JP3366662B2 - ブラシレス整流モータの各相巻線へ加えられる電力信号の切換え周波数を制御する装置 - Google Patents
ブラシレス整流モータの各相巻線へ加えられる電力信号の切換え周波数を制御する装置Info
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Description
サなしで動作する整流モータの回転子の位置を判定する
装置および方法に関するものであり、とくに、モータの
励磁されていない相のインダクタンス特性から回転子の
位置を予測することに関するものである。
ートサイリスタ(IGT)のようなパワー半導体装置の
最近の発展のために、可変リラクタンス(VR)および
ブラシレス永久磁石(PM)モータのような電子的に整
流させられるモータが可変速度駆動用として、他の種類
のモータよりも注目をあびている。この注目をあびるこ
とになった理由は、電子的に転流させられるモータが、
可変速度駆動として一般的に用いられる他の種類のモー
タより優れているためである。たとえば、それらのモー
タの速さ対平均トルクカーブは不連続がなくかなり直線
的である。それらのモータは頑丈であるから厳しい用途
に良く適する。それらのモータの熱放散性が非常に良
く、ブラシまたはスリップリングを必要としない。更
に、制御器のために現在の半導体技術を用いると、ブラ
シレス整流モータの効率は、インバータ駆動ACモータ
のような他の種類の変速モータに匹敵する。また、VR
モータは製造費が非常に低い種類のモータである。それ
らのモータの駆動回路は、他の変速モータの駆動回路と
比較して、最も簡単で、安い。
ッピングモータの用途において典型的に要求される特定
のトルク特性または制御特性よりも、電力を効率的に変
換するために設計されるから、極の構成と制御手法はそ
れに応じて異なる。たとえば、電子的に転流されるリラ
クタンスモータ(たとえば、可変リラクタンスステッピ
ングモータ)では回転子の歯の数は比較的少ないために
ステップ角が大きく、変速駆動装置としての動作を最適
にするために、導通角は、一般に、速さおよびトルクの
関数として変形される。連続回転変速用途においては、
VRモータを、ステッピングモータとして運転させられ
ているVRモータから区別するために、VRモータはリ
ラクタンス切換えモータすなわちSRモータとしばしば
呼ばれる。今後、連続駆動VRモータを単にSRモータ
と呼ぶことにする。
回転子の両方に多数の極を通常有していた。すなわち、
それらのモータは両凸極機である。SRモータの場合に
は固定子に相巻線が設けられるが、回転子には巻線また
は磁石は設けられない。しかし、PMモータでは、回転
子に永久磁石が設けられる。それらの種類のモータの従
来の構成においては、直径の両端の各磁極対は、電力信
号の独立相を形成する直列接続された巻線を支持する。
れて、結果としての磁力が最も近い回転子磁極を吸引す
るように、回転子の角度位置に同期させられた所定の順
序で、相の各巻線へ供給される電流を切換えることによ
りトルクが発生される。各相の固定子磁極に最も近い回
転子磁極が向き合う位置を通って回転する前に、その相
において電流は断たれる。さもないと磁気吸引力は負ト
ルクすなわち制動トルクを生ずる。SRモータの場合に
は、サイリスタまたはトランジスタのような一方向電流
スイッチング素子を用いるコンバータにより、回転子の
動きに同期させられた一方向電流パルスを固定子相巻線
へ加えることができるように、発生されるトルクは、相
巻線における電流の流れる向きとは独立している。
ータは、固定子の相電流を回転子の位置と同期してオン
およびオフすることにより動作する。回転子の角度に対
して点弧パルスを正しく位置させることにより、正回転
動作または逆回転動作、および電動機動作または発電機
動作を行わせることができる。通常は、軸位置センサ、
たとえば符号器またはレゾルバ、から回転子位置信号を
制御器へ帰還することにより、相電流を希望通りに整流
できる。小型の駆動装置ではコストの面で、大型駆動装
置では信頼性の面で、および全ての駆動装置では重量お
よび慣性の面で、その軸位置センサをなくすことが望ま
しい。そのために、モータの端子電圧および端子電流を
モニタすることにより、回転子位置を間接的に検出する
ための種々の技術が提案されている。波形検出と呼ばれ
るそのような技術の一つは、逆起電力(emf)に依存
しているから低速では信頼度が低い。別の技術が米国特
許第4,611,157号および第4,642,543
号に開示されている。それらの技術においては、SRモ
ータ用の駆動装置を動的に安定させるために平均d.
c.リンク電流が用いられる。そのような技術は帰還情
報の平均的な性質と、SRモータが始動時にジッタ(j
itter)を起こす傾向があることにより限界がある
と信ぜられる。
れている技術においては、SRモータの励磁されていな
い各相へサンプリングパルスが注入される。励磁されて
いない相を、電流の増大および回転子の動きを無視でき
るほど十分に短い時間だけ励磁することにより、回転子
の位置が推測される。励磁されていない相における初め
の電流増大の勾配はインダクタンス決定のために用いら
れる。二つ以上の相をサンプリングすることにより、回
転子の回転の向きが決定される。とくに、各相における
サンプリングにより回転子へ二つの可能な角度が供給さ
れる。二つの角度が可能である理由は、回転子を時計回
りと逆時計回りのいずれの向きにも回転させることがで
きるからである。二つの相をサンプリングし、二つの相
のサンプリングから得た回転子の角度を比較することに
より、正確な回転子角度すなわち実際の回転子角度が識
別される。その理由は、各相により識別される二つの角
度のうちのただ一つが他の相における二つの角度のうち
の一つに等しいからである。この共通の角度は、回転子
の回転の向きに関して回転子の実際の位置として識別さ
れる。予測される回転子角度はインダクタンスの絶対値
から得られる。したがって、制御装置を特定のモータに
正しく整合させねばならない。
巻線のインダクタンスが回転子の位置に依存しており、
かつ回転子が磁極ピッチ分だけ回転するにつれて、その
インダクタンスが最大から最小まで正弦波状に変化する
という事実を利用する、SRモータ用の制御回路が開示
されている。この制御回路は、回転子位置の指示を得
て、モータの閉ループ制御を行うために、適切な一つの
巻線に流れる電流のある特性を測定するように、インダ
クタンスの変化を利用する。前記米国特許第4,77
2,839号に示されている制御装置と同様に、巻線の
インダクタンスの絶対値を決定して回転子位置を求めな
ければならない。
の電気機械的センサその他のセンサを用いることなし
に、モータの特定の電磁特性とはほぼ独立な方法で回転
子の瞬時位置を検出する、電子的に整流させられるモー
タ用の閉ループ制御器を得ることである。モータ自体に
センサを取付けることは求められない。全ての検出は既
存の電力リードを介して行われる。本発明の別の目的
は、等級は同じであるが、ある範囲の電磁特性を有す
る、多くの種類の電子的に整流させられるモータに使用
できる、電子的に整流させられるモータ用の閉ループ制
御装置を得ることである。本発明の別の目的は、前記諸
特定を有し、かつ良い耐雑音特性を有する、電子的に整
流させられるモータ用の制御装置を得ることである。本
発明の別の目的は、相巻線へ供給される電力信号の解析
を必要とすることなしに、電子的に整流させられるモー
タの位置を遠隔で検出するための回路を得ることであ
る。これに関連して、本発明の関連する目的は、モータ
の制御装置の電力回路の動作を含むことなしに、回転子
の位置を遠隔で検出することである。
他の目的は、誘導(L)素子としてモータの相巻線の一
つを用いる共振タンク回路を含む検出回路により実現さ
れる。発生器が周波数F1 の低電力信号をタンク回路の
入力端子へ供給し、回転子の機械的角度θを決定するた
めに、出力信号の電気的特性が検出され、処理される。
回転子が回転すると、相巻線の実効インダクタンスが最
小値と最大値の間の時間にわたって変化する。タンク回
路の抵抗(R)素子と容量(C)素子は固定値素子であ
るから、タンク回路の共振周波数F0 は 1/√L(t) に比例するようにして時間的に変化する。ここに、Lは
タンク回路に含まれている相巻線の可変インダクタンス
である。供給された信号の周波数F1 と共振周波数F0
の間の差が最小である時に、タンク回路の出力の振幅が
最大であり、供給された信号とタンク回路の出力の間の
位相角が最小である。第1の実施例においては、最大振
幅を検出できるように、抵抗(R)素子の値はクオリテ
ィ・ファクタ(Q)が比較的大きくなるように選択され
る。第2の実施例においては、最小位相角をより容易に
検出できるように、タンク回路のQが比較的低くなるよ
うに抵抗(R)素子の値が選択される。それらの実施例
においては、各相巻線は一対の固定子巻線を通常の構成
で含む。各相巻線は直径の両端に設けられている固定子
磁極を励磁する。しかし、本発明はほぼあらゆる種類の
構成のブラシレス整流モータへ応用できることがわかる
であろう。これに関して、以下に説明するように、タン
ク回路は全相巻線を含むことができ、または相巻線を構
成する一つまたは複数の個別固定子コイルのような相巻
線の一部を含むことができる。
気抵抗切換え(SR)モータ15は巻線、永久磁石また
は整流器のない回転子17により特徴づけられる。固定
子19は比較的少数の銅相巻線(A相のための一対の直
列接続されたコイルA1 とA2 だけが示されている)と
非常に短い端部巻線23により特徴づけられる。鋼製の
軸25を中心として回転する回転子17は透磁性の合金
鋼薄板を単に積層したものである。図1に示すように、
各回転子の積層を切断して、回転子の回転軸から外方へ
放射状に伸び、回転子17の周縁部を中心として円周方
向に一様な間隔で隔てられるいくつかの凸磁極を形成す
る。回転子17と同様に、固定子19も透磁性合金鋼薄
板の積層により構成することが好ましい。後で説明する
ように回転子17を回転させるために、固定子は回転子
17における凸磁極31の数に等しくない数の凸磁極2
7を含む。それらの固定子磁極27は環状ヨーク29か
ら内側へ放射状に伸び、ヨークの周囲を円周方向に等間
隔で配置される。
と6個の回転子磁極31を有する。直径方向に相対する
固定子磁極27におけるコイルは直列接続されて相巻線
を構成する。この場合にはコイルの数は4個(A,B,
C,D)である。図示を容易にするために、コイル対
B,C,Dは図1には示されていない。その代わりに、
それらの相巻線に組合わされる固定子磁極に「B」,
「C」,「D」という符号が付けられている。SRモー
タに通じている人ならわかるように、固定子磁極と回転
子磁極の数の異なる組合わせ、たとえば固定子磁極6個
と回転子磁極4個の組合わせが、整流させられる各整流
相に対して回転子の回転角度が公称30度である三相機
に用いられる。図1に示されている8個の固定子磁極と
6個の回転子磁極の歩進角は15度である。特定の固定
子磁極27を識別するために、今後は固定子磁極とそれ
のコイルを参照する。たとえば、図1においては、相A
の固定子磁極は27(A1)および27(A2)である。
ここに、A1とA2はA相巻線のためのコイル対を構成す
る。A相巻線のコイルA1とA2の励磁により固定子19
と回転子17が磁化される。図示のように、この励磁に
より、回転子17にそれの磁極31を励磁された固定子
磁極27(A1)と27(A2)に向き合わせるトルクを
発生させる。そのトルクの磁性は電流の極性には依存し
ない。というのは、回転子17が固定子19へ常に磁気
吸引され、励磁された磁極の間の磁路の磁気抵抗を最小
にする向きに回転子が回転するからである。したがっ
て、SRモータは相巻線に、図1に33で全体的に示さ
れている駆動装置からの一極性電流だけが流れることを
要する。相巻線A,B,C,Dを順次励磁することによ
り、回転子17を回転させて、回転子の磁極31を固定
子19の励磁されている磁極に同期して向き合わせる
「1相オン」動作を行わせる。従来のやり方で、回転子
の回転と相の同期をとるために必要な回転子位置情報を
軸位置センサ35が駆動装置33へ供給する。
転子磁極31と固定子磁極27が回転して向き合うよう
になる時の、それらの磁極により発生される磁束の増加
率に比例する。励磁されている固定子磁極27(A1)
と27(A2)に対して半径方向に向き合う位置へ回転
子17が回転するにつれて、空隙の磁気抵抗と磁極の磁
気抵抗は同時に低くなる。SRモータの空隙領域37と
磁極片38における磁気飽和がトルク出力を大幅に増加
させることがあることが知られている。これに関して、
出力トルクを増加させるために磁極片を磁気飽和させる
という希望により、製造を合理的に容易にするために空
隙37の長さをできるだけ短くすることが指示される。
置33には、SRモータのA相コイルA1とA2を励磁す
るために用いられる基本的な電気回路だけが示されてい
る。駆動装置33はB,C,D相のコイルのための類似
の電気回路を含むことがわかるであろう。A相巻線に対
しては、駆動装置33のスイッチ対39が閉じられる
と、電源43からの直流電圧の励振の下にコイルA1と
A2を流れる電流が増大する。スイッチ対39が開かれ
ると、電流はダイオード45と47を通って流れ、コイ
ルA1とA2は逆電圧が生じる。その逆電圧は巻線に蓄積
されているエネルギーを急速に除去し、かつ急速に回復
する。この励振は各相巻線A,B,C,Dに対して順次
行われ、モータとしての動作のために、各パルスは最も
近くの回転子磁極を励磁されている固定子磁極に向き合
わせる向きへ動かす。次に図2a〜2cを参照する。矢
印49で示すように、回転子17は固定子磁極の励磁の
順序とは逆の向きに歩進する。これはこの技術において
周知のことである。図2a〜2cは、基準巻線に対する
低インダクタンスの点の間の機械的回転角度である「ス
トローク角度」だけ回転している、図1に示されている
モータ15の回転子17を示す。図2a〜2cにおい
て、基準巻線はA相巻線のA1 である。A相巻線のコイ
ルA2 はコイルA1 と同期してストローク角度(低イン
ダクタンスの連続点)をとることが、電子的に整流させ
られたモータの当業者はわかるであろう。更に、ある相
巻線中の各コイル対は同期させられたストローク角度を
とることも電子的に整流させられたモータにおける当業
者はわかるであろう。回転子17とともに回転する基準
ベクトルとして矢印49を用いると、回転子の角度を、
図2a〜2cに示すように固定子上へ写像された極座標
系に関して角度θとして表わすことができる。その極座
標の原点は回転子17の回転軸であり、θ/360の位
置決定は任意である。与えられた相の任意の磁極対に対
する各ストローク角度の間に、回転子17にモータとし
て動作させるトルクを発生させるために、関連する巻線
が励磁される。たとえば、図2a〜2cにおいて、コイ
ルA1,A2が、図2aにおける角度θ1 のいくらか後で
励磁され、図2bにおけるθ2 のいくらか前に転流させ
られる。図2a〜2cにおけるモータのストローク角度
は60度である。図1に示すように構成されている8個
の固定子磁極、および6個の回転子磁極の場合には、回
転子の完全な1回転のためには相順序A,B,C,Dの
6つのストローク角度を要する。図2a〜2cにより示
唆されている回転子の回転の「歩進」という用語につい
て考えることは、回転子17の回転を理解するという観
点から助けとなるだけであることに注目すべきである。
実際には、巻線へ供給される電流パルスは、回転子位置
センサ35に応じて、回転子の特定の角度θで生ずるよ
うに制御器51により制御される。かみ合いなしに連続
回転させるために、電流の転流が特定の回転角度θで行
われるように転流が制御される。これは、固定子磁極2
7と回転子磁極31が向き合う前に、相巻線が十分に非
励磁状態にされることを一般的に意味する。
説明について簡単に触れると、ある相巻線のインダクタ
ンスが増大する時間中(すなわち、その相の回転子磁極
が固定子磁極へ接近している間)に相巻線が励磁された
時に、SRモータにおけるモータ動作のトルクが発生さ
れる。先に説明したように、回転が起こると、与えられ
た相巻線のインダクタンスが周期的に変化する。ある相
巻線のインダクタンスLがその相巻線を流れる電流とは
独立であるという最も簡単な仮定を行うと、図2a〜2
bに示されているコイルA1 に対してそのインダクタン
スの変化が図3に示されている。ある回転子角度θ1
(図2a)においては第1の回転子磁極は固定子磁極と
は向き合わない。回転子が連続回転すると、回転子角度
θ2 において回転子磁極が固定子磁極に向き合う(図2
b)。図からわかるように、コイル(したがって巻線)
のインダクタンスLは、回転子磁極が固定子磁極に向き
合った時に最大である。
供給される典型的な励磁電流パルスの、回転子回転角度
θ1 の時間に対するタイミングが図4に示されている。
整流時刻T1 までの時間中に、スイッチ対39(図1参
照)の開閉により、すなわち、パルス幅変調により、電
力が制御可能に供給される。許容できるリップルトルク
だけでモータとしての動作を行わせるために、機械的回
転角度θ2 に達するより前の時刻に整流時刻T1 が起こ
る。すなわち、固定子磁極27と回転子磁極31が向き
合う前に相巻線が転流させられる。また、インダクタン
スLが増大する時間中に整流することにより、最大の電
力をモータ動作のために変換でき、最小の電力を発電の
ために変換できる。いいかえると、電流Iによりある相
が励磁されている間に、電力のいくらかが機械的出力へ
変換され、いくらかが磁界中に蓄積され、いくらかは銅
または鉄の内部で失われる。転流後の時間中は、回転子
17の連続回転により電力が電源へ部分的に戻され、部
分的に別の機械的出力および損失へ変換される。
する向き合う固定子磁極27(A1)と27(A2) で
は、一つの磁極面27aがN極で、他の磁極面がS極で
あるように、コイルA1とA2は磁極に巻かれる。この構
成では、磁束路は、実線51により示されているよう
に、回転子17と、固定子19の継鉄29の周囲とを通
る。B相巻線により固定子磁極27(B1)と27
(B2)が励磁されると、関連するコイル(図示せず)
はA相巻線A1とA2により発生される磁束パターンに類
似する磁束パターンを発生する。C相の固定子磁極27
(C1)と27(C2)および27(D1)と27(D2)
に対する磁束パターンは類似する。
ては、インターフェイス53が図1および図2a〜2c
に示されているSRモータ15のための制御装置を含
む。インターフェイス53はシステム制御器(図示せ
ず)から情報を受け、情報をそのシステム制御器へ供給
する。そのシステム制御器はモータ15の機能を、装置
により実行される他の機能と統合する。それの最も簡単
な態様においては、システム制御器は人間であって、バ
スインターフェイス53はパネルスイッチを有する。バ
スインターフェイス53は従来の構成のものであって、
システムバス57を介して受けた速さ指令と、向き指令
と、トルク指令とをモータ制御器55へ供給する。モー
タ15の実際の速さとトルクの値はモータ制御器55に
より取り出され、システムバス57を介してシステム制
御器へ帰還される。
電源V+から供給される。各相コイル対A1とA2、B1
とB2、C1とC2またはD1とD2はスイッチT1a〜T
1dの一つに直列接続される。それらのスイッチはパワ
ーMOSFETで構成することが好ましい。モータ制御
器55からの駆動信号は抵抗R1a〜R1dを介して各
スイッチT1a〜T1dのゲートへ供給される。各駆動
信号はスイッチT1a〜T1dの一つを切換え周波数F
S でオン、オフする。スイッチT1a〜T1dの一つを
閉じることにより、直列接続されているコイル対と、ス
イッチと、抵抗R2a〜R2dの一つを含むそれぞれの
電力回路に電流が流される。従来のやり方で、各抵抗R
2は電力回路を流れる電流を検出し、その電流の大きさ
を示す信号を線59を介してモータ制御器55へ供給す
る。モータ制御の分野において周知のように、希望のト
ルクを得るレベルに電流を維持するために、モータ制御
器55は線59を介して供給された信号に応じて、スイ
ッチT1a〜T1dのゲートへ供給された信号をパルス
幅変調(PWM)する。
位置を決定するために、SRモータの相巻線を含むタン
ク回路へ周波数F1 の低電力信号が供給される。スイッ
チT1 の動作を固定子磁極に対す回転子17の位置に同
期させるために、タンク回路の出力が処理および分析さ
れる。タンク回路は誘導(L)素子と、抵抗(R)素子
と、容量(C)素子とを含む。誘導素子(L)はSRモ
ータの相巻線の一つである。図3を参照して説明したよ
うに、相巻線のインダクタンス値は回転子の角度に依存
する。抵抗素子(R)の値と容量素子(C)の値は一定
であるから、供給された低電力信号に対するタンク回路
の特性応答は回転子の位置に依存する。検出回路がタン
ク回路に応答して、タンク回路の特性応答の一つの相対
的な変化の結果として生ずる所定の事象を検出する。検
出回路は相対的な変化を検出するから、タンク回路の誘
導素子(L)の絶対値を知る必要はない。したがって、
本発明の検出回路を含む制御装置を、抵抗素子(R)と
容量素子(C)の値を調節することなしに、関連するモ
ータへ応用できるが、ほぼ独立している設計のモータは
抵抗(R)素子と容量(C)素子との値を独立に決定す
ることを同様に要する。
10)、タンク回路には各電源回路が組合わされる。第
2の実施例(図11〜19)においては、電源回路の一
つに関連してただ一つのタンク回路が用いられる。しか
し、両方の実施例においては、タンク回路は一つの相の
ための巻線を定める両方の固定子コイルを含む。ここで
用いる「相巻線」という用語は、相により駆動される全
ての固定子コイルまたはそれらのコイルの任意の部分を
含む。たとえば、タンク回路に組込まれている「相巻
線」は、相により駆動される全てのコイル、または相に
より駆動される二つのコイルのうちの一つとすることが
できる。各タンク回路の抵抗(R)素子と容量(C)素
子はスイッチT1a〜T1dの一つに並列であり、各相
巻線対はスイッチT1a〜T1dの一つに直列であり、
かつ、一つのタンク回路抵抗(R)素子と容量(C)素
子にも直列である。このような構成の結果として、タン
ク回路は電源回路の機能を妨害しないように動作するこ
とになる。更に、供給される信号の周波数F1 は切換え
周波数FS より十分に高いから、それらは別々の周波数
領域でほぼ動作する。このためにタンク回路および関連
する検出器の機能から電源回路の機能が更に分離させら
れる。更に詳しくいえば、切換え周波数FS の範囲は低
端部(静的条件)における零から、モータ自体の設計特
性に典型的に依存する最高値までを含む。
ータには、8個の固定子磁極と6個の回転子磁極があ
る。回転子を1回転させるためには、各相を6回励磁せ
ねばならない。1分間30000回転という高速回転を
させるためには、各相を1分間当り180000回転流
させる。その1分間当り180000回というのは30
00Hzの周波数FS に相当する。これとは対照的に、供
給信号の周波数F1 は20000〜100000Hzの範
囲であることが好ましい。図5に示されている本発明の
第1の実施例においては、共振周波数F0 がタンク回路
中の相巻線のインダクタンスLとともに時間的に変化し
た時のその共振周波数の少なくともいくつかの値に対し
て周波数F1 を含む共振包絡線を含むようにタンク回路
を同調するために、容量(C)素子の値と抵抗(R)素
子の値が選択される。これに関して、本発明の直列接続
されているタンク回路の共振周波数F0 を次式のように
して表わすことができる。 F=1/2π√LC ここに、Lは相巻線のインダクタンスの動的な値、Cは
容量素子の静的な値である。回転子17が図3に示すよ
うにして回転したのに応じて相巻線のインダクタンスL
が最小値と最大値の間で変化するにつれて、共振周波数
F0 は最高値と最低値の間で変化する。
小であると、検出回路がタンク回路からの出力信号の最
大振幅を検出する。出力信号の振幅が最大であるのは周
波数がF1 の時である。タンク回路からの出力の振幅を
機械的角度θ1 で最大にするためには、すなわち、回転
子の磁極が相巻線の直径の両端における固定子磁極27
に向き合わないと、供給される周波数F1 を共振周波数
F0 の最高値より高くか、その最高値に等しくなければ
ならない。注入される周波数F1 は共振周波数F0 に等
しいことが好ましいが、タンク回路の出力の振幅が検出
可能な程度に増大するように、最高共振周波数により定
められる共振包絡線内にあることが好ましい。図5に示
されている第1の実施例においては、タンク回路の各検
出回路は、周波数F1 の共振振幅を検出して、検出のタ
イミングを制御回路55へ供給するセンサ処理回路61
a〜61dを有する。共振のタイミングのこの指示は、
スイッチT1a〜T1dへ供給される駆動信号のタイミ
ングと転流を制御するためにモータ制御回路55により
用いられる。各相巻線対A1とA2、B1とB2、C1と
C2、D1とD2 は図5に示すようにタンク回路59a〜
59dに組込まれる。イネイブリングスイッチ69a〜
69dのうちの関連する一つが閉じられた時に、各タン
ク回路59a〜59dの出力がそれぞれのセンサ処理回
路61a〜61dへ加えられる。センサ処理回路61a
〜61dからの並列出力がORゲート63へ加えられ
る。そのORゲートは4個の出力を直列にモータ制御回
路55の入力端子55へ供給する。そのモータ制御回路
が検出回路からの信号にどのようにして応答するかにつ
いては図8を参照して詳しく説明する。
号発生器65がコンデンサ67a〜67dを介して各駆
動回路へ容量結合される。あるいは、図5の回路点70
にトランス結合により信号F1 を供給できる。トランス
結合は電源回路に第2の巻線を設けることを必要とし、
その第2のために系に望ましくない損失を導入するか
ら、発明者等は信号発生器65を容量結合することを好
む。更に、図示のように、相巻線対とスイッチT1a〜
T1dの関連する一つを接続する各電源回路中の回路点
へ信号を供給するために容量結合を使用できる。信号発
生器65は通常の構成のものであって、信号発生器65
の出力端子を電源V+の直流電圧から切離すように、信
号発生器と電源回路の間にコンデンサを単に付加するだ
けで容量結合を行うことができる。トランス結合と容量
結合は良く機能するが、上記諸理由から、容量結合の方
が好ましい。
れる信号の周波数F1 と共振周波数F0 の間の差が最小
になることを予測できることが時にあるから、相巻線の
変化するインダクタンスに応じて、共振周波数F0 の値
が変化するにつれて、関連するタンク回路の出力が最大
振幅に達することを予測できる。第2の実施例について
詳しく説明するように、供給された周波数F1 と共振周
波数F0 の間の最小差は、供給された信号とタンク回路
の出力との間の最小位相差を与えるものと予測すること
もできる。タンク回路の出力端子における最大振幅/最
小移相量の「事象」が、各ストローク角のある部分中に
起こるものと予測できる。この最大振幅/最小移相量は
モータのそれぞれの相の最適ターンオン時刻より前に起
こる。したがって、相巻線が能動タンク回路の一部であ
る時に、その相巻線は相互磁束(他の相巻線からの)の
みを有するから、モータ速度および飽和/荷重効果は最
小である。ストローク角内の最大振幅/最小移相量事象
のタイミングの予測可能性により、検出回路の一つに組
合わされているスイッチ69a〜69dの各々が、スト
ローク角の期間の一部だけに対してタンク回路を選択的
に可能状態にすることが許される。出力信号の最大振幅
を検出する必要がある時だけタンク回路を可能状態にす
ることにより、タンク回路の抵抗(R)素子によるどの
ような電力消費も最小にされる。更に、タンク回路を選
択的に可能状態にすることにより、制御装置の耐雑音性
を良くすることが助けられる。
の間に、センサ処理回路61a〜61dのうちの関連す
る一つのセンサ処理回路の出力が次の事象を検出するた
めにリセットされることが時にある。スイッチ69a〜
69dへ供給される可能化信号と、センサ処理回路へ供
給されるリセット信号は、後で図8を参照して説明する
ように、モータ制御回路により供給される。バスインタ
ーフェイス53はシステム制御器バス57からデジタル
信号を受ける。バスインターフェイス53はバスからの
デジタル命令を復号して向き指令(順/逆)と、トルク
および速さの大きさ指令をモータ制御器55へ供給す
る。モータ制御器55はバスインターフェイス53が符
号化して、利用可能にするトルク信号および速さ帰還信
号をシステム制御器バス57へ供給する。
て、各センサ処理回路61a〜61dは、増幅器73,
75と、比較器77と、2進状態メモリ71とで構成さ
れている絶対値回路72で構成される。各センサ処理回
路61a〜61dは同一であるから、ここではA相に関
連するセンサ処理回路61aだけについて詳しく説明す
る。絶対値回路72は、タンク回路の出力端子に現われ
る周波数F1 の包絡線の振幅の絶対値をトラッキング
し、その絶対値の平均値の維持も行う。スイッチ69a
が閉じられていると、図6に示すようにタンク回路の出
力端子は接地される。スイッチ69aは通常のトランジ
スタで構成され、そのトランジスタのベースがモータ制
御回路55からの「Aイネイブル」信号によりドライブ
される。その「Aイネイブル」信号が活動状態である
と、タンク回路の出力端子はスイッチ69aによってア
ースから切離される。図6に示すように、直列接続され
ている容量(C)素子と抵抗(R)素子の間の回路点に
おいてタンク回路の出力は取出される。容量(C)素子
はコンデンサ79であり、抵抗(R)素子は抵抗81で
ある。
5はタンク回路の出力端子83における信号S1 を検波
する。その信号の周波数は供給周波数F1 である。これ
に関して、タンク回路の出力は、図8に1.5ストロー
ク角に対する波形S1 として示されている。ストローク
角中の、C相とD相の相巻線が励磁されている期間中に
スイッチ69aは可能状態にされる。したがって、出力
端子83における信号S1 は、ストローク角の初めの半
分は基準アースへ接地される(すなわち、A相のストロ
ーク角が励磁順序A,B,C,Dにあると仮定して、A
相とB相の励磁)。図1に示されているモータ15の構
成のために、および図示の1相オン制御のやり方のため
に、C相またはD相の励磁中に回転子磁極は固定子磁極
に向き合わない(図2a)ことが時にある。したがっ
て、出力端子83は、センサ処理回路の演算増幅器73
へ供給される信号S1 と自由に通信するように、C相と
D相の励磁中は「ENABLE A」信号は活動状態に
ある。
されて、図8に波形S2 として示されている信号S2 を
生ずる。その波形は波形信号S1 の振幅包絡線である。
抵抗85とコンデンサ87を含むRC回路84により信
号S2 の移動平均値が供給される。信号S2 の移動平均
値が図8に波形S3 により示されている。波形がS1と
S2 である2つの信号は、演算増幅器78を含む比較器
77の入力端子へ供給される。その演算増幅器は2状態
信号である波形S4 の出力信号を発生する。その信号S
4 の状態は、タンク回路からの出力(波形S2 )の瞬時
振幅が出力(波形S3 )の平均振幅より小さいか、大き
いかに依存する。比較器の出力端子における信号S4 は
波形S4 で示すように方形波であって、この方形波の立
上り縁部がSRフリップフロップ71のQ出力を高くセ
ットする。そのQ出力は図8に波形S5 で示されてい
る。ORゲート63へ供給される波形S6 の信号が図示
のように一時的パルスであるように、そのQ出力はOR
ゲート63の入力端子へ直列サイクル88を介して容量
結合される。
に示されている波形S6 に類似する信号を図5に示され
ているORゲート63へ供給する。各センサ処理回路6
1a〜61dは、独特の相巻線対を含んでいる異なるタ
ンク回路に応答しているから、論理和をとられた信号
は、波形S7 により示されているように、回転子磁極と
固定子磁極の順次向き合いのタイミングをマークする、
隔てられている一連の信号となる。波形S7 の信号はフ
ェーズロックループ(PLL)91の位相比較器A(P
CA)入力端子へ供給される。そのPLLは図7に示さ
れているモータ制御回路の一部である。PLL91はモ
トローラ(Motrola)MC14046Bのような
市販の装置で構成できる。PLL91は入力PCAにお
ける波形S7 の信号の位相を入力端子PCBにおける信
号の位相に固定する。位相比較器B(PCB)の入力端
子における信号は帰還ネットワークから供給される。こ
の帰還ネットワークの入力はPLL91の出力信号であ
る。確度の低下と、応答時間が長くなることを許すこと
ができるのであれば、センサ処理回路を一つまたは二つ
だけ用いて、波形S7 により行われる帰還機能を実現で
きる。全部で四つのセンサ処理回路61a〜61dより
少ないセンサ処理回路を使用するものとすると、PLL
91のVCO出力58の周波数は相A〜Dの励磁の順序
づけを直接行うためには用いられない。その代わりに、
PLL/VCC出力から得られる適切に分周されたパル
ス列が用いられる。たとえば、センサ処理回路が二つ用
いられるとすると、波形S7とS8のパルス周波数は図5
に示されている四つのセンサ処理回路に対して示されて
いる周波数の半分である。その場合には、VCOの出力
信号はカウンタおよび論理回路99により2分の1に分
周されてから可変遅延器93の入力端子へ加えられる。
ークは、PLL91の出力信号とNANDゲート95の
出力信号を受ける可変遅延回路93を有する。そのNA
NDゲートの二つの入力端子は可変遅延回路93からの
出力とPLLからの出力を受ける。可変遅延回路93
は、図8に示されている波形S7 の入力信号と波形S8
の出力信号の間に、波形S7 およびS8 として識別され
ている相遅延を実効的に挿入する。遅延97は、ステッ
ピングモータの機能に類似するコッギング(coggi
ng)回転ではなくて、連続モータ動作を確実に行わせ
る回転子角で相巻線が励磁および転流させられることを
意図するものである。
可変遅延回路93により挿入される遅延97は所定の速
さ、およびその後の速度低下までの固定された時間であ
る。固定された時間遅延はモータ速度と「遅延角度」の
間の関係を直線的にする。遅延角度は特定の遅延時間9
3の間に回転子17が回転する角度θを指す。低速度に
おいては、角度遅延は小さくて重要ではない。高速度に
おいては、大きい角度遅延が起きる。10000RPM
までの速度に対する固定遅延は、相の励磁と、相巻線に
おける電流の立上りとの間に図3に示すようなタイミン
グ関係を確保するために適切な補償を行うことを発明者
は見出した。10000RPM以上の回転速度において
は、可変遅延回路93により挿入される遅延97は、一
定の機械的角度を保持するために調整される。回転子の
速度をより高くするためには、回転子の速度が上昇する
と直ちに相巻線を励磁できるように調整する必要があ
る。その理由は、電力パルスに対する相巻線の反応時間
が不変だからである。
常のアップ/ダウンカウンタおよび論理回路99のクロ
ック(CK)入力端子へ供給される。そのアップ/ダウ
ンカウンタおよび論理回路99はクロック入力端子にお
ける連続パルスに応じて順次動作させられる活動状態出
力A,B,C,Dを有する。各出力はスイッチT1a〜
T1dのうち、相巻線A1とA2、B1とB2、C1とC2、
D1とD2の一つに直列である一つのスイッチに対してゲ
ート駆動を行う。とくに、出力Aは相巻線A1とA2 に
組合わされているスイッチT1aのゲートを駆動し、出
力Bは相巻線B1とB2に組合わされているスイッチT1
bのゲートを駆動する、等である。カウントアップ(す
なわち、順序A,B,C,D)またはカウントダウン
(すなわち、順序D,C,B,A)するためにカウンタ
および論理回路99の出力A〜Dを順序づけることがで
きる。カウントの向きは、相巻線対が時計回り、または
逆時計回りの向きに順序づけられるかを決定する。それ
は回転子17の向きを決定する。したがって、カウンタ
および論理回路99のアップ/ダウン入力端子への向き
指令は回転子の回転の向きを決定する。向き指令は図5
に示されているシステム制御器からバスインターフェイ
ス53を介して取出される。
駆動信号A,B,C,Dはパルス幅変調器(PWM)1
01a〜101dの一つにおいて波形を整えられる。各
PWM101a〜101dの内部構成は互いに同一であ
るから、図7にはPWM101aの構成だけが詳しく示
されている。PWM101aについての以下の説明は、
PWMへの入力がカウンタ99からの出力の種々の組合
わせであることを除き、他の各PWM101b〜101
dに対しても等しく適用される。PWM101aにおい
ては、出力パルスAがANDゲート103の一つの入力
端子へ加えられる。ANDゲート103の他の入力端子
はリミット回路105から信号を受ける。その信号はモ
ータ15の速度特性およびトルク特性に応答するパルス
幅変調された信号である。ANDゲート103は出力パ
ルスAをリミット回路105によりパルス幅変調を実効
的に行わせる。このパルス幅変調された信号は相巻線A
1とA2に組合わされているスイッチT1aのゲートを直
接駆動する。ORゲート107がカウンタおよび論理回
路99からC出力とD出力を受け、それの出力をスイッ
チ69aへ供給する。その出力は、ストローク角の相C
とDの間中タンク回路を可能状態にする。図8に示され
ている波形S1〜S8からわかるように、モータとして動
作させるために、A相コイルA1とA2の固定子磁極に回
転子が向き合っていない時に相対C1とC2またはD1と
D2が励磁されることを予測できるように、相巻線対の
励磁順序は回転子角度より進む。イネイブル信号がスイ
ッチ69b〜69dに対する他のPWM101b〜10
1dにおいて同様に取出される。カウンタおよび論理回
路99の出力端子Aはリセット信号をRSフリップフロ
ップ71へ供給する。
御するために、周波数−電圧変換器109がQRゲート
63から出力を受ける。波形S7 を構成する信号の周波
数はモータの回転数を示す。この周波数を電圧へ変換
し、その電圧を、指令速度を表わす基準電圧と比較する
ことにより、速度誤差すなわちセット信号を定めること
ができる。第1の実施例においては、周波数−電圧変換
器109からの電圧は通常のバッファ111へ供給され
る。そのバッファは、利得増幅器として構成されている
演算増幅器113へ、抵抗115による負帰還を介して
電圧を供給する。バッファ111からの電圧は演算増幅
器の負入力端子へ供給され、指令速度に応答する基準電
圧117が正入力端子へ加えられる。演算増幅器113
の出力端子における電圧の値は、基準電圧117とバッ
ファ111からの電圧との差に直線的に依存する。バッ
ファ111からの電圧はモータ115の実際の速度を反
映するから、その電圧は速度帰還信号としてシステム制
御器へ帰還される。また、演算増幅器119は抵抗R2
a〜R2d(図5)により検出された電流を加え合わ
せ、トルクをシステム制御器へ帰還するために構成され
る。
リミット回路105により受けられ、実際のモータ速度
を反映する、バッファ111からの電圧が可変遅延回路
93へ供給される。各リミット回路105(図9参照)
は正帰還および負帰還のネットワークを有するように構
成された演算増幅器121を有する。各ネットワークは
コンデンサ123または125と、抵抗127または1
29の並列接続で構成される。それらのネットワークは
ヒステリシス効果をもたらす。すなわち、ひとたびオフ
状態にされると、駆動電流がターンオンレベルの一部
(例えば80%)へ減少するまで、増幅器121はオン
状態へは戻らない。増幅器121の正入力端子における
電圧は、図7に示されている演算増幅器113からの速
度誤差信号である。速度誤差信号は動的な直流電圧であ
り、演算増幅器121の負入力端子における信号は、A
相巻線のための駆動回路において発生された電流パルス
を表わす一連のパルスである。
を流れる電流が図4に示すように増大する。検出抵抗R
2 からの電圧が速度誤差またはセット電圧に関して高す
ぎるものとすると、増幅器121の出力は小さくなり、
NANDゲート103(図7)は閉じられる。相電流が
80%レベルへ減少するまで増幅器121は停止状態を
維持する。ANDゲート103が閉じられている結果と
して、カウンタおよび論理回路99からの出力Aはスイ
ッチT1aのベースから遮断される。ベースの駆動が行
われていないから、スイッチT1aは開き、A相電流は
急激に減少する。それに対応して増幅器121の負入力
端子における電圧が80%レベルまで急激に低下し、増
幅器の出力は高い状態へ戻る。その高い出力はANDゲ
ート103を開いて、カウンタおよび論理回路99の出
力端子Aからの信号を通す。ANDゲート103のこの
開閉サイクルは、出力端子Aにおける信号が低くなるま
で続く。その信号が活動状態である間は、速度セットの
値は、リミット回路105から得たパルス幅変調のデュ
ーティサイクルを決定する。その理由は、ここで説明し
ている実施例では一定負荷が仮定されているかである。
は、可変持続時間単安定マルチバイブレータすなわちワ
ンショット131を用いる。このワンショット131は
モトローラ(Motorola)MC14528または
類似の装置を用いて実現される。典型的には、RCネッ
トワークがこの装置のタイミングをセットする。図10
において、ワンショット131はタイミングコンデンサ
133を有するが、典型的な抵抗は、一対のトランジス
タ135と137および支持抵抗で構成された電流源で
置換される。ワンショット131の「オン」時間はコン
デンサ133の値およびトランジスタ135と137を
流れる電流の振幅に比例する。その電流は電流ミラー1
39における電流に比例し、この電流は図7におけるバ
ッファ111からの速度信号に比例する。電流ミラー1
39のしきい値をこえた後では、ワンショット131の
「オン」時間はモータ速度の上昇に伴って短くなる。こ
のようにして図20に示すような遅延対速度特性が実現
される。この特性は、電流ミラーのしきい値に達するま
での一定の時間(増大する角度)遅延と、それからしき
い値をこえる短くなる時間(一定角度)遅延とを有す
る。この遅延は、図8の波形S7とS8における97に示
すように、PLL91のVCO出力により開始される。
VCO出力端子からの信号S8 はワンショット131を
トリップするが、ワンショット131のQ(バー)出力
が高レベルへ戻るまではANDゲート141の出力は低
レベルを保つ。したがって、VCO出力(波形S8 )の
前縁部がワンショット131の「オン」時間の長さだけ
遅らされる。図7に示すPLL91はそれの入力(PC
AとPCB)の前縁部をほぼ一致させるから、ワンショ
ット131により引き起こされる帰還遅延はPLL91
のVCO出力を、PLL91のPCA入力(図8の波形
S7 )をこの同じ遅延時間だけ進ませる。
の第2の実施例について説明する。タンク回路に組込ま
れている相巻線のインダクタンス(L)により共振周波
数が時間的に変化するにつれて、供給周波数F1 が好ま
しくは共振周波数の最低値と最高値の間に入るように共
振周波数F0 を持つタンク回路に同調させるために容量
(C)素子の値と抵抗(R)素子の値が第1の実施例に
おけるように選択される。第1の実施例と同様に、図3
に示すように回転子17の回転に応じて相巻線のインダ
クタンス(L)が最小値と最大値の間で変化するにつれ
て、共振周波数F0 が最高値と最低値の間で変化する。
しかし、第1の実施例とは異なって、本発明の第2の実
施例は、タンク回路によりひき起こされる注入周波数F
1 の位相の変化に対して感度を持つように構成される。
共振周波数F0 が最高であると、タンク回路の出力端子
における信号(図15)の位相進みが、タンク回路へ注
入された信号F1 に関して最大である。共振周波数F0
が最低であると、タンク回路の出力信号の位相遅れは注
入された信号F1 に関して最大である。
等しいと、タンク回路の出力は供給信号と同相である、
すなわち、移相量が零である。第2の実施例は振幅では
なくて移相量を検出するから、タンク回路は異なって同
調できる。とくに、Qを高くするために、第1の実施例
においては抵抗素子(R)の値が小さくされる。しか
し、第2の実施例においては、回転子17の位置の分解
能を高くする目的で移相量を比較的大きくするために抵
抗素子の値が選択される。更に、第1の実施例において
は、供給信号は最高共振周波数F0 より少し高い周波数
を持つように選択することが好ましく、第2の実施例に
おいては、供給信号の周波数F1 は、後で詳しく説明す
るように、共振周波数F0 の周波数帯内に含まれること
が好ましい。
の容量素子(C)と、誘導素子(L)と、抵抗素子
(R)との値および供給信号F1 の周波数を正しく選択
することにより、タンク回路の出力端子における信号の
位相角φが供給信号F1 に関して変化する。タンク回路
の容量素子(C)と抵抗素子(R)の値を、タンク回路
に組込まれているモータ巻線のインダクタンス(L)に
正しく比例して選択するものとすると、図11aまたは
図11bに示す関係のいずれかを得るために注入信号F
1 の周波数を選択できる。
出力の位相角φが、供給信号に関して最大位相遅れと最
小位相遅れの間で変化するように、タンク回路の値と注
入信号F1 の値が選択される。共振周波数F0 に関して
は供給信号の周波数F1 を含む共振周波数の範囲を有す
るようにタンク回路は同調される。図11aにおいて、
移相量Δφは最小位相遅れと最大位相遅れの間で変化す
る。共振周波数F0 に関しては、注入信号の周波数F1
を含まない共振周波数範囲を有するようにタンク回路は
同調される。図11bに示すように最大位相進みと最大
位相遅れの検出は最小位相遅れおよび最大位相遅れの検
出より好ましい。というのは、図11aと図11bの二
つの波形中のハッチングを施されている領域の比較によ
り示されているように、移相角Δφが大きいからであ
る。移相量が大きいと回転子の位置の分解能が高くな
る。供給信号F1 自体を移相して、タンク回路の出力よ
り位相を進ませることができることに注目することが重
要である。図15において、部品157aは供給信号の
位相を更に進ませる。
ンク回路のリアクタンス部Im[Z]および抵抗部Re
[Z]と、供給周波数F1 とに対する位相角φのダイナ
ミックレンジの感度を示す。ここに、リアクタンス部I
m[Z]は (ωL−1/ωC) に等しい。図12のインピーダンスベクトル図は、移相
量Δφの最大値が最大進み位相と最大遅れ位相の間で生
ずることを実証する。したがって、位相の進みと遅れの
間で移相を行わせるために、タンク回路中の誘導素子
(L)のリアクタンスと容量素子(C)のリアクタンス
を平衡させることが望ましい。また、タンク回路の抵抗
素子(R)の値を小さくすることも望ましいようであ
る。そうすると、一対の相巻線のインダクタンス(L)
の値が変化するにつれて、結果としてのインピーダンス
ベクトルが、たとえば図12に示されているΔφ2 のよ
うな最大のダイナミックレンジを有する実数軸を中心と
してある角度(移相)掃引する。
メータの定義を示す。 ω=ラジアン周波数(2πF1 )、F1 は供給周波数で
ある。 I[Z]=インピーダンス・フェザーの虚数部。 Re[Z]=インピーダンス・フェザーの実数部。 Z(→)=I[Z]+Re[Z]=タンク回路の出力信
号S10(図15)の大きさおよび位相角を表すインピー
ダンス・ベクトルすなわちインピーダンス・フェザーで
ある。図12における各一対のインピーダンス・ベクト
ルすなわちインピーダンス・フェザーは下記のとおりで
ある。 Δφ1 =容量リアクタンスより大きい誘導リアクタンス
を有するタンク回路の移相量(モータ抵抗(Rm)だけ
が抵抗素子である)。 Δφ2 =平衡誘導リアクタンスおよび容量リアクタンス
(モータ抵抗のみ)。 Δφ3 =誘導リアクタンスより大きい容量リアクタンス
(モータ抵抗のみ)。 Δφ4 =タンク回路の抵抗素子(R)がモータ抵抗(R
m)に付加されている平衡誘導リアクタンスおよび容量
リアクタンス。
示されている第2の実施例はタンク回路のための検出回
路を含む。その検出回路はセンサ処理回路110を含
む。しかし、第1の実施例とは異なって、センサ処理回
路110は、タンク回路111から回収した信号S10の
移相量を検出し、検出された移相量のタイミングの指示
を与える。移相量のこのタイミング指示は、スイッチT
1a〜T1cへ供給される駆動信号のタイミングと転流
を制御するために、モータ制御回路113により用いら
れる。
A2 、B1 とB2 、C1 とC2 またはD1 とD2 が図1
4に示すようにしてタンク回路に組込まれる。タンク回
路111の出力はスイッチ114を介してセンサ処理回
路110へ加えられる。第1の実施例と同様に、センサ
処理回路110の出力はモータ制御回路113の入力端
子へ加えられる。モータ制御回路113は第1の実施例
におけるモータ制御回路とほぼ同じである。しかし、第
2の実施例では一つのタンク回路111と一つのセンサ
処理回路110が用いられるから、モータ制御回路11
3へ供給されるタイミング信号は、二つの実施例が同じ
RPMで動作すると同じモータ15に関連するものと仮
定すると、図5に示すモータ制御回路55へ供給される
信号の周波数の4分の1である。第1の実施例と同様
に、供給信号S9 の信号源116を設けて信号を制御回
路の種々の点へ供給できる。重要な目的は、供給信号S
9 が電源回路中の電力信号を妨げず、しかも一つの相巻
線に組込まれているタンク回路を駆動することである。
図15を参照して詳しく説明するように、信号源116
は信号S9 を、図14の回路点118における容量結合
により、あるいは回路点120におけるトランス結合に
より供給する。
ついて既に詳しく説明したから、相巻線対A〜Dと、ス
イッチT1a〜T1dと、検出抵抗R2a〜R2dとを
有する電源回路については、図14および第2の実施例
に関連して説明することはしない。電源回路に関するモ
ータ制御回路113の機能は第1の実施例に関して説明
した機能と同じであるから、第2の実施例に関連して説
明することもしない。同様に、モータ制御回路113と
システム制御器(図示せず)の間のバスインターフェイ
ス122は、第1の実施例に関連して説明したのとほぼ
同じであるから、この第2の実施例に関連して説明する
ことはしない。
のタンク回路と、ただ一つのセンサ処理回路を含むか
ら、検出回路とモータ制御回路113の間のインターフ
ェイスはいくらか簡単にされる。しかし、第2の実施例
は供給信号S9 の移相量を検出し、第1の実施例とは異
なって供振振幅は検出しないから、図14におけるスイ
ッチ114とセンサ処理回路110の実現は、図5に示
す第1の実施例におけるスイッチ69a〜69dおよび
センサ処理回路61a〜61dの実現とは十分に異な
る。したがって、センサ処理回路110とスイッチ11
4へそれぞれ加えられるリセット信号とイネイブル信号
も、第1の実施例のモータ制御回路55により供給され
るリセット信号およびイネイブル信号とは異なる。
チ114と、モータ制御回路113との詳細な構造を示
す。モータ制御回路113については、センサ処理回路
110とスイッチ114に対してインターフェイスする
面に関して詳しく示している。その理由は、モータ制御
回路のその面以外の部分が、先に述べたように、図7に
詳しく示されているモータ制御回路55とほぼ同じだか
らである。たとえば、基準速度回路200と速度設定回
路201の回路構成は、図7に示されている第1の実施
例に関連して説明した回路構成とほぼ同じである。セン
サ処理回路110と、スイッチ114と、モータ制御回
路113の、回路110とスイッチ114に対してイン
ターフェイスする部分との詳しい構成が示されている図
15を参照して、モータ制御回路113のPLL117
がPCA入力端子にセンサ処理回路110からの出力を
受ける。PCB入力をPLLへ供給するためにD相が用
いられる。というのは、D相はその相に対する点弧指令
も与えるからである。図13が示すように、検出された
巻線であるA相巻線のインダクタンスが最小であると、
回転子磁極はD相巻線を励磁することを希望するような
値にほぼ励磁される。したがって、検出される相「事
象」はこの点より先である、すなわち、相BまたはCの
励磁期間中のいつかである。測定されている相に続く相
へ電力供給を開始することが好ましいが、タイミングを
慎重に管理する限りは、任意の順序で良い。また、電力
供給を開始するために、任意の一つの相または多数の相
を検出できる。
110からのただ一つのタイミング信号が、あらゆるス
トローク角すなわち相点弧順序A,B,C,Dに対して
供給される。このやり方とは対照的に、図1〜10に示
す第1の実施例はモータ15の各相に対してセンサ処理
回路を利用するから、各相の点弧すなわち各相へ電力を
供給するためにタイミング信号が供給される。第2の実
施例においては、PLL117のVCO出力の周波数は
PCA入力端子におけるタイミング信号の倍数でなけれ
ばならない。これに関して、タイミング信号の周波数に
モータ15の相の数(この実施例では4)が乗ぜられ
る。第1の実施例におけるように、供給信号S9 を発生
するために、図15に示す信号発生器119が図14の
回路点118へ容量結合され、回路点120へ誘導結合
される。第1の実施例におけるように、誘導結合は電源
回路に2次巻線を設ける必要があり、そのために系に望
ましくない損失が生ずることがあるから、容量結合が好
ましい。信号発生器119は通常の構成のものであっ
て、信号発生器119の出力を電源V+ の直流電圧から
分離するように、コンデンサ123を電源回路に加える
だけで容量結合が行われる。ただ一つの相が検出される
ものとすると、別のやり方は、タンク回路のトップでな
くて底にトランスを付加するトランス結合を用いること
である。
ンサ処理回路110は、供給信号F1 の位相がタンク回
路の出力の位相に等しくなった時を検出するために、位
相クロスオーバ検出器125を含む。その点は最小位相
差点または位相クロスオーバ点と呼ばれ、タンク回路の
出力が注入信号F1 の位相を遅らせることから進ませる
点である。タンク回路111の容量素子(C)と抵抗素
子(R)の値はそれに応じて選択される。とくに、位相
クロスオーバを行わせるためには、注入信号の周波数F
1 は共振周波数F0 の周波数範囲内になければならな
い。センサ処理回路110は、図20の波形に示されて
いる遅延100を挿入する遅延回路127も含む。図1
5を再び参照して、PLL117は入力端子PCAにお
ける遅延回路127からの信号の位相を、入力端子PC
Bにおける帰還信号の位相に固定させるように機能す
る。PCB入力端子における信号は相点弧カウンタ16
7のD出力信号である。第1の実施例とは異なり、帰還
ネットワークには可変遅延は挿入されない。この第2の
実施例においては、遅延回路127により可変遅延が行
われる。
タ167のクロック(CK)入力端子へタイミング信号
が供給される。そのカウンタ167は図7に示されてい
るカウンタに類似する通常のアップ/ダウンカウンタお
よび論理回路であって、クロック入力端子における連続
パルスに応じて順序づけられるアクティブ出力A,B,
C,Dを有する。各出力は、相巻線対A1 とA2 、B1
とB2 、C1 とC2 、D1 とD2 の一つに組合わされて
いるスイッチT1a〜T1bのゲートを駆動する。とく
に、出力Aは相巻線A1 とA2 に組合わされているスイ
ッチT1aのゲートを駆動し、出力Bは相巻線B1 とB
2 に組合わされているスイッチT1bのゲートを駆動す
る、等である。
同様に、相点弧カウンタ167はカウントアップ(すな
わち、順序A,B,C,D)またはカウントダウン(す
なわち、順序D,C,B,A)するために順序づけるこ
とができる。カウントの向きは、相巻線対が時計回りと
逆時計回りのいずれの向きに順序づけるかを決定する。
それは回転子17の回転の向きを決定する。相点弧回路
167からのベース駆動信号A,B,C,Dの波形はパ
ルス幅変調器(PWM)制御器169で整えられる。P
WM制御器169の内部構成は図7に示されている制御
器の内部構成と同じであるから、この第2の実施例にお
いてはそれについての詳しい説明は省略する。最小位相
差の「事象」(たとえば、この実施例においてはクロス
オーバ)は、各ストローク角のある部分中に起こるもの
と予測できる。あるストローク角中の最小位相差事象の
タイミングの予測可能性により、本発明の検出回路が、
ストローク角の期間の一部だけ、センサ処理回路110
を選択的に可能状態にすることを許す。出力信号の最小
移相量を検出するために必要な時だけセンサ処理回路1
10を可能状態にすることにより、制御装置のノイズ耐
性が良くなる。また、各ストローク角中に、センサ処理
回路110の出力が次の最小移相事象の検出のためにリ
セットされる。
にし、かつリセットするために、タンク回路111の出
力端子と位相クロスオーバ検出器125の入力端子の間
にスイッチ114が挿入される。図15に示すように、
スイッチ114はノイズ抑制回路131と、二つのAN
Dゲート133,135と、遅れ検出器137と、三つ
の増幅器REF,COMP1,COMP2とを有する。
第1の実施例におけるのと同様に、タンク回路111の
出力は、直列接続されている容量素子(C)139と抵
抗素子(R)141の間の共通接続点において取り出さ
れる。
路131は一対のANDゲート133,135を介して
位相クロスオーバ検出器125を不能状態にする。それ
らのANDゲート133,135は比較増幅器REFと
COMP2が、相事象情報を位相クロスオーバ検出器1
25へ供給することができるようにもする。したがっ
て、図13からわかるように、ストローク角の初めの1
/4だけ位相クロスオーバ検出器125は不能状態にさ
れる(すなわち、A相に対するストローク角が点弧順序
A,B,C,Dであると仮定すると、A相の点弧)。モ
ータ15の構成と、説明した1相オン制御技術とのため
に、相B,CまたはDの点弧中に、回転子17の磁極が
固定子19(図2a)の磁極に向き合わないことが時に
はあることを予測できる。したがって、位相クロスオー
バ検出器125は、図13に示されているように、相
B,C,Dの点弧中に不能状態にされて、比較増幅器C
OMP2とREFの出力をセンサ処理回路110の位相
クロスオーバ検出器へ自由に供給するようにする。比較
器COMP2はタンク回路の出力信号を「転写する」。
また、比較器REFは信号発生器119からの基準信号
S1 を「転写する」。比較器REFはRCネットワーク
157a〜157bにより信号発生器119へ結合され
る。コンデンサ157aが注入信号の位相をいくらか進
ませる。それらの信号は、ノイズ抑制回路131の出力
によりゲートされてから、位相クロスオーバ検出器12
5のデータ入力端子とクロック入力端子に入る。
信号F1 の零交差のタイミングが、比較器REFからの
基準信号F1 の零交差にまず先行し、一致し、それから
後続する時に、フリップフロップ143のQ(バー)出
力において位相クロスオーバ検出器125は状態を変え
る。零交差の先行から後続へのその移行は「位相クロス
オーバ」と呼ばれる「事象」であって、特定の回転子/
固定子機械的整列に一意に関連させられる。スプリアス
零交差が、出力端子Q2(バー) において記録される位
相クロスオーバの検出を打ち消すことを阻止することを
支援するために、図17に示す位相クロスオーバ検出器
には二つのフリップフロップ143,145と、二つの
ORゲート146,148が用いられる。したがって、
出力Q2(バー)がそれの「クロスオーバ」状態へ移行
することを許すために、クロオーバ事象は供給信号F1
の連続する二つの期間にわたって生じねばならない。
2(バー) 出力が「クロスオーバ」状態へ移行すると、
図18の遅延回路128がプリセットされ、かつカウン
トすることができるようにされる。この結果として出力
パルスがフェーズロックループ(PLL)(図15)へ
供給されることになる。ORゲートは、遅延器からの
「D相が点弧された」信号が位相クロスオーバ検出器を
リセットできるようにする。図20bにおける遅延10
0は、回転子角θにおいて相巻線が確実に点弧および転
流させられるようにして、ステッピングモータの機能に
類似するコッギング回転ではなくて、連続電動機動作を
行わせることを意図するものである。図18に示すよう
に、遅延回路127はプリセット可能なデジタルカウン
タ147で構成される。そのカウンタは比較器REFか
らの信号によりクロックされる。カウントの長さはプリ
セットでき、固定長にもできれば(周波数補償または負
荷遅延補なし)、周波数と負荷の少なくとも一方の変動
に依存させることもできる。
度θだけ回転した時のタンク回路の出力を示す。図20
bは、図17に示されている位相クロスオーバ検出器1
25のフリップフロップ143のQ2(バー) 出力を示
す。図20bの下方の相点弧順序はモータ15の相にお
ける事象の順序を示す。フリップフロップの出力Q
2(バー) が低レベルであると、比較器COMP2から
の信号の位相は比較器REFからの信号の位相より進
む。したがって、タンク回路の位相は遅れ位相から始ま
り、次に交差し、それから進み、更にある遅れまで戻
る。この様子が図20aと図20bに二つの交差点(破
線)により示されている。図20bにおける第3の破線
は、最初の位相クロスオーバの検出後にD相が点弧され
る時である。D相のクロスオーバから点弧までの期間は
可変遅延100である。この可変遅延は、後で詳しく述
べるように、周波数と、おそらくは負荷トルクとの関数
とすることができる。可変遅延100は遅延回路127
により与えられる。
3を参照して詳しく説明したように、遅延回路127に
より挿入される遅延100は所定の速度まで、およびそ
の後の低下までの固定された時間である。固定された時
間遅延100は、図21のグラフで示すように、モータ
速度と遅延角の間に直線関係を与える。高速では、大き
な遅延角が生ずる。低速では、遅延角は小さくて重要で
はない。10000RPMまでの速度に対しては、固定
遅延は、相の励振の相巻線中の電流の立上がりとの間に
図3に示すようなタイミング関係を確保するために適切
な補償を行う。10000RPM以上では、可変遅延回
路127により挿入された遅延100は、図21のグラ
フにより示されているように、一定の機械的角度を保持
するために調整される。回転子17の回転速度を高くす
るためには、回転子の速度が高くなると相巻線へ電力を
直ちに供給できるように調整することを必要とするだけ
である。その理由は、電力パルスに対する相巻線の反応
時間が不変だからである。
の遅延回路においては、周波数入力とトルク入力が、小
容量(256語)のROM153をアクセスする低分解
能アナログ−デジタル(A/D)変換器149と151
によりデジタル化される。ROM153はカウンタ14
7へ供給するプリセット入力を発生する。周波数補償の
ために用いられる、ROM152に対するアドレス部分
を取出すために、A/Dカウンタ149をゲーテッドカ
ウンタにより構成できる。そのゲーテッドカウンタは注
入周波数S9 の縁部を、相点弧カウンタ167へ供給さ
れる引き続く信号の間の期間だけカウントする。カウン
トの範囲は1から26(予め換算された後で)であっ
て、4ビット量である。ROMアドレスバス152のト
ルク補償部は、モータ巻線のA相脚中のシャントの端子
間の積分器により実現でき、モータ電流を4ビットデジ
タル量へ変換するためにゲーテッドカウンタが用いられ
る。
ROM153に対する独特のアドレスを発生する。その
補償ROMは遅延100の値を256個保持する。それ
らの遅延値のうちの一つが、位相クロスオーバが検出さ
れるたびに、プリセットカウンタ147へロードされ
る。それから、予め定められた数のクロック(比較器R
EFから得られる)が生ずるまでプリセットカウンタ1
47はカウントする。その時にカウンタ147は信号を
PLL117のPCA入力端子へ送る。その結果として
点弧指令が相点弧カウンタ167へ送られることにな
る。ここでは他の種々の補償アプローチを使用できる。
たとえば、この第2の実施例において述べたように、制
御装置の動作を満足させるためにはトルク補償は必要と
しないかもしれない。第2の実施例のプロトタイプはま
だ完全には試験していないから、第2の実施例の移相量
検出技術を用いるトルク補償を求められるか、他の補償
技術が等しく効果があるかどうかを、発明者は断言でき
ない。
位相クロスオーバ検出器125を機能させるためには超
えなければならない、位相マージンのあるしきい値を本
発明の装置へ供給することである。これによりある程度
のヒステリシスが検出技術に生じ、回転子17がクロス
オーバ検出点の非常に近くに並んで停止し、モータが動
いていなくても制御回路を発振させることから起る「P
LLの逸走」を阻止する。比較器COMP1の出力は移
相させられた出力であって、比較器REFの出力に類似
するが、位相が更に進む。図13は、図15のANDゲ
ート133と135を介して位相検出器を可能状態にす
るために、B相に電力を供給している間に、遅延検出器
137が十分な遅延をどのようにして知るかを示すもの
である。比較器COMP1の出力の位相が比較器COM
P2の出力の位相と比較して、タンク回路の出力端子に
十分な遅延が存在する時を決定する。信号S9 の位相
は、信号発生器119を比較器COMP1の入力端子へ
結合するRCネットワーク155a,155bにより移
相させられる。RCネットワーク155a,155bに
より行われる移相の量は、位相クロスオーバ検出器12
5を動作可能にする前に、タンク回路の出力から求めら
れる遅延の長さに等しいように選択される。
37の構成について説明する。比較器COMP2からの
タンク回路の出力の位相が比較器COMP1からの信号
の位相より進んでいると、フリップフロップ158が高
レベルの信号をフリップフロップのQ1(バー) 出力端
子へ送る。また、Q1(バー) 出力端子からの高レベル
の信号がフリップフロップ159のQ2(バー) 出力端
子へ送られる。それによりANDゲート133,135
は開かれ、それにより位相クロスオーバ検出器125を
動作可能にする。フリップフロップ159はフリップフ
ロップ158のQ1(バー) 出力をPLL117の周波
数に同期させる。ANDゲート160により、B相の間
だけ、出力端子Q2(バー) への出力をクロックするた
めに遅延検出器137が可能状態にされる。実際に、位
相クロスオーバ検出器125が可能状態にされる前に、
タンク回路の出力端子に最も短い遅延が存在することを
遅延検出器は要求する。その遅延の存在により、制御装
置がある程度の耐ノイズ性を持てるようにする。ノイズ
抑制回路131によって制御装置の耐ノイズ性が一層高
くされる。ノイズ抑制回路131は、「予測可能な」ノ
イズが生じた時に、位相クロスオーバ検出器125への
入力を「ブランクにする」ように機能する。図19はノ
イズ抑制回路131の構造を示し、相巻線に電力を供給
すべきことを遅延回路127の出力が示した時に、フリ
ップフロップ161,163,165がANDゲート1
33と135を比較器REFの2クロック期間の間閉じ
ることを示す。提案されている他のノイズ抑制回路は、
共振周波数F0 が位相クロスオーバの発生後に同調を外
されるように、タンク回路の出力の鋭い帯域通過ろ波
と、帯域フィルタの同調とを含む。本発明の二つの実施
例についての以上行った説明から、タンク回路の出力
は、回転子の位置を追従するために光符号器のような組
込み式センサすなわち電気機械的装置を必要とすること
なしに、回転子17の位置を分解する手段を提供する。
モータ自体に取付けられるセンサは不要である。全ての
検出は既存の電源リードを介して行われる。モータ15
の相巻線をタンク回路の誘導(L)素子として組込むこ
とにより、回転している回転子磁極の結果として起こる
誘導素子の値の周期的変化によって、タンク回路の共振
周波数F0 が最高値と最低値の間で周期的に変化させら
れる。共振周波数F0 の周期的変化は回転子の機械的角
度θに関連づけられる。これに関して、理想化された環
境においては、タンク回路の相巻線は、相巻線の固定子
磁極が回転子磁極に向き合った時に、インダクタンスが
最大になる。これと対照的に、タンク回路の相巻線のイ
ンダクタンスが最小である時は、固定子磁極と回転子磁
極は完全に向き合わない。
の機械角θに関連づけることができるから、タンク回路
からの出力の変化する電気的特性の変化を検出して回転
子の位置を分解できる。ここで説明した実施例において
は、出力信号の振幅または位相の変化を検出し、その検
出結果を用いて各相の点弧角を制御できる。機械角(タ
ンク回路の出力特性から得た)の検出と相への電力供給
の間の遅延を調整してモータ速度を補償し、また必要が
あればモータのトルクを調節する。
給信号F1 に関してどのようにして同調するかに応じ
て、多くの検出技術を実現できることがわかるであろ
う。ここでは二つの可能な技術を示した。任意の検出技
術の重要な特徴は、相巻線の周期的インダクタンスをタ
ンク回路に組込んで、その相の電源回路の機能を妨げる
ことなしにインダクタンスの周期的変化を検出できるよ
うにする。
の相巻線を示すSRモータの概略図である。
の相の励磁に応じて軸を中心として回転する時のモータ
の回転子の個別の位置を示すSRモータの概略図をおの
おの示す。
に対して特定の相巻線が受けるインダクタンスの周期的
変化を示す理想化したグラフの例を示す。
に、図2に示されている特定の相の転流がどのようにし
て回転子を機械的に回転させるようにするかを示す、回
転子の機械的回転の時間に対するその特定の相巻線に対
する電流波形のグラフの例を示す。
ンク回路へ供給されて低レベル信号に応答するセンサ処
理回路により回転子の相対的な位置を決定する、ブラシ
レス整流モータを制御する本発明の第1の実施例の回路
のブロック図である。
回路図である。
ータ制御回路内の種々の信号のタイミング波形図であ
る。
る、図7に示されているモータ制御回路のサブ回路の回
路図である。
理回路により検出された電気的現象が回転子の機械的角
度を維持する、図7に示されている制御装置のサブ回路
の別の回路図である。
と、それらの巻線を含み、供給された信号に応答するタ
ンク回路からの出力信号との間の別の位相関係を本発明
の第2の実施例に従って示す理想化した波形図である。
信号と、タンク回路のリアクタンスの変化の結果として
タンク回路から発生された出力との間の位相関係に対す
る影響を示すインピーダンスフェザー図の例を示す。
ンダクタンスの周期的変化と、注入された信号の移相量
と、四つの相巻線の点弧との間の関係を示す、図3に示
されているグラフに類似する理想化したタイミング図の
一例を示す。
でいるタンク回路へ供給された低レベル信号に応答する
位相クロスオーバ検出器により回転子の相対的な位置を
決定する、ブラシレス整流モータを制御する本発明の第
2の実施例の回路のブロック図である。
回路で用いられる検出回路の詳しいブロック回路図であ
る。
しいブロック図である。
バ回路の詳しいブロック図である。
いブロック図である。
の詳しいブロック図である。
位相クロスオーバ回路からの出力信号のグラフの例であ
る。
タの相を点弧するために用いられる信号との間に遅延を
挿入するために遅延回路により用いられる遅延関数の理
想化したグラフの例を示す。
Claims (3)
- 【請求項1】 回転子における複数の極と、固定子にお
ける複数の相巻線とを有するブラシレス整流モータの各
相巻線へ加えられる電力信号の切換え周波数FS を制御
する装置において、 容量素子と、抵抗素子とを含む少なくとも一つのRC回
路と、 前記固定子における複数の相巻線の所定の相巻線に接続
され 、駆動信号に応答して、切換え周波数FS で電力信
号を当該相巻線へ供給するスイッチと、前記スイッチとそれに接続される相巻線との間から引き
出されて前記RC回路に前記所定の相巻線を接続して、
当該相巻線のインダクタンス値の変化がその出力に現れ
るよう構成されたタンク回路と、 前記構成された タンク回路の出力に応答して前記固定子
と回転子の相対的な位置の変化によりひき起こされる前
記タンク回路の相巻線のインダクタンス値の変化を起因
とする事象を検出し、それに応じて前記回転子の位置を
示す信号を発生する検出器と、 この検出器からの信号と前記相巻線に供給される電力信
号の間の所定の関係を維持するために、検出器からの信
号に応答して前記駆動信号のタイミングを調節するモー
タ制御器と、 を備えたブラシレス整流モータの所定の相巻線へ加えら
れる電力信号の切換え周波数を制御する装置。 - 【請求項2】 回転子における複数の極と、固定子にお
ける複数の相巻線とを有するブラシレス整流モータの各
相巻線へ加えられる電力信号の切換え周波数FS を制御
する装置において、前記固定子の複数の相巻線の所定 の相巻線と、容量素子
と抵抗素子とを含むRC回路とが組合わされ、回転子の
極が位置を変化した時に、前記所定の相巻線のインダク
タンスの実効値の最大値と最小値の間の周期的な変化に
応じて、ある周波数帯にわたって変化する共振周波数F
0 を有する少なくとも一つのタンク回路と、前記所定の 相巻線に接続され、駆動信号に応じて、切換
え周波数FS で電力信号を当該所定の相巻線へ供給する
スイッチと、 切換え周波数FS より十分に高い周波数F1 を有する低
電力信号を前記タンク回路へ供給する手段と、 タンク回路の出力に応じて、注入された低電力信号の周
波数F 1 と前記共振周波数F 0 との間の差が最小である
時を検出して、それに応じて前記回転子の位置を示す信
号を発生する検出器と、 この検出器からの信号に応じて、切換え周波数FS と検
出器からの信号の間の所定の関係を維持するよう前記駆
動信号を発生するモータ制御器と、 を備える、ブラシレス整流モータの所定の相巻線へ加え
られる電力信号の切換え周波数を制御する装置。 - 【請求項3】 ブラシレス整流モータの複数の相巻線を
有する固定子の極の位置に対するモータの回転子の極の
位置を検出する回路において、前記固定子の複数の相巻線の所定の相巻線と、容量素子
と抵抗素子とを含むRC回路とからなり、前記 回転子の
極の位置変化によりひき起こされる前記所定の相巻線の
インダクタンスの実効値の最大値と最小値の間の周期的
変化に応じて、ある周波数帯にわたって周期的に変化す
る共振周波数F0 を有する少なくとも一つのタンク回路
と、 周波数F1 を有する低電力信号を前記タンク回路へ注入
する手段と、 このタンク回路の出力に応じて、共振周波数F0 と、前
記供給された低電力信号の周波数F1 との間の差が最小
である時を検出し、それに応じて回転子の位置を示す信
号を発生する検出器と、 を備える、ブラシレス整流モータの固定子の極の位置に
対するモータの回転子の極の位置を検出する回路。
Applications Claiming Priority (2)
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---|---|---|---|
US658482 | 1991-02-20 | ||
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Families Citing this family (64)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
DE69016794T2 (de) * | 1989-12-27 | 1995-06-08 | Ems Electronic Motor Systems | Verfahren und vorrichtung zum starten einer elektrischen maschine mit variabler reluktanz. |
US5554915A (en) * | 1991-05-13 | 1996-09-10 | Delco Electronics Corporation | High impedance AC coupling method for quick command response in torque compensation systems |
GB9120404D0 (en) * | 1991-09-25 | 1991-11-06 | Switched Reluctance Drives Ltd | Control of switched reluctance machines |
IN186007B (ja) * | 1991-12-10 | 2001-06-02 | British Tech Group | |
US5376870A (en) * | 1992-02-10 | 1994-12-27 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Apparatus for driving a brushless DC motor |
US5268627A (en) * | 1992-02-11 | 1993-12-07 | Goldstar Co., Ltd. | Start assisting device for high speed reluctance motor |
GB9211685D0 (en) * | 1992-06-03 | 1992-07-15 | Switched Reluctance Drives Ltd | Sensorless rotor position measurement |
US5545964A (en) * | 1992-09-24 | 1996-08-13 | Switched Reluctance Drives Ltd. | Control of switched reluctance machines |
FR2697696B1 (fr) * | 1992-11-04 | 1994-12-02 | Valeo Systemes Dessuyage | Procédé pour autopilotage sans capteur direct de position un moteur à reluctance variable et dispositif pour sa mise en Óoeuvre. |
US5585709A (en) * | 1993-12-22 | 1996-12-17 | Wisconsin Alumni Research Foundation | Method and apparatus for transducerless position and velocity estimation in drives for AC machines |
US5559419A (en) * | 1993-12-22 | 1996-09-24 | Wisconsin Alumni Research Foundation | Method and apparatus for transducerless flux estimation in drives for induction machines |
US5446359A (en) * | 1993-12-29 | 1995-08-29 | Emerson Electric Co. | Current decay control in switched reluctance motor |
US5461295A (en) * | 1994-01-28 | 1995-10-24 | Emerson Electric Co. | Noise reduction in a switched reluctance motor by current profile manipulation |
US5986418A (en) * | 1994-01-28 | 1999-11-16 | Emerson Electric Co. | Noise reduction in a switched reluctance motor by current profile manipulation |
DE4437793C2 (de) * | 1994-10-21 | 1998-05-07 | Agie Ag Ind Elektronik | Verfahren und Vorrichtung zur Steuerung eines Elektromotors |
US5843832A (en) * | 1995-03-01 | 1998-12-01 | Virginia Semiconductor, Inc. | Method of formation of thin bonded ultra-thin wafers |
AT405352B (de) * | 1995-05-30 | 1999-07-26 | Lst Laser & Strahl Gmbh | Verfahren zur läuferpositionsbestimmung für einen rotations- oder linear-motor und schaltungsanordnung zur durchführung dieses verfahrens |
US5627444A (en) * | 1995-05-30 | 1997-05-06 | General Motors Corporation | Switched reluctance motor control |
GB9518837D0 (en) * | 1995-09-14 | 1995-11-15 | Switched Reluctance Drives Ltd | Reduced noise controller for a switched reluctance machine |
GB9518806D0 (en) * | 1995-09-14 | 1995-11-15 | Switched Reluctance Drives Ltd | Reduced noise controller for a switched reluctance machine using active noise cancellation |
GB9523256D0 (en) * | 1995-11-14 | 1996-01-17 | Switched Reluctance Drives Ltd | Phase energization controller and method for controlling switched reluctance machines using simple angular position sensors with improved angle interpolation |
US5661381A (en) * | 1996-02-15 | 1997-08-26 | Dana Corporation | Apparatus for external inductance sensing for variable-reluctance motor commutation |
US6359412B1 (en) | 1996-04-09 | 2002-03-19 | Hamilton Sundstrand Corporation | Commutation apparatus and method for a four state sensorless switched reluctance machine system utilizing machine winding current sensing |
US5867004A (en) * | 1996-04-09 | 1999-02-02 | Sundstrand Corporation | Relative angel estimation apparatus for a sensorless switched reluctance machine system |
US5920175A (en) * | 1996-04-09 | 1999-07-06 | Sundstrand Corporation | Instantaneous position indicating apparatus for a sensorless switched reluctance machine system |
US6051942A (en) * | 1996-04-12 | 2000-04-18 | Emerson Electric Motor Co. | Method and apparatus for controlling a switched reluctance machine |
GB9607688D0 (en) * | 1996-04-12 | 1996-06-12 | Switched Reluctance Drives Ltd | Current shaping in reluctance machines |
US5844385A (en) * | 1996-07-10 | 1998-12-01 | Sundstrand Corporation | Absolute angle estimation apparatus for a sensorless switched reluctance machine system |
US6211633B1 (en) | 1996-07-10 | 2001-04-03 | Hamilton Sundstrand Corporation | Synchronous sampling circuit for a sensorless switching reluctance machine system |
US5796194A (en) * | 1996-07-15 | 1998-08-18 | General Electric Company | Quadrature axis winding for sensorless rotor angular position control of single phase permanent magnet motor |
US5742139A (en) * | 1996-07-26 | 1998-04-21 | Dana Corporation | Method and apparatus for reducing noise in a variable reluctance motor |
US5789883A (en) * | 1996-09-30 | 1998-08-04 | Honeywell Inc. | Pulse duration modulated switched reluctance motor control |
US5877572A (en) * | 1996-10-01 | 1999-03-02 | Emerson Electric Co. | Reduced noise reluctance machine |
US5982122A (en) * | 1996-12-05 | 1999-11-09 | General Electric Company | Capacitively powered motor and constant speed control therefor |
US5955853A (en) * | 1997-01-31 | 1999-09-21 | Hewlett-Packard Company | Direct current motor for closed-loop feedback control |
US5869939A (en) * | 1997-01-31 | 1999-02-09 | Hewlett-Packard Company | Direct current motor with imbalanced winding for closed-loop feedback control |
JP2001516198A (ja) * | 1997-08-18 | 2001-09-25 | ロルフ シユトロートマン, | 他励電気機械 |
US6472842B1 (en) * | 1997-10-03 | 2002-10-29 | The Texas A&M University System | Self-tuning control of switched-reluctance motor drive system |
EP0945975A1 (fr) * | 1998-03-27 | 1999-09-29 | SAIA-Burgess Electronics AG | Moteur pas à pas ou moteur à courant continu sans balais |
KR100283514B1 (ko) * | 1998-06-22 | 2001-03-02 | 김덕중 | 센서없는 비엘디시 모터의 구동 회로 및 방법 |
US6288514B1 (en) * | 1998-10-02 | 2001-09-11 | Texas Instruments Incorporated | Commutation method and apparatus for switched reluctance motor |
US6046561A (en) * | 1998-11-23 | 2000-04-04 | General Motors Corporation | Commutation control method for a switched reluctance machine |
US6246193B1 (en) * | 1999-08-26 | 2001-06-12 | Tridelta Industries, Inc. | Encoderless rotor position detection method and apparatus |
EP1109301B1 (fr) * | 1999-12-15 | 2003-06-11 | Bien-Air Holding SA | Machine électrique sans balais ayant des moyens de détection de la position angulaire du rotor |
AU751883B2 (en) * | 2000-01-18 | 2002-08-29 | Lg Electronics Inc. | Apparatus for detecting rotor position in brushless direct current motor |
US6480007B1 (en) * | 2000-04-05 | 2002-11-12 | Trw Inc. | Capacitive sensor excitation techniques |
US6720686B1 (en) | 2000-10-03 | 2004-04-13 | Emerson Electric Co. | Reduced noise dynamoelectric machine |
DE10156243A1 (de) * | 2001-11-15 | 2003-06-05 | Bosch Gmbh Robert | Elektronisch kommutierter Motor |
JP3485905B2 (ja) * | 2001-04-26 | 2004-01-13 | 本田技研工業株式会社 | モータ制御装置 |
DE10216986A1 (de) * | 2002-04-16 | 2003-10-30 | Heidenhain Gmbh Dr Johannes | Verfahren zum Überprüfen eines Umrichters |
JP4352678B2 (ja) * | 2002-10-03 | 2009-10-28 | 株式会社安川電機 | 電動機の磁極位置推定装置および制御装置 |
US6943524B2 (en) * | 2003-12-09 | 2005-09-13 | A. O. Smith Corporation | Switched reluctance motor regulation |
WO2007041387A2 (en) * | 2005-09-30 | 2007-04-12 | Mcmillan Electric Company | Electric motor with adjustable timing |
US8482181B2 (en) | 2008-06-04 | 2013-07-09 | Convergent Power, Inc. | Three phase synchronous reluctance motor with constant air gap and recovery of inductive field energy |
EP2293430A1 (de) | 2009-09-07 | 2011-03-09 | Technische Universität Darmstadt | Vorrichtung und Verfahren zur Rotorpositionsermittlung bei geringer Drehzahl oder bei Stillstand |
US8405366B2 (en) * | 2010-10-19 | 2013-03-26 | Adlee Powertronic Co., Ltd. | Method for controlling generation of electrical power |
US8531141B2 (en) | 2011-02-28 | 2013-09-10 | Deere & Company | System for calibrating an electrical control system |
US9419543B2 (en) | 2012-01-05 | 2016-08-16 | Opto Generic Devices, Inc. | Controlled resonance in electrical power devices |
WO2014021912A1 (en) * | 2012-07-30 | 2014-02-06 | Convergent Power, Inc. | Three phase synchronous reluctance motor with constant air gap and recovery of inductive field energy |
US9817408B2 (en) * | 2013-07-30 | 2017-11-14 | Trane International Inc. | Vibration control for a variable speed cooling system |
CN107231824B (zh) * | 2015-02-19 | 2019-08-06 | 三菱电机株式会社 | 逆变器控制装置以及空气调节机 |
JP6846213B2 (ja) * | 2017-01-20 | 2021-03-24 | 山洋電気株式会社 | モータ制御装置 |
CN107276459B (zh) * | 2017-06-21 | 2019-11-08 | 常熟理工学院 | 一种三相永磁同步电机无传感器驱动电路 |
CN107979311B (zh) * | 2017-12-20 | 2020-01-17 | 南通大学 | 横向磁通开关磁阻电机无位置传感器转子位置的测定方法 |
Family Cites Families (23)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US3611138A (en) * | 1970-03-05 | 1971-10-05 | Gen Motors Corp | Tachometer system including an rf signal modulator and detector |
US3790877A (en) * | 1973-02-02 | 1974-02-05 | Gen Electric | Power delivery system for a tank load characterized by series-connected inverter bridges and a high voltage source |
US3982167A (en) * | 1975-07-31 | 1976-09-21 | General Electric Company | Current control system for high frequency link cycloconverter |
US4532582A (en) * | 1983-02-14 | 1985-07-30 | Power Technology Partners, Ltd. | Voltage regulator system using magnetic controllers |
GB8307047D0 (en) * | 1983-03-15 | 1983-04-20 | Hill R J | Stepping motors and drive circuits |
GB2150772B (en) * | 1983-12-01 | 1987-08-05 | Barry Wayne Williams | Motor drive circuits |
DE3404127A1 (de) * | 1984-02-07 | 1985-08-14 | Berger Lahr GmbH, 7630 Lahr | Steuerschaltung fuer einen schrittmotor |
DE3579286D1 (de) * | 1984-10-19 | 1990-09-27 | Kollmorgen Corp | Regelungssysteme fuer variable reluktanzmaschinen. |
US4661897A (en) * | 1985-01-23 | 1987-04-28 | Allied Corporation | Phase modulated, resonant power converting high frequency link inverter/converter |
US4611157A (en) * | 1985-02-08 | 1986-09-09 | General Electric Company | Switched reluctance motor drive operating without a shaft position sensor |
GB8522323D0 (en) * | 1985-09-09 | 1985-10-16 | Caterpillar Tractor Co | Electrical drive circuit |
US4642543A (en) * | 1985-12-09 | 1987-02-10 | General Electric Company | Starting sequence for reluctance motor drives operating without a shaft position sensor |
US4876491A (en) * | 1986-07-01 | 1989-10-24 | Conner Peripherals, Inc. | Method and apparatus for brushless DC motor speed control |
SE454928B (sv) * | 1986-10-10 | 1988-06-06 | Ems Electronic Motor Systems | Drivanordning for en reluktansmotor |
US4777419A (en) * | 1987-01-28 | 1988-10-11 | Emerson Electric Co. | Control apparatus and method for operating a switched reluctance motor |
US4748393A (en) * | 1987-02-04 | 1988-05-31 | Ampex Corporation | Positive feedback position servo |
US4772839A (en) * | 1987-10-27 | 1988-09-20 | General Electric Company | Rotor position estimator for switched reluctance motor |
JP2875529B2 (ja) * | 1987-10-31 | 1999-03-31 | ソニー株式会社 | センサレスブラシレスモータの駆動装置 |
CA1318349C (en) * | 1988-03-11 | 1993-05-25 | Yoshio Suzuki | Series resonant power converter and method of controlling the same |
US4942345A (en) * | 1989-02-14 | 1990-07-17 | Emerson Electric Co. | Pole changing switched reluctance motor and method |
US4933620A (en) * | 1989-05-09 | 1990-06-12 | General Electric Company | Control system for low speed switched reluctance motor |
DE3930958A1 (de) * | 1989-09-16 | 1991-03-28 | Pfeiffer Vakuumtechnik | Positionssensor |
US5015939A (en) * | 1990-08-10 | 1991-05-14 | Synektron Corporation | Control circuit for switched reluctance motor |
-
1991
- 1991-02-20 US US07/658,482 patent/US5196775A/en not_active Expired - Lifetime
-
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