JP3430283B2 - バッテリチャージャ - Google Patents
バッテリチャージャInfo
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- JP3430283B2 JP3430283B2 JP33041196A JP33041196A JP3430283B2 JP 3430283 B2 JP3430283 B2 JP 3430283B2 JP 33041196 A JP33041196 A JP 33041196A JP 33041196 A JP33041196 A JP 33041196A JP 3430283 B2 JP3430283 B2 JP 3430283B2
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明はバッテリチャージャ
に関し、特にリチュームイオンバッテリ等の蓄電池を短
時間で充電するのに好適なバッテリチャージャに関する
ものである。
に関し、特にリチュームイオンバッテリ等の蓄電池を短
時間で充電するのに好適なバッテリチャージャに関する
ものである。
【０００２】
【従来の技術】図３は従来のバッテリチャージャの構成
例を示す図である。図示するように、従来のバッテリチ
ャージャ１００は電源端子１、整流回路２、ＰＷＭ制御
部３、パルス電源部４、ダイオード５、電圧検出部７、
基準電圧発生器８、抵抗器９、抵抗器１０、スイッチ１
１、充電端子１４を具備する。バッテリ２００はケーシ
ング２２にバッテリ素子２１が収納された構成であり、
該ケーシング２２に充放電用の端子２３，２３を設け、
バッテリ素子２１の電極がそれぞれ電線２４、２５で接
続されている。バッテリチャージャ１００の充電端子１
４，１４にバッテリ２００の端子２３，２３を接続し、
充電するようになっている。
例を示す図である。図示するように、従来のバッテリチ
ャージャ１００は電源端子１、整流回路２、ＰＷＭ制御
部３、パルス電源部４、ダイオード５、電圧検出部７、
基準電圧発生器８、抵抗器９、抵抗器１０、スイッチ１
１、充電端子１４を具備する。バッテリ２００はケーシ
ング２２にバッテリ素子２１が収納された構成であり、
該ケーシング２２に充放電用の端子２３，２３を設け、
バッテリ素子２１の電極がそれぞれ電線２４、２５で接
続されている。バッテリチャージャ１００の充電端子１
４，１４にバッテリ２００の端子２３，２３を接続し、
充電するようになっている。
【０００３】バッテリチャージャ１００のＰＷＭ制御部
３はＰＷＭ制御回路３−１、ホトカプラ３−２を具備
し、パルス電源部４は出力トランス４−１及びトランジ
スタ４−２を具備する。電源端子１に供給されたＡＣ電
源は整流回路２で直流に変換され、パルス電源部４へ供
給される。ＰＷＭ制御部３のＰＷＭ制御回路３−１から
のパルス信号によりトランジスタ４−２をＯＮ・ＯＦＦ
制御し、整流回路２からの直流出力をＯＮ・ＯＦＦす
る。ＰＷＭ制御部３はＰＷＭ制御回路３−１のパルス信
号のパルス幅を制御することにより、パルス電源部４の
ＯＮ・ＯＦＦ時間を制御し、パルス電源部４で直流をＯ
Ｎ・ＯＦＦした出力は高周波整流用のダイオード５、ス
イッチ１１を介して充電端子１４へ供給される。
３はＰＷＭ制御回路３−１、ホトカプラ３−２を具備
し、パルス電源部４は出力トランス４−１及びトランジ
スタ４−２を具備する。電源端子１に供給されたＡＣ電
源は整流回路２で直流に変換され、パルス電源部４へ供
給される。ＰＷＭ制御部３のＰＷＭ制御回路３−１から
のパルス信号によりトランジスタ４−２をＯＮ・ＯＦＦ
制御し、整流回路２からの直流出力をＯＮ・ＯＦＦす
る。ＰＷＭ制御部３はＰＷＭ制御回路３−１のパルス信
号のパルス幅を制御することにより、パルス電源部４の
ＯＮ・ＯＦＦ時間を制御し、パルス電源部４で直流をＯ
Ｎ・ＯＦＦした出力は高周波整流用のダイオード５、ス
イッチ１１を介して充電端子１４へ供給される。
【０００４】出力電圧Ｖ1は抵抗器９及び抵抗器１０で
分圧され、該分圧された電圧と基準電圧Ｖr1とが電圧検
出部７で比較され、その差電圧が増幅されＰＷＭ制御部
３のホトカプラ３−２へ入力される。ＰＷＭ制御部３で
は該ホトカプラ３−２で信号を受け、ＰＷＭ制御回路３
−１の出力信号のパルス幅を制御し、前記出力電圧Ｖ1
を分圧した電圧と基準電圧Ｖr1の差電圧が０になるよう
に制御する。同様に、充電初期には充電電流Ｉは定電流
制御回路で一定に制御されるが、ここでは回路の図示は
省略する。
分圧され、該分圧された電圧と基準電圧Ｖr1とが電圧検
出部７で比較され、その差電圧が増幅されＰＷＭ制御部
３のホトカプラ３−２へ入力される。ＰＷＭ制御部３で
は該ホトカプラ３−２で信号を受け、ＰＷＭ制御回路３
−１の出力信号のパルス幅を制御し、前記出力電圧Ｖ1
を分圧した電圧と基準電圧Ｖr1の差電圧が０になるよう
に制御する。同様に、充電初期には充電電流Ｉは定電流
制御回路で一定に制御されるが、ここでは回路の図示は
省略する。
【０００５】図４は従来のバッテリチャージャの充電特
性を示す図である。充電初期の定電流充電領域では充電
電流Ｉを一定に制御し、出力電圧Ｖ1が設定電圧に達し
た後は前記説明したように一定電圧に制御される（定電
圧充電領域）。充電電流Ｉが満電流Ｉ0まで減衰すると
充電完了と判定しスイッチ１１はオフされる。
性を示す図である。充電初期の定電流充電領域では充電
電流Ｉを一定に制御し、出力電圧Ｖ1が設定電圧に達し
た後は前記説明したように一定電圧に制御される（定電
圧充電領域）。充電電流Ｉが満電流Ｉ0まで減衰すると
充電完了と判定しスイッチ１１はオフされる。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上記従
来構成のバッテリチャージャ１００では高周波整流用の
ダイオード５の発熱が大きく、ショットキーダイオード
を使用した場合でも順方向電圧が０．４Ｖあり、例えば
充電電流が３Ａの時は１．２Ｗの電力（熱）損失とな
る。また、バッテリ２００はスイッチ１１の抵抗（接触
抵抗）値Ｒｓ、基板パターンの抵抗値Ｒｆ、充電端子１
４の接触抵抗の抵抗値Ｒｃが直列に挿入されたことにな
り、バッテリ２００の端子２３、２３間に印加される充
電電圧Ｖｂは出力電圧Ｖ1より前記抵抗値による電圧降
下｛Ｉ（Ｒｓ＋Ｒｆ＋Ｒｃ）｝分だけ低下し図４のＶｂ
に示すように、 Ｖｂ＝Ｖ1−Ｉ（Ｒｓ＋Ｒｆ＋Ｒｃ） となる。即ち、定電圧領域では充電電圧Ｖｂが徐々に上
昇し出力電圧Ｖ1に近づくので充電電流Ｉの減衰も遅く
充電完了時間ｔも長くなると云う問題があった。
来構成のバッテリチャージャ１００では高周波整流用の
ダイオード５の発熱が大きく、ショットキーダイオード
を使用した場合でも順方向電圧が０．４Ｖあり、例えば
充電電流が３Ａの時は１．２Ｗの電力（熱）損失とな
る。また、バッテリ２００はスイッチ１１の抵抗（接触
抵抗）値Ｒｓ、基板パターンの抵抗値Ｒｆ、充電端子１
４の接触抵抗の抵抗値Ｒｃが直列に挿入されたことにな
り、バッテリ２００の端子２３、２３間に印加される充
電電圧Ｖｂは出力電圧Ｖ1より前記抵抗値による電圧降
下｛Ｉ（Ｒｓ＋Ｒｆ＋Ｒｃ）｝分だけ低下し図４のＶｂ
に示すように、 Ｖｂ＝Ｖ1−Ｉ（Ｒｓ＋Ｒｆ＋Ｒｃ） となる。即ち、定電圧領域では充電電圧Ｖｂが徐々に上
昇し出力電圧Ｖ1に近づくので充電電流Ｉの減衰も遅く
充電完了時間ｔも長くなると云う問題があった。
【０００７】本発明は上述の点に鑑みてなされたもの
で、上記問題点を除去し熱損失が少なく、且つ充電時間
を大幅に短縮できるバッテリチャージャを提供すること
を目的とする。
で、上記問題点を除去し熱損失が少なく、且つ充電時間
を大幅に短縮できるバッテリチャージャを提供すること
を目的とする。
【０００８】
【課題を解決するための手段】上記課題を解決するため
請求項１に記載の発明は、交流を直流に変換する整流回
路、該整流回路の直流出力をＯＮ・ＯＦＦするパルス電
源部、該パルス電源部を制御するＰＷＭ制御部、該パル
ス電源部の出力を整流する高周波整流回路、出力電圧Ｖ
1 と第１の基準電圧Ｖ r1 とを比較しその差Ｖ 1 −Ｖ r1 を該
ＰＷＭ制御部にフィードバックする第１のフィードバッ
ク回路とを具備し、該ＰＷＭ制御部からのパルス信号の
パルス幅を制御し、パルス電源部のＯＮ・ＯＦＦ時間を
制御して出力電圧Ｖ 1 を制御し、スイッチを通して充電
端子に接続されたバッテリーに出力するように構成され
たバッテリチャージャにおいて、スイッチよりバッテリ
側で且つバッテリの電極近傍からバッテリ電圧Ｖｂを取
り出し、該バッテリ電圧Ｖｂと第２の基準電圧Ｖ r2 とを
比較し差電圧Ｖｂ−Ｖ r2 を前記ＰＷＭ制御部にフィード
バックする第２のフィードバック回路を第１のフィード
バック回路とは別途に設けたことを特徴とする。
請求項１に記載の発明は、交流を直流に変換する整流回
路、該整流回路の直流出力をＯＮ・ＯＦＦするパルス電
源部、該パルス電源部を制御するＰＷＭ制御部、該パル
ス電源部の出力を整流する高周波整流回路、出力電圧Ｖ
1 と第１の基準電圧Ｖ r1 とを比較しその差Ｖ 1 −Ｖ r1 を該
ＰＷＭ制御部にフィードバックする第１のフィードバッ
ク回路とを具備し、該ＰＷＭ制御部からのパルス信号の
パルス幅を制御し、パルス電源部のＯＮ・ＯＦＦ時間を
制御して出力電圧Ｖ 1 を制御し、スイッチを通して充電
端子に接続されたバッテリーに出力するように構成され
たバッテリチャージャにおいて、スイッチよりバッテリ
側で且つバッテリの電極近傍からバッテリ電圧Ｖｂを取
り出し、該バッテリ電圧Ｖｂと第２の基準電圧Ｖ r2 とを
比較し差電圧Ｖｂ−Ｖ r2 を前記ＰＷＭ制御部にフィード
バックする第２のフィードバック回路を第１のフィード
バック回路とは別途に設けたことを特徴とする。
【０００９】また、請求項２に記載の発明は、請求項１
に記載のバッテリチャージャにおいて、前記高周波整流
回路にＦＥＴを使用し、該ＦＥＴをパルス電源部の出力
によりＯＮ−ＯＦＦするように構成することを特徴とす
る。
に記載のバッテリチャージャにおいて、前記高周波整流
回路にＦＥＴを使用し、該ＦＥＴをパルス電源部の出力
によりＯＮ−ＯＦＦするように構成することを特徴とす
る。
【００１０】
【発明の実施の形態】以下、本発明の実施の形態例を図
面に基づいて詳細に説明する。図１は本発明のバッテリ
チャージャの構成例を示す図である。図示するように、
本発明のバッテリーチャージャ１００は高周波整流回路
としてＦＥＴ（電界効果トランジスタ）３０を使用して
発熱を抑え、更に、電圧降下の影響を少なくするために
バッテリ素子２１の電極に近い部分よりバッテリ電圧Ｖ
ｂを取り出す電圧端子２６、２６を設け、該電圧端子２
６、２６間に取り出したバッテリ電圧Ｖｂと基準電圧Ｖ
r2の差をフィードバックする手段（後に詳述）を設けた
ものである。同図で図３と同じ符号は同じ機能をもつも
のであり、ここでの説明は省略する。
面に基づいて詳細に説明する。図１は本発明のバッテリ
チャージャの構成例を示す図である。図示するように、
本発明のバッテリーチャージャ１００は高周波整流回路
としてＦＥＴ（電界効果トランジスタ）３０を使用して
発熱を抑え、更に、電圧降下の影響を少なくするために
バッテリ素子２１の電極に近い部分よりバッテリ電圧Ｖ
ｂを取り出す電圧端子２６、２６を設け、該電圧端子２
６、２６間に取り出したバッテリ電圧Ｖｂと基準電圧Ｖ
r2の差をフィードバックする手段（後に詳述）を設けた
ものである。同図で図３と同じ符号は同じ機能をもつも
のであり、ここでの説明は省略する。
【００１１】パルス電源部４はパルス電圧を出力し、Ｆ
ＥＴ３０のドレインＤ及びダイオード３２と抵抗器３１
の回路を介してゲートＧに印加する。ＦＥＴ３０はパル
ス出力電圧が正電圧の時のみドレインＤとソースＳ間が
導通され、パルス出力が０の場合は開放されるから、図
３のダイオード５と同じ整流機能を持つ。ドレインＤと
ソースＳ間の導通時、ドレインＤ−ソースＳ間の電圧降
下は０．１Ｖ以下となり、例えば充電電流が３Ａとすれ
ばＦＥＴ３０での電力損失は０．３Ｗ以下となる。
ＥＴ３０のドレインＤ及びダイオード３２と抵抗器３１
の回路を介してゲートＧに印加する。ＦＥＴ３０はパル
ス出力電圧が正電圧の時のみドレインＤとソースＳ間が
導通され、パルス出力が０の場合は開放されるから、図
３のダイオード５と同じ整流機能を持つ。ドレインＤと
ソースＳ間の導通時、ドレインＤ−ソースＳ間の電圧降
下は０．１Ｖ以下となり、例えば充電電流が３Ａとすれ
ばＦＥＴ３０での電力損失は０．３Ｗ以下となる。
【００１２】バッテリ２００のケーシング２２には新た
に電圧端子２６、２６を設け、電圧降下の影響を少なく
するためにバッテリ素子２１の両極の近傍からバッテリ
電圧Ｖｂを導いている。なお、抵抗器２７は端子２６、
２６間が短絡された場合、短絡電流を制限するための短
絡電流制限用の抵抗器である。
に電圧端子２６、２６を設け、電圧降下の影響を少なく
するためにバッテリ素子２１の両極の近傍からバッテリ
電圧Ｖｂを導いている。なお、抵抗器２７は端子２６、
２６間が短絡された場合、短絡電流を制限するための短
絡電流制限用の抵抗器である。
【００１３】一方、バッテリチャージャ１００には充電
時にバッテリ２００の電圧端子２６、２６に接続される
電圧端子１９、１９及び電圧検出部１５を設け、充電時
に該電圧端子１９、１９に印加されるバッテリ電圧Ｖｂ
を抵抗器１７と抵抗器１８を介して分圧し、該分圧した
電圧と基準電圧Ｖr2を電圧検出部１５に入力し、電圧検
出部１５では前記分圧した電圧と基準電圧Ｖr2とを比較
し、その差電圧ｅを増幅してＰＷＭ制御部３へフィード
バックするように構成している。
時にバッテリ２００の電圧端子２６、２６に接続される
電圧端子１９、１９及び電圧検出部１５を設け、充電時
に該電圧端子１９、１９に印加されるバッテリ電圧Ｖｂ
を抵抗器１７と抵抗器１８を介して分圧し、該分圧した
電圧と基準電圧Ｖr2を電圧検出部１５に入力し、電圧検
出部１５では前記分圧した電圧と基準電圧Ｖr2とを比較
し、その差電圧ｅを増幅してＰＷＭ制御部３へフィード
バックするように構成している。
【００１４】図２は本発明のバッテリチャージャの充電
特性を示す図である。充電初期の定電流充電領域では充
電電流Ｉを一定に制御し、バッテリ電圧Ｖｂが設定電圧
に達した後は一定電圧で制御される（定電圧充電領
域）。以下、数式を用いて説明する。
特性を示す図である。充電初期の定電流充電領域では充
電電流Ｉを一定に制御し、バッテリ電圧Ｖｂが設定電圧
に達した後は一定電圧で制御される（定電圧充電領
域）。以下、数式を用いて説明する。
【００１５】基準電圧発生器８の電圧をＶr1、抵抗器９
の抵抗値をＲ１、抵抗器１０の抵抗値をＲ２とすると充
電端子１４、１４を開放した時、即ちバッテリ２００を
バッテリチャージャ１００から外した時、該バッテリチ
ャージャ１００の出力電圧Ｖ1は Ｖ1＝Ｖr1（１＋Ｒ１／Ｒ２） となるように制御される。
の抵抗値をＲ１、抵抗器１０の抵抗値をＲ２とすると充
電端子１４、１４を開放した時、即ちバッテリ２００を
バッテリチャージャ１００から外した時、該バッテリチ
ャージャ１００の出力電圧Ｖ1は Ｖ1＝Ｖr1（１＋Ｒ１／Ｒ２） となるように制御される。
【００１６】また、基準電圧発生器１６の設定電圧をＶ
r2、抵抗器１７の抵抗値をＲ３、抵抗器１８の抵抗値を
Ｒ４、抵抗器２７の抵抗値をＲ５とすると、バッテリチ
ャージャ１００にバッテリ２００を接続した時のバッテ
リ電圧Ｖｂは、該バッテリ電圧Ｖｂを抵抗器１７と抵抗
器１８で分圧した電圧と基準電圧発生器１６の設定電圧
Ｖr2の差電圧ｅが小さくなる様に、即ち、 Ｖｂ＝Ｖr2（１＋（Ｒ３＋Ｒ５）／Ｒ４） に近づくように制御される。尚、抵抗器１７、抵抗器１
８、抵抗器２７は電圧回路なので抵抗値を高くすること
により、電圧端子１９、１９と電圧端子２６、２６の接
触抵抗の影響を小さくすることができる。
r2、抵抗器１７の抵抗値をＲ３、抵抗器１８の抵抗値を
Ｒ４、抵抗器２７の抵抗値をＲ５とすると、バッテリチ
ャージャ１００にバッテリ２００を接続した時のバッテ
リ電圧Ｖｂは、該バッテリ電圧Ｖｂを抵抗器１７と抵抗
器１８で分圧した電圧と基準電圧発生器１６の設定電圧
Ｖr2の差電圧ｅが小さくなる様に、即ち、 Ｖｂ＝Ｖr2（１＋（Ｒ３＋Ｒ５）／Ｒ４） に近づくように制御される。尚、抵抗器１７、抵抗器１
８、抵抗器２７は電圧回路なので抵抗値を高くすること
により、電圧端子１９、１９と電圧端子２６、２６の接
触抵抗の影響を小さくすることができる。
【００１７】また、充電電流をＩ、スイッチ１１の（接
触）抵抗値をＲｓ、基板パターンの抵抗値をＲf、充電
端子１４の接触抵抗の抵抗値をＲｃとすると、出力電圧
Ｖ1は Ｖ1＝Ｖｂ＋Ｉ（Ｒｓ＋Ｒｆ＋Ｒｃ） の関係があり、電圧検出部７の設定（Ｖ1の設定）と電
圧検出部１５の設定（Ｖｂの設定）を Ｖ1−Ｉ（Ｒｓ＋Ｒｆ＋Ｒｃ）≧Ｖｂ に設定すれば、ＰＷＭ制御部３は出力電圧Ｖｂを電圧検
出器１５で制御するようになっている。従って、バッテ
リ電圧Ｖｂは図２に示す様に上昇し、定電圧充電領域で
は設定値で制御されるので、充電電流の減衰も速くなり
充電完了時間（満電流Ｉ0に減少する時間）も短くな
る。そして出力電圧Ｖ1は図示するように設定電圧を電
圧降下分、即ち｛Ｉ（Ｒｓ＋Ｒｆ＋Ｒｃ）｝だけ上昇す
ることになる。
触）抵抗値をＲｓ、基板パターンの抵抗値をＲf、充電
端子１４の接触抵抗の抵抗値をＲｃとすると、出力電圧
Ｖ1は Ｖ1＝Ｖｂ＋Ｉ（Ｒｓ＋Ｒｆ＋Ｒｃ） の関係があり、電圧検出部７の設定（Ｖ1の設定）と電
圧検出部１５の設定（Ｖｂの設定）を Ｖ1−Ｉ（Ｒｓ＋Ｒｆ＋Ｒｃ）≧Ｖｂ に設定すれば、ＰＷＭ制御部３は出力電圧Ｖｂを電圧検
出器１５で制御するようになっている。従って、バッテ
リ電圧Ｖｂは図２に示す様に上昇し、定電圧充電領域で
は設定値で制御されるので、充電電流の減衰も速くなり
充電完了時間（満電流Ｉ0に減少する時間）も短くな
る。そして出力電圧Ｖ1は図示するように設定電圧を電
圧降下分、即ち｛Ｉ（Ｒｓ＋Ｒｆ＋Ｒｃ）｝だけ上昇す
ることになる。
【００１８】上述したように、本実施例によればパルス
電源部４の出力の高周波にＦＥＴ３０を使用したので、
電力損失が従来のダイオードを用いた場合の１．２Ｗか
ら０．３Ｗ以下に減少し、熱の発生も少なくなくなる。
また、バッテリ素子２１の両電極の近傍より電圧端子２
６、２６へバッテリ電圧Ｖｂを取り出し、このバッテリ
電圧Ｖｂを出力電圧として制御するので電圧降下等によ
る充電電流の影響もなくなり充電完了時間ｔも短縮さ
れ、且つ電圧電流が正確に適正に制御されるので、バッ
テリ素子２１の過充電や不足充電がなくなる。
電源部４の出力の高周波にＦＥＴ３０を使用したので、
電力損失が従来のダイオードを用いた場合の１．２Ｗか
ら０．３Ｗ以下に減少し、熱の発生も少なくなくなる。
また、バッテリ素子２１の両電極の近傍より電圧端子２
６、２６へバッテリ電圧Ｖｂを取り出し、このバッテリ
電圧Ｖｂを出力電圧として制御するので電圧降下等によ
る充電電流の影響もなくなり充電完了時間ｔも短縮さ
れ、且つ電圧電流が正確に適正に制御されるので、バッ
テリ素子２１の過充電や不足充電がなくなる。
【００１９】
【発明の効果】以上説明したように各請求項に記載の発
明によれば、下記のような優れた効果が得られる。
明によれば、下記のような優れた効果が得られる。
【００２０】請求項１に記載の発明によれば、スイッチ
よりバッテリ側で且つバッテリの電極近傍からバッテリ
電圧Ｖｂを取り出し、該バッテリ電圧Ｖｂと第２の基準
電圧Ｖ r2 とを比較し差電圧Ｖｂ−Ｖ r2 をＰＷＭ制御部に
フィードバックする第２のフィードバック回路を第１の
フィードバック回路とは別途に設けたことにより、バッ
テリチャージャにバッテリが装着されていないとき、即
ちバッテリが装着され ず、スイッチがＯＦＦの状態のと
きは、第１のフィードバック回路で出力電圧Ｖ 1 を制御
することになるから、出力電圧Ｖ 1 が異常に高くなるこ
とがなく、安全性が確保できる。また、バッテリチャー
ジャにバッテリが装着されているとき、即ちバッテリが
装着され、スイッチがＯＮの状態のときは、第２のフィ
ードバック回路でバッテリ電圧Ｖｂを制御することにな
るから、 接触抵抗や基板パターンの抵抗による電圧降下
の影響がなくなり、充電完了時間も短縮できる。
よりバッテリ側で且つバッテリの電極近傍からバッテリ
電圧Ｖｂを取り出し、該バッテリ電圧Ｖｂと第２の基準
電圧Ｖ r2 とを比較し差電圧Ｖｂ−Ｖ r2 をＰＷＭ制御部に
フィードバックする第２のフィードバック回路を第１の
フィードバック回路とは別途に設けたことにより、バッ
テリチャージャにバッテリが装着されていないとき、即
ちバッテリが装着され ず、スイッチがＯＦＦの状態のと
きは、第１のフィードバック回路で出力電圧Ｖ 1 を制御
することになるから、出力電圧Ｖ 1 が異常に高くなるこ
とがなく、安全性が確保できる。また、バッテリチャー
ジャにバッテリが装着されているとき、即ちバッテリが
装着され、スイッチがＯＮの状態のときは、第２のフィ
ードバック回路でバッテリ電圧Ｖｂを制御することにな
るから、 接触抵抗や基板パターンの抵抗による電圧降下
の影響がなくなり、充電完了時間も短縮できる。
【００２１】
請求項２に記載の発明によれば、上記請求
項１に記載の発明の効果に加え、高周波整流回路にＦＥ
Ｔを使用し、該ＦＥＴをパルス電源部の出力によりＯＮ
・ＯＦＦするように構成したので、高周波整流回路の損
失が減少し発熱量も少なくなる。
項１に記載の発明の効果に加え、高周波整流回路にＦＥ
Ｔを使用し、該ＦＥＴをパルス電源部の出力によりＯＮ
・ＯＦＦするように構成したので、高周波整流回路の損
失が減少し発熱量も少なくなる。
【図１】本発明のバッテリチャージャの構成例を示す図
である。
である。
【図２】本発明のバッテリチャージャの充電特性を示す
図である。
図である。
【図３】従来のバッテリチャージャの構成例を示す図で
ある。
ある。
【図４】従来のバッテリチャージャの充電特性を示す図
である。
である。
１００ バッテリチャージャ
１ 電源端子
２ 整流回路
３ ＰＷＭ制御部
３−１ ＰＷＭ制御回路
３−２ ホトカプラ
４ パルス電源部
４−１ 出力トランス
４−２ トランジスタ
７ 電圧検出部
８ 基準電圧発生器
９ 抵抗器
１０ 抵抗器
１１ スイッチ
１４ 充電端子
１５ 電圧検出部
１６ 基準電圧発生器
１７ 抵抗器
１８ 抵抗器
１９ 電圧端子
２００ バッテリ
２１ バッテリ素子
２２ ケーシング
２３ 端子
２６ 電圧端子
３０ ＦＥＴ
３１ 抵抗器
３２ ダイオード
─────────────────────────────────────────────────────
フロントページの続き
(58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名)
H02J 7/00 - 7/12
H02J 7/34 - 7/36
Claims (2)
- 【請求項１】 交流を直流に変換する整流回路、該整流
回路の直流出力をＯＮ・ＯＦＦするパルス電源部、該パ
ルス電源部を制御するＰＷＭ制御部、該パルス電源部の
出力を整流する高周波整流回路、出力電圧Ｖ 1 と第１の
基準電圧Ｖ r1 とを比較しその差Ｖ 1 −Ｖ r1 を該ＰＷＭ制
御部にフィードバックする第１のフィードバック回路と
を具備し、該ＰＷＭ制御部からのパルス信号のパルス幅
を制御し、パルス電源部のＯＮ・ＯＦＦ時間を制御して
出力電圧Ｖ 1 を制御し、スイッチを通して充電端子に接
続されたバッテリーに出力するように構成されたバッテ
リチャージャにおいて、前記スイッチよりバッテリ側で且つ 前記バッテリの電極
近傍からバッテリ電圧Ｖｂを取り出し、該バッテリ電圧
Ｖｂと第２の基準電圧Ｖ r2 とを比較し差電圧Ｖｂ−Ｖ r2
を前記ＰＷＭ制御部にフィードバックする第２のフィー
ドバック回路を前記第１のフィードバック回路とは別途
に設けたことを特徴とするバッテリチャージャ。 - 【請求項２】 前記高周波整流回路にＦＥＴを使用し、
該ＦＥＴを前記パルス電源部の出力によりＯＮ・ＯＦＦ
するように構成することを特徴とする請求項１記載のバ
ッテリチャージャ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP33041196A JP3430283B2 (ja) | 1996-11-26 | 1996-11-26 | バッテリチャージャ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP33041196A JP3430283B2 (ja) | 1996-11-26 | 1996-11-26 | バッテリチャージャ |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH10164769A JPH10164769A (ja) | 1998-06-19 |
| JP3430283B2 true JP3430283B2 (ja) | 2003-07-28 |
Family
ID=18232309
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP33041196A Expired - Fee Related JP3430283B2 (ja) | 1996-11-26 | 1996-11-26 | バッテリチャージャ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3430283B2 (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR20140051963A (ko) * | 2011-08-10 | 2014-05-02 | 셴젠 리크파워 일렉트로닉스 씨오., 엘티디. | 지능형 인식 충전방법, 충전장치 및 커넥터 |
-
1996
- 1996-11-26 JP JP33041196A patent/JP3430283B2/ja not_active Expired - Fee Related
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| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH10164769A (ja) | 1998-06-19 |
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