JP3291852B2 - 放電灯点灯装置 - Google Patents
放電灯点灯装置Info
- Publication number
- JP3291852B2 JP3291852B2 JP18539993A JP18539993A JP3291852B2 JP 3291852 B2 JP3291852 B2 JP 3291852B2 JP 18539993 A JP18539993 A JP 18539993A JP 18539993 A JP18539993 A JP 18539993A JP 3291852 B2 JP3291852 B2 JP 3291852B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- power supply
- discharge lamp
- balancer
- winding
- lighting device
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Lifetime
Links
Landscapes
- Circuit Arrangements For Discharge Lamps (AREA)
- Discharge-Lamp Control Circuits And Pulse- Feed Circuits (AREA)
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は放電灯を高周波で点灯さ
せ、且つ低光束まで連続的に調光できる放電灯点灯装置
に関するものである。
せ、且つ低光束まで連続的に調光できる放電灯点灯装置
に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】従来、放電灯を低光束まで連続的に調光
するために、図１１に示すような点灯装置が提案されて
いる。この装置は、特願平１−７５５７２として既に提
案しており、例えば、蛍光灯のような放電灯１１と、放
電灯１１にインピーダンス要素Ｚ1 を介して高周波電流
を供給する高周波電源１２と、低レベルでの点灯を安定
化させるための直流電力重畳手段１４よりなり、高周波
成分に直流成分を重畳させて放電灯１１を安定点灯させ
るものである。調光制御部１３は高周波電源１２からの
出力電力を制御することにより放電灯１１の光出力を制
御している。直流電力重畳手段１４は、放電灯１１にイ
ンピーダンス要素Ｚ2 を介して直流電流を供給する直流
電源１５を備えている。この点灯装置によると、広範囲
での連続的な調光が可能となる。
するために、図１１に示すような点灯装置が提案されて
いる。この装置は、特願平１−７５５７２として既に提
案しており、例えば、蛍光灯のような放電灯１１と、放
電灯１１にインピーダンス要素Ｚ1 を介して高周波電流
を供給する高周波電源１２と、低レベルでの点灯を安定
化させるための直流電力重畳手段１４よりなり、高周波
成分に直流成分を重畳させて放電灯１１を安定点灯させ
るものである。調光制御部１３は高周波電源１２からの
出力電力を制御することにより放電灯１１の光出力を制
御している。直流電力重畳手段１４は、放電灯１１にイ
ンピーダンス要素Ｚ2 を介して直流電流を供給する直流
電源１５を備えている。この点灯装置によると、広範囲
での連続的な調光が可能となる。
【０００３】このような広範囲にわたって連続的に安定
した調光が可能な安定器を用いて、２灯のランプを点灯
させる場合について検討する。従来、調光機能無しのイ
ンバータ回路を用いて２灯のランプを点灯させる場合に
は、図１２に示すような負荷回路構成が使用されてい
る。図中、インバータ回路は直流電圧Ｖｄｃを高周波に
変換し、インダクタＬとコンデンサＣよりなる共振回路
により得られる共振電圧を放電灯１，２に印加してい
る。まず、図１２（ａ）は直列点灯方式であり、放電灯
１，２を直列に接続している。この方式では、通常、一
方の放電灯２に並列にシーケンスコンデンサＣｓを接続
することにより、放電灯１，２を点灯しやすくして、始
動時の２次電圧を下げている。次に、図１２（ｂ）は並
列点灯方式であり、インダクタＬ1 ，Ｌ2 および共振コ
ンデンサＣ01，Ｃ02をそれぞれ２個ずつ設けて、２つの
放電灯１，２の共振回路をそれぞれ別個に設計する。ま
た、図１２（ｃ）はバランサＴを用いた並列点灯方式で
あり、共振回路を共用でき、回路構成が簡単になる。バ
ランサＴは、２つの放電灯１，２に流れる電流を等しく
するために用いられる。図１２（ｂ）及び（ｃ）のよう
な並列点灯方式を用いた方が、２次電圧が低くなるた
め、始動時の印加電圧を低減できる。
した調光が可能な安定器を用いて、２灯のランプを点灯
させる場合について検討する。従来、調光機能無しのイ
ンバータ回路を用いて２灯のランプを点灯させる場合に
は、図１２に示すような負荷回路構成が使用されてい
る。図中、インバータ回路は直流電圧Ｖｄｃを高周波に
変換し、インダクタＬとコンデンサＣよりなる共振回路
により得られる共振電圧を放電灯１，２に印加してい
る。まず、図１２（ａ）は直列点灯方式であり、放電灯
１，２を直列に接続している。この方式では、通常、一
方の放電灯２に並列にシーケンスコンデンサＣｓを接続
することにより、放電灯１，２を点灯しやすくして、始
動時の２次電圧を下げている。次に、図１２（ｂ）は並
列点灯方式であり、インダクタＬ1 ，Ｌ2 および共振コ
ンデンサＣ01，Ｃ02をそれぞれ２個ずつ設けて、２つの
放電灯１，２の共振回路をそれぞれ別個に設計する。ま
た、図１２（ｃ）はバランサＴを用いた並列点灯方式で
あり、共振回路を共用でき、回路構成が簡単になる。バ
ランサＴは、２つの放電灯１，２に流れる電流を等しく
するために用いられる。図１２（ｂ）及び（ｃ）のよう
な並列点灯方式を用いた方が、２次電圧が低くなるた
め、始動時の印加電圧を低減できる。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】上述の図１１に示すよ
うな広範囲で連続的に調光が可能なインバータ式の点灯
装置を用いて、２灯の同じ種類の放電灯を点灯させた場
合、２つの放電灯の光出力は本来ならば同じになるはず
であるが、通常、回路の素子のばらつき等により、２つ
の放電灯の光出力には差が生じている。この光出力の差
は、光出力が大きい場合、例えば、放電灯が定格点灯に
近いところで調光されているとき、２つの放電灯の光出
力差は大きく目立つことはない。これは、放電灯の定格
出力時に、ランプ輝度が高く、微小な光出力差を眼で認
識できないため、あるいは、小さな差であれば、さほど
問題とならないためである。ところが、放電灯の定格点
灯時に比べて、深く調光した場合、ランプ輝度は低下
し、微小な光出力差に対しても、眼で認識することがで
き、２つの放電灯の光出力の差を見分けられる。
うな広範囲で連続的に調光が可能なインバータ式の点灯
装置を用いて、２灯の同じ種類の放電灯を点灯させた場
合、２つの放電灯の光出力は本来ならば同じになるはず
であるが、通常、回路の素子のばらつき等により、２つ
の放電灯の光出力には差が生じている。この光出力の差
は、光出力が大きい場合、例えば、放電灯が定格点灯に
近いところで調光されているとき、２つの放電灯の光出
力差は大きく目立つことはない。これは、放電灯の定格
出力時に、ランプ輝度が高く、微小な光出力差を眼で認
識できないため、あるいは、小さな差であれば、さほど
問題とならないためである。ところが、放電灯の定格点
灯時に比べて、深く調光した場合、ランプ輝度は低下
し、微小な光出力差に対しても、眼で認識することがで
き、２つの放電灯の光出力の差を見分けられる。
【０００５】これを数式で説明すると、以下の通りであ
る。いま、放電灯を定格点灯している場合の光束をΦ0
とする。調光信号により８０％光束に調光した場合、放
電灯１の光出力が０．８×Φ0 、放電灯２の光出力が
０．８１×Φ0 であったとすると、両放電灯１，２の光
束差ΔΦは、ΔΦ＝０．８１×Φ0 −０．８×Φ0 ＝
０．０１Φ0 となる。このとき、０．８×Φ0 に対する
光束差ΔΦの比率は、０．０１／０．８＝１．２５％で
ある。一方、調光信号により５％光束に調光した場合、
上記と同様に０．０１Φ0 の光束差があると、０．０５
×Φ0 に対する光束差ΔΦの比率は、０．０１／０．０
５＝２０％となる。したがって、深い調光時のほうが光
出力の差による影響が大きくなる。
る。いま、放電灯を定格点灯している場合の光束をΦ0
とする。調光信号により８０％光束に調光した場合、放
電灯１の光出力が０．８×Φ0 、放電灯２の光出力が
０．８１×Φ0 であったとすると、両放電灯１，２の光
束差ΔΦは、ΔΦ＝０．８１×Φ0 −０．８×Φ0 ＝
０．０１Φ0 となる。このとき、０．８×Φ0 に対する
光束差ΔΦの比率は、０．０１／０．８＝１．２５％で
ある。一方、調光信号により５％光束に調光した場合、
上記と同様に０．０１Φ0 の光束差があると、０．０５
×Φ0 に対する光束差ΔΦの比率は、０．０１／０．０
５＝２０％となる。したがって、深い調光時のほうが光
出力の差による影響が大きくなる。
【０００６】上述の図１２に示した各負荷回路構成にお
いて、この光出力差が生じる主な原因は次のようなもの
である。まず、図１２（ａ）の直列点灯方式の場合、シ
ーケンスコンデンサＣｓに電流が流れるため、その分、
一方の放電灯２に流れる電流が少なくなり、光出力差を
生じる原因となる。次に、図１２（ｂ）の並列点灯方式
の場合、インダクタＬ1 ，Ｌ2 と共振コンデンサＣ01，
Ｃ02のばらつきにより、２つの放電灯１，２に流れる電
流に差が生じて、光出力に差が生じる。また、図１２
（ｃ）のバランサＴを用いた並列点灯方式の場合、バラ
ンサＴの特性（主に２つの巻線のインダクタンス値）に
より、光出力差が生じる。２灯の同じ種類の放電灯１，
２を点灯させる場合、２つの放電灯１，２のランプ電圧
及びランプ電流が等しくなるようにする必要があるた
め、バランサＴの２巻線の巻数を等しく設計する。しか
し、バランサＴの構造によっては、２巻線のインダクタ
ンス値に大きな差を生じたり、ばらつきが生じる場合が
あり、これが光出力に差を生じる原因となる。
いて、この光出力差が生じる主な原因は次のようなもの
である。まず、図１２（ａ）の直列点灯方式の場合、シ
ーケンスコンデンサＣｓに電流が流れるため、その分、
一方の放電灯２に流れる電流が少なくなり、光出力差を
生じる原因となる。次に、図１２（ｂ）の並列点灯方式
の場合、インダクタＬ1 ，Ｌ2 と共振コンデンサＣ01，
Ｃ02のばらつきにより、２つの放電灯１，２に流れる電
流に差が生じて、光出力に差が生じる。また、図１２
（ｃ）のバランサＴを用いた並列点灯方式の場合、バラ
ンサＴの特性（主に２つの巻線のインダクタンス値）に
より、光出力差が生じる。２灯の同じ種類の放電灯１，
２を点灯させる場合、２つの放電灯１，２のランプ電圧
及びランプ電流が等しくなるようにする必要があるた
め、バランサＴの２巻線の巻数を等しく設計する。しか
し、バランサＴの構造によっては、２巻線のインダクタ
ンス値に大きな差を生じたり、ばらつきが生じる場合が
あり、これが光出力に差を生じる原因となる。
【０００７】このように、図１２（ａ）〜（ｃ）に示し
たいずれの負荷回路構成においても、光出力差を生じる
原因がある。しかし、図１２（ｃ）のバランサＴを用い
た並列点灯方式の場合、バランサＴの構造を２巻線のイ
ンダクタンスの差を小さくできる構造とすることによ
り、光出力差を小さくすることができる。
たいずれの負荷回路構成においても、光出力差を生じる
原因がある。しかし、図１２（ｃ）のバランサＴを用い
た並列点灯方式の場合、バランサＴの構造を２巻線のイ
ンダクタンスの差を小さくできる構造とすることによ
り、光出力差を小さくすることができる。
【０００８】図１３と図１４は公知のバランサの構造を
示している。図１３は単層整列巻の構造を示しており、
この構造では、２次側の巻線Ｎ2 が１次側の巻線Ｎ1 の
外側にあるため、巻線の内側を通る磁束は２次側の巻線
Ｎ2 の方が多くなり、その結果、２次側の巻線Ｎ2 のイ
ンダクタンス値の方が１次側の巻線Ｎ1 のインダクタン
ス値よりも大きくなる。また、図１４と図１５はオート
トランス構造を示している。バランサは通常オートトラ
ンスの構造であり、一体形ボビンに１次巻線Ｎ 1 と２次
巻線Ｎ2 を巻き、その間を絶縁テープ等で絶縁してい
る。このような構造においては、図１４に示したよう
に、１次巻線Ｎ1 の巻き方が不均一となった場合、２次
巻線Ｎ2 も不均一となる可能性が高い。いま、図１４に
示すように、１次巻線Ｎ1 がフェライトコアのギャップ
側に近寄って巻かれ、２次巻線Ｎ2 がギャップから遠い
方に近寄って巻かれた場合、１次巻線Ｎ1 と２次巻線の
巻数が一定であっても、ギャップによる漏れ磁束のため
に、１次巻線Ｎ1 のインダクタンス値は均一に巻かれた
場合よりも減少し、逆に、２次巻線Ｎ2 のインダクタン
ス値は増加する。また、図１５に示すように、２次巻線
Ｎ2 がフェライトコアのギャップ側に近寄って巻かれ、
１次巻線Ｎ1 がギャップから遠い方に近寄って巻かれた
場合、１次巻線Ｎ1 と２次巻線Ｎ2 の巻数が一定であっ
ても、ギャップによる漏れ磁束のために、２次巻線Ｎ2
のインダクタンス値は均一に巻かれた場合よりも減少
し、逆に、１次巻線Ｎ1 のインダクタンス値は増加す
る。このように、バランサの２巻線Ｎ1 ，Ｎ2 のインダ
クタンス値が異なる場合、これらのバランサを用いて放
電灯を点灯させると、２つの放電灯のランプ電圧やラン
プ電流が異なってくるため、光出力差の原因となる。
示している。図１３は単層整列巻の構造を示しており、
この構造では、２次側の巻線Ｎ2 が１次側の巻線Ｎ1 の
外側にあるため、巻線の内側を通る磁束は２次側の巻線
Ｎ2 の方が多くなり、その結果、２次側の巻線Ｎ2 のイ
ンダクタンス値の方が１次側の巻線Ｎ1 のインダクタン
ス値よりも大きくなる。また、図１４と図１５はオート
トランス構造を示している。バランサは通常オートトラ
ンスの構造であり、一体形ボビンに１次巻線Ｎ 1 と２次
巻線Ｎ2 を巻き、その間を絶縁テープ等で絶縁してい
る。このような構造においては、図１４に示したよう
に、１次巻線Ｎ1 の巻き方が不均一となった場合、２次
巻線Ｎ2 も不均一となる可能性が高い。いま、図１４に
示すように、１次巻線Ｎ1 がフェライトコアのギャップ
側に近寄って巻かれ、２次巻線Ｎ2 がギャップから遠い
方に近寄って巻かれた場合、１次巻線Ｎ1 と２次巻線の
巻数が一定であっても、ギャップによる漏れ磁束のため
に、１次巻線Ｎ1 のインダクタンス値は均一に巻かれた
場合よりも減少し、逆に、２次巻線Ｎ2 のインダクタン
ス値は増加する。また、図１５に示すように、２次巻線
Ｎ2 がフェライトコアのギャップ側に近寄って巻かれ、
１次巻線Ｎ1 がギャップから遠い方に近寄って巻かれた
場合、１次巻線Ｎ1 と２次巻線Ｎ2 の巻数が一定であっ
ても、ギャップによる漏れ磁束のために、２次巻線Ｎ2
のインダクタンス値は均一に巻かれた場合よりも減少
し、逆に、１次巻線Ｎ1 のインダクタンス値は増加す
る。このように、バランサの２巻線Ｎ1 ，Ｎ2 のインダ
クタンス値が異なる場合、これらのバランサを用いて放
電灯を点灯させると、２つの放電灯のランプ電圧やラン
プ電流が異なってくるため、光出力差の原因となる。
【０００９】本発明は上述のような点に鑑みてなされた
ものであり、その目的とするところは、広範囲で連続的
な調光が可能な２灯用の放電灯点灯装置において、負荷
回路構造をバランサを用いた並列点灯とすることによ
り、始動時に生じる２次電圧を低く抑え、安全で且つ確
実に点灯させることができ、回路構成が簡単で、また、
バランサの構造を２巻線のインダクタンス値の差が小さ
い構造とすることにより、２灯間の光出力の差を低減す
ることにある。
ものであり、その目的とするところは、広範囲で連続的
な調光が可能な２灯用の放電灯点灯装置において、負荷
回路構造をバランサを用いた並列点灯とすることによ
り、始動時に生じる２次電圧を低く抑え、安全で且つ確
実に点灯させることができ、回路構成が簡単で、また、
バランサの構造を２巻線のインダクタンス値の差が小さ
い構造とすることにより、２灯間の光出力の差を低減す
ることにある。
【００１０】
【課題を解決するための手段】本発明にあっては、上記
の課題を解決するために、図１に示すように、複数の放
電灯１，２に並列的に高周波電力を供給する高周波電源
３と、前記高周波電源３の出力を変化させて複数の放電
灯１，２を同時に調光制御する制御部とを備え、複数の
放電灯１，２を低光束域まで連続的に調光可能とした放
電灯点灯装置において、各放電灯１，２をバランサＴを
介して高周波電源３の出力に並列接続し、前記バランサ
Ｔは各放電灯１，２の出力差を低減するように１次巻線
Ｎ 1 と２次巻線Ｎ 2 のインダクタンスが略等しくなるよ
うに構成したことを特徴とするものである。
の課題を解決するために、図１に示すように、複数の放
電灯１，２に並列的に高周波電力を供給する高周波電源
３と、前記高周波電源３の出力を変化させて複数の放電
灯１，２を同時に調光制御する制御部とを備え、複数の
放電灯１，２を低光束域まで連続的に調光可能とした放
電灯点灯装置において、各放電灯１，２をバランサＴを
介して高周波電源３の出力に並列接続し、前記バランサ
Ｔは各放電灯１，２の出力差を低減するように１次巻線
Ｎ 1 と２次巻線Ｎ 2 のインダクタンスが略等しくなるよ
うに構成したことを特徴とするものである。
【００１１】
【作用】本発明によれば、低光束域まで広範囲で連続的
な調光が可能な放電灯点灯装置において、バランサを介
して複数の放電灯を並列点灯させるとともに、例えば、
１次巻線と２次巻線とを交互に巻き上げるとか、あるい
は、複数のバランサを各放電灯の出力差を低減するよう
に組み合わせることにより、バランサの２巻線のインダ
クタンス値の差を小さくしたことで、低光束域における
複数の放電灯の光出力差を少なくできるものである。
な調光が可能な放電灯点灯装置において、バランサを介
して複数の放電灯を並列点灯させるとともに、例えば、
１次巻線と２次巻線とを交互に巻き上げるとか、あるい
は、複数のバランサを各放電灯の出力差を低減するよう
に組み合わせることにより、バランサの２巻線のインダ
クタンス値の差を小さくしたことで、低光束域における
複数の放電灯の光出力差を少なくできるものである。
【００１２】
【実施例】図１は本発明の第１の実施例の回路図であ
る。この点灯装置では、２灯の放電灯１，２をバランサ
Ｔを介して高周波電源３の出力に並列接続している。こ
のバランサＴは、図２に示すように、１次巻線Ｎ1 と２
次巻線Ｎ2 を交互に巻き上げることにより、２つの巻線
Ｎ1 ，Ｎ2 の中を通る磁束をほぼ等しくして、インダク
タンス成分の差を小さくしたものである。図２におい
て、Ｎ11，Ｎ12，…，Ｎ 1ｎは１次巻線Ｎ1 の巻線であ
り、Ｎ21，Ｎ22，…，Ｎ2ｎは２次巻線Ｎ2 の巻線であ
り、２ｎ段の巻線がボビンＢに巻き上げられている。こ
のボビンＢはＥ型のコアＥｃに装着され、ギャップ紙Ｇ
ｐを介してＩ型のコアＩｃを接合して磁気回路を構成し
ている。
る。この点灯装置では、２灯の放電灯１，２をバランサ
Ｔを介して高周波電源３の出力に並列接続している。こ
のバランサＴは、図２に示すように、１次巻線Ｎ1 と２
次巻線Ｎ2 を交互に巻き上げることにより、２つの巻線
Ｎ1 ，Ｎ2 の中を通る磁束をほぼ等しくして、インダク
タンス成分の差を小さくしたものである。図２におい
て、Ｎ11，Ｎ12，…，Ｎ 1ｎは１次巻線Ｎ1 の巻線であ
り、Ｎ21，Ｎ22，…，Ｎ2ｎは２次巻線Ｎ2 の巻線であ
り、２ｎ段の巻線がボビンＢに巻き上げられている。こ
のボビンＢはＥ型のコアＥｃに装着され、ギャップ紙Ｇ
ｐを介してＩ型のコアＩｃを接合して磁気回路を構成し
ている。
【００１３】図３は本発明の第２の実施例の要部回路図
である。この実施例では、２つのバランサＴ1 ，Ｔ2 を
用いることを特徴とする。バランサＴ1 とＴ2 は同一構
造、同一形状であれば、図３に示した単層整列巻の構造
で１次巻線Ｎ1 と２次巻線Ｎ 2 のインダクタンス成分の
差が大きくても良い。バランサＴ1 のインダクタンスの
大きい方の巻線Ｎ11と、バランサＴ2 のインダクタンス
の小さい方の巻線Ｎ22を接続し、バランサＴ1 のインダ
クタンスの小さい方の巻線Ｎ12と、バランサＴ 2 のイン
ダクタンスの大きい方の巻線Ｎ21を接続している。バラ
ンサＴ1 ，Ｔ2は同一構造であるから、インダクタンス
の差はほぼ同じと考えられる。よって、巻線Ｎ11＋Ｎ22
のインダクタンスと、巻線Ｎ12＋Ｎ21のインダクタンス
はほぼ等しくなり、光出力差を小さくできる。
である。この実施例では、２つのバランサＴ1 ，Ｔ2 を
用いることを特徴とする。バランサＴ1 とＴ2 は同一構
造、同一形状であれば、図３に示した単層整列巻の構造
で１次巻線Ｎ1 と２次巻線Ｎ 2 のインダクタンス成分の
差が大きくても良い。バランサＴ1 のインダクタンスの
大きい方の巻線Ｎ11と、バランサＴ2 のインダクタンス
の小さい方の巻線Ｎ22を接続し、バランサＴ1 のインダ
クタンスの小さい方の巻線Ｎ12と、バランサＴ 2 のイン
ダクタンスの大きい方の巻線Ｎ21を接続している。バラ
ンサＴ1 ，Ｔ2は同一構造であるから、インダクタンス
の差はほぼ同じと考えられる。よって、巻線Ｎ11＋Ｎ22
のインダクタンスと、巻線Ｎ12＋Ｎ21のインダクタンス
はほぼ等しくなり、光出力差を小さくできる。
【００１４】図４は本発明の第３の実施例である。この
実施例では、ボビンＢを２つに分割し、各々に各巻線Ｎ
1 ，Ｎ2 を巻くことにより、１次巻線Ｎ1 の巻き方が２
次巻線Ｎ2 の巻き方に影響を及ぼすことがなく、それぞ
れ単独の巻き方の不均一によるインダクタンス値のばら
つきだけに抑えられる。
実施例では、ボビンＢを２つに分割し、各々に各巻線Ｎ
1 ，Ｎ2 を巻くことにより、１次巻線Ｎ1 の巻き方が２
次巻線Ｎ2 の巻き方に影響を及ぼすことがなく、それぞ
れ単独の巻き方の不均一によるインダクタンス値のばら
つきだけに抑えられる。
【００１５】図５は本発明の第４の実施例である。この
実施例では、２つのＥ型コアＥｃを接合して、ＥＥ型の
フェライトコアとしたものであり、巻線Ｎ1 ，Ｎ2 は分
割ボビンＢに各々巻かれる。この場合、コアギャップ付
近の漏れ磁束は、２つの巻線Ｎ1 ，Ｎ2 に同等に影響す
るので、１次巻線Ｎ1 と２次巻線Ｎ2 のインダクタンス
はほぼ等しくなり、光出力差を小さくできる。なお、図
４及び図５のバランサの構成は、放電灯の異常状態を検
出するためのランプ電圧やランプ電流の検出回路の誤動
作を抑制するためのバランサの構成として、既に特願平
１−１７１６２号において示されているが、本発明のよ
うに、低光束調光用点灯装置に応用すれば、特に光出力
差が目立ちにくくなる。
実施例では、２つのＥ型コアＥｃを接合して、ＥＥ型の
フェライトコアとしたものであり、巻線Ｎ1 ，Ｎ2 は分
割ボビンＢに各々巻かれる。この場合、コアギャップ付
近の漏れ磁束は、２つの巻線Ｎ1 ，Ｎ2 に同等に影響す
るので、１次巻線Ｎ1 と２次巻線Ｎ2 のインダクタンス
はほぼ等しくなり、光出力差を小さくできる。なお、図
４及び図５のバランサの構成は、放電灯の異常状態を検
出するためのランプ電圧やランプ電流の検出回路の誤動
作を抑制するためのバランサの構成として、既に特願平
１−１７１６２号において示されているが、本発明のよ
うに、低光束調光用点灯装置に応用すれば、特に光出力
差が目立ちにくくなる。
【００１６】最後に、これまで示したバランサを用いた
点灯装置の一例を示す。図６は本実施例の全体構成を示
すブロック図であり、図７〜図１０は、各部の詳細な回
路図である。まず、フィルタ回路８は、チョッパー回路
５で発生する入力電流の高周波成分をカットし、入力電
流を正弦波に近づけ、力率を１に近くなるようにする回
路である。突入電流防止回路７は、零クロススイッチを
用いることにより、電源投入時の突入電流を防ぐための
回路である。チョッパー回路５は全波整流された電源電
圧を直流電圧に変換する回路であるが、所望の直流電圧
が得られればどのような構成であっても良く、昇圧チョ
ッパーのほか、降圧チョッパー等でも良い。インバータ
回路４は、チョッパー回路５から出力される直流電圧を
高周波電圧に変換するものであり、制御回路６により連
続調光が可能なものであれば、どのような回路構成であ
っても良い。バランサＴの構造は、上述の図２〜図５の
構造のうち、どれでも良い。
点灯装置の一例を示す。図６は本実施例の全体構成を示
すブロック図であり、図７〜図１０は、各部の詳細な回
路図である。まず、フィルタ回路８は、チョッパー回路
５で発生する入力電流の高周波成分をカットし、入力電
流を正弦波に近づけ、力率を１に近くなるようにする回
路である。突入電流防止回路７は、零クロススイッチを
用いることにより、電源投入時の突入電流を防ぐための
回路である。チョッパー回路５は全波整流された電源電
圧を直流電圧に変換する回路であるが、所望の直流電圧
が得られればどのような構成であっても良く、昇圧チョ
ッパーのほか、降圧チョッパー等でも良い。インバータ
回路４は、チョッパー回路５から出力される直流電圧を
高周波電圧に変換するものであり、制御回路６により連
続調光が可能なものであれば、どのような回路構成であ
っても良い。バランサＴの構造は、上述の図２〜図５の
構造のうち、どれでも良い。
【００１７】図７にフィルタ回路の従来例を示し、図８
に本実施例のフィルタ回路を示す。入力端子，には
交流電源が接続され、出力端子，にはダイオードブ
リッジＤＢの交流入力端子が接続される。図７の従来の
フィルタ回路では、低域用、高域用のフィルタコイル
と、ノーマルチョークおよび３個のコンデンサからな
る。一方、図８に示す本実施例のフィルタ回路では、コ
ンデンサを２個にすることにより、高周波歪みを低減で
き、図７に示す従来例の構成よりもノイズを低減するこ
とができる。
に本実施例のフィルタ回路を示す。入力端子，には
交流電源が接続され、出力端子，にはダイオードブ
リッジＤＢの交流入力端子が接続される。図７の従来の
フィルタ回路では、低域用、高域用のフィルタコイル
と、ノーマルチョークおよび３個のコンデンサからな
る。一方、図８に示す本実施例のフィルタ回路では、コ
ンデンサを２個にすることにより、高周波歪みを低減で
き、図７に示す従来例の構成よりもノイズを低減するこ
とができる。
【００１８】図９に突入電流防止回路７の具体例を示
す。交流電源ＡＣの投入時の基本動作を説明する。図６
において、交流電源に接続された電源スイッチＳＷを投
入すると、直列に接続された抵抗Ｒ5 ，Ｒ6 の両端に交
流入力電圧Ｖｉｎが印加される。抵抗Ｒ5 ，Ｒ6 の抵抗
値を等しく設定すると、抵抗Ｒ5 とＲ6 のどちらが高圧
になっても、抵抗Ｒ5 とＲ6 の接続点の電圧Ｖｓは同じ
電圧になる。また、ダイオードブリッジＤＢの負出力端
子（以下、この端子をグランドとする）を基準にする
と、電圧ＶｓはダイオードブリッジＤＢにより全波整流
されて脈流電圧となる。この電圧Ｖｓは、抵抗Ｒ1 ，Ｒ
2 により分圧されて、静電誘導サイリスタＱ 1 のトリガ
ータイミングの信号源として利用されると共に、コンデ
ンサＣ2 に蓄積されて静電誘導サイリスタＱ1 のトリガ
ー電源としても利用される。
す。交流電源ＡＣの投入時の基本動作を説明する。図６
において、交流電源に接続された電源スイッチＳＷを投
入すると、直列に接続された抵抗Ｒ5 ，Ｒ6 の両端に交
流入力電圧Ｖｉｎが印加される。抵抗Ｒ5 ，Ｒ6 の抵抗
値を等しく設定すると、抵抗Ｒ5 とＲ6 のどちらが高圧
になっても、抵抗Ｒ5 とＲ6 の接続点の電圧Ｖｓは同じ
電圧になる。また、ダイオードブリッジＤＢの負出力端
子（以下、この端子をグランドとする）を基準にする
と、電圧ＶｓはダイオードブリッジＤＢにより全波整流
されて脈流電圧となる。この電圧Ｖｓは、抵抗Ｒ1 ，Ｒ
2 により分圧されて、静電誘導サイリスタＱ 1 のトリガ
ータイミングの信号源として利用されると共に、コンデ
ンサＣ2 に蓄積されて静電誘導サイリスタＱ1 のトリガ
ー電源としても利用される。
【００１９】抵抗Ｒ1 ，Ｒ2 の分圧点に得られる電圧Ｖ
1 をトリガータイミング信号源とし、ダイオードＤ1 ，
Ｄ2 、及びトランジスタＱ2 のベース・エミッタ間ダイ
オードの直列回路で形成される比較回路に印加する。コ
ンデンサＣ3 は、電源スイッチＳＷの投入時に、抵抗Ｒ
1 ，Ｒ2 の分圧点に得られる電圧Ｖ1 が素早く立ち上が
るようにするために、抵抗Ｒ1 と並列に挿入してある。
電圧Ｖ1 が所定の閾値電圧Ｖｔｈ（ダイオードＤ1 ，Ｄ
2 の順方向電圧降下ＶｆとトランジスタＱ2 のベース・
エミッタ間電圧降下Ｖｂｅの和）よりも高いときには、
トランジスタＱ 2 がオンして、静電誘導サイリスタＱ1
のゲート・カソード間を短絡させて、静電誘導サイリス
タＱ1 をオフする。また、電圧Ｖ1 が前記所定の閾値電
圧Ｖｔｈよりも低いときには、トランジスタＱ2 がオフ
して、抵抗Ｒ4 の電圧が上昇し、静電誘導サイリスタＱ
1 がオンする。交流電源ＡＣが正弦波的に徐々に立ち上
がるのに従って、平滑コンデンサを徐々に充電するた
め、電源投入時に急減に負荷に流れる突入電流が抑制さ
れる。静電誘導サイリスタＱ1 が一度オンすると、電圧
Ｖｓが上昇しても、抵抗Ｒ1 ，Ｒ2 の接続点から静電誘
導サイリスタＱ1 のアノードに接続されたダイオードＤ
3 に電流が流れるので、電圧Ｖ1 はダイオードＤ3 の順
方向電圧降下Ｖｆと静電誘導サイリスタＱ1 のアノード
・カソード間電圧Ｖａｋの和以上には上昇しない。した
がって、静電誘導サイリスタＱ1 がオンした後には、電
圧Ｖｓの値に関係なく、静電誘導サイリスタＱ1 のゲー
トがトリガーされて、静電誘導サイリスタＱ1 はオン状
態を保つ。
1 をトリガータイミング信号源とし、ダイオードＤ1 ，
Ｄ2 、及びトランジスタＱ2 のベース・エミッタ間ダイ
オードの直列回路で形成される比較回路に印加する。コ
ンデンサＣ3 は、電源スイッチＳＷの投入時に、抵抗Ｒ
1 ，Ｒ2 の分圧点に得られる電圧Ｖ1 が素早く立ち上が
るようにするために、抵抗Ｒ1 と並列に挿入してある。
電圧Ｖ1 が所定の閾値電圧Ｖｔｈ（ダイオードＤ1 ，Ｄ
2 の順方向電圧降下ＶｆとトランジスタＱ2 のベース・
エミッタ間電圧降下Ｖｂｅの和）よりも高いときには、
トランジスタＱ 2 がオンして、静電誘導サイリスタＱ1
のゲート・カソード間を短絡させて、静電誘導サイリス
タＱ1 をオフする。また、電圧Ｖ1 が前記所定の閾値電
圧Ｖｔｈよりも低いときには、トランジスタＱ2 がオフ
して、抵抗Ｒ4 の電圧が上昇し、静電誘導サイリスタＱ
1 がオンする。交流電源ＡＣが正弦波的に徐々に立ち上
がるのに従って、平滑コンデンサを徐々に充電するた
め、電源投入時に急減に負荷に流れる突入電流が抑制さ
れる。静電誘導サイリスタＱ1 が一度オンすると、電圧
Ｖｓが上昇しても、抵抗Ｒ1 ，Ｒ2 の接続点から静電誘
導サイリスタＱ1 のアノードに接続されたダイオードＤ
3 に電流が流れるので、電圧Ｖ1 はダイオードＤ3 の順
方向電圧降下Ｖｆと静電誘導サイリスタＱ1 のアノード
・カソード間電圧Ｖａｋの和以上には上昇しない。した
がって、静電誘導サイリスタＱ1 がオンした後には、電
圧Ｖｓの値に関係なく、静電誘導サイリスタＱ1 のゲー
トがトリガーされて、静電誘導サイリスタＱ1 はオン状
態を保つ。
【００２０】一方、電圧ＶｓはダイオードＤ4 を介して
コンデンサＣ2 を充電し、これを抵抗Ｒ3 ，Ｒ4 で分圧
して、抵抗Ｒ4 の両端を静電誘導サイリスタＱ1 のゲー
ト・カソード間に接続して、静電誘導サイリスタＱ1 を
トリガーする電源とする。また、抵抗Ｒ4 の両端にトラ
ンジスタＱ2 のコレクタ・エミッタを接続して、電圧Ｖ
1 が前記所定の閾値Ｖｔｈよりも大きいときには、抵抗
Ｒ4 の両端を短絡させて、静電誘導サイリスタＱ1 をオ
ンしないようにする。コンデンサＣ2 の電荷が抵抗
Ｒ1 ，Ｒ2 の接続点に得られる電圧Ｖ1 の大きさに影響
を与えないように、ダイオードＤ4 を挿入している。静
電誘導サイリスタＱ1 のゲート・カソード間にはコンデ
ンサＣ1 を挿入してあり、静電誘導サイリスタＱ1 のオ
ン・タイミングをトランジスタＱ2 のオン・タイミング
に対して遅らせると共に、静電誘導サイリスタＱ1 がノ
イズ等により誤トリガーされることを防止するものであ
る。
コンデンサＣ2 を充電し、これを抵抗Ｒ3 ，Ｒ4 で分圧
して、抵抗Ｒ4 の両端を静電誘導サイリスタＱ1 のゲー
ト・カソード間に接続して、静電誘導サイリスタＱ1 を
トリガーする電源とする。また、抵抗Ｒ4 の両端にトラ
ンジスタＱ2 のコレクタ・エミッタを接続して、電圧Ｖ
1 が前記所定の閾値Ｖｔｈよりも大きいときには、抵抗
Ｒ4 の両端を短絡させて、静電誘導サイリスタＱ1 をオ
ンしないようにする。コンデンサＣ2 の電荷が抵抗
Ｒ1 ，Ｒ2 の接続点に得られる電圧Ｖ1 の大きさに影響
を与えないように、ダイオードＤ4 を挿入している。静
電誘導サイリスタＱ1 のゲート・カソード間にはコンデ
ンサＣ1 を挿入してあり、静電誘導サイリスタＱ1 のオ
ン・タイミングをトランジスタＱ2 のオン・タイミング
に対して遅らせると共に、静電誘導サイリスタＱ1 がノ
イズ等により誤トリガーされることを防止するものであ
る。
【００２１】瞬時停電時には、入力電圧Ｖｉｎを分圧し
た電圧Ｖｓがゼロになり、コンデンサＣ2 の充電が停止
されるため、コンデンサＣ2 が放電される。静電誘導サ
イリスタＱ1 がオフすれば、電圧Ｖ1 もリセットされ
る。そして、電源が復帰するとゼロクロス・オン動作す
る。したがって、この回路の瞬時停電時のリセット性
は、コンデンサＣ2 の放電時間と静電誘導サイリスタＱ
1 のオフ特性による。
た電圧Ｖｓがゼロになり、コンデンサＣ2 の充電が停止
されるため、コンデンサＣ2 が放電される。静電誘導サ
イリスタＱ1 がオフすれば、電圧Ｖ1 もリセットされ
る。そして、電源が復帰するとゼロクロス・オン動作す
る。したがって、この回路の瞬時停電時のリセット性
は、コンデンサＣ2 の放電時間と静電誘導サイリスタＱ
1 のオフ特性による。
【００２２】図中の破線で囲まれた部分は、直流対応回
路９である。入力電源が直流入力の場合には、入力電圧
がゼロクロスしないため、電源投入時に静電誘導サイリ
スタＱ1 はオフしたままである。この場合、静電誘導サ
イリスタＱ1 に並列に接続されたパワーサーミスタＲｔ
ｈを介してインバータ回路に電力が供給される。この電
力により制御電源電圧Ｖｃｃが立ち上がり、トランジス
タＱ3 をオンさせ、トランジスタＱ2 がオフする。よっ
て、静電誘導サイリスタＱ1 のゲートに電圧が印加され
て、静電誘導サイリスタＱ1 がオンし、パワーサーミス
タＲｔｈには電流が流れなくなる。この回路により、直
流電源入力時の突入電流を抑制することができ、且つ、
パワーサーミスタＲｔｈのロスを少なくし、消費電力を
低減することができる。
路９である。入力電源が直流入力の場合には、入力電圧
がゼロクロスしないため、電源投入時に静電誘導サイリ
スタＱ1 はオフしたままである。この場合、静電誘導サ
イリスタＱ1 に並列に接続されたパワーサーミスタＲｔ
ｈを介してインバータ回路に電力が供給される。この電
力により制御電源電圧Ｖｃｃが立ち上がり、トランジス
タＱ3 をオンさせ、トランジスタＱ2 がオフする。よっ
て、静電誘導サイリスタＱ1 のゲートに電圧が印加され
て、静電誘導サイリスタＱ1 がオンし、パワーサーミス
タＲｔｈには電流が流れなくなる。この回路により、直
流電源入力時の突入電流を抑制することができ、且つ、
パワーサーミスタＲｔｈのロスを少なくし、消費電力を
低減することができる。
【００２３】図１０に昇圧チョッパー回路５の具体例を
示す。ＭＯＳトランジスタＱ4 を高速でスイッチングす
ることにより、端子，間の脈流電圧を直流電圧に変
換して端子，に出力する。ＭＯＳトランジスタＱ4
のゲート端子には、制御回路６から駆動信号が入力さ
れている。ＭＯＳトランジスタＱ4 のドレインとグラン
ド間に挿入されたコンデンサＣ4 は、ＭＯＳトランジス
タＱ4 の両端に印加される電圧のスイッチング時の立上
がり、立下がりの傾きを緩やかにして、スイッチング損
失を低減させる。このコンデンサＣ4 の容量は、大きい
方がＭＯＳトランジスタＱ4 の電圧の立ち上がりが緩や
かになり、回路損失が減る。また、コンデンサＣ4 の容
量が小さ過ぎると、ＭＯＳトランジスタＱ4 のゲート電
圧に影響を与え、スイッチングの波形が乱れることがあ
るので、コンデンサＣ4 の容量は大きい方がよい。しか
し、コンデンサＣ4 の容量が大き過ぎると、ノイズの影
響を受けやすくなり、これによりインバータ回路が誤動
作をする。そこで、コンデンサＣ4 の容量は５００ｐＦ
以下にすることが望ましく、最適値は２００〜３００ｐ
Ｆ程度である。
示す。ＭＯＳトランジスタＱ4 を高速でスイッチングす
ることにより、端子，間の脈流電圧を直流電圧に変
換して端子，に出力する。ＭＯＳトランジスタＱ4
のゲート端子には、制御回路６から駆動信号が入力さ
れている。ＭＯＳトランジスタＱ4 のドレインとグラン
ド間に挿入されたコンデンサＣ4 は、ＭＯＳトランジス
タＱ4 の両端に印加される電圧のスイッチング時の立上
がり、立下がりの傾きを緩やかにして、スイッチング損
失を低減させる。このコンデンサＣ4 の容量は、大きい
方がＭＯＳトランジスタＱ4 の電圧の立ち上がりが緩や
かになり、回路損失が減る。また、コンデンサＣ4 の容
量が小さ過ぎると、ＭＯＳトランジスタＱ4 のゲート電
圧に影響を与え、スイッチングの波形が乱れることがあ
るので、コンデンサＣ4 の容量は大きい方がよい。しか
し、コンデンサＣ4 の容量が大き過ぎると、ノイズの影
響を受けやすくなり、これによりインバータ回路が誤動
作をする。そこで、コンデンサＣ4 の容量は５００ｐＦ
以下にすることが望ましく、最適値は２００〜３００ｐ
Ｆ程度である。
【００２４】
【発明の効果】請求項１乃至３の発明によれば、高周波
電源により複数の放電灯に並列的に高周波電力を供給し
て、各放電灯を同時に低光束域まで広範囲で連続的に調
光可能とした放電灯点灯装置において、複数の放電灯を
バランサを介して並列接続し、さらに、バランサの構成
を２つの巻線のインダクタンスの差が小さくなるような
構成とすることにより、各放電灯の光出力差を少なくす
ることができるという効果がある。また、請求項４乃至
７の発明によれば、交流電源および直流電源の両方に対
応でき、電源投入時の突入電流を防止でき、入力電流の
高周波歪みが少なく、消費電力を低く抑えることができ
る放電灯点灯装置を実現できるという効果がある。
電源により複数の放電灯に並列的に高周波電力を供給し
て、各放電灯を同時に低光束域まで広範囲で連続的に調
光可能とした放電灯点灯装置において、複数の放電灯を
バランサを介して並列接続し、さらに、バランサの構成
を２つの巻線のインダクタンスの差が小さくなるような
構成とすることにより、各放電灯の光出力差を少なくす
ることができるという効果がある。また、請求項４乃至
７の発明によれば、交流電源および直流電源の両方に対
応でき、電源投入時の突入電流を防止でき、入力電流の
高周波歪みが少なく、消費電力を低く抑えることができ
る放電灯点灯装置を実現できるという効果がある。
【図１】本発明の第１の実施例の回路図である。
【図２】本発明の第１の実施例に用いるバランサの構造
を示す断面図である。
を示す断面図である。
【図３】本発明の第２の実施例に用いるバランサの回路
図である。
図である。
【図４】本発明の第３の実施例に用いるバランサの構造
を示す断面図である。
を示す断面図である。
【図５】本発明の第４の実施例に用いるバランサの構造
を示す断面図である。
を示す断面図である。
【図６】本発明の第５の実施例の回路図である。
【図７】従来のフィルタ回路の回路図である。
【図８】本発明に用いるフィルタ回路の回路図である。
【図９】本発明に用いる突入電流防止回路の回路図であ
る。
る。
【図１０】本発明に用いる昇圧チョッパー回路の回路図
である。
である。
【図１１】従来例の回路図である。
【図１２】従来の並列点灯装置の回路図である。
【図１３】従来の単層整列巻きのバランサの断面図であ
る。
る。
【図１４】従来のオートトランス構造のバランサの断面
図である。
図である。
【図１５】従来のオートトランス構造の他のバランサの
断面図である。
断面図である。
１ 放電灯 ２ 放電灯 ３ 高周波電源 Ｔ バランサ
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 実開 平３−91700（ＪＰ，Ｕ) 実開 昭57−106111（ＪＰ，Ｕ) 実開 昭61−82399（ＪＰ，Ｕ) (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H05B 41/392 H05B 41/02 H05B 41/24
Claims (6)
- 【請求項１】 複数の放電灯に並列的に高周波電力を
供給する高周波電源と、前記高周波電源の出力を変化さ
せて複数の放電灯を同時に調光制御する制御部とを備
え、複数の放電灯を低光束域まで連続的に調光可能とし
た放電灯点灯装置において、各放電灯をバランサを介し
て高周波電源の出力に並列接続し、前記バランサは各放
電灯の出力差を低減するように１次巻線と２次巻線のイ
ンダクタンスが略等しくなるように構成したことを特徴
とする放電灯点灯装置。 - 【請求項２】 前記バランサにおいて、１次巻線と２
次巻線とを交互に巻き上げたことを特徴とする請求項１
記載の放電灯点灯装置。 - 【請求項３】 第１及び第２の放電灯に並列的に高周
波電力を供給する高周波電源と、前記高周波電源の出力
を変化させて各放電灯を同時に調光制御する制御部とを
備え、各放電灯を低光束域まで連続的に調光可能とした
放電灯点灯装置において、同一構造の第１及び第２のバ
ランサを備え、第１のバランサのインダクタンスの大き
い方の巻線と第２のバランサのインダクタンスの小さい
方の巻線を介して第１の放電灯を高周波電源の出力に接
続すると共に、第１のバランサのインダクタンスの小さ
い方の巻線と第２のバランサのインダクタンスの大きい
方の巻線を介して第２の放電灯を高周波電源の出力に接
続したことを特徴とする放電灯点灯装置。 - 【請求項４】 前記高周波電源は直流電源より直流電
力を供給され、直流電源投入時の突入入力電流を低減す
るための抵抗負荷を、前記直流電源と前記高周波電源と
の間に挿入し、前記高周波電源を制御する制御部の制御
電圧の上昇を検出して、前記抵抗負荷を短絡するスイッ
チング素子を有することを特徴とする請求項１〜３のい
ずれかに記載の放電灯点灯装置。 - 【請求項５】 前記直流電源が交流入力電源を全波整
流した脈流電圧であるときに、前記抵抗負荷を短絡する
スイッチング素子がゼロクロス点で導通するように制御
する手段を備えることを特徴とする請求項４記載の放電
灯点灯装置。 - 【請求項６】 前記高周波電源は放電灯を高周波で点
灯させるためのインバータ回路と、インバータ回路の入
力電圧を完全平滑するためのチョッパー回路とを有し、
チョッパー回路のスイッチング素子のスイッチング損失
を低減させるために、前記スイッチング素子に並列接続
したコンデンサの容量を５００ｐＦ以下としたことを特
徴とする請求項１〜３のいずれかに記載の放電灯点灯装
置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP18539993A JP3291852B2 (ja) | 1993-07-27 | 1993-07-27 | 放電灯点灯装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP18539993A JP3291852B2 (ja) | 1993-07-27 | 1993-07-27 | 放電灯点灯装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0745393A JPH0745393A (ja) | 1995-02-14 |
| JP3291852B2 true JP3291852B2 (ja) | 2002-06-17 |
Family
ID=16170121
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP18539993A Expired - Lifetime JP3291852B2 (ja) | 1993-07-27 | 1993-07-27 | 放電灯点灯装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3291852B2 (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2008218334A (ja) * | 2007-03-07 | 2008-09-18 | Matsushita Electric Works Ltd | 放電灯点灯装置及び照明器具 |
| JP2008218333A (ja) * | 2007-03-07 | 2008-09-18 | Matsushita Electric Works Ltd | 放電灯点灯装置及び照明器具 |
| US7479740B2 (en) | 2004-09-01 | 2009-01-20 | Hong-Fei Chen | Module for parallel lighting and balancer coil for discharge lamp |
Families Citing this family (8)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5847518A (en) * | 1996-07-08 | 1998-12-08 | Hitachi Ferrite Electronics, Ltd. | High voltage transformer with secondary coil windings on opposing bobbins |
| JP2004335443A (ja) | 2003-02-10 | 2004-11-25 | Masakazu Ushijima | 多灯点灯の放電管用インバータ回路及び面光源システム |
| US7589478B2 (en) | 2003-02-10 | 2009-09-15 | Masakazu Ushijima | Inverter circuit for discharge lamps for multi-lamp lighting and surface light source system |
| JP4560679B2 (ja) | 2004-11-10 | 2010-10-13 | ミネベア株式会社 | 多灯式放電灯点灯装置 |
| JP4560681B2 (ja) | 2004-12-24 | 2010-10-13 | ミネベア株式会社 | 多灯式放電灯点灯装置 |
| JP4529132B2 (ja) | 2004-12-24 | 2010-08-25 | ミネベア株式会社 | 多灯式放電灯点灯装置 |
| JP4645460B2 (ja) * | 2006-01-26 | 2011-03-09 | パナソニック電工株式会社 | 放電灯点灯装置及び照明器具 |
| JP6326519B1 (ja) * | 2017-03-08 | 2018-05-16 | 新東ホールディングス株式会社 | 閃光放電管点灯回路 |
-
1993
- 1993-07-27 JP JP18539993A patent/JP3291852B2/ja not_active Expired - Lifetime
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US7479740B2 (en) | 2004-09-01 | 2009-01-20 | Hong-Fei Chen | Module for parallel lighting and balancer coil for discharge lamp |
| US7834726B2 (en) | 2004-09-01 | 2010-11-16 | Masakazu Ushijima | Module for parallel lighting and balancer coil for discharge lamp |
| JP2008218334A (ja) * | 2007-03-07 | 2008-09-18 | Matsushita Electric Works Ltd | 放電灯点灯装置及び照明器具 |
| JP2008218333A (ja) * | 2007-03-07 | 2008-09-18 | Matsushita Electric Works Ltd | 放電灯点灯装置及び照明器具 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0745393A (ja) | 1995-02-14 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US5677602A (en) | High efficiency electronic ballast for high intensity discharge lamps | |
| JP3026681B2 (ja) | 蛍光灯制御装置 | |
| JP3291852B2 (ja) | 放電灯点灯装置 | |
| KR20010050116A (ko) | 고강도 가스 방전 램프 안정기를 작동시키는 장치 및 방법 | |
| US5138235A (en) | Starting and operating circuit for arc discharge lamp | |
| CA2102466C (en) | High-frequency power unit for neon tubes | |
| JPH04342993A (ja) | 放電灯点灯装置 | |
| JP4376996B2 (ja) | 蛍光灯の直流点灯装置 | |
| KR100375696B1 (ko) | 방전등용 안정기 | |
| JP3517899B2 (ja) | 電源装置 | |
| JP2835975B2 (ja) | 放電灯点灯装置 | |
| JPH06325886A (ja) | 高周波点灯装置 | |
| JPH07245186A (ja) | 放電灯点灯装置 | |
| JPH09237685A (ja) | 照明装置 | |
| JP3509567B2 (ja) | 電源装置 | |
| JP4280116B2 (ja) | 電流検出回路 | |
| JPS6145359B2 (ja) | ||
| JPS6154189A (ja) | 電源装置 | |
| JP4596521B2 (ja) | 点灯制御装置 | |
| JP3649045B2 (ja) | 電源装置 | |
| JP3034936B2 (ja) | 放電灯点灯装置 | |
| JP2000012269A (ja) | 放電灯点灯装置 | |
| KR200231599Y1 (ko) | 고압방전 램프용 전자식 안정기의 구동용 변압기 | |
| JPH11235027A (ja) | スイッチングレギュレータ | |
| JPH0365062A (ja) | インバータ装置 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| FPAY | Renewal fee payment (prs date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20080329 Year of fee payment: 6 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (prs date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20090329 Year of fee payment: 7 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (prs date is renewal date of database) |
Year of fee payment: 7 Free format text: PAYMENT UNTIL: 20090329 |
|
| S533 | Written request for registration of change of name |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R313533 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (prs date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20090329 Year of fee payment: 7 |
|
| R350 | Written notification of registration of transfer |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R350 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (prs date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20100329 Year of fee payment: 8 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (prs date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20100329 Year of fee payment: 8 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (prs date is renewal date of database) |
Year of fee payment: 9 Free format text: PAYMENT UNTIL: 20110329 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (prs date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20120329 Year of fee payment: 10 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (prs date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20120329 Year of fee payment: 10 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (prs date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20130329 Year of fee payment: 11 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (prs date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20130329 Year of fee payment: 11 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (prs date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20140329 Year of fee payment: 12 |
|
| EXPY | Cancellation because of completion of term |