JP3453724B2 - 角速度検出装置 - Google Patents
角速度検出装置Info
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- G01C—MEASURING DISTANCES, LEVELS OR BEARINGS; SURVEYING; NAVIGATION; GYROSCOPIC INSTRUMENTS; PHOTOGRAMMETRY OR VIDEOGRAMMETRY
- G01C19/00—Gyroscopes; Turn-sensitive devices using vibrating masses; Turn-sensitive devices without moving masses; Measuring angular rate using gyroscopic effects
- G01C19/56—Turn-sensitive devices using vibrating masses, e.g. vibratory angular rate sensors based on Coriolis forces
- G01C19/567—Turn-sensitive devices using vibrating masses, e.g. vibratory angular rate sensors based on Coriolis forces using the phase shift of a vibration node or antinode
- G01C19/5691—Turn-sensitive devices using vibrating masses, e.g. vibratory angular rate sensors based on Coriolis forces using the phase shift of a vibration node or antinode of essentially three-dimensional vibrators, e.g. wine glass-type vibrators
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Description
【0001】
【産業上の利用分野】本発明は振動子を用いた角速度検
出装置に関する。
出装置に関する。
【0002】
【従来の技術】例えば、振動子を用いて回転角速度を検
出する装置に関する技術が、特開平5−240649号
公報,特開平5−288555号公報,および英国特許
出願公報GB2266149Aに開示されている。
出する装置に関する技術が、特開平5−240649号
公報,特開平5−288555号公報,および英国特許
出願公報GB2266149Aに開示されている。
【0003】上記のような回転角速度を検出する装置に
おいては、圧電素子などの振動子をそれの固有振動数と
一致する周波数で振動するように共振点で駆動し、振動
子の駆動用端子の信号と検出用端子の信号との位相差を
測定して角速度を検出するようになっている。
おいては、圧電素子などの振動子をそれの固有振動数と
一致する周波数で振動するように共振点で駆動し、振動
子の駆動用端子の信号と検出用端子の信号との位相差を
測定して角速度を検出するようになっている。
【0004】ところで、振動子の固有振動数は、周囲温
度などの影響によって変動する。従って、温度変化の生
じる環境において一定の周波数で振動子を駆動する場合
には、振動子の振動状態を共振点に維持できない。振動
子の振動状態が共振点からずれると、振動の振幅が変動
したり、位相差と角速度との関係に誤差が生じる。
度などの影響によって変動する。従って、温度変化の生
じる環境において一定の周波数で振動子を駆動する場合
には、振動子の振動状態を共振点に維持できない。振動
子の振動状態が共振点からずれると、振動の振幅が変動
したり、位相差と角速度との関係に誤差が生じる。
【0005】そこで例えば英国特許出願公報GB226
6149Aにおいては、PLL(位相同期ル−プ)回路
を用いて、振動子の振動状態を共振点に維持するように
制御している。即ち、振動子の駆動電圧印加端子の信号
と、振動子の帰環電圧取出端子の信号との位相差が90
度になるように、VCO(電圧制御発振器)の発振周波
数を自動的に調整している。
6149Aにおいては、PLL(位相同期ル−プ)回路
を用いて、振動子の振動状態を共振点に維持するように
制御している。即ち、振動子の駆動電圧印加端子の信号
と、振動子の帰環電圧取出端子の信号との位相差が90
度になるように、VCO(電圧制御発振器)の発振周波
数を自動的に調整している。
【0006】特開平5−240649号公報では、角速
度を示す位相差に対応してデュ−ティが変化するパルス
信号をイクスクル−シブオア回路で検出し、このパルス
信号を平滑及び増幅して、角速度を示すアナログ電圧を
生成している。
度を示す位相差に対応してデュ−ティが変化するパルス
信号をイクスクル−シブオア回路で検出し、このパルス
信号を平滑及び増幅して、角速度を示すアナログ電圧を
生成している。
【0007】また特開平5−288555号公報では、
2つの振動子からの信号の振幅の差を差動増幅器で増幅
し、その出力を同期検波回路を用いて検波し、その出力
を平滑して、角速度を示すアナログ電圧を生成してい
る。
2つの振動子からの信号の振幅の差を差動増幅器で増幅
し、その出力を同期検波回路を用いて検波し、その出力
を平滑して、角速度を示すアナログ電圧を生成してい
る。
【0008】
【発明が解決しようとする課題】従来の角速度検出装置
では、回路の全体又は主要部分にアナログ回路を用いて
信号を処理しているので、回路中で使用する素子の特性
のばらつきや、温度変化によって検出誤差が生じ易い。
では、回路の全体又は主要部分にアナログ回路を用いて
信号を処理しているので、回路中で使用する素子の特性
のばらつきや、温度変化によって検出誤差が生じ易い。
【0009】特開平5−240649号公報の装置で生
成されるパルス信号をデジタル的に処理することは可能
であり、例えば信号のパルス幅をカウンタで計数すれ
ば、角速度に対応する情報が得られる。しかしながら、
温度変化等に伴なって振動子の共振周波数が変化するた
め、振動子の振動周波数も変化させなければならない。
振動子の振動周波数が変化すると、測定すべきパルス信
号の周期が変化するので、その信号のデュ−ティが一定
であっても、パルス幅が変化する。角速度は信号のデュ
−ティに相当するので、振動子の振動周波数が変化する
と、検出される角速度に誤差が生じる。このような誤差
をなくすためには、例えば振動子の振動周期を測定する
回路と、その回路で測定した振動周期とパルス幅との比
率を計算する回路を設けなければならず、装置の構造が
複雑になるのは避けられない。特に、角速度の検出分解
能を上げるためには、高速で時間等の測定をする必要が
あり、マイクロコンピュ−タを用いてソフトウェアで処
理をするのは困難であり、ハ−ドウェア構成が複雑にな
ってしまう。
成されるパルス信号をデジタル的に処理することは可能
であり、例えば信号のパルス幅をカウンタで計数すれ
ば、角速度に対応する情報が得られる。しかしながら、
温度変化等に伴なって振動子の共振周波数が変化するた
め、振動子の振動周波数も変化させなければならない。
振動子の振動周波数が変化すると、測定すべきパルス信
号の周期が変化するので、その信号のデュ−ティが一定
であっても、パルス幅が変化する。角速度は信号のデュ
−ティに相当するので、振動子の振動周波数が変化する
と、検出される角速度に誤差が生じる。このような誤差
をなくすためには、例えば振動子の振動周期を測定する
回路と、その回路で測定した振動周期とパルス幅との比
率を計算する回路を設けなければならず、装置の構造が
複雑になるのは避けられない。特に、角速度の検出分解
能を上げるためには、高速で時間等の測定をする必要が
あり、マイクロコンピュ−タを用いてソフトウェアで処
理をするのは困難であり、ハ−ドウェア構成が複雑にな
ってしまう。
【0010】従って本発明は、角速度の検出誤差を低減
するとともに、装置の構成を簡略化することを課題とす
る。
するとともに、装置の構成を簡略化することを課題とす
る。
【0011】
【課題を解決するための手段】上記課題を解決するため
に、本発明の角速度検出装置は、振動体(2),該振動
体を振動駆動するための振動する駆動信号が供給される
第1の端子(5a,5b),該振動体が該振動信号によ
って固有振動数で振動する共振状態において、前記第1
の端子に供給される駆動信号に対して所定量位相がずれ
たフィードバック信号が現われる第2の端子(4a,4
b)、及び、 前記振動体に加わる角速度に対応して位相が
変化する検出信号が現れる第3の端子(6a,6b)を
含む振動子(2); 前記振動子の共振周波数に相当する交流信号を生成し該
信号を前記第1の端子に印加する手段(23),及び前
記振動子の前記第2の端子と第1の端子との間に接続さ
れ前記振動子を含む正帰還ル−プを形成する手段(40
C,50)、のいずれか一方を含む発振手段; 前記振動子の振動周波数と対応する信号に基づいて、該
振動周波数よりも周波数の高いクロックパルス(SN,
SI)を生成する逓倍手段(18); 前記振動子の第3の端子に現われる検出信号と、第1の
端子に印加される駆動信号又は第2の端子に現われるフ
ィードバック信号との位相差に応じてデュ−ティが変化
する位相差パルス信号(SH)を生成する位相差パルス
生成手段(51);及び 該位相差パルス生成手段が生成した位相差パルス信号の
高レベル期間又は低レベル期間に、前記クロックパルス
を計数する計数手段(52,53);を備える。
に、本発明の角速度検出装置は、振動体(2),該振動
体を振動駆動するための振動する駆動信号が供給される
第1の端子(5a,5b),該振動体が該振動信号によ
って固有振動数で振動する共振状態において、前記第1
の端子に供給される駆動信号に対して所定量位相がずれ
たフィードバック信号が現われる第2の端子(4a,4
b)、及び、 前記振動体に加わる角速度に対応して位相が
変化する検出信号が現れる第3の端子(6a,6b)を
含む振動子(2); 前記振動子の共振周波数に相当する交流信号を生成し該
信号を前記第1の端子に印加する手段(23),及び前
記振動子の前記第2の端子と第1の端子との間に接続さ
れ前記振動子を含む正帰還ル−プを形成する手段(40
C,50)、のいずれか一方を含む発振手段; 前記振動子の振動周波数と対応する信号に基づいて、該
振動周波数よりも周波数の高いクロックパルス(SN,
SI)を生成する逓倍手段(18); 前記振動子の第3の端子に現われる検出信号と、第1の
端子に印加される駆動信号又は第2の端子に現われるフ
ィードバック信号との位相差に応じてデュ−ティが変化
する位相差パルス信号(SH)を生成する位相差パルス
生成手段(51);及び 該位相差パルス生成手段が生成した位相差パルス信号の
高レベル期間又は低レベル期間に、前記クロックパルス
を計数する計数手段(52,53);を備える。
【0012】また請求項2の発明では、前記逓倍手段
が、前記発振手段の周波数を制御するル−プ内に設置さ
れた第1の分周器(18),該第1の分周器とは異なる
分周比を有し第1の分周器の入力側に現われる信号を分
周する第2の分周器(56),及び該第2の分周器が出
力する信号を逓倍する逓倍回路(30)を含み、更に、
前記計数手段の計数期間を前記振動子の振動周波数の複
数周期以上の期間に定める信号(SJ)を生成する計数
期間生成手段(55)を備える。
が、前記発振手段の周波数を制御するル−プ内に設置さ
れた第1の分周器(18),該第1の分周器とは異なる
分周比を有し第1の分周器の入力側に現われる信号を分
周する第2の分周器(56),及び該第2の分周器が出
力する信号を逓倍する逓倍回路(30)を含み、更に、
前記計数手段の計数期間を前記振動子の振動周波数の複
数周期以上の期間に定める信号(SJ)を生成する計数
期間生成手段(55)を備える。
【0013】また請求項3の発明では、前記逓倍手段
が、互いに直列に接続された分周器(56)と逓倍回路
(30C)を含み、前記分周器の分周比と前記逓倍回路
の逓倍比との積が、整数からずれた関係に定められ、前
記分周器が出力する信号によって、前記計数手段の計数
期間が前記振動子の振動周波数の複数周期以上の期間に
定められる。
が、互いに直列に接続された分周器(56)と逓倍回路
(30C)を含み、前記分周器の分周比と前記逓倍回路
の逓倍比との積が、整数からずれた関係に定められ、前
記分周器が出力する信号によって、前記計数手段の計数
期間が前記振動子の振動周波数の複数周期以上の期間に
定められる。
【0014】なお上記括弧内に示した記号は、後述する
実施例中の対応する要素の符号を参考までに示したもの
であるが、本発明の各構成要素は実施例中の具体的な要
素のみに限定されるものではない。
実施例中の対応する要素の符号を参考までに示したもの
であるが、本発明の各構成要素は実施例中の具体的な要
素のみに限定されるものではない。
【0015】
【作用】本発明においては、位相差パルス生成手段(5
1)が生成する位相差パルス信号(SH)のデュ−ティ
が、振動子に加わる回転角速度に対応して変化する。即
ち、位相差パルス信号(SH)のパルス幅をΔT、周期
をTとすれば、ΔT/Tが検出すべき回転角速度にな
る。逓倍手段(18)によって生成されるクロックパル
ス(SN,SI)は、振動子の振動周波数と対応する信
号を逓倍して作られるものであり、振動子の振動周波数
よりも周波数が高い。計数手段(52,53)は、前記
位相差パルス信号の高レベル期間又は低レベル期間に、
前記クロックパルスを計数する。この計数手段が計数す
るパルス数は、パルス幅ΔTに対応するものである。ま
た、計数するクロックパルスは、振動子の振動周波数と
対応する信号を逓倍して作られるため、クロックパルス
の周期は振動周期Tと比例関係にある。従って、温度の
変動などに伴なって振動周期Tが変化しても、計数手段
が計数するパルス数は変化しない。つまり、計数手段の
計数値は、ΔT/T即ち回転角速度と比例関係になる。
1)が生成する位相差パルス信号(SH)のデュ−ティ
が、振動子に加わる回転角速度に対応して変化する。即
ち、位相差パルス信号(SH)のパルス幅をΔT、周期
をTとすれば、ΔT/Tが検出すべき回転角速度にな
る。逓倍手段(18)によって生成されるクロックパル
ス(SN,SI)は、振動子の振動周波数と対応する信
号を逓倍して作られるものであり、振動子の振動周波数
よりも周波数が高い。計数手段(52,53)は、前記
位相差パルス信号の高レベル期間又は低レベル期間に、
前記クロックパルスを計数する。この計数手段が計数す
るパルス数は、パルス幅ΔTに対応するものである。ま
た、計数するクロックパルスは、振動子の振動周波数と
対応する信号を逓倍して作られるため、クロックパルス
の周期は振動周期Tと比例関係にある。従って、温度の
変動などに伴なって振動周期Tが変化しても、計数手段
が計数するパルス数は変化しない。つまり、計数手段の
計数値は、ΔT/T即ち回転角速度と比例関係になる。
【0016】なお、前記振動子を駆動するために用いる
発振手段は、例えばPLL回路のような要素に内蔵され
る独立した発振器(23)であってもよいし、前記振動
子を含む正帰還ル−プを形成する自励発振要素(40
C,50)であってもよい。
発振手段は、例えばPLL回路のような要素に内蔵され
る独立した発振器(23)であってもよいし、前記振動
子を含む正帰還ル−プを形成する自励発振要素(40
C,50)であってもよい。
【0017】いずれにしても本発明によれば、振動子の
振動周期の変動に伴なう誤差の発生を防止しうる。しか
も、振動子の振動周期を測定する回路や、その回路で測
定した振動周期とパルス幅との比率を計算する回路を設
ける必要がないため、装置の構成が簡略化される。ま
た、発振手段として自励発振要素(40C,50)を用
いる場合には、更に構成が簡略化される。
振動周期の変動に伴なう誤差の発生を防止しうる。しか
も、振動子の振動周期を測定する回路や、その回路で測
定した振動周期とパルス幅との比率を計算する回路を設
ける必要がないため、装置の構成が簡略化される。ま
た、発振手段として自励発振要素(40C,50)を用
いる場合には、更に構成が簡略化される。
【0018】また請求項2の発明においては、前記逓倍
手段が、前記発振手段の周波数を制御するル−プ内に設
置された第1の分周器(18),該第1の分周器とは異
なる分周比を有し第1の分周器の入力側に現われる信号
を分周する第2の分周器(56),及び該第2の分周器
が出力する信号を逓倍する逓倍回路(30)を含んでい
るため、逓倍回路の出力に得られるクロックパルスの周
波数を、振動子の振動周波数の整数倍からずらすことが
できる。
手段が、前記発振手段の周波数を制御するル−プ内に設
置された第1の分周器(18),該第1の分周器とは異
なる分周比を有し第1の分周器の入力側に現われる信号
を分周する第2の分周器(56),及び該第2の分周器
が出力する信号を逓倍する逓倍回路(30)を含んでい
るため、逓倍回路の出力に得られるクロックパルスの周
波数を、振動子の振動周波数の整数倍からずらすことが
できる。
【0019】例えば、第1の分周器の分周比を1/32
とし、第2の分周器の分周比を1/31とし、逓倍回路
の倍率を1024にすれば、振動子の振動周波数がfの
場合に、クロックパルスの周波数が(1024×32/31)fに
なるため、周波数の比率は整数倍からずれる。このよう
にすると、前記位相差パルス信号の高レベル期間又は低
レベル期間の1周期内で計数されるクロックパルス数に
は端数が生じうる。実際には端数は計数できないので、
それは切り捨て又は切り上げされる。しかし、請求項2
では、計数期間生成手段(55)が生成する信号(S
J)によって、前記計数手段は、位相差パルス信号の高
レベル期間又は低レベル期間の複数周期についてクロッ
クパルスを積算するように計数する。この場合、各周期
で、その中のクロックパルスの位相が少しずつずれるた
め、計数値の端数については、ある周期では切り捨てが
生じ、別のある周期では切り上げが生じ、切り捨ての誤
差と切り上げの誤差とが平滑化されるため、誤差は低減
される。
とし、第2の分周器の分周比を1/31とし、逓倍回路
の倍率を1024にすれば、振動子の振動周波数がfの
場合に、クロックパルスの周波数が(1024×32/31)fに
なるため、周波数の比率は整数倍からずれる。このよう
にすると、前記位相差パルス信号の高レベル期間又は低
レベル期間の1周期内で計数されるクロックパルス数に
は端数が生じうる。実際には端数は計数できないので、
それは切り捨て又は切り上げされる。しかし、請求項2
では、計数期間生成手段(55)が生成する信号(S
J)によって、前記計数手段は、位相差パルス信号の高
レベル期間又は低レベル期間の複数周期についてクロッ
クパルスを積算するように計数する。この場合、各周期
で、その中のクロックパルスの位相が少しずつずれるた
め、計数値の端数については、ある周期では切り捨てが
生じ、別のある周期では切り上げが生じ、切り捨ての誤
差と切り上げの誤差とが平滑化されるため、誤差は低減
される。
【0020】クロックパルス数の端数の読取りによっ
て、角速度の検出分解能が向上する。振動子の振動周波
数に対してクロックパルスの周波数が整数倍である時に
は、端数が生じないので、複数周期について計数値を積
算しても、読取分解能は向上しない。読取分解能を上げ
るためにクロックパルスの周波数を高くすると、カウン
タ等を高速で動作する回路で構成しなければならず、装
置のコストが増大するが、請求項2では比較的低い周波
数のクロックパルスを使用することができるので、安価
な装置を提供しうる。
て、角速度の検出分解能が向上する。振動子の振動周波
数に対してクロックパルスの周波数が整数倍である時に
は、端数が生じないので、複数周期について計数値を積
算しても、読取分解能は向上しない。読取分解能を上げ
るためにクロックパルスの周波数を高くすると、カウン
タ等を高速で動作する回路で構成しなければならず、装
置のコストが増大するが、請求項2では比較的低い周波
数のクロックパルスを使用することができるので、安価
な装置を提供しうる。
【0021】また請求項3の発明では、逓倍手段が、互
いに直列に接続された分周器(56)と逓倍回路(30
C)を含み、前記分周器の分周比と前記逓倍回路の逓倍
比との積が、整数からずれた関係に定められているた
め、逓倍回路の出力に得られるクロックパルスの周波数
を、振動子の振動周波数の整数倍からずらすことができ
る。また、前記分周器が出力する信号によって、前記計
数手段の計数期間が前記振動子の振動周波数の複数周期
以上の期間に定められるので、請求項2の場合と同様
に、角速度の検出分解能が向上する。
いに直列に接続された分周器(56)と逓倍回路(30
C)を含み、前記分周器の分周比と前記逓倍回路の逓倍
比との積が、整数からずれた関係に定められているた
め、逓倍回路の出力に得られるクロックパルスの周波数
を、振動子の振動周波数の整数倍からずらすことができ
る。また、前記分周器が出力する信号によって、前記計
数手段の計数期間が前記振動子の振動周波数の複数周期
以上の期間に定められるので、請求項2の場合と同様
に、角速度の検出分解能が向上する。
【0022】
【実施例】一実施例の回転角速度検出装置の構成を図1
に示し、図1の一部のブロックの詳細な構成を図2に示
し、図1に示すセンサ素子10の外観を図3に示す。図
1ではセンサ素子10は、図3の1A−1A線断面を示
している。センサ素子10の円筒状圧電体2はその下端
で、上端が円板でその下面に丸棒状の脚が連続した素子
台1に、固着されている。円筒状圧電体2の外周面の略
上半分は機器ア−スに接続される基準電位電極3で覆わ
れているが、外周面の下半分領域には、45度ピッチ
で、8個の同一形状の電極セグメントが接合されてい
る。図1に示す電気回路接続において、8個の電極セグ
メントの内、第1直径方向D1で相対向する1対の電極
セグメント4aおよび4bがフィ−ドバック電極、第2
直径方向D2で相対向する1対の電極セグメント5aお
よび5bは励振電極、第3直径方向D3で相対向する1
対の電極セグメント6aおよび6bは検出電極である。
この例では、第4直径方向D4で相対向する1対の電極
セグメント7aおよび7bは使用していない。
に示し、図1の一部のブロックの詳細な構成を図2に示
し、図1に示すセンサ素子10の外観を図3に示す。図
1ではセンサ素子10は、図3の1A−1A線断面を示
している。センサ素子10の円筒状圧電体2はその下端
で、上端が円板でその下面に丸棒状の脚が連続した素子
台1に、固着されている。円筒状圧電体2の外周面の略
上半分は機器ア−スに接続される基準電位電極3で覆わ
れているが、外周面の下半分領域には、45度ピッチ
で、8個の同一形状の電極セグメントが接合されてい
る。図1に示す電気回路接続において、8個の電極セグ
メントの内、第1直径方向D1で相対向する1対の電極
セグメント4aおよび4bがフィ−ドバック電極、第2
直径方向D2で相対向する1対の電極セグメント5aお
よび5bは励振電極、第3直径方向D3で相対向する1
対の電極セグメント6aおよび6bは検出電極である。
この例では、第4直径方向D4で相対向する1対の電極
セグメント7aおよび7bは使用していない。
【0023】発振回路によって生成される交流電圧が、
センサ素子10の励振電極5a,5bに印加され、それ
によって円筒状圧電体2が変形し振動する。また円筒状
圧電体2の振動によってフィ−ドバック電極4a,4b
に現われる信号が、発振回路にフィ−ドバックされる。
フィ−ドバックされる信号を利用して、発振回路は円筒
状圧電体2がそれの共振周波数fmと一致する周波数で
振動するように、出力信号の周波数を自動的に調整す
る。
センサ素子10の励振電極5a,5bに印加され、それ
によって円筒状圧電体2が変形し振動する。また円筒状
圧電体2の振動によってフィ−ドバック電極4a,4b
に現われる信号が、発振回路にフィ−ドバックされる。
フィ−ドバックされる信号を利用して、発振回路は円筒
状圧電体2がそれの共振周波数fmと一致する周波数で
振動するように、出力信号の周波数を自動的に調整す
る。
【0024】発振回路に電源が投入されると、ある電圧
が、励振電極5a,5bと基準電位電極3の間に加わ
り、これにより円筒状圧電体2が第2直径方向D2で広
がる。又は縮小する。この変形によりフィ−ドバック電
極4a,4bと基準電位電極3の間に、ある電圧が発生
する。円筒状圧電体2が共振周波数fmで、第2直径方
向D2に、拡大/縮小振動する時の振動の縮小ピ−クで
の円筒状圧電体2を、図4に誇張して点線2Bで示し、
拡大ピ−クでの円筒状圧電体2を、図4に誇張して二点
鎖線2Aで示す。図4から分かるように、第2直径方向
D2の拡大/縮小は第1直径方向D1の縮小/拡大であ
り、D2方向の縮小ピ−クにD1方向の拡大ピ−クが対
応する。したがってこの例では、円筒状圧電体2は、十
字方向(D1&D2)に振動する。
が、励振電極5a,5bと基準電位電極3の間に加わ
り、これにより円筒状圧電体2が第2直径方向D2で広
がる。又は縮小する。この変形によりフィ−ドバック電
極4a,4bと基準電位電極3の間に、ある電圧が発生
する。円筒状圧電体2が共振周波数fmで、第2直径方
向D2に、拡大/縮小振動する時の振動の縮小ピ−クで
の円筒状圧電体2を、図4に誇張して点線2Bで示し、
拡大ピ−クでの円筒状圧電体2を、図4に誇張して二点
鎖線2Aで示す。図4から分かるように、第2直径方向
D2の拡大/縮小は第1直径方向D1の縮小/拡大であ
り、D2方向の縮小ピ−クにD1方向の拡大ピ−クが対
応する。したがってこの例では、円筒状圧電体2は、十
字方向(D1&D2)に振動する。
【0025】上述のように円筒状圧電体2が十字方向
(D1&D2)に振動しているとき(図4の2点鎖線2
A&点線2B)、検出電極6a,6bは、振動の節に位
置するので、それらと基準電位電極3との間に現われる
電圧は低い。理想状態では電圧は現われないが、円筒状
圧電体2の形状が完全円筒ではないのである程度の電圧
は発生する。
(D1&D2)に振動しているとき(図4の2点鎖線2
A&点線2B)、検出電極6a,6bは、振動の節に位
置するので、それらと基準電位電極3との間に現われる
電圧は低い。理想状態では電圧は現われないが、円筒状
圧電体2の形状が完全円筒ではないのである程度の電圧
は発生する。
【0026】円筒状圧電体2が回転すると、例えば図4
に示すように時計方向に回転すると、この回転と円筒状
圧電体2の振動によりコリオリ力F1〜F4が発生し、
これにより円筒状圧電体2の振動方向(D2)が、例え
ば図4に実線2Cで示すように、第3直径方向D3(又
は第4直径方向D4)にねじれて(回転して)、検出電
極6a,6bに現われる電圧が大きくなると共に、該電
圧(交流)の位相がシフトする。この位相シフト量が、
円筒状圧電体2に加わっている回転角速度に対応する。
従って図1に示す装置には、検出電極6a,6bに現わ
れる信号の位相シフト量を測定する回路が備わってい
る。
に示すように時計方向に回転すると、この回転と円筒状
圧電体2の振動によりコリオリ力F1〜F4が発生し、
これにより円筒状圧電体2の振動方向(D2)が、例え
ば図4に実線2Cで示すように、第3直径方向D3(又
は第4直径方向D4)にねじれて(回転して)、検出電
極6a,6bに現われる電圧が大きくなると共に、該電
圧(交流)の位相がシフトする。この位相シフト量が、
円筒状圧電体2に加わっている回転角速度に対応する。
従って図1に示す装置には、検出電極6a,6bに現わ
れる信号の位相シフト量を測定する回路が備わってい
る。
【0027】図1を参照して、円筒状圧電体2を励振す
る発振回路について説明する。PLL(位相同期ル−
プ)回路20の2つの入力端子には、それぞれ信号SE
及びSFが印加される。PLL回路20から出力される
信号(三角波)は、分周器18及びロ−パスフィルタ1
4を通り、駆動信号SAとして励振電極5a,5bに印
加される。また駆動信号SAは、ロ−パスフィルタ13
を介してシュミットトリガ付のインバ−タ17に入力さ
れる。インバ−タ17の出力に得られる二値信号SD
は、90度移相回路40を通って信号SEに変換され
る。信号SEは、信号SDに対して位相が90度遅れた
信号である。フィ−ドバック電極4a,4bに現われる
信号は、ロ−パスフィルタ12を通り、シュミットトリ
ガ付のインバ−タ16に入力される。インバ−タ16の
出力に得られる二値信号SFが、PLL回路20の一方
の入力端子に印加される。
る発振回路について説明する。PLL(位相同期ル−
プ)回路20の2つの入力端子には、それぞれ信号SE
及びSFが印加される。PLL回路20から出力される
信号(三角波)は、分周器18及びロ−パスフィルタ1
4を通り、駆動信号SAとして励振電極5a,5bに印
加される。また駆動信号SAは、ロ−パスフィルタ13
を介してシュミットトリガ付のインバ−タ17に入力さ
れる。インバ−タ17の出力に得られる二値信号SD
は、90度移相回路40を通って信号SEに変換され
る。信号SEは、信号SDに対して位相が90度遅れた
信号である。フィ−ドバック電極4a,4bに現われる
信号は、ロ−パスフィルタ12を通り、シュミットトリ
ガ付のインバ−タ16に入力される。インバ−タ16の
出力に得られる二値信号SFが、PLL回路20の一方
の入力端子に印加される。
【0028】ロ−パスフィルタ12及び14は、入力信
号に含まれる高調波成分を除去し、基本波(円筒状圧電
体2の共振周波数と一致する周波数の正弦波)成分のみ
を抽出するものである。ロ−パスフィルタ13は、ロ−
パスフィルタ12により生じる位相ずれの影響を打ち消
すために設けてある。ロ−パスフィルタ12,13及び
14は、円筒状圧電体2の共振周波数よりも少し高い遮
断周波数を有している。円筒状圧電体2の共振周波数
は、温度の変動などに伴なって多少は変化するが、大き
な変化は生じないので、ロ−パスフィルタ12,13及
び14の遮断周波数は固定されている。
号に含まれる高調波成分を除去し、基本波(円筒状圧電
体2の共振周波数と一致する周波数の正弦波)成分のみ
を抽出するものである。ロ−パスフィルタ13は、ロ−
パスフィルタ12により生じる位相ずれの影響を打ち消
すために設けてある。ロ−パスフィルタ12,13及び
14は、円筒状圧電体2の共振周波数よりも少し高い遮
断周波数を有している。円筒状圧電体2の共振周波数
は、温度の変動などに伴なって多少は変化するが、大き
な変化は生じないので、ロ−パスフィルタ12,13及
び14の遮断周波数は固定されている。
【0029】PLL回路20は、図2に示すように、位
相比較器21,ル−プフィルタ22及びVCO(電圧制
御発振器)23で構成されている。位相比較器21は、
それの2つの入力端子に入力されるパルス信号間の位相
差に応じたパルス幅のパルス信号を出力する。ル−プフ
ィルタ22は、位相比較器21が出力する信号のパルス
幅に応じたアナログ電圧の信号を出力する。この信号が
VCO23に入力される。VCO23は、入力電圧に応
じた周波数の三角波信号を出力する。従って、PLL回
路20は、その2つの入力端子に入力されるパルス信号
間の位相差が零になるように、PLL回路20から出力
される三角波信号の周波数を自動的に調節する。
相比較器21,ル−プフィルタ22及びVCO(電圧制
御発振器)23で構成されている。位相比較器21は、
それの2つの入力端子に入力されるパルス信号間の位相
差に応じたパルス幅のパルス信号を出力する。ル−プフ
ィルタ22は、位相比較器21が出力する信号のパルス
幅に応じたアナログ電圧の信号を出力する。この信号が
VCO23に入力される。VCO23は、入力電圧に応
じた周波数の三角波信号を出力する。従って、PLL回
路20は、その2つの入力端子に入力されるパルス信号
間の位相差が零になるように、PLL回路20から出力
される三角波信号の周波数を自動的に調節する。
【0030】90度移相回路40は、図2に示すよう
に、位相比較器41,ル−プフィルタ42,VCO4
3,分周器44,フリップフロップ45及び46で構成
されている。この中で、位相比較器41,ル−プフィル
タ42,VCO43及び分周器44は、逓倍回路を構成
している。PLL回路20の場合と同様に、位相比較器
41は、それの2つの入力端子に入力されるパルス信号
間の位相差に応じたパルス幅のパルス信号を出力する。
ル−プフィルタ42は、位相比較器41が出力する信号
のパルス幅に応じたアナログ電圧の信号を出力する。こ
の信号がVCO43に入力される。VCO43は、入力
電圧に応じた周波数の三角波信号を出力する。VCO4
3の出力信号は、分周器44によって周波数が1/4に
分周されて位相比較器41の一方の入力端子にフィ−ド
バックされる。従って、この逓倍回路では、90度移相
回路40に入力される信号の周波数fに対して4倍の周
波数の信号をVCO43が出力する時に、位相比較器4
1の2つの入力端子に入力されるパルス信号間の位相差
が零になり、ロックされる。即ち、VCO43の出力信
号の周波数は4・fになる。
に、位相比較器41,ル−プフィルタ42,VCO4
3,分周器44,フリップフロップ45及び46で構成
されている。この中で、位相比較器41,ル−プフィル
タ42,VCO43及び分周器44は、逓倍回路を構成
している。PLL回路20の場合と同様に、位相比較器
41は、それの2つの入力端子に入力されるパルス信号
間の位相差に応じたパルス幅のパルス信号を出力する。
ル−プフィルタ42は、位相比較器41が出力する信号
のパルス幅に応じたアナログ電圧の信号を出力する。こ
の信号がVCO43に入力される。VCO43は、入力
電圧に応じた周波数の三角波信号を出力する。VCO4
3の出力信号は、分周器44によって周波数が1/4に
分周されて位相比較器41の一方の入力端子にフィ−ド
バックされる。従って、この逓倍回路では、90度移相
回路40に入力される信号の周波数fに対して4倍の周
波数の信号をVCO43が出力する時に、位相比較器4
1の2つの入力端子に入力されるパルス信号間の位相差
が零になり、ロックされる。即ち、VCO43の出力信
号の周波数は4・fになる。
【0031】VCO43の出力信号は、フリップフロッ
プ45及び46にクロックパルスとして印加される。そ
してフリップフロップ46の出力端子(Q)には、VC
O43の出力信号S43に対してそれの1周期分位相が
遅れ、周期が信号S43の4倍の信号S42が得られ
る。即ち、90度移相回路40の出力信号S42は、入
力信号S41と周波数が同一で、位相が90度遅れたも
のになる。90度移相回路40における移相量は、入力
信号S41の4倍の周波数の1周期分であるため、入力
信号S41の周波数が変動する場合であっても、移相量
は常時90度に維持される。
プ45及び46にクロックパルスとして印加される。そ
してフリップフロップ46の出力端子(Q)には、VC
O43の出力信号S43に対してそれの1周期分位相が
遅れ、周期が信号S43の4倍の信号S42が得られ
る。即ち、90度移相回路40の出力信号S42は、入
力信号S41と周波数が同一で、位相が90度遅れたも
のになる。90度移相回路40における移相量は、入力
信号S41の4倍の周波数の1周期分であるため、入力
信号S41の周波数が変動する場合であっても、移相量
は常時90度に維持される。
【0032】再び図1を参照して説明を続ける。円筒状
圧電体2がそれの共振周波数で振動している時には、フ
ィ−ドバック電極4a,4bに現われる信号は、励振電
極5a,5bに印加する信号に対して90度の位相差を
有しているが、信号の周波数が共振周波数からずれる
と、位相差が変化する。PLL回路20の一方の入力端
子には励振電極5a,5bに印加する信号を90度移相
回路40で90度遅らせた信号SEが印加され、PLL
回路20の他方の入力端子には、フィ−ドバック電極4
a,4bに現われる信号から生成した信号SFが印加さ
れるので、円筒状圧電体2がそれの共振周波数で振動し
ている時には、PLL回路20がロック状態になり、振
動周波数は一定であるが、例えば温度変化によって共振
周波数が振動周波数からずれると、PLL回路20の2
つの入力信号の位相がずれるので、そのずれがなくなる
ように、PLL回路20が振動周波数を調節する。従っ
て、円筒状圧電体2は常時それの共振周波数で振動する
ように駆動される。
圧電体2がそれの共振周波数で振動している時には、フ
ィ−ドバック電極4a,4bに現われる信号は、励振電
極5a,5bに印加する信号に対して90度の位相差を
有しているが、信号の周波数が共振周波数からずれる
と、位相差が変化する。PLL回路20の一方の入力端
子には励振電極5a,5bに印加する信号を90度移相
回路40で90度遅らせた信号SEが印加され、PLL
回路20の他方の入力端子には、フィ−ドバック電極4
a,4bに現われる信号から生成した信号SFが印加さ
れるので、円筒状圧電体2がそれの共振周波数で振動し
ている時には、PLL回路20がロック状態になり、振
動周波数は一定であるが、例えば温度変化によって共振
周波数が振動周波数からずれると、PLL回路20の2
つの入力信号の位相がずれるので、そのずれがなくなる
ように、PLL回路20が振動周波数を調節する。従っ
て、円筒状圧電体2は常時それの共振周波数で振動する
ように駆動される。
【0033】ところで、ロ−パスフィルタ12,13及
び14は各々時定数回路であり、入力と出力との間に位
相差が生じる。またこの位相差は、信号の周波数に応じ
て変化する。しかし、ロ−パスフィルタ14によって生
じる位相ずれは、信号SEとSFに共通に影響を及ぼ
す。また、ロ−パスフィルタ12によって生じる位相ず
れの信号SFに対する影響と、ロ−パスフィルタ13に
よって生じる位相ずれの信号SEに対する影響とが略同
一であるため、両者の影響はPLL回路20に対しては
互いに相殺される。即ち、ロ−パスフィルタ12,13
及び14によって生じる位相ずれは、PLL回路20に
実質的に影響を及ぼさないため、振動周波数が変動して
も、円筒状圧電体2は常時共振状態に維持される。
び14は各々時定数回路であり、入力と出力との間に位
相差が生じる。またこの位相差は、信号の周波数に応じ
て変化する。しかし、ロ−パスフィルタ14によって生
じる位相ずれは、信号SEとSFに共通に影響を及ぼ
す。また、ロ−パスフィルタ12によって生じる位相ず
れの信号SFに対する影響と、ロ−パスフィルタ13に
よって生じる位相ずれの信号SEに対する影響とが略同
一であるため、両者の影響はPLL回路20に対しては
互いに相殺される。即ち、ロ−パスフィルタ12,13
及び14によって生じる位相ずれは、PLL回路20に
実質的に影響を及ぼさないため、振動周波数が変動して
も、円筒状圧電体2は常時共振状態に維持される。
【0034】次に、回転角速度を測定する回路について
説明する。円筒状圧電体2の検出電極6a,6bに現わ
れる信号は、ロ−パスフィルタ11を通り、シュミット
トリガ付のインバ−タ15に印加され、二値信号SGに
変換される。この信号SGがイクスクル−シブオアゲ−
ト51の一方の入力端子に印加される。またイクスクル
−シブオアゲ−ト51の他方の入力端子には、フィ−ド
バック電極4a,4bに現われる信号から生成した信号
SFが印加される。イクスクル−シブオアゲ−ト51の
出力信号SHは、ナンドゲ−ト52の一方の入力端子に
印加される。ナンドゲ−ト52の他方の入力端子には、
逓倍回路30の出力信号SIが印加される。逓倍回路3
0の入力には、分周器56の出力信号が印加される。分
周器56の入力端子には、前記PLL回路20の出力信
号SNが印加される。またこの信号SNは、カウンタ5
5にクロックパルスとして印加される。カウンタ55が
出力するキャリ−信号SJは、カウンタ53のクリア端
子及びラッチ54のクロック端子に印加される。ナンド
ゲ−ト52の出力信号SKは、カウンタ53にクロック
パルス(計数信号)として印加される。カウンタ53の
計数値SLは、ラッチ54の入力端子に印加される。
説明する。円筒状圧電体2の検出電極6a,6bに現わ
れる信号は、ロ−パスフィルタ11を通り、シュミット
トリガ付のインバ−タ15に印加され、二値信号SGに
変換される。この信号SGがイクスクル−シブオアゲ−
ト51の一方の入力端子に印加される。またイクスクル
−シブオアゲ−ト51の他方の入力端子には、フィ−ド
バック電極4a,4bに現われる信号から生成した信号
SFが印加される。イクスクル−シブオアゲ−ト51の
出力信号SHは、ナンドゲ−ト52の一方の入力端子に
印加される。ナンドゲ−ト52の他方の入力端子には、
逓倍回路30の出力信号SIが印加される。逓倍回路3
0の入力には、分周器56の出力信号が印加される。分
周器56の入力端子には、前記PLL回路20の出力信
号SNが印加される。またこの信号SNは、カウンタ5
5にクロックパルスとして印加される。カウンタ55が
出力するキャリ−信号SJは、カウンタ53のクリア端
子及びラッチ54のクロック端子に印加される。ナンド
ゲ−ト52の出力信号SKは、カウンタ53にクロック
パルス(計数信号)として印加される。カウンタ53の
計数値SLは、ラッチ54の入力端子に印加される。
【0035】この実施例では、分周器18は入力信号に
対して周期が32倍の信号を出力する。また分周器56
は、入力信号に対して周期が31倍の信号を出力する。
また逓倍回路30は、入力信号に対して周波数が102
4倍の信号を出力する。カウンタ55は、992進カウ
ンタである。従って、信号SAの周期及び周波数をそれ
ぞれT及びfとすれば、各信号の周期及び周波数は次の
通りである。
対して周期が32倍の信号を出力する。また分周器56
は、入力信号に対して周期が31倍の信号を出力する。
また逓倍回路30は、入力信号に対して周波数が102
4倍の信号を出力する。カウンタ55は、992進カウ
ンタである。従って、信号SAの周期及び周波数をそれ
ぞれT及びfとすれば、各信号の周期及び周波数は次の
通りである。
【0036】
SA,SB,SC: T, f
SN: T/32, 32f
SJ: 31T, f/31
SI: 31T/(32×1024), (32×1024)f/31
信号SA,SB,SC,SD,SE,SF,SG及びS
Hのタイミングの例を図5に示す。信号SAとSBとの
位相差は、PLL回路20の制御によって常時90度に
維持される。信号SB(SF)と信号SC(SG)との
位相差は、円筒状圧電体2に加わる回転角速度に比例し
て変化する。イクスクル−シブオアゲ−ト51が出力す
る信号SHのパルス幅をΔTとすれば、ΔT/Tが、信
号SFと信号SGとの位相差、即ち角速度に比例して変
化する。従って、ΔT/Tを測定すれば、角速度を示す
情報が得られる。
Hのタイミングの例を図5に示す。信号SAとSBとの
位相差は、PLL回路20の制御によって常時90度に
維持される。信号SB(SF)と信号SC(SG)との
位相差は、円筒状圧電体2に加わる回転角速度に比例し
て変化する。イクスクル−シブオアゲ−ト51が出力す
る信号SHのパルス幅をΔTとすれば、ΔT/Tが、信
号SFと信号SGとの位相差、即ち角速度に比例して変
化する。従って、ΔT/Tを測定すれば、角速度を示す
情報が得られる。
【0037】逓倍回路30は、図2に示すように、位相
比較器31,ル−プフィルタ32,VCO33及び分周
器34で構成されている。逓倍回路30における分周器
34の分周比は1024になっている。従って、逓倍回
路30の出力には、入力信号の1024倍の周波数の信
号が得られる。
比較器31,ル−プフィルタ32,VCO33及び分周
器34で構成されている。逓倍回路30における分周器
34の分周比は1024になっている。従って、逓倍回
路30の出力には、入力信号の1024倍の周波数の信
号が得られる。
【0038】図6に示すように、信号SHは周期T毎に
ΔTだけ高レベルHになる。そして信号SHが高レベル
の期間に、信号SIのパルスが信号SKに現われる。こ
の信号SKのパルス数、即ち角速度に対応するΔT相当
の時間が、カウンタ53によって計数される。カウンタ
53をクリアする信号SJの周期が31Tであるため、
カウンタ53は、31Tの間に、ΔT×31の時間積算
値を計算し、その積算値がラッチ54に保持され信号S
Mとして出力される。
ΔTだけ高レベルHになる。そして信号SHが高レベル
の期間に、信号SIのパルスが信号SKに現われる。こ
の信号SKのパルス数、即ち角速度に対応するΔT相当
の時間が、カウンタ53によって計数される。カウンタ
53をクリアする信号SJの周期が31Tであるため、
カウンタ53は、31Tの間に、ΔT×31の時間積算
値を計算し、その積算値がラッチ54に保持され信号S
Mとして出力される。
【0039】ところで、図1に示す回路において、分周
器18の分周比と分周器56の分周比とを異なる値に定
めているのには特別な理由がある。即ち、カウンタ53
の計数パルスになる信号SIの周波数を、円筒状圧電体
2の振動周期数(1/T)の整数倍からずらすことによ
って、信号SIの周波数をあまり高くすることなく、測
定精度を高めることができる。
器18の分周比と分周器56の分周比とを異なる値に定
めているのには特別な理由がある。即ち、カウンタ53
の計数パルスになる信号SIの周波数を、円筒状圧電体
2の振動周期数(1/T)の整数倍からずらすことによ
って、信号SIの周波数をあまり高くすることなく、測
定精度を高めることができる。
【0040】図1に示す回路において、仮に、分周器5
6の分周比を1/32に変更すると信号SIの周波数が
1024fになるので、位相差(ΔT/T)を測定する
場合の分解能が1/1024になり、微妙な角速度の変
化を測定することができない。分解能を高めるために、
信号SIの周波数を上げると、カウンタ53等の測定回
路を高速で動作する特殊な回路で構成しなければなら
ず、非常に高価になってしまう。
6の分周比を1/32に変更すると信号SIの周波数が
1024fになるので、位相差(ΔT/T)を測定する
場合の分解能が1/1024になり、微妙な角速度の変
化を測定することができない。分解能を高めるために、
信号SIの周波数を上げると、カウンタ53等の測定回
路を高速で動作する特殊な回路で構成しなければなら
ず、非常に高価になってしまう。
【0041】図1に示す実際の回路においては、信号S
Iの周波数が(32×1024)f/31であるため、例えば時間
Tの間のSIのパルス数は32×1024/31個にな
る。デジタル回路においては通常、パルス数の小数点以
下は切り捨て又は切り上げられるため、それが誤差にな
る。しかし図1の回路では、分周器18と分周器56の
分周比がずれているため、時間Tの中でSIのパルスが
現われる位相は、時間とともに少しずつずれることにな
り、ある周期においては時間Tの中で計数されるSIの
パルス数の小数点以下が切り捨てられるが、別のある周
期においては時間Tの中で計数されるSIのパルス数の
小数点以下が切り上げられる。従って、複数周期の中で
計数したパルス数を平均化すれば、誤差が低減される。
Iの周波数が(32×1024)f/31であるため、例えば時間
Tの間のSIのパルス数は32×1024/31個にな
る。デジタル回路においては通常、パルス数の小数点以
下は切り捨て又は切り上げられるため、それが誤差にな
る。しかし図1の回路では、分周器18と分周器56の
分周比がずれているため、時間Tの中でSIのパルスが
現われる位相は、時間とともに少しずつずれることにな
り、ある周期においては時間Tの中で計数されるSIの
パルス数の小数点以下が切り捨てられるが、別のある周
期においては時間Tの中で計数されるSIのパルス数の
小数点以下が切り上げられる。従って、複数周期の中で
計数したパルス数を平均化すれば、誤差が低減される。
【0042】実際には、カウンタ53の計数周期を定め
る信号SJの周期が31Tであるため、ΔTに対する時
間の測定が31回繰り返され、31Tの期間のΔTの積
算値、即ち切り捨てと切り上げの誤差を平滑化した値
が、カウンタ53で計数され、それがラッチ54に保持
される。即ち、31Tの期間のSIのパルス数が32×
1024であるため、位相差(ΔT/T)の測定分解能
は、1/(32×1024)になる。従って、分周器18
と分周器56の分周比を同一にする場合と比べて、分解
能が32倍になる。これにより、信号SJの周波数が低
い場合でも、角速度を高精度で測定しうる。
る信号SJの周期が31Tであるため、ΔTに対する時
間の測定が31回繰り返され、31Tの期間のΔTの積
算値、即ち切り捨てと切り上げの誤差を平滑化した値
が、カウンタ53で計数され、それがラッチ54に保持
される。即ち、31Tの期間のSIのパルス数が32×
1024であるため、位相差(ΔT/T)の測定分解能
は、1/(32×1024)になる。従って、分周器18
と分周器56の分周比を同一にする場合と比べて、分解
能が32倍になる。これにより、信号SJの周波数が低
い場合でも、角速度を高精度で測定しうる。
【0043】例えば、円筒状圧電体2の振動周波数が8
KHzの場合に、0.02度の分解能で位相差を検出す
るためには、一般的な回路では144MHzのクロック
パルスを計数しなければならず、回路の構成が極めて難
しいが、この実施例の場合、クロックパルス(SI)の
周波数を約4.8MHzに下げることができるため、回
路構成が非常に簡単になる。
KHzの場合に、0.02度の分解能で位相差を検出す
るためには、一般的な回路では144MHzのクロック
パルスを計数しなければならず、回路の構成が極めて難
しいが、この実施例の場合、クロックパルス(SI)の
周波数を約4.8MHzに下げることができるため、回
路構成が非常に簡単になる。
【0044】変形実施例の回転角速度検出装置の構成を
図7に示す。図7において、前記実施例と同一の構成要
素には同一の符号を付して示してある。この実施例にお
いては、PLL回路のVCO23が出力する信号SNを
逓倍回路30Bで逓倍して生成したクロックパルスSO
を、ナンドゲ−ト52を介してカウンタ53で計数する
ように構成してある。従って、クロックパルスSOの周
波数は、円筒状圧電体2の振動周波数に対して整数倍に
なっている。また、信号SHの立ち下がりのタイミング
で、ラッチ54のラッチ制御と、カウンタ53のクリア
制御を実施している。従ってこの実施例では、信号SH
の一周期毎に、クロックパルスSOのパルス数の計数と
クリアが実施される。前記実施例と同様の検出分解能を
得るためには、クロックパルスSOの周波数を高くする
必要がある。
図7に示す。図7において、前記実施例と同一の構成要
素には同一の符号を付して示してある。この実施例にお
いては、PLL回路のVCO23が出力する信号SNを
逓倍回路30Bで逓倍して生成したクロックパルスSO
を、ナンドゲ−ト52を介してカウンタ53で計数する
ように構成してある。従って、クロックパルスSOの周
波数は、円筒状圧電体2の振動周波数に対して整数倍に
なっている。また、信号SHの立ち下がりのタイミング
で、ラッチ54のラッチ制御と、カウンタ53のクリア
制御を実施している。従ってこの実施例では、信号SH
の一周期毎に、クロックパルスSOのパルス数の計数と
クリアが実施される。前記実施例と同様の検出分解能を
得るためには、クロックパルスSOの周波数を高くする
必要がある。
【0045】また図7に示す実施例では、90度移相回
路40Bを、ロ−パスフィルタ14の出力と、励振電極
5a,5bとの間に介挿してあり、インバ−タ17の出
力信号をそのまま位相比較器21に入力するように構成
してある。更にこの実施例では、90度移相回路40B
を、演算増幅器を用いた積分回路で構成してある。90
度移相回路40Bに入力される信号は正弦波(sin波
形)であるため、それを積分することによって、入力に
対し90度位相がずれた信号(cos波形)が得られ
る。90度移相回路40Bの移相量は、信号の周波数の
変動とは無関係である。
路40Bを、ロ−パスフィルタ14の出力と、励振電極
5a,5bとの間に介挿してあり、インバ−タ17の出
力信号をそのまま位相比較器21に入力するように構成
してある。更にこの実施例では、90度移相回路40B
を、演算増幅器を用いた積分回路で構成してある。90
度移相回路40Bに入力される信号は正弦波(sin波
形)であるため、それを積分することによって、入力に
対し90度位相がずれた信号(cos波形)が得られ
る。90度移相回路40Bの移相量は、信号の周波数の
変動とは無関係である。
【0046】尚、上記各実施例においては、円筒状圧電
体2を常時共振状態で振動させるために、励振電極5
a,5bの信号とフィ−ドバック電極4a,4bの信号
との位相差が90度になるようにPLL回路20で制御
しているが、この位相差は必ずしも90度である必要は
ない。即ち、他に共振する位相差があればその位相差に
なるように制御を変更してもよい。また実際には、回路
定数や振動子の特性のばらつき等によって、振動子は理
論値である90度から多少ずれた位相差がある時に最大
の共振状態になる場合が考えられる。従って例えば、位
相差の理論値を90度とした場合、実際には80度〜1
00度程度の範囲内で位相差を制御する可能性もある。
また、振動子の振動周波数は、それの共振周波数と完全
に一致させなくてもよい。振動周波数を共振周波数と一
致させるのが最も好ましいが、振動周波数が共振周波数
の付近にあれば、ある程度ノイズの発生を防ぐことがで
き、実用上は問題が生じない。
体2を常時共振状態で振動させるために、励振電極5
a,5bの信号とフィ−ドバック電極4a,4bの信号
との位相差が90度になるようにPLL回路20で制御
しているが、この位相差は必ずしも90度である必要は
ない。即ち、他に共振する位相差があればその位相差に
なるように制御を変更してもよい。また実際には、回路
定数や振動子の特性のばらつき等によって、振動子は理
論値である90度から多少ずれた位相差がある時に最大
の共振状態になる場合が考えられる。従って例えば、位
相差の理論値を90度とした場合、実際には80度〜1
00度程度の範囲内で位相差を制御する可能性もある。
また、振動子の振動周波数は、それの共振周波数と完全
に一致させなくてもよい。振動周波数を共振周波数と一
致させるのが最も好ましいが、振動周波数が共振周波数
の付近にあれば、ある程度ノイズの発生を防ぐことがで
き、実用上は問題が生じない。
【0047】もう1つの変形実施例の回転角速度検出装
置の構成を図8に示す。図8において、前記実施例と同
一の構成要素には同一の符号を付して示してある。この
実施例においては、円筒状圧電体2を駆動するために、
それ自身を含む自励発振回路を構成している。即ち、円
筒状圧電体2のフィ−ドバック電極4a,4bから出力
される信号は、90度移相回路40Cで90度位相シフ
トされ、増幅器50で増幅されて励振電極5a,5bに
印加される。円筒状圧電体2が振動すると、励振電極5
a,5bの信号に対して90度位相がずれた信号がフィ
−ドバック電極4a,4bに現われるが、その信号を9
0度移相回路40Cで90度位相シフトすることによっ
て、以前に励振電極5a,5bに印加した信号と同位相
の信号が得られる。この信号が増幅器50で増幅され、
再び励振電極5a,5bに印加されるので、励振電極5
a,5b−円筒状圧電体2−フィ−ドバック電極4a,
4b−90度移相回路40C−増幅器50−励振電極5
a,5bの閉ル−プにおいて正帰還が生じ、増幅器50
の働きによりル−プゲインが1を越えるので、このル−
プに発振が生じる。
置の構成を図8に示す。図8において、前記実施例と同
一の構成要素には同一の符号を付して示してある。この
実施例においては、円筒状圧電体2を駆動するために、
それ自身を含む自励発振回路を構成している。即ち、円
筒状圧電体2のフィ−ドバック電極4a,4bから出力
される信号は、90度移相回路40Cで90度位相シフ
トされ、増幅器50で増幅されて励振電極5a,5bに
印加される。円筒状圧電体2が振動すると、励振電極5
a,5bの信号に対して90度位相がずれた信号がフィ
−ドバック電極4a,4bに現われるが、その信号を9
0度移相回路40Cで90度位相シフトすることによっ
て、以前に励振電極5a,5bに印加した信号と同位相
の信号が得られる。この信号が増幅器50で増幅され、
再び励振電極5a,5bに印加されるので、励振電極5
a,5b−円筒状圧電体2−フィ−ドバック電極4a,
4b−90度移相回路40C−増幅器50−励振電極5
a,5bの閉ル−プにおいて正帰還が生じ、増幅器50
の働きによりル−プゲインが1を越えるので、このル−
プに発振が生じる。
【0048】なお、90度移相回路40Cの構成は、図
7の90度移相回路40Bと同一である。
7の90度移相回路40Bと同一である。
【0049】分周器56は、フィ−ドバック電極4a,
4bに得られる信号から、その周波数を1/31に分周
した信号を生成する。また逓倍回路30Cは、分周器5
6が出力する信号から、その周波数を32×1024倍
に逓倍した信号を生成する。従って、分周器56の分周
比(1/31)と逓倍回路30Cの逓倍比(32×10
24)との積は、(32×1024/31)であり、整
数からずらしてある。逓倍回路30Cが出力する信号S
Oは、クロックパルスとしてアンドゲ−ト52の一方の
入力に印加される。また、分周器56が出力する信号S
Jは、1回の計数期間を定める信号としてカウンタ53
及びラッチ54に印加される。
4bに得られる信号から、その周波数を1/31に分周
した信号を生成する。また逓倍回路30Cは、分周器5
6が出力する信号から、その周波数を32×1024倍
に逓倍した信号を生成する。従って、分周器56の分周
比(1/31)と逓倍回路30Cの逓倍比(32×10
24)との積は、(32×1024/31)であり、整
数からずらしてある。逓倍回路30Cが出力する信号S
Oは、クロックパルスとしてアンドゲ−ト52の一方の
入力に印加される。また、分周器56が出力する信号S
Jは、1回の計数期間を定める信号としてカウンタ53
及びラッチ54に印加される。
【0050】分周器56の分周比(1/31)と逓倍回
路30Cの逓倍比(32×1024)との積を整数から
ずらした理由は、図1に示す実施例の場合と同様であ
る。即ち、カウンタ53の計数パルスになる信号SOの
周波数を円筒状圧電体2の振動周波数(1/T)の整数
倍からずらすことによって、信号SOの周波数をあまり
高くすることなく、測定精度を高めることができる。
路30Cの逓倍比(32×1024)との積を整数から
ずらした理由は、図1に示す実施例の場合と同様であ
る。即ち、カウンタ53の計数パルスになる信号SOの
周波数を円筒状圧電体2の振動周波数(1/T)の整数
倍からずらすことによって、信号SOの周波数をあまり
高くすることなく、測定精度を高めることができる。
【0051】図8に示す実際の回路においては、信号S
Oの周波数が(32×1024)f/31であるため、例えば時間
Tの間のSOのパルス数は32×1024/31個にな
る。デジタル回路においては通常、パルス数の小数点以
下は切り捨て又は切り上げられるため、それが誤差にな
る。しかし図8の回路では、分周器56の分周比(1/
31)と逓倍回路30Cの逓倍比(32×1024)と
の積が整数からずれているため、時間Tの中でSOのパ
ルスが現われる位相は、時間とともに少しずつずれるこ
とになり、ある周期においては時間Tの中で計数される
SOのパルス数の小数点以下が切り捨てられるが、別の
ある周期においては時間Tの中で計数されるSOのパル
ス数の小数点以下が切り上げられる。従って、複数周期
の中で計数したパルス数を平均化すれば、誤差が低減さ
れる。
Oの周波数が(32×1024)f/31であるため、例えば時間
Tの間のSOのパルス数は32×1024/31個にな
る。デジタル回路においては通常、パルス数の小数点以
下は切り捨て又は切り上げられるため、それが誤差にな
る。しかし図8の回路では、分周器56の分周比(1/
31)と逓倍回路30Cの逓倍比(32×1024)と
の積が整数からずれているため、時間Tの中でSOのパ
ルスが現われる位相は、時間とともに少しずつずれるこ
とになり、ある周期においては時間Tの中で計数される
SOのパルス数の小数点以下が切り捨てられるが、別の
ある周期においては時間Tの中で計数されるSOのパル
ス数の小数点以下が切り上げられる。従って、複数周期
の中で計数したパルス数を平均化すれば、誤差が低減さ
れる。
【0052】実際には、カウンタ53の計数周期を定め
る信号SJの周期が31Tであるため、ΔTに対する時
間の測定が31回繰り返され、31Tの期間のΔTの積
算値、即ち切り捨てと切り上げの誤差を平滑化した値
が、カウンタ53で計数され、それがラッチ54に保持
される。即ち、31Tの期間のSOのパルス数が32×
1024であるため、位相差(ΔT/T)の測定分解能
は、1/(32×1024)になる。従って、分周器56
の分周比と逓倍回路30Cの逓倍比との積を整数にする
場合と比べて、分解能が32倍になる。これにより、信
号SOの周波数が低い場合でも、角速度を高精度で測定
しうる。
る信号SJの周期が31Tであるため、ΔTに対する時
間の測定が31回繰り返され、31Tの期間のΔTの積
算値、即ち切り捨てと切り上げの誤差を平滑化した値
が、カウンタ53で計数され、それがラッチ54に保持
される。即ち、31Tの期間のSOのパルス数が32×
1024であるため、位相差(ΔT/T)の測定分解能
は、1/(32×1024)になる。従って、分周器56
の分周比と逓倍回路30Cの逓倍比との積を整数にする
場合と比べて、分解能が32倍になる。これにより、信
号SOの周波数が低い場合でも、角速度を高精度で測定
しうる。
【0053】なお、図8に示す実施例においては、円筒
状圧電体2の励振電極5a,5bの信号とフィ−ドバッ
ク電極4a,4bの信号との位相差が90度になる場合
を想定し、正帰還を実現するために移相回路40Cの位
相シフト量を90度に定めてある。従って、円筒状圧電
体2における位相シフト量が90度と異なる場合や、他
の回路要素によっても位相シフトが生じる場合には、そ
れに合わせて移相回路40Cの位相シフト量を変更する
必要がある。いずれにしても、励振電極5a,5b−円
筒状圧電体2−フィ−ドバック電極4a,4b−90度
移相回路40C−増幅器50−励振電極5a,5bの閉
ル−プにおいて正帰還が生じるように構成しなければな
らない。
状圧電体2の励振電極5a,5bの信号とフィ−ドバッ
ク電極4a,4bの信号との位相差が90度になる場合
を想定し、正帰還を実現するために移相回路40Cの位
相シフト量を90度に定めてある。従って、円筒状圧電
体2における位相シフト量が90度と異なる場合や、他
の回路要素によっても位相シフトが生じる場合には、そ
れに合わせて移相回路40Cの位相シフト量を変更する
必要がある。いずれにしても、励振電極5a,5b−円
筒状圧電体2−フィ−ドバック電極4a,4b−90度
移相回路40C−増幅器50−励振電極5a,5bの閉
ル−プにおいて正帰還が生じるように構成しなければな
らない。
【0054】図8に示す実施例を図1の場合と比較する
と、回路構成が大幅に簡略化されているのが分かる。即
ち、図8の構成では、円筒状圧電体2を駆動するため
に、PLL回路を設置する必要がなく、また、カウンタ
53及びラッチ54を制御する信号SJを生成するため
に、特別なカウンタ(55)を設ける必要がないので、
回路を構成する要素の数が少なく、低コストで製造可能
である。
と、回路構成が大幅に簡略化されているのが分かる。即
ち、図8の構成では、円筒状圧電体2を駆動するため
に、PLL回路を設置する必要がなく、また、カウンタ
53及びラッチ54を制御する信号SJを生成するため
に、特別なカウンタ(55)を設ける必要がないので、
回路を構成する要素の数が少なく、低コストで製造可能
である。
【0055】
【発明の効果】以上のとおり本発明によれば、計数する
クロックパルスは、振動子の振動周波数と対応する信号
を逓倍して作られるため、クロックパルスの周期は振動
周期Tと比例関係にある。従って、温度の変動などに伴
なって振動周期Tが変化しても、計数手段が計数するパ
ルス数は変化しない。つまり、計数手段の計数値は、Δ
T/T即ち回転角速度と比例関係になり、振動子の振動
周期の変動に伴なう誤差の発生が防止される。しかも、
振動子の振動周期を測定する回路や、その回路で測定し
た振動周期とパルス幅との比率を計算する回路を設ける
必要がないため、装置の構成が簡略化される。
クロックパルスは、振動子の振動周波数と対応する信号
を逓倍して作られるため、クロックパルスの周期は振動
周期Tと比例関係にある。従って、温度の変動などに伴
なって振動周期Tが変化しても、計数手段が計数するパ
ルス数は変化しない。つまり、計数手段の計数値は、Δ
T/T即ち回転角速度と比例関係になり、振動子の振動
周期の変動に伴なう誤差の発生が防止される。しかも、
振動子の振動周期を測定する回路や、その回路で測定し
た振動周期とパルス幅との比率を計算する回路を設ける
必要がないため、装置の構成が簡略化される。
【0056】また請求項2の発明においては、前記逓倍
手段が、前記発振手段の周波数を制御するル−プ内に設
置された第1の分周器(18),該第1の分周器とは異
なる分周比を有し第1の分周器の入力側に現われる信号
を分周する第2の分周器(56),及び該第2の分周器
が出力する信号を逓倍する逓倍回路(30)を含んでい
るため、逓倍回路の出力に得られるクロックパルスの周
波数を、振動子の振動周波数の整数倍からずらすことが
できる。
手段が、前記発振手段の周波数を制御するル−プ内に設
置された第1の分周器(18),該第1の分周器とは異
なる分周比を有し第1の分周器の入力側に現われる信号
を分周する第2の分周器(56),及び該第2の分周器
が出力する信号を逓倍する逓倍回路(30)を含んでい
るため、逓倍回路の出力に得られるクロックパルスの周
波数を、振動子の振動周波数の整数倍からずらすことが
できる。
【0057】逓倍回路の出力に得られるクロックパルス
の周波数を、振動子の振動周波数の整数倍からずらすこ
とによって、前記計数手段が位相差パルス信号の高レベ
ル期間又は低レベル期間の1つの周期の中で計数するパ
ルス数に端数(小数点以下の値)が生じる。また、位相
差パルス信号の周期毎に、クロックパルスの位相がずれ
る。そして計数手段は、位相差パルス信号の高レベル期
間又は低レベル期間の複数周期についてクロックパルス
を積算するように計数するので、計数値の端数について
は、ある周期では切り捨てが生じ、別のある周期では切
り上げが生じ、切り捨ての誤差と切り上げの誤差とが平
滑化される。これによって、クロックパルスの周波数が
比較的低い場合であっても、計数誤差が低減され、角速
度の検出分解能が向上する。比較的低い周波数のクロッ
クパルスを使用することができるので、カウンタ等を安
価な回路で構成でき、装置コストが大幅に低減される。
の周波数を、振動子の振動周波数の整数倍からずらすこ
とによって、前記計数手段が位相差パルス信号の高レベ
ル期間又は低レベル期間の1つの周期の中で計数するパ
ルス数に端数(小数点以下の値)が生じる。また、位相
差パルス信号の周期毎に、クロックパルスの位相がずれ
る。そして計数手段は、位相差パルス信号の高レベル期
間又は低レベル期間の複数周期についてクロックパルス
を積算するように計数するので、計数値の端数について
は、ある周期では切り捨てが生じ、別のある周期では切
り上げが生じ、切り捨ての誤差と切り上げの誤差とが平
滑化される。これによって、クロックパルスの周波数が
比較的低い場合であっても、計数誤差が低減され、角速
度の検出分解能が向上する。比較的低い周波数のクロッ
クパルスを使用することができるので、カウンタ等を安
価な回路で構成でき、装置コストが大幅に低減される。
【0058】また請求項3の発明においては、逓倍手段
が、互いに直列に接続された分周器(56)と逓倍回路
(30C)を含み、前記分周器の分周比と前記逓倍回路
の逓倍比との積が、整数からずれた関係に定められてい
るため、逓倍回路の出力に得られるクロックパルスの周
波数を、振動子の振動周波数の整数倍からずらすことが
できる。また、前記分周器が出力する信号によって、前
記計数手段の計数期間が前記振動子の振動周波数の複数
周期以上の期間に定められるので、請求項2の場合と同
様に、角速度の検出分解能が向上する。
が、互いに直列に接続された分周器(56)と逓倍回路
(30C)を含み、前記分周器の分周比と前記逓倍回路
の逓倍比との積が、整数からずれた関係に定められてい
るため、逓倍回路の出力に得られるクロックパルスの周
波数を、振動子の振動周波数の整数倍からずらすことが
できる。また、前記分周器が出力する信号によって、前
記計数手段の計数期間が前記振動子の振動周波数の複数
周期以上の期間に定められるので、請求項2の場合と同
様に、角速度の検出分解能が向上する。
【図1】 一実施例の回転角速度検出装置の構成を示す
ブロック図である。
ブロック図である。
【図2】 図1に示す装置の一部のブロックの詳細な構
成を示すブロック図である。
成を示すブロック図である。
【図3】 センサ素子10の外観と一部の断面を示す正
面図である。
面図である。
【図4】 円筒状圧電体2の振動状態を示す平面図であ
る。
る。
【図5】 図1の回路各部の信号の例を示すタイムチャ
−トである。
−トである。
【図6】 図1の回路各部の信号の例を示すタイムチャ
−トである。
−トである。
【図7】 1つの変形実施例の回転角速度検出装置の構
成を示すブロック図である。
成を示すブロック図である。
【図8】 もう1つの変形実施例の回転角速度検出装置
の構成を示すブロック図である。
の構成を示すブロック図である。
1:素子台 2:円筒状圧電体
3:基準電位電極 4a,4b:フィ−ド
バック電極 5a,5b:励振電極 6a,6b:検出電極 4a,4b,5a,5b,6a,6b,7a,7b:電
極セグメント 10:センサ素子 12,13,14:ロ
−パスフィルタ 16,17:インバ−タ 18,56:分周器 20:PLL回路 30,30B,30
C:逓倍回路 21,31,41:位相比較器 22,32,42:ル
−プフィルタ 23,33,43:VCO(電圧制御発振器) 34,44,56:分周器 40,40B:90度移相回路 45,46:フリップフロップ 50:増幅器 51:イクスクル−シブオアゲ−ト 52:ナンドゲ−ト 53,55:カウンタ 54:ラッチ SA,SB,SC,SD,SE,SF,SG,SH,S
I,SJ,SK, SL,SM,SN,S41,S42,S43:信号
バック電極 5a,5b:励振電極 6a,6b:検出電極 4a,4b,5a,5b,6a,6b,7a,7b:電
極セグメント 10:センサ素子 12,13,14:ロ
−パスフィルタ 16,17:インバ−タ 18,56:分周器 20:PLL回路 30,30B,30
C:逓倍回路 21,31,41:位相比較器 22,32,42:ル
−プフィルタ 23,33,43:VCO(電圧制御発振器) 34,44,56:分周器 40,40B:90度移相回路 45,46:フリップフロップ 50:増幅器 51:イクスクル−シブオアゲ−ト 52:ナンドゲ−ト 53,55:カウンタ 54:ラッチ SA,SB,SC,SD,SE,SF,SG,SH,S
I,SJ,SK, SL,SM,SN,S41,S42,S43:信号
─────────────────────────────────────────────────────
フロントページの続き
(56)参考文献 特開 平6−18545(JP,A)
特開 平6−281661(JP,A)
特開 平6−249665(JP,A)
(58)調査した分野(Int.Cl.7,DB名)
G01C 19/56
G01P 9/04
Claims (3)
- 【請求項1】振動体,該振動体を振動駆動するための振
動する駆動信号が供給される第1の端子,該振動体が該
振動信号によって固有振動数で振動する共振状態におい
て、前記第1の端子に供給される駆動信号に対して所定
量位相がずれたフィードバック信号が現われる第2の端
子、及び、 前記振動体に加わる角速度に対応して位相が変
化する検出信号が現れる第3の端子を含む振動子; 前記振動子の共振周波数に相当する交流信号を生成し該
信号を前記第1の端子に印加する手段,及び前記振動子
の前記第2の端子と第1の端子との間に接続され前記振
動子を含む正帰還ル−プを形成する手段、のいずれか一
方を含む発振手段; 前記振動子の振動周波数と対応する信号に基づいて、該
振動周波数よりも周波数の高いクロックパルスを生成す
る逓倍手段; 前記振動子の第3の端子に現われる検出信号と、第1の
端子に印加される駆動信号又は第2の端子に現われるフ
ィードバック信号との位相差に応じてデュ−ティが変化
する位相差パルス信号を生成する位相差パルス生成手
段;及び 該位相差パルス生成手段が生成した位相差パルス信号の
高レベル期間又は低レベル期間に、前記クロックパルス
を計数する計数手段;を備える角速度検出装置。 - 【請求項2】 前記逓倍手段が、前記発振手段の周波数
を制御するル−プ内に設置された第1の分周器,該第1
の分周器とは異なる分周比を有し第1の分周器の入力側
に現われる信号を分周する第2の分周器,及び該第2の
分周器が出力する信号を逓倍する逓倍回路を含み、更
に、前記計数手段の計数期間を前記振動子の振動周波数
の複数周期以上の期間に定める信号を生成する計数期間
生成手段を備える、前記請求項1記載の角速度検出装
置。 - 【請求項3】 前記逓倍手段が、互いに直列に接続され
た分周器と逓倍回路を含み、前記分周器の分周比と前記
逓倍回路の逓倍比との積が、整数からずれた関係に定め
られ、前記分周器が出力する信号によって、前記計数手
段の計数期間が前記振動子の振動周波数の複数周期以上
の期間に定められる、前記請求項1記載の角速度検出装
置。
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