JP3405539B2 - 他励式コンバータの過電流保護回路 - Google Patents
他励式コンバータの過電流保護回路Info
- Publication number
- JP3405539B2 JP3405539B2 JP2001179978A JP2001179978A JP3405539B2 JP 3405539 B2 JP3405539 B2 JP 3405539B2 JP 2001179978 A JP2001179978 A JP 2001179978A JP 2001179978 A JP2001179978 A JP 2001179978A JP 3405539 B2 JP3405539 B2 JP 3405539B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- voltage
- resistor
- terminal
- overcurrent protection
- protection circuit
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Fee Related
Links
Landscapes
- Protection Of Static Devices (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、他励式コンバータ
の過電流保護回路に関する。 【０００２】 【従来の技術】図４は、従来例１における他励式コンバ
ータの過電流保護回路図である。図において、スイッチ
ング素子Ｑ１は直流入力電圧をスイッチングし、発振器
１はスイッチング素子Ｑ１のスイッチング周波数を生成
する。トランスＴ１は１〜３次巻線ｎ１〜３からなり、
２次側出力はダイオード（整流器）Ｄ３，コンデンサＣ
２により直流に変換されて負荷に供給される。３次側出
力は発振器１への供給電源となる。抵抗Ｒ１は発振器１
の起動抵抗である。 【０００３】過電流保護回路５は抵抗Ｒ２，３、トラン
ジスタＱ２から構成されている。トランスＴ１の２次側
の負荷電流が増加した場合には、抵抗Ｒ３に流れるスイ
ッチング電流も増加し、この増加によるスイッチング電
流が規定値を超えるとトランジスタＱ２が動作を開始す
る。トランジスタＱ２に電流が流れることによってスイ
ッチング素子Ｑ１のバイアス電圧を低下させ、スイッチ
ング電圧を減少させる。 【０００４】図５は、従来例１における他励式コンバー
タの過電流保護回路の出力電圧／出力電流特性図であ
る。図において、縦軸はトランスＴ１の１次側における
スイッチングの出力電圧Ｖであり、横軸は同じくトラン
スＴ１の１次側に流れるスイッチングの出力電流Ｉであ
る。通常は、出力電流Ｉの電流値に関係なく出力電圧Ｖ
は一定に保たれている。しかし、短絡などにより、トラ
ンスＴ１の２次側の負荷電流が異常に増加した場合に
は、出力電圧Ｖは低下するにもかかわらず、出力電流Ｉ
は増加傾向となっている。 【０００５】図４に示すような、ＩＣを使わないトラン
ジスタ発振器による他励式コンバータは、ＩＣ使用に比
べコスト的に安価にできるメリットがあった。しかし、
過電流に対する保護回路はスイッチング素子Ｑ１の直列
抵抗Ｒ３による定電力制御のみであった。そのために、
短絡時には過大な電流によりダイオードＤ３やスイッチ
ング素子Ｑ１などの回路部品の破損を招いていた。 【０００６】図６は、従来例２における他励式コンバー
タの過電流保護回路図である。なお、既に説明した図と
同一符号を付したものはそれぞれ同一の要素を示してお
り、説明を省略する（以下、同じ）。従来例１の過電流
保護回路５とこの過電流保護回路６との相違は、ホトカ
プラＰＨＣ−１，２によってトランスＴ１の２次負荷電
圧の安定を図っていることである。 【０００７】図７は、従来例３における他励式コンバー
タの過電流保護回路図である。他励電源用ＩＣ７は、メ
インスイッチ，過電流保護，ＯＲ回路，発振器，比較回
路等から構成され、回路構成が複雑な分コスト高になっ
ている。過電流保護の電圧降下がＨｏｒ／ａｎｄホトカ
プラの出力電圧がＨであれば、ＯＲ回路からはＨが出力
され、発振器からの出力と比較回路で比較され、この比
較回路からの出力によってメインスイッチは制御され
る。すなわち、過電流保護の電圧降下がＨｏｒ／ａｎｄ
ホトカプラの出力電圧がＨであれば、メインスイッチは
トランスＴ１の１次側電圧を低下させるように動作す
る。 【０００８】他励電源用ＩＣ７は通常、下記のようにＩ
Ｃ内部で独立した発振器（三角波が多い）を持ち、これ
に同期した信号でメインスイッチ（トランジスタｏｒＦ
ＥＴ）を動作させる。これに２次からの帰還信号や、過
電流検出信号をコンパレータに加え発振器からのパルス
信号の幅を任意に変化させることにより出力電圧の安
定、及び過電流保護を行っている。過電流保護回路は過
電流で出力電圧が低下し、かつある電圧になるとＩＣ自
体を停止させる（図８参照）。過電流の検出にスイッチ
ング・トランジスタのエミッタ抵抗の電圧降下を利用す
る。ここの波形は三角波であり、過電流検出用トランジ
スタのベースにはコンデンサで結合する。 【０００９】 【発明が解決しようとする課題】しかし、ＩＣを使わな
いトランジスタ発振器による従来例の他励式コンバータ
は、過電流に対する保護が不十分であった。また、ＩＣ
を使用したトランジスタ発振器による従来例の他励式コ
ンバータはその分コスト高になる、という問題があっ
た。 【００１０】本発明はこのような点に鑑みてなされたも
のであり、ＩＣを使わないトランジスタ発振器による他
励式コンバータにおいて、過電流に対する保護機能を充
実させた他励式コンバータの過電流保護回路を提供する
ことを目的とする。 【００１１】 【課題を解決するための手段】上記課題を解決するため
に本発明の他励式コンバータの過電流保護回路は、１次
巻線を具備するトランスと、前記トランスの１次巻線の
一端に第１の端子が接続され、第２の端子に第１の抵抗
が接続され、かつ、この第１の端子と第２の端子との間
を、第３の端子に入力されたパルス状の発振波形によっ
てスイッチングするスイッチング素子と、前記スイッチ
ング素子の第２の端子に、第２の抵抗を介してベースが
接続され、前記スイッチング素子の第３の端子にコレク
タが接続され、かつ、前記第１の抵抗にエミッタが接続
されたトランジスタとを備え、前記トランスの１次巻線
の他端と前記第１の抵抗との間に直流入力電圧が加えら
れると、前記トランスの２次巻線に２次側出力を発生す
る他励式コンバータの過電流保護回路において、前記第
２の抵抗に並列にコンデンサを接続し、前記トランスの
３次巻線の一端であり、かつ、このトランスの１次巻線
と同じ極性である端子と、前記トランジスタのベースと
の間に、第３の抵抗とダイオードとを直列に接続した第
１の直列回路を接続し、第４の抵抗とツェナーダイオー
ドとを直列に接続した第２の直列回路を、前記第１の直
列回路と並列に接続して、前記スイッチング素子のバイ
アス電圧を制御し、前記トランスの１次電圧と電流とを
減少させるフの字特性を持つことに特徴を有している。 【００１２】本発明の他励式コンバータの過電流保護回
路は、３次巻線の誘起電圧の増加に対応した電圧と、誘
起電圧の減少に対応した電圧とをトランジスタのベース
に印加する２組のダイオード、抵抗およびツェナーダイ
オード、抵抗は、３次巻線の同極性側に接続されている
ので、ＩＣを使用しなくても他励コンバータにおけるフ
の字特性が得られ、過電流時の回路破損を防ぐとともに
わずかなコストアッブで対応できる。 【００１３】 【発明の実施の形態】本発明の他励式コンバータの過電
流保護回路は、スイッチング素子が発振作用とスイッチ
ングの両方の動作を行う自励式とは異なり、内部に独立
した発振回路をもち、この発振電圧に同期した信号でス
イッチング素子を駆動する他励式である。また、回路構
成が複雑でコスト高になる他励電源用ＩＣを使用しない
代わりに、ダイオードと抵抗を用いて過電流保護回路に
フの字特性を持たせるようにしている。 【００１４】 【実施例】以下、本発明の一実施例を図面に基づいて説
明する。図１は、本発明の実施例における他励式コンバ
ータの過電流保護回路を説明する図である。図におい
て、Ｔ１は１次巻線ｎ１，２次巻線ｎ２，３次巻線ｎ３
を有するトランス、Ｑ１は直流入力電圧をスイッチング
するスイッチング素子、１はスイッチング素子Ｑ１のス
イッチング周波数を生成する発振器、２はトランジスタ
Ｑ２，ダイオードＤ１，ツェナーダイオードＤ２，抵抗
Ｒ２〜５，コンデンサＣ１から構成される過電流保護回
路であり、直流出力回路は２次巻線ｎ２，ダイオードＤ
３，コンデンサＣ２から構成されている。 【００１５】起動抵抗Ｒ１を通して発振器１に電圧が入
力されるとパルス状の発振波形が出力され、スイッチン
グ素子Ｑ１をＯＮさせる。スイッチング素子Ｑ１がＯＮ
の時は３次巻線ｎ３には直流入力電圧に比例した電圧が
誘起される。そしてツェナーダイオードＤ２，抵抗Ｒ５
を通した電圧と抵抗Ｒ３の電圧降下の合成された電圧が
コンデンサＣ１に充電され、それがトランジスタＱ２の
バイアス電圧となる。 【００１６】スイッチング素子Ｑ１がＯＦＦの時（２次
電圧が発生している時）は３次巻線ｎ３の電圧はプラス
とマイナスが逆転して、ダイオードＤ１，ツェナーダイ
オードＤ２，抵抗Ｒ４，Ｒ５を通してコンデンサＣ１に
充電されたバイアス電圧を放電する。 【００１７】従って入力電圧の増減によりコンデンサＣ
１を充電する時定数が変化し、これは過電流開始点のズ
レを発生させることになる。 入力電圧→大 過電流点が小さい（少ない電流で過電流
に入る） 入力電圧→小 過電流点が大きい（大きな電流で過電流
に入る） 但し、入力電圧が大きい時は入力電流が減少するため抵
抗Ｒ３の電圧降下が小さくなり入力電圧が小さい時はそ
の逆となる。よってそれぞれ相殺され過電流点のズレが
小さくなる。 【００１８】この調整により過電流点のズレを無いよう
にすることや低い電圧の時は早く、高い電圧の時は遅く
すること、またその逆のバターンも任意に設定できる。
通常の過電流保護回路２ではダイオードＤ１，抵抗Ｒ４
は必要としないが、有った方が調整が容易になる。さら
に、トランジスタＱ２の温度変動をダイオードＤ１でキ
ャンセルさせることができる。 【００１９】図２は、本発明における他励式コンバータ
の過電流保護回路の出力電圧／出力電流特性図である。
図において、縦軸はトランスＴ１の１次側におけるスイ
ッチングの出力電圧Ｖであり、横軸は同じくトランスＴ
１の１次側に流れるスイッチングの出力電流Ｉである。
通常は、出力電流Ｉの電流値に関係なく出力電圧Ｖは一
定に保たれている。短絡などにより、トランスＴ１の２
次側の負荷電流が異常に増加した場合には、出力電圧Ｖ
と出力電流Ｉはともに減少する。 【００２０】図３は、本発明の実施例における他励式コ
ンバータの過電流保護回路を用いたＡＣ／ＤＣコンバー
タの回路図である。起動抵抗Ｒ５を通して発振回路４
（Ｑ６，Ｑ７，Ｃ７，Ｃ８，Ｒ９〜１３にて構成）に電
圧が入力されるとダイオードＤ６にパルス状の発振波形
が出力される。これがダイオードＤ６，Ｄ５，抵抗Ｒ８
を通してスイッチング素子Ｑ１をＯＮさせる。スイッチ
ング素子Ｑ１がＯＮの時は３次巻線ｎ３には直流入力電
圧に比例した電圧が誘起される。そしてツェナーダイオ
ードＤ９，抵抗Ｒ１６を通した電圧と抵抗Ｒ６の電圧降
下の合成された電圧がコンデンサＣ６に充電され、それ
がトランジスタＱ５のバイアス電圧となる。 【００２１】スイッチング素子Ｑ１がＯＦＦの時（２次
電圧が発生している時）は３次巻線ｎ３の電圧はプラス
とマイナスが逆転して、ダイオードＤ８，ツェナーダイ
オードＤ９，抵抗Ｒ１５，１６を通してコンデンサＣ６
に充電されたバイアス電圧を放電する。 【００２２】従って入力電圧の増減によりコンデンサＣ
６を充電する時定数が変化し、これは過電流開始点のズ
レを発生させることになる。 入力電圧→大 過電流点が小さい（少ない電流で過電流
に入る） 入力電圧→小 過電流点が大きい（大きな電流で過電流
に入る） 但し、入力電圧が大きい時は入力電流が減少するため抵
抗Ｒ３の電圧降下が小さくなり入力電圧が小さい時はそ
の逆となる。よってそれぞれ相殺され過電流点のズレが
小さくなる。 【００２３】この調整により過電流点のズレを無いよう
にすることや低い電圧の時は早く、高い電圧の時は遅く
すること、またその逆のバターンも任意に設定できる。 【００２４】 【発明の効果】以上説明したように、本発明の他励式コ
ンバータの過電流保護回路は、ＩＣを使用しなくても他
励コンバータにおけるフの字特性が得られ、過電流時の
回路破損を防ぐとともにわずかなコストアップで対応で
きる。
の過電流保護回路に関する。 【０００２】 【従来の技術】図４は、従来例１における他励式コンバ
ータの過電流保護回路図である。図において、スイッチ
ング素子Ｑ１は直流入力電圧をスイッチングし、発振器
１はスイッチング素子Ｑ１のスイッチング周波数を生成
する。トランスＴ１は１〜３次巻線ｎ１〜３からなり、
２次側出力はダイオード（整流器）Ｄ３，コンデンサＣ
２により直流に変換されて負荷に供給される。３次側出
力は発振器１への供給電源となる。抵抗Ｒ１は発振器１
の起動抵抗である。 【０００３】過電流保護回路５は抵抗Ｒ２，３、トラン
ジスタＱ２から構成されている。トランスＴ１の２次側
の負荷電流が増加した場合には、抵抗Ｒ３に流れるスイ
ッチング電流も増加し、この増加によるスイッチング電
流が規定値を超えるとトランジスタＱ２が動作を開始す
る。トランジスタＱ２に電流が流れることによってスイ
ッチング素子Ｑ１のバイアス電圧を低下させ、スイッチ
ング電圧を減少させる。 【０００４】図５は、従来例１における他励式コンバー
タの過電流保護回路の出力電圧／出力電流特性図であ
る。図において、縦軸はトランスＴ１の１次側における
スイッチングの出力電圧Ｖであり、横軸は同じくトラン
スＴ１の１次側に流れるスイッチングの出力電流Ｉであ
る。通常は、出力電流Ｉの電流値に関係なく出力電圧Ｖ
は一定に保たれている。しかし、短絡などにより、トラ
ンスＴ１の２次側の負荷電流が異常に増加した場合に
は、出力電圧Ｖは低下するにもかかわらず、出力電流Ｉ
は増加傾向となっている。 【０００５】図４に示すような、ＩＣを使わないトラン
ジスタ発振器による他励式コンバータは、ＩＣ使用に比
べコスト的に安価にできるメリットがあった。しかし、
過電流に対する保護回路はスイッチング素子Ｑ１の直列
抵抗Ｒ３による定電力制御のみであった。そのために、
短絡時には過大な電流によりダイオードＤ３やスイッチ
ング素子Ｑ１などの回路部品の破損を招いていた。 【０００６】図６は、従来例２における他励式コンバー
タの過電流保護回路図である。なお、既に説明した図と
同一符号を付したものはそれぞれ同一の要素を示してお
り、説明を省略する（以下、同じ）。従来例１の過電流
保護回路５とこの過電流保護回路６との相違は、ホトカ
プラＰＨＣ−１，２によってトランスＴ１の２次負荷電
圧の安定を図っていることである。 【０００７】図７は、従来例３における他励式コンバー
タの過電流保護回路図である。他励電源用ＩＣ７は、メ
インスイッチ，過電流保護，ＯＲ回路，発振器，比較回
路等から構成され、回路構成が複雑な分コスト高になっ
ている。過電流保護の電圧降下がＨｏｒ／ａｎｄホトカ
プラの出力電圧がＨであれば、ＯＲ回路からはＨが出力
され、発振器からの出力と比較回路で比較され、この比
較回路からの出力によってメインスイッチは制御され
る。すなわち、過電流保護の電圧降下がＨｏｒ／ａｎｄ
ホトカプラの出力電圧がＨであれば、メインスイッチは
トランスＴ１の１次側電圧を低下させるように動作す
る。 【０００８】他励電源用ＩＣ７は通常、下記のようにＩ
Ｃ内部で独立した発振器（三角波が多い）を持ち、これ
に同期した信号でメインスイッチ（トランジスタｏｒＦ
ＥＴ）を動作させる。これに２次からの帰還信号や、過
電流検出信号をコンパレータに加え発振器からのパルス
信号の幅を任意に変化させることにより出力電圧の安
定、及び過電流保護を行っている。過電流保護回路は過
電流で出力電圧が低下し、かつある電圧になるとＩＣ自
体を停止させる（図８参照）。過電流の検出にスイッチ
ング・トランジスタのエミッタ抵抗の電圧降下を利用す
る。ここの波形は三角波であり、過電流検出用トランジ
スタのベースにはコンデンサで結合する。 【０００９】 【発明が解決しようとする課題】しかし、ＩＣを使わな
いトランジスタ発振器による従来例の他励式コンバータ
は、過電流に対する保護が不十分であった。また、ＩＣ
を使用したトランジスタ発振器による従来例の他励式コ
ンバータはその分コスト高になる、という問題があっ
た。 【００１０】本発明はこのような点に鑑みてなされたも
のであり、ＩＣを使わないトランジスタ発振器による他
励式コンバータにおいて、過電流に対する保護機能を充
実させた他励式コンバータの過電流保護回路を提供する
ことを目的とする。 【００１１】 【課題を解決するための手段】上記課題を解決するため
に本発明の他励式コンバータの過電流保護回路は、１次
巻線を具備するトランスと、前記トランスの１次巻線の
一端に第１の端子が接続され、第２の端子に第１の抵抗
が接続され、かつ、この第１の端子と第２の端子との間
を、第３の端子に入力されたパルス状の発振波形によっ
てスイッチングするスイッチング素子と、前記スイッチ
ング素子の第２の端子に、第２の抵抗を介してベースが
接続され、前記スイッチング素子の第３の端子にコレク
タが接続され、かつ、前記第１の抵抗にエミッタが接続
されたトランジスタとを備え、前記トランスの１次巻線
の他端と前記第１の抵抗との間に直流入力電圧が加えら
れると、前記トランスの２次巻線に２次側出力を発生す
る他励式コンバータの過電流保護回路において、前記第
２の抵抗に並列にコンデンサを接続し、前記トランスの
３次巻線の一端であり、かつ、このトランスの１次巻線
と同じ極性である端子と、前記トランジスタのベースと
の間に、第３の抵抗とダイオードとを直列に接続した第
１の直列回路を接続し、第４の抵抗とツェナーダイオー
ドとを直列に接続した第２の直列回路を、前記第１の直
列回路と並列に接続して、前記スイッチング素子のバイ
アス電圧を制御し、前記トランスの１次電圧と電流とを
減少させるフの字特性を持つことに特徴を有している。 【００１２】本発明の他励式コンバータの過電流保護回
路は、３次巻線の誘起電圧の増加に対応した電圧と、誘
起電圧の減少に対応した電圧とをトランジスタのベース
に印加する２組のダイオード、抵抗およびツェナーダイ
オード、抵抗は、３次巻線の同極性側に接続されている
ので、ＩＣを使用しなくても他励コンバータにおけるフ
の字特性が得られ、過電流時の回路破損を防ぐとともに
わずかなコストアッブで対応できる。 【００１３】 【発明の実施の形態】本発明の他励式コンバータの過電
流保護回路は、スイッチング素子が発振作用とスイッチ
ングの両方の動作を行う自励式とは異なり、内部に独立
した発振回路をもち、この発振電圧に同期した信号でス
イッチング素子を駆動する他励式である。また、回路構
成が複雑でコスト高になる他励電源用ＩＣを使用しない
代わりに、ダイオードと抵抗を用いて過電流保護回路に
フの字特性を持たせるようにしている。 【００１４】 【実施例】以下、本発明の一実施例を図面に基づいて説
明する。図１は、本発明の実施例における他励式コンバ
ータの過電流保護回路を説明する図である。図におい
て、Ｔ１は１次巻線ｎ１，２次巻線ｎ２，３次巻線ｎ３
を有するトランス、Ｑ１は直流入力電圧をスイッチング
するスイッチング素子、１はスイッチング素子Ｑ１のス
イッチング周波数を生成する発振器、２はトランジスタ
Ｑ２，ダイオードＤ１，ツェナーダイオードＤ２，抵抗
Ｒ２〜５，コンデンサＣ１から構成される過電流保護回
路であり、直流出力回路は２次巻線ｎ２，ダイオードＤ
３，コンデンサＣ２から構成されている。 【００１５】起動抵抗Ｒ１を通して発振器１に電圧が入
力されるとパルス状の発振波形が出力され、スイッチン
グ素子Ｑ１をＯＮさせる。スイッチング素子Ｑ１がＯＮ
の時は３次巻線ｎ３には直流入力電圧に比例した電圧が
誘起される。そしてツェナーダイオードＤ２，抵抗Ｒ５
を通した電圧と抵抗Ｒ３の電圧降下の合成された電圧が
コンデンサＣ１に充電され、それがトランジスタＱ２の
バイアス電圧となる。 【００１６】スイッチング素子Ｑ１がＯＦＦの時（２次
電圧が発生している時）は３次巻線ｎ３の電圧はプラス
とマイナスが逆転して、ダイオードＤ１，ツェナーダイ
オードＤ２，抵抗Ｒ４，Ｒ５を通してコンデンサＣ１に
充電されたバイアス電圧を放電する。 【００１７】従って入力電圧の増減によりコンデンサＣ
１を充電する時定数が変化し、これは過電流開始点のズ
レを発生させることになる。 入力電圧→大 過電流点が小さい（少ない電流で過電流
に入る） 入力電圧→小 過電流点が大きい（大きな電流で過電流
に入る） 但し、入力電圧が大きい時は入力電流が減少するため抵
抗Ｒ３の電圧降下が小さくなり入力電圧が小さい時はそ
の逆となる。よってそれぞれ相殺され過電流点のズレが
小さくなる。 【００１８】この調整により過電流点のズレを無いよう
にすることや低い電圧の時は早く、高い電圧の時は遅く
すること、またその逆のバターンも任意に設定できる。
通常の過電流保護回路２ではダイオードＤ１，抵抗Ｒ４
は必要としないが、有った方が調整が容易になる。さら
に、トランジスタＱ２の温度変動をダイオードＤ１でキ
ャンセルさせることができる。 【００１９】図２は、本発明における他励式コンバータ
の過電流保護回路の出力電圧／出力電流特性図である。
図において、縦軸はトランスＴ１の１次側におけるスイ
ッチングの出力電圧Ｖであり、横軸は同じくトランスＴ
１の１次側に流れるスイッチングの出力電流Ｉである。
通常は、出力電流Ｉの電流値に関係なく出力電圧Ｖは一
定に保たれている。短絡などにより、トランスＴ１の２
次側の負荷電流が異常に増加した場合には、出力電圧Ｖ
と出力電流Ｉはともに減少する。 【００２０】図３は、本発明の実施例における他励式コ
ンバータの過電流保護回路を用いたＡＣ／ＤＣコンバー
タの回路図である。起動抵抗Ｒ５を通して発振回路４
（Ｑ６，Ｑ７，Ｃ７，Ｃ８，Ｒ９〜１３にて構成）に電
圧が入力されるとダイオードＤ６にパルス状の発振波形
が出力される。これがダイオードＤ６，Ｄ５，抵抗Ｒ８
を通してスイッチング素子Ｑ１をＯＮさせる。スイッチ
ング素子Ｑ１がＯＮの時は３次巻線ｎ３には直流入力電
圧に比例した電圧が誘起される。そしてツェナーダイオ
ードＤ９，抵抗Ｒ１６を通した電圧と抵抗Ｒ６の電圧降
下の合成された電圧がコンデンサＣ６に充電され、それ
がトランジスタＱ５のバイアス電圧となる。 【００２１】スイッチング素子Ｑ１がＯＦＦの時（２次
電圧が発生している時）は３次巻線ｎ３の電圧はプラス
とマイナスが逆転して、ダイオードＤ８，ツェナーダイ
オードＤ９，抵抗Ｒ１５，１６を通してコンデンサＣ６
に充電されたバイアス電圧を放電する。 【００２２】従って入力電圧の増減によりコンデンサＣ
６を充電する時定数が変化し、これは過電流開始点のズ
レを発生させることになる。 入力電圧→大 過電流点が小さい（少ない電流で過電流
に入る） 入力電圧→小 過電流点が大きい（大きな電流で過電流
に入る） 但し、入力電圧が大きい時は入力電流が減少するため抵
抗Ｒ３の電圧降下が小さくなり入力電圧が小さい時はそ
の逆となる。よってそれぞれ相殺され過電流点のズレが
小さくなる。 【００２３】この調整により過電流点のズレを無いよう
にすることや低い電圧の時は早く、高い電圧の時は遅く
すること、またその逆のバターンも任意に設定できる。 【００２４】 【発明の効果】以上説明したように、本発明の他励式コ
ンバータの過電流保護回路は、ＩＣを使用しなくても他
励コンバータにおけるフの字特性が得られ、過電流時の
回路破損を防ぐとともにわずかなコストアップで対応で
きる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施例における他励式コンバータの過
電流保護回路を説明する図である。 【図２】本発明における他励式コンバータの過電流保護
回路の出力電圧／出力電流特性図である。 【図３】本発明の実施例における他励式コンバータの過
電流保護回路を用いたＡＣ／ＤＣコンバータの回路図で
ある。 【図４】従来例１における他励式コンバータの過電流保
護回路図である。 【図５】従来例１における他励式コンバータの過電流保
護回路の出力電圧／出力電流特性図である。 【図６】従来例２における他励式コンバータの過電流保
護回路図である。 【図７】従来例３における他励式コンバータの過電流保
護回路図である。 【図８】従来例３における他励式コンバータの過電流保
護回路の出力電圧／出力電流特性図である。 【符号の説明】 １ 発振器 ２，３ 過電流保護回路 ４ 発振回路 ５，６ 過電流保護回路 ７ 他励電源用ＩＣ Ｃ１〜１１ コンデンサ Ｄ１，３〜８，１０〜１２ ダイオード Ｄ２，９ ツェナーダイオード Ｆ１ ヒューズ Ｌ１ リアクタ ｎ１〜３ １〜３次巻線 Ｑ１ スイッチング素子 Ｑ２，４〜８ トランジスタ Ｒ１〜２２ 抵抗 ＰＨＣ−１，２ ホトカプラ Ｔ１ トランス
電流保護回路を説明する図である。 【図２】本発明における他励式コンバータの過電流保護
回路の出力電圧／出力電流特性図である。 【図３】本発明の実施例における他励式コンバータの過
電流保護回路を用いたＡＣ／ＤＣコンバータの回路図で
ある。 【図４】従来例１における他励式コンバータの過電流保
護回路図である。 【図５】従来例１における他励式コンバータの過電流保
護回路の出力電圧／出力電流特性図である。 【図６】従来例２における他励式コンバータの過電流保
護回路図である。 【図７】従来例３における他励式コンバータの過電流保
護回路図である。 【図８】従来例３における他励式コンバータの過電流保
護回路の出力電圧／出力電流特性図である。 【符号の説明】 １ 発振器 ２，３ 過電流保護回路 ４ 発振回路 ５，６ 過電流保護回路 ７ 他励電源用ＩＣ Ｃ１〜１１ コンデンサ Ｄ１，３〜８，１０〜１２ ダイオード Ｄ２，９ ツェナーダイオード Ｆ１ ヒューズ Ｌ１ リアクタ ｎ１〜３ １〜３次巻線 Ｑ１ スイッチング素子 Ｑ２，４〜８ トランジスタ Ｒ１〜２２ 抵抗 ＰＨＣ−１，２ ホトカプラ Ｔ１ トランス
─────────────────────────────────────────────────────
フロントページの続き
(58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名)
H02M 3/28
H02H 7/12
Claims (1)
- (57)【特許請求の範囲】 【請求項１】 １次巻線を具備するトランスと、 前記トランスの１次巻線の一端に第１の端子が接続さ
れ、第２の端子に第１の抵抗が接続され、かつ、この第
１の端子と第２の端子との間を、第３の端子に入力され
たパルス状の発振波形によってスイッチングするスイッ
チング素子と、 前記スイッチング素子の第２の端子に、第２の抵抗を介
してベースが接続され、前記スイッチング素子の第３の
端子にコレクタが接続され、かつ、前記第１の抵抗にエ
ミッタが接続されたトランジスタとを備え、 前記トランスの１次巻線の他端と前記第１の抵抗との間
に直流入力電圧が加えられると、前記トランスの２次巻
線に２次側出力を発生する他励式コンバータの過電流保
護回路において、 前記第２の抵抗に並列にコンデンサを接続し、 前記トランスの３次巻線の一端であり、かつ、このトラ
ンスの１次巻線と同じ極性である端子と、前記トランジ
スタのベースとの間に、第３の抵抗とダイオードとを直
列に接続した第１の直列回路を接続し、 第４の抵抗とツェナーダイオードとを直列に接続した第
２の直列回路を、前記第１の直列回路と並列に接続し
て、 前記スイッチング素子のバイアス電圧を制御し、前記ト
ランスの１次電圧と電流とを減少させるフの字特性を持
つ ことを特徴とする他励式コンバータの過電流保護回
路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2001179978A JP3405539B2 (ja) | 2001-06-14 | 2001-06-14 | 他励式コンバータの過電流保護回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2001179978A JP3405539B2 (ja) | 2001-06-14 | 2001-06-14 | 他励式コンバータの過電流保護回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2002374671A JP2002374671A (ja) | 2002-12-26 |
| JP3405539B2 true JP3405539B2 (ja) | 2003-05-12 |
Family
ID=19020464
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2001179978A Expired - Fee Related JP3405539B2 (ja) | 2001-06-14 | 2001-06-14 | 他励式コンバータの過電流保護回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3405539B2 (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP4751108B2 (ja) | 2005-06-06 | 2011-08-17 | ローム株式会社 | 他励式ｄｃ／ｄｃコンバータの制御回路およびそれを用いた電源装置、発光装置、電子機器 |
| JP4905776B2 (ja) * | 2006-08-02 | 2012-03-28 | 株式会社タムラ製作所 | 保護回路およびスイッチング電源装置 |
-
2001
- 2001-06-14 JP JP2001179978A patent/JP3405539B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2002374671A (ja) | 2002-12-26 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| JP3175663B2 (ja) | 自励発振型スイッチング電源装置 | |
| JPH06335241A (ja) | トランス結合型２次直流電源生成装置 | |
| JP3500815B2 (ja) | 放電灯点灯装置 | |
| JP3381769B2 (ja) | 自励発振型スイッチング電源装置 | |
| JP3492882B2 (ja) | スイッチング電源装置 | |
| JP3028044B2 (ja) | スイッチング電源装置 | |
| JP3405539B2 (ja) | 他励式コンバータの過電流保護回路 | |
| JPH0591727A (ja) | 電源装置 | |
| JPH0315423B2 (ja) | ||
| JP3339543B2 (ja) | リモートセンシング端子付きスイッチング電源装置 | |
| JP4623252B2 (ja) | スイッチング電源装置 | |
| JP2001309656A (ja) | リンギングチョークコンバータ及び過負荷検出方法 | |
| JP3378509B2 (ja) | 電源装置 | |
| JP2563188B2 (ja) | 過電流保護機能付自励形コンバータ | |
| JP2762907B2 (ja) | スイッチングレギュレータの過電流保護装置 | |
| JP3081478B2 (ja) | 低電圧点灯回路 | |
| JP2938241B2 (ja) | 高圧電源回路 | |
| JPH1098872A (ja) | 電源装置及びこれを用いた電気機器 | |
| JPH0767335A (ja) | スイッチング電源装置 | |
| JP3287039B2 (ja) | スイッチング電源装置 | |
| JPH06276734A (ja) | 過電流保護回路 | |
| JP2680123B2 (ja) | スイッチングレギュレータ電源回路 | |
| JPS6325908Y2 (ja) | ||
| JP3129036B2 (ja) | スイッチング電源装置 | |
| JP2988698B2 (ja) | スイッチングレギュレータの保護装置 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20080307 Year of fee payment: 5 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20090307 Year of fee payment: 6 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20090307 Year of fee payment: 6 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20100307 Year of fee payment: 7 |
|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |