JP3032510B2 - Multimedia multiplex transmission method and transmission device - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION

【０００１】[0001]

【発明の属する技術分野】本発明は、２線式あるいは４
線式の単一のアナログ回線を用いてホストコンピュータ
や端末装置等からのデータ信号と音声信号を同時に多重
伝送するマルチメディア多重方法及び装置に関し、特
に、メインのデータを変換したデータ信号点に音声信号
などの他の信号を重畳して同時に多重伝送するマルチメ
ディア多重送信方法及び装置に関する。The present invention relates to a two-wire system or a four-wire system.
The present invention relates to a multimedia multiplexing method and apparatus for simultaneously multiplexing and transmitting a data signal and a voice signal from a host computer, a terminal device, or the like using a single line analog line, and more particularly, to a method for transmitting voice to a data signal point obtained by converting main data. The present invention relates to a multimedia multiplex transmission method and apparatus for superimposing and simultaneously multiplexing other signals such as signals.

【０００２】近年、伝送メディアの多様化により、電話
の音声信号、ファクシミリ信号、データ信号、画像信号
等の種々の信号の多重伝送が可能となっており、デジタ
ル基幹回線では、既にこれらの多重伝送が実現されてい
る。In recent years, with the diversification of transmission media, multiplex transmission of various signals such as telephone voice signals, facsimile signals, data signals, and image signals has become possible. Has been realized.

【０００３】一方、基幹回線以外の殆どの回線は、未だ
アナログ回線であり、アナログ回線では、複数のメディ
アに対応できていないため、データ信号はモデムを使用
した３．４ＫＨｚ回線、音声は電話機、インバンドリン
ガー、交換器等を使用した音声級回線というように、別
々の回線を使用して伝送する形態が現実である。On the other hand, most of the lines other than the trunk line are analog lines, and the analog lines cannot support a plurality of media. Therefore, the data signal is a 3.4 KHz line using a modem, and the voice is a telephone, The reality is that transmission is performed using separate lines, such as a voice-grade line using an in-band ringer, a switch, or the like.

【０００４】またデジタル回線は普及に時間がかかって
おり、ランニングコストも高いことから、アナログ回線
に対し依然として根強い要求がある。[0004] Further, since digital lines take time to spread and have high running costs, there is still a strong demand for analog lines.

【０００５】このため、アナログ回線においても、ラン
ニングコスト低減の要求からデータ信号、音声信号、画
像信号等の複数のメディアの多重伝送が要求されてい
る。[0005] For this reason, multiplex transmission of a plurality of media such as data signals, audio signals, and image signals is also required for analog lines in order to reduce running costs.

【０００６】[0006]

【従来の技術】図４３は従来のマルチメディア多重伝送
方式の利用形態の一例を示す。本社１０と支社１２とい
う大規模事業所では、これらをデジタル基幹回線１４で
接続し、マルチメディア多重伝送装置を利用して、音声
信号、データ信号、画像信号等の複数メディアの信号を
多重化して１本のデジタル基幹回線１４で伝送してい
る。2. Description of the Related Art FIG. 43 shows an example of a conventional multimedia multiplex transmission system. At large-scale offices such as a head office 10 and a branch office 12, these are connected by a digital backbone line 14, and multimedia signals such as audio signals, data signals, and image signals are multiplexed using a multimedia multiplex transmission device. It is transmitted by one digital backbone line 14.

【０００７】しかし、本社１０や支社１２と接続された
支店１６−１〜１６−ｎとの間は、ランニングコストを
低減するため公衆回線や専用回線を用いた個別のアナロ
グ回線１８−１〜１８−ｎを使用している。However, between the head office 10 and the branch offices 16-1 to 16-n connected to the branch office 12, individual analog lines 18-1 to 18-18 using public lines or dedicated lines are used to reduce running costs. -N is used.

【０００８】このため図４４に詳細を示すように、例え
ば本社１０と各支店１６−１〜１６−ｎの間は、データ
信号についてはモデム２０−１〜２０−ｎを使用した
３．４ＫＨｚ回線２２−１〜２２−ｎ、音声信号は電話
機２４−１〜２４−ｎを使用した音声級回線２６−１〜
２６−ｎを使用している。この点は支社１２と各支店１
６−１〜１６−ｎの間も同じである。For this reason, as shown in detail in FIG. 44, for example, between the head office 10 and each of the branches 16-1 to 16-n, a 3.4 KHz line using modems 20-1 to 20-n for data signals. 22-1 to 22-n, and the voice signal is a voice-grade line 26-1 using a telephone 24-1 to 24-n.
26-n. This point is the branch 12 and each branch 1
The same applies to 6-1 to 16-n.

【０００９】更に、ファクシミリ装置では、アナログ回
線を音声信号とデータ信号の両方に使用するため、モデ
ムと電話を切り換えるようにして画像データと音声信号
を１本のアナログ回線で伝送している。Further, in a facsimile apparatus, since an analog line is used for both a voice signal and a data signal, image data and a voice signal are transmitted over one analog line by switching between a modem and a telephone.

【００１０】[0010]

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、このよ
うな従来のマルチメディア多重伝送方式にあっては、次
の問題があった。However, such a conventional multimedia multiplex transmission system has the following problems.

【００１１】まず企業の事業所間の通信等では、データ
通信と電話通信を同時使用することが多く、ファクシミ
リ装置に利用されている回線切り換え方法では効率が悪
く、結局、図４４の本社１０および支社１２と各支店１
６−１〜１６−ｎに示すように、データ通信に３．４Ｋ
Ｈｚ回線２２−１〜２２−ｎを使用し、また音声通信に
電話級回線２６−１〜２６−ｎを使用せざるを得ず、別
々の回線を使用することで回線がメディア分必要とな
り、回線料金が余分にかかる。また通信機器もメディア
分必要となり、機器費用がかかる。First, data communication and telephone communication are often used simultaneously in communication between offices of a company, and the line switching method used in facsimile machines is inefficient. Branch 12 and branch 1
As shown in 6-1 to 16-n, 3.4K is used for data communication.
Hz lines 22-1 to 22-n, and telephone-grade lines 26-1 to 26-n must be used for voice communication. By using separate lines, lines are required for media, Extra line charges are required. Also, communication equipment is required for the media, and equipment costs are incurred.

【００１２】本発明の目的は、単一のアナログ回線を利
用してデータ信号と音声信号とを同時に伝送することが
できるマルチメディア多重送信につき、送信側でアナロ
グ信号をデータ信号点に重畳する際に、メインのデータ
通信を妨げないように振幅を制限するようにしたマルチ
メディア多重送信方法及び装置を提供する。An object of the present invention is to provide a multimedia multiplex transmission capable of simultaneously transmitting a data signal and a voice signal using a single analog line, and to superimpose an analog signal on a data signal point on a transmission side. And a multimedia multiplexing transmission method and apparatus for limiting the amplitude so as not to hinder main data communication.

【００１３】また本発明の他の目的は、相手局から信号
品質に関する情報を受けてメインのデータ信号点に重畳
するアナログ信号の振幅を最適値に制限するようにした
マルチメディア多重送信方法及び装置を提供する。Another object of the present invention is to provide a method and apparatus for multimedia multiplex transmission which receives information on signal quality from a partner station and limits the amplitude of an analog signal superimposed on a main data signal point to an optimum value. I will provide a.

【００１４】[0014]

【課題を解決するための手段】図１及び図２は本発明の
原理説明図である。図１は本発明の送信装置を用いたマ
ルチメディア多重伝送であり、図２に送信処理の内容を
示す。このマルチメディア多重伝送は、アナログ回線４
６を介して送信部（送信装置）３０と受信部（受信装
置）３２を接続する。FIGS. 1 and 2 are diagrams for explaining the principle of the present invention. FIG. 1 shows multimedia multiplex transmission using the transmission apparatus of the present invention, and FIG. 2 shows the contents of the transmission processing. This multimedia multiplex transmission is performed on an analog line 4
The transmitting unit (transmitting device) 30 and the receiving unit (receiving device) 32 are connected via the control unit 6.

【００１５】送信部３０は、メインのデータ信号を第１
の２次元座標空間のデータ信号点に割当て、このデータ
信号点を原点とする相対的な第２の２次元座標空間にア
ナログ信号を割当てることにより２種類の信号を合成し
て伝送路に送信するものであり、本発明は、アナログ信
号を振幅制限して第２の２次元座標空間に割当てる振幅
制限手段５４を設けたことを特徴とする。[0015] The transmitting section 30 transmits the main data signal to the first data signal.
Is assigned to a data signal point in the two-dimensional coordinate space, and an analog signal is assigned to a relative second two-dimensional coordinate space having the data signal point as an origin. The present invention is characterized in that amplitude limiting means 54 for limiting the amplitude of an analog signal and assigning the amplitude to a second two-dimensional coordinate space is provided.

【００１６】振幅制限手段５４は、アナログ信号の振幅
を、相手局の受信部３２の信号品質状況を自局にフィー
ドバックしてアナログ信号の振幅制限値を制御する。The amplitude limiter 54 controls the amplitude limit value of the analog signal by feeding back the amplitude of the analog signal to the own station on the signal quality status of the receiving section 32 of the partner station.

【００１７】また送信部３０でデータ信号と共に多重伝
送するアナログ信号は、アナログパスバンド信号（０．
３〜３．４ＫＨｚ音声帯域）から変換したアナログベー
スバンド信号（０〜±１．５５ＫＨｚ）である。The analog signal multiplex-transmitted together with the data signal in the transmitting section 30 is an analog passband signal (0.
An analog baseband signal (0 to ± 1.55 KHz) converted from an audio band of 3 to 3.4 KHz.

【００１８】更に詳細に説明すると、送信部３０には、
メインの送信データを２次元座標空間のデータ信号点に
変換し、このデータ信号点を変調した変調信号を送信す
るデータ送信手段と、アナログパスバンド信号をアナロ
グベースバンド信号に変換し、このアナログベースバン
ド信号を前記データ信号点に重畳して伝送させる多重化
手段とを設ける。More specifically, the transmitting unit 30 includes:
The main transmission data is converted into a data signal point in a two-dimensional coordinate space, a data transmission means for transmitting a modulated signal obtained by modulating the data signal point, and an analog passband signal is converted into an analog baseband signal. Multiplexing means for superimposing and transmitting a band signal on the data signal point.

【００１９】また受信部３２には、送信部３０からの送
信信号をアナログ回線４６から受信して元の送信データ
を再生するデータ再生手段と、受信信号からアナログベ
ースバンド信号を分離した後に元のアナログパスバンド
信号に逆変換するアナログ再生手段とを設ける。The receiving section 32 includes a data reproducing means for receiving the transmission signal from the transmission section 30 from the analog line 46 and reproducing the original transmission data, and separating the analog baseband signal from the received signal after separating the analog baseband signal from the received signal. And an analog reproducing means for performing an inverse conversion to an analog passband signal.

【００２０】送信部３０のデータ送信手段は、所定長単
位に送信データを入力して対応するデータ信号点を発生
するデータ信号点発生手段３８と、データ信号点発生手
段３８で発生したデータ信号点を振幅と位相の２成分で
変調した変調信号（ＰＳＫ、ＱＡＭ又はＴＣＭ等）を送
信する変調手段４２とを少なくとも備える。The data transmitting means of the transmitting section 30 includes a data signal point generating means 38 for inputting transmission data in predetermined length units and generating corresponding data signal points, and a data signal point generated by the data signal point generating means 38. And a modulating means 42 for transmitting a modulated signal (PSK, QAM, TCM, or the like) obtained by modulating the signal with two components of amplitude and phase.

【００２１】また送信部３０の多重化手段は、音声信号
またＦＡＸ信号などのパスバンド帯域のアナログパスバ
ンド信号をベースバンド帯域のアナログベースバンド信
号に変換するベースバンド変換手段５０と、ベースバン
ド変換手段５０からのアナログベースバンド信号をデー
タ信号点に加算する加算手段４０とを少なくとも備え
る。The multiplexing means of the transmitting unit 30 includes a baseband conversion means 50 for converting an analog passband signal in a passband such as a voice signal or a facsimile signal into an analog baseband signal in a baseband, And an adding means for adding the analog baseband signal from the means to the data signal point.

【００２２】受信部３２のデータ再生手段は、受信信号
から変調信号を復調等化する復調等化手段６０と、復調
等化手段６０で得られた復調信号からデータ信号点を判
定する判定手段６２と、判定手段６２で判定したデータ
信号点から元の送信データを復元する符号変換手段６４
とを少なくとも備える。The data reproducing means of the receiving section 32 includes a demodulating and equalizing means 60 for demodulating and equalizing a modulated signal from the received signal, and a determining means 62 for determining a data signal point from the demodulated signal obtained by the demodulating and equalizing means 60. Code conversion means 64 for restoring the original transmission data from the data signal points determined by the determination means 62
At least.

【００２３】受信部３２のアナログ再生手段は、判定手
段６２の判定前の信号と判定後の信号との差を取ってベ
ースバンド信号を復調するベースバンド復調手段７２
と、ベースバンド復調手段７２からのベースバンド信号
をパスバンド帯域に変換して元のアナログパスバンド信
号を再生するパスバンド変換手段７６とを少くとも備え
る。The analog reproduction means of the receiving section 32 calculates the difference between the signal before the judgment by the judgment means 62 and the signal after the judgment and demodulates the baseband signal by the baseband demodulation means 72.
And a passband conversion means 76 for converting the baseband signal from the baseband demodulation means 72 into a passband and reproducing the original analog passband signal.

【００２４】通常、送信部３２は、データ信号点発生手
段３８に入力する送信データをスクランブルするスクラ
ンブル手段３６を設け、受信側での自動等化を可能とす
るためデータの相関をなくしている。そこでメインのデ
ータ信号点に重畳するアナログベースバンド信号につい
てもランダム変換手段５２によりランダム変換してデー
タの相関をなくす。Normally, the transmitting section 32 is provided with a scrambling means 36 for scrambling transmission data inputted to the data signal point generating means 38, and eliminates data correlation in order to enable automatic equalization on the receiving side. Therefore, the analog baseband signal superimposed on the main data signal point is also subjected to random conversion by the random conversion means 52 to eliminate data correlation.

【００２５】これに対応し受信部３２には、符号変換手
段６４からの変換信号をデスクランブルして元の送信デ
ータを再生するデスクランブル手段６６が設けられ、ア
ナログ再生手段には、ベースバンド復調手段７２からの
ベースバンド信号をランダム逆変換して元のアナログパ
スバンド信号に変換するランダム逆変換手段７４を設け
る。In response to this, the receiving section 32 is provided with a descrambling means 66 for descrambling the converted signal from the code converting means 64 and reproducing the original transmission data. There is provided random inverse conversion means 74 for performing random inverse conversion of the baseband signal from the means 72 and converting it into the original analog passband signal.

【００２６】この場合、ランダム変換手段５２は、スク
ランブル手段３６でスクランブルしたデータに対応して
アナログベースバンド信号をランダム変換し、また逆ラ
ンダム変換手段７４は、符号変換手段６４の変換データ
に対応して、ベースバンド復調手段７２からの信号をラ
ンダムに逆変換する。In this case, the random conversion means 52 performs random conversion on the analog baseband signal corresponding to the data scrambled by the scramble means 36, and the inverse random conversion means 74 supports the conversion data of the code conversion means 64. Thus, the signal from the baseband demodulation means 72 is inversely transformed at random.

【００２７】信号品質を向上するため送信部３０のデー
タ信号点発生手段３８は、発生した送信データの信号点
をトレリス符号化の手順に従ってデータ信号点に変換す
るトレリス符号化手段を備え、受信部３２の判定手段６
２は、ビタビ復号手順（最尤推定法）に従って尤もらし
いデータ信号点を判定する軟判定手段を備える。In order to improve the signal quality, the data signal point generating means 38 of the transmitting section 30 includes trellis coding means for converting the generated signal points of the transmission data into data signal points in accordance with the trellis coding procedure, and the receiving section. 32 determination means 6
2 includes soft decision means for determining a likely data signal point according to a Viterbi decoding procedure (maximum likelihood estimation method).

【００２８】本発明の送信部３０に設けた振幅制限手段
５４は次の作用を果す。本発明のマルチメディア多重送
信は、メインのデータ信号のデータ信号点に音声等のア
ナログベースバンド信号をノイズ成分として重畳して同
時に伝送することから、アナログベースバンド信号のレ
ベルをメインのデータ信号の伝送に影響を及ぼさない範
囲に抑える必要がある。The amplitude limiting means 54 provided in the transmitting section 30 of the present invention has the following effects. The multimedia multiplex transmission of the present invention superimposes an analog baseband signal such as voice as a noise component on a data signal point of a main data signal and simultaneously transmits the superimposed analog baseband signal. It is necessary to keep it within a range that does not affect transmission.

【００２９】一般にアナログ回線でのデータ信号のＳ／
Ｎ比は１５ｄＢ程度と厳しいが、アナログ音声信号の場
合は規格値で２８ｄＢ程度であり、Ｓ／Ｎ的に余裕があ
る。本発明、このアナログ回線におけるＳ／Ｎ的な余裕
を音声やファクシミリ等のアナログ信号の伝送に利用
し、アナログ信号をデータ信号に重畳して単一のアナロ
グ回線で同時に伝送する。このため、データ信号に重畳
するアナログ信号のレベルは、メインのデータ信号のレ
ベルより１５ｄＢ以上低く、規格値に基づく２８ｄＢ以
上高いレベルとすればよい。本発明の送信部３０に設け
た振幅制御部５４は、このように音声等のアナログ信号
に適用可能なレベルに納まるように振幅制限を行うこと
で、メインのデータ信号のＳ／Ｎ比を損うことなく多重
伝送する。Generally, S / S of a data signal in an analog line
The N ratio is severe, about 15 dB, but in the case of an analog audio signal, the standard value is about 28 dB, and there is a margin in S / N. In the present invention, the S / N margin in the analog line is used for transmitting analog signals such as voice and facsimile, and the analog signal is superimposed on the data signal and transmitted simultaneously on a single analog line. Therefore, the level of the analog signal to be superimposed on the data signal may be lower than the level of the main data signal by 15 dB or more and higher than the standard value by 28 dB or more. The amplitude control unit 54 provided in the transmission unit 30 of the present invention limits the amplitude so as to be within a level applicable to analog signals such as voice, thereby impairing the S / N ratio of the main data signal. Multiplexing without any delay.

【００３０】更に相手局の受信部の信号品質ＳＱＤを、
監視信号を伝送しているセカンダリチャネルを用いて受
信し、相手局の信号品質ＳＱＤを最適にするように振幅
制限部５４の振幅制限値を設定することで、データ信号
に対し重畳するアナログ信号の振幅を最適化できる。Further, the signal quality SQD of the receiving unit of the partner station is
An analog signal to be superimposed on a data signal is received by using the secondary channel transmitting the monitor signal and setting the amplitude limit value of the amplitude limiter 54 so as to optimize the signal quality SQD of the partner station. The amplitude can be optimized.

【００３１】[0031]

【発明の実施の形態】＜目次＞ １．基本実施例 ２．送信部の詳細実施形態 ３．送信部の動作 ４．受信部の詳細実施形態 ５．受信部の動作 ６．他の実施形態 １．基本実施形態 図３は本発明のマルチメディア多重通信方式の本発明の
基本的な実施形態をモデムを例にとって示した実施形態
構成図である。DESCRIPTION OF THE PREFERRED EMBODIMENTS <Table of Contents> Basic example 2. 2. Detailed embodiment of transmission unit 3. Operation of transmitting section 4. Detailed embodiment of receiving section Operation of receiving section Other Embodiments 1. Basic Embodiment FIG. 3 is a configuration diagram showing an embodiment of a multimedia multiplex communication system according to the present invention, taking a modem as an example.

【００３２】図３において、モデムは送信部３０と受信
部３２で構成される。In FIG. 3, the modem includes a transmitting unit 30 and a receiving unit 32.

【００３３】送信部３０にはメインの送信データ３４を
送信するため、スクランブラー３６、トレリス符号化機
能を備えたデータ信号点発生部３８、データ変調部４２
及びハイブリッド回路４２が設けられている。また、音
声またはファクシミリ等のアナログパスバンド信号４８
を同時に送るため、ベースバンド変換部５０、ランダム
変換部５２、振幅制限部５４及び加算部４０が設けられ
ている。To transmit the main transmission data 34 to the transmission unit 30, a scrambler 36, a data signal point generation unit 38 having a trellis coding function, and a data modulation unit 42
And a hybrid circuit 42. Also, an analog passband signal 48 such as voice or facsimile is used.
, A baseband converter 50, a random converter 52, an amplitude limiter 54, and an adder 40 are provided.

【００３４】音声またはファクシミリ等のアナログパス
バンド信号は、ベースバンド変換部５０でアナログベー
スバンド信号に変換され、ランダム変換部５２で無相関
とするためのランダム変換を施した後、振幅制限部５４
で振幅制限を行い、加算部４０でメインの送信データ３
４から得られたデータ信号点に重畳し、メインの送信デ
ータのデータ信号点のノイズ成分として同時に伝送され
る。An analog passband signal such as voice or facsimile signal is converted into an analog baseband signal by a baseband conversion section 50, subjected to random conversion by a random conversion section 52 so as to be uncorrelated, and then subjected to an amplitude limiting section 54.
To limit the amplitude, and the adder 40 performs the main transmission data 3
4 is superimposed on the data signal point obtained from step 4, and is simultaneously transmitted as a noise component of the data signal point of the main transmission data.

【００３５】一方、モデムの受信部３２は復調等化部６
０、ビタビアルゴリズムに従ったデータ信号点の判定を
行う軟判定部６２、データ信号点をビット系列に変換す
る符号変換部６４、デスクランブラー部６６を備える。
このようなメインの送信データの受信系に加え、データ
信号点のノイズ成分として重畳した音声またはファクシ
ミリ等のアナログパスバンド信号を再生するため、遅延
回路７０、ベースバンド復調機能を有する加算部７２、
ランダム逆変換部７４及びパスバンド変換部７６を備え
る。On the other hand, the receiving section 32 of the modem includes a demodulating / equalizing section 6.
0, a soft decision unit 62 for determining a data signal point according to the Viterbi algorithm, a code conversion unit 64 for converting the data signal point into a bit sequence, and a descrambler unit 66.
In addition to such a main transmission data receiving system, a delay circuit 70, an addition unit 72 having a baseband demodulation function, and a delay circuit 70 for reproducing analog passband signals such as voice or facsimile superimposed as noise components of data signal points.
A random inverse transform unit 74 and a passband transform unit 76 are provided.

【００３６】また、モデム側は送信部３０と受信部３２
を有する４線側となることから、ハイブリッド回路４４
により２線式アナログ回線４６を送信部３０と受信部３
２の各２線に分けて全二重伝送を実現している。ハイブ
リッド回路４４と受信部３２の間にはエコー推定部５６
と、エコー推定部５６で推定したエコー成分をハイブリ
ッド回路４４からの受信信号から除去するエコー成分除
去機能をもつ加算部５８を設けている。On the modem side, a transmitting unit 30 and a receiving unit 32
, The hybrid circuit 44
, The transmission line 30 and the reception unit 3
2 to realize full-duplex transmission. An echo estimator 56 is provided between the hybrid circuit 44 and the receiver 32.
And an adder 58 having an echo component removing function of removing the echo component estimated by the echo estimator 56 from the received signal from the hybrid circuit 44.

【００３７】ここで本発明にあっては、メインの送信デ
ータのデータ信号点に音声等のアナログベースバンド信
号をノイズ成分として重畳して同時に伝送することか
ら、アナログベースバンド信号のレベルをメインの送信
データの伝送に影響を及ぼさない範囲に抑える必要があ
る。In the present invention, since the analog baseband signal such as voice is superimposed on the data signal point of the main transmission data as a noise component and transmitted simultaneously, the level of the analog baseband signal is reduced. It is necessary to keep transmission data transmission within a range that does not affect transmission.

【００３８】図４はＣＣＩＴＴのＶ．２９における変調
速度２４００ボー、１シンホル当りの割当ビット数が２
ビット／シンボル、及びデータ伝送速度が４８００ｂｐ
ｓモードの場合のデータ信号のエラーレート特性を示し
ている。FIG. 4 shows V.I. of CCITT. 29, the modulation speed is 2400 baud, the number of bits allocated per thin-hole is 2
Bit / symbol and data transmission rate of 4800bp
9 shows error rate characteristics of a data signal in the case of the s mode.

【００３９】このデータ信号のエラーレート特性におい
て、１０万分の１エラーレート、即ち１×１０^-5のエラ
ーレートにおけるデータ信号のＳ／Ｎ比は１５ｄＢ程度
である。これに対しアナログ音声信号の場合は規格値で
２８ｄＢ程度であり、また回線品質が良好な場合には３
８ｄＢ程度であり、アナログ回線は音声信号に対しＳ／
Ｎ的に余裕がある。In the error rate characteristic of the data signal, the S / N ratio of the data signal at a 1/10000 error rate, that is, an error rate of 1 × 10 ⁻⁵ is about 15 dB. On the other hand, in the case of an analog audio signal, the standard value is about 28 dB.
8 dB, and the analog line uses S /
There is room for N.

【００４０】本発明にあっては、このアナログ回線にお
けるＳ／Ｎ的な余裕を音声やファクシミリ等のアナログ
信号の伝送に利用し、アナログ信号をデータ信号に重畳
して単一のアナログ回線で同時に伝送する。このため、
データ信号に重畳するアナログ信号のレベルは、規格値
のアナログ回線ではレベル範囲３５−１に示すように、
メインのデータ信号のレベルより１５ｄＢ以上低く、規
格値に基づく２８ｄＢ以上高いレベルとすればよい。ま
た、回線品質が良好な場合には、レベル範囲３５−２に
示すように、メインのデータ信号のレベルより１５ｄＢ
以上低く、３８ｄＢより高いレベルをアナログ信号に適
用すればよい。In the present invention, the S / N margin in this analog line is used for transmitting analog signals such as voice and facsimile, and the analog signal is superimposed on the data signal to be simultaneously used on a single analog line. Transmit. For this reason,
The level of the analog signal to be superimposed on the data signal is, as shown in the level range 35-1, in the analog line of the standard value,
The level may be lower than the level of the main data signal by 15 dB or more and higher than the standard value by 28 dB or more. When the line quality is good, as shown in the level range 35-2, the level of the main data signal is higher than the level of the main data signal by 15 dB.
A lower level and a level higher than 38 dB may be applied to the analog signal.

【００４１】図３の送信部３０に設けた振幅制御部５４
は、例えば図４に示した音声等のアナログ信号に適用可
能なレベルに納まるように振幅制限を行うことになる。The amplitude controller 54 provided in the transmitter 30 of FIG.
Will limit the amplitude so as to fall within a level applicable to analog signals such as audio shown in FIG. 4, for example.

【００４２】更に望ましくは、相手局の受信部の信号品
質ＳＱＤを、監視信号を伝送しているセカンダリチャネ
ルを用いて受信し、相手局の信号品質ＳＱＤを最適にす
るように振幅制限部５４の振幅制限値を設定することが
望ましい。 ２．送信部の詳細実施形態 図５は図３に示した第１実施形態のモデムにおける送信
部３０の詳細を示した実施形態構成図である。More desirably, the signal quality SQD of the receiving unit of the partner station is received using the secondary channel transmitting the monitoring signal, and the amplitude limiting unit 54 is adapted to optimize the signal quality SQD of the partner station. It is desirable to set an amplitude limit value. 2. Detailed Embodiment of Transmitting Unit FIG. 5 is an embodiment configuration diagram showing details of the transmitting unit 30 in the modem of the first embodiment shown in FIG.

【００４３】図５において、送信部３０はハードウェア
的にはプロセッサユニット７５、音声またはファクシミ
リ等のアナログパスバンド信号４８をディジタル信号に
変換するアナログＬＳＩ部５５、プロセッサユニット７
５からの送信変調データをアナログ変調信号に変換する
アナログＬＳＩ部４５、及びハイブリッド回路４４で構
成される。Referring to FIG. 5, the transmitting unit 30 includes a processor unit 75 in terms of hardware, an analog LSI unit 55 for converting an analog passband signal 48 such as voice or facsimile into a digital signal, and a processor unit 7.
5 is composed of an analog LSI section 45 for converting the transmission modulation data from 5 into an analog modulation signal, and a hybrid circuit 44.

【００４４】具体的には、プロセッサユニット７５はマ
イクロプロセッサ（ＭＰＵ）とディジタル・シグナルプ
ロセッサ（ＤＳＰ）で構成され、メインの送信データの
系統についてはスクランブラー部３６、トレリス符号化
機能を備えたデータ信号点発生部３８、データ変調部４
２の機能を実現する。一方、メインの送信データのデー
タ信号点に音声またはファクシミリ等のアナログ信号を
重畳する系統としてベースバンド変換部５０、ランダム
変換部５２、振幅制限部５４及び加算部４０の機能を実
現する。More specifically, the processor unit 75 includes a microprocessor (MPU) and a digital signal processor (DSP). The main transmission data system includes a scrambler unit 36 and a data unit having a trellis coding function. Signal point generator 38, data modulator 4
2 functions are realized. On the other hand, the functions of the baseband converter 50, the random converter 52, the amplitude limiter 54, and the adder 40 are realized as a system for superimposing an analog signal such as voice or facsimile on the data signal point of the main transmission data.

【００４５】更に、ハイブリッド回路４４からの受信信
号から推定エコー成分を除去するため、エコー推定部５
６及び加算部５８の機能と、振幅制限部５４に対し相手
局の信号品質信号ＳＱＤに基づいて最適振幅制限値を設
定する最適振幅制限値判断部１０８の機能が実現され
る。Further, in order to remove the estimated echo component from the signal received from the hybrid circuit 44, the echo estimating unit 5
6 and the function of the addition unit 58 and the function of the optimum amplitude limit value determination unit 108 for setting the optimum amplitude limit value for the amplitude limit unit 54 based on the signal quality signal SQD of the partner station.

【００４６】音声またはファクシミリ等のアナログパス
バンド信号４８をディジタル信号に変換するアナログＬ
ＳＩ部５５は、ローパスフィルタ９０とＡ／Ｄコンバー
タ９２を備える。ローパスフィルタ９０は電話やファク
シミリ等からのアナログパスバンド信号の高周波成分を
カットし、音声信号等の音声帯域成分を抽出する。Ａ／
Ｄコンバータ９２はローパスフィルタ９０からの音声帯
域成分をディジタル変換してプロセッサユニット７５に
入力する。An analog L for converting an analog passband signal 48 such as voice or facsimile into a digital signal
The SI unit 55 includes a low-pass filter 90 and an A / D converter 92. The low-pass filter 90 cuts high frequency components of an analog passband signal from a telephone, a facsimile or the like, and extracts a voice band component such as a voice signal. A /
The D converter 92 converts the audio band component from the low-pass filter 90 into a digital signal and inputs the digital signal to the processor unit 75.

【００４７】また、プロセッサユニット７５からの変調
データをアナログ信号に変換するアナログＬＳＩ部４５
は、Ｄ／Ａコンバータ８６とローパスフィルタ８８を備
える。Ａ／Ｄコンバータ８６はプロセッサユニット７５
からのディジタル変調信号をアナログ変調信号に変換す
る。ローパスフィルタ８８はアナログ変調信号の不要な
帯域成分を除去する。An analog LSI unit 45 for converting modulated data from the processor unit 75 into an analog signal.
Includes a D / A converter 86 and a low-pass filter 88. The A / D converter 86 is a processor unit 75
Is converted into an analog modulation signal. The low-pass filter 88 removes unnecessary band components of the analog modulation signal.

【００４８】次に、プロセッサユニット７５により実現
される各部の詳細を説明する。Next, details of each unit realized by the processor unit 75 will be described.

【００４９】まずスクランブラー部３６はホストコンピ
ュータや端末装置等からの送信データ３４をランダム化
して無相関なデータとする。このスクランブラー３６の
機能は例えばＣＣＩＴＴのＶ．２９で勧告された生成多
項式により送信データ３４をランダム化する。スクラン
ブラー部３６による送信データ３４のランダム化は、一
般に送信データには相関があり、相関があるデータを送
信すると受信側に設けている自動等化器のタップ係数が
収束しなくなり、安定な自動等化が困難になることを防
ぐためである。First, the scrambler section 36 randomizes the transmission data 34 from the host computer, the terminal device or the like to obtain uncorrelated data. The function of the scrambler 36 is described in, for example, V. CCITT. The transmission data 34 is randomized by the generator polynomial recommended in 29. In the randomization of the transmission data 34 by the scrambler 36, generally, the transmission data has a correlation, and when the data having the correlation is transmitted, the tap coefficient of the automatic equalizer provided on the receiving side does not converge, and a stable automatic transmission is performed. This is to prevent the equalization from becoming difficult.

【００５０】次にデータ信号点発生部３８を説明する。
この実施形態において、データ信号点発生部３８はトレ
リス符号化機能を備えており、ＣＣＩＴＴのＶ．３３で
勧告された方法によりデータ信号点に符号化する。ＣＣ
ＩＴＴのＶ．３３で勧告された内容については、１９９
８年１１月２０日 ＣＱ出版社発行の刊行物「モデムと
電話網によるデータ通信」により公知である。Next, the data signal point generator 38 will be described.
In this embodiment, the data signal point generation unit 38 has a trellis coding function, and the CC. Encoding into data signal points by the method recommended in 33. CC
ITT V. Regarding the content recommended in 33, 199
It is known from the publication "Data Communication by Modem and Telephone Network" published by CQ Publishing Company on Nov. 20, 2008.

【００５１】図６はＣＣＩＴＴのＶ．３３による３２０
０ボー，３＋１ビット／シンボル，９６００ｂｐｓモー
ドに適合したトレリス符号化機能を備えたデータ点信号
発生部の実施形態構成図である。FIG. 6 shows V.I. 320 by 33
FIG. 3 is a configuration diagram of an embodiment of a data point signal generation unit having a trellis coding function adapted to 0 baud, 3 + 1 bits / symbol, and 9600 bps mode.

【００５２】図６において、データ信号点発生部３８は
シリアル／パラレル変換、及びグレイコード／ナチュラ
ルコード変換を行う符号変換部１１０−１、変換テーブ
ル１１４とタップ１１６，１１８で構成される位相差分
をとる差分回路、畳み込み符号器１２０及び信号点発生
用ＲＯＭ１１２−１で構成される。In FIG. 6, a data signal point generator 38 converts a phase difference constituted by a code converter 110-1 for performing serial / parallel conversion and Gray code / natural code conversion, a conversion table 114 and taps 116 and 118. It comprises a difference circuit, a convolutional encoder 120 and a signal point generating ROM 112-1.

【００５３】スクランブラー部３６でランダム化された
送信データのシリアル出力は符号変換部１１０−１でシ
ンボル毎の３ビットのパラレルデータに変換され、更に
パラレルデータをグレイコードとしてナチュラルコード
に変換する。符号変換部１１０−１からの３ビットの出
力の内の２ビットを変換テーブル１１４に入力し、タッ
プ１１６，１１８の帰還入力により各ビット毎に位相差
分をとり、差分後の２ビットを畳み込み符号器１２０に
入力して３ビット情報に変換する。The serial output of the transmission data randomized by the scrambler unit 36 is converted into 3-bit parallel data for each symbol by the code conversion unit 110-1, and the parallel data is converted into a natural code as a gray code. Two bits of the three-bit output from the code conversion unit 110-1 are input to the conversion table 114, a phase difference is obtained for each bit by feedback inputs of taps 116 and 118, and the two bits after the difference are convolutionally encoded. Input to the converter 120 and converted into 3-bit information.

【００５４】最終的に、信号点発生用ＲＯＭ１１２−１
で符号変換部１１０−１からの１ビットと畳み込み符号
器１２０からの３ビットの合計４ビットをアドレスとし
て、対応するデータ信号点（シンボル）を発生する。Finally, the signal point generating ROM 112-1
Then, a corresponding data signal point (symbol) is generated by using 1 bit from the code conversion unit 110-1 and 3 bits from the convolutional encoder 120 as a total of 4 bits as an address.

【００５５】ここで、ＣＣＩＴＴのＶ．３３による３２
００ボー，３＋１ビット／シンボル，９６００ｂｐｓの
モードでは、図７に示すような１６値の信号点が使用さ
れ、信号点発生用ＲＯＭ１１２−１には図７の１６信号
点が４ビットアドレスを使用して格納されており、トレ
リス符号化により生成した４ビットデータによるアドレ
ス指定で対応する信号点のデータを読み出す。Here, V.I. 32 by 33
In the mode of 00 baud, 3 + 1 bits / symbol, and 9600 bps, 16-level signal points as shown in FIG. 7 are used, and the 16 signal points in FIG. The data of the corresponding signal point is read out by addressing with 4-bit data generated by trellis coding.

【００５６】図８は２４００ボー，６＋１ビット／シン
ボル，１４４００ｂｐｓモードの場合のトレリス符号化
機能を備えたデータ信号点発生部３８の詳細を示す。こ
の場合にも、データ信号点発生部３８はシリアル／パラ
レル変換及びグレイコード／ナチュラルコード変換の機
能を備えた符号変換部１１０−２、変換テーブル１１４
とタップ１１６，１１８で構成される位相差分をとるた
めの差分回路、畳み込み符号器１２０及び信号点発生用
ＲＯＭ１１２−２で構成される。FIG. 8 shows the details of the data signal point generating section 38 having a trellis coding function in the case of 2400 baud, 6 + 1 bits / symbol, and 14400 bps mode. Also in this case, the data signal point generating unit 38 includes a code conversion unit 110-2 having a function of serial / parallel conversion and a function of gray code / natural code conversion, and a conversion table 114.
And a difference circuit for obtaining a phase difference composed of the signals 116 and 118, a convolutional encoder 120, and a signal point generating ROM 112-2.

【００５７】この１４４００ｂｐｓモードでは７ビット
のデータが生成されることから、データ信号点は１２８
値となり、信号点発生用ＲＯＭ１１２−２は７ビットの
アドレス指定を受けて１２８点の信号点データの中の対
応する１つを読み出すようになる。In the 14400 bps mode, since 7-bit data is generated, the number of data signal points is 128.
The signal point generation ROM 112-2 receives the address designation of 7 bits and reads out a corresponding one of the 128 signal point data.

【００５８】再び図５を参照するに、アナログベースバ
ンド信号をデータ信号点に重畳する加算部４０に続いて
設けられたデータ変調部４２は、ロールオフフィルタ部
８０，変調部８２及びキャリア発生部８４で構成され
る。ロールオフフィルタ部８０は加算部４０からのデー
タ信号点にベースバンドアナログ信号を重畳した信号の
帯域を制限して波形整形する。Referring again to FIG. 5, a data modulation section 42 provided subsequent to the addition section 40 for superimposing an analog baseband signal on a data signal point includes a roll-off filter section 80, a modulation section 82, and a carrier generation section. 84. The roll-off filter unit 80 shapes the waveform by limiting the band of the signal obtained by superimposing the baseband analog signal on the data signal point from the adding unit 40.

【００５９】キャリア発生部８４は１８５０Ｈｚの搬送
キャリア信号を発生する。変調部８２は図９に示すよう
に、乗算器１２４とリアルパート抽出部１２８で構成さ
れる。即ち、キャリア発生部８４からの１８５０Ｈｚの
搬送キャリア信号を乗算器１２４でロールオフフィルタ
８０からの信号に乗算して復調し、乗算器１２４の復調
信号の中からリアルパート抽出部１２８でリアル成分の
みを抽出して次段のアナログＬＳＩ部４５へ出力する。The carrier generator 84 generates a 1850 Hz carrier signal. The modulator 82 includes a multiplier 124 and a real part extractor 128, as shown in FIG. That is, the 1850 Hz carrier carrier signal from the carrier generator 84 is multiplied by the signal from the roll-off filter 80 by the multiplier 124 and demodulated, and only the real component is extracted by the real part extractor 128 from the demodulated signal of the multiplier 124. And outputs it to the next-stage analog LSI unit 45.

【００６０】この実施形態で使用する変調部８２の他の
実施形態としては、図１０に示すように、データ信号点
をキャリア発生部８４からの搬送キャリア信号を用いて
変調部８０で変調した後に、ロールオフフィルタ８２で
帯域制限を行う構成のものを使用してもよい。As another embodiment of the modulating unit 82 used in this embodiment, as shown in FIG. 10, a data signal point is modulated by a modulating unit 80 using a carrier signal from a carrier generating unit 84 and then modulated. Alternatively, a configuration in which the band is limited by the roll-off filter 82 may be used.

【００６１】次に図５のベースバンド変換部５０を説明
すると、ベースバンド変換部５０は復調部９４、キャリ
ア発生部９６及びローパスフィルタ９８で構成される。
復調部９４の詳細は図１１に示され、リアル成分及びイ
マジナリ成分毎に乗算器１３６，１３８を備える。キャ
リア発生部１４０は−１８５０Ｈｚで時計回りの回転信
号を発生し、キャリア信号のリアル成分Ｒとイマジナリ
ー成分Ｉを入力したアナログパスバンド信号の同じくリ
アル成分及びイマジナリー成分毎に乗算器１３６，１３
８で乗算して、ベースバンド信号のリアル成分とイマジ
ナリ成分に変換する。Next, the baseband converter 50 shown in FIG. 5 will be described. The baseband converter 50 comprises a demodulator 94, a carrier generator 96 and a low-pass filter 98.
The details of the demodulation unit 94 are shown in FIG. 11, and include multipliers 136 and 138 for each real component and imaginary component. The carrier generation unit 140 generates a clockwise rotation signal at -1850 Hz, and multipliers 136 and 13 for the real component and the imaginary component of the analog passband signal to which the real component R and the imaginary component I of the carrier signal are input.
By multiplying by 8, the baseband signal is converted into a real component and an imaginary component.

【００６２】このようなベースバンド信号への変換にあ
っては、復調に伴う和成分と差成分の両方が出力される
ため、不要な和成分に関してはローパスフィルタ９８で
除去し、差成分のみをベースバンド信号として取り出
す。In such conversion to a baseband signal, since both a sum component and a difference component accompanying demodulation are output, unnecessary sum components are removed by a low-pass filter 98 and only the difference component is removed. Take it out as a baseband signal.

【００６３】図１２はベースバンド変換部９４に入力す
るアナログパスバンド信号の帯域特性を示したもので、
前段のアナログＬＳＩ部５５に設けたローパスフィルタ
９０はローパスフィルタ特性１７６を備えており、例え
ばパスバンド信号として音声信号１７４を例にとると、
図示のように０．３〜３．４ｋＨｚまでの音声帯域（パ
スバンド）の信号が入力される。FIG. 12 shows the band characteristics of the analog passband signal input to the baseband converter 94.
The low-pass filter 90 provided in the preceding analog LSI section 55 has a low-pass filter characteristic 176. For example, when the audio signal 174 is used as a passband signal,
As shown in the figure, a signal in an audio band (pass band) of 0.3 to 3.4 kHz is input.

【００６４】このようなアナログパスバンド信号は、ベ
ースバンド変換部５０により図１３に示す−１．５５ｋ
Ｈｚから＋１．５５ｋＨｚの０ｋＨｚを中心としたベー
スバンドの音声信号１７８に変換され、ローパスフィル
タ９８はローパスフィルタ特性１８０に従った帯域制限
を行って、復調により得られた差成分のみを取り出して
いる。Such an analog passband signal is converted by the baseband conversion section 50 into the -1.55k signal shown in FIG.
Hz is converted into a baseband audio signal 178 centered on 0 kHz of +1.55 kHz, and the low-pass filter 98 performs band limitation according to the low-pass filter characteristic 180 to extract only a difference component obtained by demodulation. .

【００６５】図５の実施形態で使用するベースバンド変
換部５０の他の実施形態としては、図１４に示すヒルベ
ルトフィルタを用いた構成としてもよい。As another embodiment of the baseband converter 50 used in the embodiment of FIG. 5, a configuration using a Hilbert filter shown in FIG. 14 may be employed.

【００６６】図１４のベースバンド変換部５０はヒルベ
ルトフィルタ１３０，乗算器１３２及びキャリア発生部
１３４で構成される。ヒルベルトフィルタ１３０はアナ
ログＬＳＩ部５５よりのスカラ信号を入力してベクトル
信号に変換する。乗算器１３２はヒルベルトフィルタ１
３０からのベクトル信号とキャリア発生部１３４からの
−１８５０Ｈｚで時計回りの回転信号でなるキャリアベ
クトルとの乗算を行って、パスバンド信号をベースバン
ド信号に変換する。The baseband converter 50 shown in FIG. 14 comprises a Hilbert filter 130, a multiplier 132 and a carrier generator 134. The Hilbert filter 130 receives the scalar signal from the analog LSI unit 55 and converts it into a vector signal. The multiplier 132 is a Hilbert filter 1
The passband signal is converted to a baseband signal by multiplying the vector signal from the carrier signal 30 by the carrier vector composed of a clockwise rotation signal at -1850 Hz from the carrier generator 134.

【００６７】このヒルベルトフィルタ１３０を用いた場
合には、和信号等の不要な成分が発生しないため、図５
の実施形態で設けているローパスフィルタ９８は不要で
ある。次に図５のランダム変換部５２を説明すると、ラ
ンダム変換部５２はビット抽出部１００と位相変換部１
０２で構成される。このビット抽出部１００と位相変換
部１０２の詳細をＣＣＩＴＴのＶ．３３による３２００
ボー，３＋１ビット／シンボル，９６００ｂｐｓモード
について示すと、図１５の実施形態構成図のようにな
る。When the Hilbert filter 130 is used, unnecessary components such as a sum signal do not occur.
The low-pass filter 98 provided in the embodiment is unnecessary. Next, the random conversion unit 52 of FIG. 5 will be described. The random conversion unit 52 is composed of the bit extraction unit 100 and the phase conversion unit 1.
02. Details of the bit extraction unit 100 and the phase conversion unit 102 are described in CCITT 3200 by 33
The baud, 3 + 1 bits / symbol, and 9600 bps mode are as shown in FIG.

【００６８】図１５において、ビット抽出部１００はシ
リアル／パラレル変換部１００−１を備える。シリアル
／パラレル変換部１００−１は３２００ボーの変調同期
用クロック１４２−１で動作し、各クロック毎に得られ
るスクランブラー部３６からのシリアルデータについて
３ビットのパラレル出力「Ｘ₂ Ｘ₁ Ｘ₀」に変換され
る。In FIG. 15, the bit extraction section 100 includes a serial / parallel conversion section 100-1. The serial / parallel converter 100-1 operates with a 3200 baud modulation / synchronization clock 142-1 and outputs 3-bit parallel data “X ₂ X ₁ X ₀ ” for serial data from the scrambler 36 obtained for each clock. Is converted to

【００６９】ここでスクランブラー３６からのデータビ
ット列は右から左に並べると ・・・Ｃ₂ Ｃ₁ Ｃ₀ Ｂ₂ Ｂ₁ Ｂ₀ Ａ₂ Ａ₁ Ａ₀ となり、３ビット／シンボルであることからシンボル毎
の区別が可能であり、図１６に示すようにスクランブラ
ー部３６からのビット抽出出力に対し、シンボル毎に分
けられたパラレル出力「Ｘ₂ Ｘ₁ Ｘ₀」を生ずる。[0069] Here, the data bits from the scrambler 36 column Arranging from right to left _{··· C 2 C 1 C 0 B} 2 B 1 B 0 A 2 A 1 A 0 , and the because it is 3 bits / symbol It is possible to distinguish each symbol, and as shown in FIG. 16, a parallel output “X ₂ X ₁ X ₀ ” divided for each symbol is generated with respect to the bit extraction output from the scrambler unit 36.

【００７０】位相変換部１０２は図１７に示すビット抽
出部１００からのパラレル出力Ｘ₂，Ｘ₁，Ｘ₀をアドレ
スとして８値の位相変化角を格納しており、対応するい
ずれか１つの位相変化角を出力する。The phase converter 102 stores an 8-level phase change angle using the parallel outputs X ₂ , X ₁ , and X ₀ from the bit extractor 100 shown in FIG. 17 as addresses, and stores any one of the corresponding phases. Outputs the angle of change.

【００７１】図１５に示した９６００ｂｐｓモードの場
合は、位相変換部１０２で発生するランダム位相信号の
相数８とスクランブラー部３６から入力されるシンボル
毎のビット数が３ビットと一致しているために、特に複
雑な処理を必要としない。In the case of the 9600 bps mode shown in FIG. 15, the number of phases of the random phase signal generated by the phase converter 102 is equal to 8 and the number of bits for each symbol input from the scrambler 36 is equal to 3 bits. Therefore, no particularly complicated processing is required.

【００７２】図１８はＣＣＩＴＴのＶ．２９による２４
００ボー，２ビット／シンボル，４８００ｂｐｓモード
で用いるランダム変換部５２の実施形態構成図であり、
ビット抽出部１００には２４００ボーの変調同期用クロ
ック１４２で動作し、スクランブラー部３６からのシリ
アル出力を１シンボル毎のビット数にパラレル変換する
シリアル／パラレル変換部１００−２を設けている。FIG. 24 by 29
FIG. 3 is a diagram illustrating an embodiment of a random conversion unit 52 used in a mode of 00 baud, 2 bits / symbol, and 4800 bps;
The bit extraction unit 100 is provided with a serial / parallel conversion unit 100-2 which operates with a modulation synchronization clock 142 of 2400 baud and converts the serial output from the scrambler unit 36 into the number of bits per symbol.

【００７３】この４８００ｂｐｓモードの場合、スクラ
ンブラー部３６から出力されるデータビット列は右から
左に並べると、 ・・・Ｄ₁ Ｄ₀ Ｃ₁ Ｃ₀ Ｂ₁ Ｂ₀ Ａ₁ Ａ₀ となり、２ビット／シンボルであることから位相変換部
１０２で発生するランダム位相信号の数である８相より
小さくなる。In the 4800 bps mode, when the data bit string output from the scrambler section 36 is arranged from right to left,... D ₁ D ₀ C ₁ C ₀ B ₁ B ₀ A ₁ A ₀ / Symbol, which is smaller than eight phases, which is the number of random phase signals generated by the phase converter 102.

【００７４】そこで、シリアル／パラレル変換部１００
−２にあっては、スクランブラー部出力としてのデータ
ビット列のシンボル毎の２ビットを図１９に示すように
３ビットのパラレル出力「Ｘ₂ Ｘ₁ Ｘ₀」に変換す
る。この３ビットパラレル出力への変換は前のシンボル
の最終ビットと次の入力データビット列の２ビットで構
成するように変換する。Therefore, the serial / parallel converter 100
There -2 converts 2 bits per symbol of the data bit string as scrambler unit outputs the parallel output of the 3 bits as shown in FIG. 19, "X ₂ X ₁ X _0". The conversion into the 3-bit parallel output is performed so as to be constituted by the last bit of the previous symbol and the two bits of the next input data bit string.

【００７５】位相変換部１０２の変換内容は図１７と同
じであり、パラレル変換部１００−２の３ビットパラレ
ル出力「Ｘ₂ Ｘ₁ Ｘ₀」によるアドレス指定を受け
て、対応する位相変化角を出力する。The conversion contents of the phase conversion unit 102 are the same as those in FIG. 17, and when the address is specified by the 3-bit parallel output “X ₂ X ₁ X ₀ ” of the parallel conversion unit 100-2, the corresponding phase change angle is changed. Output.

【００７６】尚、この実施形態にあっては、８相を用い
たランダム位相変調を例にとっているが、ランダム化を
更に強化したい場合には相数を増やした例えば１６相の
ランダム変調を用いてもよい。また、この実施形態にあ
っては位相方向のみのランダム化を行っているが、デー
タ信号点に同時に振幅変調が施されている場合には振幅
上のランダム変化を追加してもよく、いずれにせよ、結
果的に相関のある音声やファクシミリ等のアナログ信号
をランダム化して無相関とすればよい。In this embodiment, the random phase modulation using eight phases is taken as an example. However, if it is desired to further enhance the randomization, the number of phases is increased, for example, using 16-phase random modulation. Is also good. Further, in this embodiment, randomization is performed only in the phase direction. However, when amplitude modulation is performed on data signal points at the same time, a random change in amplitude may be added. In any case, analog signals such as correlated voices and facsimile signals may be randomized and uncorrelated.

【００７７】再び図５を参照するに、ビット抽出部１０
０及び位相変換部１０２でスクランブラー３６でランダ
ム化された送信データに基づいて抽出されたランダム位
相信号は、乗算部１０４でベースバンド変換部５０から
のアナログベースバンド信号と掛け合わされ、ベースバ
ンド信号をランダム位相信号で回転させてランダム化す
る。Referring again to FIG. 5, the bit extraction unit 10
The multiplication unit 104 multiplies the analog baseband signal from the baseband conversion unit 50 by the zero and the random phase signal extracted based on the transmission data randomized by the scrambler 36 by the phase conversion unit 102 to obtain the baseband signal. Is rotated by a random phase signal to be randomized.

【００７８】次にランダム化されたベースバンド信号の
振幅制限を行う振幅制限部５４及び最適振幅制限値判断
部１０８を説明する。Next, the amplitude limiter 54 for limiting the amplitude of the randomized baseband signal and the optimum amplitude limit value determiner 108 will be described.

【００７９】まず最適振幅制限値判断部１０８は図２０
に示すように、ＲＯＭ１４８を備え、相手局からの信号
品質信号（ＳＱＤ）１０６と変調モード情報１４６をア
ドレスとして入力し、予め格納している最適振幅制限値
１５０を出力する。First, the optimum amplitude limit value judging section 108
As shown in (1), a ROM 148 is provided, a signal quality signal (SQD) 106 and modulation mode information 146 from a partner station are input as addresses, and an optimal amplitude limit value 150 stored in advance is output.

【００８０】ここで、変調方式モード情報１４６として
は、例えばＶ．２９の２４００ボー，２ビット／シンボ
ル，４８００ｂｐｓモード、あるいはＶ．３３の３２０
０ボー，３＋１ビット／シンボル，９６００ｂｐｓモー
ドの内容を示す情報である。Here, as the modulation method mode information 146, for example, 29, 2400 baud, 2 bits / symbol, 4800 bps mode, or V.29. 33 of 320
Information indicating the contents of 0 baud, 3 + 1 bits / symbol, and 9600 bps mode.

【００８１】図２１は振幅制限部５４の実施形態構成図
であり、まずベースバンド信号１５２を自動利得制御部
１５４に入力し、振幅制限値１５０を基準信号としてベ
ースバンド信号１５２のピーク値を振幅制限値１５０に
リミットする。自動利得制御部１５４の出力はリアル成
分Ｒとイマジナリ成分Ｉに分離され、それぞれ加算器１
５６，１６４で振幅制限値１５０の加算を受ける。加算
器１５６，１６４の出力はリミッタ１５８，１６２のそ
れぞれで制限された後、加算器１６０，１６８に与えら
れる。FIG. 21 is a block diagram of an embodiment of the amplitude limiter 54. First, the baseband signal 152 is input to the automatic gain controller 154, and the peak value of the baseband signal 152 is amplitude-controlled using the amplitude limit value 150 as a reference signal. Limit to limit value 150. The output of the automatic gain control unit 154 is separated into a real component R and an imaginary component I,
At 56 and 164, the amplitude limit value 150 is added. The outputs of the adders 156 and 164 are limited by the limiters 158 and 162, respectively, and then supplied to the adders 160 and 168.

【００８２】一方、振幅制限値１５０は乗算器１７２で
「−１」を乗算することで極性が反転され、加算器１６
０，１６８に与えられる。このため、加算器１６０，１
６８はリアル成分Ｒ及びイマジナリ成分Ｉのそれぞれに
極性を反転した振幅制限値１５０を加算し、最終的にリ
ミッタ１６２，１７０を通してデータ信号点に重畳する
ために加算部４０に出力する。On the other hand, the polarity of the amplitude limit value 150 is inverted by multiplying “−1” by the multiplier 172, and the
0,168. Therefore, the adders 160, 1
68 adds the amplitude limit value 150 whose polarity has been inverted to each of the real component R and the imaginary component I, and finally outputs the result to the adder 40 for superimposition on the data signal point through the limiters 162 and 170.

【００８３】尚、振幅制限部５４の入力段に設けた自動
利得制御部１５４は除いても問題はないが、自動利得制
御部１５４を設けていることで、全体のＳ／Ｎ比を最適
制御して信号品質を高めることができ、音声信号の場合
には良い音質を得ることができる。 ３．送信部の動作 図５に示した送信部３０の動作をＣＣＩＴＴのＶ．３３
による３２００ボー、２＋１ビット／シンボル、９６０
０ｂｐｓモードを例にとって説明する。Although there is no problem if the automatic gain control section 154 provided at the input stage of the amplitude limiting section 54 is eliminated, the provision of the automatic gain control section 154 allows the overall S / N ratio to be optimally controlled. Thus, the signal quality can be improved, and in the case of an audio signal, good sound quality can be obtained. 3. Operation of Transmission Unit The operation of the transmission unit 30 shown in FIG. 33
3200 baud, 2 + 1 bits / symbol, 960
A description will be given taking the 0 bps mode as an example.

【００８４】ホストコンピュータまたは端末装置から出
力された送信データ３４は、送信部３０のスクランブラ
ー部３６に入力し、ランダム化され、受信側に設けてい
る自動等化器でのタップ係数の収束を可能とする。The transmission data 34 output from the host computer or the terminal device is input to a scrambler unit 36 of the transmission unit 30 and is randomized to converge tap coefficients in an automatic equalizer provided on the reception side. Make it possible.

【００８５】クランブラー部３６からのスクランブルデ
ータはトレリス符号化機能を備えたデータ信号点発生部
３８に入力され、図６に示したように３ビットのパラレ
ルデータに変換した後、グレイコード／ナチュラルコー
ド変換によりエラーレートの最適化が図られ、パラレル
出力の内の２ビットの位相差分をとった後に折畳み符号
化で３ビットに変換され、最終的に４ビットの情報に変
換される。The scrambled data from the scrambler 36 is input to a data signal point generator 38 having a trellis coding function, converted into 3-bit parallel data as shown in FIG. The error rate is optimized by code conversion, the phase difference of two bits of the parallel output is obtained, then the data is converted to 3 bits by folding coding, and finally converted to 4-bit information.

【００８６】このようにして新たに付加された１ビット
は冗長度のある信号であり、このトレリス符号化により
受信側でのビタビアルゴリズムに従った最尤推定法によ
るエラー訂正を可能とする。最終的にデータ信号点発生
部３８は、トレリス符号化により得られた４ビットのデ
ータから、図７に示す１６信号点の対応するいずれかの
信号点を得る。The newly added 1 bit is a signal having redundancy, and the trellis coding enables error correction by the maximum likelihood estimation method in accordance with the Viterbi algorithm on the receiving side. Finally, the data signal point generator 38 obtains any of the 16 signal points shown in FIG. 7 from the 4-bit data obtained by trellis coding.

【００８７】一方、アナログパスバンド信号４８として
音声信号を例にとると、音声信号は図１２に示したよう
に帯域が０．３〜３．４ｋＨｚの信号であり、アナログ
ＬＳＩ部５５のローパスフィルタ９０で不要帯域成分を
除去し、Ａ／Ｄコンバータ９２でディジタル信号に変換
した後、プロセッサユニット７５に入力する。On the other hand, when an audio signal is taken as an example of the analog passband signal 48, the audio signal is a signal having a band of 0.3 to 3.4 kHz as shown in FIG. Unnecessary band components are removed at 90 and converted into digital signals by an A / D converter 92, and then input to the processor unit 75.

【００８８】アナログＬＳＩ部５５からのディジタル音
声信号はベースバンド変換部５０で図１３に示すアナロ
グパスバンド信号に変換される。ここで、ベースバンド
変換部５０のキャリア発生部９６からは音声帯域の中心
周波数となる１８５０Ｈｚのキャリア周波数を発生し、
復調部９４で音声ベースバンド信号を得る。この場合、
復調に伴って和成分と差成分の両方が出力されることか
ら、不要な和成分についてはローパスフィルタ９４で除
去する。The digital audio signal from analog LSI section 55 is converted by baseband conversion section 50 into an analog passband signal shown in FIG. Here, a carrier frequency of 1850 Hz, which is the center frequency of the audio band, is generated from the carrier generation unit 96 of the baseband conversion unit 50,
An audio baseband signal is obtained by the demodulation unit 94. in this case,
Since both the sum component and the difference component are output with demodulation, unnecessary sum components are removed by the low-pass filter 94.

【００８９】ベースバンド変換部５０で変換された音声
ベースバンド信号は、位相平面において図２２（Ａ）に
示す分布１８４を示す相関をもっており、ある時点では
分布１８４内での１つのベクトル１８２で表わされる。The audio baseband signal converted by baseband conversion section 50 has a correlation showing distribution 184 shown in FIG. 22A on the phase plane, and is represented by one vector 182 in distribution 184 at a certain point in time. It is.

【００９０】一方、ランダム変換部５２にあっては、ス
クランブラー部３６からのスクランブルデータを入力
し、図１５，図１６及び図１７に示したように、３ビッ
トのパラレルデータに変換して３２００ボーの変調用同
期クロックに同期して、ランダム位相信号として図２２
（Ｂ）に示す８値の位相変化角のいずれか１つを発生し
ている。On the other hand, the random conversion section 52 receives the scrambled data from the scrambler section 36 and converts it into 3-bit parallel data as shown in FIGS. In synchronization with the baud modulation synchronization clock, a random phase signal is generated as shown in FIG.
One of the eight phase change angles shown in (B) is generated.

【００９１】このランダム位相信号は乗算部１０４でベ
ースバンド変換部５０からの音声ベースバンド信号に掛
け合わされ、各位相変化角により位相平面で回転される
ことにより、図２２（Ｃ）に示すようにランダム化され
た音声ベースバンド信号に変換される。The random phase signal is multiplied by the audio baseband signal from the baseband converter 50 in the multiplier 104, and rotated on the phase plane by each phase change angle, as shown in FIG. It is converted to a randomized audio baseband signal.

【００９２】続いて振幅制限部５４でランダム化された
音声ベースバンド信号は、メインの送信データの伝送を
妨げないレベル範囲に制限され、加算部４０でデータ信
号点に重畳される。Subsequently, the audio baseband signal randomized by the amplitude limiter 54 is limited to a level range that does not hinder the transmission of the main transmission data, and is superimposed on the data signal point by the adder 40.

【００９３】振幅制限部５４の振幅制限値は最適振幅制
限値判断部１０８により制御される。最適振幅制限値判
断部１０８に対しては受信側での信号点の開口度、即ち
信号品質（ＳＱＤ）１０６を受信し、最適振幅制限値と
なるようにランダム化されたアナログベースバンド信号
の振幅を制限する。The amplitude limit value of the amplitude limit unit 54 is controlled by the optimum amplitude limit value judgment unit 108. The optimum amplitude limit value determination unit 108 receives the aperture of the signal point on the receiving side, that is, the signal quality (SQD) 106, and obtains the amplitude of the analog baseband signal randomized to the optimum amplitude limit value. Restrict.

【００９４】加算部３０はデータ信号点発生部３８から
の任意データの信号点に振幅制限部５４からのランダム
化され且つ振幅が最適値に制御された音声ベースバンド
信号を重畳してデータ変調部４２に出力する。The adder 30 superimposes the randomized audio baseband signal whose amplitude is controlled to the optimum value from the amplitude limiter 54 on the signal point of the arbitrary data from the data signal point generator 38, 42.

【００９５】加算部４０からのデータ信号点に対する音
声ベースバンド信号の重畳出力は変調部３０のロールオ
フフィルタ８０で波形成形された後、搬送キャリア発生
部８４からの搬送キャリア信号により変調部８２で変調
され、リアル成分のみが取り出されてアナログＬＳＩ部
４５に出力される。アナログＬＳＩ部４５にあっては、
Ｄ／Ａコンバータでアナログ変調信号に変換した後、ロ
ーパスフィルタ８８でサンプリング周波数に伴う高周波
成分を除去し、ハイブリッド回路４４に出力する。The superimposed output of the audio baseband signal on the data signal point from the adder 40 is shaped into a waveform by the roll-off filter 80 of the modulator 30, and then modulated by the carrier 82 from the carrier generator 84. The signal is modulated, and only the real component is extracted and output to the analog LSI unit 45. In the analog LSI unit 45,
After being converted into an analog modulation signal by the D / A converter, the high-frequency component accompanying the sampling frequency is removed by the low-pass filter 88 and output to the hybrid circuit 44.

【００９６】ハイブリッド回路４４はアナログ回線４６
が２線、モデム側が送信部３０と受信部３２の４線であ
ることから、２線式全二重伝送を行うために信号の合
成，分配を行っており、このハイブリッド回路４４を介
してアナログＬＳＩ部からのアナログ変調信号が２線式
アナログ回線４６に送出される。The hybrid circuit 44 has an analog line 46
Are two lines, and the modem side is four lines of the transmission unit 30 and the reception unit 32, so that the signals are combined and distributed in order to perform two-wire full-duplex transmission. An analog modulation signal from the LSI unit is sent to a two-wire analog line 46.

【００９７】ここで、２線式アナログ回線４６で全二重
通信を行うため、ハイブリッド回路４４からの受信信号
に含まれる送信信号のエコー成分の除去を行う必要があ
る。Here, in order to perform full-duplex communication through the two-wire analog circuit 46, it is necessary to remove the echo component of the transmission signal included in the reception signal from the hybrid circuit 44.

【００９８】そこで、プロセッサユニット７５に設けた
エコー推定部５６で加算部４０からのデータ信号点に音
声ベースバンド信号を重畳した信号からエコー成分を算
出し、加算部５８で算出したエコー成分を受信信号から
差し引き、受信信号に含まれる送信信号のエコー成分の
除去した受信信号をモデムの受信部３２に供給してい
る。Therefore, the echo component is calculated from the signal obtained by superimposing the audio baseband signal on the data signal point from the adder 40 by the echo estimator 56 provided in the processor unit 75, and the echo component calculated by the adder 58 is received. The reception signal is subtracted from the signal, and the reception signal from which the echo component of the transmission signal included in the reception signal is removed is supplied to the reception unit 32 of the modem.

【００９９】図２２（Ｄ）及び（Ｅ）は加算部４０にお
けるデータ信号点に対するランダム化された音声ベース
バンド信号の重畳を示したもので、説明を簡単にするた
め、ＣＣＩＴＴのＶ．２９による２４００ボー，２ビッ
ト／シンボル，４８００ｂｐｓモードにおける４信号点
の場合を例にとっている。FIGS. 22D and 22E show the superposition of a randomized speech baseband signal on the data signal points in the adder 40. For simplicity of explanation, the CCITT V.V. An example is the case of 4 signal points in 2400 baud, 2 bits / symbol, 4800 bps mode according to T.29.

【０１００】即ち、データ信号点発生部３８からは、図
２２（Ｄ）に示す４つの信号点１８８−１〜１８８−４
のいずれか、例えば信号点１１８−１が出力される。こ
のとき同時に振幅制限部５４より、図２２（Ｃ）に示す
ランダム化され且つ振幅制限された音声ベースバンド信
号が加算部４０に加えられ、図２２（Ｅ）に示すように
信号点１８８−１を中心とした小円１９０−１の信号と
して重畳される。勿論、他の信号点１８８−２〜１８８
−４の場合にも同様に、小円１９０−２〜１９０−４の
信号として重畳される。That is, from the data signal point generating section 38, the four signal points 188-1 to 188-4 shown in FIG.
, For example, the signal point 118-1 is output. At this time, at the same time, the randomized and amplitude-limited audio baseband signal shown in FIG. 22C is added to the adder 40 by the amplitude limiting unit 54, and the signal point 188-1 is output as shown in FIG. Is superimposed as a signal of a small circle 190-1 centered at the center. Of course, the other signal points 188-2 to 188
In the case of -4, the signals are similarly superimposed as signals of small circles 190-2 to 190-4.

【０１０１】実際には、この動作説明にあっては３２０
０ボー，３＋１ビット／シンボル，９６００ｂｐｓモー
ドを例にとっていることから、図７に示した１６信号点
のいずれかについて、そのときの信号点を中心とした小
円に図２２（Ｃ）のランダム化され且つ振幅制限された
音声ベースバンド信号を重畳することになる。 ４．受信部の詳細実施形態 図２３は図５に示したモデムにおける受信部３２の詳細
を示した実施形態構成図である。Actually, in this operation description, 320
Since 0 baud, 3 + 1 bits / symbol, and 9600 bps mode are taken as an example, any of the 16 signal points shown in FIG. 7 is randomized to a small circle centered on the signal point at that time in FIG. And the amplitude-limited audio baseband signal is superimposed. 4. Detailed Embodiment of Receiving Section FIG. 23 is an embodiment configuration diagram showing details of the receiving section 32 in the modem shown in FIG.

【０１０２】図２３において、受信部３２をハードウェ
アの構成から見ると、プロセッサユニット２００とアナ
ログＬＳＩ部８５で構成される。プロセッサユニット２
００はマイクロプロセッサ（ＭＰＵ）とディジタル・シ
グナルプロセッサ（ＤＳＰ）で構成され、復調等化部６
０、軟判定部６２、信号変換部６４、デスクランブラー
部６６、遅延部７０、アナログベースバンド信号復調手
段としての加算部７２、ランダム逆変換部７４、パスバ
ンド変換部７６、更に信号品質検出部２８としての機能
を実現する。In FIG. 23, the receiving section 32 is composed of a processor unit 200 and an analog LSI section 85 when viewed from the hardware configuration. Processor unit 2
Reference numeral 00 denotes a demodulation / equalization unit 6 which comprises a microprocessor (MPU) and a digital signal processor (DSP).
0, soft decision section 62, signal conversion section 64, descrambler section 66, delay section 70, addition section 72 as analog baseband signal demodulation means, random inverse conversion section 74, passband conversion section 76, and signal quality detection section The function as 28 is realized.

【０１０３】また、アナログＬＳＩ部８５はＤ／Ａコン
バータ２２４とローパスフィルタ２２６で構成される。
Ｄ／Ａコンバータ２２４はプロセッサユニット２００で
再生された音声またはファクシミリ等のディジタル信号
をアナログ信号に変換する。ローパスフィルタ２２６は
アナログ再生信号の高周波成分をカットし、音声帯域成
分を抽出した音声またはファクシミリ等のアナログパス
バンド信号７８を出力する。The analog LSI section 85 comprises a D / A converter 224 and a low-pass filter 226.
The D / A converter 224 converts a digital signal such as voice or facsimile reproduced by the processor unit 200 into an analog signal. The low-pass filter 226 cuts high-frequency components of the analog reproduction signal, and outputs an analog passband signal 78 such as a voice or a facsimile from which a voice band component is extracted.

【０１０４】次に送信部３２のプロセッサユニット２０
０に設けた各部の詳細を説明する。まず、復調等化部６
０は復調部２０２，キャリア発生部２０４，ロールオフ
フィルタ部２０６，ベースバンド自動等化器２０８及び
キャリア自動位相制御部２１０で構成される。図５に示
した受信部３０において、エコー成分の除去を受けた受
信信号１９２は復調等化部６０の変調部２０２でキャリ
ア信号を用いて復調され、パスバンド信号からベースバ
ンド信号に変換される。Next, the processor unit 20 of the transmission unit 32
The details of each unit provided in the unit 0 will be described. First, the demodulation equalizer 6
Reference numeral 0 denotes a demodulation unit 202, a carrier generation unit 204, a roll-off filter unit 206, an automatic baseband equalizer 208, and an automatic carrier phase control unit 210. In receiving section 30 shown in FIG. 5, received signal 192 from which the echo component has been removed is demodulated using a carrier signal in modulating section 202 of demodulating and equalizing section 60, and is converted from a passband signal to a baseband signal. .

【０１０５】続いて、ロールオフフィルタ部２０６で、
復調で発生した和成分と差成分の内、不要な和成分を除
去すると共に、波形整形を施してベースバンド型自動等
化器２０８に出力する。ベースバンド型自動等化器２０
８は波形等化を行って伝送劣化を補償し、続いてキャリ
ア自動位相制御部２１０で、回線上で生じた周波数オフ
セット，位相ジッタ等を除去し、任意のデータ信号点を
示す信号を復調する。Subsequently, the roll-off filter unit 206
An unnecessary sum component is removed from the sum component and the difference component generated by demodulation, the waveform is shaped, and the resultant is output to the baseband type automatic equalizer 208. Baseband type automatic equalizer 20
Numeral 8 denotes waveform equalization to compensate for transmission degradation, and subsequently, an automatic carrier phase control unit 210 removes frequency offset, phase jitter, and the like generated on the line, and demodulates a signal indicating an arbitrary data signal point. .

【０１０６】この復調等化部６０の他の実施形態として
は、図２４に示すようにスカラ信号である受信信号をヒ
ルベルト変換部２２８によりベクトル化し、続いてパス
バンド型自動等化器２３０で波形等化を行い、更にキャ
リア自動位相制御機能と復調機能を兼ねた復調キャリア
自動位相制御部２３２でキャリア発生部２３４からのキ
ャリア信号を使用して、キャリア分のオフセットを復調
を兼ねて除去することでデータ信号点を得る構成として
もよい。As another embodiment of the demodulation / equalization unit 60, as shown in FIG. 24, a received signal, which is a scalar signal, is vectorized by a Hilbert transform unit 228, and then a waveform is generated by a passband type automatic equalizer 230. Performs equalization, and further uses the carrier signal from the carrier generation unit 234 to remove the offset for the carrier by using the carrier signal from the carrier generation unit 234 in the demodulation carrier automatic phase control unit 232 having both the automatic carrier phase control function and the demodulation function. May be used to obtain data signal points.

【０１０７】図２３と図２４の復調部６にあっては、前
者が復調，等化の順番になっているのに対し、後者が等
化，復調となっている点で相違する。The demodulator 6 shown in FIGS. 23 and 24 differs from the demodulator 6 in that the former is in the order of demodulation and equalization, while the latter is in the order of equalization and demodulation.

【０１０８】再び図２３を参照するに、復調等化部６０
に続いて設けられた軟判定部６２は復調等化部６０の出
力データから送信側のトレリス符号化で付加した冗長ビ
ットを利用して、回線上生じたエラーを訂正し、正しい
データ信号線を判定する。即ち、送信側でトレリス符号
化を用いた場合には、軟判定部６２はビタビアルゴリズ
ムに基づく最尤推定法を実行して正しいデータ信号点を
判定する。Referring again to FIG. 23, demodulation / equalization section 60
The soft decision unit 62 provided following the above uses the redundant bits added by the trellis coding on the transmission side from the output data of the demodulation / equalization unit 60 to correct an error occurring on the line, and to set a correct data signal line. judge. That is, when trellis coding is used on the transmission side, the soft decision unit 62 determines the correct data signal point by executing the maximum likelihood estimation method based on the Viterbi algorithm.

【０１０９】軟判定部６２で判定された正しいデータ信
号点は符号変換部６４に与えられ、９６００ｂｐｓモー
ドの場合は３ビットのデータを復元し、また４８００ｂ
ｐｓモードの場合は２ビットのデータを復元する。更
に、復元されたデータはデスクランブラー部６６でデス
クランブルされ、元のメインデータが再生され、受信デ
ータ６８として出力される。The correct data signal point determined by soft decision section 62 is applied to code conversion section 64. In the case of 9600 bps mode, 3-bit data is restored.
In the case of the ps mode, 2-bit data is restored. Further, the restored data is descrambled by a descrambler 66, and the original main data is reproduced and output as received data 68.

【０１１０】この軟判定部６２，符号変換部６４及びデ
スクランブラー部６６の詳細をＣＣＩＴＴのＶ．３３に
よる３２００ボー，３＋１ビット／シンボル，９６００
ｂｐｓのモードを例にとると、図２５に示すようにな
る。Details of the soft decision section 62, code conversion section 64 and descrambler section 66 are described in CCITT 33, 3200 baud, 3 + 1 bits / symbol, 9600
FIG. 25 shows an example of the bps mode.

【０１１１】図２５において、軟判定部６２は送信側で
のトレリス符号化に対応して周知のビタビアルゴリズム
による最尤推定法に従って、送信側で付加した冗長ビッ
トを利用して回線上で生じたエラーを訂正し、正しい信
号点を判定する。軟判定部６２で判定されたデータ信号
点は符号変換部２４４−１とパラレル／シリアル変換部
２４６−１を備えた符号変換部６４に与えられる。符号
変換部２４４−１は判定されたデータ信号点について位
相差分及びナチュラルコード／グレイコード変換を行っ
て３ビットのパラレルデータに変換する。パラレル／シ
リアル変換部２４６−１は３２００ボーの復調クロック
２４２に同期して、１つのデータ信号点から得られた３
ビットのパラレルデータをシリアルデータに変換し、デ
スクランブラー部６６でデスクランブルして受信データ
６８を再生する。In FIG. 25, the soft decision unit 62 is generated on the line using the redundant bits added on the transmission side in accordance with the well-known maximum likelihood estimation method using the Viterbi algorithm corresponding to the trellis coding on the transmission side. Correct the error and determine the correct signal point. The data signal points determined by soft decision section 62 are provided to code conversion section 64 having code conversion section 244-1 and parallel / serial conversion section 246-1. The code conversion unit 244-1 performs a phase difference and a natural code / Gray code conversion on the determined data signal point to convert it into 3-bit parallel data. The parallel / serial converter 246-1 synchronizes with the demodulation clock 242 of 3200 baud to obtain 3 bits obtained from one data signal point.
The bit parallel data is converted to serial data, descrambled by the descrambler 66, and the received data 68 is reproduced.

【０１１２】図２６は図２３の軟判定部６２，符号変換
部６４及びデスクランブラー部６６の詳細をＣＣＩＴＴ
のＶ．３３における２４００ボー，６＋１ビット／シン
ボル，１４４００ｂｐｓのモードについて示したもの
で、図２５と基本的に同じ構成であり、符号変換部６４
の符号変換器２４４−２は１つのデータ信号点から６ビ
ットのパラレルデータを出力し、２４００ボーの復調ク
ロック２４２−２に同期してパラレル／シリアル変換部
２４６−２でパラレルデータに変換し、最終的にデスク
ランブラー部６６でデスクランブルして受信データ６８
を得ている。FIG. 26 shows details of the soft decision section 62, code conversion section 64 and descrambler section 66 of FIG.
V. 33 shows a mode of 2400 baud, 6 + 1 bits / symbol, and 14400 bps. The mode is basically the same as that of FIG.
The code converter 244-2 outputs 6-bit parallel data from one data signal point, and converts it into parallel data by a parallel / serial conversion unit 246-2 in synchronization with a demodulation clock 242-2 of 2400 baud. Finally, the received data 68 is descrambled by the descrambler 66.
Have gained.

【０１１３】再び図２３を参照するに、復調等化部６６
から得られたデータ信号点に重畳されているアナログベ
ースバンド信号の抽出は、軟判定部６２に対して設けた
遅延部７０及びアナログベースバンド抽出手段としての
機能をもつ加算部７２により行われる。Referring again to FIG. 23, demodulation / equalization section 66
The extraction of the analog baseband signal superimposed on the data signal point obtained from is performed by a delay unit 70 provided for the soft decision unit 62 and an addition unit 72 having a function as analog baseband extraction means.

【０１１４】遅延部７０は図２７に示すように、１シン
ボル当りの遅延素子として機能する例えば６つのタップ
遅延線２２８−１〜２２８−６の６つを直列に設けてお
り、これによって軟判定部６２の最尤推定法によるデー
タ信号点の判定に要する時間だけ判定前のデータ信号点
を遅延させている。As shown in FIG. 27, the delay section 70 has, for example, six tap delay lines 228-1 to 228-6, which function as delay elements per symbol, provided in series. The data signal point before the determination is delayed by the time required for the determination of the data signal point by the maximum likelihood estimation method of the unit 62.

【０１１５】加算部７２は遅延部７０で遅延された判定
前のデータ信号点から軟判定部６２で判定された正しい
データ信号点を差し引き、データ信号点に重畳されてい
るランダム化されたアナログベースバンド信号を取り出
す。The adding section 72 subtracts the correct data signal point determined by the soft decision section 62 from the data signal point before the determination delayed by the delay section 70, and generates a randomized analog base signal superimposed on the data signal point. Extract the band signal.

【０１１６】加算部７２で取り出されたアナログベース
バンド信号をランダム逆変換するランダム逆変換部７４
は、ビット抽出部２１２，位相逆変換部２１４及び乗算
部２１６で構成される。ビット抽出部２１２及び位相逆
変換部２１４の詳細は、９６００ｂｐｓモードの場合は
図２８に示すようになる。A random inverse converter 74 for random inverse conversion of the analog baseband signal extracted by the adder 72
Is composed of a bit extraction unit 212, a phase inversion unit 214, and a multiplication unit 216. Details of the bit extraction unit 212 and the phase reverse conversion unit 214 are as shown in FIG. 28 in the case of the 9600 bps mode.

【０１１７】図２８において、符号変換部６４からの符
号変換出力となるデータビット列は右から左に並べると ・・・Ｃ₂ Ｃ₁ Ｃ₀ Ｂ₂ Ｂ₁ Ｂ₀ Ａ₂ Ａ₁ Ａ₀ となり、３ビット／シンボルであることから、シンボル
毎の区別が可能である。このため、ビット抽出部２１２
に設けたシリアル／パラレル変換部２１２−１は３２０
０ボーの復調同期用クロック２４２に同期して、符号化
変換出力のデータビット列を３ビット毎にパラレルデー
タ「Ｘ₂ Ｘ₁ Ｘ₀」に変換する。即ち、図２９に示す
ような入力データビット列に対するビット抽出出力を生
ずる。In FIG. 28, the code from the code conversion unit 64
The data bit string that is the signal conversion output is arranged from right to left  ... C_Two C₁ C₀ B_Two B₁ B₀ A_Two A₁ A₀ And 3 bits / symbol, the symbol
Each can be distinguished. Therefore, the bit extraction unit 212
The serial / parallel converter 212-1 provided in the
Encodes in synchronization with the 0 baud demodulation synchronization clock 242
The data bit string of the conversion output is converted into parallel data every 3 bits.
TA "X_Two X₁ X₀To ". That is, as shown in FIG.
Bit extraction output for such input data bit strings.
Cheating.

【０１１８】シリアル／パラレル変換部２１２−１の出
力「Ｘ₂ Ｘ₁ Ｘ₀」は位相逆変換部２１４のアドレス
として入力し、位相逆変換部２１４は図３１に示す入力
ビット列に対する位相変化角を格納していることから、
再生されたデータビット列に対応した位相変化角として
ランダム逆変換位相信号を得ることができる。The output “X ₂ X ₁ X ₀ ” of the serial / parallel converter 212-1 is input as an address of the phase inverse converter 214. The phase inverse converter 214 calculates the phase change angle with respect to the input bit sequence shown in FIG. Because it is stored,
A random inversely converted phase signal can be obtained as a phase change angle corresponding to the reproduced data bit string.

【０１１９】図３１はランダム逆変換部７４のビット抽
出部２１２及び位相逆変換部２１４をＣＣＩＴＴの２４
００ボー，６＋１ビット／シンボル，１４４００ｂｐｓ
のモードについて詳細を示す。FIG. 31 shows the bit extraction section 212 and the phase inverse conversion section 214 of the random inverse conversion section 74 as the CCITT 24
00 baud, 6 + 1 bits / symbol, 14400 bps
The mode is described in detail below.

【０１２０】ここで、図２９の９６００ｂｐｓモードの
場合には、ランダム逆変換位相信号の相数８と入力され
るビット数が３ビットと一致していることから、特に複
雑な処理を必要としないが、図３１の１４４００ｂｐｓ
モードの場合には１シンボルに対応する入力ビット数が
２ビットであり、ランダム逆変換位相信号の相数８より
小さいため、ビット抽出部２１２に設けているシリアル
／パラレル変換部２１２−２では符号変換出力のシリア
ル２ビットをパラレル３ビットに変換する。Here, in the case of the 9600 bps mode in FIG. 29, since the number of phases of the random inversely converted phase signal and the number of input bits match 3 bits, no particularly complicated processing is required. Is 14400 bps in FIG.
In the case of the mode, the number of input bits corresponding to one symbol is 2 bits, which is smaller than the number of phases of the random inverse conversion phase signal of 8. Therefore, the serial / parallel conversion section 212-2 provided in the bit extraction section 212 has a code The serial 2 bits of the conversion output are converted into parallel 3 bits.

【０１２１】即ち、１４４００ｂｐｓモードでは符号変
換部６４からの符号変換出力としてのデータビット列は
右から並べると Ｄ₁ Ｄ₀ Ｃ₁ Ｃ₀ Ｂ₁ Ｂ₀ Ａ₁ Ａ₀ となって、１シンボルは２ビットで区別される。そこ
で、シリアル／パラレル変換部２１２−２としては、図
３２に示すように前のシンボルの最終ビットと次の入力
データビット列の２ビットとを合わせた３ビットにパラ
レル変換するように構成する。That is, in the 14400 bps mode, the data bit string as the code conversion output from the code conversion section 64 is D ₁ D ₀ C ₁ C ₀ B ₁ B ₀ A ₁ A ₀ when arranged from the right, and one symbol is 2 They are distinguished by bits. Therefore, the serial / parallel conversion section 212-2 is configured to perform parallel conversion into three bits, which are the sum of the last bit of the previous symbol and the two bits of the next input data bit string, as shown in FIG.

【０１２２】 位相逆変換部２１４は図３０と同じ内容を
もち、抽出ビット列「Ｘ₂ Ｘ₁ Ｘ ₀」をアドレスとし
て８値の位相変化角を格納したＲＯＭで構成され、符号
変換部６４からのデータに対応したランダム逆変換位相
信号としてハッチの位相変化角のいずれか１つを出力す
る。[0122] The phase inversion section 214 has the same contents as FIG.
The extracted bit string "X_Two X₁ X ₀Is an address
ROM which stores eight phase change angles.
Random inverse conversion phase corresponding to data from conversion section 64
Outputs any one of the hatch phase change angles as a signal
You.

【０１２３】再び図２３を参照するに、位相逆変換部２
１４より出力されるランダム逆変換位相信号は乗算部２
１６で加算部７２からのランダム化された状態にあるア
ナログベースバンド信号に掛け合わされ、アナログベー
スバンド信号を復元のための位相変化角で回転させて、
元の相関のあるアナログベースバンド信号に変換する。Referring again to FIG. 23, the phase inversion section 2
The random inverse transformed phase signal output from the
At 16, the analog baseband signal in a randomized state from the adding unit 72 is multiplied, and the analog baseband signal is rotated at a phase change angle for restoration,
Convert to the original correlated analog baseband signal.

【０１２４】ランダム逆変換部７４に続いて設けられた
パスバンド変換部７６は変調部２２０とキャリア発生部
２２２で構成される。The passband converter 76 provided after the random inverse converter 74 is composed of a modulator 220 and a carrier generator 222.

【０１２５】変調部２２０は図３３に詳細を示すよう
に、乗算器２３６とリアルパート抽出部２３８を備え
る。このため、ランダム逆変換部７４からのアナログベ
ースバンド信号を乗算器２３６に加えて、キャリア発生
部２２２からの１８５０Ｈｚのキャリア信号で変調し、
変調信号のリアル成分のみをリアルパート抽出部２３８
で抽出してアナログバンドパス信号に変換する。The modulator 220 includes a multiplier 236 and a real part extractor 238, as shown in detail in FIG. For this reason, the analog baseband signal from the random inverse converter 74 is added to the multiplier 236 and modulated with the 1850 Hz carrier signal from the carrier generator 222,
The real part extraction unit 238 extracts only the real component of the modulated signal.
And converts it into an analog bandpass signal.

【０１２６】図３４はバンドパス変換部７６に入力する
アナログベースバンド信号の帯域特性を示したもので、
０ｋＨｚを中心に−１．５５ｋＨｚから＋１．５５ｋＨ
ｚまでの３．１ｋＨｚの帯域をもっており、送信側のロ
ーパスフィルタ特性２６４による帯域制限を受けてい
る。この図３４に示すアナログベースバンド信号は、パ
スバンド変換部７６における変調で図３５に示す帯域
０．３〜３．４ｋＨｚのパスバンド信号、例えば音声パ
スバンド信号２６６に変換される。FIG. 34 shows the band characteristics of the analog baseband signal input to the band-pass converter 76.
-1.55 kHz to +1.55 kHz centering on 0 kHz
It has a band of 3.1 kHz up to z and is band-limited by a low-pass filter characteristic 264 on the transmission side. The analog baseband signal shown in FIG. 34 is converted into a passband signal having a band of 0.3 to 3.4 kHz shown in FIG.

【０１２７】このアナログパスバンド信号については、
最終段のアナログＬＳＩ部８５に設けたローパスフィル
タ２２６によりローパスフィルタ特性２６８が設定され
て不要な高域成分が除去された後、再生されたアナログ
パスバンド信号７８として電話やファクシミリに出力さ
れる。 ５．受信部の動作 図２３に示した第１実施形態の受信部３２の動作を３２
００ボー，３＋１ビット／シンボル，９６００ｂｐｓの
モードを例にとって説明する。With respect to this analog passband signal,
After a low-pass filter characteristic 268 is set by a low-pass filter 226 provided in the analog LSI unit 85 at the last stage to remove unnecessary high-frequency components, the signal is output as a reproduced analog pass-band signal 78 to a telephone or a facsimile. 5. Operation of Receiver The operation of the receiver 32 of the first embodiment shown in FIG.
A mode of 00 baud, 3 + 1 bits / symbol, and 9600 bps will be described as an example.

【０１２８】アナログ回線４６からの受信信号は、図５
に示したように受信部３０側の加算部５８で送信信号の
エコー成分が除去された後、プロセッサユニット２００
に入力し、まず復調等化部６０の復調部４０でベースバ
ンド信号に復調され、ロールオフフィルタ２０６で帯域
制限と波形整形が行われ、ベースバンド型等化器２０８
で波形等化が施された後、キャリア自動位相補正部２１
０でキャリアの位相成分やジッタの補正が行われ、例え
ば図３６（Ａ）の位相空間で示すように、複数のデータ
信号点２５２−１〜２５２−４のいずれかに小円２５４
−１〜２５４−４で示すアナログベースバンド信号を重
畳した信号が得られる。The signal received from the analog line 46 is shown in FIG.
After the echo component of the transmission signal is removed by the adder 58 of the receiver 30 as shown in FIG.
The demodulation unit 40 of the demodulation and equalization unit 60 first demodulates the signal into a baseband signal. The roll-off filter 206 performs band limitation and waveform shaping.
After the waveform equalization is performed by the carrier automatic phase correction unit 21
At 0, the phase component of the carrier and the jitter are corrected. For example, as shown in the phase space of FIG. 36A, a small circle 254 is placed at one of the plurality of data signal points 252-1 to 252-4.
A signal obtained by superimposing an analog baseband signal indicated by -1 to 254-4 is obtained.

【０１２９】尚、図３６の（Ａ）及び（Ｂ）にあって
は、説明を簡単にするため、データ信号点をＣＣＩＴＴ
のＶ．２９における２４００ボー，２ビット／シンボ
ル，４８００ｂｐｓにおける４値を例にとっているが、
送信動作を説明している９６００ｂｐｓのモードの場合
には、図７に示したように１６信号点となる。In FIGS. 36A and 36B, for simplicity of description, the data signal points are represented by CCITT
V. Taking the example of 2400 baud, 2 bits / symbol at 29, 4 values at 4800 bps,
In the case of the 9600 bps mode for explaining the transmission operation, there are 16 signal points as shown in FIG.

【０１３０】復調等化部６０で得られたデータ信号点は
軟判定部６２に与えられ、ビタビアルゴリズムによる最
尤推定法により正しい信号点が判定され、符号変換部６
４でデータ信号点に対応する３ビットのデータに符号化
され、最終的にデスクランブラー部６６でデスクランブ
ルして元のメインデータを受信データ６８として出力す
る。The data signal points obtained by demodulation / equalization section 60 are applied to soft decision section 62, and correct signal points are determined by the maximum likelihood estimation method using the Viterbi algorithm.
At 4, the data is encoded into 3-bit data corresponding to the data signal point, and finally descrambled by the descrambler 66, and the original main data is output as received data 68.

【０１３１】この軟判定部６２における判定処理にあっ
ては、データ信号点に重畳したアナログベースバンド信
号は判定精度に影響しない単なるノイズ成分としてしか
見えず、メインのデータの復元に何ら影響を及ぼさな
い。In the decision processing in the soft decision section 62, the analog baseband signal superimposed on the data signal point is seen only as a simple noise component which does not affect the decision accuracy, and has no influence on the restoration of the main data. Absent.

【０１３２】一方、復調等化部６０からのデータ信号点
は遅延部７０で軟判定部６２における判定時間分だけ遅
延された後、加算部７２に与えられ、判定前のデータ信
号点から判定後の正しいデータ信号点を差し引くこと
で、図３６（Ｃ）に示すようなランダム化された状態に
あるアナログベースバンド信号を得ることができ、この
アナログベースバンド信号はランダム逆変換部７４の乗
算部２１６に与えられる。On the other hand, the data signal point from demodulation / equalization section 60 is delayed by delay section 70 by the determination time in soft decision section 62, and then applied to addition section 72. By subtracting the correct data signal point of the above, an analog baseband signal in a randomized state as shown in FIG. 36 (C) can be obtained. 216.

【０１３３】これと共に、ランダム逆変換部７６のビッ
ト抽出部２１２では符号変換部６４で復号されたデータ
の３ビット毎のパラレル出力を発生し、位相逆変換部２
１４により図３６（Ｄ）に示す復元用の８値の位相変化
角のいずれかを得て乗算部２１５に出力している。At the same time, the bit extraction section 212 of the random inverse conversion section 76 generates a parallel output every three bits of the data decoded by the code conversion section 64,
14, one of the eight phase change angles for restoration shown in FIG. 36D is obtained and output to the multiplication unit 215.

【０１３４】ここで、受信部の位相逆変換部２１４に格
納した図３１に示す位相変化角は、送信側の図１７に示
した位相変換部１０２の位相変化角の極性を反転したも
のである。従って、図３６（Ｄ）に示すように、送信側
におけるランダム化した回転方向とは逆方向に同一回転
角だけ回転させる復元用の位相変化角を得ることができ
る。Here, the phase change angle shown in FIG. 31 stored in the phase reverse conversion unit 214 of the reception unit is obtained by inverting the polarity of the phase change angle of the phase conversion unit 102 shown in FIG. 17 on the transmission side. . Accordingly, as shown in FIG. 36 (D), it is possible to obtain a phase change angle for restoration for rotating by the same rotation angle in the direction opposite to the randomized rotation direction on the transmission side.

【０１３５】従って、乗算部２１６において、ランダム
化された状態にあるアナログベースバンド信号は、位相
逆変換部２１４からの復元用の位相変化角によりランダ
ム化した回転方向とは逆方向に同一回転角だけ回転さ
れ、図３６（Ｅ）に示す相関のある、アナログベースバ
ンド信号２６０に戻される。Therefore, the analog baseband signal in the randomized state in the multiplication section 216 has the same rotation angle in the direction opposite to the rotation direction randomized by the phase change angle for restoration from the phase inversion section 214. And converted back to the correlated analog baseband signal 260 shown in FIG.

【０１３６】ランダム逆変換部７４から得られたアナロ
グベースバンド信号はパスバンド変換部７６の変調部２
２０でキャリア発生部２２２からのキャリア信号を用い
て変調され、図３５に示す０．３〜３．４ｋＨｚの音声
帯域のパスバンド信号に戻される。最終的にアナログＬ
ＳＩ部８５のＤ／Ａコンバータによりパスバンド信号に
戻されたディジタル信号はアナログ信号に変換され、ロ
ーパスフィルタ２２６で高周波成分がカットされ、音声
またはファクシミリ等のアナログパスバンド信号７８を
得ることができる。The analog baseband signal obtained from the random inverse converter 74 is transmitted to the modulator 2 of the passband converter 76.
At 20, the signal is modulated using the carrier signal from the carrier generator 222, and is returned to the pass band signal of the voice band of 0.3 to 3.4 kHz shown in FIG. Finally analog L
The digital signal returned to the passband signal by the D / A converter of the SI unit 85 is converted into an analog signal, and a high-frequency component is cut by a low-pass filter 226, so that an analog passband signal 78 such as voice or facsimile can be obtained. .

【０１３７】一方、加算部７２から出力されるデータ信
号点に重畳したランダム化された状態にあるアナログベ
ースバンド信号は、メインのデータ伝送から見るとノイ
ズとして見えるため、加算部７２からのアナログベース
バンド信号を信号品質検出部２１８で検出し、セカンダ
リチャネル等を使用して相手局へ送信する。この受信側
の信号品質検出部２１８からの信号品質（ＳＱＤ）を相
手局が受けることで、図５の受信部３０に示したよう
に、送信側でのメインのデータ信号点に重畳するアナロ
グベースバンド信号の最適振幅値の制御が可能となる。 ６．他の実施形態 図３７は本発明の第２実施形態を示した実施形態構成図
であり、第２実施形態は図３の第１実施形態の送信部３
０に設けているスクランブラー部３６、データ信号点発
生部３８のトレリス符号化機能、ランダム変換部５２及
び振幅制限部５４を除いて送信部３０の構成を簡略化し
たことを特徴とする。On the other hand, the analog baseband signal in a randomized state superimposed on the data signal point output from the adding section 72 appears as noise when viewed from the main data transmission. The band signal is detected by the signal quality detection unit 218 and transmitted to the partner station using a secondary channel or the like. When the other station receives the signal quality (SQD) from the signal quality detecting section 218 on the receiving side, the analog base superimposed on the main data signal point on the transmitting side as shown in the receiving section 30 in FIG. It is possible to control the optimum amplitude value of the band signal. 6. Another Embodiment FIG. 37 is a diagram showing an embodiment of the second embodiment of the present invention.
The configuration of the transmitting unit 30 is simplified except for the scrambler unit 36, the trellis coding function of the data signal point generating unit 38, the random transform unit 52, and the amplitude limiting unit 54 provided in 0.

【０１３８】このような送信部３０の簡略化に伴い、受
信部３２についても図３の第１実施形態に設けているデ
スクランブラー部６６及びランダム逆変換部７４は除か
れ、また送信側でのトレリス符号化に対応した軟判定部
６２の代わりに、入力データ信号点と固定的に決めたデ
ータ信号点との位相平面上の距離が規定の閾値に入るか
否かでデータ信号点を判定する、いわゆる硬判定を行う
判定部６２−１としている。尚、それ以外の構成は第１
実施形態と同じである。With the simplification of the transmitting section 30, the descrambling section 66 and the random inverse converting section 74 provided in the first embodiment of FIG. Instead of the soft decision unit 62 corresponding to trellis coding, a data signal point is determined based on whether or not a distance on a phase plane between an input data signal point and a fixedly determined data signal point falls within a predetermined threshold. , A determination unit 62-1 for performing a so-called hard decision. The other configurations are the first
This is the same as the embodiment.

【０１３９】この図３７の第２実施形態にあっては、送
信部３０のデータ信号点発生部３８−１は例えば図３８
（Ａ）に示すように、４値のデータ信号点のいずれかを
送信データ３４に基づいて発生し、加算部４０でベース
バンド変換部５０より得られた位相平面で図３８（Ｂ）
に示す分布をもつ例えば音声ベースバンド信号を重畳
し、図３８（Ｃ）に示す模擬のデータ信号点に破線の小
円で示す音声ベースバンド信号を重畳した信号を生成
し、データ変調部４２で変調してアナログ回線４６に送
出する。In the second embodiment shown in FIG. 37, the data signal point generating section 38-1 of the transmitting section 30 is provided, for example, as shown in FIG.
As shown in FIG. 38A, one of the quaternary data signal points is generated based on the transmission data 34, and the phase plane obtained from the baseband converter 50 by the adder 40 is shown in FIG.
For example, a voice baseband signal having a distribution shown in FIG. 38 is superimposed, and a signal is generated by superimposing a voice baseband signal indicated by a dashed small circle on a simulated data signal point shown in FIG. The signal is modulated and transmitted to the analog line 46.

【０１４０】復調部３２は復調等化部６０で図３８
（Ｃ）に示すデータ信号点に音声を重畳した信号を復調
し、データ信号点については判定部３２で硬判定を行っ
てデータ信号点を判定した後、符号変換部６４で例えば
２ビット単位のデータに変換して受信データ６８として
出力する。The demodulation unit 32 is a demodulation / equalization unit 60 shown in FIG.
A signal in which voice is superimposed on the data signal point shown in (C) is demodulated, and the data signal point is hard-decided by the determination unit 32 to determine the data signal point. The data is converted into data and output as received data 68.

【０１４１】また、加算部７２で判定前のデータ信号点
から判定後のデータ信号点を差し引くことで、図３８
（Ｂ）に示す音声ベースバンド信号を取り出し、パスバ
ンド変換部７６で音声帯域のアナログパスバンド信号７
８に変換して出力する。By subtracting the data signal point after the determination from the data signal point before the determination by the adding section 72, the data signal point shown in FIG.
The audio baseband signal shown in (B) is taken out, and the passband conversion unit 76 extracts the analog passband signal 7 in the audio band.
8 and output.

【０１４２】図３９は第１発明の第３実施形態を示した
実施形態構成図であり、この第３実施形態にあっては図
３７の送信側にスクランブラー部３６を追加したことを
特徴とし、これに対応して受信部３２にはデスクランブ
ラー部６６が設けられる。FIG. 39 is a block diagram showing a third embodiment of the first invention. This third embodiment is characterized in that a scrambler section 36 is added to the transmitting side of FIG. In response to this, a descrambler 66 is provided in the receiver 32.

【０１４３】図４０は第１発明の第４実施形態を示した
もので、この第４実施形態は図３７の送信部３０に振幅
制限部５４を設けたことを特徴とする。FIG. 40 shows a fourth embodiment of the first invention. This fourth embodiment is characterized in that an amplitude limiting section 54 is provided in the transmitting section 30 of FIG.

【０１４４】図４１は第１発明の第５実施形態を示した
もので、この第５実施形態は図４０の第４実施形態の送
信部３０に更にスクランブラー部３６を設けたことを特
徴とし、これに対応した受信部３２にはデスクランブラ
ー部６６が設けられる。FIG. 41 shows a fifth embodiment of the first invention. This fifth embodiment is characterized in that a scrambler section 36 is further provided in the transmission section 30 of the fourth embodiment of FIG. A descrambler unit 66 is provided in the receiving unit 32 corresponding to this.

【０１４５】更に図４２は第１発明の第６実施形態を示
したもので、図４１の第５実施形態の送信部３０に設け
ているデータ信号点発生部３８にトレリス符号化機能を
もたせたことを特徴とする。これに対応して受信部３２
はビタビアルゴリズムによりデータ信号点を判定する軟
判定部６２としている。FIG. 42 shows a sixth embodiment of the first invention, in which a data signal point generating section 38 provided in the transmitting section 30 of the fifth embodiment of FIG. 41 has a trellis coding function. It is characterized by the following. In response to this, the receiving unit 32
Is a soft decision unit 62 that determines data signal points by the Viterbi algorithm.

【０１４６】更に図３７〜図４２に示した本発明の第２
〜第６実施形態にあっては、アナログ回線４６として相
手局と４線式アナログ回線４６で接続した場合を例にと
っていることから、送信部３０にはハイブリッド回路４
４を設けていない。The second embodiment of the present invention shown in FIGS.
In the sixth to sixth embodiments, the case where the analog circuit 46 is connected to the partner station by the 4-wire analog circuit 46 is taken as an example.
4 is not provided.

【０１４７】勿論、２線式アナログ回線４６を使用して
全二重伝送を行う場合には、図３の第１実施形態に示し
たようにハイブリッド回路４４を設ければよい。但し、
図４２の第６実施形態にあっては、ハイブリッド回路４
４を設けると第１実施形態と同じになるので、これは４
線式アナログ回線４６のみを対象としている。Of course, when performing full-duplex transmission using the two-wire analog line 46, the hybrid circuit 44 may be provided as shown in the first embodiment of FIG. However,
In the sixth embodiment shown in FIG.
4 is the same as in the first embodiment,
Only the line analog line 46 is targeted.

【０１４８】また、振幅制限部５４を備えた他の実施形
態については、図５の受信部３０に示したように最適振
幅制限値判断部１０８を設けて相手局からの信号品質Ｓ
ＱＤに基づいて最適振幅制限値を設定するようにしても
よい。In another embodiment including the amplitude limiter 54, the optimum amplitude limit value judging section 108 is provided as shown in the receiving section 30 in FIG.
The optimum amplitude limit value may be set based on QD.

【０１４９】更に、以上説明した第１〜第６の実施形態
の他に、本発明にあっては次のような変形が可能であ
る。Further, in addition to the above-described first to sixth embodiments, the following modifications are possible in the present invention.

【０１５０】まず上記の実施形態におけるアナログベー
スバンド信号のランダム化及び逆ランダム化のため、メ
インのデータ信号のスクランブルデータを利用している
が、スクランブルデータを利用せずに、送信側に設けた
ランダム化部と受信側に設けた逆ランダム化部を同期さ
せて、アナログ信号のランダム化と逆ランダム化を行っ
てもよい。また、データ信号点の設定を８相変調で説明
したが、これに限定されず、ＣＣＩＴＴで標準化されて
いる他の方式、例えばＴＣＭ，ＱＡＭ，ＰＳＫ等を用い
ることができる。First, the scrambling data of the main data signal is used for randomization and de-randomization of the analog baseband signal in the above embodiment. However, the scrambling data is not used but provided on the transmitting side. The randomizer and the inverse randomizer provided on the receiving side may be synchronized to perform randomization and inverse randomization of the analog signal. In addition, although the setting of the data signal point has been described by using the eight-phase modulation, the present invention is not limited to this, and another method standardized by CCITT, for example, TCM, QAM, PSK, or the like can be used.

【０１５１】更に、送信部と受信部の両方を設けてモデ
ム装置として構成する場合には、送信側のプロセッサユ
ニットと受信側のプロセッサユニットとは共通のものに
してもよい。Further, in the case where both the transmitting unit and the receiving unit are provided to constitute a modem device, the transmitting processor unit and the receiving processor unit may be common.

【０１５２】[0152]

【発明の効果】以上説明してきたように本発明によれ
ば、データ信号を割当てた２次元座標空間のデータ信号
点にアナログ信号を重畳して多重伝送することで、メイ
ンの送信データと音声またはファクシミリ信号との同時
伝送が単一のアナログ回線を使用してでき、回線使用量
を半分にでき、また通信機器が１回線分で済むことから
装置コストを節減できる。As described above, according to the present invention, by superimposing an analog signal on a data signal point in a two-dimensional coordinate space to which a data signal is allocated and multiplexing the signal, main transmission data and voice or Simultaneous transmission with a facsimile signal can be performed using a single analog line, line usage can be halved, and equipment costs can be reduced because only one communication device is required.

【０１５３】特に、データ信号点に重畳するアナログ信
号の振幅をてきせつ に制限することで、データ信号か
ら見て重畳したアナログ信号はアナログノイズと見做せ
るレベルに振幅制限され、データ信号の受信品質を低下
させることなく、データ信号とアナログ信号の両方を伝
送できる。In particular, by limiting the amplitude of an analog signal superimposed on a data signal point to an exaggerated value, the amplitude of the superimposed analog signal viewed from the data signal is limited to a level that can be regarded as analog noise. Both data and analog signals can be transmitted without quality degradation.

【図面の簡単な説明】[Brief description of the drawings]

【図１】本願の原理説明図FIG. 1 is a diagram illustrating the principle of the present invention.

【図２】本願の多重伝送処理野原理説明図FIG. 2 is a diagram illustrating the principle of the multiplex transmission processing field of the present application.

【図３】本発明の基本構成となる第１実施形態をモデム
として示した実施形態構成図FIG. 3 is a configuration diagram of the first embodiment, which is a basic configuration of the present invention, as a modem;

【図４】アナログ回線のエラーレートを示した特性図FIG. 4 is a characteristic diagram showing an error rate of an analog line.

【図５】図３の送信部詳細を示した実施形態構成図FIG. 5 is a configuration diagram of an embodiment showing details of a transmission unit in FIG. 3;

【図６】９６００ｂｐｓモードで使用する図５のデータ
信号発生部の詳細説明図FIG. 6 is a detailed explanatory diagram of the data signal generator of FIG. 5 used in the 9600 bps mode.

【図７】９６００ｂｐｓモードの信号点の説明図FIG. 7 is an explanatory diagram of signal points in a 9600 bps mode.

【図８】１４４００ｂｐｓモードで使用する図５のデー
タ信号発生部の詳細説明図FIG. 8 is a detailed explanatory diagram of the data signal generator of FIG. 5 used in the 14400 bps mode.

【図９】図５の復調部に設けた復調器の詳細説明図FIG. 9 is a detailed explanatory diagram of a demodulator provided in the demodulator of FIG. 5;

【図１０】図５の復調部の他の実施形態構成図FIG. 10 is a configuration diagram of another embodiment of the demodulation unit in FIG. 5;

【図１１】図５のベースバンド変換部の詳細説明図FIG. 11 is a detailed explanatory diagram of a baseband conversion unit in FIG. 5;

【図１２】ベースバンド変換前のパスバンド信号の帯域
説明図FIG. 12 is a band explanatory diagram of a passband signal before baseband conversion.

【図１３】ベースバンド変換後のベースバンド信号の帯
域説明図FIG. 13 is a band explanatory diagram of a baseband signal after baseband conversion.

【図１４】図５のベースバンド変換部の他の実施形態構
成図FIG. 14 is a configuration diagram of another embodiment of the baseband conversion unit of FIG. 5;

【図１５】９６００ｂｐｓモードに用いる図５のランダ
ム変換部の詳細説明図FIG. 15 is a detailed explanatory diagram of the random conversion unit of FIG. 5 used for the 9600 bps mode.

【図１６】図１５のパラレル変換部の変換特性図16 is a conversion characteristic diagram of the parallel conversion unit in FIG.

【図１７】図１５の位相変換部による位相変換角の変換
特性図17 is a conversion characteristic diagram of a phase conversion angle by the phase conversion unit in FIG.

【図１８】４８００ｂｐｓモードに用いる図５のランダ
ム変換部の詳細説明図FIG. 18 is a detailed explanatory diagram of the random conversion unit in FIG. 5 used for the 4800 bps mode.

【図１９】図１８のパラレル変換部の変換特性図FIG. 19 is a conversion characteristic diagram of the parallel conversion unit in FIG. 18;

【図２０】図５の最適振幅制限値判断部の詳細説明図FIG. 20 is a detailed explanatory diagram of an optimum amplitude limit value determining unit in FIG. 5;

【図２１】図５の振幅制限部の詳細説明図FIG. 21 is a detailed explanatory diagram of an amplitude limiting unit in FIG. 5;

【図２２】図５の送信部におけるベースバンド信号、ラ
ンダム変換に用いる位相変化角、ランダム化されたベー
スバンド信号、データ信号点及び重畳信号を位相平面で
示した説明図FIG. 22 is an explanatory diagram showing, in a phase plane, a baseband signal, a phase change angle used for random conversion, a randomized baseband signal, a data signal point, and a superimposed signal in the transmission unit in FIG. 5;

【図２３】図３の受信部の詳細を示した実施形態構成図FIG. 23 is a configuration diagram of an embodiment illustrating details of a reception unit in FIG. 3;

【図２４】図２３の復調等化部の他の実施形態を示した
実施形態構成図24 is a configuration diagram of an embodiment showing another embodiment of the demodulation / equalization unit in FIG. 23;

【図２５】９６００ｂｐｓモードで用いる図２３の軟判
定部の詳細説明図FIG. 25 is a detailed explanatory diagram of the soft decision unit of FIG. 23 used in the 9600 bps mode.

【図２６】１４４００ｂｐｓモードで用いる図２３の軟
判定部の詳細説明図FIG. 26 is a detailed explanatory diagram of the soft decision unit of FIG. 23 used in the 14400 bps mode.

【図２７】図２３の遅延部の詳細説明図FIG. 27 is a detailed explanatory diagram of a delay unit in FIG. 23;

【図２８】９６００ｂｐｓモードで用いる図２３のラン
ダム逆変換部の詳細説明図FIG. 28 is a detailed explanatory diagram of the random inverse converter of FIG. 23 used in the 9600 bps mode;

【図２９】図２８のパラレル変換部の変換特性図FIG. 29 is a conversion characteristic diagram of the parallel conversion unit in FIG. 28;

【図３０】図２８の位相逆変換部の変換特性図FIG. 30 is a conversion characteristic diagram of the phase inverse converter of FIG. 28;

【図３１】１４４００ｂｐｓモードで用いる図２３のラ
ンダム逆変換部の詳細説明図FIG. 31 is a detailed explanatory diagram of the random inverse transform unit in FIG. 23 used in the 14400 bps mode;

【図３２】図３１のパラレル変換部の変換特性図FIG. 32 is a conversion characteristic diagram of the parallel conversion unit in FIG. 31;

【図３３】図２３のパスバンド変換部に設けた変調部の
詳細説明図FIG. 33 is a detailed explanatory diagram of a modulation unit provided in the passband conversion unit in FIG. 23;

【図３４】パスバンド変換前のベースバンド信号の帯域
特性図FIG. 34 is a band characteristic diagram of a baseband signal before passband conversion.

【図３５】パスバンド変換後のパスバンド信号の帯域説
明図FIG. 35 is an explanatory diagram of a band of a passband signal after passband conversion.

【図３６】図２３の受信部における判定前データ信号
点、判定後データ信号点、データ信号点から抽出された
ベースバンド信号、ランダム逆変換に用いる位相逆変化
角、および逆変換したベースバンド信号を位相平面につ
いて示した説明図36 shows a pre-determination data signal point, a post-determination data signal point, a baseband signal extracted from the data signal point, an inverse phase change angle used for random inverse transformation, and an inverse-transformed baseband signal in the receiving unit of FIG. Explanatory diagram showing the phase plane

【図３７】本発明の第２実施形態を示した実施形態構成
図FIG. 37 is a configuration diagram of an embodiment showing a second embodiment of the present invention.

【図３８】図３７のデータ信号点、音声ベースバンド信
号、重畳信号を位相平面で示した説明図FIG. 38 is an explanatory diagram showing the data signal points, the audio baseband signal, and the superimposed signal of FIG. 37 in a phase plane.

【図３９】本発明の第３実施形態を示した実施形態構成
図FIG. 39 is a configuration diagram showing a third embodiment of the present invention.

【図４０】本発明の第４実施形態を示した実施形態構成
図FIG. 40 is a configuration diagram showing a fourth embodiment of the present invention.

【図４１】本発明の第５実施形態を示した実施形態構成
図FIG. 41 is a configuration diagram showing a fifth embodiment of the present invention.

【図４２】本発明の第６実施形態を示した実施形態構成
図FIG. 42 is a configuration diagram showing a sixth embodiment of the present invention.

【図４３】従来のディジタル基幹回線による伝送形態の
説明図FIG. 43 is an explanatory diagram of a transmission form using a conventional digital backbone line.

【図４４】従来のアナログ回線による伝送形態の説明図FIG. 44 is an explanatory diagram of a conventional analog line transmission mode.

【符号の説明】[Explanation of symbols]

３０：送信部 ３２：受信部 ３４：送信データ ３６：スクランブラー部（ＳＣＲ） ３８：データ信号点発生部 ４０：加算部 ４２：データ変調部 ４４：ハイブリッド回路 ４５，５５，８５：アナログＬＳＩ部 ４６：アナログ回線（２線式又は４線式） ４８：アナログパスバンド信号 ５０：ベースバンド変換部 ５２：ランダム変換部 ５４：振幅制限部 ５６：エコー推定部 ５８：エコー除去部（加算部） ６０：復調等化部 ６２：軟判定部 ６２−１：判定部（硬判定） ６４：符号変換部 ６６：デスクランブラー部（ＤＳＣＲ） ６８：受信データ ７０：遅延部 ７２：加算部（ベースバンド信号復調用） ７４：ランダム逆変換部 ７５，２００：プロセッサユニット ７６：パスバンド変換部 ７８：アナログパスバンド信号 ８０，２０６：ロールオフフィルタ部（ＲＯＦ） ８２，２２０：復調部 ８４，９６，１３４，２０４，２２２，２３４：キャリ
ア発生部 ８６，２２４：Ｄ／Ａコンバータ ８８，９０，９８，２２６：ローパスフィルタ（ＬＰ
Ｆ） ９２：Ａ／Ｄコンバータ ９４，２０２：復調部（ＤＥＭ） １００：ビット抽出部 １００−１，１００−２：パラレル変換部 １０２：位相変換部 １０４，１２４，１３２，１３６，１３８，１７２，２
３６：乗算部 １０６：信号品質信号（ＳＱＤ） １０８：最適振幅制限値判断部 １１０−１，１１０−２：変換部 １１２−１，１１２−２：信号点発生用ＲＯＭ １１４：変換テーブル １１６，１１８：タップ １２８，２３８：リアルパート抽出部 １３０：ヒルベルトフィルタ １４８：ＲＯＭ １５４：自動利得制御部（ＡＧＣ） １５６，１６４，１６０，１６８：加算器 １５８，１６２，１６６，１７０：リミッタ ２０２：復調部 ２０８：ベースバンド型自動等化器（ＥＱＬ） ２１０：自動キャリア位相制御部（ＣＡＰＣ） ２１２：ビット抽出部 ２１２−１，２１２−２：パラレル変換部 ２１４：位相逆変換部 ２２８：ヒルベルト変換部 ２３０：パスバンド自動等化器 ２３２：復調自動キャリア周波数制御部 ２４４−１，２４４−２：符号変換器 ２４６−１，２４６−２：パラレル／シリアル変換部Reference Signs List 30: transmitting unit 32: receiving unit 34: transmission data 36: scrambler unit (SCR) 38: data signal point generating unit 40: adding unit 42: data modulating unit 44: hybrid circuit 45, 55, 85: analog LSI unit 46 : Analog line (2-wire or 4-wire) 48: Analog passband signal 50: Baseband converter 52: Random converter 54: Amplitude limiter 56: Echo estimator 58: Echo remover (adder) 60: Demodulation / Equalization unit 62: Soft decision unit 62-1: Decision unit (hard decision) 64: Code conversion unit 66: Descrambler unit (DSCR) 68: Received data 70: Delay unit 72: Addition unit (for baseband signal demodulation) 74: random inverse converter 75, 200: processor unit 76: passband converter 78: analog passband signal 80, 206: b 82, 220: demodulator 84, 96, 134, 204, 222, 234: carrier generator 86, 224: D / A converter 88, 90, 98, 226: low-pass filter (LP)
F) 92: A / D converter 94, 202: demodulation unit (DEM) 100: bit extraction unit 100-1, 100-2: parallel conversion unit 102: phase conversion unit 104, 124, 132, 136, 138, 172, 172 2
36: Multiplication unit 106: Signal quality signal (SQD) 108: Optimal amplitude limit value determination unit 110-1, 110-2: Conversion unit 112-1, 112-2: ROM for signal point generation 114: Conversion table 116, 118 : Tap 128, 238: Real part extraction unit 130: Hilbert filter 148: ROM 154: Automatic gain control unit (AGC) 156, 164, 160, 168: Adder 158, 162, 166, 170: Limiter 202: Demodulation unit 208 : Baseband type automatic equalizer (EQL) 210: automatic carrier phase control unit (CAPC) 212: bit extraction units 212-1, 212-2: parallel conversion unit 214: phase inverse conversion unit 228: Hilbert conversion unit 230: Automatic passband equalizer 232: Automatic demodulation carrier frequency control unit 244-1, 244- 2: Code converters 246-1, 246-2: Parallel / serial converter

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 特表 昭60−501087（ＪＰ，Ａ) 欧州特許出願公開506400（ＥＰ，Ａ ２) 石尾秀樹、外３名，“多相多値搬送波 ディジタル通信の一方式”，通信方式研 究会資料，電子通信学会，1975年１月29 日（1975−01），ｐ．57−64 Ｔｒｉｃｉａ Ｈｉｌｌ ａｎｄ Ｋ ａｍｉｌｏ Ｆｅｈｅｒ，”Ａ Ｐｅｒ ｆｏｒｍａｎｃｅ Ｓｔｕｄｙ ｏｆ ＮＬＡ 64−Ｓｔａｔｅ ＱＡＭ”，Ｉ ＥＥＥ ＴＲＡＮＳＡＣＴＩＯＮＳ Ｏ Ｎ ＣＯＭＭＵＮＩＣＡＴＩＯＮＳ，Ｖ ｏｌ．ＣＯＭ−31，ＮＯ．６，ＪＵＮＥ 1983，ｐ．821−826 (58)調査した分野(Int.Cl.⁷，ＤＢ名) H04M 11/00 - 11/10 H04L 27/00 - 27/30 H04B 3/23 H04L 5/02 ──────────────────────────────────────────────────続 き Continuation of the front page (56) References Special Table 60-501087 (JP, A) European Patent Application Publication 506400 (EP, A2) Hideki Ishio, 3 others, “Polyphase multilevel carrier wave Digital communication On the other hand, “Communication method study group”, IEICE, January 29, 1975 (1975-01), p. 57-64 Tricia Hill and Kamilo Feher, "A Performance Study of NLA 64-State QAM", IEEE TRANSACTIONS ON COMMUNICATIONS, Vol. COM-31, NO. 6, JUNE 1983, p. 821-826 (58) Field surveyed (Int.Cl. ⁷ , DB name) H04M 11/00-11/10 H04L 27/00-27/30 H04B 3/23 H04L 5/02

Claims (6)

(57)【特許請求の範囲】(57) [Claims] 【請求項１】送信側で、データ信号を２次元座標空間の
データ信号点に割当て、該データ信号点にアナログ信号
を重畳することにより２種類の信号を合成して伝送路に
送信するマルチメディア多重送信方法に於いて、 前記アナログ信号を振幅制限して前記データ信号点に重
畳することを特徴とするマルチメディア多重送信方法。1. A multimedia which allocates a data signal to a data signal point in a two-dimensional coordinate space on a transmission side, superimposes an analog signal on the data signal point, synthesizes two types of signals, and transmits the combined signal to a transmission path. In the multiplexing transmission method, the analog signal is amplitude-limited and superimposed on the data signal point. 【請求項２】請求項１記載のマルチメディア多重送信方
法に於いて、相手局の受信部の信号品質状況を自局にフ
ィードバックして前記アナログ信号の振幅制限を制御す
ることを特徴とするマルチメディア多重送信方法。2. The multimedia multiplex transmission method according to claim 1, wherein the signal quality status of a receiving unit of a partner station is fed back to the local station to control the amplitude limitation of said analog signal. Media multiplexing method. 【請求項３】請求項１又は２項記載のマルチメディア多
重伝送方法に於いて、前記アナログ信号はアナログパス
バンド信号から変換したアナログベースバンド信号であ
ることを特徴とするマルチメディア多重伝送方法。3. The multimedia multiplex transmission method according to claim 1, wherein said analog signal is an analog baseband signal converted from an analog passband signal. 【請求項４】データ信号を２次元座標空間のデータ信号
点に割当て、該データ信号点にアナログ信号を重畳する
ことにより２種類の信号を合成して伝送路に送信するマ
ルチメディア多重送信装置に於いて、 前記アナログ信号を振幅制限して前記データ信号点に重
畳する振幅制限手段（５４）を設けたことを特徴とする
マルチメディア多重送信装置。4. A multimedia multiplex transmitting apparatus for allocating a data signal to a data signal point in a two-dimensional coordinate space, superimposing an analog signal on the data signal point, synthesizing two types of signals, and transmitting the synthesized signal to a transmission path. A multimedia multiplex transmission apparatus, further comprising amplitude limiting means (54) for limiting the amplitude of the analog signal and superimposing the analog signal on the data signal point. 【請求項５】請求項１記載のマルチメディア多重送信装
置に於いて、前記振幅制限手段（５４）は、相手局の受
信部の信号品質状況を自局にフィードバックして前記ア
ナログ信号の振幅制限を制御することを特徴とするマル
チメディア多重送信装置。5. The multimedia multiplex transmitting apparatus according to claim 1, wherein said amplitude limiting means feeds back a signal quality status of a receiving unit of a partner station to its own station and limits an amplitude of said analog signal. A multimedia multiplex transmission device, characterized by controlling the following. 【請求項６】請求項４又は５項記載のマルチメディア多
重伝送装置に於いて、前記アナログ信号は、アナログパ
スバンド信号から変換したアナログベースバンド信号で
あることを特徴とするマルチメディア多重伝送装置。6. The multimedia multiplex transmission apparatus according to claim 4, wherein said analog signal is an analog baseband signal converted from an analog passband signal. .