得制御
が可能である。この例では、ローカル発振器の注入レベ
ルを−２０〜−１０ｄＢｍに制御することによって、周
波数変換器の利得を１０〜２０ｄＢの間で可変にするこ
とが可能である。FIG. 3B shows the relationship between the injection level of the local oscillator and the gain of the frequency converter. Here, when the injection level of the local oscillator is too large, the gain of the frequency converter becomes saturated (part 1406), but the part where the gain of the frequency converter is linear with respect to the local oscillator input level (part 1407). ), Good gain control is possible. In this example, the gain of the frequency converter can be made variable between 10 and 20 dB by controlling the injection level of the local oscillator to be -20 to -10 dBm.

【００４７】本発明による無線受信装置の別の実施例に
ついて説明する。本発明に於ける無線受信装置において
は、高周波増幅器１０４、周波数変換器１０７の利得を
ステップ的に「粗く」変化させ、ベースバンドアンプ１
１４の利得を連続的に変化させる。この様にすれば、受
信機全体としての利得は見掛け上は連続的に変化させる
ことが出来る。従って、本発明に於ける無線受信機で
は、従来の発明による図２０の構成と比べ、ベースバン
ドアンプの利得がステップ的でなく、連続的に変化する
特徴を供えており、より高速のフェージング時にも有効
に使用出来るという利点がある。Another embodiment of the wireless receiver according to the present invention will be described. In the radio receiving apparatus according to the present invention, the gains of the high frequency amplifier 104 and the frequency converter 107 are changed "coarsely" in a stepwise manner, and the base band amplifier 1
The gain of 14 is continuously changed. In this way, the gain of the receiver as a whole can be apparently changed continuously. Therefore, in the radio receiver according to the present invention, the gain of the baseband amplifier is not stepwise and continuously changes, as compared with the configuration of the conventional invention shown in FIG. Also has the advantage that it can be used effectively.

【００４８】本発明による無線受信装置の別の実施例に
ついて説明する。本発明に於ける無線受信装置は、受信
電力測定回路によって測定された受信電界強度に基づき
生成される制御信号によって、高周波増幅器と周波数変
換器の利得をステップ的に可変とし、ベースバンド回路
の利得を連続的に可変とする手段を備えている。さら
に、本発明による無線受信装置に於いては、２系統のベ
ースバンド回路の利得調整を行う。ただし、ここで図１
の構成におけるベースバンドアンプ１１２、１１３の利
得は８０ｄＢ程度が要求されるが、この様に非常に利得
が大きく、しかも連続的に利得が可変になる２つのベー
スバンドアンプ１１２、１１３の利得を広いダイナミッ
クレンジに渡って合わせることは困難である。Another embodiment of the wireless receiver according to the present invention will be described. The radio receiving apparatus according to the present invention makes the gains of the high frequency amplifier and the frequency converter stepwise variable by the control signal generated based on the reception electric field strength measured by the reception power measuring circuit to obtain the gain of the baseband circuit. Is provided with a means for making it continuously variable. Further, in the radio receiver according to the present invention, the gain adjustment of the two baseband circuits is performed. However, here
In the above configuration, the gain of the baseband amplifiers 112 and 113 is required to be about 80 dB, but the gain of the two baseband amplifiers 112 and 113, which are extremely large and have continuously variable gains, is wide. Matching over the dynamic range is difficult.

【００４９】そこで、本発明による無線受信装置では、
ベースバンドアンプ１１２、１１３の利得を２つのブロ
ックで実現し、連続的に利得が変化するベースバンドア
ンプの利得は４０ｄＢ程度に押さえ、その不足分をベー
スバンドアンプ前段の離散的に利得が切り替わる増幅器
で補うという構成を取ることを特徴とする。増幅器の利
得を離散的に変化させる場合には、連続的に変化させる
よりも利得の精度が良くとれ、回路構成も容易になると
いう利点がある。また、連続的に利得が変化するベース
バンドアンプ（１１２、１１３）の利得を押さることに
よって、利得の２つのアンプ間（Ｉチャネル、Ｑチャネ
ル間）のアンバランスを押さえられるという効果もあ
る。このベースバンドアンプ前段の離散的に利得が切り
替わる増幅器の機能は、ベースバンドフィルタ１１０、
１１１か、もしくは周波数変換器１０７、１０８などに
持たせることが出来る。あるいは、別のベースバンド回
路をベースバンド回路１１４の前段に別途設けても良
い。Therefore, in the radio receiver according to the present invention,
An amplifier in which the gains of the baseband amplifiers 112 and 113 are realized by two blocks, the gain of the baseband amplifier whose gain changes continuously is suppressed to about 40 dB, and the shortage is discretely switched in the preceding stage of the baseband amplifier. It is characterized by taking the configuration of supplementing with. When the gain of the amplifier is changed discretely, there is an advantage that the accuracy of the gain is better and the circuit configuration is easier than when the gain is changed continuously. Further, by pushing the gains of the baseband amplifiers (112, 113) whose gains change continuously, there is also an effect that the imbalance between the two gain amplifiers (between the I channel and the Q channel) can be suppressed. The function of the amplifier whose gain is discretely switched before the baseband amplifier is that the baseband filter 110,
111, or the frequency converters 107 and 108 can be provided. Alternatively, another baseband circuit may be separately provided before the baseband circuit 114.

【００５０】以上は、ベースバンド回路の利得が連続的
に可変となる場合の実施例について述べたが、次に示す
別の実施例では、受信部の回路の利得が離散的に変化す
る場合について述べる。これは、比較的低速のフェージ
ングに対する耐性があれば良い場合、つまり歩きながら
携帯電話を使用するような場合に適用可能である。この
様な場合には、利得を連続的に可変にするＡＧＣアンプ
を使用しなくても良く、より回路の実現性や回路構成の
簡便性の点で優れている、利得が離散的に変化する可変
利得増幅器を使用することが可能である。Although the embodiment in which the gain of the baseband circuit is continuously variable has been described above, in another embodiment shown below, a case in which the gain of the circuit of the receiving section is discretely changed is described. Describe. This is applicable when it is necessary to have resistance to fading at a relatively low speed, that is, when using a mobile phone while walking. In such a case, it is not necessary to use an AGC amplifier that continuously changes the gain, and the gain is discretely changed, which is more excellent in terms of circuit feasibility and circuit configuration. It is possible to use a variable gain amplifier.

【００５１】以上を図４と図５を用いて説明する。図４
と図５はいずれもＴＤＭＡもしくはＴＤＤシステムのフ
レームであり、図４は受信レベル変動１７０１が高速の
場合、図５は受信レベル変動１８０１が低速の場合を示
している。また１７０５、１８０５は１フレーム長、１
７０２、１８０２が１スロット長である。The above will be described with reference to FIGS. 4 and 5. Figure 4
5 and FIG. 5 are both frames of the TDMA or TDD system. FIG. 4 shows the case where the reception level fluctuation 1701 is high speed, and FIG. 5 shows the case where the reception level fluctuation 1801 is low speed. Also, 1705 and 1805 are 1 frame length, 1
702 and 1802 are one slot length.

【００５２】ここでＲＸ１を所望の受信スロットとする
と、図４では、所望受信スロットＲＸ１（１７０３、１
７０４）にフェージングのノッチが入っており、この影
響を防ぐために利得が連続的に可変となるＡＧＣアンプ
が必要となる。これに対して図５の様に受信レベルの変
動速度が遅い場合には、先行フレームのＲＸ１（１８０
３）と次フレームのＲＸ１（１８０４）の間で、受信電
界強度の変動は少ない。従って、図５の様に電波環境が
複数のフレーム間で殆ど変化しない場合には、あるフレ
ームの受信スロットの間では、無線受信部の利得（増幅
器、周波数変換器等の利得）を一定に保ったまま、受信
動作を行うことが可能である。従って、先行するフレー
ム（１８０３）を受信した時の受信部の利得をメモリに
保持しておき、次フレームの所望受信スロット（１８０
４）を受信する際の初期値として、この値をそのまま使
用することもできる。If RX1 is the desired reception slot, the desired reception slot RX1 (1703, 1) in FIG.
704) has a fading notch, and in order to prevent this effect, an AGC amplifier whose gain is continuously variable is required. On the other hand, when the reception level fluctuates slowly as shown in FIG. 5, RX1 (180
Between 3) and RX1 (1804) of the next frame, the fluctuation of the received electric field strength is small. Therefore, when the radio wave environment hardly changes between a plurality of frames as shown in FIG. 5, the gain of the radio receiver (amplifier, frequency converter, etc.) is kept constant during the receiving slot of a certain frame. It is possible to perform the receiving operation as it is. Therefore, the gain of the receiving unit when the preceding frame (1803) is received is held in the memory, and the desired receiving slot (180
This value can be used as it is as an initial value when receiving 4).

【００５３】また、本発明による無線受信装置に於いて
は、受信時の無線部利得設定（増幅器や周波数変換器な
どの利得設定）をより簡便にするために、受信時に各回
路の利得の組み合わせで、幾つかの受信モードを用意
し、受信電界強度の値に基づいて、この受信モードの中
から最適な受信モードを選択し、各段の利得の設定を行
うことを特徴とする。Further, in the radio receiver according to the present invention, in order to make radio gain setting (gain setting of an amplifier, a frequency converter, etc.) at the time of reception simpler, a combination of gains of respective circuits at the time of reception is used. Then, several receiving modes are prepared, an optimum receiving mode is selected from the receiving modes based on the value of the received electric field strength, and the gain of each stage is set.

【００５４】以下に、図面とフローチャートを用いて本
発明の実施例を詳細に説明する。尚、本説明において
は、図１に示す様に、可変利得ブロックとして、高周波
増幅器、周波数変換器、ベースバンドアンプの３つを考
える。Embodiments of the present invention will be described in detail below with reference to the drawings and flowcharts. In this description, as shown in FIG. 1, three variable gain blocks, a high frequency amplifier, a frequency converter, and a baseband amplifier are considered.

【００５５】表１に、本無線受信装置に於ける受信モー
ド設定の一実施例を示す。Table 1 shows an embodiment of the reception mode setting in this radio receiving apparatus.

【００５６】[0056]

【表１】 表１では、アンテナ端での受信入力レベルの値によっ
て、５つのモードが設けられている。高周波増幅器は
０、２０ｄＢの２通りの利得、周波数変換器は０、２０
ｄＢの２通りの利得、ベースバンドアンプは２０、４
０、６０の３通りの利得をそれぞれ設定できる。 ここ
で、例えば受信モード１はアンテナ端での受信入力レベ
ルが、０〜２０ｄＢμの時に設定される受信モードであ
る。このモード１は、入力信号レベルが最も弱い場合、
つまり受信感度レベルの信号を受信する場合に設定され
るモードで、その分、受信部各回路の利得も高くなって
いる。ここでは、高周波増幅器の利得が２０ｄＢ、周波
数変換器利得が２０ｄＢ、ベースバンドアンプ利得が６
０ｄＢである。入力信号が２０ｄＢ高くなるとモード２
に移り、ベースバンドアンプの利得が２０ｄＢ下がって
４０ｄＢとなる。さらに入力レベルが２０ｄＢ高くなる
とモード３に移るが、本実施例ではベースバンドアンプ
の飽和を防ぐため、ベースバンドアンプの利得を２０ｄ
Ｂ下げることはせずに、周波数変換器の利得を２０ｄＢ
下げていることが特徴である。同様に、モード５では周
波数変換器が飽和することを避けるために、高周波増幅
器の利得を下げている。すなわち後段の回路が飽和する
ような信号を受け渡さないように、その前段の回路は利
得を制御する。[Table 1] In Table 1, five modes are provided depending on the value of the reception input level at the antenna end. The high frequency amplifier has two gains of 0 and 20 dB, and the frequency converter has 0 and 20 gain.
Two kinds of gain of dB, baseband amplifier is 20, 4
Three kinds of gains of 0 and 60 can be set respectively. Here, for example, the reception mode 1 is a reception mode set when the reception input level at the antenna end is 0 to 20 dBμ. In this mode 1, when the input signal level is weakest,
In other words, this is a mode set when receiving a signal of the reception sensitivity level, and the gain of each circuit of the receiving unit is correspondingly high. Here, the gain of the high frequency amplifier is 20 dB, the gain of the frequency converter is 20 dB, and the gain of the baseband amplifier is 6 dB.
It is 0 dB. Mode 2 when the input signal becomes 20 dB higher
Then, the gain of the baseband amplifier is reduced by 20 dB to 40 dB. When the input level further rises by 20 dB, the mode 3 is entered, but in this embodiment, the gain of the baseband amplifier is set to 20 d in order to prevent saturation of the baseband amplifier.
The gain of the frequency converter is 20 dB without lowering the B
The feature is that it is lowered. Similarly, in mode 5, the gain of the high frequency amplifier is lowered in order to avoid saturation of the frequency converter. That is, the circuit in the preceding stage controls the gain so that the circuit in the latter stage does not deliver a saturated signal.

【００５７】図６は、この受信モードを用いて受信信号
を増幅した場合のレベルダイアの一例である。アンテナ
２００１で受信された受信機入力レベル２００６は、高
周波増幅器２００２、周波数変換器２００３、べースバ
ンドアンプ２００４で増幅される。ここで２００７、２
００８、２００９はそれぞれ、高周波増幅器、周波数変
換器、べースバンドアンプの利得分である。ベースバン
ドアンプ出力では信号は２０１０のレベルまで増幅され
ており、Ａ／Ｄコンバータ２００５に受け渡される。FIG. 6 shows an example of a level diagram when a received signal is amplified using this receiving mode. The receiver input level 2006 received by the antenna 2001 is amplified by the high frequency amplifier 2002, the frequency converter 2003, and the baseband amplifier 2004. 2007, 2 here
Reference numerals 008 and 2009 denote the gain components of the high frequency amplifier, the frequency converter, and the base band amplifier, respectively. At the output of the baseband amplifier, the signal has been amplified to the level of 2010 and is passed to the A / D converter 2005.

【００５８】以上のモード切り替え方式は、ＴＤＭＡも
しくはＴＤＤシステムに本無線受信装置が使用されたと
きに特に有効である。図７はＴＤＭＡもしくはＴＤＤシ
ステムにおけるフレーム構成を示す図である。図７で１
５０１が１フレーム長、ＲＸ１やＲＸ２が受信スロット
である。今、ＲＸ１を所望受信スロットとし、１５０８
を受信しようとする場合、受信モードの設定は、１つ前
のフレームでのＲＸ１の受信スロット（１５０２）で検
出された受信電界強度を基にして、スロット１５０７の
受信前までに行われる。つまり、スロット１５０３と１
５０８は受信レベルが等しいとして受信部利得設定を行
う。これは、フェージング速度が１フレーム長（１５０
１）に比べて十分に遅ければ、先行フレームのＲＸ１
（１５０３）と後続フレームのＲＸ１（１５０８）での
受信電界強度の値はほぼ等しいと見なせることに基づい
ている。また、１スロット１５０８の間でも受信レベル
は変化しないと見なせるので、設定されたモードはスロ
ット１５０８受信中は固定される。The above mode switching method is particularly effective when the present radio receiver is used in a TDMA or TDD system. FIG. 7 is a diagram showing a frame structure in a TDMA or TDD system. 1 in FIG.
501 is one frame length, and RX1 and RX2 are reception slots. Now, let RX1 be the desired reception slot, and 1508
In the case of attempting to receive the signal, the reception mode is set before the reception of the slot 1507 based on the reception electric field strength detected in the reception slot (1502) of the RX1 in the frame immediately before. That is, slots 1503 and 1
508 sets the gain of the receiving unit on the assumption that the reception levels are equal. This is because the fading speed is 1 frame length (150
RX1 of the preceding frame if it is sufficiently slow compared to 1)
This is based on the fact that (1503) and the value of the received electric field strength at RX1 (1508) of the subsequent frame can be regarded as substantially equal. Further, since it can be considered that the reception level does not change during one slot 1508, the set mode is fixed during reception of the slot 1508.

【００５９】次に図８を用いて、本発明による無線受信
装置に於ける受信電界強度の検出方法、具体的にはベー
スバンドアンプの信号出力レベルからアンテナ入力端で
の受信電界強度を求める方法について説明する。Next, referring to FIG. 8, a method of detecting the received electric field strength in the radio receiving apparatus according to the present invention, specifically, a method of obtaining the received electric field strength at the antenna input terminal from the signal output level of the baseband amplifier. Will be described.

【００６０】受信機において、アンテナ入力端における
受信電界強度の絶対値を知ることは、高レベル入力時に
於ける高周波増幅器（図１の１０４）や周波数変換器１
０９での飽和を防ぐために必要である。本受信機で受信
された信号のレベルを測定しやすいのは、ベースバンド
アンプの出力点である（８０２）。そこで、本無線受信
装置においては、受信機のアンテナ入力端における受信
電界強度の値を、ベースバンドアンプ出力におけるＲＳ
ＳＩの絶対値 （ＰＢＢ）と、高周波増幅器１０４の利
得（Ｒ）と周波数変換器（１０９）の利得（Ｍ）とベー
スバンド部の利得（１１４）の利得（Ｂ）を用いて算出
するという特徴を備えている。これは、ベースバンドア
ンプ出力で検出したＲＳＳＩ（ベースバンドアンプの出
力レベル）の値から、ベースバンドアンプの利得と周波
数変換器の利得と高周波増幅器の利得を差し引けば良い
（８０３）。これらの回路の利得は受信スロットおき毎
に逐次更新されるが、その都度メモリなどに蓄えておけ
ば良い。In the receiver, to know the absolute value of the received electric field strength at the antenna input end is to know the high frequency amplifier (104 in FIG. 1) and the frequency converter 1 at the time of high level input.
Required to prevent saturation at 09. It is the output point of the baseband amplifier that makes it easy to measure the level of the signal received by the receiver (802). Therefore, in this radio receiving apparatus, the value of the received electric field strength at the antenna input terminal of the receiver is calculated by
A feature of calculating using the absolute value of SI (PBB), the gain (R) of the high frequency amplifier 104, the gain (M) of the frequency converter (109), and the gain (B) of the gain (114) of the baseband section. Is equipped with. This can be achieved by subtracting the gain of the baseband amplifier, the gain of the frequency converter and the gain of the high frequency amplifier from the value of RSSI (output level of the baseband amplifier) detected by the output of the baseband amplifier (803). The gains of these circuits are sequentially updated for each reception slot, and may be stored in a memory or the like each time.

【００６１】次に無線受信機の電源をＯＮにした後、受
信モードの初期設定の方法の一手順を図９を用いて説明
する。受信機の利得を初期設定する場合の問題点は、受
信される信号レベルについての情報が全く無いことであ
る。そのため、信号レベルが極端に大きい場合や極端に
小さい場合には、受信電界強度測定が出来ず、受信機の
利得を設定できないという問題が生じる。Next, one procedure of a method for initializing the reception mode after turning on the power of the radio receiver will be described with reference to FIG. The problem with initializing the receiver gain is that there is no information about the received signal level. Therefore, when the signal level is extremely high or extremely low, the received electric field strength cannot be measured and the gain of the receiver cannot be set.

【００６２】本発明に於ける無線受信装置においては、
受信モードを逐次設定しながら（９０３、９０７）、受
信電界強度の測定を試み（９０４）、受信電界強度検出
が可能なＣ／Ｎ（Ｃ：受信信号、Ｎ：受信機熱雑音）に
なった時点（９０５）で、入力信号レベルを受信する最
適受信モードの設定を行う（９０６）。この受信モード
を逐次設定する順序（９０７）は、利得の少ない受信モ
ードから順次設定していくほうが良い。これは、過大入
力時のＡ／Ｄコンバータ（１２４，１２５）の飽和を避
けるためである。つまり表１の例では、モード５→モー
ド１の順に受信部の利得を設定して行き、受信電界強度
が測定できた時点で、受信モード設定を行う。ここで、
受信モードを逐次設定するために必要な時間を削減する
ことが望ましい場合には、例えば１つおきにサーチする
（表１の例ではモード５、３、１という様にモード４、
２を省く）方法が有効である。この方法は、所望受信ス
ロット以外の他のスロットの受信電界強度を測定する場
合にも有効である。In the radio receiver according to the present invention,
While setting the reception mode sequentially (903, 907), the reception electric field strength was tried to be measured (904), and the C / N (C: reception signal, N: receiver thermal noise) capable of detecting the reception electric field strength was obtained. At the time point (905), the optimum reception mode for receiving the input signal level is set (906). The order of sequentially setting the receiving modes (907) is preferably such that the receiving modes with smaller gains are sequentially set. This is to avoid saturation of the A / D converters (124, 125) at the time of excessive input. That is, in the example of Table 1, the gain of the receiver is set in the order of mode 5 → mode 1, and the reception mode is set when the reception electric field strength can be measured. here,
When it is desirable to reduce the time required to sequentially set the reception modes, for example, every other search is performed (in the example of Table 1, mode 4, such as mode 5, 3, 1,
2 is omitted) is effective. This method is also effective when measuring the received electric field strength of slots other than the desired received slot.

【００６３】他のスロットの受信電界強度を測定するの
は、使用しているスロットが干渉を受けた場合に、他の
スロットに移ることができるように、普段から他のチャ
ネルの使用状況を把握しておく、いわゆる空きチャネル
サーチのためである。これは、例えば図１０で、ＴＤＭ
Ａ通信の所望スロット（２２０１、２２０３）以外のス
ロット（この例では２２０２）の受信電界強度を測定す
ることである。この場合には、他のスロットの受信電界
強度が全く未知であるため、無線受信部の利得の設定に
よっては、無線部が飽和する可能性がある。従って、こ
の様にまず粗く利得設定を行う方法は受信電界強度の所
要時間を短縮するという観点から有効である。The received electric field strength of another slot is measured by grasping the usage status of another channel in order to move to another slot when the slot in use is interfered. This is for the purpose of so-called empty channel search. This is, for example, in FIG.
This is to measure the received electric field strength of slots (2202 in this example) other than the desired slots (2201, 2203) of A communication. In this case, since the reception electric field strengths of other slots are completely unknown, the radio unit may be saturated depending on the gain setting of the radio receiving unit. Therefore, the method of roughly setting the gain in this way is effective from the viewpoint of shortening the time required for the reception electric field strength.

【００６４】次に、通常の受信時における受信モードの
決定方法について図１１を用いて説明する。ここでは図
７のＲＸ１を受信することを考える。電源ＯＮ（１１０
２）、前述の初期設定（１１０３）の後、ＲＸ１（１５
０３）にて受信電界強度Ｐを測定する（１１０５）。フ
ェージングピッチが１フレーム長（１５０１）に比べ十
分に長ければ、図７の１５０３と１５０８はほぼ等しい
受信レベルであると考えられるので、１５０３で測定し
た電界強度（＝１５０８での受信電界強度）を受信する
ための受信モードを決定し（１１０６）、次フレーム
（１１０７）のスロット（１５０８）を受信する（１１
０８）。Next, a method of determining the reception mode at the time of normal reception will be described with reference to FIG. Here, it is considered that RX1 of FIG. 7 is received. Power on (110
2), after the above-mentioned initial setting (1103), RX1 (15
In 03), the received electric field strength P is measured (1105). If the fading pitch is sufficiently longer than one frame length (1501), it is considered that 1503 and 1508 in FIG. 7 have almost the same reception level. Therefore, the electric field strength measured at 1503 (received electric field strength at 1508) is The reception mode for receiving is determined (1106), and the slot (1508) of the next frame (1107) is received (11
08).

【００６５】以上は、図７に示す受信フレームのうち、
スロット１５０８を受信する際に、スロット１５０３で
測定された受信電界強度に基づき受信利得設定を行う方
法であった。しかし、実際にはスロット１５０８を受信
する際の受信部の利得は、スロット１５０８自身の受信
電界強度によって設定されることが望ましい。The above is the reception frame shown in FIG.
This is a method of setting the reception gain based on the reception electric field strength measured in the slot 1503 when receiving the slot 1508. However, in reality, it is desirable that the gain of the receiving unit when receiving the slot 1508 is set by the received electric field strength of the slot 1508 itself.

【００６６】以下にこの方法について述べる。ＴＤＭＡ
やＴＤＤシステムのスロット構成の一例を図１２に示
す。ここで１６０１は所望受信スロット、１６０２、１
６０３は隣の受信スロット、１６０４、１６０５はガー
ドタイムである。スロット１６０１は、スタートシンボ
ル１６０６、プリアンブル１６０７、識別ワード１６０
８、情報信号１６０９などからなる。ここで、例えば、
プリアンブル１６０７区間に受信電界強度の測定ができ
れば、その情報に基づきこのスロットの情報信号１６０
９部分を受信するための受信モード設定・利得設定が可
能となる。This method will be described below. TDMA
FIG. 12 shows an example of the slot configuration of the TDD system. Here, 1601 is a desired reception slot, 1602, 1
Reference numeral 603 is an adjacent reception slot, and 1604 and 1605 are guard times. The slot 1601 includes a start symbol 1606, a preamble 1607, an identification word 160.
8, information signal 1609 and the like. Where, for example,
If the received electric field strength can be measured in the preamble 1607 section, the information signal 160 of this slot is based on the information.
It is possible to set the reception mode and the gain for receiving the 9 parts.

【００６７】図１３を用いて本方法の手順について説明
する。図１３で１３０４に記したｎ＝１は、現在既に所
望受信スロットを受信していることを示している。この
ときの受信部の利得設定は、初期設定１３０３で設定さ
れた受信モードによっている。１３０５では、受信スロ
ットの先頭部分（例えば図１２のプリアンブル１６０
７）を用いて今受信しているスロットでの所望波の受信
電界強度Ｐ’を測定し、この値に基づいて受信モードを
設定し（１３０６）、受信を行う（１３０７）。次のフ
レーム（ｎ＝２）からは、受信電界強度測定（１３０
５）で設定される受信モードの初期値は、１つ前のフレ
ーム（ｎ＝１）を受信する際に使用した受信モードに設
定しておくのが良い。例えば、ｎ＝１でモード３を使用
して受信した場合には、ｎ＝２での受信電界強度測定
（１３０５）時の初期値としてモード３を使用すれば良
い。あるいは、ｎ＝２での受信電界強度測定（１３０
５）時のＡ／Ｄコンバータ（図１の１２４、１２５）で
の飽和を避けるという意味からすれば、ｎ＝２での受信
電界強度測定（１３０５）時には、１ランク利得の少な
いモード４を初期値としてしても良い。The procedure of this method will be described with reference to FIG. In FIG. 13, n = 1 at 1304 indicates that the desired reception slot has already been received. The gain setting of the receiving unit at this time depends on the receiving mode set in the initial setting 1303. In 1305, the head portion of the reception slot (for example, preamble 160 in FIG. 12).
7) is used to measure the reception electric field strength P ′ of the desired wave in the currently received slot, the reception mode is set based on this value (1306), and reception is performed (1307). From the next frame (n = 2), the received electric field strength measurement (130
The initial value of the receiving mode set in 5) is preferably set to the receiving mode used when receiving the previous frame (n = 1). For example, when receiving using mode 3 with n = 1, mode 3 may be used as an initial value at the time of measuring the received electric field strength (1305) with n = 2. Alternatively, the received electric field strength measurement at n = 2 (130
In the sense of avoiding saturation in the A / D converter (124, 125 in FIG. 1) at the time of 5), the mode 4 with a small one rank gain is initially set at the time of the reception electric field strength measurement (1305) at n = 2. It may be used as a value.

【００６８】以上述べた、受信モードの設定による受信
動作において、受信部の利得可変幅（表１の場合は２０
ｄＢ）が大きすぎ、利得設定が粗すぎる場合には、利得
可変幅を、例えば５ｄＢにする、などの様に細かく採れ
ば良い。しかし、この値を余り細かくすると、受信モー
ドの数が増え、初期設定に時間が掛かったり、制御が複
雑になるなどの問題が出てくる。本発明における無線受
信装置ではこの問題を解決するために、受信機の利得設
定を、受信モードの設定によって粗く行った後、受信電
界強度の値に基づいてより細かく行うことを特徴とす
る。In the above-described receiving operation by setting the receiving mode, the gain variable width of the receiving section (20 in the case of Table 1)
When dB) is too large and the gain setting is too coarse, the gain variable width may be finely set such as 5 dB. However, if this value is made too small, the number of reception modes increases, which causes problems such as time-consuming initial setting and complicated control. In order to solve this problem, the wireless reception device according to the present invention is characterized in that the gain of the receiver is roughly set by the setting of the reception mode and then finely set based on the value of the received electric field strength.

【００６９】この方法を図１４、図１５を用いて説明す
る。図７の１５０８を受信するために、１５０３の受信
電界強度Ｐを測定し、この値に基づいて受信モードの設
定を行うことを考える。今、１５０３で電界強度Ｐを測
定し、１５０８を受信するために設定した受信モードの
受信レベルダイアを図１４とする。図１４で、実線で示
されているレベルダイア（２１０８）は、表１の受信モ
ード１を設定した場合であり、高周波増幅器（２１０
２）、周波数変換器（２１０３）、ベースバンドアンプ
（２１０４）の利得はそれぞれ、２０、２０、６０ｄＢ
となっている。This method will be described with reference to FIGS. 14 and 15. In order to receive 1508 in FIG. 7, it is considered that the reception electric field strength P of 1503 is measured and the reception mode is set based on this value. Now, the reception level diagram in the reception mode set to measure the electric field strength P at 1503 and receive 1508 is shown in FIG. In FIG. 14, the level diagram (2108) shown by the solid line is the case where the reception mode 1 in Table 1 is set, and the high frequency amplifier (210
2), the gain of the frequency converter (2103) and the baseband amplifier (2104) are 20, 20, and 60 dB, respectively.
Has become.

【００７０】ここで、ベースバンドアンプ（２１０４）
の出力レベル（２１０６）は、Ａ／Ｄコンバータ（２１
０５）の飽和レベル（２１１１）とＡ／Ｄコンバータの
ビット精度を保つために必要な最低入力レベル（２１１
２）の間の範囲（２１１０）に入る様にすることが必要
である。さらに、図７のスロット１５０３で検出した電
界強度Ｐとスロット１５０８で実際に受信される電界強
度の間の変動分を考慮すれば、スロット１５０８を受信
するために設定される受信部の利得は、この変動分のマ
ージンを見て、ベースバンドアンプの出力レベル（２１
０６）がＡ／Ｄコンバータの入力範囲２１１０の丁度真
ん中に来るように設定しておくことが望ましい。このよ
うにしておけば、Ａ／Ｄコンバータの入力範囲２１１０
が２０ｄＢある場合、スロット１５０３での受信電界強
度Ｐとスロット１５０８での受信電界強度の差が±１０
ｄＢまでは対応可能である。Here, the baseband amplifier (2104)
Output level (2106) of the A / D converter (21
05) saturation level (2111) and the minimum input level (211) necessary to maintain the bit precision of the A / D converter.
It is necessary to make it fall within the range (2110) between 2). Further, considering the variation between the electric field strength P detected in the slot 1503 and the electric field strength actually received in the slot 1508 in FIG. 7, the gain of the receiving unit set to receive the slot 1508 is Looking at the margin for this variation, the output level of the baseband amplifier (21
It is desirable to set 06) just in the middle of the input range 2110 of the A / D converter. By doing this, the input range 2110 of the A / D converter
Is 20 dB, the difference between the received electric field strength P in the slot 1503 and the received electric field strength in the slot 1508 is ± 10.
Up to dB is possible.

【００７１】図１５にこの方法の設定手順を示す。スロ
ット１５０３で測定した受信電界強度Ｐを基に設定した
モードで、受信電界強度Ｐを受信した場合のベースバン
ドアンプ出力ＰＢＢを計算し、この値がＡ／Ｄコンバー
タの入力範囲の中央（もしくはある基準レベル）よりも
上か下かを判断し（１００２）、もし上であれば、ベー
スバンドアンプの利得を、表１に受信モードに設定され
ているベースバンドアンプの利得の設定可能最小幅（本
例では２０ｄＢ）よりも細かい刻み幅 （例えば５ｄ
Ｂ）で下げる（１００３）。逆に、ＰＢＢがＡ／Ｄコン
バータの入力範囲の真ん中（もしくはある基準レベル）
よりも下の場合は、ベースバンドアンプの利得を細かい
刻み幅（例えば５ｄＢ）で上げる（１００４）。FIG. 15 shows the setting procedure of this method. In the mode set based on the received electric field strength P measured in the slot 1503, the baseband amplifier output PBB when the received electric field strength P is received is calculated, and this value is at the center of the input range of the A / D converter (or It is determined (1002) whether it is higher or lower than the reference level), and if it is higher than the reference level, the gain of the baseband amplifier is set to the minimum settable width of the gain of the baseband amplifier set in the reception mode in Table 1 ( In this example, the step size is smaller than 20 dB (for example, 5 d
Lower with B) (1003). Conversely, PBB is in the middle of the input range of the A / D converter (or some reference level)
In the case of lower than that, the gain of the baseband amplifier is increased by a small step size (for example, 5 dB) (1004).

【００７２】この方法のフローチャートを図１６に示
す。この例では、測定した受信電界強度Ｐ（１２０５）
の値に基づいて決定した受信モード（１２０６）に、図
１５のフローチャートで示す利得の微調整を施した後
（１２１１）、次フレームを受信するものである。この
とき設定される受信部利得による受信部レベルダイアを
図１４の２１０７に示す。これは、受信モードで設定さ
れた利得を使用した場合のベースバンドアンプ出力２１
０６が、２１０７に示す値になるように受信部の利得を
微調整したものである。A flow chart of this method is shown in FIG. In this example, the measured received electric field strength P (1205)
The reception mode (1206) determined based on the value of is subjected to the fine adjustment of the gain shown in the flowchart of FIG. 15 (1211), and then the next frame is received. A receiver level diagram according to the receiver gain set at this time is shown at 2107 in FIG. This is the baseband amplifier output 21 when using the gain set in the receive mode.
The gain of the receiving unit is finely adjusted so that 06 becomes the value indicated by 2107.

【００７３】本方式は、受信モード選択した後に細かい
利得の調整を行うため、受信モードのみを使用する場合
よりもより柔軟に受信電界強度の変動に対応できる無線
受信装置が実現できるという利点がある。本方法は、受
信モードを設定した後の処理として、図９の９０９、図
１２の１１１１、図１３の１３１１にも挿入することに
よって有効に使用できる。This method has an advantage that a radio receiving apparatus which can more flexibly cope with the fluctuation of the reception electric field strength can be realized as compared with the case where only the reception mode is used, since the fine gain adjustment is performed after the reception mode is selected. . This method can be effectively used by inserting it into 909 of FIG. 9, 1111 of FIG. 12, and 1311 of FIG. 13 as processing after setting the reception mode.

【００７４】空きチャネルの受信電界強度を測定する方
法については既に述べたが、正確な受信電界強度の値は
必要なく、ある規定値以上か以下かのみを判定できれば
良いことある。このような場合の受信モードの設定に付
いて説明する。本発明による無線受信装置に於いては、
空きチャネルサーチを行う際に、「仕様で定められた電
界強度の信号」を受信できる状態の受信モードに受信部
の利得を初期設定しておくことを特徴とする。ここで、
「仕様で定められた電界強度」とは、受信信号がこの電
界強度以上であれば、チャネルは「使用中」、以下であ
れば「未使用」という様に、一般にシステムの仕様書で
定められている値である。従って、本無線受信装置の様
に利得設定をしておけば、空きチャネルサーチをした時
に、受信部の利得が大きすぎ、Ａ／Ｄコンバータが飽和
すれば、測定したスロットは「使用中」、そうでなけれ
ば「未使用」と即座に判断することが可能である。Although the method of measuring the reception electric field strength of the vacant channel has already been described, an accurate value of the reception electric field strength is not necessary, and it may be sufficient to determine whether it is above or below a certain specified value. The setting of the reception mode in such a case will be described. In the wireless receiver according to the present invention,
When performing a free channel search, the gain of the receiving section is initially set to a reception mode in which a "signal of the electric field strength defined in the specification" can be received. here,
The "field strength specified in the specifications" is generally defined in the system specifications, such as the channel is "in use" if the received signal is above this field strength, and "not used" if it is below. Is the value. Therefore, if the gain setting is performed as in the present wireless receiving device, the gain of the receiving unit is too large when the empty channel search is performed and the A / D converter is saturated, the measured slot is "in use", Otherwise, it is possible to immediately determine that it is "unused".

【００７５】尚、本説明においては、図１に示す様に可
変利得ブロックとして、高周波増幅器、周波数変換器、
ベースバンドアンプの３つを考えたが、本発明がこの構
成のみに限るもので無いのは言うまでもない。In this description, as shown in FIG. 1, the variable gain block is a high frequency amplifier, a frequency converter,
Although three baseband amplifiers have been considered, it goes without saying that the present invention is not limited to this configuration.

【００７６】次に、図１７を用いて本発明の別の実施例
について説明する。図１７で、２系統の周波数変換器
（２３０１、２３０２）、ベースバンドフィルタ（２３
０３、２３０４）からのＩＱ出力信号は、発振器（２３
１０）からのクロック信号によってスイッチングされる
スイッチ（２３０５）によって切り替えられ、クロック
の周期でベースバンドアンプ（２３０８）に交互に入力
される。ベースバンドアンプ（２３０８）は、ディジタ
ル信号処理部（２３１５）からの制御信号（２３１１）
で利得が制御されるＡＣＧアンプであり、入力信号はこ
のアンプによって利得を与えられた後、Ａ／Ｄ変換され
（２３０９）、入力側のスイッチ（２３０５）と同期し
たスイッチ（２３１２）によって、ディジタル信号処理
部（２３１５）に入力される。ここで入出力のスイッチ
は、入力側スイッチが２３０５側の時、出力側スイッチ
は２３１３側、入力側スイッチが２３０７側の時、出力
側スイッチは２３１４側にそれぞれ設定される。Next, another embodiment of the present invention will be described with reference to FIG. In FIG. 17, two frequency converters (2301, 2302) and a baseband filter (23
03, 2304) is the IQ output signal from the oscillator (23
It is switched by the switch (2305) that is switched by the clock signal from 10) and is alternately input to the baseband amplifier (2308) at the clock cycle. The baseband amplifier (2308) receives the control signal (2311) from the digital signal processing unit (2315).
The gain is controlled by the ACG amplifier, the input signal is given a gain by this amplifier, A / D-converted (2309), and digitalized by the switch (2312) synchronized with the input side switch (2305). It is input to the signal processing unit (2315). Here, the input / output switches are set to the input side switch 2305 side, the output side switch 2313 side, the input side switch 2307 side, and the output side switch 2314 side, respectively.

【００７７】本構成によれば、従来２系統必要であった
ベースバンドＡＧＣアンプ（２３０８）、Ａ／Ｄ変換器
（２３０９）が１系統で済むため、回路構成の簡略化、
低消費電力化が図れるという利点がある。さらに、従来
問題となっていた、回路の不完全性によるＩＱ２系統の
チャネル間での利得や振幅のアンバランスなどの問題が
解決できるという効果がある。According to this configuration, since the base band AGC amplifier (2308) and the A / D converter (2309), which have conventionally required two systems, can be provided in one system, the circuit configuration can be simplified.
There is an advantage that power consumption can be reduced. Furthermore, there is an effect that problems such as gain and amplitude imbalance between the channels of the IQ2 system due to the incompleteness of the circuit, which has been a conventional problem, can be solved.

【００７８】以上まとめると、本発明により、受信信号
の振幅変動のうち、比較的大きな振幅変動を高周波部の
利得切り替えで制御し、高速のフェージングによる振幅
変動をベースバンド回路の連続的な利得可変機能によっ
て制御するので、回路に負担を掛けること無く比較的高
速のフェージングに追従できるという効果がある。ま
た、高周波増幅器と周波数変換器の利得をステップ的に
可変とし、ベースバンド回路の利得を連続的に可変とす
る手段を備えているため、利得の大きな連続的に利得が
変化する可変利得増幅器と使用した場合と比べて、Ｉチ
ャネル、Ｑチャネル間の利得のアンバランスを押さえら
れるという効果がある。In summary, according to the present invention, of the amplitude fluctuations of the received signal, a relatively large amplitude fluctuation is controlled by the gain switching of the high frequency section, and the amplitude fluctuation due to the high speed fading is continuously variable in the gain of the baseband circuit. Since it is controlled by the function, there is an effect that it is possible to follow fading at a relatively high speed without imposing a burden on the circuit. Further, since a means for varying the gains of the high frequency amplifier and the frequency converter in a stepwise manner and continuously varying the gain of the baseband circuit is provided, a variable gain amplifier having a large gain and a continuously changing gain is provided. Compared with the case where it is used, there is an effect that the imbalance of the gain between the I channel and the Q channel can be suppressed.

【００７９】また、本発明に於ける無線受信装置に於い
ては、高周波増幅器、周波数変換器、ベースバンド回路
の少なくとも３ヶ所以上で受信機の利得制御を行う機能
を備えているため、従来のダイレクトコンバージョン受
信機と比べて、受信電界強度が非常に大きな場合にも、
ベースバンド回路が飽和すること無く、受信に耐えられ
る、ダイナミックレンジの広い無線受信装置を構成する
ことができるという効果がある。Further, the radio receiving apparatus according to the present invention has the function of controlling the gain of the receiver at least at three or more places of the high frequency amplifier, the frequency converter, and the baseband circuit, so that the conventional receiver is provided. Compared to direct conversion receiver, even when the received electric field strength is very large,
There is an effect that it is possible to configure a wireless reception device having a wide dynamic range that can withstand reception without saturating the baseband circuit.

【００８０】本発明による無線受信装置においては、受
信時の無線部利得設定（増幅器や周波数変換器などの利
得設定）をより簡便にするために、受信時に各回路の利
得の組み合わせで、幾つかの受信モードを用意し、受信
電界強度の値に基づいて、この受信モードの中から最適
な受信モードを選択し、各段の利得の設定を行うという
手段を供えているため、従来に比べ、高速な受信部利得
設定が行えるという効果がある。 （第２の発明）以上説明したように、移動体通信におい
ては、通信端末が移動する際に受信電界強度が時間と共
に変動するため、受信電界強度を検出して適宜信号振幅
の増幅度、減衰度を調整する必要がある。ここでベース
バンド帯で行なう受信信号の電界強度の検出法として
は、図１８に示すような、互いに直交した２チャネル
（Ｉｃｈ、Ｑｃｈ）のベースバンド信号の２乗和を検出
するのが一般的であった。In the radio receiving apparatus according to the present invention, in order to make the radio section gain setting (gain setting of the amplifier, frequency converter, etc.) at the time of reception simpler, there are several combinations of the gains of the respective circuits at the time of reception. , The optimum reception mode is selected from the reception modes based on the value of the received electric field strength, and the gain of each stage is set. This has the effect of enabling high-speed receiver gain setting. (Second invention) As described above, in mobile communication, the received electric field strength fluctuates with time when the communication terminal moves. Therefore, the received electric field strength is detected to appropriately amplify and attenuate the signal amplitude. It is necessary to adjust the degree. Here, as a method of detecting the electric field strength of a received signal performed in the baseband, it is general to detect the sum of squares of baseband signals of two channels (Ich, Qch) orthogonal to each other as shown in FIG. Met.

【００８１】しかし、Ｉｃｈ、Ｑｃｈのベースバンド信
号はそれぞれ多ビットのデジタル信号であるため、多ビ
ットのデジタル信号の乗算器３４０１、３４０２により
乗算して、さらにデジタルの加算器３４０３により加算
処理する必要がある。これらのデジタル乗算器、加算器
は回路規模が大きく、消費電力が大きいといった欠点が
あった。However, since each of the Ich and Qch baseband signals is a multi-bit digital signal, it is necessary to perform multiplication by the multi-bit digital signal multipliers 3401 and 3402 and further perform addition processing by the digital adder 3403. There is. These digital multipliers and adders have the drawbacks of large circuit scale and high power consumption.

【００８２】そこで、ここではデジタル乗算器等のデジ
タル回路を大幅に削減して構成可能な、受信信号のレベ
ル検出回路の発明について説明する。Therefore, the invention of a level detection circuit for a received signal, which can be constructed by greatly reducing the number of digital circuits such as a digital multiplier, will be described here.

【００８３】図１９は本発明の無線通信装置の基本的な
構成例を示す。アンテナより受信した無線周波数（Ｒ
Ｆ）信号は３００１の無線部によりベースバンド帯に周
波数変換される。ここで無線部３００１は直接変換受信
方式、スーパーヘテロダイン受信方式等の特定の受信方
式によらず、適用可能である。FIG. 19 shows a basic configuration example of the wireless communication apparatus of the present invention. Radio frequency received from antenna (R
F) The frequency of the signal is converted to the baseband by the radio unit 3001. Here, the radio unit 3001 can be applied regardless of a specific reception system such as a direct conversion reception system or a super heterodyne reception system.

【００８４】周波数変換されたベースバンド信号はＡＤ
コンバータ３００２、３００３によりデジタル信号に変
換される。このデジタルのベースバンド信号は検波器３
００４に入力され、検波器内３００４で生成される参照
波との相対位相信号が再生される。この相対位相信号は
判定回路３００５に入力され、デジタルの音声・データ
等の信号に変換される。The frequency-converted baseband signal is AD
It is converted into a digital signal by the converters 3002 and 3003. This digital baseband signal is detected by the detector 3
A relative phase signal with respect to the reference wave input to 004 and generated in the detector 3004 is reproduced. The relative phase signal is input to the determination circuit 3005 and converted into a digital voice / data signal.

【００８５】同時に、この再生された相対位相信号は３
００６の位相検出回路に入力し、検出された相対位相情
報から複素平面内の座標軸を基準とした位相量［Φ］を
出力する。３００７のレベル検出回路は３００６出力で
ある位相量［Φ］と３００４の検波器出力信号を入力と
し、３００４の検波器出力を３００６で求めた位相量
［Φ］だけ複素平面内で回転させることにより座標軸上
に変換する。At the same time, the reproduced relative phase signal is 3
A phase amount [Φ] based on the coordinate axes in the complex plane is output from the detected relative phase information. The level detection circuit 3007 receives the phase amount [Φ] which is the output of 3006 and the detector output signal of 3004 as input, and rotates the detector output of 3004 by the phase amount [Φ] obtained in 3006 in the complex plane. Convert to the coordinate axis.

【００８６】このようにレベル検出部を構成すると、こ
の座標軸上に変換された検波器出力の同相成分がベース
バンド信号レベルに相当するため、検波器出力の同相成
分の大きさを検出することにより、従来よりも簡易な構
成で、受信信号の電界強度を検出することができる。When the level detector is constructed in this way, the in-phase component of the detector output converted on this coordinate axis corresponds to the baseband signal level. Therefore, the magnitude of the in-phase component of the detector output is detected. The electric field strength of the received signal can be detected with a simpler structure than the conventional one.

【００８７】次に本発明の無線通信装置の別の構成例に
ついて、図２０を参照して説明する。図１９における位
相検出手段３００６の機能を検波器３００４を用いて構
成することも可能であり、この場合の構成例を以下説明
する。ここで図２０において、図１９と同一の構成要素
については同一の符号を用いると共に、それらの構成要
素の説明を省略する。またここでは入力信号としてπ／
４シフトＱＰＳＫ信号、検波方式にはベースバンド遅延
検波を用いる場合について説明するが、本発明は入力信
号、検波方式に限定されるものではない。Next, another configuration example of the wireless communication apparatus of the present invention will be described with reference to FIG. The function of the phase detecting means 3006 in FIG. 19 can be configured by using the wave detector 3004, and a configuration example in this case will be described below. Here, in FIG. 20, the same components as those in FIG. 19 are designated by the same reference numerals, and the description of those components will be omitted. Also, here the input signal is π /
A case where baseband delay detection is used as the 4-shift QPSK signal and the detection method will be described, but the present invention is not limited to the input signal and the detection method.

【００８８】図２０において、検波器３００４の出力信
号を予め定められたシンボルレートのクロック周波数を
用い、サンプリング回路３０１１、３０１２でサンプリ
ングする。このサンプリング回路は信号自体がもつレベ
ル成分を遅延検波した出力信号から除去するためのもの
である。例えば、図２６に示すように、検波器３００４
の出力信号のリサージュ信号は、符号の遷移に応じて破
線のような軌跡をとる。これを最適なタイミングでサン
プリングすると黒点で示す代表点を求めることができ
る。このサンプリング信号の原点からの距離は、ベース
バンド信号の受信レベルに相当する。そこで本発明は、
この受信電界強度を検波出力信号の回転変換により、検
波出力信号の原点からの距離を求めることにより受信電
界強度を検出するものである。In FIG. 20, the output signal of the detector 3004 is sampled by the sampling circuits 3011 and 3012 using a clock frequency of a predetermined symbol rate. This sampling circuit is for removing the level component of the signal itself from the output signal obtained by delay detection. For example, as shown in FIG.
The Lissajous signal of the output signal of 1 takes a locus like a broken line according to the transition of the code. If this is sampled at an optimum timing, a representative point indicated by a black dot can be obtained. The distance from the origin of this sampling signal corresponds to the reception level of the baseband signal. Therefore, the present invention is
The received electric field strength is detected by determining the distance from the origin of the detected output signal by rotationally converting the detected output signal to the received electric field strength.

【００８９】このサンプリング回路の出力信号は３０１
３の位相検出回路に入力する。この位相検出回路では、
サンプリング回路３０１１、３０１２の出力信号から、
図２１に示した座標軸Ｉchを基準とした位相Φを出力す
る。たとえば、図２１において入力が３２００の点であ
るときΦ＝−π／４を出力し、同様に入力が３２０１の
点であるとき、Φ＝π／４を出力し、入力が３２０２の
点であるとき、Φ＝−３π／４を出力し、入力が３２０
３の点であるとき、Φ＝３π／４を出力する。そこで図
２０の回転変換部３０１４の回転変換はサンプリング信
号３０１１、３０１２のサンプリング回路出力と、位相
検出回路３０１３の位相検出回路出力であるΦを入力
し、シンボルレートでサンプリングした検波器出力を検
出した位相だけ回転変換させた後、その同相成分を出力
する。The output signal of this sampling circuit is 301
3 into the phase detection circuit. In this phase detection circuit,
From the output signals of the sampling circuits 3011 and 3012,
The phase Φ based on the coordinate axis Ich shown in FIG. 21 is output. For example, in FIG. 21, Φ = −π / 4 is output when the input is the point 3200, and similarly, when the input is the point 3201, Φ = π / 4 is output and the input is the point 3202. When, Φ = −3π / 4 is output and the input is 320
When the point is 3, Φ = 3π / 4 is output. Therefore, in the rotation conversion of the rotation conversion unit 3014 of FIG. 20, the sampling circuit outputs of the sampling signals 3011 and 3012 and the phase detection circuit output Φ of the phase detection circuit 3013 are input and the detector output sampled at the symbol rate is detected. After rotationally converting only the phase, the in-phase component is output.

【００９０】次に、検波器出力の位相回転によりベース
バンドでの入力信号レベルが検出できることを上記した
例に照らして説明する。ベ−スバンド遅延検波器のブロ
ック図を図２２に示す。ベ−スバンド遅延検波は、Ａ／
Ｄ変換器３１０１、３１０２からの出力信号と、遅延器
３１０３、３１０４により１シンボル時間遅延された信
号である参照波とを用いて、乗算部３１０５にて、該信
号との複素乗算を行うことにより検波する方式であり、
加算器３１０６により出力信号の同相成分Ｉdef (n) を
求めて、減算器３１０７により出力信号の直交成分Ｑde
f (n) を求める方式である。ここでＩdef (n) 、Ｑ
def (n) は、それぞれ下式のように表せる。Next, the fact that the input signal level in the baseband can be detected by the phase rotation of the detector output will be described with reference to the above example. A block diagram of the baseband differential detector is shown in FIG. Baseband differential detection is A /
By using the output signals from the D converters 3101 and 3102 and the reference wave that is a signal delayed by one symbol time by the delay units 3103 and 3104, the multiplication unit 3105 performs complex multiplication with the signals. It is a method to detect,
The in-phase component Idef (n) of the output signal is obtained by the adder 3106, and the quadrature component Qde of the output signal is obtained by the subtractor 3107.
This is a method to obtain f (n). Where Idef (n), Q
Each def (n) can be expressed as the following equation.

【００９１】 Ｉdef (n) ＝ I(n)*I(n-Ts)+Q(n)*Q(n-Ts) Ｑdef (n) ＝ Q(n)*I(n-Ts)-I(n)*Q(n-Ts) ここでＩdef 、Ｑdef ；遅延検波出力値 Ｉ(k) 、Ｑ(k) ；サンプリング時刻ts=kでのテ゛シ゛タ
ルヘ゛ースハ゛ント゛信号 Ｔｓ ；１シンボル時間 一方、この遅延検波出力信号の原点からの距離をｒ(n)
とすると、 ｒ(n) 2 ＝（Ｉdef (n) ）2 ＋（Ｑdef (n) ）2 ＝ (I(n)*I(n-Ts)) 2 ＋(Q(n)*Q(n-Ts))2 ＋(Q(n)*I(n-Ts))2 −(I(n)*Q(n-Ts))2 …(1) となる。本発明では、無線受信装置が移動することによ
って発生するフェージングによる受信信号レベルを検出
することを目的とする。通常無線受信装置の移動速度に
よってきまるフェージングピッチは伝送速度できまる１
シンボル間隔に対して十分長いと仮定できる。π／４シ
フトＱＰＳＫ信号には信号自身に含まれるレベル変動が
含まれるが、図２１に示すように、シンボルレートであ
るタイミングをサンプリングした出力はこのレベル変動
成分を含まない。したがって、このサンプリング点付近
では１シンボル区間でのフェージングによるレベル変動
はほとんどないと考えてよい。したがって式（１）で、
近似的に、 I(n-Ts) 2 ＝I(n)2 、Q(n-Ts) 2 ＝Q(n)2 とおきかえることができ、1.式の第３項、第４項を消去
して ｒ(n) ＝I(n-Ts)I(n) ＋Q(n-Ts)Q(n) ＝I(n)2 ＋Q(n)2 …(2) となる。式（２）の右辺はベースバンド信号I(n)+jQ(n)
の信号電力である。以上のべたように、ベースバンド遅
延検波では出力信号の原点からの距離ｒ(n) がベースバ
ンド信号の電力に相当する。したがって検波出力信号の
原点からの距離を求めることにより、受信波の電界強度
を求めることが可能となる。Idef (n) = I (n) * I (n-Ts) + Q (n) * Q (n-Ts) Qdef (n) = Q (n) * I (n-Ts) -I ( n) * Q (n-Ts) where Idef, Qdef; differential detection output values I (k), Q (k); digital baseband signal Ts at sampling time ts = k; 1 symbol time. The distance from the origin of the output signal is r (n)
Then, r (n) 2 = (Idef (n)) 2 + (Qdef (n)) 2 = (I (n) * I (n-Ts)) 2 + (Q (n) * Q (n- Ts)) 2+ (Q (n) * I (n-Ts)) 2- (I (n) * Q (n-Ts)) 2… (1). An object of the present invention is to detect a received signal level due to fading that occurs when a wireless receiving device moves. The fading pitch, which is usually determined by the moving speed of the wireless receiver, can be changed by the transmission speed 1
It can be assumed that it is sufficiently long for the symbol interval. The π / 4 shift QPSK signal includes level fluctuation included in the signal itself, but as shown in FIG. 21, the output obtained by sampling the timing which is the symbol rate does not include this level fluctuation component. Therefore, it can be considered that there is almost no level fluctuation due to fading in one symbol section near this sampling point. Therefore, in equation (1),
Approximately, it can be replaced with I (n-Ts) 2 = I (n) 2 and Q (n-Ts) 2 = Q (n) 2, and erase the third and fourth terms of the formula 1. Then, r (n) = I (n-Ts) I (n) + Q (n-Ts) Q (n) = I (n) 2 + Q (n) 2 (2). The right side of equation (2) is the baseband signal I (n) + jQ (n)
Signal power of. As described above, in baseband differential detection, the distance r (n) from the origin of the output signal corresponds to the power of the baseband signal. Therefore, by obtaining the distance of the detection output signal from the origin, the electric field strength of the received wave can be obtained.

【００９２】また本発明は受信機内でＡＧＣ回路の一部
として用いることができる。これはとくにベースバンド
で受信信号のレベル変動を検出しなければならないダイ
レクトコンバージョン受信機において有効である。The present invention can also be used as part of an AGC circuit in a receiver. This is particularly effective in a direct conversion receiver which has to detect the level fluctuation of the received signal in the base band.

【００９３】ここで、本発明をＡＧＣ回路に応用する場
合の原理を以下に説明する。一般に受信信号は信号自身
がもつレベル変動成分とフェージングによるレベル変動
成分の和で現すことができる。ＡＧＣ回路はこのフェー
ジングによるレベル変動成分を補償する。フェージング
によるレベル変動速度は信号自身がもつレベル変動速度
に対して十分遅い。したがって、ＡＧＣでは従来ＬＰＦ
によりあらかじめ受信信号のレベル変動成分を除去して
おくか、またはベースバンドで加算平均することにより
受信信号レベルの変動成分を吸収する必要があった。The principle of applying the present invention to an AGC circuit will be described below. Generally, the received signal can be represented by the sum of the level fluctuation component of the signal itself and the level fluctuation component due to fading. The AGC circuit compensates the level fluctuation component due to this fading. The level fluctuation speed due to fading is sufficiently slower than the level fluctuation speed of the signal itself. Therefore, in AGC, conventional LPF
Therefore, it is necessary to remove the level fluctuation component of the received signal in advance or to absorb the level fluctuation component of the received signal by averaging in the base band.

【００９４】しかしＰＳＫやＤＰＳＫ等通常の位相変調
方式では、検波器出力信号の集束点（シンボルレートで
サンプリングした点）には信号自身がもつ変動成分はな
いことから、この集束点をレベル検出回路の入力にすれ
ば、従来必要であったＬＰＦや加算平均回路が不要であ
り比較的小形な回路で実現ができる。However, in a normal phase modulation method such as PSK or DPSK, since there is no fluctuation component of the signal itself at the focusing point of the detector output signal (point sampled at the symbol rate), this focusing point is detected by the level detection circuit. With the input of, the LPF and the averaging circuit, which were required in the past, are unnecessary, and the circuit can be realized with a relatively small circuit.

【００９５】そこで、図２３にベースバンドＡＧＣ方式
に本発明を採用した場合の一構成例を示す。ベースバン
ドアンプ３３０１、３３０２の出力信号はＡ／Ｄコンバ
ータ３３０３、３３０４によりデジタル信号に変換され
る。デジタルベースバンド信号に基づき、検波器３３０
５では位相信号を再生して、判定回路３３０８によりデ
ータ信号に変換される。一方、検波器の出力信号はサン
プリング回路３３０６、３３０７によりサンプリングさ
れ、前述の通り、レベル検出回路３３０９により受信レ
ベルが検出される。Therefore, FIG. 23 shows an example of the configuration in which the present invention is applied to the baseband AGC system. Output signals of the baseband amplifiers 3301 and 3302 are converted into digital signals by A / D converters 3303 and 3304. Based on the digital baseband signal, the detector 330
At 5, the phase signal is reproduced and converted by the determination circuit 3308 into a data signal. On the other hand, the output signal of the detector is sampled by the sampling circuits 3306 and 3307, and the reception level is detected by the level detection circuit 3309 as described above.

【００９６】ここで例えば、遅延検波したアイパタンの
雑音余裕の最も高い点をサンプリングした信号Ｉdef(T
s) ＋ｊＱdef(Ts) は、複素平面上で図２１に示すよう
に、４種類の信号点に集束する。このとき各４点の原点
からの距離をｒ(Ts)とすると、式（２）により、ｒ(Ts)
は受信信号の電力に相当する。理想的に遅延検波された
場合、４種類の信号点に対するｒ(Ts)は互いに等しい。
したがって、シンボルレートでサンプリングした遅延検
波の出力を各シンボル毎にどちらか一方の座標軸上に回
転させたのちその同相成分をとることにより受信信号電
力を算出できる。例えば図２１において座標軸Ｉch上に
回転操作するとき、受信信号電力は、 ｒ(Ts)＝Ｉdef(Ts) ・cos Φ＋Ｑdef(Ts) ・sin Φ …(3) で表せる。ここに、Φは図２６に示したマッピング方式
から±π／４，±３π／４のいずれかであるから、これ
に対応するcos Φ、sin Φは±１／（２^１／２）のうち
いずれかの値となる。判定回路出力が図２１の（ｉ、
ｑ）で示される値であるとすれば、式（３）のcos Φ、
sin Φは判定回路出力と１／（２^１／２）倍で表すこと
ができる。Here, for example, the signal Idef (T
s) + jQdef (Ts) is focused on four types of signal points on the complex plane as shown in FIG. At this time, if the distance from the origin of each of the four points is r (Ts), then r (Ts) is calculated from equation (2).
Corresponds to the power of the received signal. When the differential detection is ideally performed, r (Ts) for the four types of signal points are equal to each other.
Therefore, the received signal power can be calculated by rotating the output of the differential detection sampled at the symbol rate on one of the coordinate axes for each symbol and then taking the in-phase component thereof. For example, in FIG. 21, when rotating on the coordinate axis Ich, the received signal power can be expressed by r (Ts) = Idef (Ts) .cos Φ + Qdef (Ts) .sin Φ (3). Here, since Φ is either ± π / 4 or ± 3π / 4 from the mapping method shown in FIG. 26, cos Φ and sin Φ corresponding to this are ± 1 / (2 ^1/2 ). It will be one of the values. The judgment circuit output is (i,
q), the cos Φ in equation (3),
The sin Φ can be represented by 1 / (2 ^1/2 ) times the output of the decision circuit.

【００９７】すなわち本発明の回路構成例として、判定
回路出力と遅延検波出力を入力として図２３のレベル検
出回路３３０９のような回路構成で実現できる。このレ
ベル検出回路３３０９の機能は回転変換であるにも関わ
らず、インバータ回路３３０９−ａと排他的論理和（Ｅ
ＸＯＲ）回路３３０９−ｂと加算回路（アダー）３３０
９−ｃで構成でき、図１８に示した従来回路に比べてか
なりの小形化が可能である。That is, as an example of the circuit configuration of the present invention, it can be realized by a circuit configuration such as the level detection circuit 3309 of FIG. 23 with the determination circuit output and the differential detection output as inputs. Although the function of the level detection circuit 3309 is rotation conversion, it is exclusive OR (E) with the inverter circuit 3309-a.
XOR) circuit 3309-b and adder circuit (adder) 330
9-c, and can be made considerably smaller than the conventional circuit shown in FIG.

【００９８】また上記判定回路３３０８の動作が遅延検
波出力の符号ビットを検出して行われる場合、本発明の
レベル検出回路は本構成例における判定回路出力を入力
とせず、遅延検波回路出力だけで行うことも可能であ
る。この場合のレベル検出回路の構成例を図２４に示
す。 Ｉ、Ｑｃｈの信号はＡ／Ｄ変換器３５０１、３５
０２によりデジタル信号に変換され、遅延検波回路３５
０３により遅延検波された後、判定回路３５０４により
信号判定される。また遅延検波回路３５０３からの出力
はサンプリング回路３５０５、３５０６でシンボルレー
トでサンプリングされた後、デジタル値のＭＳＢを検出
し（３５０７、３５０８）絶対値検出回路３５０９、３
５１０にてＩ、Ｑｃｈそれぞれのデジタル値の絶対値を
求める。その２つの絶対値を加算回路３５１１を加算し
た後、係数回路３５１２によりこの場合には１／＃２の
定数乗算する。この操作により受信レベル検出を行なう
ことができる。 また上記したように検波器の出力を入
力としてベースバンドのレベル検出を比較的簡単な回路
構成で行う効果は、π／４シフトＱＰＳＫ−ベースバン
ド遅延検波の組み合わせに限られるものではなく、広く
位相変調方式を用いた無線受信装置に適用でき、例えば
ＱＰＳＫ変調方式−同期検波方式を用いた場合にも同様
の効果を期待することができる。When the operation of the judgment circuit 3308 is performed by detecting the sign bit of the differential detection output, the level detection circuit of the present invention does not input the judgment circuit output in this configuration example, but only the delay detection circuit output. It is also possible to do so. FIG. 24 shows a configuration example of the level detection circuit in this case. The I and Qch signals are A / D converters 3501 and 35.
02 is converted into a digital signal, and the differential detection circuit 35
After the delay detection by 03, the determination circuit 3504 makes a signal determination. The output from the differential detection circuit 3503 is sampled by the sampling circuits 3505 and 3506 at the symbol rate, and then the MSB of the digital value is detected (3507 and 3508).
At 510, the absolute value of each digital value of I and Qch is obtained. After adding the two absolute values in the adding circuit 3511, the coefficient circuit 3512 multiplies the constant of 1 / # 2 in this case. By this operation, the reception level can be detected. Further, as described above, the effect of performing the baseband level detection with the output of the detector as an input with a relatively simple circuit configuration is not limited to the combination of π / 4 shift QPSK-baseband differential detection, and the phase can be widely detected. The present invention can be applied to a radio receiving apparatus using a modulation method, and the same effect can be expected when the QPSK modulation method-coherent detection method is used, for example.

【００９９】また本発明をＡＧＣ回路の一部として用い
る場合には、受信電力の絶対値を求めることは必ずしも
必要でなく、検出した受信レベルが基準値からどれだけ
の差があるかが分かれば十分である。例えば図２３に示
す実施例では、この基準値との相対レベルを差分回路３
３１０により検出し、積分回路３３１１の入力とすれば
良い。積分回路３３１１の出力を変換器３３１２により
ベースバンド信号の振幅制御値に変換してベースバンド
アンプ３３０１、３３０２の利得を制御することによ
り、負帰還のＡＧＣ回路が構成できる。３３１２の変換
器はたとえばベースバンドアンプがデジタル制御系であ
れば積分回路出力をデジタルの制御信号に変換するＲＯ
Ｍテーブル、また電圧制御系であればＤＡ変換器とＬＰ
Ｆから構成できる。When the present invention is used as a part of an AGC circuit, it is not always necessary to obtain the absolute value of received power, and it is necessary to know how much the detected received level differs from the reference value. It is enough. For example, in the embodiment shown in FIG. 23, the relative level with respect to this reference value is used as the difference circuit 3
It may be detected by 310 and input to the integrating circuit 3311. A negative feedback AGC circuit can be configured by converting the output of the integrating circuit 3311 into the amplitude control value of the baseband signal by the converter 3312 and controlling the gain of the baseband amplifiers 3301 and 3302. The converter of 3312 is, for example, an RO that converts the output of the integrating circuit into a digital control signal if the baseband amplifier is a digital control system.
M table, or DA converter and LP for voltage control system
It can consist of F.

【０１００】以上説明したように、レベル検出回路を用
いた無線受信装置においては、回転写像を用いて受信レ
ベル検出を行うことを特徴とする。特にベースバンド遅
延検波を行う無線受信装置においては検波出力信号が受
信電界強度に相当すること、並びに判定回路出力が回転
量のsin,cos 成分に相当することから、従来に比べ少な
い回路規模で実現可能である。またレベル検出回路を用
いたＡＧＣ装置を構成した場合には、急激な入力振幅の
変動が生じた場合にも、無線部のダイナミックレンジを
損なうことなく、高速に可変利得制御を行なうことが可
能となる。 （第３の発明）以下図面を用いて本発明ＡＧＣ方式を用
いた無線受信装置の実施例について詳細に説明する。As described above, the radio receiving apparatus using the level detection circuit is characterized in that the reception level is detected by using the transfer image. Especially in a radio receiver that performs baseband differential detection, the detection output signal corresponds to the received electric field strength, and the judgment circuit output corresponds to the sin and cos components of the rotation amount. It is possible. Further, in the case of configuring the AGC device using the level detection circuit, it is possible to perform the variable gain control at high speed without impairing the dynamic range of the wireless unit even when the input amplitude changes suddenly. Become. (Third Invention) An embodiment of a wireless receiver using the AGC system of the present invention will be described in detail below with reference to the drawings.

【０１０１】図２５は本発明の１実施例を示すブロック
図である。アンテナ部４００１により受信された受信信
号は高周波部４００４を通過した後、直交復調部４００
９により同相成分（以下Ｉｃｈ）、直交成分（以下Ｑｃ
ｈ）の２つのベースバンド信号へと周波数変換される。
直交復調部４００９はローカル発振器４００５とローカ
ル発振器の出力と受信信号との乗算を行うミキサにより
構成されている。ベースバンドに変換された受信信号は
ローパスフィルタ４０１０・４０１１によりフィルタリ
ングされたのち、可変利得アンプ４０１４によりアンプ
され、アナログ／ディジタル変換器（以下Ａ／Ｄ変換
器）によりディジタル信号に変換される。ディジタルに
変換されたＩｃｈ・Ｑｃｈ信号は検波器４０１７によっ
て所定の方式によりベースバンド検波を施され、復調デ
ータ４０１８を出力する。FIG. 25 is a block diagram showing an embodiment of the present invention. The reception signal received by the antenna unit 4001 passes through the high frequency unit 4004, and then the quadrature demodulation unit 400.
9, the in-phase component (hereinafter Ich), the quadrature component (hereinafter Qc)
The frequency is converted into the two baseband signals of h).
The quadrature demodulation unit 4009 is composed of a local oscillator 4005 and a mixer that multiplies the output of the local oscillator and the received signal. The received signal converted into the base band is filtered by the low pass filters 4010 and 4011, then amplified by the variable gain amplifier 4014, and converted into a digital signal by an analog / digital converter (hereinafter referred to as A / D converter). The digitally converted Ich / Qch signal is subjected to baseband detection by a detector 4017 by a predetermined method, and demodulated data 4018 is output.

【０１０２】ディジタル値に変換されたＩｃｈ・Ｑｃｈ
信号４０１９は利得制御回路４０１５にも入力される。
利得制御回路４０１５では図２６に示されるフローチャ
ートに従い、可変利得回路の利得の制御を行う。以下、
本発明の動作原理について説明する。Ich / Qch converted to digital value
The signal 4019 is also input to the gain control circuit 4015.
The gain control circuit 4015 controls the gain of the variable gain circuit according to the flowchart shown in FIG. Less than,
The operating principle of the present invention will be described.

【０１０３】本発明の無線受信装置に入力される受信信
号は図４に示すようなバースト状の信号である。ＴＤＭ
Ａ（Time Division Multiple Access）通信の場合、
通常の受信時はこのバースト状の信号が定められた周期
で受信される。この周期がフェージングの周期に比べて
十分に早い場合には、前のバーストの情報を用いて可変
利得アンプを制御することが可能である。つまり前のバ
ーストの入力振幅値を用いて今のバーストでの可変利得
アンプの利得値を決定することにより、受信装置のベー
スバンド部のダイナミックレンジ内にレベルを合わせ込
み、バースト状態のはじめから良好な通信を行うことが
可能である。The received signal input to the radio receiving apparatus of the present invention is a burst signal as shown in FIG. TDM
In the case of A (Time Division Multiple Access) communication,
During normal reception, this burst-like signal is received at a predetermined cycle. If this cycle is sufficiently faster than the fading cycle, it is possible to control the variable gain amplifier using the information of the previous burst. In other words, by determining the gain value of the variable gain amplifier in the current burst using the input amplitude value of the previous burst, the level is adjusted within the dynamic range of the baseband part of the receiving device, and the goodness is achieved from the beginning of the burst state. Communication is possible.

【０１０４】しかしながら、フェージングの周期に比べ
てバースト周期が長い場合、または通信を始める場合の
初期接続の場合などは、前のバーストの電界強度と今の
バーストの電界強度は独立となるため、前のバーストの
情報を用いて可変利得アンプを制御しておくことができ
ず、最初のバーストからの通信は行えない。この様な状
態は近年特に起こり得る状況にある。小型の無線受信装
置を考えた場合、電池のような低電圧源での駆動が前提
となり、必要の無い区間は極力受信機をＯＦＦとしてバ
ッテリーセーヴィングをする事は通話時間・待ち受け時
間の延長に直接的につながるため、重要な項目となって
いる。However, when the burst period is longer than the fading period, or when the initial connection is made when communication is started, the electric field strength of the previous burst and the electric field strength of the present burst are independent. The variable gain amplifier cannot be controlled using the information of the burst, and communication cannot be performed from the first burst. In recent years, such a situation is particularly likely to occur. When considering a small wireless receiver, it is premised that it is driven by a low-voltage source such as a battery, and in periods where it is not needed, saving the battery by turning off the receiver as much as possible directly extends the call time and standby time. It is an important item because it is connected to each other.

【０１０５】例えば図１に示す無線受信装置の構成にお
いて、受信装置が前記バースト信号の少し前にＯＮとな
る場合を考える。受信信号はバースト状であるので、こ
の前の時間を他のユーザが使用していない時は無信号区
間である。図７でＲＸ２を使用してるとする場合、ＲＸ
１を使用しているユーザがいない場合、その区間は無信
号区間となっている。無信号である場合、可変利得アン
プの利得は最大となる。For example, in the configuration of the radio receiving apparatus shown in FIG. 1, consider a case where the receiving apparatus is turned on shortly before the burst signal. Since the received signal is in a burst form, it is a non-signal section when other users are not using the previous time. If RX2 is used in FIG. 7, RX
When there is no user using 1, the section is a no-signal section. When there is no signal, the gain of the variable gain amplifier becomes maximum.

【０１０６】この状態でバーストが到来すると、利得最
大で受信信号を増幅するため、Ａ／Ｄ変換器の入力は規
定以上となりオーバーフローする。可変利得アンプの制
御幅は通常８０ｄＢ程度であるので、電界強度の大きい
受信信号が入力された場合にはＡ／Ｄ変換器のダイナミ
ックレンジに比べて８０ｄＢ大きな値が入力されること
になる。実際には高周波増幅器ブロック１０４、周波数
変換器１０９、ベースバンドアンプ１１４の各ブロック
で飽和しているので、Ａ／Ｄ変換器の入力では数ｄＢ大
きいだけであるが、これを適正なレベルにしようとする
と、可変利得アンプを８０ｄＢ減衰させなければならな
い。When a burst arrives in this state, the received signal is amplified with the maximum gain, and the input of the A / D converter exceeds the specified value and overflows. Since the control width of the variable gain amplifier is usually about 80 dB, when a received signal with a large electric field strength is input, a value 80 dB larger than the dynamic range of the A / D converter is input. Actually, since it is saturated in each block of the high frequency amplifier block 104, the frequency converter 109, and the baseband amplifier 114, it is only a few dB larger at the input of the A / D converter, but let's set this to an appropriate level. Then, the variable gain amplifier must be attenuated by 80 dB.

【０１０７】この時受信電界強度検出部１１５では入力
レベルが大きいことを検知して、可変利得アンプを減衰
させようとする。このとき基準電圧１１６により与えら
れるリファレンス値は、Ａ／Ｄ変換器での入力の制御目
標値を与えるものであるが、Ａ／Ｄ変換器による量子化
誤差を小さく抑えるためには、Ａ／Ｄ変換器が飽和しな
い最大の入力が得られる値に目標値を置くことが望まし
い。通常マージンをみて、最大入力に対して７０〜８０
％を目標値とする。ここで、Ａ／Ｄ変換器が飽和してい
るので、Ａ／Ｄ変換器は最大値を表すディジタル値が出
力されている。受信電界強度検出部１１５では最大値と
８０％の比較を行いこの差に応じた制御を可変利得アン
プに行う。At this time, the reception electric field strength detection unit 115 detects that the input level is high and tries to attenuate the variable gain amplifier. At this time, the reference value given by the reference voltage 116 gives the control target value of the input in the A / D converter, but in order to suppress the quantization error by the A / D converter to be small, It is desirable to put the target value at a value that will give the maximum input where the converter will not saturate. Looking at the normal margin, 70-80 for the maximum input
% Is the target value. Here, since the A / D converter is saturated, the A / D converter outputs a digital value representing the maximum value. The reception electric field strength detection unit 115 compares the maximum value with 80% and controls the variable gain amplifier according to the difference.

【０１０８】しかし、Ａ／Ｄ変換器の入力でみたレベル
は所定の目標値より８０ｄＢ大きいが、Ａ／Ｄ変換器後
のレベルは目標値に比べて高々1.25倍であり、Ａ／Ｄ変
換器が飽和することにより、目標値との差が抑圧されて
しまう。このため、８０ｄＢのレベル差を補正するため
には非常に長い時間がかかり、１バースト内ではＡＧＣ
は収束せず、数バーストを要してしまうといった問題を
生ずる恐れがある。However, the level seen at the input of the A / D converter is 80 dB higher than the predetermined target value, but the level after the A / D converter is at most 1.25 times the target value, and the A / D converter is at most 1.25 times. Is saturated, the difference from the target value is suppressed. Therefore, it takes a very long time to correct the level difference of 80 dB, and within one burst the AGC
May not converge and may cause a problem of requiring several bursts.

【０１０９】また図１の構成では、通常のバーストが連
続されて来るような通信状態では良好に動作するが、間
欠受信を行った場合に、無信号状態から受信機がＯＮと
なり、次にバーストが到来するため、ＡＧＣの収束に非
常に長い時間を要し、１バースト内でのデータの復調は
不可能であった。そのため、本来必要の無いバースト区
間であらかじめ受信機を数バースト分ＯＮとしてＡＧＣ
引き込みを行うなどの方策が取られていた。しかし、間
欠受信時は受信区間の幅がそのまま電力消費となるた
め、待ち受け時間は必要な区間のみを受信する場合の数
分の１となってしまっていた。The configuration of FIG. 1 operates well in a communication state in which normal bursts continue, but when intermittent reception is performed, the receiver is turned on from the no-signal state, and the next burst Therefore, it took a very long time to converge the AGC, and it was impossible to demodulate the data within one burst. For this reason, the receiver is turned on for a few bursts in advance in an unnecessary burst period and AGC is performed in advance.
Measures such as pulling in were taken. However, during intermittent reception, the width of the reception section consumes power as it is, so the standby time has been reduced to a fraction of that when only the necessary section is received.

【０１１０】本実施例では、この問題を解決するため
に、無信号区間からのバーストの到来に対しても、到来
した１バースト内でＡＧＣ動作を完了し、Ａ／Ｄのダイ
ナミックレンジ内にレベルを引き込み、復調を行い、正
しいデータを出力することを実現し、必要なバーストの
みの受信を実現することで通話時間・待ち受け時間の延
長を図ることが可能な無線受信装置について、図２６を
用いて説明する。In order to solve this problem, the present embodiment completes the AGC operation within one burst that has arrived even when a burst comes from a non-signal section, and sets the level within the dynamic range of A / D. FIG. 26 is used for a wireless reception device capable of extending the call time / standby time by realizing the reception of only the necessary bursts by implementing Explain.

【０１１１】ここで、図２５において、Ａ／Ｄ変換器４
０２４、４０２５は、例えば８ビットの分解能があるも
のとし、可変利得アンプは６ｄＢ刻みで離散的に制御さ
れる。間欠受信の受信区間の数シンボル前に受信機はＯ
Ｎとなる。この時、可変利得アンプは利得制御回路４０
１５により最大利得に設定される。Here, in FIG. 25, the A / D converter 4
024 and 4025 have a resolution of, for example, 8 bits, and the variable gain amplifier is discretely controlled in 6 dB steps. The receiver is set to O several symbols before the reception section of the intermittent reception.
N. At this time, the variable gain amplifier is controlled by the gain control circuit 40.
The maximum gain is set by 15.

【０１１２】利得制御回路では次のような手続により、
可変利得アンプの制御を行う。まず時間を計測するカウ
ンタをリセット（ｔ＝０）とする（ステップ４１０
１）。Ａ／Ｄ変換器がオーバーフローをしているかを観
測する（ステップ４１０２）。また、オーバーフローし
ない場合には、ｔ＝０からのＡ／Ｄ変換器の出力の最大
値（Ａ／Ｄｍａｘ）を観測する（ステップ４１０６）。
オーバーフローの検出はＡ／Ｄ変換器の出力する最大の
ディジタルデータが出現することをもってなされるか、
もしくはＡ／Ｄ変換器にオーバーフロー検出機能をもた
せて、そのフラグが立った時を持ってオーバーフローと
しても良い。In the gain control circuit, the following procedure is used.
Controls the variable gain amplifier. First, the counter for measuring time is reset (t = 0) (step 410).
1). It is observed whether the A / D converter is overflowing (step 4102). If no overflow occurs, the maximum value (A / Dmax) of the output of the A / D converter from t = 0 is observed (step 4106).
Is overflow detected by the appearance of the maximum digital data output from the A / D converter?
Alternatively, the overflow detection function may be provided to the A / D converter so that the overflow may occur when the flag is set.

【０１１３】オーバーフローを検出したならば、可変利
得アンプを４段階（２４ｄＢ）減衰させる（ステップ４
１０３）。可変利得アンプはアナログ回路であるため、
信号が減衰を通知されて減衰を完了し、利得制御回路に
到達するまでの遅延が生ずる。この遅延区間では減衰さ
れた信号の振幅強度が正しく測定できないため、あらか
じめ遅延時間から計算される値によって決定された時間
（ｔ１）区間でオーバーフロー検出回路を止めておく。
もしくは、オーバーフロー検出を利得制御回路で無視す
る。再び時間カウンタをリセット（ｔ＝０）としてオー
バーフロー検出を開始する。When the overflow is detected, the variable gain amplifier is attenuated by four steps (24 dB) (step 4
103). Since the variable gain amplifier is an analog circuit,
There is a delay until the signal is notified of the attenuation and completes the attenuation and reaches the gain control circuit. Since the amplitude intensity of the attenuated signal cannot be measured correctly in this delay section, the overflow detection circuit is stopped in the time (t1) section determined in advance by the value calculated from the delay time.
Alternatively, the overflow control is ignored by the gain control circuit. The time counter is reset again (t = 0) and the overflow detection is started.

【０１１４】この操作を繰り返し、あらかじめ定められ
た時間（ｔ＝ｔ０）の間オーバーフローが検出されなか
った場合にはｔ０時間のなかでのＡ／Ｄ変換器の出力最
大値（Ａ／Ｄｍａｘ）から、可変利得アンプの利得を決
定する。ここでは、理想的にはＡ／Ｄ変換器の最大出力
と比較して０〜ー２４ｄＢの範囲に入っているはずであ
る。Ａ／Ｄ変換器は８ビットであるので、ｔ０区間での
最大値（Ａ／Ｄｍａｘ）を敷居値１０ｈ（１６進コー
ド）・２０ｈ・４０ｈと比較する。それぞれよりも最大
値（Ａ／Ｄｍａｘ）が小さいときには利得を１８ｄｂ・
１２ｄＢ・６ｄＢだけあげる（ステップ４１１０、４１
１１、４１１２）。そしてはじめに戻り、オーバーフロ
ー検出を行う。この動作をバーストが終了するまで行う
（ステップ４１１３）。When this operation is repeated and no overflow is detected for a predetermined time (t = t0), the maximum output value (A / Dmax) of the A / D converter during the time t0 is determined. , Determine the gain of the variable gain amplifier. Here, ideally, it should be in the range of 0 to -24 dB compared with the maximum output of the A / D converter. Since the A / D converter has 8 bits, the maximum value (A / Dmax) in the t0 section is compared with the threshold values 10h (hexadecimal code), 20h, and 40h. When the maximum value (A / Dmax) is smaller than each, the gain is 18db.
Raise only 12 dB and 6 dB (steps 4110, 41
11, 4112). Then, returning to the beginning, overflow detection is performed. This operation is repeated until the burst ends (step 4113).

【０１１５】ここで、オーバーフローを検出した場合に
制御する利得幅はＡ／Ｄ変換器のダイナミックレンジか
ら、Ａ／Ｄ変換器の最大出力から減衰した場合に、Ａ／
Ｄ変換器のダイナミックレンジ内に十分マージンをもっ
て入っている範囲であり、かつ可能な限り限り大きな値
に取る。８ビットの場合には下４ビット程度のところま
でを考えて２４ｄＢとしている。Here, the gain width to be controlled when overflow is detected is A / D converter dynamic range, and A / D converter maximum output A / D converter
It is within the dynamic range of the D converter with a sufficient margin, and the value is set as large as possible. In the case of 8 bits, it is set to 24 dB considering the lower 4 bits.

【０１１６】上記の方法によれば、オーバーフローを検
出して、利得を大きく下げるため、Ａ／Ｄのダイナミッ
クレンジ内に入る時間は極端に短縮される。いったんダ
イナミックレンジ内に入れば、どの程度の利得制御を行
えば最適レベルに到達するかが計算できるため、収束に
それほどの時間を要しない。また、従来はディジタル信
号処理によりもとめたＲＳＳＩから、利得制御幅を求め
ていたため、その計算時間、平均時間、比較時間等から
遅れが生じていたが、本実施例ではＡ／Ｄのオーバーフ
ローの検出により２４ｄＢの利得制御を即座に行うた
め、高速の引き込みが実現できる。According to the above method, since the overflow is detected and the gain is greatly reduced, the time for entering the A / D dynamic range is extremely shortened. Once within the dynamic range, it is possible to calculate how much gain control should be performed to reach the optimum level, so that it does not take so long to converge. Further, in the past, since the gain control width was obtained from the RSSI obtained by digital signal processing, there was a delay in the calculation time, averaging time, comparison time, etc. However, in the present embodiment, detection of A / D overflow is detected. As a result, the gain control of 24 dB is immediately performed, so that high-speed pull-in can be realized.

【０１１７】以上により、８０ｄＢの振幅の大きな入力
がＡ／Ｄにあろうとも、たかだか可変利得アンプからの
遅延量ｄの４倍程度の時間で最適な入力レベルとする事
が可能となる。遅延量ｄは通常１〜数μｓｅｃ程度であ
るため、数１０〜数１００ｋＨｚの伝送速度の通信にお
いては、ほとんど数シンボル〜十数シンボルでＡＧＣの
初期引き込み動作を完了することが可能であり、これに
より間欠受信時の様に無信号状態からの受信バーストの
到来においても、１バーストの先頭部分でＡＧＣ初期動
作を完了させ、それ以降の信号を正常に復調し、データ
を出力することが可能となる。この様な間欠受信時には
通常先頭からの十数シンボルは同期用のプリアンブル信
号が配置されているため、データの受け渡しには何等影
響を与えない。As described above, even if an input with a large amplitude of 80 dB is in A / D, it is possible to obtain an optimum input level in a time of about 4 times the delay amount d from the variable gain amplifier. Since the delay amount d is usually about 1 to several μsec, it is possible to complete the initial pull-in operation of the AGC with almost several symbols to several tens of symbols in the communication at the transmission rate of several tens to several 100 kHz. Therefore, even when a reception burst arrives from a no-signal state as in the case of intermittent reception, it is possible to complete the AGC initial operation at the beginning of one burst, demodulate subsequent signals normally, and output data. Become. At the time of such intermittent reception, the preamble signal for synchronization is usually arranged in the dozens of symbols from the beginning, so that there is no effect on the data transfer.

【０１１８】本実施例では、オーバーフローから減衰す
る場合には、その減衰量を大きくし、一定時間オーバー
フローしないことで、Ａ／Ｄのダイナミックレンジ内に
入ったと認識した後には、小さい幅で利得を上げること
で、高速であり、精度の良いＡＧＣを実現している。In the present embodiment, in the case of attenuation from overflow, the attenuation amount is increased and the overflow does not occur for a certain period of time. After recognizing that it is within the dynamic range of A / D, the gain is reduced with a small width. By increasing the speed, high-speed and accurate AGC is realized.

【０１１９】上記の例では、可変利得アンプの制御幅を
離散的にしていたが、利得をあげる場合の幅は連続的に
しても、同様に高速な動作が可能である。In the above example, the control width of the variable gain amplifier is discrete. However, even when the gain is increased, the width can be made continuous, and similarly high speed operation is possible.

【０１２０】図２７に無線受信装置の他の実施例を示
す。ここでは前述のＡ／Ｄ変換器のオーバーフローによ
る制御を４２０１により行う。Ａ／Ｄ変換器のオーバー
フローによるＡＧＣ動作で適正範囲にレベルが調整され
ると、正常なデータが出力される。それによりＴＤＭＡ
同期等の諸同期が確立される。Ａ／Ｄ変換器のオーバー
フローによるＡＧＣは、いったんオーバーフローが検出
されると２４ｄＢも減衰させてしまうため、通常の連続
バーストでは図１に示した方法に比べ不安定である。ま
たＡ／Ｄ変換器の出力をそのまま行うのではなく、フィ
ルタ４２０３を通した信号に対してＲＳＳＩ検出を行っ
たほうが安定度は増す。ＴＤＭＡ同期が確立したことを
もって、正常なレベルにあると判断し、制御の幅は遅く
遅延も存在するが安定である第２の利得制御回路４２０
２への切り換えを行う。このことで、受信信号復調時も
安定したＡＧＣ回路を実現することが可能となり、間欠
受信時の受信誤り率を格段に向上させることが可能であ
る。図２７（ｂ）は第２の利得制御回路４２０２の詳細
の構成を示しており、受信信号の包絡線を求め、包絡線
振幅値と基準値（Ｒｅｆ）の差を求め、時間平均を求め
て制御幅を決定する。FIG. 27 shows another embodiment of the radio receiver. Here, the control by the overflow of the A / D converter is performed by 4201. When the level is adjusted to an appropriate range by the AGC operation due to the overflow of the A / D converter, normal data is output. Thereby TDMA
Various synchronizations such as synchronization are established. The AGC caused by the overflow of the A / D converter is attenuated by 24 dB once the overflow is detected, so that it is more unstable in the normal continuous burst than the method shown in FIG. Further, the stability is improved when the RSSI detection is performed on the signal that has passed through the filter 4203, instead of directly outputting the output of the A / D converter. The second gain control circuit 420, which is stable because TDMA synchronization is established, is judged to be in a normal level and the control width is slow and delay is present.
Switch to 2. As a result, it is possible to realize a stable AGC circuit even during demodulation of the received signal, and it is possible to significantly improve the reception error rate during intermittent reception. FIG. 27B shows the detailed configuration of the second gain control circuit 4202. The envelope of the received signal is obtained, the difference between the envelope amplitude value and the reference value (Ref) is obtained, and the time average is obtained. Determine the control width.

【０１２１】図２８に無線受信装置の他の実施例を示
す。ここではディジタル信号処理により周波数自動制御
（ＡＦＣ）を行う受信機への適用を述べる。本実施例で
は復調器４３０２の出力からＡＦＣをかける構成として
いる。ディジタル信号処理によるＡＦＣは、Ａ／Ｄ変換
器から入力されるディジタル信号から周波数制御幅を求
めるのであるが、ＡＧＣが収束していない区間でＡＦＣ
動作を行うと誤動作をする確率が非常に高くなる。無信
号の時にはＡＦＣ動作は停止していることが望ましい。
本実施例では、初期状態ではＡＦＣは停止して、以前通
信した時点の制御周波数か、またはデホルトとして定め
られている制御周波数とする。図２８と同様に、Ａ／Ｄ
変換器のオーバーフローによるＡＧＣ動作を行い、ＴＤ
ＭＡ同期確立をもって、Ａ／Ｄ変換器への入力が適正な
レベルであると判断し、ＡＦＣ動作を開始する。このよ
うな動作によれば、ＡＦＣの誤動作を防止することが可
能であり、安定した高品質の通信を行うことが可能とな
る。FIG. 28 shows another embodiment of the radio receiving apparatus. Here, application to a receiver that performs automatic frequency control (AFC) by digital signal processing will be described. In this embodiment, AFC is applied from the output of the demodulator 4302. In AFC by digital signal processing, the frequency control width is calculated from the digital signal input from the A / D converter, but AFC is performed in the section where AGC is not converged.
When an operation is performed, the probability of a malfunction becomes extremely high. It is desirable that the AFC operation is stopped when there is no signal.
In the present embodiment, the AFC is stopped in the initial state, and the control frequency at the time of previous communication or the control frequency defined as the default is set. Similar to FIG. 28, A / D
Performs AGC operation due to converter overflow, and
Upon establishment of MA synchronization, it is determined that the input to the A / D converter is at an appropriate level, and the AFC operation is started. According to such an operation, it is possible to prevent a malfunction of the AFC, and it is possible to perform stable and high quality communication.

【０１２２】[0122]

【発明の効果】本発明によれば急激な入力振幅の変動が
あった場合にも、ダイナミックレンジを損なうことな
く、高速に可変利得制御を行なうことが可能となる。According to the present invention, variable gain control can be performed at high speed without impairing the dynamic range even when there is a sudden change in the input amplitude.

【図面の簡単な説明】[Brief description of drawings]

【図１】 本発明による無線受信装置を説明するための
図。FIG. 1 is a diagram for explaining a wireless reception device according to the present invention.

【図２】 デジタル信号で利得制御を行なう無線受信装
置の構成を示す図。FIG. 2 is a diagram showing a configuration of a wireless reception device that performs gain control with a digital signal.

【図３】 周波数変換器の実現方法の一例を示す図。FIG. 3 is a diagram showing an example of a method of realizing a frequency converter.

【図４】 高速フェージングを説明するための図。FIG. 4 is a diagram for explaining fast fading.

【図５】 低速フェージングを説明するための図。FIG. 5 is a diagram for explaining low speed fading.

【図６】 受信レベルダイアを説明するための図。FIG. 6 is a diagram for explaining a reception level diagram.

【図７】 受信フレーム、スロット構成を説明するため
の図。FIG. 7 is a diagram for explaining a received frame and slot configuration.

【図８】 受信電界強度の算出法を説明するための図。FIG. 8 is a diagram for explaining a method of calculating a received electric field strength.

【図９】 受信モードの初期設定法を説明するための
図。FIG. 9 is a diagram for explaining an initial setting method of a reception mode.

【図１０】 空きチャネルサーチを説明するための図。FIG. 10 is a diagram for explaining empty channel search.

【図１１】 受信モードの設定方法を説明するための
図。FIG. 11 is a diagram for explaining a method of setting a reception mode.

【図１２】 スロット構成を説明するための図。FIG. 12 is a diagram for explaining a slot configuration.

【図１３】 他の受信モードの設定方法を説明するため
の図。FIG. 13 is a diagram for explaining another receiving mode setting method.

【図１４】 受信部利得を調整した時の受信レベルダイ
アを説明するための図。FIG. 14 is a diagram for explaining a reception level diagram when the reception unit gain is adjusted.

【図１５】 受信部の利得調整法を説明するための図。FIG. 15 is a diagram for explaining a gain adjusting method of a receiving unit.

【図１６】 他の受信モードの設定法を説明するための
図。FIG. 16 is a diagram for explaining another method of setting the reception mode.

【図１７】 本発明のＡＧＣ増幅器の構成を示す図。FIG. 17 is a diagram showing a configuration of an AGC amplifier of the present invention.

【図１８】 従来用いられていたベースバンドでのレベ
ル検出回路の構成を示す図。FIG. 18 is a diagram showing a configuration of a conventional baseband level detection circuit.

【図１９】 新たなレベル検出回路を付加した無線受信
装置の構成を示す図。FIG. 19 is a diagram showing a configuration of a wireless reception device to which a new level detection circuit is added.

【図２０】 新たなレベル検出回路を付加した無線受信
装置の第２の構成を示す図。FIG. 20 is a diagram showing a second configuration of the wireless reception device to which a new level detection circuit is added.

【図２１】 新たなレベル検出回路の動作を説明するた
めの図。FIG. 21 is a diagram for explaining the operation of a new level detection circuit.

【図２２】 新たなベースバンド遅延検波回路の構成を
示す。FIG. 22 shows a configuration of a new baseband differential detection circuit.

【図２３】 新たなＡＧＣ回路を用いた無線受信装置の
構成例を示す図。FIG. 23 is a diagram showing a configuration example of a wireless reception device using a new AGC circuit.

【図２４】 新たなレベル検出回路を付加した無線受信
装置の第３の構成を示す図。FIG. 24 is a diagram showing a third configuration of the wireless reception device to which a new level detection circuit is added.

【図２５】 別の利得制御方式による無線受信装置の構
成を示す図。FIG. 25 is a diagram showing a configuration of a wireless reception device according to another gain control method.

【図２６】 別の利得制御方法の制御手続を示す図。FIG. 26 is a diagram showing a control procedure of another gain control method.

【図２７】 別の利得制御方式による無線受信装置の構
成を示す図。FIG. 27 is a diagram showing a configuration of a wireless reception device according to another gain control method.

【図２８】 別の利得制御方式による無線受信装置の構
成を示す図。FIG. 28 is a diagram showing a configuration of a wireless reception device according to another gain control method.

【図２９】 従来の直接変換受信機の動作原理を説明す
るための図。FIG. 29 is a diagram for explaining the operation principle of a conventional direct conversion receiver.

【図３０】 高周波増幅器による利得制御方式を説明す
るための図。FIG. 30 is a diagram for explaining a gain control method using a high frequency amplifier.

【図３１】 高周波増幅器、ベースバンドアンプによる
利得制御方式を説明するための図。FIG. 31 is a diagram for explaining a gain control method using a high frequency amplifier and a baseband amplifier.

【図３２】 デジタル信号処理による利得制御方式を説
明するための図。FIG. 32 is a diagram for explaining a gain control method by digital signal processing.

【図３３】 リミタによる利得制御方式を説明するため
の図。FIG. 33 is a diagram for explaining a gain control method using a limiter.

【符号の説明】[Explanation of symbols]

１０１…受信アンテナ、 １０２…初段の高周波増幅器 １０３…後段の高周波増幅器、１０４…高周波増幅器ブ
ロック １０５…ローカル発振器、１０６…π/2移相器 １０７、１０８…周波数変換器、１０９…周波数変換器
対、 １１０、１１１…ベースバンドフィルタ １１２、１１３…ベースバンドアンプ １１４…ベースバンドアンプ対、１１５…受信電界強度
検出・比較回路 １１６…基準電圧、１１７…検波器 １１８…復調信号、１１９…ＩＱ信号 １２０…ベースバンドアンプへの利得制御信号 １２１…周波数変換器への利得制御信号 １２２…高周波増幅器への利得制御信号、１２３…利得
制御信号 １２４、１２５…Ａ／Ｄコンバータ、２０１…受信アン
テナ ２０２…ＲＦフィルタ、２０３…高周波増幅器 ２０４…周波数変換器、２０５…π/2移相器 ２０６、２０７…ローカル発振器、２０８、２０９…Ａ
Ｃカップル ２１０、２１１…ローパスフィルタ、２１２、２１３…
ベースバンドアンプ ２１４…検波器、３０１…受信アンテナ ３０２…高周波増幅器、３０３…ＲＦフィルタ ３０４、３１２…周波数変換器、３０５、３１３…ロー
カル発振器 ３０６…中間周波数（チャネル選択）フィルタ、３０７
…ＡＧＣアンプ ３０８…電圧検出・比較回路、３０９…基準電圧 ３１０…復調回路、３１１…ＡＧＣ制御信号 ４０１…受信アンテナ、４０２…高周波増幅器 ４０３、４０４…周波数変換器、４０５…ローカル発振
器 ４０６…π/2移相器、４０７、４０８…Ａ／Ｄ変換器 ４０９、４１０…チャネル選択フィルタ ４１１…ディジタル利得制御・検波部、４１２…ディジ
タル信号処理部 ５０１…受信アンテナ、５０２…高周波増幅器 ５０３、５０４…直交復調用周波数変換器、５０５、５
１１…ローカル発振器 ５０６、５１２…π/2移相器、 ５０７、５０８…ベースバンドチャネル選択フィルタ ５０９、５１０…直交変調用周波数変換器、５１３…加
算器 ５１４…リミタ、５１５…復調器 ６０１…受信アンテナ、６０２…高周波増幅器 ６０３、６０４…直交復調用周波数変換器、６０５…ロ
ーカル発振器 ６０６…π/2移相器、６０７、６０８…ベースバンドチ
ャネル選択フィルタ ６０９、６１０…ベースバンドアンプ、６１１、６１２
…Ａ／Ｄ変換器 ６１３…ディジタル利得制御・検波部、６１４…利得制
御信号 ７０１…受信アンテナ、７０２…高周波増幅器 ７０３、７０４…直交復調用周波数変換器、７０５…ロ
ーカル発振器 ７０６…π/2移相器、７０７、７０８…ベースバンドチ
ャネル選択フィルタ ７０９、７１０…ベースバンドアンプ、７１１、７１２
…Ａ／Ｄ変換器 ７１３…ディジタル利得制御・検波部 ７１４…ベースバンドアンプへの利得制御信号 ７１５…高周波増幅器への利得制御信号 １４０１、１４０２…周波数変換器、１４０３…周波数
変換器対 １４０４…増幅器、１４０５…ローカル発振器 １４０６…飽和部分、１４０７…線形部分 １４０８…利得制御信号、１４０９…制御回路 １５０１、１５０６…フレーム、１５０２、１５０７…
スロット １５０３、１５０８…所望受信スロット １５０４、１５０９…後続の受信スロット １５０５、１５１０…その他全部のスロット １６０１…所望受信スロット、１６０２…先行する受信
スロット １６０３…後続の受信スロット、１６０４、１６０５…
ガードタイム １６０６…スタートシンボル、１６０７…プリアンブル １６０８…識別ワード、1 ６０９…情報信号 １７０１…高速フェージング時の受信電界強度 １７０２…１スロット長、１７０３、１７０４…所望受
信スロット １７０５…１フレーム長 １８０１…低速フェージング時の受信電界強度 １８０２…１スロット長、１８０３、１８０４…所望受
信スロット １８０５…１フレーム長 ２００１、２１０１…受信アンテナ、２００２、２１０
２…高周波増幅器 ２００３、２１０３…周波数変換器 ２００４、２１０４…ベースバンドアンプ ２００５、２１０５…Ａ／Ｄ変換器 ２００６…受信入力レベル、２００７…高周波増幅器の
利得 ２００８…周波数変換器の利得、２００９…ベースバン
ドアンプの利得 ２０１０…ベースバンドアンプの出力レベル（Ａ／Ｄ変
換器入力レベル） ２１０６…利得調整前のベースバンドアンプ出力（Ａ／
Ｄ変換器入力）レベル ２１０７…利得調整後のベースバンドアンプ出力（Ａ／
Ｄ変換器入力）レベル ２１０８…利得調整前の受信レベルダイア ２１０９…利得調整後の受信レベルダイア ２１１０…Ａ／Ｄ変換器の入力範囲、２１１１…Ａ／Ｄ
変換器の入力上限 ２１１２…Ａ／Ｄ変換器の入力下限 ３００１…無線受信部、３００２、３００３…ＡＤコン
バータ ３００４…検波器、３００５…判定回路 ３００６…位相検出回路、３００７…レベル検出回路 ３０１１、３０１２…サンプリング回路、３０１３…位
相検出回路 ３０１４…回転変換器 ３１０１、３１０２…Ａ／Ｄ変換器、３１０３、３１０
４…遅延器 ３１０６…加算器、３１０７…減算器 ３２００〜３２０３…検波出力をシンボルレートでサン
プリングした点 ３３０１、３３０２…ベースバンドアンプ ３３０３、３３０４…ＡＤコンバータ、３３０５…遅延
検波回路 ３３０６、３３０７…サンプリング回路、３３０８…判
定回路、 ３３０９…レベル検出回路、３３１０…差分回路 ３３１１…積分回路、３３１２…変換回路 ３５０１、３５０２…Ａ／Ｄ変換器、３５０３…遅延検
波回路 ３５０４…判定回路、シリアルパラレル変換部 ３５０５〜３５０８…サンプリング回路 ３５０９、３５１０…絶対値変換回路、３５１１…加算
器 ３５１２…定数乗算器 ４００１…受信アンテナ部、４００４…高周波増幅器 ４００５…ローカル発信器、４００６…π／２移相器 ４００７、４００８…周波数変換器、４００９…周波数
変換器対 ４０１０、４０１１…ベースバンドフィルタ ４０１２、４０１３…ベースバンドアンプ、４０１４…
ベースバンドアンプ対 ４１２４、４１２５…Ａ／Ｄ変換器、４０１７…復調器
（検波器） ４０１８…復調データ、４０１９…ベースバンドディジ
タル信号 ４０１５…利得制御回路、４２０３…ディジタルフィル
タ ４２１０…Ａ／Ｄオーバーフロー検出による利得制御回
路 ４２０２…ＲＳＳＩによる利得制御回路 ４３０１…ＡＦＣ制御回路 ４３０２…復調器（検波器）101 ... Receiving antenna, 102 ... First stage high frequency amplifier 103 ... Second stage high frequency amplifier, 104 ... High frequency amplifier block 105 ... Local oscillator, 106 ... π / 2 phase shifter 107, 108 ... Frequency converter, 109 ... Frequency converter pair , 110, 111 ... Baseband filters 112, 113 ... Baseband amplifier 114 ... Baseband amplifier pair, 115 ... Received electric field strength detection / comparison circuit 116 ... Reference voltage 117 ... Detector 118 ... Demodulated signal 119 ... IQ signal 120 ... gain control signal 121 to baseband amplifier ... gain control signal 122 to frequency converter ... gain control signal to high frequency amplifier 123 ... gain control signals 124, 125 ... A / D converter, 201 ... reception antenna 202 ... RF Filter, 203 ... High frequency amplifier 204 ... Frequency converter, 205 ... π / 2 shift Phaser 206, 207 ... Local oscillator, 208, 209 ... A
C couple 210, 211 ... Low-pass filter, 212, 213 ...
Base band amplifier 214 ... Detector 301 ... Receiving antenna 302 ... High frequency amplifier, 303 ... RF filter 304, 312 ... Frequency converter, 305, 313 ... Local oscillator 306 ... Intermediate frequency (channel selection) filter, 307
... AGC amplifier 308 ... Voltage detection / comparison circuit, 309 ... Reference voltage 310 ... Demodulation circuit, 311 ... AGC control signal 401 ... Receiving antenna, 402 ... High frequency amplifier 403, 404 ... Frequency converter, 405 ... Local oscillator 406 ... π / 2 phase shifter, 407, 408 ... A / D converter 409, 410 ... Channel selection filter 411 ... Digital gain control / detection unit, 412 ... Digital signal processing unit 501 ... Receiving antenna, 502 ... High frequency amplifiers 503, 504 ... Quadrature Frequency converter for demodulation, 505, 5
11 ... Local oscillator 506, 512 ... π / 2 phase shifter, 507, 508 ... Baseband channel selection filter 509, 510 ... Quadrature modulation frequency converter, 513 ... Adder 514 ... Limiter, 515 ... Demodulator 601 ... Reception Antenna, 602 ... High frequency amplifiers 603, 604 ... Quadrature demodulation frequency converter, 605 ... Local oscillator 606 ... π / 2 phase shifter, 607, 608 ... Baseband channel selection filters 609, 610 ... Baseband amplifiers, 611, 612
... A / D converter 613 ... Digital gain control / detection unit, 614 ... Gain control signal 701 ... Receiving antenna, 702 ... High frequency amplifiers 703, 704 ... Quadrature demodulation frequency converter, 705 ... Local oscillator 706 ... π / 2 shift Phaser, 707, 708 ... Baseband channel selection filter 709, 710 ... Baseband amplifier, 711, 712
A / D converter 713 Digital gain control / detection unit 714 Gain control signal 715 to baseband amplifier Gain control signal 1401 to high frequency amplifier 1402 140 Frequency converter 1403 Frequency converter pair 1404 Amplifier , 1405 ... Local oscillator 1406 ... Saturation part, 1407 ... Linear part 1408 ... Gain control signal, 1409 ... Control circuit 1501, 1506 ... Frame, 1502, 1507 ...
Slots 1503, 1508 ... Desired reception slots 1504, 1509 ... Subsequent reception slots 1505, 1510 ... All other slots 1601 ... Desired reception slots, 1602 ... Preceding reception slots 1603 ... Subsequent reception slots, 1604, 1605 ...
Guard time 1606 ... Start symbol, 1607 ... Preamble 1608 ... Identification word, 1609 ... Information signal 1701 ... Received field strength 1702 at high speed fading ... 1 slot length, 1703, 1704 ... Desired reception slot 1705 ... 1 frame length 1801 ... Low speed Received electric field strength during fading 1802 ... 1 slot length, 1803, 1804 ... Desired receive slot 1805 ... 1 frame length 2001, 2101 ... Receiving antenna, 2002, 210
2 ... High frequency amplifier 2003, 2103 ... Frequency converter 2004, 2104 ... Base band amplifier 2005, 2105 ... A / D converter 2006 ... Reception input level, 2007 ... Gain of high frequency amplifier 2008 ... Gain of frequency converter, 2009 ... Base Band amplifier gain 2010 ... Baseband amplifier output level (A / D converter input level) 2106 ... Baseband amplifier output before gain adjustment (A /
D converter input) Level 2107 ... Baseband amplifier output after gain adjustment (A /
D converter input) level 2108 ... reception level diagram before gain adjustment 2109 ... reception level diagram after gain adjustment 2110 ... A / D converter input range, 2111 ... A / D
Input upper limit of converter 2112 ... Input lower limit of A / D converter 3001 ... Radio receiver, 3002, 3003 ... AD converter 3004 ... Detector, 3005 ... Judgment circuit 3006 ... Phase detection circuit, 3007 ... Level detection circuits 3011, 3012 ... Sampling circuit, 3013 ... Phase detection circuit 3014 ... Rotation converters 3101, 3102 ... A / D converters, 3103, 310
4 ... Delay device 3106 ... Adder 3107 ... Subtractor 3200 to 3203 ... Point 3301 3302 ... Baseband amplifier 3303 3304 ... AD converter 3305 ... Delay detection circuit 3306, 3307 ... Sampling Circuits 3308 ... Judgment circuit, 3309 ... Level detection circuit, 3310 ... Difference circuit 3311 ... Integrator circuit, 3312 ... Conversion circuit 3501, 3502 ... A / D converter, 3503 ... Delay detection circuit 3504 ... Judgment circuit, serial-parallel conversion unit 3505 to 3508 ... Sampling circuits 3509, 3510 ... Absolute value conversion circuit, 3511 ... Adder 3512 ... Constant multiplier 4001 ... Receiving antenna section 4004 ... High frequency amplifier 4005 ... Local oscillator, 4006 ... π / 2 phase shifter 4007, 4008 ... Wavenumber converter, 4009 ... frequency transducer pairs 4010 and 4011 ... baseband filters 4012,4013 ... baseband amplifier, 4014 ...
Baseband amplifier pair 4124, 4125 ... A / D converter, 4017 ... Demodulator (detector) 4018 ... Demodulated data, 4019 ... Baseband digital signal 4015 ... Gain control circuit, 4203 ... Digital filter 4210 ... A / D overflow detection Gain control circuit 4202 ... Gain control circuit 4301 by RSSI ... AFC control circuit 4302 ... Demodulator (detector)

フロントページの続き (56)参考文献 特開 昭63−169830（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.⁷，ＤＢ名) H04B 1/30 H04B 1/16 H04L 27/14 H04L 27/22 Continuation of front page (56) Reference JP-A-63-169830 (JP, A) (58) Fields investigated (Int.Cl. ⁷ , DB name) H04B 1/30 H04B 1/16 H04L 27/14 H04L 27 /twenty two

Claims (11)

(57)【特許請求の範囲】(57) [Claims] 【請求項１】 デジタル、アナログ信号で変調された高
周波信号を受信し増幅するための増幅手段と、前記高周
波信号の中心周波数とほぼ等しい周波数の基準信号を発
生する基準信号発生手段と、前記基準信号から相互に位
相が直交する第１、第２の基準信号を発生させる移相手
段と、前記増幅手段の出力信号と前記第１、第２の基準
信号とにより周波数変換する周波数変換手段と、前記周
波数変換手段の出力信号から不要周波数成分を除去して
所望信号を増幅するベースバンド処理手段と、そのベー
スバンド処理手段の出力信号を復調する復調手段とを有
する無線受信装置において、 前記高周波信号の電界強度を測定する電界強度測定手段
を備え、高周波信号の電界強度に応じて、前記増幅手
段、前記周波数変換手段及び前記ベースバンド処理手段
の信号増幅率を変化させることを特徴とする無線受信装
置。1. An amplifying means for receiving and amplifying a high frequency signal modulated by a digital or analog signal, a reference signal generating means for generating a reference signal having a frequency substantially equal to a center frequency of the high frequency signal, and the reference. Phase shifting means for generating first and second reference signals whose phases are orthogonal to each other from the signal, and frequency converting means for performing frequency conversion by the output signal of the amplifying means and the first and second reference signals, A radio receiving apparatus comprising: a baseband processing unit that removes an unnecessary frequency component from an output signal of the frequency conversion unit to amplify a desired signal; and a demodulation unit that demodulates an output signal of the baseband processing unit. Field intensity measuring means for measuring the electric field intensity of, and the amplifying means, the frequency converting means and the baseband according to the electric field intensity of the high frequency signal. Radio receiving apparatus characterized by changing the signal amplification factor of the physical means. 【請求項２】 ディジタルもしくはアナログ信号で変調
された高周波信号を伝送する無線通信システムにおい
て、前記高周波信号を増幅するための１つもしくは複数
の高周波増幅器と、前記高周波信号の中心周波数とほぼ
等しい周波数の基準信号を発生するローカル発振器と、
前記ローカル発振器からの基準信号から、位相が相互に
直交する第１及び第２の基準信号を得るための移相手段
と、前記高周波信号と、前記ローカル発振器からの第１
及び第２の基準信号とをそれぞれ乗算し、第１および第
２のべースバンド信号を得るための第１及び第２の周波
数変換器と、前記周波数変換器出力を入力信号とし、前
記入力信号に利得を与える第１及び第２の利得可変のベ
ースバンド回路と、前記ベースバンド回路の出力信号を
復調するための復調器と、受信信号の電界強度を測定す
る受信電界強度測定回路とを供えた受信機において、 前記高周波増幅器と前記周波数変換器のうちの少なくと
も１つは利得を可変とする機能を備えており、前記受信
電界強度測定回路によって測定された受信電界強度に基
づき生成される制御信号によって、少なくとも前記ベー
スバンド回路の利得と、高周波増幅器と前記周波数変換
器のうちの少なくとも１つのは利得を可変とする手段を
備えていることを特徴とする無線受信装置。2. In a wireless communication system for transmitting a high frequency signal modulated by a digital or analog signal, one or a plurality of high frequency amplifiers for amplifying the high frequency signal, and a frequency substantially equal to a center frequency of the high frequency signal. A local oscillator for generating the reference signal of
Phase shift means for obtaining first and second reference signals whose phases are mutually orthogonal from the reference signal from the local oscillator, the high frequency signal, and the first signal from the local oscillator.
And a second reference signal, respectively, to obtain first and second baseband signals, first and second frequency converters, and the output of the frequency converter as an input signal. A first and a second variable gain baseband circuit for giving a gain, a demodulator for demodulating an output signal of the baseband circuit, and a received electric field strength measuring circuit for measuring an electric field strength of a received signal are provided. In the receiver, at least one of the high-frequency amplifier and the frequency converter has a variable gain function, and a control signal generated based on the received electric field strength measured by the received electric field strength measuring circuit. Therefore, at least the gain of the baseband circuit and at least one of the high frequency amplifier and the frequency converter are provided with means for varying the gain. Wireless receiver to collect. 【請求項３】 前記複数の高周波増幅器は、初段の固定
利得増幅器と、その後段の１つもしくは複数の可変利得
増幅器からなることを特徴とする請求項２記載の無線受
信装置。3. The radio receiving apparatus according to claim 2, wherein the plurality of high frequency amplifiers include a fixed gain amplifier at a first stage and one or more variable gain amplifiers at a subsequent stage. 【請求項４】 前記ベースバンド回路の利得は、受信電
界強度測定回路によって測定された受信電界強度に基づ
き生成される制御信号によって、連続的に可変となるこ
とをと特徴とする請求項２または３記載の無線受信装
置。4. The gain of the baseband circuit is continuously variable by a control signal generated based on the received electric field strength measured by the received electric field strength measuring circuit. 3. The wireless receiver according to item 3. 【請求項５】 前記受信電力測定回路によって測定され
た受信電界強度に基づき生成される制御信号によって、
高周波増幅器と周波数変換器の利得をステップ的に可変
とし、ベースバンド回路の利得を連続的に可変とする手
段を備えていることを特徴とする請求項２記載の無線受
信装置。5. A control signal generated based on the received electric field strength measured by the received power measuring circuit,
3. The radio receiver according to claim 2, further comprising means for changing the gains of the high frequency amplifier and the frequency converter stepwise, and continuously changing the gain of the baseband circuit. 【請求項６】 前記可変利得のブロックを、連続的に利
得が変化する可変利得ブロックと、ステップ的に利得が
変化する可変利得ブロックとに分け、１つの受信スロッ
ト内では、前記ステップ的に利得が変化する可変利得ブ
ロックは利得を一定に保ち、連続的に利得が変化する可
変利得ブロックは利得を変化させることを特徴とする請
求項２記載の無線受信装置。 6. The variable gain block is divided into a variable gain block whose gain is continuously changed and a variable gain block whose gain is changed stepwise, and the gain is changed stepwise in one receiving slot. variable gain block keeps the gain constant, radio receiving equipment according to claim 2, wherein a variable gain block continuously gain is changed, characterized in that changing the gain but varying. 【請求項７】 前記受信電界強度測定回路によって測定
された受信電界強度に基づき生成される制御信号によっ
て、高周波増幅器と周波数変換器とベースバンド回路の
利得をステップ的に可変とする手段を備えていることを
特徴とする請求項２記載の無線受信装置。7. A means for varying the gains of a high frequency amplifier, a frequency converter and a baseband circuit stepwise by a control signal generated based on the received electric field strength measured by the received electric field strength measuring circuit . The radio receiver according to claim 2, wherein the radio receiver is provided. 【請求項８】 前記高周波増幅器と周波数変換器とベー
スバンド回路の各段の利得の組み合わせによって、あら
かじめ幾つかの受信モードを用意しておき、受信電界強
度測定回路によって測定された受信電界強度の値に基づ
いて、前記受信モードの中から最適な受信モードを選択
し、高周波増幅器、周波数変換器、ベースバンド回路の
各段の利得の設定を行うことを特徴とする請求項７記載
の無線受信装置。8. A plurality of reception modes are prepared in advance by combining the gains of the respective stages of the high frequency amplifier, the frequency converter and the baseband circuit, and the reception electric field strength measured by the reception electric field strength measuring circuit is measured. The radio reception according to claim 7, wherein an optimum reception mode is selected from the reception modes based on the value, and the gain of each stage of the high frequency amplifier, the frequency converter, and the baseband circuit is set. apparatus. 【請求項９】 受信機の利得設定を請求項８における受
信モードの設定によって粗く行った後、受信電界強度の
値に基づいてより細かく行うことを特徴とする請求項８
記載の無線受信装置。 9. After roughened by setting the receive mode the gain setting of the receiver in claim 8, claim and performing more finely based on the value of received electric field intensity 8
Radio reception equipment described. 【請求項１０】 受信機の利得設定を所望受信スロット
の前までに行い、所望受信スロットを受信している間
は、設定された利得を一定に保つことを特徴とする請求
項７、８または９記載の無線受信装置。10. The receiver gain setting is performed before the desired receiving slot, and the set gain is kept constant while the desired receiving slot is being received. 9. The wireless receiver according to item 9. 【請求項１１】 ＴＤＭＡシステムの、自局以外に割り
当てられた受信スロットが空き状態であるか否かを判断
する際に、仕様で定められた電界強度の信号を受信でき
る状態の受信モードに受信部の利得を初期設定した後、
前記自局以外に割り当てられた受信スロットの電界強度
検出を行うことを特徴とする請求項７記載の無線受信装
置。11. A reception mode of a TDMA system in which a signal having a field strength defined by a specification can be received when determining whether or not a reception slot assigned to a station other than its own station is idle. After initializing the unit gain,
The radio reception device according to claim 7, wherein the electric field strength of a reception slot assigned to a station other than the own station is detected.