JP3363123B2 - Multimedia multiplex transmission equipment - Google Patents
Multimedia multiplex transmission equipmentInfo
- Publication number
- JP3363123B2 JP3363123B2 JP2000067970A JP2000067970A JP3363123B2 JP 3363123 B2 JP3363123 B2 JP 3363123B2 JP 2000067970 A JP2000067970 A JP 2000067970A JP 2000067970 A JP2000067970 A JP 2000067970A JP 3363123 B2 JP3363123 B2 JP 3363123B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- signal
- data
- unit
- analog
- phase
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Fee Related
Links
Landscapes
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
- Telephonic Communication Services (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、２線式あるいは４
線式の単一のアナログ回線を用いてホストコンピュータ
や端末装置等からのデータ信号と音声信号を同時に多重
伝送した信号を受信して再生するマルチメディア多重受
信方法及び装置に関し、特に、メインのデータを変換し
たデータ信号点に音声信号などの他の信号を重畳して同
時に多重伝送した信号を受信再生するマルチメディア多
重伝送装置に関する。
【０００２】近年、伝送メディアの多様化により、電話
の音声信号、ファクシミリ信号、データ信号、画像信号
等の種々の信号の多重伝送が可能となっており、デジタ
ル基幹回線では、既にこれらの多重伝送が実現されてい
る。
【０００３】一方、基幹回線以外の殆どの回線は、未だ
アナログ回線であり、アナログ回線では、複数のメディ
アに対応できていないため、データ信号はモデムを使用
した３．４ＫＨｚ回線、音声は電話機、インバンドリン
ガー、交換器等を使用した音声級回線というように、別
々の回線を使用して伝送する形態が現実である。
【０００４】またデジタル回線は普及に時間がかかって
おり、ランニングコストも高いことから、アナログ回線
に対し依然として根強い要求がある。
【０００５】このため、アナログ回線においても、ラン
ニングコスト低減の要求からデータ信号、音声信号、画
像信号等の複数のメディアの多重伝送が要求されてい
る。
【０００６】
【従来の技術】図８０は従来のマルチメディア多重伝送
方式の利用形態の一例を示す。本社１０と支社１２とい
う大規模事業所では、これらをデジタル基幹回線１４で
接続し、マルチメディア多重伝送装置を利用して、音声
信号、データ信号、画像信号等の複数メディアの信号を
多重化して１本のデジタル基幹回線１４で伝送してい
る。
【０００７】しかし、本社１０や支社１２と接続された
支店１６−１〜１６−ｎとの間は、ランニングコストを
低減するため公衆回線や専用回線を用いた個別のアナロ
グ回線１８−１〜１８−ｎを使用している。
【０００８】このため図８１に詳細を示すように、例え
ば本社１０と各支店１６−１〜１６−ｎの間は、データ
信号についてはモデム２０−１〜２０−ｎを使用した
３．４ＫＨｚ回線２２−１〜２２−ｎ、音声信号は電話
機２４−１〜２４−ｎを使用した音声級回線２６−１〜
２６−ｎを使用している。この点は支社１２と各支店１
６−１〜１６−ｎの間も同じである。
【０００９】更に、ファクシミリ装置では、アナログ回
線を音声信号とデータ信号の両方に使用するため、モデ
ムと電話を切り換えるようにして画像データと音声信号
を１本のアナログ回線で伝送している。
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、このよ
うな従来のマルチメディア多重伝送方式にあっては、次
の問題があった。
【００１１】まず企業の事業所間の通信等では、データ
通信と電話通信を同時使用することが多く、ファクシミ
リ装置に利用されている回線切り換え方法では効率が悪
く、結局、図８１の本社１０および支社１２と各支店１
６−１〜１６−ｎに示すように、データ通信に３．４Ｋ
Ｈｚ回線２２−１〜２２−ｎを使用し、また音声通信に
電話級回線２６−１〜２６−ｎを使用せざるを得ず、別
々の回線を使用することで回線がメディア分必要とな
り、回線料金が余分にかかる。また通信機器もメディア
分必要となり、機器費用がかかる。
【００１２】本発明の目的は、単一のアナログ回線を利
用して多重伝送された送信信号からデータ信号と音声信
号等の２種類の信号と再生するマルチメディア多重伝送
装置を提供する。
【００１３】
【課題を解決するための手段】本発明図１および図２は
本発明の原理説明図である。
【００１４】まず本発明は、第１信号を割当てた２次元
座標空間のデータ信号点に第２信号を重畳した送信信号
を受信して第１信号と第２信号を再生するマルチメディ
ア多重受信方法に於いて、送信信号から判定したデータ
信号点を、判定に必要な所定時間だけ遅延した判定前の
データ信号点から差し引いて第２信号を再生する。
【００１５】このように判定前のデータ信号点を、信号
点の判定に必要な時間だけ遅延した後に、判定されたデ
ータ信号点との差を取ることで、送信側で第１信号の信
号点に重畳した第２信号を正確に分離して再生すること
ができる。
【００１６】このようなマルチメディア多重受信方法
は、送信信号からデータ信号点を判定する判定過程と、
判定過程による判定前のデータ信号点を判定に必要な所
定時間だけ遅延する遅延過程と、遅延過程で遅延した判
定前のデータ信号点から判定過程で判定したデータ信号
点を差し引いて前記第２信号を抽出する加算過程と、を
備える。
【００１７】ここで判定過程は、ビタビ復号手順（ビタ
ビアルゴリズム）に従って尤もらしいデータ信号点を判
定する最尤検出を行う。
【００１８】本発明による再生される第１信号と第２信
号には次のものがある。
【００１９】（１）第１信号としてデータ信号を再生
し、第２信号としてアナログ信号から変換されたアナロ
グパスバンド信号を再生する。
【００２０】（２）第１信号としてデータ信号とアナロ
グパスバンド信号の一部の信号を合成した信号を再生
し、第２信号としてアナログパスバンド信号の残りの信
号を再生する。
【００２１】（３）第１信号として第１アナログバンド
バス信号と第２アナログパスバンド信号の一部の信号を
合成した信号を再生し、第２信号として第２アナログパ
スバンド信号の残りの信号を再生する。
【００２２】また第１信号を割当てた２次元座標空間の
データ信号点に第２信号を重畳した送信信号を受信して
前記第１信号と第２信号を再生するマルチメディア多重
受信装置に於いて、送信信号から判定したデータ信号点
を、判定に必要な所定時間だけ遅延した判定前のデータ
信号点から差し引いて第２信号を再生する再生手段を設
けたことを特徴とする。
【００２３】この再生手段は、送信信号からデータ信号
点を判定する判定手段６２、判定手段６２による判定前
のデータ信号点を判定に必要な所定時間だけ遅延する遅
延手段７０、及び遅延手段７２で遅延した判定前のデー
タ信号点から判定手段６２で判定したデータ信号点を差
し引いて前記第２信号を抽出する加算手段７２とを備え
る。
【００２４】判定手段６２は、ビタビ復号手順に従って
尤もらしいデータ信号点を判定する軟判定手段を設け
る。またマルチメディア多重受信装置で再生する第１信
号と第２信号は方法の場合の（１）〜（３）と同じであ
る。
【００２５】本発明は、第１信号を２次元座標空間のデ
ータ信号点に割当て、第２信号を前記データ信号点に重
畳することにより２種類の信号を合成して伝送路に送信
する送信部と、伝送路の受信信号による２次元座標空間
の受信点から信号点を判定して第１信号を再生し、受信
点と判定信号点の誤差に基づいて第２信号を再生する受
信部とを備えたマルチメディア多重伝送装置に於いて、
送信部３２からの送信信号を２線式アナログ回線に送出
すると共に、２線式アナログ回線からの受信信号を受信
部３０に分離するハイブリッド回路（ＨＹＢ）４４と、
送信部３０の送信信号からエコー成分を推定するエコー
推定部５６と、エコー推定部５６で推定したエコー成分
をハイブリッド回路４４の受信信号から差し引いて受信
部３２に供給するエコー除去部（加算部）５８とを設け
たことを特徴とする。
【００２６】このような受信信号に含まれるエコー成分
の除去により、伝送路として２線式アナログ回線を全二
重で用いる場合の信号品質を高めることができる。
【００２７】更に詳細に説明すると次のようになる。
［音声＋データ］図１は音声＋データを扱うものを示し
たもので（以下、便宜上「第１発明」という）、図１
（ａ）に示すように、アナログ回線４６を介して送信部
３０と受信部３２を接続したマルチメディア多重伝送を
対象とする。
【００２８】送信部３０には、メインの送信データを２
次元座標空間のデータ信号点に変換し、このデータ信号
点を変調した変調信号を送信するデータ送信手段と、ア
ナログパスバンド信号をアナログベースバンド信号に変
換し、このアナログベースバンド信号をデータ信号点に
重畳して伝送させる多重化手段とを設ける。
【００２９】また受信部３２には、送信部３０からの送
信信号をアナログ回線４６から受信して元の送信データ
を再生するデータ再生手段と、受信信号からアナログベ
ースバンド信号を分離した後に元のアナログパスバンド
信号に逆変換するアナログ再生手段とを設ける。
【００３０】送信部３０のデータ送信手段は、所定長単
位に送信データを入力して対応するデータ信号点を発生
するデータ信号点発生手段３８と、データ信号点発生手
段３８で発生したデータ信号点を振幅と位相の２成分で
変調した変調信号（ＰＳＫ、ＱＡＭ又はＴＣＭ等）を送
信する変調手段４２とを少なくとも備える。
【００３１】また送信部３０の多重化手段は、音声信号
またＦＡＸ信号などのパスバンド帯域のアナログパスバ
ンド信号をベースバンド帯域のアナロクベースバンド信
号に変換するベースバンド変換手段５０と、ベースバン
ド変換手段５０からのアナログベースバンド信号をデー
タ信号点に加算する加算手段４０とを少なくとも備え
る。
【００３２】受信部３２のデータ再生手段は、受信信号
から変調信号を復調等化する復調等化手段６０と、復調
等化手段６０で得られた復調信号からデータ信号点を判
定する判定手段６２と、判定手段６２で判定したデータ
信号点から元の送信データを復元する符号変換手段６４
とを少なくとも備える。
【００３３】受信部３２のアナログ再生手段は、判定手
段６２の判定前の信号と判定後の信号との差を取ってベ
ースバンド信号を復調するベースバンド復調手段７２
と、ベースバンド復調手段７２からのベースバンド信号
をパスバンド帯域に変換して元のアナログパスバンド信
号を再生するパスバンド変換手段７６とを少くとも備え
る。
【００３４】通常、送信部３２は、データ信号点発生手
段３８に入力する送信データをスクランブルするスクラ
ンブル手段３６を設け、受信側での自動等化を可能とす
るためデータの相関をなくしている。そこでメインのデ
ータ信号点に重畳するアナログベースバンド信号につい
てもランダム変換手段５２によりランダム変換してデー
タの相関をなくす。
【００３５】これに対応し受信部３２には、符号変換手
段６４からの変換信号をデスクランブルして元の送信デ
ータを再生するデスクランブル手段６６が設けられ、ア
ナログ再生手段には、ベースバンド復調手段７２からの
ベースバンド信号をランダム逆変換して元のアナログパ
スバンド信号に変換するランダム逆変換手段７４を設け
る。
【００３６】この場合、ランダム変換手段５２は、スク
ランブル手段３６でスクランブルしたデータに対応して
アナログベースバンド信号をランダム変換し、また逆ラ
ンダム変換手段７４は、符号変換手段６４の変換データ
に対応して、ベースバンド復調手段７２からの信号をラ
ンダムに逆変換する。
【００３７】信号品質を向上するため送信部３０のデー
タ信号点発生手段３８は、発生した送信データの信号点
をトレリス符号化の手順に従ってデータ信号点に変換す
るトレリス符号化手段を備え、受信部３２の判定手段６
２は、ビタビ復号手順（最尤推定法）に従って尤もらし
いデータ信号点を判定する軟判定手段を備える。
【００３８】送信部３０の多重化手段は、メインのデー
タ信号点に重畳するアナログベースバンド信号を振幅制
限して振幅制限手段５４を備える。振幅制限手段５４
は、相手局の受信部３２の信号品質状況を自局にフィー
ドバックしてアナログベースバンド信号の振幅制限値を
制御することが望ましい。［データ＋音声；音声はディ
ジタルとアナログに分離］図２（ｃ）はデータ＋音声を
扱うもの（以下、便宜上「第２発明」という）の原理説
明図である。
【００３９】第２発明では、送信部（３０）に、ベース
バンド変換手段５０からのアナログベースバンド信号を
アナログ信号成分とディジタル信号成分に分離する分離
手段２５５と、分離したディジタル信号を送信データと
時分割多重化してデータ送信手段により送信させる時分
割多重化手段２５４と、分離したアナログ信号をデータ
信号点に重畳して伝送させるアナログ多重化手段として
の加算手段４０を設けたことを特徴とする。
【００４０】これに対応して送信部３２には、再生した
データ信号点に対応するデータから元の送信データとベ
ースバント信号のディジタル信号成分を分離する時分割
分配手段２５８と、時分割分配手段２５８からのディジ
タル信号成分とアナログ復調手段７２からのアナログ信
号成分とに基づいて元のベースバンド信号を合成する信
号合成手段２５６とを設けたことを特徴とする。［音声
＋音声］図２（ｄ）は音声＋音声を扱うもの（以下、便
宜上「第３発明」という）の原理説明図であり、２チォ
ネル分の音声信号を同時に多重伝送することを特徴とす
る。
【００４１】このため第３発明の送信部３０は、アナロ
グパスバンド信号から変換したベースバンド信号の位相
情報に関しては量子化位相信号に変換する位相量子化手
段３１４と、ベースバンド信号の振幅に関しては量子化
振幅信号と量子化残アナログ信号とに分離する分離手段
とをを２つのアナログパスバンド信号のチャネルごとに
設け、更に２チャネル分の量子化位相信号と量子化振幅
信号とを送信データとみなして時分割多重化する時分割
多重化手段２５４と、時分割多重化した送信データを位
相空間のデータ信号点に変換し、該データ信号点を変調
した変調信号を送信するデータ送信手段と、チャネルご
との分離手段２５５で生成した量子化残アナログ信号の
一方をリアル成分、他方をイマジナリ成分として合成し
た後にデータ信号点に重畳して伝送させるアナログ多重
化手段としての加算手段４０とを設けたことを特徴とす
る。
【００４２】この送信側に対応して受信部３２には、再
生したデータ信号点に対応するデータから２チャネル分
の量子化位相信号と量子化振幅信号を再生してチャネル
ごとに分離する時分割分配手段２５８と、再生したデー
タ信号点に基づいて量子化残アナログ信号を抽出してリ
アル成分とイマジナリ成分に分離するアナログ復調手段
７２とを設け、更に各チャネルごとに、時分割分配手段
２５８からの量子化位相信号を逆量子化して位相信号を
復調する位相逆量子化手段と、時分割分配手段２５８か
らの量子化振幅信号を逆量子化して振幅値を復調する振
幅逆量子化手段と、逆量子化で得られた位相信号、振幅
値および前記アナログ復調手段からのアナログ復調信号
から元のベースバンド信号を合成する信号合成手段２５
６と、元のアナログパスバンド信号に変換するパスバン
ド変換手段７６とを設けたことを特徴とする。
【００４３】
【発明の実施の形態】＜目次＞
１．第１発明の基本実施形態
２．第１発明送信部の詳細実施形態
３．第１発明送信部の動作
４．第１発明受信部の詳細実施形態
５．第１発明受信部の動作
６．第１発明の他の実施形態
７．第２発明の基本実施形態
８．第２発明送信部の詳細
９．第２発明送信部の動作
10．第２発明受信部の詳細
11．第２発明受信部の動作
12．音声２チャネルを伝送する第３発明の基本実施形態
13．第３発明送信部の詳細
14．第３発明送信部の動作
15．第３発明受信部の詳細
16．第３発明の変形実施形態
１．第１発明の基本実施形態
図３は本発明のマルチメディア多重通信の第１発明の基
本的な実施形態をモデムを例にとって示した実施形態構
成図である。
【００４４】図３において、モデムは送信部３０と受信
部３２で構成される。送信部３０にはメインの送信デー
タ３４を送信するため、スクランブラー３６、トレリス
符号化機能を備えたデータ信号点発生部３８、データ変
調部４２及びハイブリッド回路４２が設けられている。
また、音声またはファクシミリ等のアナログパスバンド
信号４８を同時に送るため、ベースバンド変換部５０、
ランダム変換部５２、振幅制限部５４及び加算部４０が
設けられている。
【００４５】音声またはファクシミリ等のアナログパス
バンド信号は、ベースバンド変換部５０でアナログベー
スバンド信号に変換され、ランダム変換部５２で無相関
とするためのランダム変換を施した後、振幅制限部５４
で振幅制限を行い、加算部４０でメインの送信データ３
４から得られたデータ信号点に重畳し、メインの送信デ
ータのデータ信号点のノイズ成分として同時に伝送され
る。
【００４６】一方、モデムの受信部３２は復調等化部６
０、ビタビアルゴリズムに従ったデータ信号点の判定を
行う軟判定部６２、データ信号点をビット系列に変換す
る符号変換部６４、デスクランブラー部６６を備える。
このようなメインの送信データの受信系に加え、データ
信号点のノイズ成分として重畳した音声またはファクシ
ミリ等のアナログパスバンド信号を再生するため、遅延
回路７０、ベースバンド復調機能を有する加算部７２、
ランダム逆変換部７４及びパスバンド変換部７６を備え
る。
【００４７】また、モデム側は送信部３０と受信部３２
を有する４線側となることから、ハイブリッド回路４４
により２線式アナログ回線４６を送信部３０と受信部３
２の各２線に分けて全二重伝送を実現している。ハイブ
リッド回路４４と受信部３２の間にはエコー推定部５６
と、エコー推定部５６で推定したエコー成分をハイブリ
ッド回路４４からの受信信号から除去するエコー成分除
去機能をもつ加算部５８を設けている。
【００４８】ここで本発明にあっては、メインの送信デ
ータのデータ信号点に音声等のアナログベースバンド信
号をノイズ成分として重畳して同時に伝送することか
ら、アナログベースバンド信号のレベルをメインの送信
データの伝送に影響を及ぼさない範囲に抑える必要があ
る。
【００４９】図４はＣＣＩＴＴのＶ．２９における変調
速度２４００ボー、１シンホル当りの割当ビット数が２
ビット／シンボル、及びデータ伝送速度が４８００ｂｐ
ｓモードの場合のデータ信号のエラーレート特性を示し
ている。
【００５０】このデータ信号のエラーレート特性におい
て、１０万分の１エラーレート、即ち１×１０-5のエラ
ーレートにおけるデータ信号のＳ／Ｎ比は１５ｄＢ程度
である。これに対しアナログ音声信号の場合は規格値で
２８ｄＢ程度であり、また回線品質が良好な場合には３
８ｄＢ程度であり、アナログ回線は音声信号に対しＳ／
Ｎ的に余裕がある。
【００５１】本発明にあっては、このアナログ回線にお
けるＳ／Ｎ的な余裕を音声やファクシミリ等のアナログ
信号の伝送に利用し、アナログ信号をデータ信号に重畳
して単一のアナログ回線で同時に伝送する。このため、
データ信号に重畳するアナログ信号のレベルは、規格値
のアナログ回線ではレベル範囲３５−１に示すように、
メインのデータ信号のレベルより１５ｄＢ以上低く、規
格値に基づく２８ｄＢ以上高いレベルとすればよい。ま
た、回線品質が良好な場合には、レベル範囲３５−２に
示すように、メインのデータ信号のレベルより１５ｄＢ
以上低く、３８ｄＢより高いレベルをアナログ信号に適
用すればよい。
【００５２】図３の送信部３０に設けた振幅制御部５４
は、例えば図４に示した音声等のアナログ信号に適用可
能なレベルに納まるように振幅制限を行うことになる。
【００５３】更に望ましくは、相手局の受信部の信号品
質ＳＱＤを、監視信号を伝送しているセカンダリチャネ
ルを用いて受信し、相手局の信号品質ＳＱＤを最適にす
るように振幅制限部５４の振幅制限値を設定することが
望ましい。
２．第１発明送信部の詳細実施形態
図５は図３に示した第１実施形態のモデムにおける送信
部３０の詳細を示した実施形態構成図である。
【００５４】図５において、送信部３０はハードウェア
的にはプロセッサユニット７５、音声またはファクシミ
リ等のアナログパスバンド信号４８をディジタル信号に
変換するアナログＬＳＩ部５５、プロセッサユニット７
５からの送信変調データをアナログ変調信号に変換する
アナログＬＳＩ部４５、及びハイブリッド回路４４で構
成される。
【００５５】具体的には、プロセッサユニット７５はマ
イクロプロセッサ（ＭＰＵ）とディジタル・シグナルプ
ロセッサ（ＤＳＰ）で構成され、メインの送信データの
系統についてはスクランブラー部３６、トレリス符号化
機能を備えたデータ信号点発生部３８、データ変調部４
２の機能を実現する。一方、メインの送信データのデー
タ信号点に音声またはファクシミリ等のアナログ信号を
重畳する系統としてベースバンド変換部５０、ランダム
変換部５２、振幅制限部５４及び加算部４０の機能を実
現する。
【００５６】更に、ハイブリッド回路４４からの受信信
号から推定エコー成分を除去するため、エコー推定部５
６及び加算部５８の機能と、振幅制限部５４に対し相手
局の信号品質信号ＳＱＤに基づいて最適振幅制限値を設
定する最適振幅制限値判断部１０８の機能が実現され
る。
【００５７】音声またはファクシミリ等のアナログパス
バンド信号４８をディジタル信号に変換するアナログＬ
ＳＩ部５５は、ローパスフィルタ９０とＡ／Ｄコンバー
タ９２を備える。ローパスフィルタ９０は電話やファク
シミリ等からのアナログパスバンド信号の高周波成分を
カットし、音声信号等の音声帯域成分を抽出する。Ａ／
Ｄコンバータ９２はローパスフィルタ９０からの音声帯
域成分をディジタル変換してプロセッサユニット７５に
入力する。
【００５８】また、プロセッサユニット７５からの変調
データをアナログ信号に変換するアナログＬＳＩ部４５
は、Ｄ／Ａコンバータ８６とローパスフィルタ８８を備
える。Ａ／Ｄコンバータ８６はプロセッサユニット７５
からのディジタル変調信号をアナログ変調信号に変換す
る。ローパスフィルタ８８はアナログ変調信号の不要な
帯域成分を除去する。
【００５９】次に、プロセッサユニット７５により実現
される各部の詳細を説明する。
【００６０】まずスクランブラー部３６はホストコンピ
ュータや端末装置等からの送信データ３４をランダム化
して無相関なデータとする。このスクランブラー３６の
機能は例えばＣＣＩＴＴのＶ．２９で勧告された生成多
項式により送信データ３４をランダム化する。スクラン
ブラー部３６による送信データ３４のランダム化は、一
般に送信データには相関があり、相関があるデータを送
信すると受信側に設けている自動等化器のタップ係数が
収束しなくなり、安定な自動等化が困難になることを防
ぐためである。
【００６１】次にデータ信号点発生部３８を説明する。
この実施形態において、データ信号点発生部３８はトレ
リス符号化機能を備えており、ＣＣＩＴＴのＶ．３３で
勧告された方法によりデータ信号点に符号化する。ＣＣ
ＩＴＴのＶ．３３で勧告された内容については、１９９
８年１１月２０日 ＣＱ出版社発行の刊行物「モデムと
電話網によるデータ通信」により公知である。
【００６２】図６はＣＣＩＴＴのＶ．３３による３２０
０ボー，３＋１ビット／シンボル，９６００ｂｐｓモー
ドに適合したトレリス符号化機能を備えたデータ点信号
発生部の実施形態構成図である。
【００６３】図６において、データ信号点発生部３８は
シリアル／パラレル変換、及びグレイコード／ナチュラ
ルコード変換を行う符号変換部１１０−１、変換テーブ
ル１１４とタップ１１６，１１８で構成される位相差分
をとる差分回路、畳み込み符号器１２０及び信号点発生
用ＲＯＭ１１２−１で構成される。
【００６４】スクランブラー部３６でランダム化された
送信データのシリアル出力は符号変換部１１０−１でシ
ンボル毎の３ビットのパラレルデータに変換され、更に
パラレルデータをグレイコードとしてナチュラルコード
に変換する。符号変換部１１０−１からの３ビットの出
力の内の２ビットを変換テーブル１１４に入力し、タッ
プ１１６，１１８の帰還入力により各ビット毎に位相差
分をとり、差分後の２ビットを畳み込み符号器１２０に
入力して３ビット情報に変換する。
【００６５】最終的に、信号点発生用ＲＯＭ１１２−１
で符号変換部１１０−１からの１ビットと畳み込み符号
器１２０からの３ビットの合計４ビットをアドレスとし
て、対応するデータ信号点（シンボル）を発生する。
【００６６】ここで、ＣＣＩＴＴのＶ．３３による３２
００ボー，３＋１ビット／シンボル，９６００ｂｐｓの
モードでは、図７に示すような１６値の信号点が使用さ
れ、信号点発生用ＲＯＭ１１２−１には図７の１６信号
点が４ビットアドレスを使用して格納されており、トレ
リス符号化により生成した４ビットデータによるアドレ
ス指定で対応する信号点のデータを読み出す。
【００６７】図８は２４００ボー，６＋１ビット／シン
ボル，１４４００ｂｐｓモードの場合のトレリス符号化
機能を備えたデータ信号点発生部３８の詳細を示す。こ
の場合にも、データ信号点発生部３８はシリアル／パラ
レル変換及びグレイコード／ナチュラルコード変換の機
能を備えた符号変換部１１０−２、変換テーブル１１４
とタップ１１６，１１８で構成される位相差分をとるた
めの差分回路、畳み込み符号器１２０及び信号点発生用
ＲＯＭ１１２−２で構成される。
【００６８】この１４４００ｂｐｓモードでは７ビット
のデータが生成されることから、データ信号点は１２８
値となり、信号点発生用ＲＯＭ１１２−２は７ビットの
アドレス指定を受けて１２８点の信号点データの中の対
応する１つを読み出すようになる。
【００６９】再び図５を参照するに、アナログベースバ
ンド信号をデータ信号点に重畳する加算部４０に続いて
設けられたデータ変調部４２は、ロールオフフィルタ部
８０，変調部８２及びキャリア発生部８４で構成され
る。ロールオフフィルタ部８０は加算部４０からのデー
タ信号点にベースバンドアナログ信号を重畳した信号の
帯域を制限して波形整形する。
【００７０】キャリア発生部８４は１８５０Ｈｚの搬送
キャリア信号を発生する。変調部８２は図９に示すよう
に、乗算器１２４とリアルパート抽出部１２８で構成さ
れる。即ち、キャリア発生部８４からの１８５０Ｈｚの
搬送キャリア信号を乗算器１２４でロールオフフィルタ
８０からの信号に乗算して復調し、乗算器１２４の復調
信号の中からリアルパート抽出部１２８でリアル成分の
みを抽出して次段のアナログＬＳＩ部４５へ出力する。
【００７１】この実施形態で使用する変調部８２の他の
実施形態としては、図１０に示すように、データ信号点
をキャリア発生部８４からの搬送キャリア信号を用いて
変調部８０で変調した後に、ロールオフフィルタ８２で
帯域制限を行う構成のものを使用してもよい。
【００７２】次に図５のベースバンド変換部５０を説明
すると、ベースバンド変換部５０は復調部９４、キャリ
ア発生部９６及びローパスフィルタ９８で構成される。
復調部９４の詳細は図１１に示され、リアル成分及びイ
マジナリ成分毎に乗算器１３６，１３８を備える。キャ
リア発生部１４０は−１８５０Ｈｚで時計回りの回転信
号を発生し、キャリア信号のリアル成分Ｒとイマジナリ
ー成分Ｉを入力したアナログパスバンド信号の同じくリ
アル成分及びイマジナリー成分毎に乗算器１３６，１３
８で乗算して、ベースバンド信号のリアル成分とイマジ
ナリ成分に変換する。
【００７３】このようなベースバンド信号への変換にあ
っては、復調に伴う和成分と差成分の両方が出力される
ため、不要な和成分に関してはローパスフィルタ９８で
除去し、差成分のみをベースバンド信号として取り出
す。 図１２はベースバンド変換部９４に入力するアナ
ログパスバンド信号の帯域特性を示したもので、前段の
アナログＬＳＩ部５５に設けたローパスフィルタ９０は
ローパスフィルタ特性１７６を備えており、例えばパス
バンド信号として音声信号１７４を例にとると、図示の
ように０．３〜３．４ｋＨｚまでの音声帯域 （パスバ
ンド）の信号が入力される。
【００７４】このようなアナログパスバンド信号は、ベ
ースバンド変換部５０により図１３に示す−１．５５ｋ
Ｈｚから＋１．５５ｋＨｚの０ｋＨｚを中心としたベー
スバンドの音声信号１７８に変換され、ローパスフィル
タ９８はローパスフィルタ特性１８０に従った帯域制限
を行って、復調により得られた差成分のみを取り出して
いる。
【００７５】図５の実施形態で使用するベースバンド変
換部５０の他の実施形態としては、図１４に示すヒルベ
ルトフィルタを用いた構成としてもよい。
【００７６】図１４のベースバンド変換部５０はヒルベ
ルトフィルタ１３０，乗算器１３２及びキャリア発生部
１３４で構成される。ヒルベルトフィルタ１３０はアナ
ログＬＳＩ部５５よりのスカラ信号を入力してベクトル
信号に変換する。乗算器１３２はヒルベルトフィルタ１
３０からのベクトル信号とキャリア発生部１３４からの
−１８５０Ｈｚで時計回りの回転信号でなるキャリアベ
クトルとの乗算を行って、パスバンド信号をベースバン
ド信号に変換する。
【００７７】このヒルベルトフィルタ１３０を用いた場
合には、和信号等の不要な成分が発生しないため、図５
の実施形態で設けているローパスフィルタ９８は不要で
ある。
【００７８】次に図５のランダム変換部５２を説明する
と、ランダム変換部５２はビット抽出部１００と位相変
換部１０２で構成される。このビット抽出部１００と位
相変換部１０２の詳細をＣＣＩＴＴのＶ．３３による３
２００ボー，３＋１ビット／シンボル，９６００ｂｐｓ
モードについて示すと、図１５の実施形態構成図のよう
になる。
【００７９】図１５において、ビット抽出部１００はシ
リアル／パラレル変換部１００−１を備える。シリアル
／パラレル変換部１００−１は３２００ボーの変調同期
用クロック１４２−１で動作し、各クロック毎に得られ
るスクランブラー部３６からのシリアルデータについて
３ビットのパラレル出力「Ｘ2 Ｘ1 Ｘ0」に変換され
る。
【００８０】ここでスクランブラー３６からのデータビ
ット列は右から左に並べると・・・Ｃ2 Ｃ1 Ｃ0 Ｂ2
Ｂ1 Ｂ0 Ａ2 Ａ1 Ａ0となり、３ビット／シンボ
ルであることからシンボル毎の区別が可能であり、図１
６に示すようにスクランブラー部３６からのビット抽出
出力に対し、シンボル毎に分けられたパラレル出力「Ｘ
2 Ｘ1 Ｘ0」を生ずる。
【００８１】位相変換部１０２は図１７に示すビット抽
出部１００からのパラレル出力Ｘ2，Ｘ1，Ｘ0をアドレ
スとして８値の位相変化角を格納しており、対応するい
ずれか１つの位相変化角を出力する。
【００８２】図１５に示した９６００ｂｐｓモードの場
合は、位相変換部１０２で発生するランダム位相信号の
相数８とスクランブラー部３６から入力されるシンボル
毎のビット数が３ビットと一致しているために、特に複
雑な処理を必要としない。
【００８３】図１８はＣＣＩＴＴのＶ．２９による２４
００ボー，２ビット／シンボル，４８００ｂｐｓモード
で用いるランダム変換部５２の実施形態構成図であり、
ビット抽出部１００には２４００ボーの変調同期用クロ
ック１４２で動作し、スクランブラー部３６からのシリ
アル出力を１シンボル毎のビット数にパラレル変換する
シリアル／パラレル変換部１００−２を設けている。
【００８４】この４８００ｂｐｓモードの場合、スクラ
ンブラー部３６から出力されるデータビット列は右から
左に並べると、・・・Ｄ1 Ｄ0 Ｃ1 Ｃ0 Ｂ1 Ｂ0
Ａ1 Ａ0となり、２ビット／シンボルであることから位
相変換部１０２で発生するランダム位相信号の数である
８相より小さくなる。
【００８５】そこで、シリアル／パラレル変換部１００
−２にあっては、スクランブラー部出力としてのデータ
ビット列のシンボル毎の２ビットを図１９に示すように
３ビットのパラレル出力「Ｘ2 Ｘ1 Ｘ0」に変換す
る。この３ビットパラレル出力への変換は前のシンボル
の最終ビットと次の入力データビット列の２ビットで構
成するように変換する。
【００８６】位相変換部１０２の変換内容は図１７と同
じであり、パラレル変換部１００−２の３ビットパラレ
ル出力「Ｘ2 Ｘ1 Ｘ0」によるアドレス指定を受け
て、対応する位相変化角を出力する。
【００８７】尚、この実施形態にあっては、８相を用い
たランダム位相変調を例にとっているが、ランダム化を
更に強化したい場合には相数を増やした例えば１６相の
ランダム変調を用いてもよい。また、この実施形態にあ
っては位相方向のみのランダム化を行っているが、デー
タ信号点に同時に振幅変調が施されている場合には振幅
上のランダム変化を追加してもよく、いずれにせよ、結
果的に相関のある音声やファクシミリ等のアナログ信号
をランダム化して無相関とすればよい。
【００８８】再び図５を参照するに、ビット抽出部１０
０及び位相変換部１０２でスクランブラー３６でランダ
ム化された送信データに基づいて抽出されたランダム位
相信号は、乗算部１０４でベースバンド変換部５０から
のアナログベースバンド信号と掛け合わされ、ベースバ
ンド信号をランダム位相信号で回転させてランダム化す
る。
【００８９】次にランダム化されたベースバンド信号の
振幅制限を行う振幅制限部５４及び最適振幅制限値判断
部１０８を説明する。
【００９０】まず最適振幅制限値判断部１０８は図２０
に示すように、ＲＯＭ１４８を備え、相手局からの信号
品質信号（ＳＱＤ）１０６と変調モード情報１４６をア
ドレスとして入力し、予め格納している最適振幅制限値
１５０を出力する。
【００９１】ここで、変調方式モード情報１４６として
は、例えばＶ．２９の２４００ボー，２ビット／シンボ
ル，４８００ｂｐｓモード、あるいはＶ．３３の３２０
０ボー，３＋１ビット／シンボル，９６００ｂｐｓモー
ドの内容を示す情報である。
【００９２】図２１は振幅制限部５４の実施形態構成図
であり、まずベースバンド信号１５２を自動利得制御部
１５４に入力し、振幅制限値１５０を基準信号としてベ
ースバンド信号１５２のピーク値を振幅制限値１５０に
リミットする。自動利得制御部１５４の出力はリアル成
分Ｒとイマジナリ成分Ｉに分離され、それぞれ加算器１
５６，１６４で振幅制限値１５０の加算を受ける。加算
器１５６，１６４の出力はリミッタ１５８，１６２のそ
れぞれで制限された後、加算器１６０，１６８に与えら
れる。
【００９３】一方、振幅制限値１５０は乗算器１７２で
「−１」を乗算することで極性が反転され、加算器１６
０，１６８に与えられる。このため、加算器１６０，１
６８はリアル成分Ｒ及びイマジナリ成分Ｉのそれぞれに
極性を反転した振幅制限値１５０を加算し、最終的にリ
ミッタ１６２，１７０を通してデータ信号点に重畳する
ために加算部４０に出力する。
【００９４】尚、振幅制限部５４の入力段に設けた自動
利得制御部１５４は除いても問題はないが、自動利得制
御部１５４を設けていることで、全体のＳ／Ｎ比を最適
制御して信号品質を高めることができ、音声信号の場合
には良い音質を得ることができる。
３．第１発明送信部の動作
図５に示した送信部３０の動作をＣＣＩＴＴのＶ．３３
による３２００ボー、２＋１ビット／シンボル、９６０
０ｂｐｓモードを例にとって説明する。
【００９５】ホストコンピュータまたは端末装置から出
力された送信データ３４は、送信部３０のスクランブラ
ー部３６に入力し、ランダム化され、受信側に設けてい
る自動等化器でのタップ係数の収束を可能とする。
【００９６】クランブラー部３６からのスクランブルデ
ータはトレリス符号化機能を備えたデータ信号点発生部
３８に入力され、図６に示したように３ビットのパラレ
ルデータに変換した後、グレイコード／ナチュラルコー
ド変換によりエラーレートの最適化が図られ、パラレル
出力の内の２ビットの位相差分をとった後に折畳み符号
化で３ビットに変換され、最終的に４ビットの情報に変
換される。
【００９７】このようにして新たに付加された１ビット
は冗長度のある信号であり、このトレリス符号化により
受信側でのビタビアルゴリズムに従った最尤推定法によ
るエラー訂正を可能とする。最終的にデータ信号点発生
部３８は、トレリス符号化により得られた４ビットのデ
ータから、図７に示す１６信号点の対応するいずれかの
信号点を得る。
【００９８】一方、アナログパスバンド信号４８として
音声信号を例にとると、音声信号は図１２に示したよう
に帯域が０．３〜３．４ｋＨｚの信号であり、アナログ
ＬＳＩ部５５のローパスフィルタ９０で不要帯域成分を
除去し、Ａ／Ｄコンバータ９２でディジタル信号に変換
した後、プロセッサユニット７５に入力する。
【００９９】アナログＬＳＩ部５５からのディジタル音
声信号はベースバンド変換部５０で図１３に示すアナロ
グパスバンド信号に変換される。ここで、ベースバンド
変換部５０のキャリア発生部９６からは音声帯域の中心
周波数となる１８５０Ｈｚのキャリア周波数を発生し、
復調部９４で音声ベースバンド信号を得る。この場合、
復調に伴って和成分と差成分の両方が出力されることか
ら、不要な和成分についてはローパスフィルタ９４で除
去する。
【０１００】ベースバンド変換部５０で変換された音声
ベースバンド信号は、位相平面において図２２（Ａ）に
示す分布１８４を示す相関をもっており、ある時点では
分布１８４内での１つのベクトル１８２で表わされる。
【０１０１】一方、ランダム変換部５２にあっては、ス
クランブラー部３６からのスクランブルデータを入力
し、図１５，図１６及び図１７に示したように、３ビッ
トのパラレルデータに変換して３２００ボーの変調用同
期クロックに同期して、ランダム位相信号として図２２
（Ｂ）に示す８値の位相変化角のいずれか１つを発生し
ている。
【０１０２】このランダム位相信号は乗算部１０４でベ
ースバンド変換部５０からの音声ベースバンド信号に掛
け合わされ、各位相変化角により位相平面で回転される
ことにより、図２２（Ｃ）に示すようにランダム化され
た音声ベースバンド信号に変換される。
【０１０３】続いて振幅制限部５４でランダム化された
音声ベースバンド信号は、メインの送信データの伝送を
妨げないレベル範囲に制限され、加算部４０でデータ信
号点に重畳される。
【０１０４】振幅制限部５４の振幅制限値は最適振幅制
限値判断部１０８により制御される。最適振幅制限値判
断部１０８に対しては受信側での信号点の開口度、即ち
信号品質（ＳＱＤ）１０６を受信し、最適振幅制限値と
なるようにランダム化されたアナログベースバンド信号
の振幅を制限する。
【０１０５】加算部３０はデータ信号点発生部３８から
の任意データの信号点に振幅制限部５４からのランダム
化され且つ振幅が最適値に制御された音声ベースバンド
信号を重畳してデータ変調部４２に出力する。
【０１０６】加算部４０からのデータ信号点に対する音
声ベースバンド信号の重畳出力は変調部３０のロールオ
フフィルタ８０で波形成形された後、搬送キャリア発生
部８４からの搬送キャリア信号により変調部８２で変調
され、リアル成分のみが取り出されてアナログＬＳＩ部
４５に出力される。アナログＬＳＩ部４５にあっては、
Ｄ／Ａコンバータでアナログ変調信号に変換した後、ロ
ーパスフィルタ８８でサンプリング周波数に伴う高周波
成分を除去し、ハイブリッド回路４４に出力する。
【０１０７】ハイブリッド回路４４はアナログ回線４６
が２線、モデム側が送信部３０と受信部３２の４線であ
ることから、２線式全二重伝送を行うために信号の合
成，分配を行っており、このハイブリッド回路４４を介
してアナログＬＳＩ部からのアナログ変調信号が２線式
アナログ回線４６に送出される。
【０１０８】ここで、２線式アナログ回線４６で全二重
通信を行うため、ハイブリッド回路４４からの受信信号
に含まれる送信信号のエコー成分の除去を行う必要があ
る。
【０１０９】そこで、プロセッサユニット７５に設けた
エコー推定部５６で加算部４０からのデータ信号点に音
声ベースバンド信号を重畳した信号からエコー成分を算
出し、加算部５８で算出したエコー成分を受信信号から
差し引き、受信信号に含まれる送信信号のエコー成分の
除去した受信信号をモデムの受信部３２に供給してい
る。
【０１１０】図２２（Ｄ）及び（Ｅ）は加算部４０にお
けるデータ信号点に対するランダム化された音声ベース
バンド信号の重畳を示したもので、説明を簡単にするた
め、ＣＣＩＴＴのＶ．２９による２４００ボー，２ビッ
ト／シンボル，４８００ｂｐｓモードにおける４信号点
の場合を例にとっている。
【０１１１】即ち、データ信号点発生部３８からは、図
２２（Ｄ）に示す４つの信号点１８８−１〜１８８−４
のいずれか、例えば信号点１１８−１が出力される。こ
のとき同時に振幅制限部５４より、図２２（Ｃ）に示す
ランダム化され且つ振幅制限された音声ベースバンド信
号が加算部４０に加えられ、図２２（Ｅ）に示すように
信号点１８８−１を中心とした小円１９０−１の信号と
して重畳される。勿論、他の信号点１８８−２〜１８８
−４の場合にも同様に、小円１９０−２〜１９０−４の
信号として重畳される。
【０１１２】実際には、この動作説明にあっては３２０
０ボー，３＋１ビット／シンボル，９６００ｂｐｓモー
ドを例にとっていることから、図７に示した１６信号点
のいずれかについて、そのときの信号点を中心とした小
円に図２２（Ｃ）のランダム化され且つ振幅制限された
音声ベースバンド信号を重畳することになる。
４．第１発明受信部の詳細実施形態
図２３は図５に示したモデムにおける受信部３２の詳細
を示した実施形態構成図である。図２３において、受信
部３２をハードウェアの構成から見ると、プロセッサユ
ニット２００とアナログＬＳＩ部８５で構成される。プ
ロセッサユニット２００はマイクロプロセッサ（ＭＰ
Ｕ）とディジタル・シグナルプロセッサ（ＤＳＰ）で構
成され、復調等化部６０、軟判定部６２、信号変換部６
４、デスクランブラー部６６、遅延部７０、アナログベ
ースバンド信号復調手段としての加算部７２、ランダム
逆変換部７４、パスバンド変換部７６、更に信号品質検
出部２８としての機能を実現する。
【０１１３】また、アナログＬＳＩ部８５はＤ／Ａコン
バータ２２４とローパスフィルタ２２６で構成される。
Ｄ／Ａコンバータ２２４はプロセッサユニット２００で
再生された音声またはファクシミリ等のディジタル信号
をアナログ信号に変換する。ローパスフィルタ２２６は
アナログ再生信号の高周波成分をカットし、音声帯域成
分を抽出した音声またはファクシミリ等のアナログパス
バンド信号７８を出力する。
【０１１４】次に送信部３２のプロセッサユニット２０
０に設けた各部の詳細を説明する。
【０１１５】まず、復調等化部６０は復調部２０２，キ
ャリア発生部２０４，ロールオフフィルタ部２０６，ベ
ースバンド自動等化器２０８及びキャリア自動位相制御
部２１０で構成される。図５に示した受信部３０におい
て、エコー成分の除去を受けた受信信号１９２は復調等
化部６０の変調部２０２でキャリア信号を用いて復調さ
れ、パスバンド信号からベースバンド信号に変換され
る。
【０１１６】続いて、ロールオフフィルタ部２０６で、
復調で発生した和成分と差成分の内、不要な和成分を除
去すると共に、波形整形を施してベースバンド型自動等
化器２０８に出力する。ベースバンド型自動等化器２０
８は波形等化を行って伝送劣化を補償し、続いてキャリ
ア自動位相制御部２１０で、回線上で生じた周波数オフ
セット，位相ジッタ等を除去し、任意のデータ信号点を
示す信号を復調する。
【０１１７】この復調等化部６０の他の実施形態として
は、図２４に示すようにスカラ信号である受信信号をヒ
ルベルト変換部２２８によりベクトル化し、続いてパス
バンド型自動等化器２３０で波形等化を行い、更にキャ
リア自動位相制御機能と復調機能を兼ねた復調キャリア
自動位相制御部２３２でキャリア発生部２３４からのキ
ャリア信号を使用して、キャリア分のオフセットを復調
を兼ねて除去することでデータ信号点を得る構成として
もよい。
【０１１８】図２３と図２４の復調部６にあっては、前
者が復調，等化の順番になっているのに対し、後者が等
化，復調となっている点で相違する。
【０１１９】再び図２３を参照するに、復調等化部６０
に続いて設けられた軟判定部６２は復調等化部６０の出
力データから送信側のトレリス符号化で付加した冗長ビ
ットを利用して、回線上生じたエラーを訂正し、正しい
データ信号線を判定する。即ち、送信側でトレリス符号
化を用いた場合には、軟判定部６２はビタビアルゴリズ
ムに基づく最尤推定法を実行して正しいデータ信号点を
判定する。
【０１２０】軟判定部６２で判定された正しいデータ信
号点は符号変換部６４に与えられ、９６００ｂｐｓモー
ドの場合は３ビットのデータを復元し、また４８００ｂ
ｐｓモードの場合は２ビットのデータを復元する。更
に、復元されたデータはデスクランブラー部６６でデス
クランブルされ、元のメインデータが再生され、受信デ
ータ６８として出力される。
【０１２１】この軟判定部６２，符号変換部６４及びデ
スクランブラー部６６の詳細をＣＣＩＴＴのＶ．３３に
よる３２００ボー，３＋１ビット／シンボル，９６００
ｂｐｓのモードを例にとると、図２５に示すようにな
る。 図２５において、軟判定部６２は送信側でのトレ
リス符号化に対応して周知のビタビアルゴリズムによる
最尤推定法に従って、送信側で付加した冗長ビットを利
用して回線上で生じたエラーを訂正し、正しい信号点を
判定する。軟判定部６２で判定されたデータ信号点は符
号変換部２４４−１とパラレル／シリアル変換部２４６
−１を備えた符号変換部６４に与えられる。符号変換部
２４４−１は判定されたデータ信号点について位相差分
及びナチュラルコード／グレイコード変換を行って３ビ
ットのパラレルデータに変換する。パラレル／シリアル
変換部２４６−１は３２００ボーの復調クロック２４２
に同期して、１つのデータ信号点から得られた３ビット
のパラレルデータをシリアルデータに変換し、デスクラ
ンブラー部６６でデスクランブルして受信データ６８を
再生する。
【０１２２】図２６は図２３の軟判定部６２，符号変換
部６４及びデスクランブラー部６６の詳細をＣＣＩＴＴ
のＶ．３３における２４００ボー，６＋１ビット／シン
ボル，１４４００ｂｐｓのモードについて示したもの
で、図２５と基本的に同じ構成であり、符号変換部６４
の符号変換器２４４−２は１つのデータ信号点から６ビ
ットのパラレルデータを出力し、２４００ボーの復調ク
ロック２４２−２に同期してパラレル／シリアル変換部
２４６−２でパラレルデータに変換し、最終的にデスク
ランブラー部６６でデスクランブルして受信データ６８
を得ている。
【０１２３】再び図２３を参照するに、復調等化部６６
から得られたデータ信号点に重畳されているアナログベ
ースバンド信号の抽出は、軟判定部６２に対して設けた
遅延部７０及びアナログベースバンド抽出手段としての
機能をもつ加算部７２により行われる。
【０１２４】遅延部７０は図２７に示すように、１シン
ボル当りの遅延素子として機能する例えば６つのタップ
遅延線２２８−１〜２２８−６の６つを直列に設けてお
り、これによって軟判定部６２の最尤推定法によるデー
タ信号点の判定に要する時間だけ判定前のデータ信号点
を遅延させている。
【０１２５】加算部７２は遅延部７０で遅延された判定
前のデータ信号点から軟判定部６２で判定された正しい
データ信号点を差し引き、データ信号点に重畳されてい
るランダム化されたアナログベースバンド信号を取り出
す。
【０１２６】加算部７２で取り出されたアナログベース
バンド信号をランダム逆変換するランダム逆変換部７４
は、ビット抽出部２１２，位相逆変換部２１４及び乗算
部２１６で構成される。ビット抽出部２１２及び位相逆
変換部２１４の詳細は、９６００ｂｐｓモードの場合は
図２８に示すようになる。
【０１２７】図２８において、符号変換部６４からの符
号変換出力となるデータビット列は右から左に並べると
・・・Ｃ2 Ｃ1 Ｃ0 Ｂ2 Ｂ1 Ｂ0 Ａ2 Ａ1 Ａ0
となり、３ビット／シンボルであることから、シンボル
毎の区別が可能である。このため、ビット抽出部２１２
に設けたシリアル／パラレル変換部２１２−１は３２０
０ボーの復調同期用クロック２４２に同期して、符号化
変換出力のデータビット列を３ビット毎にパラレルデー
タ「Ｘ2 Ｘ1 Ｘ0」に変換する。即ち、図２９に示す
ような入力データビット列に対するビット抽出出力を生
ずる。
【０１２８】シリアル／パラレル変換部２１２−１の出
力「Ｘ2 Ｘ1 Ｘ0］は位相逆変換部２１４のアドレス
として入力し、位相逆変換部２１４は図３１に示す入力
ビット列に対する位相変化角を格納していることから、
再生されたデータビット列に対応した位相変化角として
ランダム逆変換位相信号を得ることができる。
【０１２９】図３１はランダム逆変換部７４のビット抽
出部２１２及び位相逆変換部２１４をＣＣＩＴＴの２４
００ボー，６＋１ビット／シンボル，１４４００ｂｐｓ
のモードについて詳細を示す。
【０１３０】ここで、図２９の９６００ｂｐｓモードの
場合には、ランダム逆変換位相信号の相数８と入力され
るビット数が３ビットと一致していることから、特に複
雑な処理を必要としないが、図３１の１４４００ｂｐｓ
モードの場合には１シンボルに対応する入力ビット数が
２ビットであり、ランダム逆変換位相信号の相数８より
小さいため、ビット抽出部２１２に設けているシリアル
／パラレル変換部２１２−２では符号変換出力のシリア
ル２ビットをパラレル３ビットに変換する。
【０１３１】即ち、１４４００ｂｐｓモードでは符号変
換部６４からの符号変換出力としてのデータビット列は
右から並べるとＤ1 Ｄ0 Ｃ1 Ｃ0 Ｂ1 Ｂ0 Ａ1
Ａ0となって、１シンボルは２ビットで区別される。そ
こで、シリアル／パラレル変換部２１２−２としては、
図３２に示すように前のシンボルの最終ビットと次の入
力データビット列の２ビットとを合わせた３ビットにパ
ラレル変換するように構成する。
【０１３２】位相逆変換部２１４は図３０と同じ内容を
もち、抽出ビット列「Ｘ2 Ｘ1 Ｘ 0」をアドレスとし
て８値の位相変化角を格納したＲＯＭで構成され、符号
変換部６４からのデータに対応したランダム逆変換位相
信号としてハッチの位相変化角のいずれか１つを出力す
る。
【０１３３】再び図２３を参照するに、位相逆変換部２
１４より出力されるランダム逆変換位相信号は乗算部２
１６で加算部７２からのランダム化された状態にあるア
ナログベースバンド信号に掛け合わされ、アナログベー
スバンド信号を復元のための位相変化角で回転させ、元
の相関のあるアナログベースバンド信号に変換する。
【０１３４】ランダム逆変換部７４に続いて設けられた
パスバンド変換部７６は変調部２２０とキャリア発生部
２２２で構成される。
【０１３５】変調部２２０は図３３に詳細を示すよう
に、乗算器２３６とリアルパート抽出部２３８を備え
る。このため、ランダム逆変換部７４からのアナログベ
ースバンド信号を乗算器２３６に加えて、キャリア発生
部２２２からの１８５０Ｈｚのキャリア信号で変調し、
変調信号のリアル成分のみをリアルパート抽出部２３８
で抽出してアナログバンドパス信号に変換する。
【０１３６】図３４はバンドパス変換部７６に入力する
アナログベースバンド信号の帯域特性を示したもので、
０ｋＨｚを中心に−１．５５ｋＨｚから＋１．５５ｋＨ
ｚまでの３．１ｋＨｚの帯域をもっており、送信側のロ
ーパスフィルタ特性２６４による帯域制限を受けてい
る。この図３４に示すアナログベースバンド信号は、パ
スバンド変換部７６における変調で図３５に示す帯域
０．３〜３．４ｋＨｚのパスバンド信号、例えば音声パ
スバンド信号２６６に変換される。
【０１３７】このアナログパスバンド信号については、
最終段のアナログＬＳＩ部８５に設けたローパスフィル
タ２２６によりローパスフィルタ特性２６８が設定され
て不要な高域成分が除去された後、再生されたアナログ
パスバンド信号７８として電話やファクシミリに出力さ
れる。
５．第１発明受信部の動作
図２３に示した第１実施形態の受信部３２の動作を３２
００ボー，３＋１ビット／シンボル，９６００ｂｐｓの
モードを例にとって説明する。
【０１３８】アナログ回線４６からの受信信号は、図５
に示したように受信部３０側の加算部５８で送信信号の
エコー成分が除去された後、プロセッサユニット２００
に入力し、まず復調等化部６０の復調部４０でベースバ
ンド信号に復調され、ロールオフフィルタ２０６で帯域
制限と波形整形が行われ、ベースバンド型等化器２０８
で波形等化が施された後、キャリア自動位相補正部２１
０でキャリアの位相成分やジッタの補正が行われ、例え
ば図３６（Ａ）の位相空間で示すように、複数のデータ
信号点２５２−１〜２５２−４のいずれかに小円２５４
−１〜２５４−４で示すアナログベースバンド信号を重
畳した信号が得られる。
【０１３９】尚、図３６の（Ａ）及び（Ｂ）にあって
は、説明を簡単にするため、データ信号点をＣＣＩＴＴ
のＶ．２９における２４００ボー，２ビット／シンボ
ル，４８００ｂｐｓにおける４値を例にとっているが、
送信動作を説明している９６００ｂｐｓのモードの場合
には、図７に示したように１６信号点となる。
【０１４０】復調等化部６０で得られたデータ信号点は
軟判定部６２に与えられ、ビタビアルゴリズムによる最
尤推定法により正しい信号点が判定され、符号変換部６
４でデータ信号点に対応する３ビットのデータに符号化
され、最終的にデスクランブラー部６６でデスクランブ
ルして元のメインデータを受信データ６８として出力す
る。
【０１４１】この軟判定部６２における判定処理にあっ
ては、データ信号点に重畳したアナログベースバンド信
号は判定精度に影響しない単なるノイズ成分としてしか
見えず、メインのデータの復元に何ら影響を及ぼさな
い。 一方、復調等化部６０からのデータ信号点は遅延
部７０で軟判定部６２における判定時間分だけ遅延され
た後、加算部７２に与えられ、判定前のデータ信号点か
ら判定後の正しいデータ信号点を差し引くことで、図３
６（Ｃ）に示すようなランダム化された状態にあるアナ
ログベースバンド信号を得ることができ、アナログベー
スバンド信号はランダム逆変換部７４の乗算部２１６に
与えられる。
【０１４２】これと共に、ランダム逆変換部７６のビッ
ト抽出部２１２では符号変換部６４で復号されたデータ
の３ビット毎のパラレル出力を発生し、位相逆変換部２
１４により図３６（Ｄ）に示す復元用の８値の位相変化
角のいずれかを得て乗算部２１５に出力している。
【０１４３】ここで、受信部の位相逆変換部２１４に格
納した図３１に示す位相変化角は、送信側の図１７に示
した位相変換部１０２の位相変化角の極性を反転したも
のである。従って、図３６（Ｄ）に示すように、送信側
におけるランダム化した回転方向とは逆方向に同一回転
角だけ回転させる復元用の位相変化角を得ることができ
る。
【０１４４】従って、乗算部２１６において、ランダム
化された状態にあるアナログベースバンド信号は、位相
逆変換部２１４からの復元用の位相変化角によりランダ
ム化した回転方向とは逆方向に同一回転角だけ回転さ
れ、図３６（Ｅ）に示す相関のある、アナログベースバ
ンド信号２６０に戻される。
【０１４５】ランダム逆変換部７４から得られたアナロ
グベースバンド信号はパスバンド変換部７６の変調部２
２０でキャリア発生部２２２からのキャリア信号を用い
て変調され、図３５に示す０．３〜３．４ｋＨｚの音声
帯域のパスバンド信号に戻される。最終的にアナログＬ
ＳＩ部８５のＤ／Ａコンバータによりパスバンド信号に
戻されたディジタル信号はアナログ信号に変換され、ロ
ーパスフィルタ２２６で高周波成分がカットされ、音声
またはファクシミリ等のアナログパスバンド信号７８を
得ることができる。
【０１４６】一方、加算部７２から出力されるデータ信
号点に重畳したランダム化された状態にあるアナログベ
ースバンド信号は、メインのデータ伝送から見るとノイ
ズとして見えるため、加算部７２からのアナログベース
バンド信号を信号品質検出部２１８で検出し、セカンダ
リチャネル等を使用して相手局へ送信する。この受信側
の信号品質検出部２１８からの信号品質（ＳＱＤ）を相
手局が受けることで、図５の受信部３０に示したよう
に、送信側でのメインのデータ信号点に重畳するアナロ
グベースバンド信号の最適振幅値の制御が可能となる。
６．第１発明の他の実施形態
図３７は本発明の第２実施形態を示した実施形態構成図
であり、第２実施形態は図３の第１実施形態の送信部３
０に設けているスクランブラー部３６、データ信号点発
生部３８のトレリス符号化機能、ランダム変換部５２及
び振幅制限部５４を除いて送信部３０の構成を簡略化し
たことを特徴とする。
【０１４７】このような送信部３０の簡略化に伴い、受
信部３２についても図３の第１実施形態に設けているデ
スクランブラー部６６及びランダム逆変換部７４は除か
れ、また送信側でのトレリス符号化に対応した軟判定部
６２の代わりに、入力データ信号点と固定的に決めたデ
ータ信号点との位相平面上の距離が規定の閾値に入るか
否かでデータ信号点を判定する、いわゆる硬判定を行う
判定部６２−１としている。尚、それ以外の構成は第１
実施形態と同じである。
【０１４８】この図３７の第２実施形態にあっては、送
信部３０のデータ信号点発生部３８−１は例えば図３８
（Ａ）に示すように、４値のデータ信号点のいずれかを
送信データ３４に基づいて発生し、加算部４０でベース
バンド変換部５０より得られた位相平面で図３８（Ｂ）
に示す分布をもつ例えば音声ベースバンド信号を重畳
し、図３８（Ｃ）に示す模擬のデータ信号点に破線の小
円で示す音声ベースバンド信号を重畳した信号を生成
し、データ変調部４２で変調してアナログ回線４６に送
出する。
【０１４９】復調部３２は復調等化部６０で図３８
（Ｃ）に示すデータ信号点に音声を重畳した信号を復調
し、データ信号点については判定部３２で硬判定を行っ
てデータ信号点を判定した後、符号変換部６４で例えば
２ビット単位のデータに変換して受信データ６８として
出力する。
【０１５０】また、加算部７２で判定前のデータ信号点
から判定後のデータ信号点を差し引くことで、図３８
（Ｂ）に示す音声ベースバンド信号を取り出し、パスバ
ンド変換部７６で音声帯域のアナログパスバンド信号７
８に変換して出力する。
【０１５１】図３９は第１発明の第３実施形態を示した
実施形態構成図であり、この第３実施形態にあっては図
３７の送信側にスクランブラー部３６を追加したことを
特徴とし、これに対応して受信部３２にはデスクランブ
ラー部６６が設けられる。
【０１５２】図４０は第１発明の第４実施形態を示した
もので、この第４実施形態は図３７の送信部３０に振幅
制限部５４を設けたことを特徴とする。
【０１５３】図４１は第１発明の第５実施形態を示した
もので、この第５実施形態は図４０の第４実施形態の送
信部３０に更にスクランブラー部３６を設けたことを特
徴とし、これに対応した受信部３２にはデスクランブラ
ー部６６が設けられる。
【０１５４】更に図４２は第１発明の第６実施形態を示
したもので、図４１の第５実施形態の送信部３０に設け
ているデータ信号点発生部３８にトレリス符号化機能を
もたせたことを特徴とする。これに対応して受信部３２
はビタビアルゴリズムによりデータ信号点を判定する軟
判定部６２としている。
【０１５５】更に図３７〜図４２に示した第１発明の第
２〜第６実施形態にあっては、アナログ回線４６として
相手局と４線式アナログ回線４６で接続した場合を例に
とっていることから、送信部３０にはハイブリッド回路
４４を設けていない。
【０１５６】勿論、２線式アナログ回線４６を使用して
全二重伝送を行う場合には、図３の第１実施形態に示し
たようにハイブリッド回路４４を設ければよい。但し、
図４２の第６実施形態にあっては、ハイブリッド回路４
４を設けると第１実施形態と同じになるので、これは４
線式アナログ回線４６のみを対象としている。
【０１５７】また、振幅制限部５４を備えた他の実施形
態については、図５の受信部３０に示したように最適振
幅制限値判断部１０８を設けて相手局からの信号品質Ｓ
ＱＤに基づいて最適振幅制限値を設定するようにしても
よい。
【０１５８】更に、以上説明した第１〜第６の実施形態
の他に、第１発明にあっては次のような変形が可能であ
る。
【０１５９】まず上記の実施形態におけるアナログベー
スバンド信号のランダム化及び逆ランダム化のため、メ
インのデータ信号のスクランブルデータを利用している
が、スクランブルデータを利用せずに、送信側に設けた
ランダム化部と受信側に設けた逆ランダム化部を同期さ
せて、アナログ信号のランダム化と逆ランダム化を行っ
てもよい。また、データ信号点の設定を８相変調で説明
したが、これに限定されず、ＣＣＩＴＴで標準化されて
いる他の方式、例えばＴＣＭ，ＱＡＭ，ＰＳＫ等を用い
ることができる。
【０１６０】更に、送信部と受信部の両方を設けてモデ
ム装置として構成する場合には、送信側のプロセッサユ
ニットと受信側のプロセッサユニットとは共通のものに
してもよい。
７．第２発明の基本実施形態
図４３は音声またはファクシミリ等のアナログパスバン
ド信号をアナログベースバンド信号に変換した後に、ア
ナログベースバンド信号をアナログ信号とディジタル信
号に分離してメインの送信データと共に多重伝送する本
発明の第２発明の基本構成を示した実施形態構成図であ
る。
【０１６１】図４３において、送信部３０はベースバン
ド変換部５０，残アナログ信号作成部２５０，振幅値非
線形量子化部２５２，時分割多重回路部２５４，データ
信号点発生部３８，加算部４０及びデータ変調部４２で
構成される。ベースバンド変換部５０は音声またはファ
クシミリ等のアナログパスバンド信号４８をベースバン
ド信号に変換する。
【０１６２】振幅値非線形量子化部２５２はアナログベ
ースバンド信号の振幅値を非線形量子化して、ディジタ
ル信号として時分割多重回路２５４に出力する。残アナ
ログ信号作成部２５０は非線形量子化残アナログ信号を
生成して加算部４０に加え、データ信号点発生部３８か
らのデータ信号点にアナログ的に重畳させる。
【０１６３】時分割多重回路部２５４は任意の送信デー
タ３４と振幅値非線形量子化部２５２からの振幅値を非
線形量子化したディジタル信号を併せて送信データと
し、所定ビット単位に順次パラレル出力し、データ信号
点発生回路３８で対応するデータ信号点に変換する。
【０１６４】加算部４０はデータ信号点発生部３８から
のデータ信号点に残アナログ信号作成部２５０からの非
線形量子化残アナログ信号を重畳する。データ変調部４
２は残アナログ信号が重畳されたデータ信号点を変調し
てアナログ回線４６に変調信号を送出する。
【０１６５】ここで、送信部３０に設けた振幅値非線形
量子化部２５２と残アナログ信号作成部２５０により、
図２（ｃ）に示したディジタル／アナログ信号分離手段
が構成される。
【０１６６】一方、受信部３２は復調等化部４２，判定
部６０，符号変換部６４，時分割分配回路部２５８，振
幅値非線形逆量子化部２６０，ディジタル／アナログ信
号合成回路２５６及びパスバンド変換部７６で構成され
る。
【０１６７】復調等化部４２はアナログ回線４６から受
信した変調信号を復調し、伝送劣化を補償するための自
動等化等を行う。判定部６０は復調されたデータ信号点
から正しいデータ信号点を判定する。符号変換部６４は
判定されたデータ信号点をビット系列に変換して元の送
信データ及びベースバンド信号のディジタル信号を復調
する。
【０１６８】時分割分配回路部２５８は復調データから
元の受信データ６８とアナログベースバンド信号のディ
ジタル信号分を分配する。振幅値非線形逆量子化部２６
０は分離されたディジタル信号の逆量子化により元のベ
ースバンド信号の振幅値を復元する。
【０１６９】更に、加算部７２はアナログ復調手段とし
て機能し、判定前のデータ信号点から判定後のデータ信
号点を差し引くことで、データ信号点に重畳している残
アナログ信号を再生する。ディジタル／アナログ信号合
成回路部２５６は再生された振幅値と残アナログ信号に
基づいて元のベースバンド信号を合成する。最終的に、
パスバンド変換部７６でアナログパスバンド７８に変換
されて出力される。
【０１７０】ここで、図４３の実施形態において音声と
データを同時に多重伝送するに必要な変調周波数（ボー
レート）を説明する。
【０１７１】まず、本発明の伝送対象とする例えばＧ３
のファクシミリ信号に必要な伝送帯域はＣＣＩＴＴの
Ｖ．２９及びＶ．３３（Ｖ．１７）で勧告されている。
即ち、Ｖ．２９の場合には、キャリア周波数＝１７００
Ｈｚ、変調速度２４００ボー，ロールオフ率１５％、帯
域は３２０Ｈｚ〜３０８０Ｈｚの２７６０Ｈｚである。
【０１７２】また、Ｖ．３３（Ｖ．１７）にあっては、
キャリア周波数は１８００Ｈｚ、変調速度は２４００ボ
ー、ロールオフ率は１５％、帯域は４２０Ｈｚ〜３１８
０Ｈｚまでの２７６０Ｈｚである。
【０１７３】従って、Ｖ．２９またはＶ．３３（Ｖ．１
７）のどちらのファクシミリ信号がきても確実に伝送を
可能とするためには、帯域として３２０Ｈｚ〜３１８０
Ｈｚまでの２８６０Ｈｚが必要で、変調速度は２８６０
ボー以上が必要となる。また、メインのデータ信号は最
低のデータ伝送速度が２４００ｂｐｓであるため、周波
数としては２４００Ｈｚの整数分の１で同期がとれるこ
と、且つファクシミリ信号を考慮して２８６０ボーより
も大きな周波数であることが望ましい。
【０１７４】そこで、データ伝送速度２４００ｂｐｓに
対応した周波数２４００Ｈｚの１０分の１を２４０Ｈｚ
とすると、１フレーム当り１２個のデータ信号点を割り
当てた場合、
２４０Ｈｚ×１２＝２８８０ボー
となり、従って２８８０Ｈｚが最適なボーレート周波数
となる。
【０１７５】次に本発明にあっては、ネットワークの監
視及び制御のためにセカンダリチャネルを使用してデー
タを伝送する必要があり、装置の製品化を容易にするた
めにセカンダリチャネルはメインの変調速度２８８０ボ
ーの整数分の１、例えば７２分の１である４０ボーを選
択する。
【０１７６】次に本発明のアナログ伝送に必要な帯域幅
を説明する。
【０１７７】まず必要帯域としては、
（１）セカンダリ用の５７．４４Ｈｚ（ロールオフ率４
３．６％）
（２）帯域分離用の５６Ｈｚ（１４Ｈｚ×４）
（３）メインデータ用の２９８６．５６Ｈｚ（ロールオ
フ率３．７％）
であることから、合計帯域は３１００Ｈｚとなる。ここ
で、音声帯域は０．３〜３．４ｋＨｚの３１００Ｈｚで
あることから問題ない。
【０１７８】次にディジタル信号として伝送する音声信
号の振幅値は、一般的に１０ｍｓの間は一定と見做すこ
とができる。従って、音声の最大振幅値については１０
０Ｈｚ以上の速度で伝送できればよい。しかも最大振幅
値は非線形量子化することから、３ビット／１００Ｈｚ
程度の情報で十分である。
【０１７９】次に送信データのデータ信号点による伝送
におけるビット割当てを説明する。
【０１８０】メインの送信データのデータ伝送速度は９
６００ｂｐｓ、４８００ｂｐｓ、あるいは２４００ｂｐ
ｓの３種類を予定する。勿論、更に高速のデータ伝送速
度であってもよい。
【０１８１】まずデータ伝送速度が９６００ｂｐｓの場
合には、例えば図４４に示すように１フレーム当り、即
ちフレーム周期（１／２４０Ｈｚ）当り合計４８ビット
を割り当てている。この４８ビットの内、４０ビットを
９６００ｂｐｓのメインの送信データに割り当て、残り
８ビットを音声またはファクシミリ信号の振幅値に割り
当てる。
【０１８２】更に、１つのデータ信号点、即ち１シンボ
ル当りの割当てビット数を４ビット／シンボルとする
と、４８ビットの１フレーム分のデータは１２シンボル
の時分割により伝送できる。
【０１８３】次に４８００ｂｐｓのデータ伝送速度にあ
っては、フレーム周波数を２４０Ｈｚとすると、１フレ
ーム当り３６ビットが割り当てられる。３６ビットの
内、４８００ｂｐｓのメインのデータビットに２０ビッ
トが割り当てられ、音声またはファクシミリ信号の最大
振幅値に残り１６ビットを割り当てる。更に、１フレー
ム分のシンボル数を同じ１２シンボルとすると、１シン
ボル当り３ビット、即ち３ビット／シンボルで伝送され
る。
【０１８４】更に２４００ｂｐｓの場合には、フレーム
周波数を同じく２４０Ｈｚとすると、１フレームに２４
ビットが割り当てられ、この内、メインのデータに１０
ビット、最大振幅情報に１４ビットが割り当てられる。
また、１フレームのシンボル数を同じ１２シンボルとす
ると２ビット／シンボルの伝送となる。
【０１８５】更に本発明の実施形態にあっては、トレリ
ス符号化を行った後にデータ信号点に変換していること
から冗長１ビットが追加され、９６００ｂｐｓのときに
は５ビット／シンボルとなり、この場合のデータ信号点
の配置は図４５に示すように３２値となる。
【０１８６】また、トレリス符号化により４８００ｂｐ
ｓについては４ビット／シンボルでデータ信号点は１６
値となり、更に２４００ｂｐｓについては３ビット／シ
ンボルでデータ信号点は８値となる。
８．第２発明送信部の詳細
図４６は図４３に示した送信部３２の具体的な実施形態
を示した実施形態構成図である。以下の実施形態の説明
にあっては、データ伝送速度を９６００ｂｐｓとし、ま
た変調速度は２８８０ボーとした場合を例にとる。ま
た、変調方式は特に限定されず、ＣＣＩＴＴで標準化さ
れているＰＳＫ方式，ＱＡＭ方式あるいはＴＣＭ方式等
のいずれでもよく、更に他の独自の変調方式であっても
よい。
【０１８７】図４６において、まず送信部３０に設けた
アナログパスバンド信号の処理系を説明する。音声信号
またはファクシミリ信号としてのアナログパスバンド信
号４８はアナログＬＳＩ部５５に入力し、ローパスフィ
ルタ９０により不要成分が除去され、Ａ／Ｄコンバータ
９２によりサンプリングされる。Ａ／Ｄコンバータ９２
によるサンプリング周波数はフレーム周波数が２４０Ｈ
ｚで１フレーム当り１２シンボルを発生することから
２４０Ｈｚ×１２シンボル＝２８８０Ｈｚ
と、ボーレート周波数に一致している。
【０１８８】アナログＬＳＩ部５５でディジタル信号に
変換されたアナログパスバンド信号はベースバンド変換
部５０でアナログベースバンド信号に変換される。ベー
スバンド変換部５０の詳細は図５の受信部の具体的な実
施形態について示したと同じである。
【０１８９】ベースバンド変換部５０で変換されたアナ
ログベースバンド信号はアナログ／ディジタル信号作成
部２５０に与えられ、最大振幅値を示すディジタル信号
と非線形量子化残アナログ信号に変換される。
【０１９０】アナログ／ディジタル信号作成回路部２５
０はデータ格納ＲＡＭ２７２，パワー計算部２７４，最
大値検出回路部２７６，非線形量子化部２７６及び振幅
制御回路部２７８で構成される。
【０１９１】図４７はアナログ／ディジタル信号作成回
路部２５０に設けたパワー計算部２７４の詳細を示す。
サンプリングされたシンボルごとのベースバンド振幅情
報、即ちローパスフィルタ９８の入力は、１２個のタッ
プ遅延線２８０−１〜２８０−１２を直列した遅延回路
に出力され、次段の乗算器２８２とＡＧＣ回路２８４を
用いて振幅値の二乗としてパワーを計算する。
【０１９２】ここで、ＡＧＣ回路２８４は振幅値を半径
１．０に正規化するために設けている。乗算器２８２で
求めたパワーの計算結果はリアル成分Ｒとして取り外さ
れ、図４６に示したデータ格納ＲＡＭ２７２に１２シン
ボル分のパワーデータＰ１〜Ｐ１２が格納される。
【０１９３】図４８は図４６のアナログ／ディジタル信
号作成回路部２５０に設けた最大値検出回路部２７６の
詳細を示す。
【０１９４】最大値検出回路部２７６は１２シンボル分
のパワー比較器２８６−１〜２８６−１２を備え、第１
シンボルの計算パワーＰ１から第１２シンボルの計算パ
ワーＰ１２までを順番に２つずつ比較し、大きい方のパ
ワーを出力する。このため、最終段のパワー比較器２８
６−１２からは１２シンボル分の中のパワーの最大値の
検出出力が得られる。
【０１９５】図４９は図４６のアナログ／ディジタル信
号作成回路部２５０に設けた非線形量子化部２７６の詳
細を示したもので、浮動小数点変換部２８８と上位ビッ
ト抽出部２９０で構成される。浮動小数点変換部２８８
は最大値検出回路２７６からの固定小数点データを浮動
少数点データに変換する。
【０１９６】上位ビット抽出部２９０は、この実施形態
にあっては１フレームを構成する４８ビットの中の８ビ
ットを振幅最大値に割り当てていることから、最大検出
値データの上位８ビットを抽出する。この８ビットデー
タは浮動小数点データであることから、指数部と仮数部
で構成されている。即ち、上位ビット抽出部２９０は最
大値検出データの切上げを行っている。
【０１９７】図５０は図４６のアナログ／ディジタル信
号作成回路部２５０に設けた振幅制御回路部２７８の詳
細を示したもので、１２シンボル分のタップ遅延線２９
２−１〜２９２−１２を直列接続した回路、割算器２９
４及び乗算器２９６で構成される。
【０１９８】タップ遅延線２９２−１〜２９２−１２の
直列回路に対しては前段のローパスフィルタ９８からベ
ースバンド信号に変換された振幅情報が順次入力する。
タップ遅延線２９２−１〜２９２−１２に１２シンボル
分の振幅情報が揃った状態で、割算器２９４は図４９に
示した非線形量子化部からの８ビットの非線形量子化デ
ータをデータＸとして入力し、その逆数（１／Ｘ）を出
力する。
【０１９９】乗算器２９６で最終段のタップ遅延線２９
２−１２より順次出力される第１シンボルから第１２シ
ンボルの各振幅情報に逆数（１／Ｘ）を掛け合わせ、ア
ナログ振幅情報の振幅正規化を施す。このような非線形
量子化データＸの逆数（１／Ｘ）の乗算で得られた情報
は非線形量子化残アナログ信号と呼ばれ、レベル的にデ
ータ信号点に重畳してもメインのデータから見るとノイ
ズとしてしか見えない小さいレベルに収まる。
【０２００】再び図４６を参照するに、アナログ／ディ
ジタル信号作成回路部２５０で生成された８ビットの最
大振幅値情報は、データ信号点発生部３８に出力され
る。また、データ信号点発生部３８に対してはシリアル
／パラレル変換部２５４によりシリアルデータからパラ
レルデータに変換された送信データ３４が１フレーム周
期につき４０ビット単位に供給される。
【０２０１】図５１は図４６のシリアル／パラレル変換
部に設けたシリアル／パラレル変換器２６２の詳細を示
す。シリアル／パラレル変換器２６２には送信データ３
４が９６００ｂｐｓのシリアルデータとして入力され、
また読込クロック２６４として９６００Ｈｚのクロック
が供給され、更にフレーム同期クロック２６６として２
４０Ｈｚのクロックが与えられている。
【０２０２】シリアル／パラレル変換器２６２はフレー
ム同期クロック２６６で決まるフレーム周期毎に読込ク
ロック２６４により４０ビットのシリアル送信データ３
４を読み込んで、４０ビットのパラレルデータ２６８を
出力する。
【０２０３】再び図４６を参照するに、データ信号点発
生部３８にはスクランブラー及びグレイコード／ナチュ
ラルコード変換機能を備えた変換部２６４、トレリス符
号化機能を備えたデータ信号点発生回路２６６、及びフ
レーム同期回路２６８が設けられる。
【０２０４】変換部２６４は図５２に詳細を示すよう
に、パラレル／シリアル変換器４６６，スクランブラー
４６８，シリアル／パラレル変換器４７０及びグレイコ
ード／ナチュラルコード変換器４７２を備える。
【０２０５】パラレル／シリアル変換器４６６には図５
１に示したシリアル／パラレル変換器２６２からの４０
ビットのメインの送信データであるパラレルデータ２６
８と、図４６のアナログ／ディジタル信号作成回路部２
５０からのディジタル信号である最大振幅値を示す８ビ
ットのパラレルデータとの合計４８ビットが並列入力さ
れている。
【０２０６】また、フレーム同期クロック２６６として
２４０Ｈｚのクロックが与えられ、読込クロック２６４
として１１．５２ｋＨｚのクロックが与えられている。
従って、パラレル／シリアル変換器４６６はフレーム同
期クロック２６６で決まるフレーム周期毎に並列入力し
ている４８ビットのパラレルデータをシリアルデータに
変換してスクランブラー４６８に出力する。スクランブ
ラー４６８はＣＣＩＴＴの勧告に従った公知のものであ
る。
【０２０７】シリアル／パラレル変換器４７０はスクラ
ンブルが済んだシリアルデータを再び４０ビットのパラ
レルデータに変換する。
【０２０８】図５３はトレリス符号化機能を備えたデー
タ信号点発生部３８の詳細を示したもので、４ビット選
択部２７４，変換テーブル１１４，タップ１１６，１１
８を備えた位相差分回路、畳み込み符号器１２０及び信
号点発生用ＲＯＭ１１２−３で構成される。
【０２０９】４ビット選択部２７４に対しては、前段で
スクランブル及びナチュラルコードへの変換が済んだ４
８ビットデータが並列に入力され、動作クロックとして
２４０Ｈｚ×１２シンボル＝２８８０Ｈｚのクロックが
与えられており、この動作クロック毎に第１ビットから
第４８ビット目まで４ビット単位に順次選択して出力す
る。
【０２１０】４ビット選択部２７４から出力された４ビ
ットの内、２ビットは位相差分回路で位相差分をとった
後、畳み込み符号器１２０で符号化され、トレリス符号
化の手順に従った冗長１ビットが付加されて３ビットと
して出力される。このため、信号点発生用ＲＯＭ１１２
−３に対しては５ビットが並列入力される。
【０２１１】信号点発生用ＲＯＭ１１２−３には、図４
５に示した３２値のデータ信号点が５ビットのアドレス
指定により格納されており、入力した５ビットに対応す
る特定のデータ信号点１２２を出力する。更に、信号点
発生用ＲＯＭ１１２−３は発生したデータ信号点１１２
が存在する位相平面の象限情報２７６を出力する。この
象限情報は第１象限で（１＋ｊ０）、第２象限で（０＋
ｊ１）、第３象限で（−１＋ｊ０）、更に第４象限で
（０−ｊ１）となる。
【０２１２】図５４は図４６のデータ信号点発生部３８
に設けたフレーム同期回路２６８の詳細を示す。このフ
レーム同期回路２６８は４ビットカウンタ２８０とＲＯ
Ｍ２８４で構成される。４ビットカウンタ２８０は２８
８０Ｈｚの変調クロック２８２を計数し、２４０Ｈｚの
フレーム同期クロック２６６毎にリセットされる。
【０２１３】即ち、図５５のタイムチャートに示すよう
に、フレーム同期クロックで決まる１フレーム周期毎に
変調クロックを４ビットカウンタ２８０で１２個計数
し、第１番目から第１２番目のシンボルを示すフレーム
位相番号１〜１２を出力する。
【０２１４】ＲＯＭ２８４には図５６に示すように４ビ
ットカウンタ２８０からの位相番号に対応した位相角を
示すフレーム同期データを格納している。このフレーム
同期データは１２相単位に繰り返し変化する値となって
いる。このようなフレーム同期回路２６８で作成された
フレーム同期データはデータ信号点発生回路２６６から
のデータ点信号に掛け合わされて、受信側でフレーム同
期信号の復調を可能とする。
【０２１５】また、フレーム同期回路２６８で作成され
たフレーム同期信号は、図４６の受信部３０に設けてい
るシリアル／パラレル変換部２６２，符号変換器２６
４，アナログ／ディジタル信号作成回路部２５０の各回
路部に供給されてフレーム同期に従った処理を行ってい
る。
【０２１６】次に図４６の受信部３０に設けている位相
ランダム回路部５２を説明すると、位相ランダム回路部
５２はビット抽出回路部１００，位相変換回路部１０２
及び乗算部１０４で構成される。
【０２１７】図５７は図４６のビット抽出回路部１００
の詳細を示したもので、データ信号点発生部３８の変換
部２６４から出力されたスクランブルが済んでナチュラ
ルコードに変換された４８ビットのパラレルデータ２７
２を入力する。ビット抽出部１００は２４０Ｈｚのフレ
ーム同期クロック２６６で動作し、４８ビットのパラレ
ルデータを３ビット単位に１２シンボル分即ち３６ビッ
ト抽出して出力する。
【０２１８】ビット抽出部１００からの抽出データは図
５８に示すように、ビット抽出出力「Ｘ2 Ｘ1 Ｘ0」
を示すビット番号の組合せで第１シンボル目から第１２
シンボル目まで順次次段の位相変換回路部１０２に供給
され、位相変化角を出力する。位相変換回路部１０２に
は図１７に示した位相変化角を４５°単位で示す８値の
ベクトルデータが格納されており、ビット抽出回路部１
００からの３ビット入力Ｘ2，Ｘ1，Ｘ0の値に対応する
位相変化角のベクトルデータを読み出して乗算部１０４
に出力する。
【０２１９】乗算部１０４にはアナログ／ディジタル信
号作成回路部２５０の振幅制御回路部２７８より非線形
量子化残アナログ信号が与えられており、これに位相変
化角を掛け合わせることで図２２（Ｂ）に示した８値の
位相回転を与えて、図２２（Ａ）に示すような相関をも
っている分布を図２２（Ｃ）に示すようにランダム化し
て無相関とする。
【０２２０】図５９は図４６のデータ信号点発生回路２
６６に続いて設けている加算部４０，乗算器２７０及び
乗算器２７２の部分の詳細を示す。
【０２２１】図５９において、トレリス符号化機能を備
えたデータ信号点発生回路２６６から出力されたデータ
信号点は加算部４０でアナログ情報の重畳を受けるが、
加算部４０でデータ信号点に重畳する前に乗算器２７０
で象限判定回路２７８の判定出力に基づいて所定の位相
回転を行っている。
【０２２２】即ち、アナログ情報を単純に加算部４０で
データ信号点に重畳した場合には、回線上でのキャリア
の位相ずれが生じた場合に受信側でリアル成分とイマジ
ナリー成分を逆に再生してしまうことが起きる。これを
防止するため本発明にあっては、象限判定回路２７８で
データ信号点の象限を判定し、データ信号点の象限に応
じてアナログ情報として重畳するベクトルを所定角度位
相回転させた後に重畳する。
【０２２３】象限判定回路部２７８による象限判定と判
定出力は図６０に示すようになり、第１象限での位相回
転は０°、第２象限では９０°、第３象限では１８０
°、第４象限では２７０°となり、従ってアナログ情報
としてのベクトルは乗算器２７０における判定出力の乗
算で第１象限のベクトル位置に位相回転されることにな
る。
【０２２４】このため、データ信号点が位相平面で第１
象限から第４象限のいずれかにあっても、データ信号点
に重畳するアナログ情報のベクトルは、データ信号点が
第１象現に位置した場合と同じ小円の位相平面の象限に
存在することとなり、回線上でキャリアの位相ずれが生
じてもリアル成分とイマジナリー成分を逆に再生してし
まうことを確実に防止できる。データ信号点発生部３８
に続いて設けられた変調部４２の詳細は図５の実施形態
と同じになる。更に、アナログＬＳＩ４５についても図
５の実施形態と同じである。
９．第２発明送信部の動作
図４６において、まずホストコンピュータまたは端末装
置等から出力された送信データはシリアル／パラレル変
換部２６２に入力され、９６００ｂｐｓの送信データ３
４はフレーム同期周波数２４０Ｈｚでパラレル変換さ
れ、４０ビットのパラレルデータとなる。シリアル／パ
ラレル変換部２５４からの４０ビットのパラレルデータ
はデータ信号点発生部３８の変換部２６４に与えられ
る。
【０２２５】一方、電話からの音声信号あるいはファク
シミリ装置からの０．３〜３．４ｋＨｚのパスバンド帯
域をもつアナログパスバンド信号４８はアナログＬＳＩ
部５５のローパスフィルタ９０で不要成分を除去した
後、Ａ／Ｄコンバータ９２によりボーレート周波数２８
８０Ｈｚの整数倍でサンプリングされ、アナログ信号か
らディジタル信号に変換されてディジタル振幅値を得
る。
【０２２６】Ａ／Ｄコンバータ９２の出力はアナログパ
スバンド信号であるため、ベースバンド変換部５０でア
ナログベースバンド信号に変換される。即ち、キャリア
発生部９６からのキャリア信号を用いて復調部９４で復
調してパスバンド帯域の信号に変換する。このとき帯域
３１０Ｈｚ〜３１９０Ｈｚの信号をパスバンド帯域に取
り込むため、復調に使用するキャリア周波数としては、
３５００Ｈｚ÷２＝１７５０Ｈｚを使用する。復調部９
４によるパスバンド帯域への復調にあっては、和成分と
差成分の両方が出力されるため、ローパスフィルタ９８
により不要な和成分を除去する。
【０２２７】次にアナログ／ディジタル信号作成回路部
２５０のパワー計算部２７４において、アナログベース
バンド信号のパワーが計算され、１フレームで送信する
１２シンボル分のアナログベースバンド信号から求めた
パワーがデータ格納ＲＡＭ２７２に記憶される。
【０２２８】データ格納ＲＡＭ２７２に記憶した１２シ
ンボル分のパワーの中からは最大値検出回路２７６で最
大値が検出され、非線形量子化部２７６による非線形量
子化で８ビットの振幅最大値を示す非線形量子化データ
を得て、データ信号点発生部２６４に設けた変換部２６
４に供給する。このため、変換部２６４はフレーム周期
毎に４０ビットのパラレル送信データと８ビットの最大
振幅値データの入力を受ける。
【０２２９】また、非線形量子化部２７６で求めた８ビ
ットの最大振幅値の非線形量子化データは振幅制御回路
部２７８に与えられ、その逆数をデータ格納ＲＡＭ２７
２に記憶している１フレームで送る１２シンボル分のパ
ワー値、即ち振幅情報のそれぞれに掛け合わすことで正
規化し、データ信号点に重畳するための非線形量子化残
アナログベースバンド信号を１２シンボル分順次求め
て、位相ランダム回路部５２に出力する。
【０２３０】データ信号点作成部３８の変換部２６４に
入力されたパラレル送信データ４０ビットと非線形量子
化された８ビットの最大振幅値データはスクランブラー
によりランダム化されると共に、和分操作を容易とする
ようにグレイコードからナチュラルコードに変換され、
ナチュラルコードに変換された後のパラレル４８ビット
データはデータ信号点を発生するため、トレリス符号化
機能を備えたデータ信号点発生回路２６６に入力され
る。
【０２３１】データ信号点発生回路２６６にあっては、
この実施形態にあっては１フレームで１２シンボルを送
ることから、４ビット／シンボルのデータとなり、トレ
リス符号化により冗長１ビットを加えた５ビットとな
り、最終的に信号点発生用のＲＯＭに入力して、図４５
に示した３２値のデータ信号点のいずれかの対応するデ
ータ信号点に変換して出力する。
【０２３２】一方、位相ランダム回路部５２にあって
は、データ信号点発生部３８に設けている変換部２６４
からの４８ビットのパラレル出力データを入力し、ビッ
ト抽出回路部１００で図５７に示したように３ビット×
１２シンボル分を順次抽出し、図５８に示す３ビット抽
出データ「Ｘ2 Ｘ1 Ｘ0」を得て位相変換回路部１０
２に設けたＲＯＭをアクセスし、図２２（Ｂ）に示した
ような８値の位相変化角を得る。
【０２３３】位相変換回路部１０２からの位相変化角は
乗算部１０４においてアナログ／ディジタル信号作成回
路部２５０からの非線形量子化残アナログベースバンド
信号に掛け合わされ、受信側に設けている自動等化器の
タップ係数の収束を可能とするためにランダム化により
無相関とする。
【０２３４】続いてデータ信号点発生部３８に設けた乗
算器２７０において、図６２に示したようにデータ信号
点の象限判定結果に応じた非線形量子化残アナログ信号
のベクトルを常に基準象限としての第１象限となるよう
に位相回転した後、加算部４０でデータ信号点に重畳す
る。
【０２３５】更に、非線形量子化残アナログ信号を重畳
したデータ信号点を乗算部２７２にでフレーム同期回路
２６８からのフレーム同期データを掛け合わせ、データ
変調部４２に出力する。
【０２３６】データ変調部４２はロールオフファルタ８
０により信号を帯域整形した後に、変調部８２で図９に
示したようにキャリア周波数を用いて変調し、情報とし
て送信するのはリアル成分とイマジナリー成分の一方で
よいため、通常、リアル成分のみを抽出して伝送する。
【０２３７】最終的に変調信号はアナログＬＳＩ部４５
のＤ／Ａコンバータ８６でディジタル変調信号からアナ
ログ変調信号に変換される。このアナログ変調信号には
サンプリング周波数に伴う高調波が含まれていることか
ら、ローパスフィルタ８８により必要な帯域外成分を除
去し、アナログ回線４６に出力する。
【０２３８】尚、アナログ回線４６が２線式であり、モ
デムとして図４６の送信部、及び次に詳細を示す図６４
の受信部３２を備えている場合には、図５に示したよう
にハイブリッド回路４４を介して２線式のアナログ回線
４６に接続する。また、ハイブリッド回路４４を設けた
場合には、受信部３０に図５に示すようにエコー推定部
５６，エコー除去を行う加算部５８を設け、加算部５８
で送信信号から推定したエコー成分を除去した受信信号
を受信部３２に供給する。
１０．第２発明受信部の詳細
図６１は図４３に示した第２発明の受信部３２の詳細を
示した実施形態構成図である。図６１において、復調等
化部６０には変調部２０２，キャリア発生部２０４，ロ
ールオフフィルタ２０６，ベースバンド型自動等化器２
０８，キャリア自動位相制御部２１０，フレーム同期回
路２９０及び乗算部２９２が設けられている。復調等化
部６０の詳細は図２３の第１発明の受信部に示した通り
である。
【０２３９】次の軟判定部６２にあっては、送信側での
トレリス符号化により付加した冗長１ビットを利用する
ことにより、回線上生じたエラーを訂正可能としてお
り、一般によく知られているビタビアルゴリズムによる
最尤推定法に従って正しいデータ信号点を判定する。
【０２４０】次の符号変換部６４は、判定されたデータ
信号点を符号変換用のＲＯＭのアドレスとして入力し、
対応する４ビットのデータを出力する。次の符号変換部
２９４は１フレームを構成する１２シンボル分のデータ
信号点から４８ビットのデータを復元した後に、デスク
ランブルを行い、更にナチュラルコードからグレイコー
ドに変換した後、４８ビットパラレル出力の中から上位
４０ビットをパラレル／シリアル変換器２９６に出力
し、パラレルデータに変換してこれを受信データ６８と
して出力する。また、符号変換器２９４は下位８ビット
を最大振幅値データとして振幅逆変換回路部２５６に出
力する。
【０２４１】一方、加算部７２は判定前の信号点データ
から判定後の信号点データを差し引くことで、データ信
号点に重畳した非線形量子化残アナログ信号を復調す
る。この場合、軟判定回路部６２における軟判定に時間
がかかることから、この遅延分を補償するため、遅延部
７０を介して判定前のデータ信号点を加算部７２に供給
している。
【０２４２】次の乗算部２９８にあっては、軟判定部６
２における判定後データ信号点の存在する位相平面の象
限判定結果に基づいて、非線形量子化残アナログ信号を
送信側とは逆方向の位相回転を加えて元に戻す。
【０２４３】即ち、図６２に詳細を示すように、軟判定
部６２に設けた軟判定回路６２−１からの判定後のデー
タ信号点について、象限判定部３０８でデータ信号点の
存在する位相平面の象限を判定し、判定出力を乗算器２
９８に加えて、復調された非線形量子化残アナログ信号
と掛け合わせ、元の象限にベクトルを戻す。
【０２４４】象限判定部３０８は図６３に示す象限判定
に対する判定出力を生ずる。即ち、データ信号点が第１
象限であればベクトルの位相回転は行わず、第２象限で
あれば送信側と逆に９０°回転し、第３象限であれば送
信側と逆に１８０°回転し、更に第４象限であれば送信
側と逆に２７０°回転する。
【０２４５】再び図６１を参照するに、ランダム逆変換
部７４はビット抽出部２１２，位相逆変換部２１４を備
え、符号変換部６４からの４８ビットの再生データに基
づいて図５７及び図５８に示した送信側と同様のビット
抽出後に送信側とは逆の位相変化角を発生する。即ち図
３１に示した３ビットの入力ビット列「Ｘ2 Ｘ1
Ｘ 0」に対応する位相変化角を与えるベクトルデータを
出力し、図３６（Ｄ）に示す位相逆変化角を発生し、こ
れを図６１の乗算部２１６で復調された非線形量子化残
アナログ信号に掛け合わせることで逆ランダム化し、相
関をもった元の非線形量子化残アナログ信号に変換す
る。
【０２４６】振幅逆変換回路部２５６は乗算部３００と
ＲＯＭ３０２を備える。ＲＯＭ３０２は非線形量子化を
行うものとし、８ビットの振幅最大値データ、即ち非線
形量子化データをアドレスとして対応する逆量子化され
た最大振幅値を格納し、乗算部３００はＲＯＭ３０２を
用いて逆量子化された最大振幅値をランダム逆変換部７
４を介して得られた非線形量子化残アナログ信号、即ち
送信側で振幅最大値を用いて正規化された信号に逆量子
化で復調した最大振幅情報を掛け合わせることで、デー
タ信号点の受信毎に対応する振幅値とアナログベースバ
ンド信号を再生する。
【０２４７】次のインタ・ポレーション・フィルタ部３
０４にはロールオフフィルタ３０６が設けられ、帯域制
限と波形整形を行う。パスバンド変換部７６はキャリア
発生部２２２と変調部２２０を備え、アナログベースバ
ンド信号をアナログパスバンド信号に変換する。このパ
スバンド変換部７６の詳細は図２３の第１発明の受信部
３２と同じである。更にＤ／Ａコンバータ２２４及びロ
ーパスフィルタ２２６を備えたアナログＬＳＩ部８５が
設けられる。このアナログＬＳＩ部８５の詳細も図２３
の第１発明の受信部３２と同じである。
１１．第２発明受信部の動作
次に図６１の受信部３２の受信動作を説明する。アナロ
グ回線からの受信信号１９２は復調等化部６０の変調部
２０２に入力され、キャリア発生部２０４からのキャリ
ア信号を用いてパスバンド信号からベースバンド信号に
変換される。このとき和成分と差成分の両方が生ずるこ
とから、必要な和成分については波形成形を兼ねた次の
ロールオフフィルタ２０６で除去する。
【０２４８】続いてベースバンド型自動等化器２０８に
より波形等化を行い、更にキャリア自動位相制御部２１
０で回線上生じた周波数オフセットや位相ジッタ等を除
去し、乗算部２９２でフレーム同期回路２９０からのフ
レーム同期信号を乗算してフレーム同期をとった後、デ
ータ信号点を得る。
【０２４９】続いて軟判定部６２で送信側とのトレリス
符号化に伴って付加した冗長１ビットを利用し、ビタビ
アルゴリズムに従った最尤推定法に従って正しいデータ
信号点を判定する。続いて符号変換部６４でデータ信号
点を４ビットデータに変換し、変換部２９４で１フレー
ムで受信した１２シンボル分のビットデータ４８ビット
が揃ったフレーム周期のタイミングで４０ビットを送信
データとして分離して、パラレル／シリアル変換器２９
６でシリアルデータに変換して受信データ６８として出
力する。
【０２５０】また変換部２９４で分離した８ビットの非
線形量子化データ即ち振幅最大値データは、振幅逆変換
回路部２５６のＲＯＭ３０２に与えられ、逆量子化され
る。
【０２５１】一方、軟判定部６２から判定出力が得られ
たときに遅延部７０で遅延していた判定前のデータ信号
点から加算部７２で判定後のデータ信号点を差し引い
て、データ信号点に重畳した非線形量子化残アナログ信
号を復調する。更に、乗算部２９８で軟判定部６２で判
定されたデータ信号点の象限判定に基づいて送信側で回
転したベクトルを元の象限に戻すように逆回転する。続
いて、ランダム逆変換部７４でランダム逆変換を行って
ベースバンド信号に変換した後、振幅逆変換回路部２５
６に供給する。
【０２５２】振幅逆変換回路部２５６の乗算部３００は
復調された非線形量子化残アナログ信号が送信側でシン
ボル単位にパワーを正規化されていることから、ＲＯＭ
３０２からの逆量子化された最大振幅値を掛け合わせる
ことで、パワーとしての振幅値を逆正規化し、シンボル
単位にアナログベースバンド信号を再生する。
【０２５３】再生されたアナログベースバンド信号はイ
ンタポレーション・フィルタ部３０４のロールオフフィ
ルタ３０６により帯域制限及び波形成形を受けた後、パ
スバンド変換部７６においてパスバンド帯域のアナログ
パスバンド信号に変換される。更にアナログＬＳＩ部８
５のＤ／Ａコンバータ２２４によりアナログパスバンド
信号はディジタル象限からアナログ信号に変換され、ロ
ーパスフィルタ２２６で不要な帯域成分を除去すること
で元のアナログパスバンド信号７８を得ることができ
る。
１２．音声２チャネルを伝送する第３発明の基本実施形
態
図６４は第３発明の基本構成を示した実施形態構成図で
あり、この第３発明にあっては単一のアナログ回線を用
いて音声２チャネルを同時に多重伝送するようにしたこ
とを特徴とする。勿論、ファクシミリ信号２チャネルの
同時伝送であってもよいし、音声信号とファクシミリ信
号の２チャネル同時伝送であってもよい。 図６４にお
いて、送信部３０と受信部３２はアナログ回線４６を介
して接続される。
【０２５４】送信部３０は図４３に示した第２発明の場
合と同様、データをデータ信号点に変換して伝送するた
め、時分割多重回路部２５４，データ信号点発生部３
８，加算部４０及びデータ変調部４２を設けている。こ
の点は受信部３２についても同様であり、復調等化部６
０，判定部６２，符号変換部６４及び時分割分配回路部
２５８を設けている。
【０２５５】このような送信データをデータ信号点に変
換した後に変調して送り受信側で復調する信号系につい
て、本発明は、第１発明及び第２発明のように送信デー
タと音声またはファクシミリ信号を多重伝送するのでは
なく、２チャネルの音声信号またはファクシミリ信号の
伝送のみに使用する。従って第３発明にあっては、基本
的にはホストコンピュータや端末装置等からの送信デー
タの伝送しない。
【０２５６】更に送信部３０には２チャネル分のアナロ
グ・ディジタル信号作成回路部３１０，３１２が設けら
れる。アナログ・ディジタル信号作成回路部３１０，３
１２はベースバンド変換部５０−１，５０−２、残アナ
ログ信号作成部２５０−１，２５０−２、振幅値非線形
逆量子化部２５２−１，２５０−２、更に位相線形量子
化部３１４−１，３１４−２を有する。
【０２５７】この第３発明にあっては、新たに位相線形
量子化部３１４−１，３１４−２が追加された点が図４
３の第２発明と異なり、それ以外は同じになる。また、
加算部４０でデータ信号点には２つのチャネルについて
生成した非線形量子化残アナログ信号を重畳するため、
一方のチャネルＣＨ１の残アナログ信号作成部２５０−
１からは非線形量子化残アナログ信号のリアル成分Ｒを
出力し、他方のチャネルＣＨ２の残アナログ信号作成部
２５０−２からは非線形量子化残アナログ信号のイマジ
ナリー成分Ｉを出力し、加算部３１６で加算した後、加
算部４０でデータ信号点に加えている。
【０２５８】更に非線形量子化残アナログ信号の極性を
データ１ビットに利用することで、位相線形量子化部３
１４−１，３１４−２の各１ビットをデータ信号点の信
号重畳に含ませて送るようにしている。
【０２５９】受信部３２についても２つのチャネルに対
応してディジタル／アナログ再生回路部３２０，３２２
が設けられる。ディジタル／アナログ再生回路部３２
０，３２２には振幅値非線形逆量子化部２６０−１，２
６０−２、位相線形逆量子化部３２４−１，３２４−
２、ディジタル／アナログ信号合成回路２５６−１，２
５６−２、パスバンド変換部７６−１，７６−２が設け
られる。
【０２６０】また、判定部６２における判定前のデータ
信号点から判定後のデータ信号点を差し引いてデータ信
号点に重畳した信号を復調する加算部７２が設けられ
る。加算部７２からの復調信号は分配部３１８でチャネ
ルＣＨ１のリアル成分とチャネルＣＨ２のイマジナリー
成分に分離され、それぞれディジタル／アナログ信号合
成回路２５６−１，２５６−２に与えられる。
【０２６１】このような音声２チャネルの同時伝送を可
能とするため本発明にあっては、第２発明と同様、ボー
レート周波数を２８８０Ｈｚとし、また１フレームで１
２シンボルを送るとすると、フレーム周波数は２４０Ｈ
ｚとなり、各音声チャネル毎にディジタル情報として最
大振幅情報，最大位相情報，高速位相情報を送り、更に
データ信号点重畳情報として高速振幅情報を送るものと
する。この場合の伝送に必要なビット割当ては次のよう
になる。
【０２６２】
【表１】
【０２６３】即ち、音声２チャネルの同時伝送でディジ
タル情報としては１フレームで７２ビットを送る必要が
あり、従って１フレームを１２シンボルとすると、１シ
ンボル当り６ビットに割当てた時分割多重伝送となり、
位相平面におけるデータ信号点は６４値となるが、更に
トレリス符号化による冗長１ビットを加えた７ビット／
シンボルであることから１２８値となる。
１３．第３発明送信部の詳細
図６５は図６４の送信部３０の詳細を示した実施形態構
成図である。図６５において、チャネルＣＨ１側を具体
的に示したアナログ／ディジタル信号作成回路部３１０
を見ると、アナログＬＳＩ部５５，データ格納ＲＡＭ２
７２，パワー計算部２７４，最大値検出部２７６，非線
形量子化部２７６は図４６に示した第２発明の実施形態
と基本的に同じである。
【０２６４】また、データ信号点発生部３８，変調部４
２，アナログＬＳＩ部４５、更に位相ランダム回路部５
２についても、１フレームで送信するデータビットが７
２ビットとなっている点以外は図４６の受信部３２と同
じになる。
【０２６５】図６６は図６５の音声２チャネルにおける
フレーム構成を示しており、フレーム周波数２４０Ｈｚ
で決まるフレーム周期前半３６ビットを音声チャネルＣ
Ｈ１に割り当て、後半３６ビットを音声チャネルＣＨ２
に割り当てている。また、１フレームは１２シンボルの
時分割で終わることから、７２ビットデータを６ビット
ずつ取り出してデータ信号点を発生させる。実際にはト
レリス符号化により６＋１ビット／シンボルでデータ信
号点を発生させる。
【０２６６】図６５の送信部３０において、新たに設け
られたものは位相差分回路部３３０及び最大値検出・量
子化回路部３３２であり、更に振幅情報作成部２７８に
おいてチャネルＣＨ１はリアル成分を、チャネルＣＨ２
側はイマジナリ成分を出力する点が異なる。
【０２６７】図６７は図６５の位相差分回路部３３０の
詳細を示す。ここで、人間の視聴特性は低周波に敏感で
あり、高周波に関しては鈍感であることから、ボーレー
ト周波数２８８０Ｈｚでサンプリングした音声信号の位
相変位角については、人間の聴覚特性を最大限に利用し
た位相量子化を実施する。
【０２６８】このため、図６７に示す位相差分回路部に
設けた乗算部３３４において、シンボル毎のアナログベ
ースバンド信号（ディジタル値表記）でキャリア周波数
１４４０Ｈｚを乗算して周波数を右にシフトし、低周波
の移送量を最小化し、高周波の移送量を最大化する。続
いてＡＧＣ部３３６で単位円を作成し、乗算部３３８を
用いてシンボル単位に位相差分値３４５を作成する。
【０２６９】図６８は図６５の位相差分回路部３３０に
続いて設けられた最大値検出・量子化回路部３３２の最
大値検出側の詳細を示したもので、ベクトルデータであ
る位相差分値３４５をスカラ量である角度に変換する変
換部３４２、１２シンボル分のタップ遅延線３４４−１
〜３４４−１２の直列回路部、タップ遅延線３４４−１
〜３４４−１２で得られた１２シンボル分の位相差分角
θ１〜θ１２を入力して、その中の最大値θｍａｘを検
出する最大値検出部３４６を備える。
【０２７０】最大値検出部費３４６は１２シンボル分の
位相差分角θ１〜θ１２の中から検出した最大値θｍａ
ｘを４ビットで表現している。
【０２７１】図６９は図６８の最大値検出部に続いて設
けられる量子化部側の詳細を示したもので、上位ビット
抽出部３４８とＲＯＭ３５０を備える。上位ビット抽出
部３４８は４ビットで表現された位相角最大値θｍａｘ
の上位４ビットを抽出し、ＲＯＭ３５０に入力する。Ｒ
ＯＭ３５０には図７０に示す４ビット入力をアドレスと
した位相正規化情報が格納されており、１フレーム当り
１２シンボル分の位相情報を正規化する。
【０２７２】この位相正規化情報３５２は更に図７１に
示す最大値検出・量子化回路部３３２の量子化回路部側
の最終段の回路部に与えられる。図７１の位相量子化回
路部の最終段は乗算器３５４と３ビット情報抽出部３５
６で構成される。３ビット情報抽出部３５６には入力位
相情報に対応した３ビットデータが格納されている。乗
算部３５４は位相正規化情報３５２を乗算部３５４で位
相最大値θｍａｘに掛け合わせてスカラ量としての位相
情報を求め、これをアドレスとして図７２に示す変換内
容をもつ３ビット情報抽出部３５６で対応する３ビット
情報に変換し、、３ビット分での高速量子化を行う。
【０２７３】３ビット情報抽出部３５６からの３ビット
データは、上位２ビットについてはディジタル信号とし
てデータ信号点の時分割で送り、最下位ビットＬＳＢに
ついてはアナログ信号として非線形量子化残アナログ信
号の極性を制御して送る。
【０２７４】このため、１シンボル当り２ビットの位相
情報が得られることから、１フレームで送る１２シンボ
ル分の位相情報は音声１チャネルにつき２４ビットとな
り、これに位相最大値θｍａｘを示す４ビットが加わる
ことで、位相情報は合計２８ビットとなる。更に、非線
形量子化により得られた振幅最大値８ビットが加わるこ
とで音声１チャネルは１フレーム当り合計３６ビットと
なり、従って音声２チャネルでは１フレーム当り合計７
２ビットとなる。
【０２７５】図７３は図６５の振幅情報作成部２７８の
詳細を示している。図７３において、振幅情報作成部２
７８は乗算器３５８，３６２，３６６、ＡＧＣ部３６０
及び割算器３６４で構成される。乗算部３５８はシンボ
ル毎に得られたアナログベースバンド信号（ディジタル
値表記）にＡＧＣ部３６０で半径１．０を与えるレベル
を掛け合わせて正規化した後、ここではチャネルＣＨ１
側を例にとっていることからリアル成分を乗算器３６２
に入力する。
【０２７６】一方、非線形量子化部２７６で求められた
８ビットの非線形量子化後の振幅最大値Ｘは割算器３６
４で逆数（１／Ｘ）が求められ、乗算器３６２で乗算器
３５８からのリアル成分に掛け合わせてデータ符号点に
重畳する非線形量子化残アナログ信号を得る。
【０２７７】更に乗算器３６６において、図６９に示し
た３ビット情報抽出部３５６から出力されたＬＳＢビッ
トに基づき、ＬＳＢ＝１のとき＋１．０を掛け合わせ、
ＬＳＢ＝０のとき−１．０を掛け合わせて極性を反転
し、リアル成分の非線形量子化残アナログ信号の極性で
位相情報の１ビットを表現し、データ信号点に重畳して
伝送させる。
【０２７８】即ち、図７３の振幅情報作成回路部２７８
にあっては、乗算器３６６で位相情報から振幅成分のベ
クトル情報を複素共役で正規化し、位相情報１ビットを
含む振幅情報を得る。
【０２７９】尚、図６５のチャネルＣＨ２側のディジタ
ル信号作成回路部３２８に設けた振幅情報作成回路部２
７８にあっては、図７３において乗算器３８５からのイ
マジナリー成分Ｉについて同様な処理を行うことにな
る。 図７４は図６５のデータ信号点発生部３４に設け
た変換部２６４の詳細を示したもので、パラレル／シリ
アル変換器３６６，スクランブラー３６８，シリアル／
パラレル変換器３７０及び１２シンボル分のグレイコー
ド／ナチュラルコード変換器３７２−１〜３７２−１２
で構成される。
【０２８０】パラレル／シリアル変換器３６６には音声
チャネルＣＨ１，ＣＨ２の各々につき最大振幅情報８ビ
ット、最大位相情報４ビット、及び１２シンボル分の位
相情報２４ビットがパラレル入力し、２４０Ｈｚのフレ
ーム同期クロック２６６と１７．２８ｋＨｚの読込クロ
ック２６４を用いて１フレーム周期でパラレルデータに
変換し、スクランブラー３６８でスクランブルを行った
後、同時にシリアル／パラレル変換器３７０で元の７２
ビットパラレルデータに戻す。
【０２８１】グレイコード／ナチュラルコード変換器３
７２−１〜３７２−１２はシリアル／パラレル変換器３
７０からの７２ビットパラレル出力を６ビット単位に入
力し、ナチュラルコードに変換して出力する。
１４．第３発明送信部の動作
図６５における音声２チャネルの伝送動作を説明する。
まず０．３ＫＨｚ〜３．４ｋＨｚの帯域をもつ音声信号
はチャネルＣＨ１及びチャネルＣＨ２のアナログパスバ
ンド信号４８−１，４８−２としてアナログ・ディジタ
ル信号作成回路部３２６，３２８のそれぞれに入力され
る。チャネルＣＨ１側に示すようにアナログパスバンド
信号４８−１は、アナログＬＳＩ部５５のローパスフィ
ルタ９０で不要成分を除去した後、Ａ／Ｄコンバータで
ボーレート周波数２８８０Ｈｚのサンプリング周波数で
サンプリングされて、ディジタル値表記に変換される。
【０２８２】続いてベースバンド変換回路部５０でアナ
ログベースバンド信号に変換され、データ格納ＲＡＭ２
７２に格納される。データ格納ＲＡＭ２７２に１フレー
ムを構成する１２シンボル分のアナログベースバンド信
号が格納されると、パワー計算部２７４，最大値検出部
２７６及び非線形量子化部による１２シンボルの中の最
大パワー検出値の非線形量子化データが作成され、８ビ
ットのディジタル信号として送出される。
【０２８３】同時に位相差分回路部３３０及び最大値検
出・量子化回路部３３２において１２シンボル分のアナ
ログベースバンド信号の位相量の最大値の検出に基づ
く、線形量子化された３ビットの位相情報と４ビットの
位相最大値が求められ、位相最大値４ビットと位相情報
２ビットを合わせた６ビットを各シンボル毎にデータ信
号点発生部３８に出力する。
【０２８４】位相情報の１ビットＬＳＢは非線形量子化
部２７６からの最大振幅値の８ビットデータと共に振幅
情報作成部２７８に与えられる。振幅情報作成部２７８
にあっては、データ格納ＲＡＭ２７２に記憶している１
２シンボル分のパワー値を読み出して非線形量子化によ
り求めた最大値の逆数を掛け合わせることで非線形量子
化残アナログ信号を求め、更に位相情報の１ビットＬＳ
Ｂの「１」でプラス、「０」でマイナスを掛け合わせて
極性を制御し、リアル成分について合成部３１６に供給
する。
【０２８５】同時にチャネルＣＨ２のアナログ・ディジ
タル信号作成回路部３２８側においてもイマジナリ成分
として位相情報１ビットの極性反転を受けた非線形量子
化残アナログ信号が出力されることとなり、両者を合わ
せて位相ランダム回路部５２に供給し、８値の位相角の
回転を与えてランダム化し、データ信号点発生部３８に
送る。
【０２８６】データ信号点発生部３８におけるトレリス
符号化、データ信号点の発生、発生したデータ信号点に
重畳するアナログ信号の象限判定に応じたベクトル回
転、更にフレーム同期信号の乗算、変調部４２における
変調、アナログＬＳＩ部４５におけるアナログ信号への
変換については、図４６の第２発明の実施形態と同じで
ある。
１５．第３発明受信部の詳細
図７５は図６４に示した第３発明の受信部３２の詳細を
示した実施形態構成図である。図７５において、復調等
化部６０，軟判定部６２，符号変換部６４，変換部２９
４，非線形量子化残アナログ信号を復調する遅延部７２
と加算部７２，復調したアナログ信号のベクトル回転を
元の象限に戻す乗算部２９８、更にランダム逆変換部７
４については、受信したデータ信号点が６ビット／シン
ボルであり、１フレームで７２ビットのデータを再生す
る点以外は、図６１の第２発明の受信部３２と同じにな
る。
【０２８７】また、音声２チャネルに対応してアナログ
ベースバンド信号復元回路部３７４，３７６、パスバン
ド変換部７６−１，７６−２及びアナログＬＳＩ部８５
−１，８５−２が設けられる。
【０２８８】アナログベースバンド信号復元回路部３７
４，３７６には、チャネルＣＨ１側に示すように、８ビ
ットの振幅最大値データを非線形逆量子化し、同時に復
調された非線形量子化残アナログ信号に掛け合わせて各
シンボル毎の振幅情報としてパワー値を再生する振幅逆
変換回路部３７８が設けられる。
【０２８９】更に第３発明にあっては、送信側から位相
情報をディジタル信号として２４ビット（２ビット／シ
ンボル）送信しており、またアナログ信号の極性として
位相情報１ビットを送っており、更に位相最大値として
４ビットを送っていることから、これらの位相情報に対
し選択・位相和分回路部３８０及び乗算器３８６が設け
られる。
【０２９０】図７４は選択・位相和分回路部３８０の詳
細を示す。選択回路３８８は各シンボルの受信毎に得ら
れた２ビットの位相情報をシンボル受信に同期して順次
セレクトしてＲＯＭ３２に入力する。同時に、復調され
たアナログ情報３８５の極性を符号判定部３９０で判定
し、位相情報の１ビットＬＳＢをＲＯＭ３９２に入力す
る。この符号判定部３９０によるＬＳＢは符号が＋でＬ
ＳＢ＝１、符号が−でＬＳＢ＝０となる。
【０２９１】ＲＯＭ３９２は図７８に示すように、３ビ
ット情報を入力して対応する位相情報を出力する。一
方、ＲＯＭ３９６には線形量子化された最大位相情報の
４ビットが入力され、図７７に示すように、元の最大位
相情報に戻す。乗算器３９４はシンボル毎にＲＯＭ３９
２から出力される位相情報に最大位相情報を掛け合わせ
て逆量子化する。
【０２９２】更に、逆量子化された位相情報は変換器３
９８でスカラ量である位相角からベクトル情報に変換さ
れ、次の乗算器４００，振幅正規化部４０２及びタップ
遅延線４０４を用いて位相和分を求め、更に乗算器４０
６で−１４４０Ｈｚのキャリア周波数で位相和分情報を
ベースバンド情報にシフトして戻し、位相和分出力４０
８を生ずる。
【０２９３】図７９は図７５の振幅逆変換回路部３７８
の詳細を示したもので、絶対値回路４１０、８ビットの
振幅最大値データ４１４を非線形逆量子化するＲＯＭ４
１２、および乗算器４１６が設けられる。即ち、復元さ
れたアナログ情報３８５としてのアナログベースバンド
信号がもつ位相情報１ビットを表わす極性を絶対値回路
４１０で除去し、同時にＲＯＭ４１２で量子化されてい
る８ビットの振幅最大値データから振幅最大値情報を復
調し、両者を乗算器４１６で掛け合わせて振幅情報とし
てのパワー値を復元する。そして振幅逆変換回路部３７
８で求めたパワー値に、選択・位相和分回路部３８０で
求めた位相和分出力４０８を乗算器３８６で掛け合わせ
て元のアナログベースバンド信号を復元する。
【０２９４】次に図７５の受信部３２の動作を説明する
と、受信したデータ信号点からの１フレームにつき７２
ビットのディジタル信号の再生と、リアル成分とイマジ
ナリ成分で作られた非線形量子化残アナログ信号の復調
は、図６１の第２発明の場合と同じである。
【０２９５】その後の位相情報と振幅情報に基づく元の
アナログベースバンド信号の復元は送信側と逆の操作を
行えばよい。
【０２９６】
【発明の効果】以上説明してきたように本発明によれ
ば、次の効果が得られる。
【０２９７】まずアナログパスバンド信号をベースバン
ド信号に変換した後に送信データのデータ信号点にノイ
ズと見做せるレベルで重畳して送ることで、メインの送
信データと音声またはファクシミリ信号との同時伝送が
単一のアナログ回線を使用してでき、回線使用量を半分
にでき、また通信機器が１回線分で済むことから装置コ
ストを節減できる。そしてエコー信号を推定し、受信信
号から推定したエコー成分を差し引くようにしたので、
伝送路として２線式アナログ回線を全二重で用いる場合
の信号品質を高めることができるという効果を有する。
【０２９８】また、音声またはファクシミリ等のアナロ
グパスバンド信号をアナログ成分とディジタル成分に分
離し、ディジタル成分についてはメインの送信データと
共に時分割でデータ信号点に変換して送り、アナログ成
分についてはデータ信号点に重畳して送ることで、より
高品質のアナログパスバンド信号の伝送を可能とし、音
声やファクシミリ伝送における信号品質を大幅に向上で
きる。
【０２９９】更に、音声２チャネルをディジタル信号と
アナログ信号に分けて同時に重畳伝送することで、単一
のアナログ回線を使用して音声２回線あるいはファクシ
ミリ２回線による回線利用ができ、アナログ回線の利用
効率を２倍に引き上げることができる。DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
[0001]
The present invention relates to a two-wire system or a four-wire system.
Host computer using a single line analog line
Multiplexes data signals and audio signals from devices and terminal devices simultaneously
Multimedia multiplex reception that receives and reproduces transmitted signals
Communication method and apparatus, especially for converting main data
Superimposed another signal such as an audio signal on the data signal point
Multimedia that receives and reproduces multiplexed signals at times
The present invention relates to a double transmission device.
In recent years, with the diversification of transmission media, telephone
Audio signal, facsimile signal, data signal, image signal
Multiplex transmission of various signals such as
These multiplex transmissions have already been realized on trunk lines.
You.
On the other hand, most lines other than the trunk line are still
It is an analog line.
Data cannot be transmitted because the
3.4KHz line, voice is telephone, inbandlin
Such as voice-grade lines using loggers, switches, etc.
The form of transmission using various lines is a reality.
[0004] In addition, digital circuits take time to spread.
And running costs are high, so analog lines
There is still a strong demand for.
[0005] For this reason, even in analog lines, run
Data signals, audio signals,
Multiple transmission of multiple media such as image signals is required.
You.
[0006]
2. Description of the Related Art FIG. 80 shows a conventional multimedia multiplex transmission.
An example of a usage form of the method will be described. Headquarters 10 and branch 12
In large-scale offices, these are
Connect and use multimedia multiplex transmission equipment
Signals of multiple media such as signals, data signals, image signals, etc.
Multiplexed and transmitted over one digital backbone line 14
You.
However, it is connected to the head office 10 and the branch office 12.
Running costs between branches 16-1 to 16-n
Individual analog using public line or leased line to reduce
Network lines 18-1 to 18-n.
For this reason, as shown in detail in FIG.
For example, data between the head office 10 and each of the branches 16-1 to 16-n
For signals, modems 20-1 to 20-n were used.
3.4KHz line 22-1 to 22-n, voice signal is telephone
Voice class line 26-1 using the equipment 24-1 to 24-n
26-n. This point is the branch 12 and each branch 1
The same applies to 6-1 to 16-n.
Further, in a facsimile machine, an analog circuit is used.
Because the wires are used for both voice and data signals,
Image data and audio signals by switching between
Is transmitted by one analog line.
[0010]
However, this is not the case.
In such conventional multimedia multiplex transmission systems,
There was a problem.
First, in communication between business establishments, data
Communication and telephone communication are often used simultaneously,
The line switching method used for remote equipment is inefficient
Finally, the head office 10 and the branch offices 12 and the respective branch offices 1 in FIG.
As shown in 6-1 to 16-n, 3.4K is used for data communication.
Hz line 22-1 to 22-n and for voice communication
Telephone-grade lines 26-1 to 26-n must be used.
By using various lines, lines are required for media
And extra line charges. Communication equipment is also media
Minutes and equipment costs.
It is an object of the present invention to utilize a single analog line.
Data signal and voice signal from the multiplexed transmission signal
Multiplex transmission for playback with two types of signals
Provide equipment.
[0013]
The present invention will be described with reference to FIGS.
FIG. 2 is a diagram illustrating the principle of the present invention.
First, the present invention provides a two-dimensional signal to which a first signal is assigned.
A transmission signal obtained by superimposing a second signal on a data signal point in a coordinate space
Receiving the signal and reproducing the first signal and the second signal
A) Data determined from the transmission signal in the multiplex reception method
The signal point is delayed by the predetermined time required for
The second signal is reproduced by subtracting it from the data signal point.
As described above, the data signal point before the determination is
After delaying the time required for the point judgment, the
By taking the difference from the data signal point,
Accurately separating and reproducing the second signal superimposed on the signal point
Can be.
[0016] Such a multimedia multiplex receiving method
Is a determining step of determining a data signal point from the transmission signal,
Where the data signal points before the judgment in the judgment process are necessary for judgment
A delay process that delays by a fixed time and a judgment
Data signal determined in the determination process from the data signal point before the determination
Subtracting a point to extract the second signal;
Prepare.
Here, the determination process is performed by a Viterbi decoding procedure (Viterbi decoding procedure).
Algorithm to determine the likely data signal points.
Perform maximum likelihood detection.
The first and second signals reproduced according to the present invention
The issues include:
(1) Reproduce data signal as first signal
And the analog signal converted from the analog signal as the second signal.
Regenerate the passband signal.
(2) Data signal and analog signal as the first signal
Reproduces a signal obtained by combining a part of the passband signal
The remaining signal of the analog passband signal is used as the second signal.
Play the issue.
(3) First analog band as first signal
A part of the bus signal and the second analog passband signal
The synthesized signal is reproduced, and the second analog signal is used as the second signal.
Regenerate the rest of the band signal.
In the two-dimensional coordinate space to which the first signal is assigned,
Receiving the transmission signal with the second signal superimposed on the data signal point
Multimedia multiplexing for reproducing the first signal and the second signal
At the receiving device, the data signal point determined from the transmission signal
Is the data before the judgment delayed by the predetermined time required for the judgment.
A reproducing means for reproducing the second signal by subtracting from the signal point is provided.
It is characterized by
The reproducing means converts the transmission signal into a data signal.
Judging means 62 for judging a point, before judgment by judging means 62
Delays the data signal point by a predetermined time required for determination.
Data before the judgment delayed by the extension means 70 and the delay means 72.
The data signal point determined by the determination means 62 is subtracted from the data signal point.
And an adding means 72 for extracting the second signal by subtraction.
You.
The judging means 62 follows the Viterbi decoding procedure
Soft decision means for judging likely data signal points is provided.
You. The first signal reproduced by the multimedia multiplex receiving apparatus
Signal and the second signal are the same as (1) to (3) in the case of the method.
You.
According to the present invention, the first signal is converted into a data in a two-dimensional coordinate space.
Data signal point, and the second signal overlaps the data signal point.
Combines two types of signals and transmits them to the transmission line
Transmitting unit and two-dimensional coordinate space based on the received signal on the transmission path
The signal point is judged from the receiving point of the first signal to reproduce the first signal, and
Receiving the second signal based on the error between the point and the determination signal point.
In a multimedia multiplex transmission apparatus having a communication unit,
Transmits the transmission signal from the transmission unit 32 to the 2-wire analog line
And receive the received signal from the 2-wire analog line
A hybrid circuit (HYB) 44 separated into the unit 30;
Echo for estimating an echo component from a transmission signal of the transmission unit 30
Estimation unit 56 and echo component estimated by echo estimation unit 56
From the received signal of the hybrid circuit 44
And an echo removing section (adding section) 58 for supplying to the section 32.
It is characterized by having.
The echo component contained in such a received signal
Of two-line analog lines as transmission lines
The signal quality when used in a heavy manner can be improved.
The following is a more detailed description.
[Voice + data] Figure 1 shows the one that handles voice + data
(Hereinafter referred to as "first invention" for convenience), FIG.
As shown in FIG.
Multimedia multiplex transmission connecting the receiver 30 and the receiver 32
set to target.
The transmission section 30 stores the main transmission data in 2
Is converted into a data signal point in the three-dimensional coordinate space.
Data transmitting means for transmitting a modulated signal obtained by modulating a point;
Convert a analog passband signal to an analog baseband signal
This analog baseband signal is converted to a data signal point.
Multiplexing means for superimposing and transmitting.
The receiving unit 32 transmits the data from the transmitting unit 30 to the receiving unit 32.
Receive the transmitted signal from the analog line 46 and
Data reproducing means for reproducing an analog signal from the received signal.
The original analog passband after separating the baseband signal.
Analog reproduction means for performing reverse conversion to a signal.
The data transmission means of the transmission unit 30 is a predetermined length unit.
Input the transmission data at the position and generate the corresponding data signal point
Data signal point generating means 38, and a data signal point generating means.
The data signal point generated in the stage 38 is represented by two components of amplitude and phase.
Sends a modulated signal (PSK, QAM, TCM, etc.)
And at least a modulating means 42 for transmitting data.
The multiplexing means of the transmitting section 30 outputs the audio signal
In addition, analog passbars for passbands such as fax signals
The baseband signal to the analog baseband signal.
Baseband conversion means 50 for converting the baseband
The analog baseband signal from the
And at least an adding means 40 for adding to the data signal points.
You.
The data reproducing means of the receiving section 32 receives the received signal
Demodulating and equalizing means 60 for demodulating and equalizing a modulated signal from
The data signal point is determined from the demodulated signal obtained by the equalizing means 60.
Determining means 62 to determine the data and the data determined by the determining means 62
Code conversion means 64 for restoring original transmission data from signal points
At least.
The analog reproducing means of the receiving section 32 is a
The difference between the signal before the determination in step 62 and the signal after the determination
Baseband demodulation means 72 for demodulating a baseband signal
And the baseband signal from the baseband demodulation means 72
To the original analog passband signal
At least a passband conversion means 76 for reproducing the signal
You.
Normally, the transmitting section 32 operates as a data signal point generating means.
A scrambler for scrambling transmission data input to the stage 38;
Amble means 36 to enable automatic equalization on the receiving side.
This eliminates data correlation. So the main de
Analog baseband signal superimposed on the data signal points.
However, the data is randomly converted by the random
Eliminate the correlation of data.
In response, the receiving unit 32 includes a code conversion
The transformed signal from stage 64 is descrambled to the original
Data descrambling means 66 for reproducing data is provided.
The analog reproduction means receives the signal from the baseband demodulation means 72.
Randomly converts the baseband signal to the original analog signal
A random inverse conversion means 74 for converting to a band signal is provided.
You.
In this case, the random conversion means 52
Corresponding to the data scrambled by the rumble means 36
Random conversion of analog baseband signals and reverse conversion
The random conversion unit 74 converts the conversion data of the code conversion unit 64.
In response to the above, the signal from the baseband demodulation means 72 is
Convert back to random.
In order to improve the signal quality, the data of the
The signal point generation means 38 generates the signal point of the generated transmission data.
Into data signal points according to the trellis coding procedure.
Determination means 6 of the receiving unit 32
2 is likelihood according to the Viterbi decoding procedure (maximum likelihood estimation)
Soft decision means for judging the data signal points.
The multiplexing means of the transmission unit 30
Analog baseband signal superimposed on the
And an amplitude limiting means 54. Amplitude limiting means 54
Sends the signal quality status of the receiver 32 of the partner station to its own station.
The amplitude limit of the analog baseband signal
It is desirable to control. [Data + Voice; Voice is D
Digital and analog separation] Figure 2 (c) shows data + voice
Principle theory of what we deal with (hereinafter referred to as "second invention" for convenience)
FIG.
In the second invention, the transmitting unit (30) includes the base
The analog baseband signal from the band conversion means 50
Separation into analog and digital signal components
Means 255, and the separated digital signal as transmission data.
Time-division multiplex and time to be transmitted by data transmission means
Dividing multiplexing means 254, and separating the separated analog signal into data
As an analog multiplexing means for transmitting by superimposing on signal points
Is provided.
In response to this, the transmission unit 32 displays the reproduced
From the data corresponding to the data signal point,
Time division to separate digital signal components of subband signals
The distribution means 258 and the digital data from the time-division distribution means 258
Analog signal from the analog demodulation means 72
Signal that combines the original baseband signal based on the
Signal combining means 256 is provided. [voice
+ Voice] FIG. 2 (d) shows a voice + voice handling
FIG. 3 is a diagram for explaining the principle of “third invention” for convenience.
Multiplexed transmission of audio signals for the same channel.
You.
For this reason, the transmitting section 30 of the third aspect of the present invention
Phase of baseband signal converted from passband signal
A phase quantizer that converts information into a quantized phase signal.
Stage 314 and quantization for baseband signal amplitude
Separation means for separating an amplitude signal and a quantized residual analog signal
And for each channel of the two analog passband signals
Quantized phase signal and quantized amplitude for two channels
Time-division multiplexing by considering signals as transmission data
The multiplexing means 254 stores the time-division multiplexed transmission data
Convert to data signal points in phase space and modulate the data signal points
Data transmission means for transmitting the modulated signal, and
Of the quantized residual analog signal generated by the separating means 255
Combine one as a real component and the other as an imaginary component
Multiplexing that is superimposed on data signal points and transmitted
And an adding means 40 as a converting means.
You.
The receiving unit 32 corresponding to the transmitting side
Two channels from the data corresponding to the generated data signal points
Reproduce the quantized phase signal and quantized amplitude signal of the channel
Time-division distribution means 258 that separates
Extract the residual analog signal based on the
Analog demodulation means for separating into Al component and Imaginary component
72, and time-division distribution means for each channel.
258 is inversely quantized to obtain a phase signal.
The phase inverse quantization means for demodulation and the time division distribution means 258
To dequantize the quantized amplitude signal and demodulate the amplitude value.
Width inverse quantization means, phase signal and amplitude obtained by inverse quantization
Value and analog demodulated signal from said analog demodulation means
Signal synthesizing means 25 for synthesizing the original baseband signal from
6 and a passband that converts to the original analog passband signal
The data conversion means 76 is provided.
[0043]
DESCRIPTION OF THE PREFERRED EMBODIMENTS <Table of Contents>
1. Basic embodiment of the first invention
2. Detailed embodiment of the first invention transmission unit
3. Operation of the first invention transmitting unit
4. Detailed embodiment of the first invention receiving unit
5. Operation of the first invention receiver
6. Another embodiment of the first invention
7. Basic embodiment of the second invention
8. Details of the second invention transmission unit
9. Operation of the second invention transmission unit
Ten. Details of the second invention receiver
11． Operation of the second invention receiving unit
12． Basic embodiment of the third invention for transmitting two voice channels
13. Details of the third invention transmission unit
14. Operation of the third invention transmitting unit
15． Details of the third invention receiving unit
16． Modified embodiment of the third invention
1. Basic embodiment of the first invention
FIG. 3 is a diagram showing the basic structure of the first invention of the multimedia multiplex communication of the invention
An embodiment configuration in which the present embodiment is shown taking a modem as an example.
FIG.
In FIG. 3, the modem communicates with the transmitting section 30.
It comprises a unit 32. The transmission unit 30 stores the main transmission data.
Data 34, the scrambler 36, the trellis
A data signal point generator 38 having an encoding function,
An adjusting section 42 and a hybrid circuit 42 are provided.
In addition, analog passband such as voice or facsimile
In order to transmit the signal 48 at the same time, the baseband converter 50,
The random converting section 52, the amplitude limiting section 54, and the adding section 40
Is provided.
Analog path such as voice or facsimile
The baseband signal is converted to an analog baseband signal by the baseband converter 50.
Is converted to a band signal and is uncorrelated by the random conversion unit 52.
After performing the random conversion for
To limit the amplitude, and the adder 40 performs the main transmission data 3
4 is superimposed on the data signal point obtained from
Transmitted simultaneously as noise components at the data signal points of the
You.
On the other hand, the receiving unit 32 of the modem is
0, determine data signal points according to Viterbi algorithm
A soft decision unit 62 that converts the data signal points into a bit sequence
A code conversion unit 64 and a descrambler unit 66 are provided.
In addition to the main transmission data reception system,
Voice or facsimile superimposed as noise component at signal point
Delay for reproducing analog passband signals such as millimeters
A circuit 70, an adder 72 having a baseband demodulation function,
Equipped with a random inverse converter 74 and a passband converter 76
You.
The modem side includes a transmitting unit 30 and a receiving unit 32
, The hybrid circuit 44
, The transmission line 30 and the reception unit 3
2 to realize full-duplex transmission. Hive
An echo estimator 56 is provided between the lid circuit 44 and the receiver 32.
And the echo component estimated by the echo estimation unit 56
Echo component removal from the received signal from the
An adder 58 having a delete function is provided.
Here, in the present invention, the main transmission data
Analog baseband signal such as voice
Signal to be superimposed as a noise component and transmitted simultaneously
Transmit the level of the analog baseband signal to the main
It is necessary to keep it within the range that does not affect data transmission.
You.
FIG. Modulation at 29
2400 baud speed, 2 bits allocated per thin hole
Bit / symbol and data transmission rate of 4800bp
It shows the error rate characteristics of the data signal in s mode.
ing.
The error rate characteristic of the data signal
Error rate of 1 / 100,000, ie 1 × 10-FiveElla
The S / N ratio of the data signal at the same rate is about 15 dB
It is. On the other hand, for analog audio signals,
About 28 dB, and 3 when the line quality is good.
8 dB, and the analog line uses S /
There is room for N.
In the present invention, this analog line
S / N-like margin for voice and analog such as facsimile
Used for signal transmission, superimposes analog signal on data signal
And transmit simultaneously on a single analog line. For this reason,
The level of the analog signal superimposed on the data signal is the standard value
As shown in the level range 35-1, the analog line
15 dB lower than the level of the main data signal
The level may be higher than 28 dB based on the rating. Ma
If the line quality is good, the level range becomes 35-2.
As shown, the level of the main data signal is 15 dB
Low and higher than 38 dB suitable for analog signals.
Just use it.
The amplitude controller 54 provided in the transmitter 30 of FIG.
Can be applied to analog signals such as audio shown in FIG.
In this case, the amplitude is limited so as to be within an effective level.
More preferably, the signal product of the receiving unit of the partner station
Quality SQD is transmitted to the secondary channel transmitting the monitor signal.
To optimize the signal quality SQD of the partner station.
It is possible to set the amplitude limit value of the amplitude limiter 54 so that
desirable.
2. Detailed embodiment of the first invention transmission unit
FIG. 5 shows the transmission in the modem of the first embodiment shown in FIG.
FIG. 3 is a configuration diagram of an embodiment showing details of a unit 30.
In FIG. 5, the transmitting unit 30 is a hardware
Typically, processor unit 75, voice or fax
And other analog passband signals 48 to digital signals
Analog LSI section 55 for conversion, processor unit 7
5. Convert the transmission modulation data from 5 into an analog modulation signal
The analog LSI unit 45 and the hybrid circuit 44
Is done.
More specifically, the processor unit 75
Microprocessor (MPU) and digital signal
It consists of a processor (DSP),
For the system, the scrambler unit 36, trellis coding
Data signal point generator 38 with function, data modulator 4
2 functions are realized. On the other hand, the data of the main transmission data
Analog signal such as voice or facsimile at the
As a system to be superimposed, a baseband conversion unit 50, random
The functions of the converter 52, the amplitude limiter 54, and the adder 40 are implemented.
Manifest.
Further, the reception signal from the hybrid circuit 44
The echo estimator 5 removes the estimated echo component from the signal
6 and the functions of the adder 58 and the amplitude limiter 54
The optimum amplitude limit value is set based on the signal quality signal SQD of the station.
The function of the optimum amplitude limit value determining unit 108 to be determined is realized.
You.
Analog path such as voice or facsimile
Analog L for converting band signal 48 into digital signal
The SI unit 55 includes a low-pass filter 90 and an A / D converter.
Data 92. The low-pass filter 90 is used for telephones and faxes.
High frequency components of analog passband signals from
Cut and extract audio band components such as audio signals. A /
D converter 92 is a voice band from low-pass filter 90
Digital conversion of the frequency components to the processor unit 75
input.
The modulation from the processor unit 75
Analog LSI 45 for converting data into analog signals
Has a D / A converter 86 and a low-pass filter 88.
I can. The A / D converter 86 is a processor unit 75
The digital modulation signal from the
You. The low-pass filter 88 does not require an analog modulation signal.
Eliminate band components.
Next, this is realized by the processor unit 75.
The details of each part to be performed will be described.
First, the scrambler section 36 operates as a host computer.
Randomize transmission data 34 from computers and terminal devices
To obtain uncorrelated data. This scrambler 36
The function is, for example, V. CCITT. Generators recommended in 29
The transmission data 34 is randomized by a term. Scran
The randomization of the transmission data 34 by the blur unit 36
Generally, transmitted data is correlated, and correlated data is transmitted.
When it receives, the tap coefficient of the automatic equalizer
Prevents convergence and the difficulty of stable automatic equalization.
Because
Next, the data signal point generator 38 will be described.
In this embodiment, the data signal point generator 38
Squirrel encoding function, and the CCITT At 33
Encode to data signal points according to recommended method. CC
ITT V. Regarding the content recommended in 33, 199
November 20, 2008 CQ Publishing Company's publication "Modem and
Data communication over telephone networks ".
FIG. 6 shows V.I. of CCITT. 320 by 33
0 baud, 3 + 1 bits / symbol, 9600 bps mode
Data point signal with trellis coding function suitable for
FIG. 4 is a diagram illustrating an embodiment of a generation unit.
In FIG. 6, the data signal point generating section 38
Serial / parallel conversion, Gray code / Natura
Code conversion unit 110-1 for performing code conversion, conversion table
Phase difference composed of the pin 114 and the taps 116 and 118
Circuit, convolutional encoder 120 and signal point generation
ROM 112-1.
Randomized by the scrambler unit 36
The serial output of the transmission data is processed by the code conversion unit 110-1.
It is converted into 3-bit parallel data for each symbol,
Natural code with parallel data as gray code
Convert to Output of 3 bits from code conversion section 110-1
Input two bits of the force to the conversion table 114, and touch
Phase difference for each bit by feedback input of
The two bits after the difference are sent to the convolutional encoder 120.
Input and convert to 3-bit information.
Finally, the signal point generating ROM 112-1
And one bit from the code conversion unit 110-1 and the convolutional code
Address is the total of 4 bits of 3 bits from
To generate corresponding data signal points (symbols).
Here, the CCITT V.V. 32 by 33
00 baud, 3 + 1 bits / symbol, 9600 bps
In the mode, 16 signal points as shown in Fig. 7 are used.
The signal point generation ROM 112-1 stores the 16 signals shown in FIG.
Points are stored using 4-bit addresses, and
Address by 4-bit data generated by squirrel coding
The data of the corresponding signal point is read by specifying the data.
FIG. 8 shows 2400 baud, 6 + 1 bits / thin.
Trellis coding in the case of Vol, 14400 bps mode
The details of the data signal point generator 38 having a function will be described. This
In this case, the data signal point generation unit 38
Machine for real conversion and gray code / natural code conversion
Conversion unit 110-2 having conversion function, conversion table 114
And the phase difference composed of taps 116 and 118
Circuit for generating the convolutional encoder 120 and signal points
It is composed of a ROM 112-2.
In the 14400 bps mode, 7 bits
Is generated, the data signal point is 128
And the signal point generation ROM 112-2 has a 7-bit value.
Addressed, 128 pairs of signal point data
The corresponding one will be read.
Referring again to FIG.
Following the adder 40 which superimposes the command signal on the data signal point.
The provided data modulating unit 42 includes a roll-off filter unit.
80, a modulator 82, and a carrier generator 84.
You. The roll-off filter unit 80 outputs the data from the adding unit 40.
Signal with a baseband analog signal superimposed on the
Waveform shaping by limiting the band.
The carrier generating section 84 carries 1850 Hz
Generate a carrier signal. The modulator 82 is as shown in FIG.
And a multiplier 124 and a real part extraction unit 128
It is. That is, 1850 Hz from the carrier generation unit 84
Carrier signal is roll-off filtered by multiplier 124
The signal from the signal 80 is multiplied and demodulated.
The real part extraction unit 128 extracts the real component from the signal.
And outputs the extracted data to the next-stage analog LSI unit 45.
[0097] The modulation unit 82 used in this embodiment
As an embodiment, as shown in FIG.
Using the carrier signal from the carrier generator 84
After being modulated by the modulation unit 80, the roll-off filter 82
A configuration that performs band limitation may be used.
Next, the baseband converter 50 shown in FIG. 5 will be described.
Then, the baseband conversion unit 50 is connected to the demodulation unit 94 and the carrier.
A low-pass filter 98.
Details of the demodulation unit 94 are shown in FIG.
Multipliers 136 and 138 are provided for each of the magic components. Cap
The rear generator 140 has a clockwise rotation signal of -1850 Hz.
Signal, the real component R of the carrier signal and the imaginary
-The analog source of the analog passband signal
Multipliers 136 and 13 for each of the Al component and the imaginary component
8 and the real component of the baseband signal and the
Convert to nari components.
For conversion into such a baseband signal,
Therefore, both the sum component and the difference component accompanying demodulation are output
Therefore, a low-pass filter 98 removes unnecessary sum components.
Remove and extract only difference component as baseband signal
You. FIG. 12 shows an analog input to the baseband converter 94.
This shows the band characteristics of the log passband signal.
The low-pass filter 90 provided in the analog LSI unit 55
A low-pass filter characteristic 176 is provided.
Taking an audio signal 174 as an example of a band signal,
Voice band from 0.3 to 3.4 kHz (pass bar
Signal) is input.
Such an analog passband signal is
-1.55k shown in FIG.
Hz from +1.55 kHz to 0 kHz
Is converted to a band audio signal 178,
Data 98 is a band limitation according to the low-pass filter characteristic 180
And extract only the difference component obtained by demodulation.
I have.
The baseband transform used in the embodiment of FIG.
As another embodiment of the replacement unit 50, a Hilbe shown in FIG.
A configuration using a tilt filter may be used.
The baseband converter 50 shown in FIG.
Tilt filter 130, multiplier 132 and carrier generation unit
134. Hilbert filter 130
Input scalar signal from log LSI 55
Convert to a signal. The multiplier 132 is a Hilbert filter 1
30 and the signal from the carrier generator 134.
A carrier vector consisting of a clockwise rotation signal at -1850 Hz
Multiply by the vector and convert the passband signal to the baseband
Into a signal.
The field using this Hilbert filter 130
In this case, unnecessary components such as a sum signal are not generated.
The low-pass filter 98 provided in the embodiment is unnecessary.
is there.
Next, the random conversion section 52 of FIG. 5 will be described.
And the random conversion unit 52 performs phase conversion with the bit extraction unit 100.
And a switching unit 102. This bit extraction unit 100 and
The details of the phase conversion unit 102 are described in CCITT 3 by 33
200 baud, 3 + 1 bits / symbol, 9600 bps
The mode is shown in FIG.
become.
In FIG. 15, the bit extraction unit 100
The real / parallel converter 100-1 is provided. Cereal
/ Parallel converter 100-1 is 3200 baud modulation synchronization
Operating with the clock 142-1 for
Serial data from the scrambler unit 36
3-bit parallel output "XTwo X1 X0Is converted to
You.
Here, the data file from the scrambler 36 is
When the rows are arranged from right to left ... CTwo C1 C0 BTwo
B1 B0 ATwo A1 A0Becomes 3 bits / symbol
Since each symbol is unique, it is possible to distinguish each symbol.
Bit extraction from the scrambler unit 36 as shown in FIG.
For the output, the parallel output “X
Two X1 X0".
The phase conversion unit 102 extracts the bits shown in FIG.
Parallel output X from output unit 100Two, X1, X0Address
8 values of phase change angle are stored as
A phase shift angle is output.
In the case of the 9600 bps mode shown in FIG.
The random phase signal generated by the phase conversion unit 102
Number of phases 8 and symbols input from scrambler section 36
In particular, since the number of bits in each
Does not require complicated processing.
FIG. 18 shows V.I. of CCITT. 24 by 29
00 baud, 2 bits / symbol, 4800 bps mode
FIG. 3 is a configuration diagram of an embodiment of a random conversion unit 52 used in FIG.
The bit extraction unit 100 has a modulation synchronization clock of 2400 baud.
It operates with the lock 142 and the serial from the scrambler unit 36.
Parallel output to the number of bits per symbol
A serial / parallel converter 100-2 is provided.
In the case of this 4800 bps mode,
The data bit string output from the tumbler unit 36 is
When arranged on the left, ... D1 D0 C1 C0 B1 B0
A1 A0And the order is 2 bits / symbol.
This is the number of random phase signals generated by the phase converter 102.
It becomes smaller than 8 phases.
Therefore, the serial / parallel converter 100
-2, data as scrambler output
As shown in FIG. 19, two bits for each symbol of the bit string
3-bit parallel output "XTwo X1 X0To "
You. This conversion to 3-bit parallel output is the previous symbol
And the next bit of the input data bit string.
Convert to
The conversion contents of phase conversion section 102 are the same as in FIG.
And the 3-bit parallelism of the parallel conversion unit 100-2.
Output "XTwo X1 X0Address specified by
And outputs the corresponding phase change angle.
In this embodiment, eight phases are used.
Random phase modulation as an example.
If you want to further strengthen, for example, 16 phases
Random modulation may be used. Also, in this embodiment,
In some cases, randomization is performed only in the phase direction.
If amplitude modulation is applied to the
You can add the random variation above, and in any case,
Analog signals such as voices and facsimile that are actually correlated
May be randomized to be uncorrelated.
Referring again to FIG. 5, the bit extraction unit 10
0 and lander in the scrambler 36 in the phase converter 102
Random positions extracted based on the
The phase signal is output from the baseband converter 50 by the multiplier 104.
Multiplied by the analog baseband signal of
And randomize the output signal with a random phase signal.
You.
Next, the randomized baseband signal
Amplitude limiter 54 for limiting amplitude and determination of optimum amplitude limit value
The unit 108 will be described.
First, the optimum amplitude limit value judging section 108
As shown in the figure, a ROM 148 is provided and a signal from the partner station is provided.
The quality signal (SQD) 106 and modulation mode information 146 are
Input as a dress and the pre-stored optimal amplitude limit value
150 is output.
Here, as the modulation mode information 146,
Is, for example, 29 2400 baud, 2 bits / symbol
4800 bps mode, or 33 of 320
0 baud, 3 + 1 bits / symbol, 9600 bps mode
This is information indicating the contents of the key.
FIG. 21 is a block diagram of an embodiment of the amplitude limiter 54.
First, the baseband signal 152 is converted to an automatic gain control unit.
154, and uses the amplitude limit value 150 as a reference signal.
The peak value of the baseband signal 152 to the amplitude limit value 150
Limit. The output of the automatic gain control unit 154 is
Is divided into a minute R and an imaginary component I.
At 56 and 164, the amplitude limit value 150 is added. Addition
The outputs of the devices 156 and 164 are connected to those of the limiters 158 and 162.
After being limited by each, it is given to adders 160 and 168.
It is.
On the other hand, the amplitude limit value 150 is
The polarity is inverted by multiplying by “−1”, and the adder 16
0,168. Therefore, the adders 160, 1
68 is for each of the real component R and the imaginary component I
The amplitude limit value 150 with the inverted polarity is added, and finally
Superimposed on the data signal point through the transmitters 162 and 170
Output to the adder 40 for this purpose.
It should be noted that an automatic control provided at the input stage of the amplitude
Although there is no problem if the gain control unit 154 is omitted,
Optimal overall S / N ratio by providing control unit 154
Control to improve signal quality, for audio signals
Can get good sound quality.
3. Operation of the first invention transmitting unit
The operation of the transmitting unit 30 shown in FIG. 33
3200 baud, 2 + 1 bits / symbol, 960
A description will be given taking the 0 bps mode as an example.
From the host computer or terminal device
The input transmission data 34 is transmitted to the scrambler of the transmission unit 30.
Input to the receiver 36, which is randomized and provided on the receiving side.
Convergence of tap coefficients in an automatic equalizer.
[0096] The scrambled data from the
Data signal point generator with trellis coding function
38, and as shown in FIG.
Gray code / natural code
Error rate is optimized by
Folding code after taking phase difference of 2 bits in output
Is converted to 3 bits, and finally converted to 4 bits of information.
Is replaced.
The newly added 1 bit
Is a signal with redundancy, and this trellis coding
Maximum likelihood estimation based on Viterbi algorithm on the receiving side
Error correction. Eventually generates data signal points
The unit 38 outputs the 4-bit data obtained by trellis coding.
From the data, one of the corresponding 16 signal points shown in FIG.
Get signal points.
On the other hand, as the analog passband signal 48,
Taking an audio signal as an example, the audio signal is as shown in FIG.
Is a signal with a band of 0.3 to 3.4 kHz, analog
The unnecessary band component is reduced by the low-pass filter 90 of the LSI unit 55.
Removed and converted to digital signal by A / D converter 92
After that, the data is input to the processor unit 75.
Digital sound from analog LSI unit 55
The voice signal is converted to an analog signal shown in FIG.
Converted to a passband signal. Where the baseband
From the carrier generator 96 of the converter 50, the center of the voice band
Generates a carrier frequency of 1850 Hz, which is the frequency,
An audio baseband signal is obtained by the demodulation unit 94. in this case,
Whether both sum and difference components are output with demodulation
The unnecessary sum component is removed by the low-pass filter 94.
Leave.
Voice converted by baseband conversion section 50
The baseband signal is shown in FIG.
Has a correlation indicating the distribution 184 shown in FIG.
It is represented by one vector 182 in the distribution 184.
On the other hand, in the random conversion section 52,
Input scrambled data from the crumbler unit 36
Then, as shown in FIG. 15, FIG. 16 and FIG.
Data for 3200 baud modulation
As a random phase signal in synchronization with the
Generates one of the eight phase change angles shown in FIG.
ing.
This random phase signal is multiplied by
To the audio baseband signal from the baseband conversion unit 50.
Combined and rotated in the phase plane by each phase change angle
As a result, as shown in FIG.
Is converted to an audio baseband signal.
Subsequently, randomization was performed by the amplitude limiter 54.
The audio baseband signal transmits the main transmission data.
The signal range is limited to a level that does not interfere.
It is superimposed on the signal point.
The amplitude limit value of the amplitude limiter 54 is set to the optimum amplitude limit.
It is controlled by the limit value judgment unit 108. Optimal amplitude limit value
For the disconnection unit 108, the aperture of the signal point on the reception side, that is,
The signal quality (SQD) 106 is received, and the optimum amplitude limit value and
Analog baseband signal randomized to be
Limit the amplitude of
The adder 30 receives the signal from the data signal point generator 38
To the signal point of the arbitrary data
-Based audio baseband with optimized amplitude
The signal is superimposed and output to the data modulator 42.
Sound for data signal point from adder 40
The superimposed output of the voice baseband signal is
Carrier generated after waveform shaping by filter 80
Modulated by the modulation unit 82 with the carrier signal from the unit 84
And only the real components are extracted and the analog LSI
45. In the analog LSI unit 45,
After converting to an analog modulated signal with a D / A converter,
-High frequency with sampling frequency by pass filter 88
The component is removed and output to the hybrid circuit 44.
The hybrid circuit 44 has an analog line 46
Is the two wires, and the modem side is the four wires of the transmitter 30 and the receiver 32.
Therefore, in order to perform 2-wire full-duplex transmission,
Through the hybrid circuit 44.
The analog modulation signal from the analog LSI part is a two-wire system
The data is transmitted to the analog line 46.
Here, full-duplex operation is performed by the two-wire analog circuit 46.
A signal received from the hybrid circuit 44 for performing communication
It is necessary to remove the echo component of the transmission signal contained in the
You.
Therefore, the processor unit 75 is provided.
The echo estimation unit 56 adds a sound to the data signal point from the addition unit 40.
Echo component is calculated from the signal with voice baseband signal superimposed.
And the echo component calculated by the adder 58 is calculated from the received signal.
Subtract the echo component of the transmitted signal contained in the received signal
The removed received signal is supplied to the receiving section 32 of the modem.
You.
FIG. 22D and FIG.
Speech-based for data signal points in
Indicates the superimposition of the band signal.
CCITT V. 2400 baud, 2 bits by 29
G / symbol, 4 signal points in 4800 bps mode
Is taken as an example.
That is, from the data signal point generating section 38,
Four signal points 188-1 to 188-4 shown in FIG.
, For example, the signal point 118-1 is output. This
At the same time, the amplitude limiter 54 simultaneously outputs the signal shown in FIG.
Randomized and amplitude limited audio baseband signal
The signal is added to the addition section 40, and as shown in FIG.
The signal of small circle 190-1 centered on signal point 188-1 and
Are superimposed. Of course, the other signal points 188-2 to 188
-4, the small circles 190-2 to 190-4
It is superimposed as a signal.
Actually, in this operation description, 320
0 baud, 3 + 1 bits / symbol, 9600 bps mode
16 signal points shown in FIG.
Of the signal point at that time
The circle was randomized and amplitude limited in FIG.
An audio baseband signal is superimposed.
4. Detailed embodiment of the first invention receiving unit
FIG. 23 shows details of the receiving unit 32 in the modem shown in FIG.
FIG. 2 is a configuration diagram of an embodiment showing In FIG.
When the unit 32 is viewed from the hardware configuration, the processor unit
It comprises a unit 200 and an analog LSI unit 85. Step
The processor unit 200 includes a microprocessor (MP
U) and a digital signal processor (DSP).
And a demodulation / equalization unit 60, a soft decision unit 62, and a signal conversion unit 6.
4, descrambler 66, delay 70, analog
Adder 72 as a baseband signal demodulator, random
The inverse conversion unit 74, the passband conversion unit 76, and the signal quality detection
The function as the output unit 28 is realized.
The analog LSI section 85 has a D / A converter
It is composed of a barter 224 and a low-pass filter 226.
The D / A converter 224 is a processor unit 200
Digital signal such as reproduced voice or facsimile
To an analog signal. The low-pass filter 226 is
Cuts the high frequency component of the analog playback signal and
Analog path such as voice or facsimile with extracted minutes
The band signal 78 is output.
Next, the processor unit 20 of the transmission unit 32
The details of each unit provided in the unit 0 will be described.
First, the demodulation / equalization unit 60 includes a demodulation unit 202 and a key.
Carrier generation unit 204, roll-off filter unit 206,
Band automatic equalizer 208 and carrier automatic phase control
It comprises a unit 210. In the receiving unit 30 shown in FIG.
The received signal 192 from which the echo component has been removed is demodulated.
Demodulated using the carrier signal in the modulation section 202 of the conversion section 60.
From the passband signal to the baseband signal.
You.
Subsequently, the roll-off filter unit 206
Unnecessary sum components are removed from the sum and difference components generated by demodulation.
And perform waveform shaping to perform baseband type automatic
Output to the converter 208. Baseband type automatic equalizer 20
8 performs waveform equalization to compensate for transmission degradation, and then carries
A) The automatic phase control unit 210 turns off the frequency generated on the line.
Set, phase jitter, etc. are removed, and any data signal point
The signal shown is demodulated.
As another embodiment of the demodulation / equalization unit 60,
Converts the received signal, which is a scalar signal, as shown in FIG.
Vectorization by the belt transform unit 228, and then pass
Waveform equalization is performed by the band-type automatic equalizer 230, and
Demodulated carrier that combines rear automatic phase control function and demodulation function
The key from the carrier generation unit 234 is
Demodulate carrier offset using carrier signal
As a configuration to obtain data signal points by removing
Is also good.
In the demodulation unit 6 shown in FIGS. 23 and 24,
Are in the order of demodulation and equalization, while the latter is equal
And demodulation.
Referring again to FIG. 23, demodulation / equalization section 60
The soft decision unit 62 provided following the demodulation equalization unit 60
Redundant video added by trellis coding on the transmitting side from output data
The error that occurred on the line using the
Determine the data signal line. That is, the trellis code on the transmitting side
When the binarization is used, the soft decision unit 62
The maximum data likelihood estimation method based on
judge.
The correct data signal determined by soft decision section 62
The signal point is given to the code conversion unit 64, and the 9600 bps mode
3 bit data is restored, and 4800b
In the case of the ps mode, 2-bit data is restored. Change
The restored data is descrambled by the descrambler 66.
The original main data is reproduced and the received data is
Data 68.
The soft decision section 62, code conversion section 64 and data
The details of the scrambler section 66 are described in CCITT 33
3200 baud, 3 + 1 bits / symbol, 9600
Taking the bps mode as an example, as shown in FIG.
You. In FIG. 25, a soft decision unit 62
According to the well-known Viterbi algorithm corresponding to squirrel coding
According to the maximum likelihood estimation method, the redundant bits added on the transmitting side are used.
To correct the error that occurred on the line,
judge. The data signal points determined by the soft decision unit 62 are
Signal conversion unit 244-1 and parallel / serial conversion unit 246
−1 is provided to the code conversion unit 64. Code converter
244-1 is the phase difference for the determined data signal point
And natural code / gray code conversion
To parallel data. Parallel / Serial
The conversion unit 246-1 has a demodulation clock 242 of 3200 baud.
3 bits obtained from one data signal point in synchronization with
From parallel data to serial data.
The received data 68 is descrambled by the
Reproduce.
FIG. 26 shows the soft decision unit 62 of FIG.
CCITT for details of section 64 and descrambler section 66
V. 33, 2400 baud, 6 + 1 bits / sin
Vol, 14400 bps mode
25, and has basically the same configuration as that of FIG.
The code converter 244-2 has 6 bits from one data signal point.
Output parallel data and demodulation clock of 2400 baud
Parallel / serial converter in synchronization with lock 242-2
At 246-2, the data is converted to parallel data,
Rambler 66 descrambles received data 68
Have gained.
Referring again to FIG. 23, demodulation / equalization section 66
Analog signal superimposed on the data signal point obtained from
The extraction of the baseband signal is provided for the soft decision unit 62.
The delay unit 70 and the analog baseband extracting means
This is performed by the adder 72 having a function.
As shown in FIG. 27, the delay unit 70
For example, six taps that function as delay elements per bol
Six delay lines 228-1 to 228-6 are provided in series and
As a result, the data by the maximum likelihood estimation method of the soft decision
Data signal points before the determination for the time required to determine the data signal points
Is delayed.
The addition unit 72 determines whether the delay has been delayed by the delay unit 70.
The correct data determined by the soft decision unit 62 from the previous data signal point
Data signal points are subtracted and superimposed on data signal points.
Extract randomized analog baseband signal
You.
Analog base extracted by adder 72
Random inverse transform unit 74 for random inverse transform of band signal
Represents a bit extraction unit 212, a phase inversion unit 214, and a multiplication
The unit 216 is configured. Bit extraction unit 212 and phase reverse
For the details of the conversion unit 214, in the case of the 9600 bps mode,
As shown in FIG.
In FIG. 28, the code from code conversion section 64
The data bit string that is the signal conversion output is arranged from right to left
... CTwo C1 C0 BTwo B1 B0 ATwo A1 A0
And 3 bits / symbol, the symbol
Each can be distinguished. Therefore, the bit extraction unit 212
The serial / parallel converter 212-1 provided in the
Encodes in synchronization with the 0 baud demodulation synchronization clock 242
The data bit string of the conversion output is converted into parallel data every 3 bits.
TA "XTwo X1 X0To ". That is, as shown in FIG.
Bit extraction output for such input data bit strings.
Cheating.
Output of serial / parallel conversion section 212-1
Force "XTwo X1 X0] Is the address of the phase inverse converter 214
, And the phase inversion section 214 receives the input shown in FIG.
Since the phase change angle for the bit string is stored,
As the phase change angle corresponding to the reproduced data bit sequence
A random inverse transformed phase signal can be obtained.
FIG. 31 shows the bit extraction of the random inverse converter 74.
The output unit 212 and the phase inversion unit 214 are
00 baud, 6 + 1 bits / symbol, 14400 bps
The mode is described in detail below.
Here, the 9600 bps mode shown in FIG.
In this case, the number of phases of the random inverse transformation phase signal is input as 8.
In particular, since the number of bits matches 3 bits,
Although no complicated processing is required, 14400 bps in FIG.
In the mode, the number of input bits corresponding to one symbol is
2 bits, from the number of phases 8 of the random inversely converted phase signal
Because of its small size, the serial
/ Parallel conversion section 212-2 performs serial conversion of code conversion output.
2 bits are converted to 3 parallel bits.
That is, in the 14400 bps mode, the code
The data bit string as the code conversion output from the conversion unit 64 is
D from the right1 D0 C1 C0 B1 B0 A1
A0Thus, one symbol is distinguished by two bits. So
Here, as the serial / parallel converter 212-2,
As shown in FIG. 32, the last bit of the previous symbol and the next input
3 bits including the 2 bits of the output data bit string.
It is configured to perform a parallel conversion.
The phase inversion section 214 has the same contents as in FIG.
The extracted bit string "XTwo X1 X 0Is an address
ROM which stores eight phase change angles.
Random inverse conversion phase corresponding to data from conversion section 64
Outputs any one of the hatch phase change angles as a signal
You.
Referring again to FIG. 23, the phase inversion section 2
The random inverse transformed phase signal output from the
In step 16, the randomized state
The analog baseband signal is multiplied by the analog baseband signal.
The band signal is rotated by the phase change angle for restoration,
To an analog baseband signal having a correlation of
[0134] The random reverse conversion unit 74
The passband converter 76 includes a modulator 220 and a carrier generator.
222.
The modulation section 220 is shown in detail in FIG.
Equipped with a multiplier 236 and a real part extraction unit 238
You. For this reason, the analog base from the random inverse converter 74
The baseband signal is added to the multiplier 236 to generate a carrier.
Modulated with a 1850 Hz carrier signal from the unit 222,
The real part extraction unit 238 extracts only the real component of the modulated signal.
And converts it into an analog bandpass signal.
FIG. 34 shows an input to the band-pass converter 76.
This shows the band characteristics of an analog baseband signal.
-1.55 kHz to +1.55 kHz centering on 0 kHz
z has a bandwidth of 3.1 kHz up to z.
-Limited by the pass filter characteristic 264
You. The analog baseband signal shown in FIG.
The band shown in FIG.
A passband signal of 0.3 to 3.4 kHz, for example, audio
It is converted to a band signal 266.
With respect to this analog passband signal,
Low-pass fill provided in the last analog LSI unit 85
The low-pass filter characteristic 268 is set by the
After the unnecessary high-frequency components have been removed, the reproduced analog
Output to telephone or facsimile as passband signal 78
It is.
5. Operation of the first invention receiver
The operation of the receiving unit 32 of the first embodiment shown in FIG.
00 baud, 3 + 1 bits / symbol, 9600 bps
The mode will be described as an example.
The signal received from the analog line 46 is shown in FIG.
As shown in the figure, the adding section 58 of the receiving section 30
After the echo component is removed, the processor unit 200
The demodulator 40 of the demodulator / equalizer 60 first transmits the base
Signal is demodulated to the
Restriction and waveform shaping are performed, and the baseband equalizer 208
After the waveform equalization is performed by the carrier automatic phase correction unit 21
At 0, the phase component and jitter of the carrier are corrected.
For example, as shown in the phase space of FIG.
A small circle 254 at any of the signal points 252-1 to 252-4
-1 to 254-4
A folded signal is obtained.
It should be noted that FIGS. 36 (A) and (B)
Indicates that the data signal point is CCITT for simplicity.
V. 29, 2400 baud, 2 bits / symbol
, Four values at 4800 bps are taken as an example,
In case of 9600 bps mode explaining transmission operation
Has 16 signal points as shown in FIG.
The data signal points obtained by demodulation / equalization section 60 are
This is given to the soft decision unit 62 and
The correct signal point is determined by the likelihood estimation method,
4 to encode to 3-bit data corresponding to the data signal point
Is finally descrambled by the descrambler 66.
And outputs the original main data as reception data 68
You.
In the soft discriminating section 62,
Analog baseband signal superimposed on the data signal point.
The signal is only a noise component that does not affect the judgment accuracy.
Invisible, has no effect on the restoration of the main data
No. On the other hand, the data signal point from the demodulation equalizer 60 is delayed.
Delayed by the determination time in the soft decision unit 62 in the unit 70
After that, the data signal is supplied to the adding section 72,
By subtracting the correct data signal point after the judgment from FIG.
An analyzer in a randomized state as shown in FIG.
A log baseband signal can be obtained.
The band signal is supplied to the multiplier 216 of the random inverse converter 74.
Given.
At the same time, the bit of the random
In the extraction unit 212, the data decoded by the code conversion unit 64
And generates a parallel output for every three bits,
14, the 8-value phase change for restoration shown in FIG.
Any of the corners is obtained and output to the multiplication unit 215.
Here, the phase inversion section 214 of the receiving section is referred to.
The phase change angle shown in FIG. 31 is shown in FIG.
The polarity of the phase change angle of the phase conversion unit 102
It is. Therefore, as shown in FIG.
Same rotation in the opposite direction to the randomized rotation direction in
It is possible to obtain a phase change angle for restoration that rotates only the angle.
You.
Therefore, in the multiplication section 216, a random
The analog baseband signal in the
The landing is determined by the phase change angle for restoration from the inverse transform unit 214.
Rotation by the same rotation angle in the direction opposite to the rotation direction
And the correlated analog base bar shown in FIG.
Command signal 260.
The analog obtained from the random inverse converter 74
The modulation baseband signal is transmitted to the modulation unit 2 of the passband conversion unit 76.
20 using the carrier signal from the carrier generator 222
Modulated at 0.3 to 3.4 kHz shown in FIG.
It is returned to the passband signal of the band. Finally analog L
Converted to passband signal by D / A converter of SI unit 85
The returned digital signal is converted to an analog signal and
The high-frequency component is cut by the
Or an analog passband signal 78 such as a facsimile
Obtainable.
On the other hand, the data signal output from adder 72
Analog signal in a randomized state superimposed on the
Signal from the main data transmission
Analog base from the adder 72
The band signal is detected by the signal quality detection unit 218, and the second
It transmits to the partner station using a re-channel or the like. This receiver
The signal quality (SQD) from the signal quality detection unit 218 of FIG.
When the hand station receives the signal, as shown in the receiving unit 30 of FIG.
The analog data to be superimposed on the main data signal point on the transmitting side
This makes it possible to control the optimum amplitude value of the baseband signal.
6. Another embodiment of the first invention
FIG. 37 is a configuration diagram showing a second embodiment of the present invention.
In the second embodiment, the transmitting unit 3 of the first embodiment in FIG.
0, a data signal point generator
The trellis encoding function of the raw section 38, the random transform section 52 and
The configuration of the transmitting unit 30 is simplified except for the
It is characterized by having.
With the simplification of the transmitting section 30, the receiving
The communication unit 32 also includes the data provided in the first embodiment of FIG.
Excluding the scrambler unit 66 and the random inverse conversion unit 74
And a soft decision unit corresponding to trellis coding on the transmitting side
Instead of 62, the input data signal point and a fixed data
Whether the distance on the phase plane from the data signal point falls within the specified threshold
Perform a so-called hard decision, which determines data signal points based on
The determination unit 62-1 is used. The other configurations are the first
This is the same as the embodiment.
In the second embodiment shown in FIG.
The data signal point generating section 38-1 of the transmitting section 30 is, for example, as shown in FIG.
As shown in (A), one of the quaternary data signal points is
Generated based on the transmission data 34, and
FIG. 38B shows the phase plane obtained from the band conversion unit 50.
For example, superimpose audio baseband signal with distribution shown in
Then, a small broken line is added to the simulated data signal point shown in FIG.
Generates a signal superimposed on a sound baseband signal indicated by a circle
The data is modulated by the data modulator 42 and transmitted to the analog line 46.
Put out.
The demodulation unit 32 is a demodulation / equalization unit 60 shown in FIG.
Demodulate the signal in which voice is superimposed on the data signal point shown in (C)
For the data signal points, the determination unit 32 makes a hard decision.
After determining the data signal point, the code conversion unit 64
Converted to 2-bit data and received as data 68
Output.
The data signal point before the judgment by the adding section 72 is made.
38 is obtained by subtracting the data signal point after the determination from FIG.
The audio baseband signal shown in FIG.
The analog passband signal 7 in the audio band is
8 and output.
FIG. 39 shows a third embodiment of the first invention.
FIG. 10 is a configuration diagram of an embodiment, and is a diagram in the third embodiment.
The addition of the scrambler unit 36 to the transmitting side of 37
In response, the descrambling unit 32
An error portion 66 is provided.
FIG. 40 shows a fourth embodiment of the first invention.
In the fourth embodiment, the transmitting unit 30 shown in FIG.
It is characterized in that a limiting part 54 is provided.
FIG. 41 shows a fifth embodiment of the first invention.
The fifth embodiment is different from the fourth embodiment in FIG.
It is noted that a scrambler section 36 is further provided in the communication section 30.
The receiving unit 32 corresponding to this is descrambler.
An opening 66 is provided.
FIG. 42 shows a sixth embodiment of the first invention.
And provided in the transmission unit 30 of the fifth embodiment in FIG.
Trellis coding function for the data signal point generator 38
It is characterized by giving. In response to this, the receiving unit 32
Is a software that determines data signal points using the Viterbi algorithm.
The determination unit 62 is used.
Further, in the first invention shown in FIGS.
In the second to sixth embodiments, the analog line 46 is used.
An example in which a connection is made with a partner station via a 4-wire analog circuit 46
The transmission unit 30 has a hybrid circuit
44 is not provided.
Of course, using the two-wire analog line 46
When performing full-duplex transmission, the first embodiment of FIG.
As described above, the hybrid circuit 44 may be provided. However,
In the sixth embodiment shown in FIG.
4 is the same as in the first embodiment,
Only the line analog line 46 is targeted.
Further, another embodiment provided with an amplitude limiter 54
As for the state, as shown in the receiving section 30 of FIG.
By providing a width limit value judging section 108, the signal quality S
Even if the optimum amplitude limit value is set based on QD
Good.
Further, the first to sixth embodiments described above
Besides, in the first invention, the following modifications are possible.
You.
First, the analog base in the above embodiment is described.
To randomize and de-randomize the band signal,
Using the scrambled data of the data signal
But provided on the transmitting side without using scrambled data
Synchronize the randomizer with the inverse randomizer on the receiving side.
To randomize and de-randomize the analog signal.
You may. In addition, the setting of the data signal point is explained by 8-phase modulation
However, it is not limited to this, standardized by CCITT
Using other methods such as TCM, QAM, PSK, etc.
Can be
Further, by providing both a transmitting section and a receiving section,
When configured as a
Unit and the receiving processor unit are common
May be.
7. Basic embodiment of the second invention
FIG. 43 shows an analog passband such as voice or facsimile.
After converting the source signal to an analog baseband signal,
Convert analog baseband signals to analog and digital
Book which is multiplexed with the main transmission data by separating the
FIG. 4 is a configuration diagram of an embodiment showing a basic configuration of a second invention of the invention.
You.
Referring to FIG. 43, transmitting section 30
Converter 50, residual analog signal generator 250, non-amplitude value
Linear quantization section 252, time division multiplexing circuit section 254, data
The signal point generation unit 38, the addition unit 40, and the data modulation unit 42
Be composed. The baseband conversion unit 50 outputs a voice or file.
An analog passband signal 48 such as a kushimi
Into a signal.
The amplitude value non-linear quantization unit 252 is an analog base.
Non-linear quantization of the amplitude value of the baseband signal
The signal is output to the time division multiplexing circuit 254 as a signal. Remaining Ana
The log signal creation unit 250 converts the non-linear quantized residual analog signal
Generated and added to the adder 40, the data signal point generator 38
These data signal points are superimposed in an analog manner.
The time-division multiplexing circuit 254 receives an arbitrary transmission data.
And the amplitude value from the amplitude value nonlinear quantization unit 252
Combining the linearly quantized digital signal with the transmission data
And sequentially output in parallel in predetermined bit units,
The data is converted into a corresponding data signal point by the point generation circuit 38.
The adder 40 receives the signal from the data signal point generator 38.
Of the remaining analog signal from the remaining analog signal generator 250
A linear quantization residual analog signal is superimposed. Data modulator 4
2 modulates the data signal point on which the remaining analog signal is superimposed.
To transmit a modulated signal to the analog line 46.
Here, the amplitude value nonlinearity provided in the transmitting unit 30
By the quantization unit 252 and the residual analog signal creation unit 250,
Digital / analog signal separation means shown in FIG.
Is configured.
On the other hand, the receiving section 32 has a demodulation / equalizing section 42
Unit 60, code conversion unit 64, time division distribution circuit unit 258,
Width value nonlinear inverse quantization section 260, digital / analog signal
Signal combining circuit 256 and passband converting section 76.
You.
The demodulation / equalization unit 42 receives the signal from the analog line 46.
Demodulates the received modulated signal and compensates for transmission degradation.
Perform dynamic equalization, etc. The determination unit 60 determines the demodulated data signal point.
To determine the correct data signal point. The code conversion unit 64
The determined data signal point is converted to a bit sequence and
Demodulates digital data of communication data and baseband signal
I do.
The time division distribution circuit section 258 converts the demodulated data
The original received data 68 and the analog baseband signal
Distributes digital signals. Amplitude value nonlinear inverse quantization unit 26
0 is the original base value due to the inverse quantization of the separated digital signal.
Restore the amplitude value of the baseband signal.
Further, the adder 72 serves as an analog demodulator.
Function, and the data signal point after the judgment
By subtracting the signal point, the residual
Play analog signals. Digital / analog signal
The forming circuit unit 256 converts the reproduced amplitude value and the remaining analog signal into
The original baseband signal is synthesized based on the baseband signal. Finally,
Converted to analog passband 78 by passband converter 76
Is output.
Here, in the embodiment shown in FIG.
The modulation frequency (baud rate) required for simultaneous multiplex transmission of data
Rate).
First, for example, G3 to be transmitted according to the present invention
The transmission band required for facsimile signals of CCITT
V. 29 and V.I. 33 (V.17).
That is, V. In the case of 29, the carrier frequency = 1700
Hz, modulation speed 2400 baud, roll-off rate 15%, band
The range is 2760 Hz from 320 Hz to 3080 Hz.
In addition, V.I. 33 (V.17)
The carrier frequency is 1800 Hz and the modulation speed is 2400
ー 、 Roll off rate is 15% 、 Band is 420Hz ~ 318
2760 Hz up to 0 Hz.
Accordingly, V.I. 29 or V.I. 33 (V.1
No matter which facsimile signal comes in 7)
To make it possible, the bandwidth should be 320 Hz to 3180
Up to 2860 Hz, and the modulation speed is 2860 Hz.
You need more than a bo. Also, the main data signal is
Since the low data transmission rate is 2400 bps,
Synchronization can be achieved at a fraction of 2400 Hz.
And 2860 baud considering facsimile signal
Is also desirably a large frequency.
Therefore, the data transmission speed was increased to 2400 bps.
One-tenth of the corresponding frequency of 2400 Hz is 240 Hz
Divides 12 data signal points per frame.
If you hit
240Hz x 12 = 2880 baud
And therefore 2880 Hz is the optimal baud rate frequency
Becomes
Next, according to the present invention, network monitoring is performed.
Data using secondary channels for viewing and control
Data must be transmitted, making it easier to commercialize the equipment.
The secondary channel has a main modulation speed of 2880
1/72, for example, 40 baud which is 1/72.
Select.
Next, the bandwidth required for the analog transmission of the present invention
Will be described.
First, as the necessary band,
(1) 57.44 Hz for secondary (roll-off rate 4
3.6%)
(2) 56 Hz (14 Hz x 4) for band separation
(3) 2986.56 Hz for main data (roll
3.7%)
Therefore, the total band is 3100 Hz. here
And the audio band is 3100Hz from 0.3 to 3.4kHz
There is no problem because there is.
Next, an audio signal transmitted as a digital signal
The amplitude value of the signal is generally considered to be constant for 10 ms.
Can be. Therefore, the maximum sound amplitude value is 10
What is necessary is that transmission can be performed at a speed of 0 Hz or more. Moreover, the maximum amplitude
Since the value is nonlinearly quantized, 3 bits / 100 Hz
A degree of information is sufficient.
Next, transmission of transmission data by data signal points
Will be described.
The data transmission speed of the main transmission data is 9
600bps, 4800bps or 2400bp
We plan three types of s. Of course, higher data transmission speed
Degree.
First, when the data transmission speed is 9600 bps,
In this case, for example, as shown in FIG.
48 total bits per frame period (1/240 Hz)
Is assigned. Of these 48 bits, 40 bits
Allocated to 9600bps main transmission data, remaining
8 bits are divided into the amplitude value of voice or facsimile signal.
Hit it.
Further, one data signal point, that is, one symbol
Number of allocated bits per file is 4 bits / symbol
And 48 bits of data for one frame are 12 symbols
Can be transmitted by time division.
Next, at a data transmission rate of 4800 bps,
Therefore, if the frame frequency is 240 Hz, one frame
36 bits are allocated per frame. 36 bit
Of which, 20 bits are used for the main data bits of 4800 bps.
Assigned to the maximum audio or facsimile signal
The remaining 16 bits are assigned to the amplitude value. In addition, one frame
If the number of symbols for each system is the same, 12 symbols
Transmitted at 3 bits per bol, ie 3 bits / symbol
You.
In the case of 2400 bps, the frame
If the frequency is also 240 Hz, 24 frames per frame
Bits are allocated, of which 10 are assigned to the main data.
14 bits are allocated to the bits and the maximum amplitude information.
Further, the number of symbols in one frame is assumed to be the same 12 symbols.
Then, transmission of 2 bits / symbol is performed.
Further, in the embodiment of the present invention,
Data encoding and then converting to data signal points
, One redundant bit is added at 9600 bps
Is 5 bits / symbol, and the data signal point in this case is
Are 32 values as shown in FIG.
Also, 4800 bp is obtained by trellis coding.
For s, 4 bits / symbol and 16 data signal points
3400 bits per second for 2400 bps.
The data signal point has eight values by the symbol.
8. Details of the second invention transmission unit
FIG. 46 shows a specific embodiment of the transmission unit 32 shown in FIG.
FIG. 2 is a configuration diagram of an embodiment showing Description of the following embodiments
The data transmission speed is 9600 bps.
The modulation speed is 2880 baud. Ma
The modulation method is not particularly limited, and is standardized by CCITT.
PSK system, QAM system or TCM system
Or any other unique modulation method
Good.
Referring to FIG. 46, first,
A processing system for an analog passband signal will be described. Audio signal
Or analog passband signal as facsimile signal
The signal 48 is input to the analog LSI unit 55,
Unnecessary components are removed by the filter 90, and the A / D converter
Sampled by 92. A / D converter 92
Sampling frequency is 240H
Since z generates 12 symbols per frame,
240 Hz x 12 symbols = 2880 Hz
And the baud rate frequency.
The analog LSI 55 converts the digital signal.
Baseband conversion of converted analog passband signal
The signal is converted by the unit 50 into an analog baseband signal. Be
The details of the band converter 50 are described in detail in FIG.
This is the same as that shown for the embodiment.
The analog signal converted by baseband converting section 50
Analog / digital signal creation for log baseband signals
A digital signal provided to the unit 250 and indicating the maximum amplitude value
And a non-linear quantization residual analog signal.
Analog / Digital Signal Creation Circuit 25
0 is the data storage RAM 272, the power calculator 274,
Large value detection circuit section 276, nonlinear quantization section 276 and amplitude
It is composed of a control circuit unit 278.
FIG. 47 shows the analog / digital signal generation time.
The details of the power calculator 274 provided in the road section 250 will be described.
Baseband amplitude information for each sampled symbol
Information, that is, the input of the low-pass filter 98, has 12 taps.
Delay circuit in which delay lines 280-1 to 280-12 are connected in series
And the next stage multiplier 282 and AGC circuit 284
To calculate the power as the square of the amplitude value.
Here, the AGC circuit 284 sets the amplitude value to the radius
It is provided for normalization to 1.0. In the multiplier 282
The calculated power is removed as the real component R.
The data storage RAM 272 shown in FIG.
The power data P1 to P12 for the volts are stored.
FIG. 48 shows the analog / digital signal of FIG.
Of the maximum value detection circuit unit 276 provided in the signal generation circuit unit 250.
Show details.
The maximum value detection circuit 276 has 12 symbols.
Power comparators 286-1 to 286-12 of the first
The calculation power of the twelfth symbol is calculated from the calculation power P1 of the symbol.
Power P12 is compared two by two in order.
Output word. For this reason, the final stage power comparator 28
From 6-12, the maximum value of the power in 12 symbols
A detection output is obtained.
FIG. 49 shows the analog / digital signal of FIG.
Of the non-linear quantization unit 276 provided in the signal generation circuit unit 250
The floating-point conversion unit 288 and the upper bit
G extraction unit 290. Floating point converter 288
Floats the fixed point data from the maximum value detection circuit 276
Convert to decimal point data.
The upper bit extracting section 290 is provided in this embodiment.
Is 8 bits out of 48 bits that make up one frame.
Is assigned to the maximum amplitude value.
The upper 8 bits of the value data are extracted. This 8-bit data
Data is floating-point data, so the exponent and mantissa
It is composed of That is, the upper bit extraction unit 290
Large-value detection data is rounded up.
FIG. 50 shows the analog / digital signal of FIG.
Of the amplitude control circuit 278 provided in the signal generation circuit 250
The tap delay line 29 for 12 symbols
A circuit in which 2-1 to 292-12 are connected in series, a divider 29
4 and a multiplier 296.
For tap delay lines 292-1 to 292-12,
For a series circuit, the former low-pass filter 98
The amplitude information converted into the baseband signal is sequentially input.
12 symbols for tap delay lines 292-1 to 292-12
With the amplitude information of the minutes, the divider 294 returns to FIG.
8-bit nonlinear quantization data from the nonlinear quantization unit shown
Input data as data X and output the reciprocal (1 / X)
Power.
The final stage tap delay line 29 is output from the multiplier 296.
1st symbol to 12th symbol sequentially output from 2-12
Multiply each amplitude information of the symbol by the reciprocal (1 / X),
Performs amplitude normalization of the analog amplitude information. Such nonlinear
Information obtained by multiplication of the reciprocal (1 / X) of the quantized data X
Is called a non-linear quantized residual analog signal.
Noise from the main data even when superimposed on data signal points
It fits in a small level that can only be seen as
Referring again to FIG. 46, analog / digital
Of the 8 bits generated by the digital signal generation circuit 250.
The large amplitude value information is output to the data signal point generator 38.
You. The data signal point generation unit 38
/ Parallel conversion unit 254 converts
The transmission data 34 converted to the real data is
It is supplied in units of 40 bits per period.
FIG. 51 shows the serial / parallel conversion of FIG.
Shows the details of the serial / parallel converter 262 provided in the section.
You. The transmission data 3 is stored in the serial / parallel converter 262.
4 is input as 9600 bps serial data,
A 9600 Hz clock is used as the read clock 264.
Is supplied, and 2 is output as the frame synchronization clock 266.
A 40 Hz clock is provided.
The serial / parallel converter 262 is a frame
The read clock is read every frame period determined by the system synchronization clock 266.
40-bit serial transmission data 3 by lock 264
4 and reads 40-bit parallel data 268
Output.
Referring again to FIG. 46, data signal point generation
The raw part 38 has a scrambler and a gray code / Nach
Transform unit 264 with ral code transform function, trellis mark
A data signal point generation circuit 266 having an encoding function;
A frame synchronization circuit 268 is provided.
The conversion unit 264 is shown in FIG.
, A parallel / serial converter 466, a scrambler
468, serial / parallel converter 470 and Greco
A code / natural code converter 472 is provided.
The parallel / serial converter 466 has the structure shown in FIG.
40 from the serial / parallel converter 262 shown in FIG.
Parallel data 26 which is the main transmission data of bits
8 and the analog / digital signal generation circuit 2 of FIG.
8 bits indicating the maximum amplitude value which is a digital signal from 50
A total of 48 bits with the parallel data of
Have been.
Also, as the frame synchronization clock 266,
A 240 Hz clock is provided and a read clock 264
A clock of 11.52 kHz is given.
Therefore, the parallel / serial converter 466 performs frame synchronization.
Input in parallel every frame period determined by the initial clock 266.
48-bit parallel data into serial data
The data is converted and output to the scrambler 468. Scrambling
468 is known according to the recommendations of CCITT.
You.
The serial / parallel converter 470 is
Once the serial data has been assembled, the 40-bit
Convert to real data.
FIG. 53 shows data having a trellis coding function.
This shows the details of the data signal point generator 38, and is a 4-bit selection.
Selector 274, conversion table 114, taps 116, 11
, A convolutional encoder 120 and a signal
It is composed of a signal point generation ROM 112-3.
[0209] For the 4-bit selection unit 274,
Converted to scrambled and natural code 4
8-bit data is input in parallel and used as an operation clock
240Hz x 12 symbols = 2880Hz clock
From the first bit for each operation clock.
Select and output in 4-bit units up to the 48th bit
You.
[0210] The four bits output from the four bit selection unit 274 are
Of the two bits, the phase difference was calculated by the phase difference circuit
After that, it is encoded by the convolutional encoder 120 and the trellis code
1 bit is added according to the procedure of
And output. Therefore, the signal point generating ROM 112
For -3, 5 bits are input in parallel.
The signal point generation ROM 112-3 has the configuration shown in FIG.
The 32-value data signal point shown in 5 is a 5-bit address.
It is stored by designation and corresponds to the input 5 bits.
A specific data signal point 122 is output. In addition, signal points
The generation ROM 112-3 stores the generated data signal point 112.
Is output as quadrant information 276 of the phase plane in which. this
The quadrant information is (1 + j0) in the first quadrant and (0 + j0) in the second quadrant.
j1), (−1 + j0) in the third quadrant, and further in the fourth quadrant
(0-j1).
FIG. 54 shows the data signal point generator 38 of FIG.
2 shows details of the frame synchronization circuit 268 provided in FIG. This file
The frame synchronization circuit 268 has a 4-bit counter 280 and an RO
M284. The 4-bit counter 280 is 28
The 80 Hz modulation clock 282 is counted, and the 240 Hz
It is reset every frame synchronization clock 266.
That is, as shown in the time chart of FIG.
In addition, every one frame period determined by the frame synchronization clock
12 modulation clocks counted by 4-bit counter 280
And a frame indicating the first to twelfth symbols.
The phase numbers 1 to 12 are output.
The ROM 284 has four video memories as shown in FIG.
The phase angle corresponding to the phase number from the
The frame synchronization data shown in FIG. This frame
Synchronous data is a value that changes repeatedly in 12-phase units
I have. The frame synchronization circuit 268
The frame synchronization data is sent from the data signal point generation circuit 266.
Is multiplied by the data point signal of
And demodulation of the initial signal.
[0215] Also, the data generated by the frame synchronization circuit 268 is generated.
The frame synchronization signal provided in the receiving unit 30 of FIG.
Serial / parallel converter 262, code converter 26
4. Each time of the analog / digital signal generation circuit section 250
Is supplied to the road and performs processing according to frame synchronization.
You.
Next, the phase provided in the receiving section 30 of FIG.
The random circuit section 52 will be described.
52 denotes a bit extraction circuit unit 100 and a phase conversion circuit unit 102
And a multiplication unit 104.
FIG. 57 shows the bit extraction circuit 100 of FIG.
And the conversion of the data signal point generator 38.
Natura after scrambling output from unit 264
48-bit parallel data 27 converted to
Enter 2. The bit extraction unit 100 outputs a 240 Hz frame.
It operates with the frame synchronization clock 266 and has a 48-bit parallel
File data for 12 symbols in 3 bit units, that is, 36 bits
Extract and output.
The data extracted from bit extracting section 100 is shown in FIG.
As shown in FIG. 58, the bit extraction output “XTwo X1 X0"
From the first symbol to the twelfth symbol
Supply to the next-stage phase conversion circuit section 102 up to the symbol
And outputs the phase change angle. To the phase conversion circuit section 102
Is an 8-valued value indicating the phase change angle shown in FIG. 17 in units of 45 °.
The vector data is stored in the bit extraction circuit 1
3-bit input X from 00Two, X1, X0Corresponding to the value of
The vector data of the phase change angle is read out and multiplied by 104
Output to
The multiplication section 104 has an analog / digital signal
Nonlinear from the amplitude control circuit unit 278 of the signal generation circuit unit 250
The quantized residual analog signal is given, and the phase change
The 8 values shown in FIG.
By giving the phase rotation, the correlation as shown in FIG.
Is randomized as shown in FIG.
To be uncorrelated.
FIG. 59 shows the data signal point generating circuit 2 of FIG.
66, an adder 40, a multiplier 270,
The details of the multiplier 272 will be described.
In FIG. 59, a trellis coding function is provided.
The data output from the data signal point generation circuit 266
The signal point receives superimposition of analog information in the adder 40,
Before being superimposed on the data signal point by the adder 40, the multiplier 270
A predetermined phase based on the judgment output of the quadrant judgment circuit 278.
The rotation is going on.
That is, the analog information is simply added by the adder 40.
When superimposed on the data signal point, the carrier on the line
When the phase shift occurs, the real component and the image
Reproduction of the narry component occurs in reverse. this
In order to prevent this, in the present invention, the quadrant determining circuit 278
Determine the quadrant of the data signal point and respond to the quadrant of the data signal point.
A vector to be superimposed as analog information
Superimposed after phase rotation.
The quadrant judgment and judgment by the quadrant judgment circuit 278 are performed.
The constant output is as shown in FIG. 60, and the phase rotation in the first quadrant
Rotation is 0 °, 90 ° in the second quadrant, 180 in the third quadrant
°, 270 ° in the fourth quadrant, thus analog information
Is a power of the decision output in the multiplier 270.
The phase is rotated to the vector position in the first quadrant.
You.
For this reason, the data signal point is the first on the phase plane.
Data signal points even if in any of the quadrants to the fourth quadrant
The vector of analog information superimposed on
In the quadrant of the phase plane of the same small circle as when located in the first quadrant
And carrier phase shift occurs on the line.
Even if you play the real component and the imaginary component in reverse,
Can be reliably prevented. Data signal point generator 38
Details of the modulation unit 42 provided following the embodiment shown in FIG.
Will be the same as Furthermore, the analog LSI 45
This is the same as the fifth embodiment.
9. Operation of the second invention transmission unit
In FIG. 46, first, the host computer or the terminal
The transmission data output from the device
The transmission data 3 of 9600 bps
4 is parallel-converted at a frame synchronization frequency of 240 Hz.
Is converted into 40-bit parallel data. Serial / P
40-bit parallel data from the parallel conversion unit 254
Is supplied to the conversion section 264 of the data signal point generation section 38.
You.
On the other hand, a voice signal from a telephone or a facsimile
0.3-3.4kHz pass band from Simiri device
Analog passband signal 48 having an
Unnecessary components are removed by the low-pass filter 90 of the unit 55
Thereafter, the baud rate frequency 28
Sampled at an integer multiple of 80 Hz,
Is converted to a digital signal to obtain a digital amplitude value.
You.
The output of A / D converter 92 is an analog
Since the signal is a subband signal, the baseband conversion unit 50
It is converted to a analog baseband signal. That is, the carrier
The demodulator 94 recovers the signal using the carrier signal from the generator 96.
To convert it to a passband signal. At this time
310 Hz to 3190 Hz signal is taken in the pass band.
As a carrier frequency used for demodulation,
3500 Hz / 2 = 1750 Hz is used. Demodulation unit 9
In the demodulation to the pass band by 4, the sum component and
Since both difference components are output, the low-pass filter 98
To remove unnecessary sum components.
Next, an analog / digital signal generation circuit section
In the 250 power calculator 274, the analog base
The power of the band signal is calculated and transmitted in one frame
Determined from analog baseband signals for 12 symbols
The power is stored in the data storage RAM 272.
The twelve systems stored in the data storage RAM 272 are
The maximum value detection circuit 276 determines the maximum
A large value is detected, and a non-linear amount by the non-linear quantization unit 276 is detected.
Non-linear quantized data that shows 8-bit amplitude maximum value when digitizing
And the conversion unit 26 provided in the data signal point generation unit 264
4 Therefore, the conversion unit 264 calculates the frame cycle
40-bit parallel transmission data and 8-bit maximum for each
Receive input of amplitude value data.
Also, the 8-bit data obtained by the nonlinear quantization section 276
The non-linear quantization data of the maximum amplitude value of the
The data is stored in the data storage RAM 27
Of 12 symbols sent in one frame stored in
Value, that is, by multiplying each of the amplitude information
Nonlinear quantization residue for normalization and superimposition on data signal points.
Analog baseband signal is sequentially obtained for 12 symbols
And outputs the result to the phase random circuit section 52.
The conversion section 264 of the data signal point creation section 38
Input parallel transmission data of 40 bits and nonlinear quantum
The converted 8-bit maximum amplitude value data is a scrambler
And facilitates the integration operation
Is converted from gray code to natural code,
Parallel 48 bits after being converted to natural code
Data generates data signal points, so trellis coding
Input to the data signal point generation circuit 266 having the function.
You.
In the data signal point generation circuit 266,
In this embodiment, 12 symbols are transmitted in one frame.
Therefore, the data becomes 4 bits / symbol,
5 bits obtained by adding one redundant bit by squirrel coding.
And finally input to the ROM for signal point generation,
Corresponding to one of the 32-valued data signal points shown in FIG.
It is converted to data signal points and output.
On the other hand, in the phase random circuit section 52,
Is a converter 264 provided in the data signal point generator 38.
Input the 48-bit parallel output data from
As shown in FIG.
Twelve symbols are sequentially extracted and the 3-bit extraction shown in FIG.
Outgoing data "XTwo X1 X0To obtain the phase conversion circuit section 10
2 is accessed and the ROM shown in FIG.
Such an eight-level phase change angle is obtained.
The phase change angle from the phase conversion circuit section 102 is
In the multiplication section 104, the analog / digital signal generation
Non-linear quantization residual analog baseband from the path unit 250
The signal is multiplied by the signal of the automatic equalizer
By randomization to enable convergence of tap coefficients
No correlation.
Subsequently, the power provided in data signal point generating section 38
In the arithmetic unit 270, as shown in FIG.
Nonlinear quantized residual analog signal according to the quadrant judgment result of the point
Is always the first quadrant as the reference quadrant
And then superimposed on the data signal point by the adder 40.
You.
Further, a non-linear quantized residual analog signal is superimposed.
The data signal point obtained is sent to the multiplication unit 272 by the frame synchronization circuit.
Multiply the frame synchronization data from
Output to the modulator 42.
The data modulation section 42 is a roll-off filter 8
After band-shaping the signal by 0, the modulator 82 shown in FIG.
Modulated using the carrier frequency as shown
To send one of the real and imaginary components
For this reason, usually, only real components are extracted and transmitted.
The modulated signal is finally converted to the analog LSI section 45
Of the digital modulation signal by the D / A converter 86 of FIG.
It is converted to a log modulation signal. This analog modulated signal
Whether harmonics accompanying the sampling frequency are included
The necessary out-of-band components by the low-pass filter 88.
And outputs it to the analog line 46.
Note that the analog line 46 is a two-wire type,
The transmission section of FIG. 46 as dem, and FIG.
In the case where the receiving unit 32 is provided, as shown in FIG.
2 line analog circuit via hybrid circuit 44
Connect to 46. In addition, a hybrid circuit 44 is provided.
In this case, the receiving unit 30 includes an echo estimating unit as shown in FIG.
56, an adder 58 for removing echo is provided.
Received signal from which the echo component estimated from the transmitted signal has been removed
Is supplied to the receiving unit 32.
10. Details of the second invention receiver
FIG. 61 shows details of the receiving section 32 of the second invention shown in FIG.
It is the embodiment block diagram shown. In FIG. 61, demodulation etc.
The modulator 60 includes a modulator 202, a carrier generator 204,
Rule-off filter 206, baseband type automatic equalizer 2
08, carrier automatic phase control section 210, frame synchronization circuit
A path 290 and a multiplication unit 292 are provided. Demodulation equalization
The details of the unit 60 are as shown in the receiving unit of the first invention in FIG.
It is.
In the next soft decision unit 62,
Utilizes redundant 1 bit added by trellis coding
This makes it possible to correct errors that occur on the line.
Using the well-known Viterbi algorithm
A correct data signal point is determined according to the maximum likelihood estimation method.
The next code conversion unit 64 determines
The signal point is input as the address of the code conversion ROM,
The corresponding 4-bit data is output. Next code converter
294 is data for 12 symbols constituting one frame
After restoring 48-bit data from signal points,
Perform a rumble and then use natural code
After converting to 48 bits, the higher
Output 40 bits to parallel / serial converter 296
Then, the data is converted into parallel data, and this is
And output. Also, the code converter 294 has the lower 8 bits.
Is output to the amplitude inverse conversion circuit unit 256 as the maximum amplitude value data.
Power.
On the other hand, the adder 72 calculates the signal point data before the judgment.
By subtracting the determined signal point data from
Demodulate the non-linear quantized residual analog signal superimposed on the signal point
You. In this case, the soft decision in the soft decision circuit
In order to compensate for this delay,
The data signal point before determination is supplied to the adder 72 via 70
are doing.
In the next multiplication section 298, the soft decision section 6
Elephant of the phase plane where the data signal point after judgment in 2 exists
The non-linear quantized residual analog signal based on the
The phase is reversed in the direction opposite to that of the transmitting side, and then restored.
That is, as shown in detail in FIG.
The data after the judgment from the soft decision circuit 62-1 provided in the section 62
For the data signal point, the
The quadrant of the existing phase plane is judged, and the judgment output is multiplied by the multiplier 2
98 plus a demodulated nonlinear quantized residual analog signal
And return the vector to the original quadrant.
The quadrant judging section 308 judges the quadrant shown in FIG.
Is generated. That is, the data signal point is the first
In the quadrant, no phase rotation of the vector is performed, and in the second quadrant
If there is, it rotates 90 degrees in reverse to the transmitting side, and if it is the third quadrant,
Rotates 180 ° in reverse to the transmitting side, and transmits in the fourth quadrant
Turn 270 ° opposite to the side.
Referring again to FIG. 61, random inverse transform
The unit 74 includes a bit extraction unit 212 and a phase inverse conversion unit 214.
Based on the 48-bit reproduction data from the code conversion unit 64,
Therefore, the same bits as those on the transmitting side shown in FIGS.
After the extraction, a phase change angle opposite to that of the transmitting side is generated. I.e.
The 3-bit input bit string “X” shown in FIG.Two X1
X 0Vector data that gives the phase change angle corresponding to
36D, and generates the phase reverse change angle shown in FIG.
The non-linear quantization residue demodulated by the multiplication unit 216 in FIG.
De-randomizing by multiplying by analog signal
To the original non-linear quantized residual analog signal
You.
The inverse amplitude conversion circuit unit 256 includes the multiplication unit 300
A ROM 302 is provided. ROM 302 performs nonlinear quantization.
The 8-bit amplitude maximum value data, that is, the non-linear
The inverse quantization is performed using the address of the quantized data as the address.
The multiplication unit 300 stores the maximum amplitude value
The inverse amplitude transform unit 7 converts the maximum amplitude value inversely quantized using the
4, the non-linear quantized residual analog signal obtained through
The inverse quantum is converted to the signal normalized using the maximum amplitude value on the transmitting side.
By multiplying the maximum amplitude information demodulated by the
The amplitude value and analog base bar corresponding to each reception of the
Play back the command signal.
Next Interpolation Filter Unit 3
04 is provided with a roll-off filter 306,
Limit and waveform shaping. The passband converter 76 is a carrier
A generator 222 and a modulator 220 are provided.
Convert the analog signal to an analog passband signal. This pa
The details of the band converter 76 are shown in FIG.
Same as 32. Further, the D / A converter 224 and
The analog LSI unit 85 having the pass filter 226
Provided. The details of the analog LSI unit 85 are also shown in FIG.
This is the same as the receiving unit 32 of the first invention.
11. Operation of the second invention receiving unit
Next, the receiving operation of the receiving unit 32 in FIG. 61 will be described. ANALO
The received signal 192 from the transmission line is modulated by the modulation unit of the demodulation and equalization unit 60.
Input from the carrier generation unit 204
From a passband signal to a baseband signal using the
Is converted. At this time, both the sum component and the difference component may occur.
Therefore, for the necessary sum component, the next
It is removed by the roll-off filter 206.
Subsequently, the baseband type automatic equalizer 208
Waveform equalization, and further, the carrier automatic phase control unit 21
0 eliminates frequency offset, phase jitter, etc
And a multiplier 292 outputs the frame from the frame synchronization circuit 290.
After synchronizing the frame by multiplying the frame sync signal,
Data points.
Subsequently, the soft decision section 62 performs trellis communication with the transmitting side.
Using the redundant 1 bit added with the encoding, Viterbi
Correct data according to the maximum likelihood estimation method according to the algorithm
Determine the signal point. Subsequently, the data signal is output by the code conversion unit 64.
The point is converted to 4-bit data, and one frame is
48 bits of bit data for 12 symbols received by the system
40 bits are transmitted at the timing of the frame period where
Separated as data, the parallel / serial converter 29
6 to convert to serial data and output as received data 68
Power.
[0250] Also, the 8-bit non-
Linear quantization data, that is, amplitude maximum value data,
The result is given to the ROM 302 of the circuit unit 256 and is dequantized.
You.
On the other hand, the judgment output is obtained from the soft decision unit 62.
Data signal before judgment, which was delayed by the delay unit 70 when
Subtract the data signal point determined by the adder 72 from the point
The non-linear quantized residual analog signal superimposed on the data signal point.
Demodulate the signal. Further, the multiplication section 298 determines the soft decision
Based on the quadrant judgment of the specified data signal point,
Reverse rotate the returned vector back to the original quadrant. Continued
And performs random inverse conversion in the random inverse conversion unit 74.
After the conversion into the baseband signal, the amplitude inverse conversion circuit 25
6
The multiplication unit 300 of the amplitude inverse conversion circuit unit 256
The demodulated nonlinear quantized residual analog signal is
Since power is normalized in volts, ROM
Multiply by the inverse quantized maximum amplitude value from 302
By denormalizing the amplitude value as power, the symbol
Plays analog baseband signals in units.
The reproduced analog baseband signal is
Roll-off filter of the
After undergoing band limitation and waveform shaping by the filter 306,
In the band converter 76, the analog of the pass band is used.
It is converted to a passband signal. Further, the analog LSI unit 8
Analog pass band by D / A converter 224
The signal is converted from the digital quadrant to an analog signal and
-Eliminating unnecessary band components with the pass filter 226
To obtain the original analog passband signal 78
You.
12. Basic embodiment of the third invention for transmitting two voice channels
state
FIG. 64 is an embodiment configuration diagram showing the basic configuration of the third invention.
Yes, in the third invention, a single analog line is used.
Multiplex transmission of two audio channels at the same time.
And features. Of course, two channels of facsimile signal
Simultaneous transmission may be used, or voice and facsimile
Signal may be transmitted simultaneously on two channels. In FIG.
The transmission unit 30 and the reception unit 32 are connected via an analog line 46.
Connected.
The transmitting unit 30 is the same as that of the second invention shown in FIG.
In the same way as described above, data is converted into data signal points and transmitted.
Time division multiplexing circuit section 254, data signal point generating section 3
8, an adder 40 and a data modulator 42 are provided. This
The same applies to the reception unit 32, and the demodulation and equalization unit 6
0, determination unit 62, code conversion unit 64, and time division distribution circuit unit
258 are provided.
[0255] Such transmission data is transformed into data signal points.
And then demodulate the signal and demodulate it on the receiving side.
Therefore, the present invention provides the transmission data like the first invention and the second invention.
Multiplex transmission of voice and facsimile signals
Instead of two-channel voice or facsimile signals
Used for transmission only. Therefore, in the third invention, the basic
Transmission data from a host computer or terminal device.
Data transmission.
Further, the transmitting unit 30 has two channels of analog signals.
Digital signal creation circuit units 310 and 312 are provided.
It is. Analog / digital signal creation circuit units 310 and 3
Reference numeral 12 denotes a baseband converter 50-1, 50-2, and a residual analyzer.
Log signal generators 250-1, 250-2, amplitude value non-linear
Inverse quantizers 252-1 and 250-2, and phase linear quantum
It has the conversion parts 314-1 and 314-2.
According to the third aspect of the present invention, a new phase linear
FIG. 4 shows that the quantization units 314-1 and 314-2 are added.
Unlike the second aspect of the third aspect, the other aspects are the same. Also,
In the adder 40, the data signal point has two channels.
To superimpose the generated non-linear quantized residual analog signal,
Remaining analog signal creation section 250 for one channel CH1
From 1 the real component R of the non-linear quantized residual analog signal is
Output, and the remaining analog signal generation section of the other channel CH2
From 250-2, the image of the non-linear quantized residual analog signal
The nally component I is output, added by the adder 316, and then added.
The calculation unit 40 adds the data signal points.
Further, the polarity of the non-linear quantized residual analog signal is
By using it for one bit of data, the phase linear quantization unit 3
14-1 and 314-2 are used as data signal point signals.
It is sent by being included in the signal superposition.
[0259] The receiving section 32 also has two channels.
In response, digital / analog reproduction circuit sections 320 and 322
Is provided. Digital / analog reproduction circuit 32
0 and 322 are amplitude value nonlinear inverse quantization units 260-1 and 260-2.
60-2, phase linear inverse quantization section 324-1, 324-
2. Digital / analog signal synthesis circuit 256-1,
56-2, provided with passband conversion units 76-1 and 76-2
Can be
The data before the judgment by the judgment unit 62
The data signal point is determined by subtracting the data signal point after judgment from the signal point.
And an adder 72 for demodulating the signal superimposed on the signal point.
You. The demodulated signal from the adding section 72 is
Real component of channel CH1 and imaginary of channel CH2
Components are separated into digital and analog signals, respectively.
It is provided to the forming circuits 256-1, 256-2.
[0261] Such simultaneous transmission of two audio channels is possible.
In the present invention, as in the second invention,
The rate frequency is 2880 Hz, and one frame
If two symbols are sent, the frame frequency is 240H
z, which is the maximum digital information for each audio channel.
Sends large amplitude information, maximum phase information, high-speed phase information,
Sending high-speed amplitude information as data signal point superimposition information;
I do. The bit allocation required for transmission in this case is as follows:
become.
[0262]
[Table 1]
[0263] That is, in simultaneous transmission of two audio channels,
It is necessary to send 72 bits in one frame as total information
Therefore, if one frame consists of 12 symbols, one frame
Time-division multiplexing with 6 bits per symbol
The data signal point on the phase plane has 64 values,
7 bits obtained by adding one redundant bit by trellis coding /
Since it is a symbol, it has 128 values.
13. Details of the third invention transmission unit
FIG. 65 is an embodiment showing details of the transmission unit 30 of FIG.
FIG. In FIG. 65, the channel CH1 side is specifically illustrated.
Analog / digital signal creation circuit section 310 shown schematically
, The analog LSI 55, the data storage RAM 2
72, power calculation unit 274, maximum value detection unit 276, non-linear
The shape quantization unit 276 is the embodiment of the second invention shown in FIG.
And basically the same.
The data signal point generator 38 and the modulator 4
2, analog LSI section 45, and phase random circuit section 5
As for 2, the number of data bits transmitted in one frame is 7
Except for 2 bits, it is the same as the receiving unit 32 in FIG.
Be the same.
FIG. 66 is a diagram for two channels of sound shown in FIG.
Shows the frame structure, frame frequency 240Hz
The first 36 bits of the frame period determined by
H1 and the latter 36 bits are assigned to the audio channel CH2.
Assigned to. One frame consists of 12 symbols.
Since it ends in time division, 72-bit data is 6 bits
The data signal points are generated one by one. Actually
Data signal at 6 + 1 bits / symbol by Reris encoding
Generate a signal point.
In the transmission section 30 of FIG.
What is obtained is the phase difference circuit unit 330 and the maximum value detection / quantity
And an amplitude information creating unit 278.
Channel CH1 represents a real component, and channel CH2 represents a real component.
The difference is that the side outputs an imaginary component.
FIG. 67 shows the phase difference circuit 330 of FIG.
Show details. Here, human viewing characteristics are sensitive to low frequencies.
Yes, because it is insensitive to high frequencies,
Of the audio signal sampled at the
For the phase displacement angle, make the most of the human auditory characteristics.
Phase quantization is performed.
For this reason, the phase difference circuit shown in FIG.
In the multiplication section 334 provided, the analog
Carrier frequency in baseband signal (digital value notation)
Shift the frequency right by multiplying by 1440 Hz
The transfer amount of the high frequency is minimized, and the transfer amount of the high frequency is maximized. Continued
The AGC unit 336 creates a unit circle, and the multiplication unit 338
A phase difference value 345 is created for each symbol by using this.
FIG. 68 shows the phase difference circuit 330 of FIG.
The maximum value detection / quantization circuit 332
This shows the details of the large value detection side.
To convert the phase difference value 345 into an angle which is a scalar quantity.
Conversion section 342, tap delay line 344-1 for 12 symbols
-344-12 series circuit section, tap delay line 344-1
To phase difference angle for 12 symbols obtained by 344-12
Input θ1 to θ12 and check the maximum value θmax among them.
A maximum value detection unit 346 that outputs the maximum value is provided.
The maximum value detection section cost 346 is equivalent to 12 symbols.
Maximum value θma detected from phase difference angles θ1 to θ12
x is represented by 4 bits.
FIG. 69 is provided following the maximum value detecting section of FIG.
Indicates the details of the quantizer that can be
An extraction unit 348 and a ROM 350 are provided. Upper bit extraction
The section 348 is a phase angle maximum value θmax expressed by 4 bits.
Are extracted and input to the ROM 350. R
The OM350 uses the 4-bit input shown in FIG.
Phase normalization information is stored.
The phase information for 12 symbols is normalized.
This phase normalization information 352 is further shown in FIG.
Quantization circuit side of maximum value detection / quantization circuit 332 shown
At the final stage of the circuit section. The phase quantization cycle shown in FIG.
The last stage of the path is a multiplier 354 and a 3-bit information extraction unit 35.
6. The input position is input to the 3-bit information extraction unit 356.
3-bit data corresponding to the phase information is stored. Squared
The calculation unit 354 places the phase normalization information 352 in the multiplication unit 354.
The phase as a scalar quantity multiplied by the phase maximum value θmax
Information is obtained, and this is used as an address in the conversion shown in FIG.
3 bits corresponding to the 3-bit information extraction unit 356
The information is converted into information and high-speed quantization is performed for three bits.
3 bits from 3-bit information extracting section 356
Data is a digital signal for the upper 2 bits.
The data signal point in time division and send it to the least significant bit LSB.
The non-linear quantization residual analog signal is used as the analog signal.
Controlling the polarity of the signal and sending it.
Therefore, the phase of 2 bits per symbol is
12 symbols sent in one frame because information is obtained
Phase information for each audio channel is 24 bits per audio channel.
And 4 bits indicating the phase maximum value θmax are added to this.
Thus, the phase information has a total of 28 bits. Furthermore, non-linear
The maximum amplitude of 8 bits obtained by shape quantization is added.
And one voice channel has a total of 36 bits per frame.
Therefore, a total of 7 per frame for two audio channels
It becomes 2 bits.
FIG. 73 is a flowchart showing the operation of the amplitude information creating section 278 shown in FIG.
Details are shown. In FIG. 73, the amplitude information creating unit 2
78 is a multiplier 358, 362, 366, AGC unit 360
And a divider 364. The multiplier 358 is a symbol
Analog baseband signal (digital
Level) to give a radius of 1.0 in the AGC unit 360
, And here, channel CH1
Since the side is taken as an example, the real component is multiplied by the multiplier 362.
To enter.
On the other hand, the value obtained by the nonlinear quantization section 276
The amplitude maximum value X after the 8-bit nonlinear quantization is calculated by the divider 36.
4, the reciprocal (1 / X) is obtained.
Multiply the real component from 358 to the data code point
A superimposed nonlinear quantized residual analog signal is obtained.
In the multiplier 366, as shown in FIG.
LSB bit output from the 3-bit information extraction unit 356
Multiply by +1.0 when LSB = 1,
When LSB = 0, multiply by -1.0 to reverse polarity
And the polarity of the non-linear quantization residual analog signal of the real component
Express one bit of phase information and superimpose it on the data signal point
Let it be transmitted.
That is, the amplitude information generating circuit 278 shown in FIG.
, The multiplier 366 calculates the amplitude component
Is normalized by complex conjugate, and 1 bit of phase information is
Get amplitude information including
Incidentally, the digital data on the channel CH2 side in FIG.
Amplitude information generation circuit unit 2 provided in the signal generation circuit unit 328
73, the signal from the multiplier 385 in FIG.
Similar processing will be performed on the magic component I.
You. FIG. 74 is provided in the data signal point generator 34 of FIG.
Shows the details of the conversion unit 264,
Al converter 366, scrambler 368, serial /
Parallel converter 370 and gray code for 12 symbols
De / natural code converters 372-1 to 372-12
It consists of.
The parallel / serial converter 366 has audio
Maximum amplitude information 8 bits for each of channels CH1 and CH2
, Maximum 4 bits of phase information, and 12 symbols
24 bits of phase information are input in parallel, and the
Clock sync clock 266 and read clock of 17.28 kHz
To parallel data in one frame cycle using
Converted and scrambled with scrambler 368
Then, at the same time, the original 72
Return to bit parallel data.
Gray Code / Natural Code Converter 3
72-1 to 372-12 are serial / parallel converters 3
72-bit parallel output from 70 in 6-bit units
To convert to natural code and output.
14． Operation of the third invention transmitting unit
The transmission operation of two audio channels in FIG. 65 will be described.
First, an audio signal with a bandwidth of 0.3 kHz to 3.4 kHz
Is the analog pass bar for channel CH1 and channel CH2.
Analog signals as command signals 48-1 and 48-2
Input to each of the signal generation circuits 326 and 328.
You. Analog passband as shown on channel CH1
The signal 48-1 is a low-pass filter of the analog LSI section 55.
After removing unnecessary components with a filter 90, use an A / D converter
At the baud rate frequency of 2880 Hz sampling frequency
It is sampled and converted to a digital value representation.
Subsequently, the baseband conversion circuit section 50
It is converted to a log baseband signal and stored in the data storage RAM 2
72. One frame in the data storage RAM 272
Analog baseband signal for 12 symbols
When the signal is stored, the power calculation unit 274 and the maximum value detection unit
276 and the non-linear quantization unit,
Non-linear quantized data of a large power detection value is created, and 8
Is transmitted as a digital signal.
At the same time, the phase difference circuit 330 and the maximum value
In the output / quantization circuit unit 332, the analog for 12 symbols
Based on the detection of the maximum value of the phase amount of the log baseband signal
In addition, linearly quantized 3-bit phase information and 4-bit
The phase maximum value is obtained, the phase maximum value 4 bits and the phase information
6 bits including 2 bits are transmitted for each symbol.
The signal is output to the signal point generator 38.
One bit LSB of the phase information is nonlinearly quantized.
With the 8-bit data of the maximum amplitude value from the section 276
It is provided to the information creation unit 278. Amplitude information creation unit 278
Is stored in the data storage RAM 272.
The power value for two symbols is read out, and nonlinear quantization is used.
Multiplication by the reciprocal of the maximum value
To obtain the remaining analog signal, and further, 1 bit LS of the phase information
In B, "1" multiplies plus and "0" multiplies minus
Controls polarity and supplies real components to synthesis unit 316
I do.
At the same time, analog digit of channel CH2
The imaginary component also on the side of the
Nonlinear quantum that has undergone polarity inversion of one bit of phase information
The remaining analog signal is output.
And supplies it to the phase random circuit section 52, where
The rotation is randomized, and the data signal point generation unit 38
send.
Trellis in data signal point generating section 38
Encoding, data signal point generation, generated data signal points
Vector times according to quadrant judgment of analog signal to be superimposed
In addition, the multiplication of the frame synchronization signal,
Modulation, conversion to analog signal in analog LSI section 45
The conversion is the same as that of the second embodiment of FIG.
is there.
15. Details of the third invention receiving unit
FIG. 75 shows details of the receiving section 32 of the third invention shown in FIG.
It is the embodiment block diagram shown. In FIG. 75, demodulation etc.
Conversion section 60, soft decision section 62, code conversion section 64, conversion section 29
4, a delay unit 72 for demodulating a non-linear quantized residual analog signal
And the adder 72, which calculates the vector rotation of the demodulated analog signal.
Multiplication unit 298 for returning to the original quadrant, and random inverse conversion unit 7
For No. 4, the received data signal point is 6 bits / symbol.
This is a vol, and reproduces 72-bit data in one frame.
The configuration is the same as that of the receiving unit 32 of the second invention in FIG.
You.
An analog signal corresponding to two audio channels is provided.
Baseband signal restoration circuit units 374, 376, pass van
Conversion units 76-1 and 76-2 and analog LSI unit 85
-1 and 85-2 are provided.
Analog baseband signal restoration circuit section 37
4,376 as shown on the channel CH1 side.
Nonlinearly quantizes the maximum amplitude data of the
Multiplied by the adjusted non-linear quantized residual analog signal.
Amplitude inverse to reproduce power value as amplitude information for each symbol
A conversion circuit unit 378 is provided.
Further, in the third invention, the phase from the transmitting side is
24 bits (2 bits / bit)
Signal) and the polarity of the analog signal
1 bit of phase information is sent, and as the phase maximum value
Since four bits are sent, the phase information
A selection / phase sum circuit section 380 and a multiplier 386 are provided.
Can be
FIG. 74 shows details of the selection / phase sum circuit section 380.
Show details. The selection circuit 388 obtains a value every time each symbol is received.
2 bits of phase information sequentially synchronized with symbol reception
Select and input to ROM32. At the same time, demodulated
The polarity of the analog information 385 determined by the code determination unit 390
Then, one bit LSB of the phase information is input to the ROM 392.
You. The sign of the LSB by this sign determination unit 390 is + and L
SB = 1, the sign is-, and LSB = 0.
A ROM 392 has three video memories as shown in FIG.
The input phase information and the corresponding phase information are output. one
On the other hand, the ROM 396 stores the linearly quantized maximum phase information.
Four bits are input, and as shown in FIG.
Return to phase information. The multiplier 394 is provided in the ROM 39 for each symbol.
Multiply the phase information output from 2 by the maximum phase information
To perform inverse quantization.
Further, the inversely quantized phase information is supplied to the converter 3
At 98, the scalar phase angle is converted to vector information.
And the next multiplier 400, amplitude normalizing section 402 and tap
The phase sum is obtained by using the delay line 404,
In step 6, phase sum information is obtained at a carrier frequency of -1440 Hz.
Shifted back to baseband information, phase sum output 40
Yields 8.
FIG. 79 shows the amplitude inverse conversion circuit 378 shown in FIG.
The absolute value circuit 410, an 8-bit
ROM 4 for non-linear inverse quantization of amplitude maximum value data 414
12 and a multiplier 416 are provided. Ie restored
Analog baseband as analog information 385
An absolute value circuit that determines the polarity of one bit of phase information of a signal
Removed at 410 and simultaneously quantized by ROM 412
The maximum amplitude information from the 8-bit maximum amplitude data
And the two are multiplied by a multiplier 416 to obtain amplitude information.
Restore all power values. And the amplitude inverse conversion circuit 37
8 to the power value obtained in step 8
Multiply the obtained phase sum output 408 by the multiplier 386
To restore the original analog baseband signal.
Next, the operation of the receiving section 32 shown in FIG. 75 will be described.
And 72 per frame from the received data signal point
Reproduction of digital signal of bit, real component and
Demodulation of non-linear quantized residual analog signals made of nari components
Is the same as that of the second invention in FIG.
The original data based on the subsequent phase information and amplitude information
Restoring an analog baseband signal is the reverse operation of the transmitting side.
Just do it.
[0296]
As described above, according to the present invention,
Then, the following effects can be obtained.
First, the analog passband signal is converted to the baseband signal.
After converting to a data signal,
By superimposing and sending at a level that can be considered as
Transmission of data and voice or facsimile signals simultaneously.
Can be done using a single analog line, halving line usage
And communication equipment can be used for only one line.
The strike can be saved. Then, the echo signal is estimated,
Since the estimated echo component was subtracted from the signal,
When using a 2-wire analog line in full duplex as a transmission line
Has the effect that the signal quality of the signal can be improved.
[0298] Also, analog such as voice or facsimile
Splits the passband signal into analog and digital components.
Release the main transmission data for digital components.
Both are converted to data signal points by time division and sent, and
Minutes can be sent by superimposing them on data signal points.
Enables transmission of high-quality analog passband signals,
Significantly improved signal quality for voice and facsimile transmission
Wear.
[0299] Further, two audio channels are used as digital signals.
By superimposing and transmitting analog signals at the same time,
2 lines or fax using analog line
Lines can be used with millimeter 2 lines, analog lines
Efficiency can be doubled.
【図面の簡単な説明】
【図１】本願第１発明の原理説明図
【図２】本願第２発明と第３発明の原理説明図
【図３】第１発明の基本構成となる第１実施例をモデム
として示した実施例構成図
【図４】アナログ回線のエラーレートを示した特性図
【図５】図３の送信部詳細を示した実施例構成図
【図６】９６００ｂｐｓモードで使用する図５のデータ
信号発生部の詳細説明図
【図７】９６００ｂｐｓモードの信号点の説明図
【図８】１４４００ｂｐｓモードで使用する図５のデー
タ信号発生部の詳細説明図
【図９】図５の復調部に設けた復調器の詳細説明図
【図１０】図５の復調部の他の実施例構成図
【図１１】図５のベースバンド変換部の詳細説明図
【図１２】ベースバンド変換前のパスバンド信号の帯域
説明図
【図１３】ベースバンド変換後のベースバンド信号の帯
域説明図
【図１４】図５のベースバンド変換部の他の実施例構成
図
【図１５】９６００ｂｐｓモードに用いる図５のランダ
ム変換部の詳細説明図
【図１６】図１５のパラレル変換部の変換特性図
【図１７】図１５の位相変換部による位相変換角の変換
特性図
【図１８】４８００ｂｐｓモードに用いる図５のランダ
ム変換部の詳細説明図
【図１９】図１８のパラレル変換部の変換特性図
【図２０】図５の最適振幅制限値判断部の詳細説明図
【図２１】図５の振幅制限部の詳細説明図
【図２２】図５の送信部におけるベースバンド信号、ラ
ンダム変換に用いる位相変化角、ランダム化されたベー
スバンド信号、データ信号点及び重畳信号を位相平面で
示した説明図
【図２３】図３の受信部の詳細を示した実施例構成図
【図２４】図２３の復調等化部の他の実施例を示した実
施例構成図
【図２５】９６００ｂｐｓモードで用いる図２３の軟判
定部の詳細説明図
【図２６】１４４００ｂｐｓモードで用いる図２３の軟
判定部の詳細説明図
【図２７】図２３の遅延部の詳細説明図
【図２８】９６００ｂｐｓモードで用いる図２３のラン
ダム逆変換部の詳細説明図
【図２９】図２８のパラレル変換部の変換特性図
【図３０】図２８の位相逆変換部の変換特性図
【図３１】１４４００ｂｐｓモードで用いる図２３のラ
ンダム逆変換部の詳細説明図
【図３２】図３１のパラレル変換部の変換特性図
【図３３】図２３のパスバンド変換部に設けた変調部の
詳細説明図
【図３４】パスバンド変換前のベースバンド信号の帯域
特性図
【図３５】パスバンド変換後のパスバンド信号の帯域説
明図
【図３６】図２３の受信部における判定前データ信号
点、判定後データ信号点、データ信号点から抽出された
ベースバンド信号、ランダム逆変換に用いる位相逆変化
角、および逆変換したベースバンド信号を位相平面につ
いて示した説明図
【図３７】第１発明の第２実施例を示した実施例構成図
【図３８】図３７のデータ信号点、音声ベースバンド信
号、重畳信号を位相平面で示した説明図
【図３９】第１発明の第３実施例を示した実施例構成図
【図４０】第１発明の第４実施例を示した実施例構成図
【図４１】第１発明の第５実施例を示した実施例構成図
【図４２】第１発明の第６実施例を示した実施例構成図
【図４３】第２発明の基本的な実施例を示した実施例構
成図
【図４４】図４３におけるフレーム構成の説明図
【図４５】図４３の実施例で使用する３２値のデータ信
号点の説明図
【図４６】図４３の受信部の詳細を示した実施例構成図
【図４７】図４６のパワー計算部の詳細説明図
【図４８】図４６の最大値検出回路部の詳細説明図
【図４９】図４６の非線形量子化部の詳細説明図
【図５０】図４６の振幅制御回路部の詳細説明図
【図５１】図４６のシリアル／パラレル変換部の詳細説
明図
【図５２】図４６のデータ信号点発生回路部に設けた時
分割変換回路部の詳細説明図
【図５３】図４６のデータ信号点発生部の詳細説明図
【図５４】図４６のフレーム同期回路部の詳細説明図
【図５５】図４６のフレーム同期回路部の信号波形図
【図５６】図５４に設けたＲＯＭの格納内容の説明図
【図５７】図４６のビット抽出回路部の詳細説明図
【図５８】図４６の位相変換回路部の変換特性を示した
説明図
【図５９】図４６のデータ信号点発生回路の出力段の詳
細説明図
【図６０】図５９の象限判定部の判定出力の説明図
【図６１】図４３の受信部の詳細を示した実施例構成図
【図６２】図６１の軟判定部の詳細説明図
【図６３】図６２の象限判定部の判定出力の説明図
【図６４】第３発明の基本的な実施例を示した実施例構
成図
【図６５】図６４の送信部の詳細を示した実施例構成図
【図６６】図６４の第３発明におけるフレーム構成の説
明図
【図６７】図６５の位相差分回路部の詳細説明図
【図６８】図６５の最大値検出・量子化回路部の最大値
検出側の詳細説明図
【図６９】図６５の最大値検出・量子化回路部の量子化
側の詳細説明図
【図７０】図６９のＲＯＭの変換機能の説明図
【図７１】図６９に続く最大値検出・量子化回路部の量
子化側の詳細説明図
【図７２】図７１のビット情報抽出部の変換機能の説明
図
【図７３】図６５の振幅情報作成部の詳細説明図
【図７４】図６５のデータ信号点発生部に設けた時分割
変換回路部の詳細説明図
【図７５】図６４の受信部の詳細を示した実施例構成図
【図７６】図７５の選択・位相和分回路部の詳細説明図
【図７７】図７６の４ビット入力ＲＯＭの変換機能を示
した説明図
【図７８】図７６の３ビット入力ＲＯＭの変換機能を示
した説明図
【図７９】図７５の振幅逆変換回路部の詳細を示した説
明図
【図８０】従来のディジタル基幹回線による伝送形態の
説明図
【図８１】従来のアナログ回線による伝送形態の説明図
【符号の説明】
３０：送信部
３２：受信部
３４：送信データ
３６：スクランブラー部（ＳＣＲ）
３８：データ信号点発生部
４０：加算部
４２：データ変調部
４４：ハイブリッド回路
４５，５５，８５：アナログＬＳＩ部
４６：アナログ回線（２線式又は４線式）
４８：アナログパスバンド信号
５０：ベースバンド変換部
５２：ランダム変換部
５４：振幅制限部
５６：エコー推定部
５８：エコー除去部（加算部）
６０：復調等化部
６２：軟判定部
６２−１：判定部（硬判定）
６４：符号変換部
６６：デスクランブラー部（ＤＳＣＲ）
６８：受信データ
７０：遅延部
７２：加算部（ベースバンド信号復調用）
７４：ランダム逆変換部
７５，２００：プロセッサユニット
７６：パスバンド変換部
７８：アナログパスバンド信号
８０，２０６：ロールオフフィルタ部（ＲＯＦ）
８２，２２０：復調部
８４，９６，１３４，２０４，２２２，２３４：キャリ
ア発生部
８６，２２４：Ｄ／Ａコンバータ
８８，９０，９８，２２６：ローパスフィルタ（ＬＰ
Ｆ）
９２：Ａ／Ｄコンバータ
９４，２０２：復調部（ＤＥＭ）
１００：ビット抽出部
１００−１，１００−２：パラレル変換部
１０２：位相変換部
１０４，１２４，１３２，１３６，１３８，１７２，２
３６：乗算部
１０６：信号品質信号（ＳＱＤ）
１０８：最適振幅制限値判断部
１１０−１，１１０−２：変換部
１１２−１，１１２−２：信号点発生用ＲＯＭ
１１４：変換テーブル
１１６，１１８：タップ
１２８，２３８：リアルパート抽出部
１３０：ヒルベルトフィルタ
１４８：ＲＯＭ
１５４：自動利得制御部（ＡＧＣ）
１５６，１６４，１６０，１６８：加算器
１５８，１６２，１６６，１７０：リミッタ
２０２：復調部
２０８：ベースバンド型自動等化器（ＥＱＬ）
２１０：自動キャリア位相制御部（ＣＡＰＣ）
２１２：ビット抽出部
２１２−１，２１２−２：パラレル変換部
２１４：位相逆変換部
２２８：ヒルベルト変換部
２３０：パスバンド自動等化器
２３２：復調自動キャリア周波数制御部
２４４−１，２４４−２：符号変換器
２４６−１，２４６−２：パラレル／シリアル変換部
２５０，２５０−１，２５０−２：残アナログ信号作成
部
２５２，２５２−１，２５２−２：振幅非線形量子化部
２５４：時分割多重回路部
２５８：時分割分配回路部
256,256-1,256-2 ：ディジタル／アナログ信号合成回路
（振幅逆変換回路部）
２６０，２６２−１，２６２−２：振幅非線形逆量子化
部
２６２：シリアル／パラレル変換部
２６４：時分割多重変換部
２６６：データ信号点発生回路部
２６８：フレーム同期回路部
２７２：データ格納ＲＡＭ
２７４：パワー計算部
２７５：最大値検出回路部
２７６：非線形量子化部
２７８：振幅制御回路部
３１０，３１２：アナログ・ディジタル信号作成回路部
３１４，３１４−１，３１４−２：位相線形量子化部
３２０，３２２：ディジタル／アナログ信号再生回路部
３３０：位相差分回路部
３３２：最大値検出・量子化回路部
３７４，３７６：アナログベースバンド信号復元回路部
３７８：振幅逆変換回路部
３８０：選択・位相和分回路部BRIEF DESCRIPTION OF THE DRAWINGS FIG. 1 is a diagram illustrating the principle of a first invention of the present application. FIG. 2 is a diagram illustrating the principle of a second invention and a third invention of the present application. FIG. 3 is a first embodiment of a basic configuration of the first invention. FIG. 4 is a characteristic diagram showing an error rate of an analog line. FIG. 5 is an embodiment diagram showing details of a transmission unit in FIG. 3. FIG. 6 is used in a 9600 bps mode. FIG. 7 is a detailed explanatory diagram of the data signal generating unit in FIG. 5; FIG. 7 is an explanatory diagram of signal points in the 9600 bps mode; FIG. 8 is a detailed explanatory diagram of the data signal generating unit in FIG. 5 used in the 14400 bps mode; FIG. 10 is a detailed explanatory diagram of a demodulator provided in the demodulation unit. FIG. 10 is a configuration diagram of another embodiment of the demodulation unit in FIG. 5. FIG. 11 is a detailed explanatory diagram of a baseband conversion unit in FIG. FIG. 13 is an explanatory diagram of the band of the passband signal of FIG. FIG. 14 is a block diagram of the baseband signal of FIG. 14; FIG. 15 is a block diagram of another embodiment of the baseband converter of FIG. 5; FIG. 15 is a detailed description of the random converter of FIG. 5 used for the 9600 bps mode; FIG. 17 is a conversion characteristic diagram of the phase conversion angle by the phase conversion unit of FIG. 15; FIG. 18 is a detailed explanatory diagram of the random conversion unit of FIG. 5 used in the 4800 bps mode; FIG. FIG. 20 is a detailed explanatory diagram of the optimum amplitude limit value determining unit in FIG. 5; FIG. 21 is a detailed explanatory diagram of the amplitude limit unit in FIG. 5; FIG. 22 is a base in the transmitting unit in FIG. FIG. 23 is an explanatory diagram showing a band signal, a phase change angle used for random conversion, a randomized baseband signal, a data signal point, and a superimposed signal in a phase plane. FIG. 23 is an embodiment configuration showing details of a receiving unit in FIG. Figure [Figure 4 is a block diagram showing an embodiment showing another embodiment of the demodulation and equalization unit in FIG. 23. FIG. 25 is a detailed explanatory diagram of the soft decision unit in FIG. 23 used in the 9600 bps mode. FIG. 27 is a detailed explanatory diagram of a soft decision unit. FIG. 27 is a detailed explanatory diagram of a delay unit in FIG. 23. FIG. 28 is a detailed explanatory diagram of a random inverse transform unit in FIG. 23 used in a 9600 bps mode. Conversion characteristic diagram [FIG. 30] Conversion characteristic diagram of phase inverse converter in FIG. 28 [FIG. 31] Detailed explanatory diagram of random inverse converter in FIG. 23 used in 14400 bps mode [FIG. 32] Conversion characteristic of parallel converter in FIG. FIG. 33 is a detailed explanatory diagram of a modulation unit provided in the passband conversion unit of FIG. 23. FIG. 34 is a band characteristic diagram of a baseband signal before passband conversion. FIG. 35 is a diagram of a passband signal after passband conversion. FIG. 36 is a data signal point before determination, a data signal point after determination, a baseband signal extracted from the data signal point, a phase reverse change angle used for random reverse conversion, and an inverse transform in the receiving unit in FIG. FIG. 37 is an explanatory diagram showing a baseband signal with respect to a phase plane. FIG. 37 is a diagram showing an embodiment showing a second embodiment of the first invention. FIG. 38 is a diagram showing the data signal points, audio baseband signals, and superimposed signals in FIG. FIG. 39 is a plan view showing an embodiment of a third embodiment of the first invention. FIG. 40 is a diagram showing an embodiment of a fourth embodiment of the first invention. FIG. FIG. 42 is a block diagram of an embodiment showing a fifth embodiment of the invention. FIG. 42 is a block diagram of an embodiment showing a sixth embodiment of the first invention. FIG. 43 is an embodiment showing a basic embodiment of the second invention. FIG. 44 is an explanatory diagram of a frame configuration in FIG. 43. FIG. FIG. 46 is an explanatory diagram of a 32-value data signal point used in the embodiment of FIG. 43. FIG. 46 is an embodiment configuration diagram showing details of a receiving unit of FIG. 43. FIG. 47 is a detailed explanatory diagram of a power calculating unit of FIG. 48 is a detailed explanatory diagram of a maximum value detecting circuit unit in FIG. 46; FIG. 49 is a detailed explanatory diagram of a nonlinear quantization unit in FIG. 46; FIG. 50 is a detailed explanatory diagram of an amplitude control circuit unit in FIG. 46; FIG. 52 is a detailed explanatory diagram of a serial / parallel converter of 46. FIG. 52 is a detailed explanatory diagram of a time division converter provided in the data signal point generator of FIG. 46. FIG. 53 is a detail of the data signal point generator of FIG. FIG. 54 is a detailed explanatory diagram of the frame synchronous circuit unit of FIG. 46. FIG. 55 is a signal waveform diagram of the frame synchronous circuit unit of FIG. 46. FIG. 56 is an explanatory diagram of the contents stored in the ROM provided in FIG. 57 is a detailed explanatory diagram of the bit extraction circuit section of FIG. 46. FIG. FIG. 59 is an explanatory diagram showing the conversion characteristics of the conversion circuit unit. FIG. 59 is a detailed explanatory diagram of the output stage of the data signal point generation circuit in FIG. 46. FIG. 60 is an explanatory diagram of the judgment output of the quadrant judging unit in FIG. FIG. 62 is a diagram showing the detailed configuration of the soft decision unit shown in FIG. 61. FIG. 63 is an explanatory diagram showing the decision output of the quadrant decision unit shown in FIG. 62. FIG. FIG. 65 is a block diagram of an embodiment showing a basic embodiment of the present invention. FIG. 65 is a block diagram of an embodiment showing details of a transmission unit in FIG. 64. FIG. 66 is an explanatory diagram of a frame configuration in the third invention of FIG. FIG. 67 is a detailed explanatory diagram of the phase difference circuit unit in FIG. 65. FIG. 68 is a detailed explanatory diagram of the maximum value detection side of the maximum value detection / quantization circuit unit in FIG. 65. FIG. 69 is a maximum value detection / quantization in FIG. FIG. 70 is a detailed explanatory diagram of the quantization side of the circuit unit. FIG. 70 is an explanatory diagram of a conversion function of the ROM of FIG. 69. FIG. FIG. 72 is a detailed explanatory diagram of the quantization side of the maximum value detection / quantization circuit unit. FIG. 72 is an explanatory diagram of the conversion function of the bit information extraction unit in FIG. 71. FIG. 73 is a detailed explanatory diagram of the amplitude information creation unit in FIG. 74 is a detailed explanatory diagram of a time-division conversion circuit provided in the data signal point generation unit of FIG. 65. FIG. 75 is an embodiment configuration diagram showing details of a reception unit of FIG. 64. FIG. FIG. 77 is an explanatory diagram showing the conversion function of the 4-bit input ROM of FIG. 76. FIG. 78 is an explanatory diagram showing the conversion function of the 3-bit input ROM of FIG. 76. Explanatory diagram showing the details of the amplitude inverse conversion circuit unit in FIG. 75. FIG. 80 is an explanatory diagram of a transmission form using a conventional digital backbone line. FIG. 81 is an explanatory diagram of a transmission form using a conventional analog line. 30: transmission unit 32: reception unit 34: transmission data 36: scrub Blur (SCR) 38: Data signal point generator 40: Adder 42: Data modulator 44: Hybrid circuits 45, 55, 85: Analog LSI 46: Analog line (2-wire or 4-wire) 48: Analog Passband signal 50: Baseband conversion unit 52: Random conversion unit 54: Amplitude restriction unit 56: Echo estimation unit 58: Echo removal unit (addition unit) 60: Demodulation and equalization unit 62: Soft decision unit 62-1: Judgment unit (Hard decision) 64: Code conversion unit 66: Descrambler unit (DSCR) 68: Received data 70: Delay unit 72: Addition unit (for demodulating baseband signals) 74: Random inverse conversion unit 75, 200: Processor unit 76: Passband converter 78: analog passband signals 80, 206: roll-off filter (ROF) 82, 220: demodulators 84, 96, 134 204,222,234: carrier generating region 86,224: D / A converter 88,90,98,226: a low pass filter (LP
F) 92: A / D converters 94, 202: demodulator (DEM) 100: bit extractors 100-1, 100-2: parallel converter 102: phase converters 104, 124, 132, 136, 138, 172, 2
36: Multiplication unit 106: Signal quality signal (SQD) 108: Optimal amplitude limit value determination unit 110-1, 110-2: Conversion units 112-1, 112-2: ROM for signal point generation 114: Conversion tables 116, 118 : Tap 128, 238: Real part extraction unit 130: Hilbert filter 148: ROM 154: Automatic gain control unit (AGC) 156, 164, 160, 168: Adders 158, 162, 166, 170: Limiter 202: Demodulation unit 208 : Baseband type automatic equalizer (EQL) 210: automatic carrier phase control unit (CAPC) 212: bit extraction units 212-1 and 212-2: parallel conversion unit 214: inverse phase conversion unit 228: Hilbert conversion unit 230: Passband automatic equalizer 232: demodulation automatic carrier frequency control units 244-1, 244-2: code conversion Units 246-1, 246-2: parallel / serial conversion units 250, 250-1, 250-2: residual analog signal creation units 252, 252-1, 252-2: amplitude non-linear quantization unit 254: time division multiplexing circuit Section 258: time-division distribution circuit section 256, 256-1, 256-2: digital / analog signal synthesis circuit (amplitude inverse conversion circuit section) 260, 262-1, 262-2: amplitude nonlinear inverse quantization section 262: serial / parallel conversion section 264: time division multiplex conversion section 266: data signal point generation circuit section 268: frame synchronization circuit section 272: data storage RAM 274: power calculation section 275: maximum value detection circuit section 276: nonlinear quantization section 278: amplitude control circuit section 310, 312: analog / digital signal creation circuit units 314, 314-1, 314-2: phase linear quantization units 320, 322: digital / Analog signal reproducing circuit unit 330: phase difference circuit unit 332: maximum value detection and quantization circuit unit 374, 376: analog baseband signal recovery circuit unit 378: the amplitude inverse conversion circuit 380: Selection and phase sum circuit unit
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 特開 昭63−67851（ＪＰ，Ａ) 特開 平３−46862（ＪＰ，Ａ) 特開 平３−207145（ＪＰ，Ａ) 特開 平６−62058（ＪＰ，Ａ) 特許2902246（ＪＰ，Ｂ２) 特許3069333（ＪＰ，Ｂ２) 特表 昭60−501087（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H04L 27/00 - 27/38 H04M 11/00 ──────────────────────────────────────────────────続 き Continuation of the front page (56) References JP-A-63-67851 (JP, A) JP-A-3-46862 (JP, A) JP-A-3-207145 (JP, A) 62058 (JP, A) Patent 2902246 (JP, B2) Patent 3069333 (JP, B2) JP-T-60-501087 (JP, A) (58) Fields investigated (Int. Cl. 7 , DB name) H04L 27 / 00-27/38 H04M 11/00
Claims (1)
に割当て、第２信号を前記データ信号点に重畳すること
により２種類の信号を合成して伝送路に送信する送信部
と、伝送路の受信信号による２次元座標空間の受信点か
ら信号点を判定して第１信号を再生し、受信点と判定信
号点の誤差に基づいて第２信号を再生する受信部とを備
えたマルチメディア多重伝送装置に於いて、 前記送信部からの送信信号を２線式アナログ回線に送出
すると共に、２線式アナログ回線からの受信信号を前記
受信部に分離するハイブリッド回路と、 前記送信部の送信信号からエコー成分を推定するエコー
推定部と、 前記エコー推定部で推定したエコー成分を前記ハイブリ
ッド回路の受信信号から差し引いて前記受信部に供給す
るエコー除去部と、を備えたことを特徴とするマルチメ
ディア多重伝送装置。(57) Claims 1. Two kinds of signals are synthesized by allocating a first signal to a data signal point in a two-dimensional coordinate space and superimposing a second signal on the data signal point. A transmitting unit for transmitting to a transmission path, a signal point being determined from a reception point in a two-dimensional coordinate space based on a reception signal of the transmission path, a first signal being reproduced, and a second signal being determined based on an error between the reception point and the determined signal point. And a receiving unit for reproducing the signal. The transmitting unit transmits a transmission signal from the transmission unit to a two-wire analog line, and transmits a reception signal from the two-wire analog line to the reception unit. A hybrid circuit for separating, an echo estimating unit for estimating an echo component from a transmission signal of the transmitting unit, and an echo for subtracting the echo component estimated by the echo estimating unit from the received signal of the hybrid circuit and supplying the signal to the receiving unit. Multimedia multiplex transmission apparatus characterized by comprising: a removal unit.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2000067970A JP3363123B2 (en) | 1993-01-13 | 2000-03-13 | Multimedia multiplex transmission equipment |
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP10335371A JP3032510B2 (en) | 1993-01-13 | 1998-11-26 | Multimedia multiplex transmission method and transmission device |
| JP2000067970A JP3363123B2 (en) | 1993-01-13 | 2000-03-13 | Multimedia multiplex transmission equipment |
Related Parent Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP10335383A Division JP3069333B2 (en) | 1998-11-26 | 1998-11-26 | Multimedia multiplex receiving method and apparatus |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2000307671A JP2000307671A (en) | 2000-11-02 |
| JP3363123B2 true JP3363123B2 (en) | 2003-01-08 |
Family
ID=26575156
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2000067970A Expired - Fee Related JP3363123B2 (en) | 1993-01-13 | 2000-03-13 | Multimedia multiplex transmission equipment |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3363123B2 (en) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US20090116571A1 (en) * | 2005-06-30 | 2009-05-07 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Transmitter, receiver, and communication method |
-
2000
- 2000-03-13 JP JP2000067970A patent/JP3363123B2/en not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2000307671A (en) | 2000-11-02 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| KR100422964B1 (en) | High speed encoder and encoding method | |
| US5367516A (en) | Method and apparatus for signal transmission and reception | |
| US5448555A (en) | Simultaneous analog and digital communication | |
| US6282237B1 (en) | Multiple transmission system wherein analog signal is transformed to base band, random-transformed and superimposed on dispersed signal points in vector signal space | |
| KR100894194B1 (en) | Compensation for non-linear distortion in a modem receiver | |
| JPH0783293B2 (en) | Data transmission / reception device and method, communication system and method of use, information restoration method | |
| IL109997A (en) | Controlled simultaneous analog and digital communication | |
| JP2001077874A (en) | Data transmitter | |
| JP3363123B2 (en) | Multimedia multiplex transmission equipment | |
| JP2902246B2 (en) | Multimedia multiplex transmission system | |
| EP0825744A2 (en) | QADM with phase randomisation | |
| JP3069335B2 (en) | Multimedia multiplex transmission method | |
| JP3140960B2 (en) | Modem signal transmitting apparatus, modem signal transmitting method, modem signal receiving apparatus, modem signal receiving method, modem signal transmitting / receiving system, and modem signal transmitting / receiving method | |
| JP3069331B2 (en) | Multimedia multiplex transmission method and apparatus | |
| JP3069332B2 (en) | Multimedia multiplex transmission method and apparatus | |
| JP3069333B2 (en) | Multimedia multiplex receiving method and apparatus | |
| JP3069334B2 (en) | Multimedia multiplex transmission method and apparatus | |
| JP3032511B2 (en) | Multimedia multiplex transmission method and apparatus | |
| JP2842867B2 (en) | Receiving apparatus and method | |
| JP3032510B2 (en) | Multimedia multiplex transmission method and transmission device | |
| JP3401095B2 (en) | Multi-level digital encoding and decoding systems | |
| JP3274293B2 (en) | Signal processing device | |
| JPH0265464A (en) | Modulator-demodulator for picture data communication |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20020917 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20071025 Year of fee payment: 5 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20081025 Year of fee payment: 6 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20081025 Year of fee payment: 6 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20091025 Year of fee payment: 7 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20091025 Year of fee payment: 7 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20101025 Year of fee payment: 8 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20101025 Year of fee payment: 8 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20111025 Year of fee payment: 9 |
|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |