JP3300324B2 - 信号対雑音干渉電力比推定装置 - Google Patents
信号対雑音干渉電力比推定装置Info
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、移動無線通信シス
テム、特に符号分割多重通信システム(ＣＤＭＡ)におい
て、同一ユ−ザが複数チャネルを多重化して伝送する場
合に、送信電力制御や、変調および多重チャネル数の可
変伝送制御などのために用いられるものであって、受信
信号に含まれる所望の信号成分の電力とそれ以外の雑音
干渉信号成分の電力との比を算出する信号対雑音干渉電
力比推定装置に関するものである。
テム、特に符号分割多重通信システム(ＣＤＭＡ)におい
て、同一ユ−ザが複数チャネルを多重化して伝送する場
合に、送信電力制御や、変調および多重チャネル数の可
変伝送制御などのために用いられるものであって、受信
信号に含まれる所望の信号成分の電力とそれ以外の雑音
干渉信号成分の電力との比を算出する信号対雑音干渉電
力比推定装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】従来、このような技術としては、例え
ば、文献：「Ｂ−３３０ ＤＳ−ＣＤＭＡの適応送信電
力制御におけるＳＩＲ測定法の検討」清尾等、１９９６
年電子情報通信学会通信ソサイエティ大会、ｐ．３３１
に記載されたものなどがある。ＣＤＭＡにおいて、各通
信局は同じ周波数帯域を共有して使用し、各通信局から
の送信信号は、各通信局に固有に割り当てられた拡散符
号により識別されて受信される。この場合、各通信局の
通話品質が同一かつ公平となり、伝送の周波数利用効率
をより良くするためには、所望局からの受信信号成分の
電力（Ｓ）の、雑音信号（Ｎ）とその他の局から被る干
渉信号（Ｉ）とを合わせた雑音干渉信号成分（Ｎ＋Ｉ）
の電力との比［ＳＮＩＲ＝Ｓ／（Ｎ＋Ｉ）：信号対雑音
干渉電力比］が、各通信局で、一定、同一であることが
必要となる。このような目的を実現するために、各通信
局で送信電力を制御している。上記の文献では、この送
信電力制御に用いるＳＮＩＲ推定装置について提案され
ている。
ば、文献：「Ｂ−３３０ ＤＳ−ＣＤＭＡの適応送信電
力制御におけるＳＩＲ測定法の検討」清尾等、１９９６
年電子情報通信学会通信ソサイエティ大会、ｐ．３３１
に記載されたものなどがある。ＣＤＭＡにおいて、各通
信局は同じ周波数帯域を共有して使用し、各通信局から
の送信信号は、各通信局に固有に割り当てられた拡散符
号により識別されて受信される。この場合、各通信局の
通話品質が同一かつ公平となり、伝送の周波数利用効率
をより良くするためには、所望局からの受信信号成分の
電力（Ｓ）の、雑音信号（Ｎ）とその他の局から被る干
渉信号（Ｉ）とを合わせた雑音干渉信号成分（Ｎ＋Ｉ）
の電力との比［ＳＮＩＲ＝Ｓ／（Ｎ＋Ｉ）：信号対雑音
干渉電力比］が、各通信局で、一定、同一であることが
必要となる。このような目的を実現するために、各通信
局で送信電力を制御している。上記の文献では、この送
信電力制御に用いるＳＮＩＲ推定装置について提案され
ている。
【０００３】図６は、従来の信号対雑音干渉電力比推定
装置を示すブロック図である。相手局からの送信信号は
送受信アンテナ６０１で受信され、高周波回路６０２で
拡散帯域のベ−スバンド信号に変換され、受信チャネル
６０３に出力される。受信チャネル６０３の逆拡散回路
６０４で拡散符号の信号を乗算して拡散復調（逆拡散）
し、デ−タ変調された相手局からの信号を出力する。そ
の際、先行波および１または複数の遅延波別に分離して
ＲＡＫＥ合成回路６０５に出力する。送信信号には、一
定周期、例えばスロットの単位などで、既知の信号であ
るパイロット信号が、複数シンボル挿入される。このス
ロットは複数スロットでフレーム、さらに複数フレーム
で送信の単位であるパケットを構成する。
装置を示すブロック図である。相手局からの送信信号は
送受信アンテナ６０１で受信され、高周波回路６０２で
拡散帯域のベ−スバンド信号に変換され、受信チャネル
６０３に出力される。受信チャネル６０３の逆拡散回路
６０４で拡散符号の信号を乗算して拡散復調（逆拡散）
し、デ−タ変調された相手局からの信号を出力する。そ
の際、先行波および１または複数の遅延波別に分離して
ＲＡＫＥ合成回路６０５に出力する。送信信号には、一
定周期、例えばスロットの単位などで、既知の信号であ
るパイロット信号が、複数シンボル挿入される。このス
ロットは複数スロットでフレーム、さらに複数フレーム
で送信の単位であるパケットを構成する。
【０００４】移動通信局が受信する信号は、フェージン
グによって、受信信号レベルが変動するだけでなく、キ
ャリアに対する位相も変動する。言い換えれば、キャリ
ア位相を基準とするＩ，Ｑ成分が独立に変動する。本明
細書では、このレベル変動と位相変動を合わせてフェー
ジング歪という。フェージング歪算出回路６０８は、到
来波のそれぞれについて、パイロット信号が挿入された
複数シンボル区間において、受信信号レベルおよびキャ
リア位相の平均値を算出することにより、到来波のそれ
ぞれについて、フェージング歪を推定する。
グによって、受信信号レベルが変動するだけでなく、キ
ャリアに対する位相も変動する。言い換えれば、キャリ
ア位相を基準とするＩ，Ｑ成分が独立に変動する。本明
細書では、このレベル変動と位相変動を合わせてフェー
ジング歪という。フェージング歪算出回路６０８は、到
来波のそれぞれについて、パイロット信号が挿入された
複数シンボル区間において、受信信号レベルおよびキャ
リア位相の平均値を算出することにより、到来波のそれ
ぞれについて、フェージング歪を推定する。
【０００５】ＲＡＫＥ合成回路６０５は、複数の到来波
の遅延時間を揃えるとともに、算出されたフェ−ジング
歪の推定値を使用して、複数の到来波のフェージング歪
を補正して合成処理し、合成信号を出力する。スロット
内信号電力算出回路６０６は、ＲＡＫＥ合成回路６０５
から出力されるＲＡＫＥ合成信号によりスロット内信号
成分の電力を推定する。具体的には、パイロット信号区
間を含め、１スロット区間の途中まで、ないし１スロッ
トの全区間の複数のシンボルデータのデータ変調信号に
ついて、ＲＡＫＥ合成信号の信号レベルの平均値（フェ
ージング・エンベロープの平均値）を算出し、この平均
値の２乗をスロット内信号成分の電力であると推定す
る。
の遅延時間を揃えるとともに、算出されたフェ−ジング
歪の推定値を使用して、複数の到来波のフェージング歪
を補正して合成処理し、合成信号を出力する。スロット
内信号電力算出回路６０６は、ＲＡＫＥ合成回路６０５
から出力されるＲＡＫＥ合成信号によりスロット内信号
成分の電力を推定する。具体的には、パイロット信号区
間を含め、１スロット区間の途中まで、ないし１スロッ
トの全区間の複数のシンボルデータのデータ変調信号に
ついて、ＲＡＫＥ合成信号の信号レベルの平均値（フェ
ージング・エンベロープの平均値）を算出し、この平均
値の２乗をスロット内信号成分の電力であると推定す
る。
【０００６】スロット内雑音干渉電力算出回路６０７
は、この推定されたスロット内信号成分の電力からの、
ＲＡＫＥ合成信号の分散を算出することで、スロット内
雑音干渉信号成分の電力を推定する。具体的に説明する
と、キャリア位相を基準としたＩ，Ｑ位相平面上の、既
知のパイロット信号のシンボル位相において、推定され
たスロット内信号成分の電力の平方根を振幅値としたパ
イロット信号の基準信号を算出し、ＲＡＫＥ合成信号の
振幅位相点との差ベクトルの長さの２乗を算出し、これ
をパイロット信号の複数シンボル分について平均し、平
均値をスロット内雑音干渉信号成分の電力の推定値とす
る。
は、この推定されたスロット内信号成分の電力からの、
ＲＡＫＥ合成信号の分散を算出することで、スロット内
雑音干渉信号成分の電力を推定する。具体的に説明する
と、キャリア位相を基準としたＩ，Ｑ位相平面上の、既
知のパイロット信号のシンボル位相において、推定され
たスロット内信号成分の電力の平方根を振幅値としたパ
イロット信号の基準信号を算出し、ＲＡＫＥ合成信号の
振幅位相点との差ベクトルの長さの２乗を算出し、これ
をパイロット信号の複数シンボル分について平均し、平
均値をスロット内雑音干渉信号成分の電力の推定値とす
る。
【０００７】スロット内雑音干渉信号成分の電力につい
ては、更に、スロット間平均雑音干渉電力算出回路６１
２において、複数スロットに係る長時間の平均的な雑音
干渉電力を算出して、雑音干渉電力としている。雑音干
渉信号成分の電力を算出できるのは、パイロット信号な
ど、既知の信号区間だけであるので、雑音干渉信号成分
の電力を推定するためのシンボル数が少なく、統計的に
精度の良い推定ができない。そのため、複数スロットに
わたって、それらの平均値を算出している。一方、所望
の信号成分の電力については、瞬時瞬時の受信スロット
の電力変動を観測する必要があるため、スロット内信号
電力算出回路６０６は、１スロット内での推定を行って
いる。このようにして推定した所望の信号成分の電力と
雑音干渉信号成分の電力との比により、ＳＮＩＲ算出回
路６１４で信号対雑音干渉電力比を推定する。
ては、更に、スロット間平均雑音干渉電力算出回路６１
２において、複数スロットに係る長時間の平均的な雑音
干渉電力を算出して、雑音干渉電力としている。雑音干
渉信号成分の電力を算出できるのは、パイロット信号な
ど、既知の信号区間だけであるので、雑音干渉信号成分
の電力を推定するためのシンボル数が少なく、統計的に
精度の良い推定ができない。そのため、複数スロットに
わたって、それらの平均値を算出している。一方、所望
の信号成分の電力については、瞬時瞬時の受信スロット
の電力変動を観測する必要があるため、スロット内信号
電力算出回路６０６は、１スロット内での推定を行って
いる。このようにして推定した所望の信号成分の電力と
雑音干渉信号成分の電力との比により、ＳＮＩＲ算出回
路６１４で信号対雑音干渉電力比を推定する。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】ところで、近年のマル
チメディア通信では、多種のサ−ビスや多種のメディア
のデ−タ、大きな伝送容量を必要とするデ−タ等を、同
一帯域の伝送路で、しかも、１ユ−ザが複数のデ−タを
同時に効率良く伝送できる技術が要望されている。そこ
で、複数チャネルについて異なる拡散符号を用いて多重
化して伝送し、このチャネル多重数を可変する、更に
は、各多重チャネルの変調多値数を、拡散変調，デ−タ
変調の少なくとも一方について、信号対雑音干渉電力比
に応じて、適応的に可変制御しながら伝送することが必
要となっている。
チメディア通信では、多種のサ−ビスや多種のメディア
のデ−タ、大きな伝送容量を必要とするデ−タ等を、同
一帯域の伝送路で、しかも、１ユ−ザが複数のデ−タを
同時に効率良く伝送できる技術が要望されている。そこ
で、複数チャネルについて異なる拡散符号を用いて多重
化して伝送し、このチャネル多重数を可変する、更に
は、各多重チャネルの変調多値数を、拡散変調，デ−タ
変調の少なくとも一方について、信号対雑音干渉電力比
に応じて、適応的に可変制御しながら伝送することが必
要となっている。
【０００９】しかし、従来の信号対雑音干渉電力比推定
装置では、１スロット内で雑音干渉信号成分を算出可能
なサンプル数が少ないために、精度の良い信号対雑音干
渉電力比（ＳＮＩＲ）を推定することが困難であった。
雑音干渉信号成分の電力を長期間にわたって平均すれば
精度が向上するが、それでは、トラヒックの増減による
ユ−ザ間干渉の変動等に即応することができない。フェ
−ジング歪算出回路においても、パイロット信号を用い
て推定するので、精度の良い推定が困難であるために、
良好なフェージング補正ができなくなり、このことから
も、精度の良い信号対雑音干渉電力比を推定することが
困難である。
装置では、１スロット内で雑音干渉信号成分を算出可能
なサンプル数が少ないために、精度の良い信号対雑音干
渉電力比（ＳＮＩＲ）を推定することが困難であった。
雑音干渉信号成分の電力を長期間にわたって平均すれば
精度が向上するが、それでは、トラヒックの増減による
ユ−ザ間干渉の変動等に即応することができない。フェ
−ジング歪算出回路においても、パイロット信号を用い
て推定するので、精度の良い推定が困難であるために、
良好なフェージング補正ができなくなり、このことから
も、精度の良い信号対雑音干渉電力比を推定することが
困難である。
【００１０】本発明は、上述した問題点を解決するため
に考案したもので、１ユ−ザが複数チャネルを多重化し
て伝送するマルチメディア通信システム等において、容
易に精度良好な信号対雑音干渉電力比を推定することが
できる信号対雑音干渉電力比推定装置を提供することを
目的としている。
に考案したもので、１ユ−ザが複数チャネルを多重化し
て伝送するマルチメディア通信システム等において、容
易に精度良好な信号対雑音干渉電力比を推定することが
できる信号対雑音干渉電力比推定装置を提供することを
目的としている。
【００１１】
【課題を解決するための手段】上記の目的を達成するた
めに、本発明の請求項１に記載の発明においては、相手
局から送信された、所定の周期間隔で既知の信号を含ん
だチャネルを多重化した拡散変調信号を受信し、所望の
信号成分の電力と雑音干渉信号成分の電力との比を推定
する信号対雑音干渉電力比推定装置であって、受信する
多重チャネルの内の複数チャネルについて、前記複数チ
ャネルの各チャネル毎に算出された前記所望の信号成分
の電力と、前記複数チャネルの各チャネル毎に算出され
た前記雑音干渉信号成分の電力に基づいて、前記複数チ
ャネルに関して平均化処理された、前記所望の信号成分
の電力と雑音干渉信号成分の電力との比を算出すること
により、前記所望の信号成分の電力と雑音干渉信号成分
の電力との比を推定するものである。複数チャネルに関
して平均化処理された、所望の信号成分の電力と雑音干
渉信号成分の電力との比を算出することにより、実質的
に算出する信号のシンボル数をチャネル数だけ倍増させ
ることができ、信号対雑音干渉電力比の推定値を、容易
に精度良好なものとすることができる。
めに、本発明の請求項１に記載の発明においては、相手
局から送信された、所定の周期間隔で既知の信号を含ん
だチャネルを多重化した拡散変調信号を受信し、所望の
信号成分の電力と雑音干渉信号成分の電力との比を推定
する信号対雑音干渉電力比推定装置であって、受信する
多重チャネルの内の複数チャネルについて、前記複数チ
ャネルの各チャネル毎に算出された前記所望の信号成分
の電力と、前記複数チャネルの各チャネル毎に算出され
た前記雑音干渉信号成分の電力に基づいて、前記複数チ
ャネルに関して平均化処理された、前記所望の信号成分
の電力と雑音干渉信号成分の電力との比を算出すること
により、前記所望の信号成分の電力と雑音干渉信号成分
の電力との比を推定するものである。複数チャネルに関
して平均化処理された、所望の信号成分の電力と雑音干
渉信号成分の電力との比を算出することにより、実質的
に算出する信号のシンボル数をチャネル数だけ倍増させ
ることができ、信号対雑音干渉電力比の推定値を、容易
に精度良好なものとすることができる。
【００１２】請求項２に記載の発明においては、前記請
求項１記載の信号対雑音干渉電力比推定装置において、
前記複数チャネルについて、それぞれ、前記複数チャネ
ルの各チャネルの逆拡散した信号または該逆拡散した信
号をフェージング補正した信号に基づいて、前記複数チ
ャネルの各チャネル毎に前記所望の信号成分の電力を算
出する、複数の信号電力算出回路と、前記複数の信号電
力算出回路の出力の平均値を算出する信号電力平均値算
出回路と、前記複数チャネルについて、それぞれ、前記
複数チャネルの各チャネルの逆拡散した信号をフェージ
ング補正した信号、および、前記信号電力平均値算出回
路の出力に基づいて、前記複数チャネルの各チャネル毎
に前記雑音干渉信号成分の電力を算出する、複数の雑音
干渉電力算出回路と、前記信号電力平均値算出回路の出
力、および、前記複数の雑音干渉電力算出回路の出力に
基づいて、前記複数チャネルに関して平均化処理され
た、前記所望の信号成分の電力と雑音干渉信号成分の電
力との比を算出する信号対雑音干渉電力比平均値算出回
路を備えるものである。複数チャネルに関して平均化処
理された、所望の信号成分の電力と雑音干渉信号成分の
電力との比を算出することにより、信号対雑音干渉電力
比の推定値を容易に精度良く算出することができる。
求項１記載の信号対雑音干渉電力比推定装置において、
前記複数チャネルについて、それぞれ、前記複数チャネ
ルの各チャネルの逆拡散した信号または該逆拡散した信
号をフェージング補正した信号に基づいて、前記複数チ
ャネルの各チャネル毎に前記所望の信号成分の電力を算
出する、複数の信号電力算出回路と、前記複数の信号電
力算出回路の出力の平均値を算出する信号電力平均値算
出回路と、前記複数チャネルについて、それぞれ、前記
複数チャネルの各チャネルの逆拡散した信号をフェージ
ング補正した信号、および、前記信号電力平均値算出回
路の出力に基づいて、前記複数チャネルの各チャネル毎
に前記雑音干渉信号成分の電力を算出する、複数の雑音
干渉電力算出回路と、前記信号電力平均値算出回路の出
力、および、前記複数の雑音干渉電力算出回路の出力に
基づいて、前記複数チャネルに関して平均化処理され
た、前記所望の信号成分の電力と雑音干渉信号成分の電
力との比を算出する信号対雑音干渉電力比平均値算出回
路を備えるものである。複数チャネルに関して平均化処
理された、所望の信号成分の電力と雑音干渉信号成分の
電力との比を算出することにより、信号対雑音干渉電力
比の推定値を容易に精度良く算出することができる。
【００１３】請求項３に記載の発明においては、前記請
求項１に記載の信号対雑音干渉電力比推定装置におい
て、前記複数チャネルについて、それぞれ、前記複数チ
ャネルの各チャネルの逆拡散した信号または該逆拡散し
た信号をフェージング補正した信号に基づいて、前記複
数チャネルの各チャネル毎に前記所望の信号成分の電力
を算出する、複数の信号電力算出回路と、前記複数チャ
ネルについて、それぞれ、前記複数チャネルの各チャネ
ルの逆拡散した信号をフェージング補正した信号、およ
び、前記複数の信号電力算出回路の出力に基づいて、前
記複数チャネルの各チャネル毎に前記雑音干渉信号成分
の電力を算出する、複数の雑音干渉電力算出回路と、前
記複数の雑音干渉電力算出回路の出力の平均値を算出す
る雑音干渉電力平均値算出回路と、前記複数の信号電力
算出回路、および、前記雑音干渉電力平均値算出回路の
出力に基づいて、前記複数チャネルに関して平均化処理
された、前記所望の信号成分の電力と雑音干渉信号成分
の電力との比を算出する信号対雑音干渉電力比平均値算
出回路を備えるものである。複数チャネルに関して平均
化処理された、所望の信号成分の電力と雑音干渉信号成
分の電力との比を算出することにより、信号対雑音干渉
電力比の推定値を容易に精度良く算出することができ
る。
求項１に記載の信号対雑音干渉電力比推定装置におい
て、前記複数チャネルについて、それぞれ、前記複数チ
ャネルの各チャネルの逆拡散した信号または該逆拡散し
た信号をフェージング補正した信号に基づいて、前記複
数チャネルの各チャネル毎に前記所望の信号成分の電力
を算出する、複数の信号電力算出回路と、前記複数チャ
ネルについて、それぞれ、前記複数チャネルの各チャネ
ルの逆拡散した信号をフェージング補正した信号、およ
び、前記複数の信号電力算出回路の出力に基づいて、前
記複数チャネルの各チャネル毎に前記雑音干渉信号成分
の電力を算出する、複数の雑音干渉電力算出回路と、前
記複数の雑音干渉電力算出回路の出力の平均値を算出す
る雑音干渉電力平均値算出回路と、前記複数の信号電力
算出回路、および、前記雑音干渉電力平均値算出回路の
出力に基づいて、前記複数チャネルに関して平均化処理
された、前記所望の信号成分の電力と雑音干渉信号成分
の電力との比を算出する信号対雑音干渉電力比平均値算
出回路を備えるものである。複数チャネルに関して平均
化処理された、所望の信号成分の電力と雑音干渉信号成
分の電力との比を算出することにより、信号対雑音干渉
電力比の推定値を容易に精度良く算出することができ
る。
【００１４】請求項４に記載の発明においては、前記請
求項１に記載の信号対雑音干渉電力比推定装置におい
て、前記複数チャネルについて、それぞれ、前記複数チ
ャネルの各チャネルの逆拡散した信号または該逆拡散し
た信号をフェージング補正した信号に基づいて、前記複
数チャネルの各チャネル毎に前記所望の信号成分の電力
を算出する、複数の信号電力算出回路と、前記複数の信
号電力算出回路の出力の平均値を算出する信号電力平均
値算出回路と、前記複数チャネルについて、それぞれ、
前記複数チャネルの各チャネルの逆拡散した信号をフェ
ージング補正した信号、および、前記信号電力平均値算
出回路の出力に基づいて、前記複数チャネルの各チャネ
ル毎に前記雑音干渉信号成分の電力を算出する、複数の
雑音干渉電力算出回路と、前記複数の雑音干渉電力算出
回路の出力の平均値を算出する雑音干渉電力平均値算出
回路と、前記信号電力平均値算出回路の出力、および、
前記雑音干渉電力平均値算出回路の出力に基づいて、前
記複数チャネルに関して平均化処理された、前記所望の
信号成分の電力と雑音干渉信号成分の電力との比を算出
する信号対雑音干渉電力比平均値算出回路を備えるもの
である。複数チャネルに関して平均化処理された、所望
の信号成分の電力と雑音干渉信号成分の電力との比を算
出することにより、信号対雑音干渉電力比の推定値を容
易に精度良く算出することができる。
求項１に記載の信号対雑音干渉電力比推定装置におい
て、前記複数チャネルについて、それぞれ、前記複数チ
ャネルの各チャネルの逆拡散した信号または該逆拡散し
た信号をフェージング補正した信号に基づいて、前記複
数チャネルの各チャネル毎に前記所望の信号成分の電力
を算出する、複数の信号電力算出回路と、前記複数の信
号電力算出回路の出力の平均値を算出する信号電力平均
値算出回路と、前記複数チャネルについて、それぞれ、
前記複数チャネルの各チャネルの逆拡散した信号をフェ
ージング補正した信号、および、前記信号電力平均値算
出回路の出力に基づいて、前記複数チャネルの各チャネ
ル毎に前記雑音干渉信号成分の電力を算出する、複数の
雑音干渉電力算出回路と、前記複数の雑音干渉電力算出
回路の出力の平均値を算出する雑音干渉電力平均値算出
回路と、前記信号電力平均値算出回路の出力、および、
前記雑音干渉電力平均値算出回路の出力に基づいて、前
記複数チャネルに関して平均化処理された、前記所望の
信号成分の電力と雑音干渉信号成分の電力との比を算出
する信号対雑音干渉電力比平均値算出回路を備えるもの
である。複数チャネルに関して平均化処理された、所望
の信号成分の電力と雑音干渉信号成分の電力との比を算
出することにより、信号対雑音干渉電力比の推定値を容
易に精度良く算出することができる。
【００１５】請求項５に記載の発明においては、前記請
求項１，２，３，４に記載の信号対雑音干渉電力比推定
装置において、前記複数チャネルの各チャネルの逆拡散
した信号に基づいて、前記複数チャネルの各チャネル毎
にフェ−ジング歪を算出し、前記複数チャネルに関して
平均化されたフェ−ジング歪を算出するフェージング歪
平均値算出回路を備え、前記複数チャネルの各チャネル
の逆拡散した信号をフェージング補正した信号を出力
し、信号対雑音干渉電力比を推定するものである。より
精度良好なフェージング補正が可能となり、複数チャネ
ルに関して平均化された所望の信号成分の電力と雑音干
渉信号成分の電力をより精度良く算出でき、信号対雑音
干渉電力比の推定値を、容易に精度良好なものとするこ
とができる。
求項１，２，３，４に記載の信号対雑音干渉電力比推定
装置において、前記複数チャネルの各チャネルの逆拡散
した信号に基づいて、前記複数チャネルの各チャネル毎
にフェ−ジング歪を算出し、前記複数チャネルに関して
平均化されたフェ−ジング歪を算出するフェージング歪
平均値算出回路を備え、前記複数チャネルの各チャネル
の逆拡散した信号をフェージング補正した信号を出力
し、信号対雑音干渉電力比を推定するものである。より
精度良好なフェージング補正が可能となり、複数チャネ
ルに関して平均化された所望の信号成分の電力と雑音干
渉信号成分の電力をより精度良く算出でき、信号対雑音
干渉電力比の推定値を、容易に精度良好なものとするこ
とができる。
【００１６】請求項６に記載の発明においては、前記請
求項１，２，３，４，５に記載の信号対雑音干渉電力比
推定装置において、前記複数チャネルの各チャネルの逆
拡散した信号をＲＡＫＥ合成回路によりフェージング補
正して合成した信号を出力し、信号対雑音干渉電力比を
推定するものである。複数の到来波がある場合にも、各
チャネルの逆拡散した信号をフェージング補正し複数の
到来波を合成した信号を得ることができ、所望の信号成
分の電力と雑音干渉信号成分の電力をより精度良く算出
でき、信号対雑音干渉電力比の推定値を容易に精度良好
なものとすることができる。
求項１，２，３，４，５に記載の信号対雑音干渉電力比
推定装置において、前記複数チャネルの各チャネルの逆
拡散した信号をＲＡＫＥ合成回路によりフェージング補
正して合成した信号を出力し、信号対雑音干渉電力比を
推定するものである。複数の到来波がある場合にも、各
チャネルの逆拡散した信号をフェージング補正し複数の
到来波を合成した信号を得ることができ、所望の信号成
分の電力と雑音干渉信号成分の電力をより精度良く算出
でき、信号対雑音干渉電力比の推定値を容易に精度良好
なものとすることができる。
【００１７】
【発明の実施の形態】以下、本発明の信号対雑音干渉電
力比推定装置の実施の形態を、図１〜図５を用いて説明
する。ここでは、相手局がスロット単位の一定周期で既
知の信号であるパイロット信号を複数チャネルに挿入
し、このような複数チャネルを多重化して伝送している
ものとする。各チャネルの送信信号のスロット構成およ
びパイロット信号は全く同じで、かつ、各チャネルは、
相互に同期しているものとする。
力比推定装置の実施の形態を、図１〜図５を用いて説明
する。ここでは、相手局がスロット単位の一定周期で既
知の信号であるパイロット信号を複数チャネルに挿入
し、このような複数チャネルを多重化して伝送している
ものとする。各チャネルの送信信号のスロット構成およ
びパイロット信号は全く同じで、かつ、各チャネルは、
相互に同期しているものとする。
【００１８】図１は、本発明の信号対雑音干渉電力比推
定装置の第１の実施の形態を示すブロック図である。こ
の実施の形態は、各受信チャネル１０３（１）〜１０３
（Ｎ）のフェ−ジング歪の平均値を算出するフェ−ジン
グ歪平均値算出回路１０９を備える。また、各受信チャ
ネル１０３（１）〜１０３（Ｎ）のスロット内信号電力
の平均値を算出するスロット内信号電力平均値算出回路
１１０と、各受信チャネル１０３（１）〜１０３（Ｎ）
のスロット内雑音干渉電力の平均値を算出するスロット
内雑音干渉電力平均値算出回路１１１の出力に基づい
て、チャネルに関して平均化処理された、信号対雑音干
渉電力比を算出するＳＮＩＲ平均値算出回路１１３を備
える。
定装置の第１の実施の形態を示すブロック図である。こ
の実施の形態は、各受信チャネル１０３（１）〜１０３
（Ｎ）のフェ−ジング歪の平均値を算出するフェ−ジン
グ歪平均値算出回路１０９を備える。また、各受信チャ
ネル１０３（１）〜１０３（Ｎ）のスロット内信号電力
の平均値を算出するスロット内信号電力平均値算出回路
１１０と、各受信チャネル１０３（１）〜１０３（Ｎ）
のスロット内雑音干渉電力の平均値を算出するスロット
内雑音干渉電力平均値算出回路１１１の出力に基づい
て、チャネルに関して平均化処理された、信号対雑音干
渉電力比を算出するＳＮＩＲ平均値算出回路１１３を備
える。
【００１９】図６に示した従来技術と同様に、相手局か
らの送信信号は送受信アンテナ１０１で受信され、高周
波回路１０２で拡散帯域のベ−スバンド信号に変換され
る。しかし、図６とは異なり、送信された多重チャネル
数Ｎに応じて設けられた受信チャネル１０３（１）〜１
０３（Ｎ）に入力される。各受信チャネル１０３（１）
〜（Ｎ）毎に、図６と同様な、逆拡散回路１０４、フェ
ージング歪算出回路１０８、ＲＡＫＥ合成回路１０５、
スロット内信号電力算出回路１０６、スロット内雑音干
渉電力算出回路１０７が設けられている。
らの送信信号は送受信アンテナ１０１で受信され、高周
波回路１０２で拡散帯域のベ−スバンド信号に変換され
る。しかし、図６とは異なり、送信された多重チャネル
数Ｎに応じて設けられた受信チャネル１０３（１）〜１
０３（Ｎ）に入力される。各受信チャネル１０３（１）
〜（Ｎ）毎に、図６と同様な、逆拡散回路１０４、フェ
ージング歪算出回路１０８、ＲＡＫＥ合成回路１０５、
スロット内信号電力算出回路１０６、スロット内雑音干
渉電力算出回路１０７が設けられている。
【００２０】逆拡散回路１０４では、多重伝送された各
チャネルに割り当てられた拡散符号の信号を乗算して拡
散復調し、デ−タ変調された信号を出力する。一定周期
のスロット単位で挿入されている既知の信号であるパイ
ロット信号を用い、フェ−ジング歪算出回路１０８で
は、各受信チャネル１０３（１）〜１０３（Ｎ）のフェ
−ジング歪を算出する。フェ−ジング歪平均値算出回路
１０９は、例えば、各チャネル１０３（１）〜１０３
（Ｎ）のフェ−ジング歪を加算して多重チャネル数Ｎで
割ることにより、チャネルに関しての平均値を算出す
る。各受信チャネル１０３（１）〜１０３（Ｎ）のＲＡ
ＫＥ合成回路１０５は、各受信チャネル１０３（１）〜
１０３（Ｎ）の拡散復調した信号について、フェ−ジン
グ歪の平均値を使用して合成処理する。
チャネルに割り当てられた拡散符号の信号を乗算して拡
散復調し、デ−タ変調された信号を出力する。一定周期
のスロット単位で挿入されている既知の信号であるパイ
ロット信号を用い、フェ−ジング歪算出回路１０８で
は、各受信チャネル１０３（１）〜１０３（Ｎ）のフェ
−ジング歪を算出する。フェ−ジング歪平均値算出回路
１０９は、例えば、各チャネル１０３（１）〜１０３
（Ｎ）のフェ−ジング歪を加算して多重チャネル数Ｎで
割ることにより、チャネルに関しての平均値を算出す
る。各受信チャネル１０３（１）〜１０３（Ｎ）のＲＡ
ＫＥ合成回路１０５は、各受信チャネル１０３（１）〜
１０３（Ｎ）の拡散復調した信号について、フェ−ジン
グ歪の平均値を使用して合成処理する。
【００２１】１ユーザの多重チャネルは、同じマルチパ
ス伝搬路を通る。したがって、多重チャネルであって
も、従来技術と同様に、１受信チャネルについてのみフ
ェ−ジング歪を算出すれば、フェージング補正できるは
ずである。しかし、従来技術の問題点として説明したよ
うに、フェ−ジング歪を算出できるのは、パイロット信
号などの既知の信号が伝送される区間に限られているの
で、統計的に精度の良い推定が困難である。
ス伝搬路を通る。したがって、多重チャネルであって
も、従来技術と同様に、１受信チャネルについてのみフ
ェ−ジング歪を算出すれば、フェージング補正できるは
ずである。しかし、従来技術の問題点として説明したよ
うに、フェ−ジング歪を算出できるのは、パイロット信
号などの既知の信号が伝送される区間に限られているの
で、統計的に精度の良い推定が困難である。
【００２２】そこで、フェージング歪を各受信チャネル
１０３（１）〜１０３（Ｎ）のフェージング歪算出回路
１０８において算出し、フェージング歪平均値算出回路
１０９で多重チャネルについて平均値をとれば、推定標
本数がチャネル数だけ倍増されたことになるため、フェ
ージング歪の平均値はより精度良好な推定値となり、Ｒ
ＡＫＥ合成回路１０５において、より精度の良いフェー
ジング補正および合成が可能となる。
１０３（１）〜１０３（Ｎ）のフェージング歪算出回路
１０８において算出し、フェージング歪平均値算出回路
１０９で多重チャネルについて平均値をとれば、推定標
本数がチャネル数だけ倍増されたことになるため、フェ
ージング歪の平均値はより精度良好な推定値となり、Ｒ
ＡＫＥ合成回路１０５において、より精度の良いフェー
ジング補正および合成が可能となる。
【００２３】各受信チャネル１０３（１）〜１０３
（Ｎ）のスロット内信号電力算出回路１０６は、ＲＡＫ
Ｅ合成回路１０５から出力されるＲＡＫＥ合成信号によ
り各受信チャネル１０３（１）〜１０３（Ｎ）のスロッ
ト内信号電力を推定し、例えば、各受信チャネル１０３
（１）〜１０３（Ｎ）のその推定値を加算して多重チャ
ネル数Ｎで割った平均値を、スロット内信号電力平均値
算出回路１１０で算出する。各受信チャネル１０３
（１）〜１０３（Ｎ）のスロット内雑音干渉電力算出回
路１０７において、上述したＲＡＫＥ合成信号とスロッ
ト内信号電力平均値とから、スロット内の信号の分散を
算出することでスロット内雑音干渉電力を推定する。各
受信チャネル１０３（１）〜１０３（Ｎ）のスロット内
雑音干渉電力の推定値を加算して多重チャネル数Ｎで割
ったチャネル平均値を、スロット内雑音干渉電力平均値
算出回路１１１で算出する。
（Ｎ）のスロット内信号電力算出回路１０６は、ＲＡＫ
Ｅ合成回路１０５から出力されるＲＡＫＥ合成信号によ
り各受信チャネル１０３（１）〜１０３（Ｎ）のスロッ
ト内信号電力を推定し、例えば、各受信チャネル１０３
（１）〜１０３（Ｎ）のその推定値を加算して多重チャ
ネル数Ｎで割った平均値を、スロット内信号電力平均値
算出回路１１０で算出する。各受信チャネル１０３
（１）〜１０３（Ｎ）のスロット内雑音干渉電力算出回
路１０７において、上述したＲＡＫＥ合成信号とスロッ
ト内信号電力平均値とから、スロット内の信号の分散を
算出することでスロット内雑音干渉電力を推定する。各
受信チャネル１０３（１）〜１０３（Ｎ）のスロット内
雑音干渉電力の推定値を加算して多重チャネル数Ｎで割
ったチャネル平均値を、スロット内雑音干渉電力平均値
算出回路１１１で算出する。
【００２４】このスロット内雑音干渉電力平均値は、更
に、スロット間平均雑音干渉電力算出回路１１２におい
て、複数スロットに係る長時間の平均的な雑音干渉電力
平均値を算出する。ＳＮＩＲ平均値算出回路１１３は、
このようにして算出したスロット内信号電力平均値とス
ロット間平均雑音干渉電力平均値の比をとることによ
り、チャネルに関して平均化処理された、信号対雑音干
渉電力比を算出し、この値により信号対雑音干渉電力比
を推定する。
に、スロット間平均雑音干渉電力算出回路１１２におい
て、複数スロットに係る長時間の平均的な雑音干渉電力
平均値を算出する。ＳＮＩＲ平均値算出回路１１３は、
このようにして算出したスロット内信号電力平均値とス
ロット間平均雑音干渉電力平均値の比をとることによ
り、チャネルに関して平均化処理された、信号対雑音干
渉電力比を算出し、この値により信号対雑音干渉電力比
を推定する。
【００２５】既に説明したように、１ユーザの多重チャ
ネルは同じマルチパス伝搬路を通る。したがって、多重
チャネルであっても、１チャネルについてのみ、信号対
雑音干渉電力比を推定するだけで、受信信号全体の信号
対雑音干渉電力比を推定することが可能である。しか
し、フェージング歪と同様に、スロット内雑音干渉電力
を算出できる区間が、パイロット信号などの既知の信号
が伝送される区間に限られるため、精度の良い信号対雑
音干渉電力比を推定することは困難である。
ネルは同じマルチパス伝搬路を通る。したがって、多重
チャネルであっても、１チャネルについてのみ、信号対
雑音干渉電力比を推定するだけで、受信信号全体の信号
対雑音干渉電力比を推定することが可能である。しか
し、フェージング歪と同様に、スロット内雑音干渉電力
を算出できる区間が、パイロット信号などの既知の信号
が伝送される区間に限られるため、精度の良い信号対雑
音干渉電力比を推定することは困難である。
【００２６】そこで、雑音干渉信号成分の電力につい
て、各受信チャネル１０３（１）〜１０３（Ｎ）に関し
て個別に算出すれば、算出対象とするシンボル数がチャ
ネル数だけ実質的に倍増されたことになる。その結果、
各受信チャネル１０３（１）〜１０３（Ｎ）の雑音干渉
信号成分の電力の算出値について平均化処理を行えば、
雑音干渉信号成分の電力の統計的分布に近づいた精度の
良い値が算出され、信号対雑音干渉電力比についても多
重チャネルに関して平均化処理されて、精度の良い推定
ができる。
て、各受信チャネル１０３（１）〜１０３（Ｎ）に関し
て個別に算出すれば、算出対象とするシンボル数がチャ
ネル数だけ実質的に倍増されたことになる。その結果、
各受信チャネル１０３（１）〜１０３（Ｎ）の雑音干渉
信号成分の電力の算出値について平均化処理を行えば、
雑音干渉信号成分の電力の統計的分布に近づいた精度の
良い値が算出され、信号対雑音干渉電力比についても多
重チャネルに関して平均化処理されて、精度の良い推定
ができる。
【００２７】一方、所望の信号成分の電力は、パイロッ
ト信号などの既知のデータシンボル区間に限らずに算出
することができる。しかし、スロット内信号電力算出回
路１０６で、各受信チャネル１０３（１）〜１０３
（Ｎ）毎に所望の信号成分の電力を算出することによ
り、算出対象とするシンボル数がチャネル数だけ実質的
に倍増する。したがって、スロット内信号電力平均値算
出回路１１０において、所望の信号成分の電力に対し平
均化処理を行えば、所望の信号成分の電力の推定精度を
高めることができるとともに、信号対雑音干渉電力比も
多重チャネルに関して平均化処理されて、精度の良い推
定ができる。
ト信号などの既知のデータシンボル区間に限らずに算出
することができる。しかし、スロット内信号電力算出回
路１０６で、各受信チャネル１０３（１）〜１０３
（Ｎ）毎に所望の信号成分の電力を算出することによ
り、算出対象とするシンボル数がチャネル数だけ実質的
に倍増する。したがって、スロット内信号電力平均値算
出回路１１０において、所望の信号成分の電力に対し平
均化処理を行えば、所望の信号成分の電力の推定精度を
高めることができるとともに、信号対雑音干渉電力比も
多重チャネルに関して平均化処理されて、精度の良い推
定ができる。
【００２８】１ユ−ザの多重伝送する多重チャネル数Ｎ
が変更されても、また、その各多重チャネルについて拡
散変調やデ−タ変調の変調多値数が個別に変更された場
合についても、各々の受信チャネル１０３（１）〜１０
３（Ｎ）の、スロット内信号電力およびスロット内雑音
干渉電力を、それぞれの平均値算出回路で算出した平均
値を用いて信号対雑音干渉電力比を算出することで、多
重チャネル伝送に適応し、容易に精度良く信号対雑音干
渉電力比を推定することが可能である。
が変更されても、また、その各多重チャネルについて拡
散変調やデ−タ変調の変調多値数が個別に変更された場
合についても、各々の受信チャネル１０３（１）〜１０
３（Ｎ）の、スロット内信号電力およびスロット内雑音
干渉電力を、それぞれの平均値算出回路で算出した平均
値を用いて信号対雑音干渉電力比を算出することで、多
重チャネル伝送に適応し、容易に精度良く信号対雑音干
渉電力比を推定することが可能である。
【００２９】上述した説明では、多重チャネル数Ｎの全
ての受信チャネルについて、平均化処理を行っている場
合について示した。しかし、多重チャネルの全てのチャ
ネルに関して平均化する必要はなく、２以上の複数チャ
ネルに関して平均化することにより、１チャネル単独で
算出する場合よりも精度が良くなる。なお、図示の例で
は、スロット間平均雑音干渉電力算出回路１１２を設け
ているが、雑音干渉電力の実質的な算出対象となるシン
ボル数が十分であれば、スロット内雑音干渉電力平均値
算出回路１１１の出力を、そのまま、ＳＮＩＲ平均値算
出回路１１３に出力してもよい。
ての受信チャネルについて、平均化処理を行っている場
合について示した。しかし、多重チャネルの全てのチャ
ネルに関して平均化する必要はなく、２以上の複数チャ
ネルに関して平均化することにより、１チャネル単独で
算出する場合よりも精度が良くなる。なお、図示の例で
は、スロット間平均雑音干渉電力算出回路１１２を設け
ているが、雑音干渉電力の実質的な算出対象となるシン
ボル数が十分であれば、スロット内雑音干渉電力平均値
算出回路１１１の出力を、そのまま、ＳＮＩＲ平均値算
出回路１１３に出力してもよい。
【００３０】図２は、本発明の信号対雑音干渉電力比推
定装置の第２の実施の形態を示すブロック図である。こ
の実施の形態は、各受信チャネル２０３（１）〜２０３
（Ｎ）の信号対雑音干渉電力比を算出するＳＮＩＲ算出
回路２１４の出力に基づいて、信号対雑音干渉電力比を
算出するＳＮＩＲ平均値算出回路２１３を備えたもので
ある。
定装置の第２の実施の形態を示すブロック図である。こ
の実施の形態は、各受信チャネル２０３（１）〜２０３
（Ｎ）の信号対雑音干渉電力比を算出するＳＮＩＲ算出
回路２１４の出力に基づいて、信号対雑音干渉電力比を
算出するＳＮＩＲ平均値算出回路２１３を備えたもので
ある。
【００３１】相手局からの送信信号は送受信アンテナ２
０１で受信され、高周波回路２０２で拡散帯域のベ−ス
バンド信号に変換され、受信チャネル２０３（１）〜２
０３（Ｎ）に入力される。各受信チャネル２０３（１）
〜２０３（Ｎ）毎に、逆拡散回路２０４、フェージング
歪算出回路２０８、ＲＡＫＥ合成回路２０５、スロット
内信号電力算出回路２０６、スロット内雑音干渉電力算
出回路２０７が設けられるとともに、スロット間平均雑
音干渉電力算出回路２１２、ＳＮＩＲ算出回路２１４が
設けられている。ここで、各受信チャネル２０３（１）
〜２０３（Ｎ）毎に、スロット内雑音干渉電力算出回路
２０７とスロット内信号電力算出回路２０６を設けてい
るので、スロット内雑音干渉電力、スロット内信号電
力、それぞれの算出対象となるシンボル数がチャネル数
だけ実質的に倍増している。
０１で受信され、高周波回路２０２で拡散帯域のベ−ス
バンド信号に変換され、受信チャネル２０３（１）〜２
０３（Ｎ）に入力される。各受信チャネル２０３（１）
〜２０３（Ｎ）毎に、逆拡散回路２０４、フェージング
歪算出回路２０８、ＲＡＫＥ合成回路２０５、スロット
内信号電力算出回路２０６、スロット内雑音干渉電力算
出回路２０７が設けられるとともに、スロット間平均雑
音干渉電力算出回路２１２、ＳＮＩＲ算出回路２１４が
設けられている。ここで、各受信チャネル２０３（１）
〜２０３（Ｎ）毎に、スロット内雑音干渉電力算出回路
２０７とスロット内信号電力算出回路２０６を設けてい
るので、スロット内雑音干渉電力、スロット内信号電
力、それぞれの算出対象となるシンボル数がチャネル数
だけ実質的に倍増している。
【００３２】ＳＮＩＲ算出回路２１４は、受信チャネル
２０３（１）〜２０３（Ｎ）毎に信号対雑音干渉電力比
を算出する。これらを、ＳＮＩＲ平均値算出回路２１３
で加算し、多重チャネル数Ｎで割ることにより、チャネ
ルに関して平均化処理された信号対雑音干渉電力比を算
出する。ＳＮＩＲ平均値算出回路２１３は、実質的に、
従来よりも多くのシンボル数に対して、信号対雑音干渉
電力比を算出していることになるので、精度良く推定す
ることができる。
２０３（１）〜２０３（Ｎ）毎に信号対雑音干渉電力比
を算出する。これらを、ＳＮＩＲ平均値算出回路２１３
で加算し、多重チャネル数Ｎで割ることにより、チャネ
ルに関して平均化処理された信号対雑音干渉電力比を算
出する。ＳＮＩＲ平均値算出回路２１３は、実質的に、
従来よりも多くのシンボル数に対して、信号対雑音干渉
電力比を算出していることになるので、精度良く推定す
ることができる。
【００３３】図３は、本発明の信号対雑音干渉電力比推
定装置の第３の実施の形態を示すブロック図である。こ
の実施の形態は、図２を参照して説明した第２の実施の
形態の構成に、図１のフェ−ジング歪平均値算出回路１
０９と同様のフェ−ジング歪平均値算出回路３０９を付
加したものである。相手局からの送信信号は送受信アン
テナ３０１で受信され、高周波回路３０２で拡散帯域の
ベ−スバンド信号に変換され、第１〜第Ｎの受信チャネ
ル３０３（１）〜３０３（Ｎ）に入力される。各受信チ
ャネル３０３（１）〜３０３（Ｎ）毎に、逆拡散回路３
０４、フェージング歪算出回路３０８、ＲＡＫＥ合成回
路３０５、スロット内信号電力算出回路３０６、スロッ
ト内雑音干渉電力算出回路３０７、スロット間平均雑音
干渉電力算出回路３１２、ＳＮＩＲ算出回路３１４が設
けられている。
定装置の第３の実施の形態を示すブロック図である。こ
の実施の形態は、図２を参照して説明した第２の実施の
形態の構成に、図１のフェ−ジング歪平均値算出回路１
０９と同様のフェ−ジング歪平均値算出回路３０９を付
加したものである。相手局からの送信信号は送受信アン
テナ３０１で受信され、高周波回路３０２で拡散帯域の
ベ−スバンド信号に変換され、第１〜第Ｎの受信チャネ
ル３０３（１）〜３０３（Ｎ）に入力される。各受信チ
ャネル３０３（１）〜３０３（Ｎ）毎に、逆拡散回路３
０４、フェージング歪算出回路３０８、ＲＡＫＥ合成回
路３０５、スロット内信号電力算出回路３０６、スロッ
ト内雑音干渉電力算出回路３０７、スロット間平均雑音
干渉電力算出回路３１２、ＳＮＩＲ算出回路３１４が設
けられている。
【００３４】各受信チャネル３０３（１）〜３０３
（Ｎ）のフェ−ジング歪について、そのチャネル平均値
を、フェ−ジング歪平均値算出回路３０９で算出し、Ｒ
ＡＫＥ合成回路３０５に出力する。拡散復調信号のＲＡ
ＫＥ合成以後は、各受信チャネル３０３（１）〜３０３
（Ｎ）毎に信号対雑音干渉電力比を算出し、チャネルに
関しての平均値をＳＮＩＲ平均値算出回路３１３で算出
し、信号対雑音干渉電力比を推定する。したがって、良
好なフェージング補正と合成が可能となり、信号対雑音
干渉電力比を精度良く推定することができる。
（Ｎ）のフェ−ジング歪について、そのチャネル平均値
を、フェ−ジング歪平均値算出回路３０９で算出し、Ｒ
ＡＫＥ合成回路３０５に出力する。拡散復調信号のＲＡ
ＫＥ合成以後は、各受信チャネル３０３（１）〜３０３
（Ｎ）毎に信号対雑音干渉電力比を算出し、チャネルに
関しての平均値をＳＮＩＲ平均値算出回路３１３で算出
し、信号対雑音干渉電力比を推定する。したがって、良
好なフェージング補正と合成が可能となり、信号対雑音
干渉電力比を精度良く推定することができる。
【００３５】図４は、本発明の信号対雑音干渉電力比推
定装置の第４の実施の形態を示すブロック図である。こ
の実施の形態は、図２を参照して説明した第２の実施の
形態の構成に、図１のスロット内信号電力平均値算出回
路１１０と同様のスロット内信号電力平均値算出回路４
１０を設けたものである。
定装置の第４の実施の形態を示すブロック図である。こ
の実施の形態は、図２を参照して説明した第２の実施の
形態の構成に、図１のスロット内信号電力平均値算出回
路１１０と同様のスロット内信号電力平均値算出回路４
１０を設けたものである。
【００３６】相手局からの送信信号は送受信アンテナ４
０１で受信され、高周波回路４０２で拡散帯域のベ−ス
バンド信号に変換され、受信チャネル４０３（１）〜４
０３（Ｎ）に入力される。各受信チャネル４０３（１）
〜４０３（Ｎ）毎に、逆拡散回路４０４、フェージング
歪算出回路４０８、ＲＡＫＥ合成回路４０５、スロット
内信号電力算出回路４０６、スロット内雑音干渉電力算
出回路４０７、スロット間平均雑音干渉電力算出回路４
１２、ＳＮＩＲ算出回路４１４が設けられている。
０１で受信され、高周波回路４０２で拡散帯域のベ−ス
バンド信号に変換され、受信チャネル４０３（１）〜４
０３（Ｎ）に入力される。各受信チャネル４０３（１）
〜４０３（Ｎ）毎に、逆拡散回路４０４、フェージング
歪算出回路４０８、ＲＡＫＥ合成回路４０５、スロット
内信号電力算出回路４０６、スロット内雑音干渉電力算
出回路４０７、スロット間平均雑音干渉電力算出回路４
１２、ＳＮＩＲ算出回路４１４が設けられている。
【００３７】各受信チャネル４０３（１）〜４０３
（Ｎ）のスロット内信号電力算出回路４０６で、ＲＡＫ
Ｅ合成回路４０５から出力される合成信号から各受信チ
ャネル４０３（１）〜４０３（Ｎ）のスロット内信号電
力を推定し、チャネルに関しての平均値をスロット内信
号電力平均値算出回路４１０で算出する。これ以後は各
受信チャネル４０３（１）〜４０３（Ｎ）毎に信号対雑
音干渉電力比を算出し、チャネルに関しての信号対雑音
干渉電力比の平均値をＳＮＩＲ平均値算出回路４１３で
算出し、これにより、チャネルに関して平均化処理され
た、信号対雑音干渉電力比を算出して、信号対雑音干渉
電力比を推定する。スロット内信号電力平均値算出回路
４１０において、各受信チャネル４０３（１）〜４０３
（Ｎ）のスロット内信号電力を平均化しているため、図
２を参照して説明した第２の実施の形態よりも、精度良
好な信号対雑音干渉電力比を算出することができる。
（Ｎ）のスロット内信号電力算出回路４０６で、ＲＡＫ
Ｅ合成回路４０５から出力される合成信号から各受信チ
ャネル４０３（１）〜４０３（Ｎ）のスロット内信号電
力を推定し、チャネルに関しての平均値をスロット内信
号電力平均値算出回路４１０で算出する。これ以後は各
受信チャネル４０３（１）〜４０３（Ｎ）毎に信号対雑
音干渉電力比を算出し、チャネルに関しての信号対雑音
干渉電力比の平均値をＳＮＩＲ平均値算出回路４１３で
算出し、これにより、チャネルに関して平均化処理され
た、信号対雑音干渉電力比を算出して、信号対雑音干渉
電力比を推定する。スロット内信号電力平均値算出回路
４１０において、各受信チャネル４０３（１）〜４０３
（Ｎ）のスロット内信号電力を平均化しているため、図
２を参照して説明した第２の実施の形態よりも、精度良
好な信号対雑音干渉電力比を算出することができる。
【００３８】図５は、本発明の信号対雑音干渉電力比推
定装置の第５の実施の形態を示すブロック図である。こ
の実施の形態は、図２を参照して説明した第２の実施の
形態の構成に、図１のスロット内雑音干渉電力平均値算
出回路１１１と同様のスロット内雑音干渉電力平均値算
出回路５１１を備えたものである。
定装置の第５の実施の形態を示すブロック図である。こ
の実施の形態は、図２を参照して説明した第２の実施の
形態の構成に、図１のスロット内雑音干渉電力平均値算
出回路１１１と同様のスロット内雑音干渉電力平均値算
出回路５１１を備えたものである。
【００３９】相手局からの送信信号は送受信アンテナ５
０１で受信され、高周波回路５０２で拡散帯域のベ−ス
バンド信号に変換され、受信チャネル５０３（１）〜５
０３（Ｎ）に入力される。受信チャネル５０３（１）〜
５０３（Ｎ）毎に、逆拡散回路５０４、フェージング歪
算出回路５０８、ＲＡＫＥ合成回路５０５、スロット内
信号電力算出回路５０６、スロット内雑音干渉電力算出
回路５０７、ＳＮＩＲ算出回路５１４が設けられてい
る。
０１で受信され、高周波回路５０２で拡散帯域のベ−ス
バンド信号に変換され、受信チャネル５０３（１）〜５
０３（Ｎ）に入力される。受信チャネル５０３（１）〜
５０３（Ｎ）毎に、逆拡散回路５０４、フェージング歪
算出回路５０８、ＲＡＫＥ合成回路５０５、スロット内
信号電力算出回路５０６、スロット内雑音干渉電力算出
回路５０７、ＳＮＩＲ算出回路５１４が設けられてい
る。
【００４０】各受信チャネル５０３（１）〜５０３
（Ｎ）のスロット内信号電力算出回路５０６で、スロッ
ト内雑音干渉電力を算出し、チャネルに関しての平均値
をスロット内雑音干渉電力平均値算出回路５１１で算出
し、これを、スロット間平均雑音干渉電力算出回路５１
２において複数スロットに係る長時間の平均的な雑音干
渉電力を算出する。これ以後は各受信チャネル５０３
（１）〜５０３（Ｎ）毎に信号対雑音干渉電力比を算出
し、チャネルに関しての平均値をＳＮＩＲ平均値算出回
路５１３で算出し信号対雑音干渉電力比を推定する。ス
ロット内雑音干渉電力平均値算出回路５１１において、
各受信チャネル５０３（１）〜５０３（Ｎ）のスロット
内雑音干渉電力を平均化しているため、図２を参照して
説明した第２の実施の形態よりも、精度良好な信号対雑
音干渉電力比を算出することができる。
（Ｎ）のスロット内信号電力算出回路５０６で、スロッ
ト内雑音干渉電力を算出し、チャネルに関しての平均値
をスロット内雑音干渉電力平均値算出回路５１１で算出
し、これを、スロット間平均雑音干渉電力算出回路５１
２において複数スロットに係る長時間の平均的な雑音干
渉電力を算出する。これ以後は各受信チャネル５０３
（１）〜５０３（Ｎ）毎に信号対雑音干渉電力比を算出
し、チャネルに関しての平均値をＳＮＩＲ平均値算出回
路５１３で算出し信号対雑音干渉電力比を推定する。ス
ロット内雑音干渉電力平均値算出回路５１１において、
各受信チャネル５０３（１）〜５０３（Ｎ）のスロット
内雑音干渉電力を平均化しているため、図２を参照して
説明した第２の実施の形態よりも、精度良好な信号対雑
音干渉電力比を算出することができる。
【００４１】ところで、図３〜図５で示した第３ないし
第５の実施の形態は、図２に示したＳＮＩＲ平均値算出
回路２１３を備えた第１の実施の形態に、フェ−ジング
歪平均値算出回路３０９、スロット内信号電力平均値算
出回路４１０、スロット内雑音干渉電力平均値算出回路
５１１を、それぞれ個別に付加した構成である。また、
これら３回路を全て付加した構成が、図１に示した第１
の実施の形態である。図示を省略するが、これら３回路
について任意の２回路を図２に示した構成に付加した構
成も、本発明の他の実施の形態である。上述した図２〜
図５に示した第２〜第５の実施の形態のブロック構成例
を含め、図１に示した第１の実施の形態の構成から、平
均値算出のための回路ブロックを、幾つか削除したもの
は、回路量を減少させた構成で実現できる利点がある。
ただし、平均値算出処理のための回路ブロック数を減少
させているので、図１に示した第１の実施の形態に比
べ、信号対雑音干渉電力比の推定精度に多少の劣化を伴
う。
第５の実施の形態は、図２に示したＳＮＩＲ平均値算出
回路２１３を備えた第１の実施の形態に、フェ−ジング
歪平均値算出回路３０９、スロット内信号電力平均値算
出回路４１０、スロット内雑音干渉電力平均値算出回路
５１１を、それぞれ個別に付加した構成である。また、
これら３回路を全て付加した構成が、図１に示した第１
の実施の形態である。図示を省略するが、これら３回路
について任意の２回路を図２に示した構成に付加した構
成も、本発明の他の実施の形態である。上述した図２〜
図５に示した第２〜第５の実施の形態のブロック構成例
を含め、図１に示した第１の実施の形態の構成から、平
均値算出のための回路ブロックを、幾つか削除したもの
は、回路量を減少させた構成で実現できる利点がある。
ただし、平均値算出処理のための回路ブロック数を減少
させているので、図１に示した第１の実施の形態に比
べ、信号対雑音干渉電力比の推定精度に多少の劣化を伴
う。
【００４２】上述した説明では、いずれの実施の形態に
おいても、ＲＡＫＥ合成回路を用いて、複数の到来波の
逆拡散信号を合成していた。しかし、ＲＡＫＥ合成によ
る複数到来波の信号合成を行なわず、到来波の１波につ
いて信号対雑音干渉電力比を推定することも可能であ
る。この場合は、ＲＡＫＥ合成回路を、フェージング歪
算出回路の出力を用いてフェージング位相のみの補正を
行う、フェージング位相補正回路に置き換え、位相補正
した信号を出力する。ここで、フェージング歪はレベル
変動と位相変動を合わせたものであるが、フェージング
補正は、位相のみ、あるいはレベル変動のみの補正を行
う場合もある。
おいても、ＲＡＫＥ合成回路を用いて、複数の到来波の
逆拡散信号を合成していた。しかし、ＲＡＫＥ合成によ
る複数到来波の信号合成を行なわず、到来波の１波につ
いて信号対雑音干渉電力比を推定することも可能であ
る。この場合は、ＲＡＫＥ合成回路を、フェージング歪
算出回路の出力を用いてフェージング位相のみの補正を
行う、フェージング位相補正回路に置き換え、位相補正
した信号を出力する。ここで、フェージング歪はレベル
変動と位相変動を合わせたものであるが、フェージング
補正は、位相のみ、あるいはレベル変動のみの補正を行
う場合もある。
【００４３】一方、所望の信号成分の電力は、フェージ
ングの包絡線変動による電力変動を算出すれば良いの
で、上述のフェージング位相補正した信号から、あるい
は、フェージング位相補正の行われていない逆拡散信号
から、所望の信号成分の電力をスロット内信号電力の算
出回路で算出し、雑音干渉成分をスロット内雑音干渉電
力算出回路で算出する。
ングの包絡線変動による電力変動を算出すれば良いの
で、上述のフェージング位相補正した信号から、あるい
は、フェージング位相補正の行われていない逆拡散信号
から、所望の信号成分の電力をスロット内信号電力の算
出回路で算出し、雑音干渉成分をスロット内雑音干渉電
力算出回路で算出する。
【００４４】
【発明の効果】以上説明したように、本発明の信号対雑
音干渉電力比推定装置によれば、容易に精度良好な信号
対雑音干渉電力比を推定することができるという効果が
ある。特に、１ユ−ザが複数チャネルを多重化し、更
に、これらのチャネル多重数を変更するようなマルチメ
ディア通信のシステムにおいて、トラヒックの増減によ
るユ−ザ間干渉の変動などに対応した信号対雑音干渉電
力比を、容易に、より精度良く推定することができる。
したがって、送信電力制御や、チャネル多重数、およ
び、多重チャネル毎の変調多値数の変更を、最適に行う
ことができ、伝送デ−タの誤り率を劣化させること無
く、より効率の良い伝送が可能となる。
音干渉電力比推定装置によれば、容易に精度良好な信号
対雑音干渉電力比を推定することができるという効果が
ある。特に、１ユ−ザが複数チャネルを多重化し、更
に、これらのチャネル多重数を変更するようなマルチメ
ディア通信のシステムにおいて、トラヒックの増減によ
るユ−ザ間干渉の変動などに対応した信号対雑音干渉電
力比を、容易に、より精度良く推定することができる。
したがって、送信電力制御や、チャネル多重数、およ
び、多重チャネル毎の変調多値数の変更を、最適に行う
ことができ、伝送デ−タの誤り率を劣化させること無
く、より効率の良い伝送が可能となる。
【図１】本発明の信号対雑音干渉電力比推定装置の第１
の実施の形態を示すブロック図である。
の実施の形態を示すブロック図である。
【図２】本発明の信号対雑音干渉電力比推定装置の第２
の実施の形態を示すブロック図である。
の実施の形態を示すブロック図である。
【図３】本発明の信号対雑音干渉電力比推定装置の第３
の実施の形態を示すブロック図である。
の実施の形態を示すブロック図である。
【図４】本発明の信号対雑音干渉電力比推定装置の第４
の実施の形態を示すブロック図である。
の実施の形態を示すブロック図である。
【図５】本発明の信号対雑音干渉電力比推定装置の第５
の実施の形態を示すブロック図である。
の実施の形態を示すブロック図である。
【図６】従来の信号対雑音干渉電力比推定装置を示すブ
ロック図である。
ロック図である。
101、201、301、401、501、601 送受信アンテナ 102、202、302、402、502、602 高周波回路 103、203、303、403、503、603 受信チャネル 104、204、304、404、504、604 逆拡散回路 105、205、305、405、505、605 ＲＡＫＥ合成回路 106、206、306、406、506、606 スロット内信号電力算
出回路 107、207、307、407、507、607 スロット内雑音干渉電
力算出回路 108、208、308、408、508、608 フェ−ジング歪算出回
路 109、309 フェ−ジング歪平均値算出回路 110、410 スロット内信号電力平均値算出回路 111、511 スロット内雑音干渉電力平均値算出回路 112、212、312、412、512、612 スロット間平均雑音干
渉電力算出回路 113、213、313、413、513 ＳＮＩＲ平均値算出回路 214、314、414、514、614 ＳＮＩＲ算出回路
出回路 107、207、307、407、507、607 スロット内雑音干渉電
力算出回路 108、208、308、408、508、608 フェ−ジング歪算出回
路 109、309 フェ−ジング歪平均値算出回路 110、410 スロット内信号電力平均値算出回路 111、511 スロット内雑音干渉電力平均値算出回路 112、212、312、412、512、612 スロット間平均雑音干
渉電力算出回路 113、213、313、413、513 ＳＮＩＲ平均値算出回路 214、314、414、514、614 ＳＮＩＲ算出回路
フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H04J 13/04 H04B 7/26
Claims (6)
- 【請求項１】 相手局から送信された、所定の周期間隔
で既知の信号を含んだチャネルを多重化した拡散変調信
号を受信し、所望の信号成分の電力と雑音干渉信号成分
の電力との比を推定する信号対雑音干渉電力比推定装置
であって、 受信する多重チャネルの内の複数チャネルについて、前
記複数チャネルの各チャネル毎に算出された前記所望の
信号成分の電力と、前記複数チャネルの各チャネル毎に
算出された前記雑音干渉信号成分の電力に基づいて、前
記複数チャネルに関して平均化処理された、前記所望の
信号成分の電力と雑音干渉信号成分の電力との比を算出
することにより、前記所望の信号成分の電力と雑音干渉
信号成分の電力との比を推定することを特徴とする信号
対雑音干渉電力比推定装置。 - 【請求項２】 前記複数チャネルについて、それぞれ、
前記複数チャネルの各チャネルの逆拡散した信号または
該逆拡散した信号をフェージング補正した信号に基づい
て、前記複数チャネルの各チャネル毎に前記所望の信号
成分の電力を算出する、複数の信号電力算出回路と、 前記複数の信号電力算出回路の出力の平均値を算出する
信号電力平均値算出回路と、 前記複数チャネルについて、それぞれ、前記複数チャネ
ルの各チャネルの逆拡散した信号をフェージング補正し
た信号、および、前記信号電力平均値算出回路の出力に
基づいて、前記複数チャネルの各チャネル毎に前記雑音
干渉信号成分の電力を算出する、複数の雑音干渉電力算
出回路と、 前記信号電力平均値算出回路の出力、および、前記複数
の雑音干渉電力算出回路の出力に基づいて、前記複数チ
ャネルに関して平均化処理された、前記所望の信号成分
の電力と雑音干渉信号成分の電力との比を算出する信号
対雑音干渉電力比平均値算出回路を備えることを特徴と
する前記請求項１に記載の信号対雑音干渉電力比推定装
置。 - 【請求項３】 前記複数チャネルについて、それぞれ、
前記複数チャネルの各チャネルの逆拡散した信号または
該逆拡散した信号をフェージング補正した信号に基づい
て、前記複数チャネルの各チャネル毎に前記所望の信号
成分の電力を算出する、複数の信号電力算出回路と、 前記複数チャネルについて、それぞれ、前記複数チャネ
ルの各チャネルの逆拡散した信号をフェージング補正し
た信号、および、前記複数の信号電力算出回路の出力に
基づいて、前記複数チャネルの各チャネル毎に前記雑音
干渉信号成分の電力を算出する、複数の雑音干渉電力算
出回路と、 前記複数の雑音干渉電力算出回路の出力の平均値を算出
する雑音干渉電力平均値算出回路と、 前記複数の信号電力算出回路、および、前記雑音干渉電
力平均値算出回路の出力に基づいて、前記複数チャネル
に関して平均化処理された、前記所望の信号成分の電力
と雑音干渉信号成分の電力との比を算出する信号対雑音
干渉電力比平均値算出回路を備えることを特徴とする前
記請求項１に記載の信号対雑音干渉電力比推定装置。 - 【請求項４】 前記複数チャネルについて、それぞれ、
前記複数チャネルの各チャネルの逆拡散した信号または
該逆拡散した信号をフェージング補正した信号に基づい
て、前記複数チャネルの各チャネル毎に前記所望の信号
成分の電力を算出する、複数の信号電力算出回路と、 前記複数の信号電力算出回路の出力の平均値を算出する
信号電力平均値算出回路と、 前記複数チャネルについて、それぞれ、前記複数チャネ
ルの各チャネルの逆拡散した信号をフェージング補正し
た信号、および、前記信号電力平均値算出回路の出力に
基づいて、前記複数チャネルの各チャネル毎に前記雑音
干渉信号成分の電力を算出する、複数の雑音干渉電力算
出回路と、 前記複数の雑音干渉電力算出回路の出力の平均値を算出
する雑音干渉電力平均値算出回路と、 前記信号電力平均値算出回路の出力、および、前記雑音
干渉電力平均値算出回路の出力に基づいて、前記複数チ
ャネルに関して平均化処理された、前記所望の信号成分
の電力と雑音干渉信号成分の電力との比を算出する信号
対雑音干渉電力比平均値算出回路を備えることを特徴と
する前記請求項１に記載の信号対雑音干渉電力比推定装
置。 - 【請求項５】 前記複数チャネルの各チャネルの逆拡散
した信号に基づいて、前記複数チャネルの各チャネル毎
にフェ−ジング歪を算出し、前記複数チャネルに関して
平均化されたフェ−ジング歪を算出するフェージング歪
平均値算出回路を備え、前記複数チャネルの各チャネル
の逆拡散した信号をフェージング補正した信号を出力
し、信号対雑音干渉電力比を推定することを特徴とする
前記請求項１，２，３，４に記載の信号対雑音干渉電力
比推定装置。 - 【請求項６】 前記複数チャネルの各チャネルの逆拡散
した信号を、ＲＡＫＥ合成回路によりフェージング補正
して合成した信号を出力し、信号対雑音干渉電力比を推
定することを特徴とする前記請求項１，２，３，４，５
に記載の信号対雑音干渉電力比推定装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2000051139A JP3300324B2 (ja) | 2000-02-28 | 2000-02-28 | 信号対雑音干渉電力比推定装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2000051139A JP3300324B2 (ja) | 2000-02-28 | 2000-02-28 | 信号対雑音干渉電力比推定装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2001244914A JP2001244914A (ja) | 2001-09-07 |
| JP3300324B2 true JP3300324B2 (ja) | 2002-07-08 |
Family
ID=18572820
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2000051139A Expired - Fee Related JP3300324B2 (ja) | 2000-02-28 | 2000-02-28 | 信号対雑音干渉電力比推定装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3300324B2 (ja) |
Families Citing this family (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP3973017B2 (ja) | 2002-02-14 | 2007-09-05 | 富士通株式会社 | 干渉電力を推定する無線受信機 |
| JP2010288120A (ja) * | 2009-06-12 | 2010-12-24 | Nec Access Technica Ltd | 通信装置、無線通信システム、通信方法および通信プログラム |
| US8843073B2 (en) * | 2009-06-26 | 2014-09-23 | Intel Corporation | Radio resource measurement techniques in directional wireless networks |
| ES2530807T3 (es) * | 2010-04-27 | 2015-03-06 | Ericsson Telefon Ab L M | Estimación de la carga para obtener estabilidad de las células en sistemas de blanqueamiento de interferencias |
-
2000
- 2000-02-28 JP JP2000051139A patent/JP3300324B2/ja not_active Expired - Fee Related
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| JP2001244914A (ja) | 2001-09-07 |
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