JP3409171B2

JP3409171B2 - Ａ／ｄ変換器を構成するための折返し増幅器

Info

Publication number: JP3409171B2
Application number: JP04941096A
Authority: JP
Inventors: ロルフ・ベーメ
Original assignee: Atmel Germany GmbH
Current assignee: Atmel Germany GmbH
Priority date: 1995-02-22
Filing date: 1996-02-01
Publication date: 2003-05-26
Anticipated expiration: 2016-02-01
Also published as: EP0729225B1; JPH08265157A; DE19506020A1; ATE192611T1; EP0729225A1; DE59605088D1; US5719578A

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、折返し増幅器に、入力
信号として電流信号が供給され、かつ出力信号としてＶ
字型の経過を有する電流信号を発生する、特許請求の範
囲第１項の上位概念に記載の折返し増幅器に関する。さ
らに本発明は、その構成にこのような折返し増幅器を利
用するＡ／Ｄ変換器に関する。

【０００２】

【従来の技術】Ａ／Ｄ変換器の構成のために折返し増幅
器を利用することは、例えばエレクトロニーク１９７
６、第１２号、第３６−４２ページにより公知であり、
ここでは図１により縦続構造のＡ／Ｄ変換器が記載され
ており、この縦続構造の段Ｓｉ（ｉ＝１、・・・、ｎ）
は、それぞれ折返し増幅器Ｆｉ（ｉ＝１、・・・、ｎ）
及び比較器Ｋｉ（ｉ＝１、・・・、ｎ）から構成されて
いる。アナログ信号Ｕ１をデジタル化すべき場合、一方
において比較器Ｋ１により符号が確定され、かつ他方に
おいて折返し増幅器Ｆ１により出力信号Ｕ２が形成さ
れ、かつ第２の段Ｓ２に供給され、ここで同じ処理を受
けるようにする。比較器Ｋｉの出力端子それぞれに、電
圧の符号に応じたデジタル値が現われるので、これらデ
ジタル値（Ｄｉ（ｉ＝１、・・・、ｎ）が、デジタルワ
ード（Ｄ１，Ｄ２、・・・、Ｄｎ）を形成する。

【０００３】折返し増幅器Ｆｉ（ｉ＝１、・・・、ｎ）
は、図２（ｂ）及び図２（ｃ）により伝達関数を示すよ
うに、値形成とシフトによりＶ−特性曲線を形成する。
したがって図２（ａ）に示したような直線入力電圧範囲
は、第１の段Ｓ１の折返し増幅器Ｆ１により図２（ｂ）
による単純な折返しに、かつ第２の段Ｓ２の折返し増幅
器Ｆ２により図２（ｃ）による２重の折返しに変換され
る。最後の段Ｓｎにおいて、折返し増幅器Ｆｎは、ｎ重
の折返しを形成する。

【０００４】比較器Ｋｉから出力されるビットパターン
は、いわゆるグレイコードに相当する。

【０００５】ＩＥＥＥジャーナル・オブ・ソリッドース
テート・サーキッツ、第ｓｃ−１４巻、第６号、１９７
９年１２月、第９３８ないし９４３ページに、高速７ビ
ットＡ／Ｄ変換器を構成する折返し増幅器が記載されて
いる。この折返し増幅器及びその伝達関数は、図３
（ａ）及び図３（ｂ）に記載されている。この折返し増
幅器は、４つのｎｐｎトランジスタＴ１−Ｔ４からな
り、これラトランジスタのベースは、補助電圧源Ｖ１に
接続されている。さらにこれラトランジスタＴ１ないし
Ｔ４のそれぞれのエミッタは、基準電流源に接続されて
おり、その際、これら基準電流源は、等しい値のそれぞ
れ１つの電流Ｉを発生する。３つのダイオードＤ１ない
しＤ３は、この回路のその他の重要な要素をなしてお
り、これらダイオードは、それぞれ２つのトランジスタ
Ｔ１及びＴ２、Ｔ２及びＴ３、又はＴ３及びＴ４のエミ
ッタの間に接続されている。最後に両方のトランジスタ
Ｔ１及びＴ３のコレクタは、共通のコレクタ抵抗Ｒ１に
通じ、かつ相応して両方のトランジスタＴ２及びＴ４の
コレクタは、同様に共通のコレクタ抵抗Ｒ２に通じてい
る。これら両方のコレクタ抵抗Ｒ１及びＲ２における差
電圧は、出力電圧Ｖｏｕｔを形成する。

【０００６】回路は、入力電流範囲０≦Ｉｉｎ≦４Ｉに
対して設けられている。範囲０≦Ｉｉｎ≦Ｉにおいてト
ランジスタＴ１を通ってＩ−Ｉｉｎが流れるが、一方ト
ランジスタＴ２ないしＴ４は、全電流Ｉを流す。Ｉｉｎ
＝Ｉ以後、トランジスタＴ２は電流を流さない。トラン
ジスタＴ１のエミッタ電位が上昇し、かつダイオードＤ
１は導通になる。範囲Ｉ≦Ｉｉｎ≦２Ｉにおいてトラン
ジスタＴ２を通って２Ｉ−Ｉｉｎが流れる。トランジス
タＴ１は電流を流さず、トランジスタＴ３及びＴ４は、
電流Ｉを流す。それから電流Ｉｉｎがそれさらに上昇す
るとともに、トランジスタＴ２も電流を流さず、かつト
ランジスタＴ３は、この時導通したダイオードＤ２を介
して区間２１≦Ｉｉｎ≦３Ｉにおいて差形成を受持つ。
Ｉｉｎ＝４Ｉ以後、すべてのトランジスタは遮断され、
かつダイオードＤ４は、入力電圧の無制限の上昇を阻止
する。共通のコレクタ抵抗におけるコレクタ電流の重畳
により、図３（ｂ）による出力電圧の電圧経過が生じ
る。４つの比較器によりダイオード電圧を監視すること
により、２ビットの情報内容が生じる。

【０００７】デジタル出力信号は、比較器によりそれぞ
れダイオードＤｉの不導通又は導通状態を確認すること
によって得られる。出力電圧Ｖｏｕｔは、別の折返し増
幅器又はＡ／Ｄ並列変換器に供給することができる。

【０００８】図３（ａ）に示された折返し増幅器は、２
段のＡ／Ｄ変換器を構成するために利用される。

【０００９】

【発明が解決しようとする課題】本発明の課題は、簡単
な回路構成を有し、低い給電電圧に適しており、ダイナ
ミックに同様に動作し、かつ多様にＡ／Ｄ変換器の構成
に適している、初めに述べたような折返し増幅器を提供
することにある。

【００１０】

【課題を解決するための手段】この解決策は、特許請求
の範囲第１項の特徴部分の特徴によって与えられる。そ
れによれば、基準電流との差形成により発生された電流
差信号が、制御信号として、制御信号の符号を反転する
第１の電流制御される電流源、及び制御信号の符号を維
持する第２の電流制御される電流源に供給され、その
際、電流差信号の符号が正の場合、第１の電流源がこの
電流を受取り、かつ電流差信号の符号が負の場合、第２
の電流源がこの電流を受取る。入力電流の符号変化に結
付いた電圧ストロークは、従来技術による回路における
ものより著しく小さく維持できるので、切換え速度が高
められ、かつ１．２Ｖにまで低下した給電電圧を有する
回路が構成できる。両方の電流制御される電流源の出力
端子が、折返し増幅器の出力端子に通じている。なるべ
く符号を反転する第３の電流制御される電流源も使用で
き、この電流源の入力端子が、第１及び第２の電流源の
出力電流に接続されておりかつこの電流源の出力端子
が、折返し増幅器の出力信号を生じる。

【００１１】なるべく第１及び第３の電流制御される電
流源は、カレントミラーとして構成することができる。

【００１２】次の折返し式を実現するため、

【００１３】

【数１】

【００１４】本発明の有利な構成において、カレントミ
ラーとして構成された第３の電流源の電流増幅度は、第
１及び第２の電流源の増幅度が値１を有するとき、値２
に設定することができる。

【００１５】本発明のそれ以上の有利な構成は、その他
の特許請求の範囲従属請求項から明らかである。

【００１６】

【実施例】次に本発明を、図面に関連して実施例により
示し、かつ説明する。

【００１７】図４において折返し増幅器は、参照符号１
によって示されており、この折返し増幅器の入力端子Ｅ
に、電流源Ｑｅから発生された入力信号Ｉｅが供給され
る。この入力信号Ｉｅにより、これが、記入された数値
矢印に関して負ではなく、かつ最大値Ｉｅｍａｘに達す
ることができることを前提とする。入力電流Ｉｅから、
基準電流源Ｑｒｅｆから発生された基準電流Ｉｒｅｆが
引かれる。この基準電流Ｉｒｅｆの値は、１／２×Ｉｅ
ｍａｘであるので、回路の残りに、電流差信号Ｉｄが流
入し、この電流差信号は、同様に正又は負であることが
できる。

【００１８】この電流差信号Ｉｄは、絶対値｜Ｉｅ−Ｉ
ｒｅｆ｜を形成するために回路結合点６に供給され、こ
の回路結合点は、２つの電流制御される電流源２及び３
に接続されている。その際、差電流Ｉｄは、これら両方
の電流制御される電流源２及び３のための制御電流をな
している。電流源２は、制御信号の符号を反転するよう
に構成されているが、一方第２の電流源３は、これに供
給される制御信号の符号を維持する。したがって差電流
Ｉｄが、正の符号を有するとき、したがって電流が結合
点６に流入するとき、“反転”電流源２が、この電流を
受取り、かつ反転された方向の出力電流Ｉ１を発生す
る。それに反して差電流Ｉｄが負の符号を有するとき、
したがってこれが結合点６から流出するとき、“非反
転”電流源３が、この電流を受取り、かつ同じ方向の出
力電流１２を発生する。したがって電流源２の入力側ダ
イオードは、入力端子に流入する正の電流を吸収するこ
とを記号で表わし、一方電流源３のダイオードは、入力
端子から流出する電流を吸収する。両方の電流源２及び
３の出力端子は接続されているので、両方の出力電流Ｉ
１及び１２の和は、差電流Ｉｄの方向には関係なく、常
に正である。両方の電流源２及び３が、値２を有するそ
れぞれ１つの電流増幅度を有する場合、回路は、次の折
返し式を満たしており、

【００１９】

【数２】

【００２０】その際、両方の電流源２及び３のまとめら
れた出力端子は、出力電流Ｉａを供給する折返し増幅器
１の出力端子Ａ’を形成している。しかしながら両方の
電流源２及び３の電流増幅度が、値１だけしか持たない
場合、なお−図４に示すように−増幅機能ユニット４を
後に接続しなければならず、この機能ユニットは、図４
によれば、符号を反転する電流制御される電流源として
形成されている。この電流源４の出力端子Ａは、出力電
流Ｉａを提供する。

【００２１】折返し増幅器１の図４による基本回路図の
簡単な回路技術的な構成は、図５にバイポーラトランジ
スタによって示されている。この折返し増幅器１におい
て、電流制御される“反転”電流源２は、２つのｎｐｎ
トランジスタＴ１及びＴ２を有する簡単なカレントミラ
ーとして構成されており、その際、このカレントミラー
の入力側において、トランジスタＴ１はダイオードとし
て接続されており、かつトランジスタＴ２は出力トラン
ジスタを形成している。

【００２２】“非反転”電流源３は、ベース接地のｎｐ
ｎトランジスタＴ３により、補助電圧ＵＨ１を発生する
補助電圧源ＱＨ１にそのベースを接続し、そのエミッタ
を回路結合点６に接続し、かつそのコレクタが電流源３
の出力端子を形成することによって形成される。最後に
値２を有する必要な電流増幅度を達成するために、なお
増幅を行なうカレントミラーが、ｐｎｐトランジスタＴ
４及びＴ５を有する別の電流源として後に接続されてお
り、このカレントミラーに、入力電流として両方の電流
源２及び３の両方の出力電流Ｉ１及びＩ２の和が供給さ
れる。その際、出力トランジスタＴ５は、ダイオードと
して接続された入力トランジスタＴ４に対して、２倍の
ベース−エミッタ面積を有するか、又は並列接続された
２つのトランジスタからなる。

【００２３】回路結合点６に流入する電流＋Ｉｄは、ダ
イオードとして接続されたトランジスタＴ１によって吸
収される。基準点、アースに対して回路結合点６にトラ
ンジスタダイオードＴ１の順方向電圧Ｕ６＋が生じる。
それに反して回路結合点６から流出する電流−Ｉｄは、
電流源３のトランジスタＴ３を介してその経路を取る。
トランジスタＴ３のベース−エミッタダイオードの順方
向電圧ＵＢＥは、補助電圧ＵＨ１から引かれるので、電
圧Ｕ６−＝ＵＨ１−ＵＢＥが、アースに対して結合点６
に生じる。

【００２４】さらに後で説明すべきＡ／Ｄ折返し変換器
を構成するためにこのような折返し増幅器１を縦続構造
で使用する場合、入力電流がなくとも、両方のダイオー
ドが、まだ変換器が分解しようとする最小電流ステップ
の所定の数分の１であってもよく、例えば２０％であっ
てもよいきわめて小さな電流を通すときに、補助電圧Ｕ
Ｈ１の有利な値が達成されている。補助電圧ＵＨ１がそ
れより小さいとき、差電流Ｉｄの方向反転の際に不必要
に大きな電圧ストロークＵ６＋−Ｕ６−が生じ、このこ
とは、動作速度を低下する。

【００２５】図５による折返し増幅器は、ミクロ電力技
術における利用を容易に可能にするために、すでにほぼ
１Ｖの給電電圧から動作することができる。補助電圧Ｕ
Ｈ１の選択により、差電流Ｉｄのゼロ交差点における不
動作電流を、したがって分解能を任意に選択することが
でき、それ故に増幅度の不正確さだけがなお重要であ
る。このような折返し増幅器を比較器とともに、さらに
後で図１０に関連して説明するように、折返し変換器の
１つの段の構成のために使う場合、この差電流Ｉｄのゼ
ロ交差点において電圧はきわめて急速にＵ６＋からＵ６
−へ変化するので、このような比較器に、増幅度及びオ
フセット電圧に関する高度な要求を課する必要はない。

【００２６】補助電圧ＵＨ１を発生する目的に合った回
路の実現は、図６に示されている。電流源Ｑ１は、直列
にかつそれぞれダイオードとして接続された２つのｎｐ
ｎトランジスタＴ６及びＴ７を通して電流を流す。トラ
ンジスタＴ７のコレクタ回路に挿入された抵抗Ｒ３は、
両方のダイオード−順方向電圧の和から引かれる電圧降
下を発生する。この電圧降下だけ減少した順方向電圧の
和は、補助電圧ＵＨ１として利用される。この抵抗Ｒ３
がないと、トランジスタが互いに同じ場合に電流源２及
び３に流れる不動作電流は、電流源Ｑ１の電流１３にほ
ぼ相当する。シリコントランジスタを使用した際、抵抗
Ｒ３を通って流れる不動作電流は、室温で１２０ｍＶに
ついてそれぞれ１０分の１だけ減少する。

【００２７】図５による折返し増幅器は、一連の誤差の
影響を受ける。理想的な場合にＡ１＝−１及びＡ２＝１
であるようにする電流源２及び３の電流伝達係数Ａ１及
びＡ２は、通常１より小さい値にある。不足値は、後続
のカレントミラー４の増幅度＞２によって補償すること
ができるが、絶対値（｜ａ１｜、｜ａ２｜）における相
違は補償できない。図７は、そのため１つの改善策を示
してる。

【００２８】図７において、“非反転”電流源３におけ
る単一のトランジスタＴ３の代わりに、２つのｎｐｎト
ランジスタＴ３及びＴ９から構成されたダーリントン段
が利用され、それによりこの電流源３の誤差は、きわめ
て小さくなる。同様に“反転”電流源２のカレントミラ
ーにおけるエミッタフォロワＴ８の追加は、有限の電流
増幅度によって生じる誤差の減少を引起こす。その上エ
ミッタ抵抗Ｒ４及びＲ５により、この電流源２の両方の
トランジスタＴ１及びＴ２の間のオフセット電圧の影響
が減少できる。専門家にとって周知のウイルソンカレン
トミラーを利用することは、誤差の影響のそれ以上の減
少を生じたが、これは、図には示されていない。

【００２９】ラテラルｐｎｐトランジスタを有するバイ
ポーラ集積回路において、増幅を行なうカレントミラー
４は、通常もっとも著しく誤差を含んでいる。なぜなら
ラテラルトランジスタの増幅度は低く、動作点に著しく
依存し、かつアーリー効果によって説明されるコレクタ
電流の電圧依存性が大きいからである。それ故に図８に
よれば、このカレントミラー４の出力電流Ｉａ、すなわ
ちトランジスタＴ５を通る不差動作電流を、調整ループ
を介して規定することが考慮されている。この目的のた
め、トランジスタＴ５が（入力ダイオードトランジスタ
Ｔ４のエミッタ・ベース面積の２倍より大きい）過大寸
法のベース・エミッタ面積）をとり、トランジスタＴ５
のエミッタが供給電圧ＵＢに比較して低下された補助電
圧ＵＨ２に接続される。補助電圧ＵＨ２は、後述する調
整ループにより、次のように、すなわちトランジスタＴ
４の入力電流と出力電流Ｉａとの間に、ちょうど増幅係
数２が得られるように、選ばれる。このため図８に示す
基準回路ＱＨ２が設けられ、トランジスタＴ４およびＴ
５と同じようなｐｎｐトランジスタＴ１０およびＴ１１
により構成されている。カレントミラーのトランジスタ
Ｔ１０およびＴ１１は、２つの基準電流源Ｑ２およびＱ
３により制御される。これらの電流源は、電流源Ｑ３が
電流源Ｑ２のちょうど２倍の電流を供給するように、設
計されている。電流源Ｑ２はカレントミラーＴ１０／Ｔ
１１の入力端子に接続され、電流源Ｑ３は出力端子した
がってトランジスタＴ１１のコレクタに接続されてい
る。それによりトランジスタＴ１１の出力電流は、電源
流Ｑ３の電流により差を形成される。トランジスタＴ１
２の形の高増幅度電流増幅器は、この電流差を受け、増
幅された電流差を抵抗Ｒ６へ導き、この抵抗Ｒ６が、供
給電圧ＵＢと補助電圧ＵＨ２との電圧差ＵＢ−ＵＨ２を
規定する。これにより、電流増幅トランジスタＴ１２の
増幅度が高いほど、トランジスタＴ１２によって、トラ
ンジスタＴ１１の出力電流がそれだけよく電流源Ｑ３の
電流の絶対値に調整される。

【００３０】これまで説明したすべての回路のうちとく
に微妙な点は、差電流Ｉｄのゼロ交差点である。図５に
よる折返し増幅器において、電流源２、３及び４におけ
るゼロ交差点のまわりの電流は、きわめて小さく、これ
にはしばしば電流増幅度の強力な下落が結付いている。
バイポーラトランジスタにおいて漏れ電流は、時々回路
に障害作用を引起こす。これら障害は、出力電流Ｉａの
ゼロ点鮮鋭度を減少し、かつＡ／Ｄ変換器においてその
達成可能な分解能を低下させる。これら障害に抗するた
めに、図９によれば補助電圧ＵＨ１の適当な選択によ
り、所定の不動作電流が発生され、、この不動作電流
は、カレントミラー４の出力電流から引かれる。図６に
よる回路を前提として、補償電流を発生するためにトラ
ンジスタＴ６にもコレクタ抵抗Ｒ８が挿入され、このト
ランジスタＴ６のコレクタへの接続部に別のｎｐｎトラ
ンジスタＴ１２のベースを接続し、このトランジスタの
エミッタが基準点に接続されているようにする。このト
ランジスタＴ１２のコレクタ端子は、抵抗Ｒ８が抵抗Ｒ
７のほぼ半分の値を有し、かつトランジスタＴ１２が、
別のｎｐｎトランジスタに対して４倍のベースエミッタ
面積を有する場合、所望の電流源を形成する。

【００３１】実施例に示された折返し増幅器１は、図１
０による縦続構造のＡ／Ｄ折返し変換器を構成するため
に有利に利用することができる。電流源Ｑｅは、入力信
号Ｉｅ１を発生し、この入力信号は、Ａ／Ｄ折返し変換
器の第１の段Ｓ１に供給される。この段Ｓ１及びその他
に後続の段Ｓ２ないしＳｎも、前記のような折返し増幅
器１及び比較器Ｋｉ（ｉ＝１、・・・、ｎ）を有する。
入力電流Ｉｅ１から、第１のセルＳ１において基準電流
源Ｑｒｅｆ１の電流Ｉｒ１が引かれ、その際、この基準
電流の値は、Ｉｒ１＝１／２×Ｉｅｍａｘであり、かつ
Ｉｅｍａｘは、最大入力電流を示している。それにより
発生された差電流Ｉｄは、電流源２及び３、及び比較器
Ｋ１に供給される。この差電流Ｉｅのゼロ交差点は、比
較器Ｋ１によって検出され、それによりその出力端子に
論理信号Ｄ１が現われ、この信号は、電流差Ｉｄが正か
又は負かを述べている。折返し増幅器１の出力電流Ｉａ
１は、入力信号として第２の段Ｓ２の入力端子に供給さ
れ、ここでこの信号は、同じ処理を受ける。第１の段Ｓ
１における入力信号の折返しに基づいて、折返し点が２
度通過される（図２（ｃ）参照）。この第２の段Ｓ２の
比較器Ｋ２の出力端子に第２の２進信号Ｄ２が生じる。
この第２の段Ｓ２の折返し増幅器１の出力信号Ｉａ２
は、再び後続の段に供給され、このようにして最後の段
Ｓｎに到達するまで供給される。この最後の段Ｓｎにお
いて折返し増幅器１は、もはや出力信号を生じない。比
較器Ｋ１ないしＫｎのために比較電圧として、１つの基
準電圧Ｕｒｅｆが使われ、この基準電圧は、それぞれの
これら比較器の一方の入力端子に通じている。これら比
較器の出力端子から得られるデジタルワードＤ１、Ｄ
２、・・・、Ｄｎは、グレイコードにデジタル化された
アナログ信号Ｉｅをなしている。

【図面の簡単な説明】

【図１】縦続構造の周知のＡ／Ｄ折返し変換器を示す図
である。

【図２】図１による縦続変換器に対する伝達関数を示す
図である。

【図３】その伝達関数とともに周知の折返し増幅器を示
す図である。

【図４】本発明による折返し増幅器の基本回路図を示す
図である。

【図５】図４による折返し増幅器の回路構成を示す図で
ある。

【図６】図５による補助電圧ＵＨ１を発生する回路の例
を示す図である。

【図７】図５による折返し増幅器の改善された回路構成
を示す図である。

【図８】改善されたカレントミラー４を有する図５によ
る実施例を示す図である。

【図９】差電流Ｉｄのゼロ交差点において図５による実
施例に対して改善された特性を有する本発明による折返
し増幅器の別の実施例を示す図である。

【図１０】本発明による折返し増幅器を利用するＡ／Ｄ
折返し変換器の構成を示す図である。

【符号の説明】

１折返し増幅器２電流源３電流源Ａ出力端子Ｉａ出力信号Ｉｄ差電流信号Ｉｅ入力信号Ｉｒｅｆ基準電流Ｑｒｅｆ基準電流源

フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.⁷，ＤＢ名) H03M 1/00 - 1/88

Claims

(57)【特許請求の範囲】

【請求項１】折返し増幅器に、入力信号として電流信
号（Ｉｅ）が供給され、かつこの折返し増幅器が、出力
信号としてＶ字型の経過を有する電流信号（Ｉａ）を発
生し、その際、電流信号（Ｉｅ）と基準電流（Ｉｒｅ
ｆ）とから電流差信号（Ｉｄ）を形成するために、この
基準信号（Ｉｒｅｆ）を発生する基準電流源（Ｑｒｅ
ｆ）が設けられている、折返し増幅器（１）において、ａ）電流差信号（Ｉｄ）が、制御信号として、制御信号
の符号を反転する第１の電流制御される電流源（２）、
及び制御信号の符号を維持する第２の電流制御される電
流源（３）に供給され、その際、ｂ）電流差信号の符号が正の場合（Ｉｄ＞０）、第１の
電流源（２）がこの電流（Ｉｄ）を受取り、かつ電流差
信号の符号が負の場合（Ｉｄ＜０）、第２の電流源
（３）がこの電流を受取り、かつｃ）第１及び第２の電流源（２、３）の両方の出力端子
が、折返し増幅器（１）の出力端子（Ａ，Ａ’）に接続
されていることを特徴とする、折返し増幅器。
【請求項２】符号を反転する第３の電流制御される電
流源（４）が設けられており、この電流源の入力端子
に、第１及び第２の電流源（２、３）の両方の出力電流
（Ｉ１，Ｉ２）の和が供給され、かつこの電流源の出力
端子が、折返し増幅器（１）の出力（Ａ）を形成するこ
とを特徴とする、請求項１記載の折返し増幅器。
【請求項３】第１及び第３の電流源（２、４）が、カ
レントミラーとして形成されていることを特徴とする、
請求項２記載の折返し増幅器。
【請求項４】第２の電流源（３）の増幅度が、値１を
有することを特徴とする、請求項１又は２に記載の折返
し増幅器。
【請求項５】第１の電流源（２）のミラー係数が、値
１を有することを特徴とする、請求項３に記載の折返し
増幅器。
【請求項６】第３の電流源（４）のミラー係数が、値
２を有することを特徴とする、請求項３に記載の折返し
増幅器。
【請求項７】第２の電流源（３）が、ベース接地にし
たバイポーラトランジスタ（Ｔ３）として構成されてい
ることを特徴とする、請求項１，２および４の１つに記
載の折返し増幅器
【請求項８】トランジスタ（Ｔ３）のエミッタが入力
端子を、かつトランジスタ（Ｔ３）のコレクタが出力端
子を形成しており、かつベースが第１の補助電圧源（Ｑ
Ｈ１）に接続されていることを特徴とする、請求項７記
載の折返し増幅器。
【請求項９】第３の電流源（４）が、ダイオードとし
て接続された入力トランジスタ（Ｔ４）、及びこの入力
トランジスタ（Ｔ４）に対して同一の出力トランジスタ
（Ｔ５）から構成されていることを特徴とする、請求項
３又は６に記載の折返し増幅器。
【請求項１０】第３の電流源（４）が、ダイオードと
して接続された入力トランジスタ（Ｔ４）、及びこの入
力トランジスタ（Ｔ４）に対して２倍のベース−エミッ
タ面積を有する出力トランジスタ（Ｔ５）から形成され
ていることを特徴とする、請求項３又は６又は９に記載
の折返し増幅器。
【請求項１１】第３の電流源（４）が、ダイオードと
して接続された入力トランジスタ（Ｔ４）、入力トラン
ジスタ（Ｔ４）と同一の２つより多くの出力トランジス
タ（Ｔ５）から構成されており、かつこれら出力トラン
ジスタ（Ｔ５）に接続されたエミッタが、増幅度を調節
するために、第２の補助電圧源（ＱＨ２）に接続されて
いることを特徴とする、請求項３，６，９および１０の
１つに記載の折返し増幅器。
【請求項１２】第３の電流源（４）が、ダイオードと
して接続された入力トランジスタ（Ｔ４）、及び入力ト
ランジスタ（Ｔ４）に対して２倍より大きなベース−エ
ミッタ面積を有するように形成された出力トランジスタ
（Ｔ５）から構成されており、かつこの出力トランジス
タ（Ｔ５）に接続されたエミッタが、増幅度を調節する
ために、第２の補助電圧源（ＱＨ２）に接続されている
ことを特徴とする、請求項３，６，９，１０および１１
の１つに記載の折返し増幅器。
【請求項１３】第２の補助電圧源（ＱＨ２）が、カレ
ントミラーとして形成されており、その際、補助電圧
（ＵＨ２）が、このカレントミラーの出力トランジスタ
（Ｔ１１）のエミッタから取出され、このカレントミラ
ーの入力端子及び出力端子が、それぞれ１つの基準電流
源（Ｑ２，Ｑ３）に接続されており、かつ制御増幅器
（Ｔ１２）の入力端子が、カレントミラーの出力端子に
接続され、かつ制御増幅器の出力端子が、このカレント
ミラーの出力トランジスタ（Ｔ１１）のエミッタに接続
されていることを特徴とする、請求項１１又は１２記載
の折返し増幅器。
【請求項１４】制御増幅器が、トランジスタ（Ｔ１
２）によって形成され、このトランジスタの入力端子が
ベース端子であり、このトランジスタの出力端子がコレ
クタ端子であり、かつトランジスタのコレクタが、抵抗
（Ｒ６）を介して給電電圧（ＵＢ）に接続されているこ
とを特徴とする、請求項１３記載の折返し増幅器。
【請求項１５】第１の補助電圧源（ＱＨ１）が、２つ
のトランジスタダイオード（Ｔ６、Ｔ７）の直列回路か
らなり、この直列回路が、電流源（Ｑ１）から給電さ
れ、その際、電流源（Ｑ１）に接続されたトランジスタ
ダイオード（Ｔ７）のコレクタに、抵抗（Ｒ３）が直列
接続されており、かつこの抵抗（Ｒ３）とコレクタとの
接続点から第１の補助電圧（ＵＨ１）が取出されること
を特徴とする、請求項８に記載の折返し増幅器。
【請求項１６】第２のトランジスタダイオード（Ｔ
６）のコレクタに、別の抵抗（Ｒ８）が直列接続されて
おり、かつこの抵抗（Ｒ８）とコレクタとの接続点に、
別のトランジスタ（Ｔ１２）のベースが接続されてお
り、このトランジスタが、不動作電流補償のために電流
源として使われることを特徴とする、請求項１５記載の
折返し増幅器。
【請求項１７】少なくとも２つの段（Ｓ１、…、Ｓ
ｎ）を有するＡ／Ｄ縦続変換器において、ａ）それぞれの段（Ｓ１、…、Ｓｎ）が、請求項１ない
し１６の１つに記載の折返し増幅器（１）、及び比較器
（Ｋ１、…、Ｋｎ）を含み、その際、折返し増幅器
（１）の出力信号（Ｉａ）が、後続の段のための入力信
号を形成し、ｂ）さらに基準電圧（Ｕｒｅｆ）が設けられており、こ
の基準電圧が、それぞれの段（Ｓ１、…、Ｓｎ）の比較
器（Ｋ１、…、Ｋｎ）の一方の入力端子に加えられ、か
つｃ）最後に（Ｓ１、…、Ｓｎ）の比較器（Ｋ１、…、Ｋ
ｎ）の他方の入力端子に、同じ段の折返し増幅器（１）
から発生された電流差信号（Ｉｄ）が供給され、その
際、比較器（Ｋ１、…、Ｋｎ）の出力端子が、１ビツト
−出力端子（Ｄ１、…、Ｄｎ）を形成することを特徴と
する、Ａ／Ｄ縦続変換器。