JP3389160B2 - 搬送波再生回路 - Google Patents
搬送波再生回路Info
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Description
【0001】
【発明の属する技術分野】本発明は搬送波再生回路に関
し、特に直交変調波信号をサービスチャンネル信号(S
C信号)で周波数変調した複合変調波信号の搬送波再生
回路に関する。
し、特に直交変調波信号をサービスチャンネル信号(S
C信号)で周波数変調した複合変調波信号の搬送波再生
回路に関する。
【0002】
【従来の技術】従来、位相変位変調(PSK変調)波信
号や直交振幅変調(QAM変調)波信号などの直交変調
波信号がマイクロ波通信を始めとする無線通信において
用いられている。これら直交変調波信号の復調において
は、良い信号誤り特性,搬送波の非同期時の速やかな引
き込み,及びエラ−パルスの残留エラ−による回線の誤
切替え防止を確保する必要がある。上記直交変調波信号
の復調においては、直交変調波信号の搬送波を再生して
再生搬送波信号を生じ、直交変調波信号の搬送波と再生
搬送波信号とを同期検波してベースバンド信号を得、こ
のベースバンド信号をA/Dコンバータで多値識別する
方式が多く用いられる。
号や直交振幅変調(QAM変調)波信号などの直交変調
波信号がマイクロ波通信を始めとする無線通信において
用いられている。これら直交変調波信号の復調において
は、良い信号誤り特性,搬送波の非同期時の速やかな引
き込み,及びエラ−パルスの残留エラ−による回線の誤
切替え防止を確保する必要がある。上記直交変調波信号
の復調においては、直交変調波信号の搬送波を再生して
再生搬送波信号を生じ、直交変調波信号の搬送波と再生
搬送波信号とを同期検波してベースバンド信号を得、こ
のベースバンド信号をA/Dコンバータで多値識別する
方式が多く用いられる。
【0003】上記再生搬送波信号を得るには位相同期ル
ープ(PLL)によることが多い。この位相同期ループ
は、良い信号誤り特性のためには挟帯域に,非同期時の
速やかな引き込みのためには広帯域に,ループバンドを
切り替えれば都合のよいことがある。このループバンド
の切り替えのためには、警報や復調器の後段からの情報
により制御を行っことが多い。しかし、これら情報を検
出し,制御するまでに時間がかかってしまうので、速や
かにル−プバンドを切り替える事は困難であった。
ープ(PLL)によることが多い。この位相同期ループ
は、良い信号誤り特性のためには挟帯域に,非同期時の
速やかな引き込みのためには広帯域に,ループバンドを
切り替えれば都合のよいことがある。このループバンド
の切り替えのためには、警報や復調器の後段からの情報
により制御を行っことが多い。しかし、これら情報を検
出し,制御するまでに時間がかかってしまうので、速や
かにル−プバンドを切り替える事は困難であった。
【0004】また、上記直交変調波信号を上記SC信号
(アナログSC信号の場合、回線監視信号や音声信号を
含む)で周波数変調した複合変調波信号を伝送する場
合、一般にはSC信号の有無によってループバンドを変
えないことが多い。しかし、上記SC信号を伝送する場
合と同じ広帯域ループバンド構成を用いると、主(直交
変調)信号及びそのエラ−パルスの残留エラ−が発生し
易くなるという問題があった。一方、同じ広帯域ループ
構成で上記SC信号を伝送していない時には、主信号に
対して良い信号誤り特性を得ることができないという問
題があった。
(アナログSC信号の場合、回線監視信号や音声信号を
含む)で周波数変調した複合変調波信号を伝送する場
合、一般にはSC信号の有無によってループバンドを変
えないことが多い。しかし、上記SC信号を伝送する場
合と同じ広帯域ループバンド構成を用いると、主(直交
変調)信号及びそのエラ−パルスの残留エラ−が発生し
易くなるという問題があった。一方、同じ広帯域ループ
構成で上記SC信号を伝送していない時には、主信号に
対して良い信号誤り特性を得ることができないという問
題があった。
【0005】さらに、アナログSC信号を伝送する場
合、音声信号(伝送ベースバンド信号帯域:300Hz
〜3.4KHz)を伝送する場合には音の強弱があるた
め、標準レベルよりある高いレベルの音声を想定して回
線設計する必要があった。この場合も上記SC信号を含
む複合変調波信号に合せて復調器の再生搬送波回路のル
−プバンドを広くする必要があるので、主信号の残留エ
ラ−やエラ−パルスの残留エラ−の発生が多くなるとい
う問題が生じていた。同様に、アナログSC信号として
回線監視用信号(例えば、300Hz〜12KHz帯域
を各4KHz帯域の3CHに周波数分割した信号)だけ
を伝送する場合は、標準レベルだけ想定してループバン
ドを別設計するか,音声信号伝送用との共通設計を考え
て音声信号伝送に合せてル−プバンドを広くして設計し
ていた。
合、音声信号(伝送ベースバンド信号帯域:300Hz
〜3.4KHz)を伝送する場合には音の強弱があるた
め、標準レベルよりある高いレベルの音声を想定して回
線設計する必要があった。この場合も上記SC信号を含
む複合変調波信号に合せて復調器の再生搬送波回路のル
−プバンドを広くする必要があるので、主信号の残留エ
ラ−やエラ−パルスの残留エラ−の発生が多くなるとい
う問題が生じていた。同様に、アナログSC信号として
回線監視用信号(例えば、300Hz〜12KHz帯域
を各4KHz帯域の3CHに周波数分割した信号)だけ
を伝送する場合は、標準レベルだけ想定してループバン
ドを別設計するか,音声信号伝送用との共通設計を考え
て音声信号伝送に合せてル−プバンドを広くして設計し
ていた。
【0006】
【発明が解決しようとする課題】上述したとおり、従来
の複合変調波信号の搬送波再生回路では、再生搬送波信
号を得る位相同期ループのループバンドをSC信号の伝
送の有り無しや主信号のBERによって迅速に変化させ
ることができなかったので,SC信号の有り無しに従っ
て最適なループバンドを設定することができず、また、
主信号の良い信号誤り特性,搬送波信号の非同期時の速
やかな引き込み,及び主信号の残留エラーやエラ−パル
スの残留エラ−による回線の誤切替え防止を得るため
に、搬送波再生回路のループバンドをそれぞれの伝送信
号に合わせて最適設定することができないという欠点が
あった。
の複合変調波信号の搬送波再生回路では、再生搬送波信
号を得る位相同期ループのループバンドをSC信号の伝
送の有り無しや主信号のBERによって迅速に変化させ
ることができなかったので,SC信号の有り無しに従っ
て最適なループバンドを設定することができず、また、
主信号の良い信号誤り特性,搬送波信号の非同期時の速
やかな引き込み,及び主信号の残留エラーやエラ−パル
スの残留エラ−による回線の誤切替え防止を得るため
に、搬送波再生回路のループバンドをそれぞれの伝送信
号に合わせて最適設定することができないという欠点が
あった。
【0007】
【課題を解決するための手段】本発明の一つによる搬送
波再生回路は、直交変調波信号をサービスチャンネル信
号(以下、SC信号)でさらに周波数変調した複合変調
波信号を直交する再生搬送波信号によって直交同期検波
してベースバンド信号をそれぞれ生じる乗算器と、前記
ベースバンド信号の各各をそれぞれアナログディジタル
変換(以下、A/D変換)してディジタル信号を生じる
A/Dコンバータと、2系列の前記ディジタル信号を所
定レベルでそれぞれ識別して復調すると共に,前記ディ
ジタル信号から前記複合変調波信号の搬送波と前記再生
搬送波信号との位相差である位相差情報信号を生じる識
別器と、前記位相差情報信号から再生搬送波制御情報信
号を生じる自動位相制御(以下、APC)信号検出回路
と、低域通過ろ波器(以下、LPF)を介して前記再生
搬送波制御情報信号を受け,前記位相差信号の位相差を
減少させるような前記再生搬送波信号を生じて2系列の
前記乗算器の局部発振信号端子に90度位相差で供給す
る電圧制御発振器(以下、VCO)と、前記A/Dコン
バータから前記ディジタル信号を供給されてこのディジ
タル信号のエラーパルスを検出し,このエラーパルスの
ビットエラーレート(以下、BER)の推定誤り率に従
って前記LPFの帯域を制御するエラーパルス検出回路
とを備える。
波再生回路は、直交変調波信号をサービスチャンネル信
号(以下、SC信号)でさらに周波数変調した複合変調
波信号を直交する再生搬送波信号によって直交同期検波
してベースバンド信号をそれぞれ生じる乗算器と、前記
ベースバンド信号の各各をそれぞれアナログディジタル
変換(以下、A/D変換)してディジタル信号を生じる
A/Dコンバータと、2系列の前記ディジタル信号を所
定レベルでそれぞれ識別して復調すると共に,前記ディ
ジタル信号から前記複合変調波信号の搬送波と前記再生
搬送波信号との位相差である位相差情報信号を生じる識
別器と、前記位相差情報信号から再生搬送波制御情報信
号を生じる自動位相制御(以下、APC)信号検出回路
と、低域通過ろ波器(以下、LPF)を介して前記再生
搬送波制御情報信号を受け,前記位相差信号の位相差を
減少させるような前記再生搬送波信号を生じて2系列の
前記乗算器の局部発振信号端子に90度位相差で供給す
る電圧制御発振器(以下、VCO)と、前記A/Dコン
バータから前記ディジタル信号を供給されてこのディジ
タル信号のエラーパルスを検出し,このエラーパルスの
ビットエラーレート(以下、BER)の推定誤り率に従
って前記LPFの帯域を制御するエラーパルス検出回路
とを備える。
【0008】前記搬送波再生回路の一つは、前記LPF
の帯域が、前記BERが所定誤り率より大きくなると連
続的又は段階的に広くされる前記LPFの帯域が、推定
された前記BERが大きくなると連続的に広くされる構
成をとることができる。
の帯域が、前記BERが所定誤り率より大きくなると連
続的又は段階的に広くされる前記LPFの帯域が、推定
された前記BERが大きくなると連続的に広くされる構
成をとることができる。
【0009】前記搬送波再生回路の別の一つは、前記L
PFの帯域が、前記BERが所定誤り率より小さくなる
と連続的又は段階的に狭くされる構成をとることができ
る。
PFの帯域が、前記BERが所定誤り率より小さくなる
と連続的又は段階的に狭くされる構成をとることができ
る。
【0010】本発明の別の一つによる搬送波再生回路
は、直交変調波信号をサービスチャンネル信号(以下、
SC信号)でさらに周波数変調した複合変調波信号を直
交する再生搬送波信号によって直交同期検波してベース
バンド信号をそれぞれ生じる乗算器と、前記ベースバン
ド信号の各各をそれぞれアナログディジタル変換(以
下、A/D変換)してディジタル信号を生じるA/Dコ
ンバータと、2系列の前記ディジタル信号を所定レベル
でそれぞれ識別して復調すると共に,前記ディジタル信
号から前記複合変調波信号の搬送波と前記再生搬送波信
号との位相差である位相差情報信号を生じる識別器と、
前記位相差情報信号から再生搬送波制御情報信号を生じ
る自動位相制御(以下、APC)信号検出回路と、低域
通過ろ波器(以下、LPF)を介して前記再生搬送波制
御情報信号を受け,前記位相差信号の位相差を減少させ
るような前記再生搬送波信号を生じて2系列の前記乗算
器の局部発振信号端子に90度位相差で供給する電圧制
御発振器(以下、VCO)と、前記APC信号検出回路
からの前記搬送波制御情報信号を定められたレベルまで
増幅及び復調して前記SC信号を再生出力するSC増幅
回路と、再生出力された前記SC信号の検出レベルに従
って前記LPFの帯域を制御するSCレベル検出回路と
を備える。
は、直交変調波信号をサービスチャンネル信号(以下、
SC信号)でさらに周波数変調した複合変調波信号を直
交する再生搬送波信号によって直交同期検波してベース
バンド信号をそれぞれ生じる乗算器と、前記ベースバン
ド信号の各各をそれぞれアナログディジタル変換(以
下、A/D変換)してディジタル信号を生じるA/Dコ
ンバータと、2系列の前記ディジタル信号を所定レベル
でそれぞれ識別して復調すると共に,前記ディジタル信
号から前記複合変調波信号の搬送波と前記再生搬送波信
号との位相差である位相差情報信号を生じる識別器と、
前記位相差情報信号から再生搬送波制御情報信号を生じ
る自動位相制御(以下、APC)信号検出回路と、低域
通過ろ波器(以下、LPF)を介して前記再生搬送波制
御情報信号を受け,前記位相差信号の位相差を減少させ
るような前記再生搬送波信号を生じて2系列の前記乗算
器の局部発振信号端子に90度位相差で供給する電圧制
御発振器(以下、VCO)と、前記APC信号検出回路
からの前記搬送波制御情報信号を定められたレベルまで
増幅及び復調して前記SC信号を再生出力するSC増幅
回路と、再生出力された前記SC信号の検出レベルに従
って前記LPFの帯域を制御するSCレベル検出回路と
を備える。
【0011】前記搬送波再生回路の一つは、前記SC信
号の再生出力が、前記搬送波制御情報信号の周波数変調
成分を検出して取り出される構成をとることができる。
号の再生出力が、前記搬送波制御情報信号の周波数変調
成分を検出して取り出される構成をとることができる。
【0012】前記搬送波再生回路の別の一つは、前記L
PFの帯域が、再生出力された前記SC信号の前記検出
レベルが所定レベルより大きくなると、連続的又は段階
的に広くされる構成をとることができる。
PFの帯域が、再生出力された前記SC信号の前記検出
レベルが所定レベルより大きくなると、連続的又は段階
的に広くされる構成をとることができる。
【0013】前記搬送波再生回路のさらに別の一つは、
前記LPFの帯域が、再生出力される前記SC信号の前
記検出レベルが前記所定レベルより小さくなると、連続
的または段階的に狭くされる構成をとることができる。
前記LPFの帯域が、再生出力される前記SC信号の前
記検出レベルが前記所定レベルより小さくなると、連続
的または段階的に狭くされる構成をとることができる。
【0014】前記LPFの一つは、信号の入力端と出力
端との間に接続した第1の抵抗器と,前記出力端と接地
間に接続したコンデンサと第2の抵抗器との直列回路と
を備えるラグリードフィルタであり、前記第1の抵抗器
の抵抗値が、制御電圧の印可によって自動的に変化でき
る構成をとることができる。
端との間に接続した第1の抵抗器と,前記出力端と接地
間に接続したコンデンサと第2の抵抗器との直列回路と
を備えるラグリードフィルタであり、前記第1の抵抗器
の抵抗値が、制御電圧の印可によって自動的に変化でき
る構成をとることができる。
【0015】該LPFの一つは、前記第1の抵抗器が、
ダイオードである構成をとることができる。
ダイオードである構成をとることができる。
【0016】前記LPFの別の一つは、信号の入力端と
出力端との間に接続した第1の抵抗器と,前記出力端と
接地間に接続したコンデンサと第2の抵抗器との直列回
路とを備えるラグリードフィルタを2系統を備え、第1
の系統が前記帯域を広帯域に段階的に制御する場合に選
択され、第2の系統が前記帯域を広帯域に段階的に制御
する場合に選択される構成をとることができる。
出力端との間に接続した第1の抵抗器と,前記出力端と
接地間に接続したコンデンサと第2の抵抗器との直列回
路とを備えるラグリードフィルタを2系統を備え、第1
の系統が前記帯域を広帯域に段階的に制御する場合に選
択され、第2の系統が前記帯域を広帯域に段階的に制御
する場合に選択される構成をとることができる。
【0017】前記搬送波再生回路のさらに別の一つは、
前記エラーパルス検出回路が、前記A/Dコンバータの
一つから前記ディジタル信号を供給されてエラーパルス
を識別するエラーパルス用識別器と、該A/Dコンバー
タから前記ディジタル信号を供給されて所定レベルで識
別して復調する識別器と、識別された前記エラーパルス
と該識別器の復調出力とを比較して前記エラーパルスを
出力する比較器と、このエラーパルスのBERの推定誤
り率に従って前記LPFの帯域を制御するエラーパルス
検出回路に代えられている構成をとることができる。
前記エラーパルス検出回路が、前記A/Dコンバータの
一つから前記ディジタル信号を供給されてエラーパルス
を識別するエラーパルス用識別器と、該A/Dコンバー
タから前記ディジタル信号を供給されて所定レベルで識
別して復調する識別器と、識別された前記エラーパルス
と該識別器の復調出力とを比較して前記エラーパルスを
出力する比較器と、このエラーパルスのBERの推定誤
り率に従って前記LPFの帯域を制御するエラーパルス
検出回路に代えられている構成をとることができる。
【0018】
【発明の実施の形態】次に、本発明について図面を参照
して説明する。
して説明する。
【0019】図1は本発明による搬送波再生回路の実施
の形態の一つを示すブロック図である。この図は上記複
合変調波信号の復調器を示している。
の形態の一つを示すブロック図である。この図は上記複
合変調波信号の復調器を示している。
【0020】マイクロ波等を搬送波とする上記複合変調
波信号は、アンテナで受信されたあと適切な周波数の中
間周波数信号(IF信号)Siに変換され,復調器の受
信ヘッドである乗算回路1及び2に2分(Sp及びS
q)されて入力される。乗算回路1及び2の局部発振信
号端子には電圧制御発振器(VCO)12が生じる再生
搬送波信号S8が90°の位相差で供給される。乗算器
1には90°位相遅れの再生搬送波信号S8a,乗算器
2には位相遅れなしの再生搬送波信号S8bが供給され
る。この位相差はVCO12と乗算回路1の局部発振信
号端子との間に挿入された90°の移相器11によって
生じる。
波信号は、アンテナで受信されたあと適切な周波数の中
間周波数信号(IF信号)Siに変換され,復調器の受
信ヘッドである乗算回路1及び2に2分(Sp及びS
q)されて入力される。乗算回路1及び2の局部発振信
号端子には電圧制御発振器(VCO)12が生じる再生
搬送波信号S8が90°の位相差で供給される。乗算器
1には90°位相遅れの再生搬送波信号S8a,乗算器
2には位相遅れなしの再生搬送波信号S8bが供給され
る。この位相差はVCO12と乗算回路1の局部発振信
号端子との間に挿入された90°の移相器11によって
生じる。
【0021】乗算回路1及び2は、IF信号Sp及びS
qと再生搬送波信号S8a及びS8bとをそれぞれ乗算
し,つまり同期検波してベースバンド信号Sp1及びS
q1を生じる。ベースバンド信号Sp1及びSq1は高
調波成分等の不要波を除く低域通過ろ波器(LPF)3
及び4によって帯域制限されたアナログ形式のベースバ
ンド信号Sp2及びSq2になる。ベースバンド信号S
p2及びSq2は増幅回路5及び6によりそれぞれSp
3及びSq3に増幅された後、A/Dコンバ−タ7及び
8により,多値のディジタルベースバンド信号(ディジ
タル信号)Sp4及びSq4にそれぞれ変換される。A
/Dコンバータ7又は8(A/Dコンバータ7及び8を
両方用いてもよい。)は、また、識別結果からエラーパ
ルスを検出するために識別結果Sdをエラ−パルス検出
回路15に出力する。
qと再生搬送波信号S8a及びS8bとをそれぞれ乗算
し,つまり同期検波してベースバンド信号Sp1及びS
q1を生じる。ベースバンド信号Sp1及びSq1は高
調波成分等の不要波を除く低域通過ろ波器(LPF)3
及び4によって帯域制限されたアナログ形式のベースバ
ンド信号Sp2及びSq2になる。ベースバンド信号S
p2及びSq2は増幅回路5及び6によりそれぞれSp
3及びSq3に増幅された後、A/Dコンバ−タ7及び
8により,多値のディジタルベースバンド信号(ディジ
タル信号)Sp4及びSq4にそれぞれ変換される。A
/Dコンバータ7又は8(A/Dコンバータ7及び8を
両方用いてもよい。)は、また、識別結果からエラーパ
ルスを検出するために識別結果Sdをエラ−パルス検出
回路15に出力する。
【0022】ディジタル信号Sp4及びSq4は識別器
9に入力され、識別器9はディジタル信号Sp4及びS
q4に対して所定の信号変換処理を行なった上、所定レ
ベルを識別点としてレベル判定を行い、判定結果は符号
化された復調主信号データDpおよびDqとしてそれぞ
れ出力される。識別器9は、また、再生搬送波信号S8
を生じさせるための情報である位相情報信号S5をAP
C信号検出回路10に出力する。なお、識別器9の詳細
動作については後述する。
9に入力され、識別器9はディジタル信号Sp4及びS
q4に対して所定の信号変換処理を行なった上、所定レ
ベルを識別点としてレベル判定を行い、判定結果は符号
化された復調主信号データDpおよびDqとしてそれぞ
れ出力される。識別器9は、また、再生搬送波信号S8
を生じさせるための情報である位相情報信号S5をAP
C信号検出回路10に出力する。なお、識別器9の詳細
動作については後述する。
【0023】APC信号検出回路10は、位相情報信号
S5を受けて所定の演算を行い、電圧制御発振器である
VCO12の出力S8の周波数(位相)を制御するAP
C信号S6を生じる。APC信号S6は再生搬送波信号
S8を生成する位相同期ループのループバンドを殆ど規
定する可変帯域のLPF13に送られる。LPF13は
APC信号S6を規定の帯域に制限する。帯域の制限さ
れたAPC信号S7は、VCO12の周波数制御を行っ
て再生搬送波信号S8を生成する。APC信号検出回路
10の詳細動作についても後述する。
S5を受けて所定の演算を行い、電圧制御発振器である
VCO12の出力S8の周波数(位相)を制御するAP
C信号S6を生じる。APC信号S6は再生搬送波信号
S8を生成する位相同期ループのループバンドを殆ど規
定する可変帯域のLPF13に送られる。LPF13は
APC信号S6を規定の帯域に制限する。帯域の制限さ
れたAPC信号S7は、VCO12の周波数制御を行っ
て再生搬送波信号S8を生成する。APC信号検出回路
10の詳細動作についても後述する。
【0024】エラ−パルス検出回路15は、ディジタル
信号Sp4又はSq4のエラ−パルス発生状況である
(推定誤り率に等価)エラ−パルス発生情報Se1をL
PF13に出力する。LPF13はエラーパルスの推定
誤り率を示すエラ−パルス発生情報Se1に従って帯域
が制御される。なお、エラ−パルス発生情報Se1に従
って帯域が制御される場合には、SCレベル検出回路1
7からのSC信号情報Slの配線は省かれる。エラ−パ
ルス検出回路15についても詳細は後述する。
信号Sp4又はSq4のエラ−パルス発生状況である
(推定誤り率に等価)エラ−パルス発生情報Se1をL
PF13に出力する。LPF13はエラーパルスの推定
誤り率を示すエラ−パルス発生情報Se1に従って帯域
が制御される。なお、エラ−パルス発生情報Se1に従
って帯域が制御される場合には、SCレベル検出回路1
7からのSC信号情報Slの配線は省かれる。エラ−パ
ルス検出回路15についても詳細は後述する。
【0025】図1の復調器は上述のとおり、最終的には
識別器9によって上記直交変調波信号の復調を行い、復
調結果は復調主信号データDpおよびDqとして出力さ
れている。また、乗算回路1,2,LPF3,4,増幅
回路5,6,A/Dコンバ−タ7,8,識別器9,AP
C信号検出回路10,LPF13及びVCO12が、上
述の位相同期回路(位相同期ループ又はPLL)を構成
する。即ち、図1の実施の形態による再生搬送波再生回
路は、上記位相同期回路によって、IF信号Siに位相
同期した再生搬送波信号S8を生じる。
識別器9によって上記直交変調波信号の復調を行い、復
調結果は復調主信号データDpおよびDqとして出力さ
れている。また、乗算回路1,2,LPF3,4,増幅
回路5,6,A/Dコンバ−タ7,8,識別器9,AP
C信号検出回路10,LPF13及びVCO12が、上
述の位相同期回路(位相同期ループ又はPLL)を構成
する。即ち、図1の実施の形態による再生搬送波再生回
路は、上記位相同期回路によって、IF信号Siに位相
同期した再生搬送波信号S8を生じる。
【0026】図1の復調器は上記SC信号に対しても復
調動作を行う。
調動作を行う。
【0027】SC AMP回路14は、APC信号S6
から上記直交変調波信号の搬送波に対して上記SC信号
でさらに周波数変調がかけられた部分である変調周波数
成分を周知の手法を用いて周波数復調して取り出し、S
C信号Scを抽出(再生:復調ともいう)する。つま
り、SC AMP回路14は、入力されたAPC信号S
6を予め定めたレベルまで増幅したうえ,周波数変調波
復調回路によってSC信号Scに復調出力する。なお、
上記SC信号のベースバンド帯域が300Hz〜12K
Hzであるとき、周波数変調された上記SC信号を通過
させるために、位相同期ループの帯域であるループバン
ド及びLPF16の帯域は〜数100KHzの帯域が必
要である。SC AMP回路14によってAPC信号S
6が増幅及び復調された,SC信号Scは分岐出力され
る。その分岐信号S9は、SC信号Scの変調周波数帯
域のみ通過させるBPF16を通過し、SC信号Scの
レベル信号S10が得られる。
から上記直交変調波信号の搬送波に対して上記SC信号
でさらに周波数変調がかけられた部分である変調周波数
成分を周知の手法を用いて周波数復調して取り出し、S
C信号Scを抽出(再生:復調ともいう)する。つま
り、SC AMP回路14は、入力されたAPC信号S
6を予め定めたレベルまで増幅したうえ,周波数変調波
復調回路によってSC信号Scに復調出力する。なお、
上記SC信号のベースバンド帯域が300Hz〜12K
Hzであるとき、周波数変調された上記SC信号を通過
させるために、位相同期ループの帯域であるループバン
ド及びLPF16の帯域は〜数100KHzの帯域が必
要である。SC AMP回路14によってAPC信号S
6が増幅及び復調された,SC信号Scは分岐出力され
る。その分岐信号S9は、SC信号Scの変調周波数帯
域のみ通過させるBPF16を通過し、SC信号Scの
レベル信号S10が得られる。
【0028】SCレベル検出回路17は、レベル信号S
10のレベルを検出し、このレベル検出結果であるSC
信号情報SlをLPF13に送出する。LPF13は、
SC信号情報Slに従って帯域が制御される。なお、S
C信号情報Slに従って帯域が制御される場合には、エ
ラ−パルス検出回路15からのエラ−パルス発生情報S
e1の配線は省かれる。
10のレベルを検出し、このレベル検出結果であるSC
信号情報SlをLPF13に送出する。LPF13は、
SC信号情報Slに従って帯域が制御される。なお、S
C信号情報Slに従って帯域が制御される場合には、エ
ラ−パルス検出回路15からのエラ−パルス発生情報S
e1の配線は省かれる。
【0029】前述した識別器10として適用できる例の
一つが、特開平9−107384号公報に開示されてい
る。この識別器は、ディジタル信号Sp4及びSq4の
レベルをそれぞれA/Dコンバータで多値識別する。デ
ィジタル信号Sp4及びSq4のレベル判定は、ディジ
タル信号Sp4及びSq4のほぼ中間レベルとする。つ
まり、多値出力データのMSBビット(第1ビット)が
主信号復調(同相)データDp及び主信号復調(直交)
データDqとして出力される。
一つが、特開平9−107384号公報に開示されてい
る。この識別器は、ディジタル信号Sp4及びSq4の
レベルをそれぞれA/Dコンバータで多値識別する。デ
ィジタル信号Sp4及びSq4のレベル判定は、ディジ
タル信号Sp4及びSq4のほぼ中間レベルとする。つ
まり、多値出力データのMSBビット(第1ビット)が
主信号復調(同相)データDp及び主信号復調(直交)
データDqとして出力される。
【0030】前述のAPC信号検出回路10について
も、上記特開平9−107384号公報に開示された例
が適用できる。この例では、APC信号検出回路10に
出力される位相情報信号S5は、多値識別されたディジ
タル信号の第2ビットから同相誤差データEp及び直交
誤差データEqとして得られる。即ち、APC信号検出
回路10は、同相データDpと直交誤差データEqとの
EX−ORゲート及び直交データDqと同相誤差データ
EpとのEX−ORゲートをそれぞれとり、これらEX
−ORゲートの出力を加算してAPC信号S6を生じ
る。このAPC信号S6は、周知の如く、上記直交変調
波信号の搬送波周波数f0の位相と再生搬送波信号S8
の位相との差に対応する電圧となる。従って、APC信
号S6はVCO12の生じる再生搬送波信号S8の周波
数制御信号となる。
も、上記特開平9−107384号公報に開示された例
が適用できる。この例では、APC信号検出回路10に
出力される位相情報信号S5は、多値識別されたディジ
タル信号の第2ビットから同相誤差データEp及び直交
誤差データEqとして得られる。即ち、APC信号検出
回路10は、同相データDpと直交誤差データEqとの
EX−ORゲート及び直交データDqと同相誤差データ
EpとのEX−ORゲートをそれぞれとり、これらEX
−ORゲートの出力を加算してAPC信号S6を生じ
る。このAPC信号S6は、周知の如く、上記直交変調
波信号の搬送波周波数f0の位相と再生搬送波信号S8
の位相との差に対応する電圧となる。従って、APC信
号S6はVCO12の生じる再生搬送波信号S8の周波
数制御信号となる。
【0031】前述のエラ−パルス検出回路15として適
用できる例の一つが、特開平5−336182号公報に
開示されている。この公報の図1に示されているエラー
パルス検出回路は、本願,図1のA/Dコンバータ7又
は8の一つに相当するA/D変換器で入力ベースバンド
信号(本願図1のベスバンド信号Sp3又はSq3に相
当)を多値識別し、上記A/D変換器はNビット(Nは
整数)のディジタル信号を出力する。多値識別されたデ
ィジタル信号のMSB(第1ビット)は復調主信号デー
タDp又はDqになる。このエラーパルス検出回路は、
Nビットの上記ディジタル信号が上記MSBの識別点を
含む所定範囲に設定した判定領域の外側にあるとき、誤
動作を示すエラーパルスを出力する。
用できる例の一つが、特開平5−336182号公報に
開示されている。この公報の図1に示されているエラー
パルス検出回路は、本願,図1のA/Dコンバータ7又
は8の一つに相当するA/D変換器で入力ベースバンド
信号(本願図1のベスバンド信号Sp3又はSq3に相
当)を多値識別し、上記A/D変換器はNビット(Nは
整数)のディジタル信号を出力する。多値識別されたデ
ィジタル信号のMSB(第1ビット)は復調主信号デー
タDp又はDqになる。このエラーパルス検出回路は、
Nビットの上記ディジタル信号が上記MSBの識別点を
含む所定範囲に設定した判定領域の外側にあるとき、誤
動作を示すエラーパルスを出力する。
【0032】図2は図1のエラ−パルス検出回路15と
して適用できる例の別の一つのブロック図である。この
エラーパルス検出器15Aは、特開平5−207089
号公報の図1のエラーパルス検出部と基本的に同じ構成
である。
して適用できる例の別の一つのブロック図である。この
エラーパルス検出器15Aは、特開平5−207089
号公報の図1のエラーパルス検出部と基本的に同じ構成
である。
【0033】エラーパルス検出器15Aは、増幅回路5
又は6からのディジタル信号Sp3又はSq3をエラー
パルス用識別器21と主信号識別器9Aとに供給する。
主信号識別器9A及びこれから出力される復調主信号デ
ータDは、図1を用いて説明した識別器9及び復調主信
号データDp,Dqと同じものである。エラーパルス用
識別器21は、識別器9Aと同じ構成であるが、識別レ
ベルをエラーパルスが発生しやすいレベルに設定してい
る。比較器22は、識別器9Aの出力とエラーパルス用
識別器21の出力とを比較、両者が異なっている場合に
エラーパルスSe2を出力する。従って、このエラーパ
ルス検出器15Aは、特開平5−336182号公報の
図1に開示されているエラーパルス検出回路に比べて、
同一通信品質のディジタル信号Sp3又はSq3が供給
されたとき、BERが大きく現れる傾向がある。従っ
て、回線切り替えが必要な状況を早く把握できるという
効果がある。
又は6からのディジタル信号Sp3又はSq3をエラー
パルス用識別器21と主信号識別器9Aとに供給する。
主信号識別器9A及びこれから出力される復調主信号デ
ータDは、図1を用いて説明した識別器9及び復調主信
号データDp,Dqと同じものである。エラーパルス用
識別器21は、識別器9Aと同じ構成であるが、識別レ
ベルをエラーパルスが発生しやすいレベルに設定してい
る。比較器22は、識別器9Aの出力とエラーパルス用
識別器21の出力とを比較、両者が異なっている場合に
エラーパルスSe2を出力する。従って、このエラーパ
ルス検出器15Aは、特開平5−336182号公報の
図1に開示されているエラーパルス検出回路に比べて、
同一通信品質のディジタル信号Sp3又はSq3が供給
されたとき、BERが大きく現れる傾向がある。従っ
て、回線切り替えが必要な状況を早く把握できるという
効果がある。
【0034】さて、本願発明の重要な特徴であるLPF
13の帯域制御について詳細に説明する。図3は図1の
実施の形態において用いたLPF13の回路図である。
13の帯域制御について詳細に説明する。図3は図1の
実施の形態において用いたLPF13の回路図である。
【0035】LPF13にはラグリ−ドフィルタを用い
ている。ラグリ−ドフィルタは、信号の入力端と出力端
との間に接続した第1の抵抗器と,上記出力端と接地間
に接続したコンデンサと第2の抵抗器との直列回路とを
備える。即ち、図3のラグリ−ドフィルタは、APC信
号S6の入力端とLPF13の出力端との間に接続した
第1の抵抗器,つまり使用周波数帯において抵抗性性質
を示すPINダイオード等のダイオードD1と抵抗器R
2との直列回路とをさらに抵抗器R3と並列に接続した
可変の抵抗器と、LPF13の出力端と接地間にコンデ
ンサC1と第2の抵抗器R4との直列回路とを接続して
いる。
ている。ラグリ−ドフィルタは、信号の入力端と出力端
との間に接続した第1の抵抗器と,上記出力端と接地間
に接続したコンデンサと第2の抵抗器との直列回路とを
備える。即ち、図3のラグリ−ドフィルタは、APC信
号S6の入力端とLPF13の出力端との間に接続した
第1の抵抗器,つまり使用周波数帯において抵抗性性質
を示すPINダイオード等のダイオードD1と抵抗器R
2との直列回路とをさらに抵抗器R3と並列に接続した
可変の抵抗器と、LPF13の出力端と接地間にコンデ
ンサC1と第2の抵抗器R4との直列回路とを接続して
いる。
【0036】上記第1の抵抗器のダイオードD1に電圧
を印可すると、第1の抵抗器の抵抗値が変化する。例え
ば、ダイオードD1と抵抗器R2との接続点に正の電位
を与えると、ダイオードD1は逆電圧を印可されて抵抗
値が高くなり、このラグリ−ドフィルタの帯域は狭くな
る。逆に、ダイオードD1と抵抗器R2との接続点に負
の電位を与えると、ダイオードD1は順電圧を印可され
ての抵抗値が低くなり、このラグリ−ドフィルタの帯域
は広くなる。なお、ダイオードD1と抵抗器R2とを入
れ替えても、同様に、可変抵抗器(第1の抵抗器)を実
現できる。
を印可すると、第1の抵抗器の抵抗値が変化する。例え
ば、ダイオードD1と抵抗器R2との接続点に正の電位
を与えると、ダイオードD1は逆電圧を印可されて抵抗
値が高くなり、このラグリ−ドフィルタの帯域は狭くな
る。逆に、ダイオードD1と抵抗器R2との接続点に負
の電位を与えると、ダイオードD1は順電圧を印可され
ての抵抗値が低くなり、このラグリ−ドフィルタの帯域
は広くなる。なお、ダイオードD1と抵抗器R2とを入
れ替えても、同様に、可変抵抗器(第1の抵抗器)を実
現できる。
【0037】また、コンデンサC1は、固定コンデンサ
に代えて電極間容量を変化できる可変容量ダイオード
(バラクタダイオード又はバリキャップともいう)を用
いれば、ダイオードD1と同様に帯域を変化させること
ができる。ダイオードD1又は可変容量ダイオードの極
性を反対に接続すると、帯域の広挟は印可する電圧の極
性が反対方向になる。つまり、PINダイオードなどの
抵抗性性質を示すダイオードD1やコンデンサC1に代
えて容量を変化できる可変容量ダイオードを用いると、
ダイオードD1と抵抗器R2との接続点に印可する電圧
の連続的な変化によってLPF13の帯域を連続的に変
化できる。
に代えて電極間容量を変化できる可変容量ダイオード
(バラクタダイオード又はバリキャップともいう)を用
いれば、ダイオードD1と同様に帯域を変化させること
ができる。ダイオードD1又は可変容量ダイオードの極
性を反対に接続すると、帯域の広挟は印可する電圧の極
性が反対方向になる。つまり、PINダイオードなどの
抵抗性性質を示すダイオードD1やコンデンサC1に代
えて容量を変化できる可変容量ダイオードを用いると、
ダイオードD1と抵抗器R2との接続点に印可する電圧
の連続的な変化によってLPF13の帯域を連続的に変
化できる。
【0038】LPF13は、上記電圧の印可端子として
エラーパルス検波回路15からとSCレベル検出回路1
7からの2端子を持っているが、図1の実施の形態では
どちらか一方の端子のみを使用する。エラーパルス検波
回路15からはエラーパルス発生情報Se1を帯域通過
ろ波器31に供給して規定の周波数成分のみ通過させ
る。帯域通過ろ波器31を通過したエラーパルス発生情
報は、さらに積分器32により所定時間毎に積分した値
(電圧)を抵抗器R1を介してダイオードD1に印可す
る。
エラーパルス検波回路15からとSCレベル検出回路1
7からの2端子を持っているが、図1の実施の形態では
どちらか一方の端子のみを使用する。エラーパルス検波
回路15からはエラーパルス発生情報Se1を帯域通過
ろ波器31に供給して規定の周波数成分のみ通過させ
る。帯域通過ろ波器31を通過したエラーパルス発生情
報は、さらに積分器32により所定時間毎に積分した値
(電圧)を抵抗器R1を介してダイオードD1に印可す
る。
【0039】LPF13の帯域を段階的に変化させるに
は、エラーパルス発生情報Se1の積分値の閾値(所定
誤り率のレベル設定値)を設け、上記積分電圧がこの閾
値を超えるかどうかを比較器(図示せず)で判定する。
そして、この判定結果によってダイオードD1に印可す
る電圧を2段階に変化させ、LPF13の帯域を2段階
に変化させる。なお、適切な回路設計によってこの段階
数が変化しうることは勿論である。
は、エラーパルス発生情報Se1の積分値の閾値(所定
誤り率のレベル設定値)を設け、上記積分電圧がこの閾
値を超えるかどうかを比較器(図示せず)で判定する。
そして、この判定結果によってダイオードD1に印可す
る電圧を2段階に変化させ、LPF13の帯域を2段階
に変化させる。なお、適切な回路設計によってこの段階
数が変化しうることは勿論である。
【0040】また、SCレベル検出回路17からは、S
C信号情報Slを抵抗器R1に直接入力し、LPF13
の帯域をSC信号情報Sl,つまりSCレベル検出回路
17から出力されるSC信号Scのレベルに応じた帯域
に設定する。SC信号Scのレベルが連続的にも段階的
にも変化しうることは、上述と同様である。
C信号情報Slを抵抗器R1に直接入力し、LPF13
の帯域をSC信号情報Sl,つまりSCレベル検出回路
17から出力されるSC信号Scのレベルに応じた帯域
に設定する。SC信号Scのレベルが連続的にも段階的
にも変化しうることは、上述と同様である。
【0041】再び図1を参照し、エラ−パルス発生情報
Se1によるLPF13の帯域制御について説明する。
Se1によるLPF13の帯域制御について説明する。
【0042】識別器9からの復調主信号データDp及び
DqのBERが所定誤り率より大きいと、エラーパルス
検出回路15は負パルスのエラ−パルス発生情報Se1
を短時間に多く発生させる。すると積分器32の出力は
大きな負電位を抵抗器R1に与え、ダイオードD1の抵
抗値は低くなるので、LPF13の帯域は広くなる。つ
まり、復調主信号データDp及びDqのBERが大きい
ということは、上記複合変調波信号に上記SC信号が含
まれているのにループバンドが狭くて,搬送波信号が上
記SC信号に追随できず,搬送波信号再生が不十分であ
るとか,搬送波同期はずれが生じているとかの状態が考
えられる。従って、搬送波信号再生が十分にできる程度
にLPF13の帯域を広くし、また搬送波引き込みを早
くさせるものである。
DqのBERが所定誤り率より大きいと、エラーパルス
検出回路15は負パルスのエラ−パルス発生情報Se1
を短時間に多く発生させる。すると積分器32の出力は
大きな負電位を抵抗器R1に与え、ダイオードD1の抵
抗値は低くなるので、LPF13の帯域は広くなる。つ
まり、復調主信号データDp及びDqのBERが大きい
ということは、上記複合変調波信号に上記SC信号が含
まれているのにループバンドが狭くて,搬送波信号が上
記SC信号に追随できず,搬送波信号再生が不十分であ
るとか,搬送波同期はずれが生じているとかの状態が考
えられる。従って、搬送波信号再生が十分にできる程度
にLPF13の帯域を広くし、また搬送波引き込みを早
くさせるものである。
【0043】一方、復調主信号データDp及びDqのB
ERが所定誤り率より十分小さい場合には、上述の不具
合は生じていない。そこで、エラーパルス検出回路15
は正パルスのエラ−パルス発生情報Se1を発生させ
る。すると積分器32の出力は正電位を抵抗器R1に与
え、ダイオードD1の抵抗値は高くなるので、LPF1
3の帯域は狭くなる。つまり、復調主信号データDp及
びDqのBERが所定誤り率より十分小さい状態は、S
C信号の入力もなく、搬送波信号再生も正常になされて
いると考えられる。従って、この時LPF13の帯域を
狭くすると、周波数オフセットが減少し、上記BERは
さらに改善される。なお、上述したLPF13の帯域制
御は、連続的になされているが、適切な帯域に段階的に
制御できることは上述したとおりである。
ERが所定誤り率より十分小さい場合には、上述の不具
合は生じていない。そこで、エラーパルス検出回路15
は正パルスのエラ−パルス発生情報Se1を発生させ
る。すると積分器32の出力は正電位を抵抗器R1に与
え、ダイオードD1の抵抗値は高くなるので、LPF1
3の帯域は狭くなる。つまり、復調主信号データDp及
びDqのBERが所定誤り率より十分小さい状態は、S
C信号の入力もなく、搬送波信号再生も正常になされて
いると考えられる。従って、この時LPF13の帯域を
狭くすると、周波数オフセットが減少し、上記BERは
さらに改善される。なお、上述したLPF13の帯域制
御は、連続的になされているが、適切な帯域に段階的に
制御できることは上述したとおりである。
【0044】次に、SC信号情報SlによるLPF13
の帯域制御について説明する。
の帯域制御について説明する。
【0045】レベル信号S10が予め定めたレベル以上
あると、SCレベル検出回路17は上記複合変調波信号
(IF信号Si)にSC信号Scが含まれているという
SC信号情報SlをLPF13に送出する。SCレベル
検出回路17からSC信号情報Slを受けると、LPF
13はSC信号Scが通過できる程度に位相同期回路の
ループバンドを広げる。つまり、SCレベル検出回路1
7は、負電位のSC信号情報SlをLPF13に送って
LPF13の帯域を広げ、上記位相同期回路のを上記S
C信号が通過できる帯域にして搬送波再生ができるよう
にする。
あると、SCレベル検出回路17は上記複合変調波信号
(IF信号Si)にSC信号Scが含まれているという
SC信号情報SlをLPF13に送出する。SCレベル
検出回路17からSC信号情報Slを受けると、LPF
13はSC信号Scが通過できる程度に位相同期回路の
ループバンドを広げる。つまり、SCレベル検出回路1
7は、負電位のSC信号情報SlをLPF13に送って
LPF13の帯域を広げ、上記位相同期回路のを上記S
C信号が通過できる帯域にして搬送波再生ができるよう
にする。
【0046】一方、レベル信号S10が上述の予め定め
たレベルより低いことを検出すると、SCレベル検出回
路17は上記複合変調波信号にSC信号Scが含まれて
いないと判断する。そして、SCレベル検出回路17か
らのSC信号情報Slは、LPF13に適切な電位を与
えてLPF13の帯域を狭くし、LPF13の帯域を上
記直交変調波信号の復調のために最適な広さに制御す
る。正常運用時には、この帯域はSC信号Scが含まれ
ているときより狭くでき、残留エラーが減少して良いB
ERが得られる。なお、SC信号情報SlによるLPF
13の帯域制御も連続的あるいは段階的に行うことがで
きる。
たレベルより低いことを検出すると、SCレベル検出回
路17は上記複合変調波信号にSC信号Scが含まれて
いないと判断する。そして、SCレベル検出回路17か
らのSC信号情報Slは、LPF13に適切な電位を与
えてLPF13の帯域を狭くし、LPF13の帯域を上
記直交変調波信号の復調のために最適な広さに制御す
る。正常運用時には、この帯域はSC信号Scが含まれ
ているときより狭くでき、残留エラーが減少して良いB
ERが得られる。なお、SC信号情報SlによるLPF
13の帯域制御も連続的あるいは段階的に行うことがで
きる。
【0047】図4は図1の実施の形態においてLPF1
3に代えて用いることのできるLPF13Aの回路図で
ある。
3に代えて用いることのできるLPF13Aの回路図で
ある。
【0048】このLPF13Aは、広帯域及び挟帯域の
2つのラグリ−ド型のLPF13aとLPF13bとを
スイッチSW1で切り替えて帯域の広挟を切り替える。
APC信号S6はスイッチSW1の入力端子に供給さ
れ、SC信号情報Slまたはエラーパルス検出回路15
からのエラーパルス発生情報Se1の制御によってLP
F13a又はLPF13bに切り替えられる。なお、エ
ラーパルス発生情報Se1はスイッチSW1との間に上
述したBPF31と積分器32とを通過する。APC信
号S6はLPF13a又はLPF13bを通って帯域の
制限されたAPC信号S7になる。なお、LPF13a
及びLPF13bの帯域制限の周波数は、抵抗器R1
2,R13,R14及びR15の抵抗値をそれぞれr1
2,r13,r14及びr15、コンデンサC11およ
びC12の容量値をそれぞれc11およびc12とすれ
ば、(r12+r13)×c11あるいは(r14+r
15)×c12の大きい方から早く始まる。
2つのラグリ−ド型のLPF13aとLPF13bとを
スイッチSW1で切り替えて帯域の広挟を切り替える。
APC信号S6はスイッチSW1の入力端子に供給さ
れ、SC信号情報Slまたはエラーパルス検出回路15
からのエラーパルス発生情報Se1の制御によってLP
F13a又はLPF13bに切り替えられる。なお、エ
ラーパルス発生情報Se1はスイッチSW1との間に上
述したBPF31と積分器32とを通過する。APC信
号S6はLPF13a又はLPF13bを通って帯域の
制限されたAPC信号S7になる。なお、LPF13a
及びLPF13bの帯域制限の周波数は、抵抗器R1
2,R13,R14及びR15の抵抗値をそれぞれr1
2,r13,r14及びr15、コンデンサC11およ
びC12の容量値をそれぞれc11およびc12とすれ
ば、(r12+r13)×c11あるいは(r14+r
15)×c12の大きい方から早く始まる。
【0049】
【発明の効果】以上説明したように本発明の一つによる
搬送波再生回路は、直交変調波信号をSC信号でさらに
周波数変調した複合変調波信号を直交する再生搬送波信
号によって直交同期検波してベースバンド信号をそれぞ
れ生じる乗算器と、前記ベースバンド信号の各各をそれ
ぞれA/D変換してディジタル信号を生じるA/Dコン
バータと、2系列の前記ディジタル信号を所定レベルで
それぞれ識別して復調すると共に,前記ディジタル信号
から前記複合変調波信号の搬送波と前記再生搬送波信号
との位相差である位相差情報信号を生じる識別器と、前
記位相差情報信号から再生搬送波制御情報信号を生じる
APC信号検出回路と、LPFを介して前記再生搬送波
制御情報信号を受け,前記位相差信号の位相差を減少さ
せるような前記再生搬送波信号を生じて2系列の前記乗
算器の局部発振信号端子に90度位相差で供給するVC
Oと、前記A/Dコンバータから前記ディジタル信号を
供給されてこのディジタル信号のエラーパルスを検出
し,このエラーパルスのBERの推定誤り率に従って前
記LPFの帯域を制御するエラーパルス検出回路とを備
えるので、上記複合変調波信号に上記SC信号が含まれ
ている場合にはループバンドを広くして搬送波信号再生
が十分できるようにすると共に,搬送波同期はずれに対
しては搬送波引き込みを早くさせることができるという
効果がある。また、上記BERの誤り率が所定の誤り率
より低い場合には、上記LPFの帯域を狭くすることに
よってBERをさらに良くすることができるという効果
がある。
搬送波再生回路は、直交変調波信号をSC信号でさらに
周波数変調した複合変調波信号を直交する再生搬送波信
号によって直交同期検波してベースバンド信号をそれぞ
れ生じる乗算器と、前記ベースバンド信号の各各をそれ
ぞれA/D変換してディジタル信号を生じるA/Dコン
バータと、2系列の前記ディジタル信号を所定レベルで
それぞれ識別して復調すると共に,前記ディジタル信号
から前記複合変調波信号の搬送波と前記再生搬送波信号
との位相差である位相差情報信号を生じる識別器と、前
記位相差情報信号から再生搬送波制御情報信号を生じる
APC信号検出回路と、LPFを介して前記再生搬送波
制御情報信号を受け,前記位相差信号の位相差を減少さ
せるような前記再生搬送波信号を生じて2系列の前記乗
算器の局部発振信号端子に90度位相差で供給するVC
Oと、前記A/Dコンバータから前記ディジタル信号を
供給されてこのディジタル信号のエラーパルスを検出
し,このエラーパルスのBERの推定誤り率に従って前
記LPFの帯域を制御するエラーパルス検出回路とを備
えるので、上記複合変調波信号に上記SC信号が含まれ
ている場合にはループバンドを広くして搬送波信号再生
が十分できるようにすると共に,搬送波同期はずれに対
しては搬送波引き込みを早くさせることができるという
効果がある。また、上記BERの誤り率が所定の誤り率
より低い場合には、上記LPFの帯域を狭くすることに
よってBERをさらに良くすることができるという効果
がある。
【0050】なお、上記搬送波再生回路において、特開
平5−207089号公報に記載されているエラーパル
ス検出回路を用いると、エラ−パルスの残留エラ−の増
加を早期に把握できるので、不要な回線切替えを防止す
る効果も有する。
平5−207089号公報に記載されているエラーパル
ス検出回路を用いると、エラ−パルスの残留エラ−の増
加を早期に把握できるので、不要な回線切替えを防止す
る効果も有する。
【0051】また、本発明の別の一つによる搬送波再生
回路は、直交変調波信号をSC信号でさらに周波数変調
した複合変調波信号を直交する再生搬送波信号によって
直交同期検波してベースバンド信号をそれぞれ生じる乗
算器と、前記ベースバンド信号の各各をそれぞれA/D
変換してディジタル信号を生じるA/Dコンバータと、
2系列の前記ディジタル信号を所定レベルでそれぞれ識
別して復調すると共に,前記ディジタル信号から前記複
合変調波信号の搬送波と前記再生搬送波信号との位相差
である位相差情報信号を生じる識別器と、前記位相差情
報信号から再生搬送波制御情報信号を生じるAPC信号
検出回路と、LPFを介して前記再生搬送波制御情報信
号を受け,前記位相差信号の位相差を減少させるような
前記再生搬送波信号を生じて2系列の前記乗算器の局部
発振信号端子に90度位相差で供給するVCOと、前記
APC信号検出回路からの前記搬送波制御情報信号を定
められたレベルまで増幅及び復調して前記SC信号を再
生出力するSC増幅回路と、再生出力された前記SC信
号の検出レベルに従って前記LPFの帯域を制御するS
Cレベル検出回路とを備えるので、SC信号を伝送する
場合には上記LPFの帯域を広くして上記搬送波信号が
上記SC信号に追随できるようにすることができると共
に,上記搬送波信号の十分な再生及び搬送波同期はずれ
時における迅速な同期引き込みが可能となり、且つ残留
エラ−の発生を少なくすることができるという効果があ
る。また、上記SC信号が含まれていない場合には、帯
域をより狭くでき、残留エラーが減少して良いBERが
得られるという効果がある。
回路は、直交変調波信号をSC信号でさらに周波数変調
した複合変調波信号を直交する再生搬送波信号によって
直交同期検波してベースバンド信号をそれぞれ生じる乗
算器と、前記ベースバンド信号の各各をそれぞれA/D
変換してディジタル信号を生じるA/Dコンバータと、
2系列の前記ディジタル信号を所定レベルでそれぞれ識
別して復調すると共に,前記ディジタル信号から前記複
合変調波信号の搬送波と前記再生搬送波信号との位相差
である位相差情報信号を生じる識別器と、前記位相差情
報信号から再生搬送波制御情報信号を生じるAPC信号
検出回路と、LPFを介して前記再生搬送波制御情報信
号を受け,前記位相差信号の位相差を減少させるような
前記再生搬送波信号を生じて2系列の前記乗算器の局部
発振信号端子に90度位相差で供給するVCOと、前記
APC信号検出回路からの前記搬送波制御情報信号を定
められたレベルまで増幅及び復調して前記SC信号を再
生出力するSC増幅回路と、再生出力された前記SC信
号の検出レベルに従って前記LPFの帯域を制御するS
Cレベル検出回路とを備えるので、SC信号を伝送する
場合には上記LPFの帯域を広くして上記搬送波信号が
上記SC信号に追随できるようにすることができると共
に,上記搬送波信号の十分な再生及び搬送波同期はずれ
時における迅速な同期引き込みが可能となり、且つ残留
エラ−の発生を少なくすることができるという効果があ
る。また、上記SC信号が含まれていない場合には、帯
域をより狭くでき、残留エラーが減少して良いBERが
得られるという効果がある。
【図1】本発明による搬送波再生回路の実施の形態の一
つを示すブロック図である。
つを示すブロック図である。
【図2】図1の実施の形態に用いることができるエラー
パルス検出器15Aのブロック図である。
パルス検出器15Aのブロック図である。
【図3】図1の実施の形態に用いたLPF13の回路図
である。
である。
【図4】図1のLPF13に代えて用いることができる
LPF13Aの回路図である。
LPF13Aの回路図である。
1,2 乗算器
3,4,13,13A 低域通過ろ波器(LPF)
5,6 増幅回路
7,8 A/Dコンバータ
9,9A 識別器
10 APC信号検出回路
11 移相器
12 電圧制御発振器(VCO)
14 SC AMP回路
15 エラーパルス検出回路
16,31 帯域通過ろ波器
17 SCレベル検出回路
21 エラーパルス用識別器
22 比較器
32 積分器
C1,C11、C12 コンデンサ
D1 ダイオード
R1〜R4,R12〜R15 抵抗器
SW1 スイッチ
─────────────────────────────────────────────────────
フロントページの続き
(56)参考文献 特開 平6−315040(JP,A)
特開 平10−242934(JP,A)
特開 平6−216655(JP,A)
特開 平5−207089(JP,A)
特開 平5−336182(JP,A)
特開 平8−265385(JP,A)
特開 昭61−198850(JP,A)
特開 昭64−36249(JP,A)
特開 平3−104454(JP,A)
特開2000−332844(JP,A)
実開 平6−85530(JP,U)
(58)調査した分野(Int.Cl.7,DB名)
H04L 27/00 - 27/38
Claims (11)
- 【請求項1】 直交変調波信号をサービスチャンネル信
号(以下、SC信号)でさらに周波数変調した複合変調
波信号を直交する再生搬送波信号によって直交同期検波
してベースバンド信号をそれぞれ生じる乗算器と、前記
ベースバンド信号の各各をそれぞれアナログディジタル
変換(以下、A/D変換)してディジタル信号を生じる
A/Dコンバータと、2系列の前記ディジタル信号を所
定レベルでそれぞれ識別して復調すると共に,前記ディ
ジタル信号から前記複合変調波信号の搬送波と前記再生
搬送波信号との位相差である位相差情報信号を生じる識
別器と、前記位相差情報信号から再生搬送波制御情報信
号を生じる自動位相制御(以下、APC)信号検出回路
と、低域通過ろ波器(以下、LPF)を介して前記再生
搬送波制御情報信号を受け,前記位相差信号の位相差を
減少させるような前記再生搬送波信号を生じて2系列の
前記乗算器の局部発振信号端子に90度位相差で供給す
る電圧制御発振器(以下、VCO)と、前記A/Dコン
バータから前記ディジタル信号を供給されてこのディジ
タル信号のエラーパルスを検出し,このエラーパルスの
ビットエラーレート(以下、BER)の推定誤り率に従
って前記LPFの帯域を制御するエラーパルス検出回路
とを備えることを特徴とする搬送波再生回路。 - 【請求項2】 前記LPFの帯域が、前記BERが所定
誤り率より大きくなると連続的又は段階的に広くされる
ことを特徴とする請求項1記載の搬送波再生回路。 - 【請求項3】 前記LPFの帯域が、前記BERが所定
誤り率より小さくなると連続的又は段階的に狭くされる
ことを特徴とする請求項1記載の搬送波再生回路。 - 【請求項4】 直交変調波信号をサービスチャンネル信
号(以下、SC信号)でさらに周波数変調した複合変調
波信号を直交する再生搬送波信号によって直交同期検波
してベースバンド信号をそれぞれ生じる乗算器と、前記
ベースバンド信号の各各をそれぞれアナログディジタル
変換(以下、A/D変換)してディジタル信号を生じる
A/Dコンバータと、2系列の前記ディジタル信号を所
定レベルでそれぞれ識別して復調すると共に,前記ディ
ジタル信号から前記複合変調波信号の搬送波と前記再生
搬送波信号との位相差である位相差情報信号を生じる識
別器と、前記位相差情報信号から再生搬送波制御情報信
号を生じる自動位相制御(以下、APC)信号検出回路
と、低域通過ろ波器(以下、LPF)を介して前記再生
搬送波制御情報信号を受け,前記位相差信号の位相差を
減少させるような前記再生搬送波信号を生じて2系列の
前記乗算器の局部発振信号端子に90度位相差で供給す
る電圧制御発振器(以下、VCO)と、前記APC信号
検出回路からの前記搬送波制御情報信号を定められたレ
ベルまで増幅及び復調して前記SC信号を再生出力する
SC増幅回路と、再生出力された前記SC信号の検出レ
ベルに従って前記LPFの帯域を制御するSCレベル検
出回路とを備えることを特徴とする搬送波再生回路。 - 【請求項5】 前記SC信号の再生出力が、前記搬送波
制御情報信号の周波数変調成分を検出して取り出される
ことを特徴とする請求項4記載の搬送波再生回路。 - 【請求項6】 前記LPFの帯域が、再生出力された前
記SC信号の前記検出レベルが所定レベルより大きくな
ると、連続的又は段階的に広くされることを特徴とする
請求項4記載の搬送波再生回路。 - 【請求項7】 前記LPFの帯域が、再生出力される前
記SC信号の前記検出レベルが所定レベルより小さくな
ると、連続的または段階的に狭くされることを特徴とす
る請求項4記載の搬送波再生回路。 - 【請求項8】 前記LPFが、信号の入力端と出力端と
の間に接続した第1の抵抗器と,前記出力端と接地間に
接続したコンデンサと第2の抵抗器との直列回路とを備
えるラグリードフィルタであり、 前記第1の抵抗器の抵抗値が、制御電圧の印可によって
自動的に変化できることを特徴とする請求項1又2又は
3又は4又は6又は7記載の搬送波再生回路。 - 【請求項9】 前記第1の抵抗器が、ダイオードである
ことを特徴とする請求項8記載の搬送波再生回路。 - 【請求項10】 前記LPFが、信号の入力端と出力端
との間に接続した第1の抵抗器と,前記出力端と接地間
に接続したコンデンサと第2の抵抗器との直列回路とを
備えるラグリードフィルタを2系統を備え、 第1の系統が前記帯域を広帯域に段階的に制御する場合
に選択され、第2の系統が前記帯域を広帯域に段階的に
制御する場合に選択されることを特徴とする請求項1又
2又は3又は4又は6又は7記載の搬送波再生回路。 - 【請求項11】 前記エラーパルス検出回路が、前記A
/Dコンバータの一つから前記ディジタル信号を供給さ
れてエラーパルスを識別するエラーパルス用識別器と、
該A/Dコンバータから前記ディジタル信号を供給され
て所定レベルで識別して復調する識別器と、識別された
前記エラーパルスと該識別器の復調出力とを比較して前
記エラーパルスを出力する比較器と、このエラーパルス
のBERの推定誤り率に従って前記LPFの帯域を制御
するエラーパルス検出回路に代えられていることを特徴
とする請求項1記載の搬送波再生回路。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP23048499A JP3389160B2 (ja) | 1999-08-17 | 1999-08-17 | 搬送波再生回路 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP23048499A JP3389160B2 (ja) | 1999-08-17 | 1999-08-17 | 搬送波再生回路 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JP2001053818A JP2001053818A (ja) | 2001-02-23 |
JP3389160B2 true JP3389160B2 (ja) | 2003-03-24 |
Family
ID=16908519
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP23048499A Expired - Fee Related JP3389160B2 (ja) | 1999-08-17 | 1999-08-17 | 搬送波再生回路 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP3389160B2 (ja) |
Families Citing this family (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2008182529A (ja) * | 2007-01-25 | 2008-08-07 | Toshiba Corp | 光受信回路および光結合装置 |
CN114336261B (zh) * | 2021-11-29 | 2024-01-23 | 北京无线电计量测试研究所 | 一种数字pdh误差解算模块和激光器*** |
-
1999
- 1999-08-17 JP JP23048499A patent/JP3389160B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JP2001053818A (ja) | 2001-02-23 |
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