JP3287186B2 - PWM control inverter device and PWM control method - Google Patents
PWM control inverter device and PWM control methodInfo
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Description
【０００１】[0001]
【発明の属する技術分野】この発明は、インバータ装置
の出力電圧における短絡防止期間に起因する出力電圧誤
差を補正する出力電圧誤差補正機能を備えたＰＷＭ制御
インバータ装置及びＰＷＭ制御方法に関するものであ
る。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a PWM control inverter device having an output voltage error correction function for correcting an output voltage error caused by a short circuit prevention period in an output voltage of an inverter device, and a PWM control method.
【０００２】[0002]
【従来の技術】図１１は特開平５−１８４１５７号公報
に記載の出力電圧誤差補正装置を有するＰＷＭ制御イン
バータ装置の概略構成を示すブロック図である。図にお
いて、２０はダイオードと組み合わせたトランジスタを
ブリッジ接続することにより形成したインバータ主回
路、２１は交流電圧を直流電圧に変換するコンバータ、
２２は直流電圧を平滑するコンデンサ、２３はインバー
タ主回路２０の出力側に接続された誘導電動機、２４は
インバータ主回路２０の出力側に設けた出力電流を検出
する電流検出器、２５は周波数指令に基づいてインバー
タ主回路の出力周波数、電圧を計算する出力周波数／電
圧計算手段、２６は電流検出器２４で検出された出力電
流からその極性を判定する電流極性判別手段、２７は計
算で予め得られた出力電圧をコンバータ２１の直流電圧
から計算した誤差電圧と電流極性判別手段２６との出力
に基づいて補正する電圧補正手段であり、上記出力周波
数／電圧計算手段２５、電流極性判別手段２６及び電圧
補正手段２７は予めソフトウェアにて構成されマイクロ
コンピュータに格納されている。2. Description of the Related Art FIG. 11 is a block diagram showing a schematic configuration of a PWM control inverter device having an output voltage error correction device described in Japanese Patent Application Laid-Open No. 5-184157. In the figure, reference numeral 20 denotes an inverter main circuit formed by bridging a transistor combined with a diode, 21 denotes a converter for converting an AC voltage to a DC voltage,
22 is a capacitor for smoothing the DC voltage, 23 is an induction motor connected to the output side of the inverter main circuit 20, 24 is a current detector provided on the output side of the inverter main circuit 20, and 25 is a frequency command. Output frequency / voltage calculating means for calculating the output frequency and voltage of the inverter main circuit based on the following formula: 26 is a current polarity judging means for judging the polarity of the output current detected by the current detector 24; A voltage corrector that corrects the output voltage based on the error voltage calculated from the DC voltage of the converter 21 and the output of the current polarity determiner 26. The output frequency / voltage calculator 25, the current polarity determiner 26, The voltage correction means 27 is constituted by software in advance and stored in a microcomputer.
【０００３】また、２８は補正された出力電圧に応じた
ＰＷＭを生成するＰＷＭ波形生成部、２９は上記ＰＷＭ
波形生成部２８の出力に基づいてインバータ主回路２０
の上下アーム短絡防止時間を設定する上下アーム短絡防
止期間生成部で、この各生成部はゲートアレイで構成さ
れている。[0003] Further, reference numeral 28 denotes a PWM waveform generator for generating a PWM corresponding to the corrected output voltage, and 29 denotes the PWM.
Inverter main circuit 20 based on the output of waveform generator 28
The upper and lower arm short-circuit prevention period generators for setting the upper and lower arm short-circuit prevention time, each of which is composed of a gate array.
【０００４】次に、上記従来例の動作を図１２〜図１４
を参照して説明する。コンバータ２１に入力した交流電
圧は直流電圧に変換され、コンデンサ２２により平滑さ
れて、インバータ主回路２０に入力される。インバータ
主回路２０では上下アーム短絡防止期間生成部２９から
出力される駆動信号に基づいてブリッジ接続されたトラ
ンジスタが駆動し、直流電圧を所定の周波数、電圧を有
する交流電圧に変換して誘導電動機２３に印加する。Next, the operation of the above conventional example will be described with reference to FIGS.
This will be described with reference to FIG. The AC voltage input to the converter 21 is converted to a DC voltage, smoothed by the capacitor 22, and input to the inverter main circuit 20. In the inverter main circuit 20, the bridge-connected transistors are driven based on the drive signal output from the upper and lower arm short-circuit prevention period generator 29, and convert the DC voltage into an AC voltage having a predetermined frequency and voltage to convert the DC voltage into an AC voltage. Is applied.
【０００５】このとき、インバータ主回路２０の出力電
流を電流検出器２４で検出し、その出力を電流極性判別
手段２６に入力する。一方、図１２に示すように出力周
波数／電圧計算手段２５は、周波数指令を受け取ると
（Ｓ７１）、その指令値をインバータ主回路２０の出力
周波数ｆOUT とし（Ｓ７２）、この出力周波数ｆOUT を
基に出力電圧／出力周波数が一定となるように出力電圧
ＶOUT を計算する（Ｓ７３）。At this time, the output current of the inverter main circuit 20 is detected by the current detector 24, and the output is input to the current polarity discriminating means 26. On the other hand, as shown in FIG. 12, when the output frequency / voltage calculating means 25 receives the frequency command (S71), the command value is set as the output frequency f OUT of the inverter main circuit 20 (S72), and this output frequency f OUT is used. Based on the output voltage / output frequency, the output voltage V OUT is calculated (S73).
【０００６】また、電圧補正手段２７は、図１４に示す
ように、まず計算された出力電圧ＶOUT を出力周波数／
電圧計算手段２５から受け取り（Ｓ８１）、一方、イン
バータ主回路２０に対応して予め設定された上下アーム
短絡防止期間Ｔｂと、キャリア周波数ｆC と、直流電圧
ＶDCとから、誤差電圧ΔＶをΔＶ＝Ｔｂ×ＶDC×ｆCと
して計算する（Ｓ８２）。そして、インバータ主回路２
０の出力電流を電流検出器２４で検出し、その出力を電
流極性判別手段２６に入力する。電流極性判別手段２６
では出力電流の絶対値が予め所定の値に設定された閾値
Δｉより小さいか否かを判別する（Ｓ８３）。ここで、
出力電流の絶対値が閾値よりも大きいと判別したときに
は、電流の極性を判別する（Ｓ８７）。出力電流の極性
が正と判別されると、電圧補正手段２７にて電圧指令Ｖ
OUT に電圧誤差ΔＶを加えてＶ’OUT を実際の出力電圧
とする（Ｓ８８）。反対に、出力電流の極性が負と判別
されると、電圧指令ＶOUT から電圧誤差ΔＶを引いて
Ｖ’OUT を実際の出力電圧とする（Ｓ８９）。As shown in FIG. 14, the voltage correction means 27 first calculates the calculated output voltage V OUT from the output frequency /
On the other hand, the error voltage ΔV is received from the voltage calculation means 25 (S81), and the error voltage ΔV is calculated from the upper and lower arm short-circuit prevention period Tb, the carrier frequency f C, and the DC voltage VDC corresponding to the inverter main circuit 20. = Tb × V DC × f C (S82). And the inverter main circuit 2
The output current of 0 is detected by the current detector 24, and the output is input to the current polarity determining means 26. Current polarity determining means 26
In step S83, it is determined whether or not the absolute value of the output current is smaller than a predetermined threshold value Δi. here,
When it is determined that the absolute value of the output current is larger than the threshold, the polarity of the current is determined (S87). When the polarity of the output current is determined to be positive, the voltage command
The voltage error ΔV is added to OUT to make V ′ OUT an actual output voltage (S88). Conversely, if the polarity of the output current is determined to be negative, the voltage error ΔV is subtracted from the voltage command V OUT to make V ′ OUT the actual output voltage (S89).
【０００７】また、上記ステップＳ８３において、電流
極性判別手段２６にて出力電流の絶対値が閾値Δｉより
小さいと判別されると、電流極性は無視して、電圧指令
ＶOU T の極性を電圧補正手段２７にて判別する（Ｓ８
４）。電圧指令の極性が正と判別されると、電圧補正手
段２７にて電圧指令ＶOUT に電圧誤差ΔＶを加えてＶ’
OUT を実際の出力電圧とする（Ｓ８６）。反対に、電圧
指令の極性が負と判別されると、電圧補正手段２７にて
電圧指令ＶOUT から電圧誤差ΔＶを引いてＶ’OU T を実
際の出力電圧とする（Ｓ８５）。[0007] In the above step S83, the absolute value of the output current by the current polarity discriminating means 26 is determined to be the threshold value Δi smaller, ignoring the current polarity, voltage correction polarity of the voltage command V OU T Determination by means 27 (S8
4). If it is determined that the polarity of the voltage command is positive, the voltage correction means 27 adds a voltage error ΔV to the voltage command V OUT to obtain V ′.
OUT is set as an actual output voltage (S86). Conversely, the polarity of the voltage command when it is negative and the discrimination, the actual output voltage V 'OU T by subtracting the voltage error ΔV from the voltage command V OUT by the voltage correcting means 27 (S85).
【０００８】上記のように、電流の絶対値が閾値より小
さい場合、つまり電流が０を通るあたりで電流の極性を
見ないため、電流が０のあたりでチャタリングしても無
視し、電圧誤差ΔＶを加えるか引くかを図１３に示すよ
うに確定している。As described above, when the absolute value of the current is smaller than the threshold value, that is, since the polarity of the current is not observed when the current passes through 0, even if the current chatters around 0, it is ignored and the voltage error ΔV Is determined as shown in FIG.
【０００９】[0009]
【発明が解決しようとする課題】従来の出力電圧誤差補
正機能を備えたＰＷＭ制御インバータ装置及びＰＷＭ制
御方法は、以上のように構成されているので、インバー
タの出力周波数が低い場合には出力電圧も小さくなるに
もかかわらず、誤差電圧はΔＶ＝Ｔｂ×ＶDC×ｆC で一
定のため、相対的に誤差電圧が過大になり、出力波形が
歪み、出力が不安定になるという問題点があった。Since the conventional PWM control inverter device and the PWM control method having the output voltage error correction function are configured as described above, when the output frequency of the inverter is low, the output voltage is low. However, since the error voltage is constant at ΔV = Tb × V DC × f C , the error voltage becomes relatively excessive, the output waveform is distorted, and the output becomes unstable. there were.
【００１０】特に回生時においては、出力電圧と出力電
流との位相差が１８０度近くになるため、出力電流の極
性に応じて誤差電圧を補正した場合には、誤差電圧の補
正方向は、出力電圧と出力電流との位相差が０度に近い
力行時の場合と異なって、逆に出力電圧を減少させる方
向に補正することになり、出力電圧の波形がより歪み易
いという欠点があった。In particular, during regeneration, since the phase difference between the output voltage and the output current is close to 180 degrees, when the error voltage is corrected according to the polarity of the output current, the correction direction of the error voltage is Unlike the case of power running in which the phase difference between the voltage and the output current is close to 0 °, the output voltage is corrected in the direction of decreasing the output voltage, and the output voltage waveform is more easily distorted.
【００１１】この発明は、上記のような問題点を解決す
るためになされたもので、インバータ装置の出力電圧誤
差を適性に補正することができるＰＷＭ制御インバータ
装置及びＰＷＭ制御方法を得ることを目的としている。SUMMARY OF THE INVENTION The present invention has been made to solve the above problems, and has as its object to provide a PWM control inverter device and a PWM control method capable of appropriately correcting an output voltage error of the inverter device. And
【００１２】[0012]
【課題を解決するための手段】この発明に係わるＰＷＭ
制御インバータ装置においては、上下アーム短絡防止期
間生成部により設定された上下アーム短絡防止期間とＰ
ＷＭキャリア周波数と直流電圧とを用いて算出した誤差
電圧によりインバータ出力電圧を補正する電圧補正手段
が、インバータ出力電流の絶対値が所定値より大きいと
きはインバータ出力電流の極性に応じてインバータ出力
電圧を補正し、インバータ出力電流の絶対値が所定値よ
り小さいときはインバータ出力電圧の極性に応じてイン
バータ出力電圧を補正するＰＷＭ制御インバータ装置に
おいて、ＰＷＭキャリア周波数を設定するＰＷＭキャリ
ア設定手段を備え、このＰＷＭキャリア設定手段は、誤
差電圧がインバータ出力電圧より小さいときはＰＷＭキ
ャリア周波数をその値に保ち、誤差電圧がインバータ出
力電圧より大きくなるときは誤差電圧とインバータ出力
電圧との比を一定に保つようにＰＷＭキャリア周波数を
変化させるものである。SUMMARY OF THE INVENTION A PWM according to the present invention
In the control inverter device, the upper and lower arm short circuit prevention period set by the upper and lower arm
Voltage correction means for correcting the inverter output voltage based on the error voltage calculated using the WM carrier frequency and the DC voltage, when the absolute value of the inverter output current is larger than a predetermined value, the inverter output voltage is adjusted according to the polarity of the inverter output current. A PWM control inverter for correcting the inverter output voltage according to the polarity of the inverter output voltage when the absolute value of the inverter output current is smaller than a predetermined value, comprising a PWM carrier setting means for setting a PWM carrier frequency; This PWM carrier setting means keeps the PWM carrier frequency at that value when the error voltage is smaller than the inverter output voltage, and keeps the ratio between the error voltage and the inverter output voltage constant when the error voltage becomes larger than the inverter output voltage. To change the PWM carrier frequency That.
【００１３】[0013]
【００１４】また、電流検出器からの電流をトルク分電
流と励磁分電流とに分ける電流変換手段を備え、電圧補
正手段は、電流変換手段からのトルク分電流が正の場合
と負の場合とにおいて誤差電圧を異ならせると共に、ト
ルク分電流の正と負の境界付近においては誤差電圧をト
ルク分電流に比例させて変化させ、電流変換手段からの
トルク分電流が負の場合でかつ励磁分電流が所定値以下
のとき、誤差電圧を励磁分電流に比例させて変化させる
ものである。Further, there is provided current conversion means for dividing the current from the current detector into a current for torque and a current for excitation, and the voltage correction means determines whether the current from the current conversion means is positive or negative. And the error voltage is changed in the vicinity of the positive and negative boundaries of the torque component current in proportion to the torque component current, so that the torque component current from the current conversion means is negative and the excitation component current Is smaller than a predetermined value, the error voltage is changed in proportion to the exciting current.
【００１５】[0015]
【００１６】[0016]
【００１７】また、インバータ出力電流の平均値を算出
する電流校正手段を備え、この電流校正手段はインバー
タが出力遮断状態のときのインバータ出力電流の平均値
をゼロ点としてインバータ出力電流を校正すると共に、
インバータが出力遮断状態のとき、インバータ装置の電
源投入直後の場合にはその時から所定時間の間インバー
タ出力電流の平均値を算出し、インバータ装置の電流停
止直後の場合にはその時から所定時間の間インバータ出
力電流の平均値の算出を開始するものである。The present invention further comprises current calibration means for calculating an average value of the inverter output current. The current calibration means calibrates the inverter output current with the average value of the inverter output current when the inverter is in the output cutoff state as a zero point. ,
When the inverter is in the output cutoff state, the average value of the inverter output current is calculated for a predetermined time from immediately thereafter when the power of the inverter device is turned on. The calculation of the average value of the inverter output current is started.
【００１８】[0018]
【００１９】また、インバータ出力電流の平均値を算出
する電流校正手段を備え、この電流校正手段はインバー
タが出力遮断状態のときのインバータ出力電流の平均値
をゼロ点としてインバータ出力電流を校正すると共に、
インバータが出力遮断状態でないときのインバータ出力
電流の平均値からインバータが出力遮断状態のときのイ
ンバータ出力電流の平均値を差し引いたインバータ出力
電流の校正平均値を算出し、電圧補正手段は、このイン
バータ出力電流の校正平均値が所定値より大きいときは
誤差電圧をインバータ出力電流の校正平均値に比例して
変化させるものである。The present invention further comprises current calibration means for calculating an average value of the inverter output current. The current calibration means calibrates the inverter output current with the average value of the inverter output current when the inverter is in the output cutoff state as a zero point. ,
A calibration average value of the inverter output current is calculated by subtracting the average value of the inverter output current when the inverter is in the output cut-off state from the average value of the inverter output current when the inverter is not in the output cut-off state. When the average calibration value of the output current is larger than the predetermined value, the error voltage is changed in proportion to the average calibration value of the inverter output current.
【００２０】更に、電流検出器からの電流をトルク分電
流と励磁分電流とに分ける電流変換手段を備え、電圧補
正手段は、この電流検出器からのトルク分電流が負のと
き、誤差電圧をインバータ出力電流の校正平均値に比例
して変化させるものである。Furthermore, current conversion means for dividing the current from the current detector into a torque component current and an excitation component current is provided, and the voltage correction means converts the error voltage when the torque component current from the current detector is negative. It is changed in proportion to the calibration average value of the inverter output current.
【００２１】そして、ＰＷＭ制御方法においては、上下
アーム短絡防止期間とＰＷＭキャリア周波数と直流電圧
とを用いて誤差電圧を生成し、インバータ出力電流の絶
対値が所定値より大きいときはインバータ出力電流の極
性に応じて誤差電圧によりインバータ出力電圧を補正
し、インバータ出力電流の絶対値が所定値より小さいと
きはインバータ出力電圧の極性に応じて誤差電圧により
インバータ出力電圧を補正するＰＷＭ制御方法におい
て、誤差電圧がインバータ出力電圧より小さいときはＰ
ＷＭキャリア周波数をその値に保ち、誤差電圧がインバ
ータ出力電圧より大きくなるときは誤差電圧とインバー
タ出力電圧との比を一定に保つようにＰＷＭキャリア周
波数を変化させるものである。In the PWM control method, an error voltage is generated using the upper and lower arm short circuit prevention period, the PWM carrier frequency and the DC voltage, and when the absolute value of the inverter output current is larger than a predetermined value, the error voltage of the inverter output current is reduced. In the PWM control method, the inverter output voltage is corrected by an error voltage according to the polarity, and when the absolute value of the inverter output current is smaller than a predetermined value, the inverter output voltage is corrected by the error voltage according to the polarity of the inverter output voltage. When the voltage is smaller than the inverter output voltage, P
The WM carrier frequency is kept at that value, and when the error voltage becomes larger than the inverter output voltage, the PWM carrier frequency is changed so that the ratio between the error voltage and the inverter output voltage is kept constant.
【００２２】[0022]
実施の形態１．この発明の実施の形態の図について説明
する。図１は、第１の実施の形態による出力電圧誤差補
正装置を有するＰＷＭ制御インバータ装置の概略構成を
示すブロック図である。図において、３０は検出した電
流値をデジタル値に変換するアナログ／デジタル変換部
であり、３１はアナログ／デジタル変換部３０によって
数値化された三相電流を励磁分電流とトルク分電流への
変換演算を行う電流変換手段であるところの電流三相／
二相変換手段、３２はＰＷＭキャリア周波数を設定する
ＰＷＭキャリア設定手段、３３は出力周波数／電圧計算
手段２５にて計算される出力電圧を三相分の電圧に変換
するための三相電圧生成手段である。上記アナログ／デ
ジタル変換部３０はハードウェア回路で構成されてい
る。また、上記電流三相／二相変換手段３１、ＰＷＭキ
ャリア設定手段３２、三相電圧生成手段３３は予めソフ
トウェアにて構成されマイクロコンピュータに格納され
ている。その他の構成は、上記従来技術にて説明した図
の構成と同一である。Embodiment 1 FIG. An embodiment of the present invention will be described with reference to the drawings. FIG. 1 is a block diagram showing a schematic configuration of a PWM control inverter device having an output voltage error correction device according to the first embodiment. In the figure, reference numeral 30 denotes an analog / digital conversion unit for converting a detected current value into a digital value, and reference numeral 31 denotes conversion of the three-phase current quantified by the analog / digital conversion unit 30 into an excitation component current and a torque component current. The current three-phase / current conversion means that performs the calculation
Two-phase conversion means, 32 is a PWM carrier setting means for setting a PWM carrier frequency, and 33 is a three-phase voltage generation means for converting the output voltage calculated by the output frequency / voltage calculation means 25 into a voltage for three phases. It is. The analog / digital converter 30 is configured by a hardware circuit. The current three-phase / two-phase conversion means 31, PWM carrier setting means 32, and three-phase voltage generation means 33 are configured in advance by software and stored in a microcomputer. Other configurations are the same as the configurations of the drawings described in the above related art.
【００２３】次に、上記実施の形態の動作を図２〜図７
を参照して説明する。コンバータ２１に入力した交流電
圧は直流電圧に変換され、コンデンサ２２により平滑さ
れて、インバータ主回路２０に入力される。インバータ
主回路２０では上下アーム短絡防止期間生成部２９から
出力される駆動信号によりブリッジ接続されたトランジ
スタが駆動され、直流電圧を所定の周波数、電圧を有す
る交流電圧に変換して誘導電動機２３に印加する。Next, the operation of the above embodiment will be described with reference to FIGS.
This will be described with reference to FIG. The AC voltage input to the converter 21 is converted to a DC voltage, smoothed by the capacitor 22, and input to the inverter main circuit 20. In the inverter main circuit 20, the bridge-connected transistor is driven by the drive signal output from the upper and lower arm short-circuit prevention period generator 29, converts a DC voltage into an AC voltage having a predetermined frequency and voltage, and applies the AC voltage to the induction motor 23. I do.
【００２４】電流検出器２４によって得た三相電流はア
ナログ／デジタル変換部３０によってデジタル化され、
マイクロコンピュータに与える。マイクロコンピュータ
内部では、受け取った三相電流を電流三相／二相変換手
段３１によって、トルク分電流ｉ１qと励磁分電流ｉ１d
に変換する。The three-phase current obtained by the current detector 24 is digitized by an analog / digital converter 30.
Give to microcomputer. Inside the microcomputer, the received three-phase current is converted by the current three-phase / two-phase conversion means 31 into a torque component current i 1q and an excitation component current i 1d.
Convert to
【００２５】一方、出力周波数／電圧計算手段２５は、
読み込まれた周波数指令に基づいて出力周波数ｆOUT と
出力電圧ＶOUT を計算する。そして出力電圧ＶOUT を基
に三相電圧生成手段３３によって三相分の電圧Ｖu ，Ｖ
v ，Ｖw が生成される。On the other hand, the output frequency / voltage calculation means 25
The output frequency f OUT and the output voltage V OUT are calculated based on the read frequency command. Then, based on the output voltage V OUT , the three-phase voltages V u , V
v and Vw are generated.
【００２６】このとき、出力周波数ｆOUT は、同時にＰ
ＷＭキャリア設定手段３２に受け渡される。前述したよ
うに誤差電圧はΔＶ＝Ｔｂ×ＶDC×ｆC であるので、出
力周波数が基底周波数以下では、出力電圧ＶOUT は出力
周波数ｆOUT に比例するため、ＰＷＭキャリア設定手段
３２において、図２に示すように低周波数領域で出力周
波数ｆOUT に対応してキャリア周波数ｆC を下げること
により、出力電圧と誤差電圧の比を一定に保つことがで
きる。At this time, the output frequency f OUT is simultaneously P
It is passed to the WM carrier setting means 32. As described above, since the error voltage is ΔV = Tb × V DC × f C , the output voltage V OUT is proportional to the output frequency f OUT when the output frequency is equal to or lower than the base frequency. As shown in FIG. 2, the ratio between the output voltage and the error voltage can be kept constant by lowering the carrier frequency f C corresponding to the output frequency f OUT in the low frequency region.
【００２７】また、上記ＰＷＭキャリア設定手段３２に
おいて、出力電圧ＶOUT と誤差電圧ΔＶとの比較を行
い、比較結果に応じてキャリア周波数ｆC を決定する方
法について、図３を用いて説明する。A method of comparing the output voltage V OUT with the error voltage ΔV in the PWM carrier setting means 32 and determining the carrier frequency f C according to the comparison result will be described with reference to FIG.
【００２８】ＰＷＭキャリア設定手段３２は、まず出力
周波数／電圧計算手段２５にて求められた出力電圧Ｖ
OUT と、後述するような方法によって電圧補正手段２７
Ａで求められる誤差電圧ΔＶとを受け取る（Ｓ５１）。
そしてＶOUT とΔＶを比較し（Ｓ５２）、ＶOUT ≧ΔＶ
であればキャリア周波数ｆC は前回の値を保持し変更し
ない。また、ＶOUT ＜ΔＶならばキャリア周波数変更処
理にて、ｆC ’＝ｆC ×ＶOUT ／ΔＶの計算を行い（Ｓ
５３）、キャリア周波数をｆC ’に更新する（Ｓ５
４）。First, the PWM carrier setting means 32 outputs the output voltage V obtained by the output frequency / voltage calculating means 25.
OUT and the voltage correcting means 27 by a method described later.
The error voltage ΔV obtained at A is received (S51).
Then, V OUT and ΔV are compared (S52), and V OUT ≧ ΔV
If this is the case, the carrier frequency f C retains the previous value and does not change. If V OUT <ΔV, f C ′ = f C × V OUT / ΔV is calculated in the carrier frequency changing process (S
53), the carrier frequency is updated to f C ′ (S5)
4).
【００２９】図４は、キャリア周波数ｆC を決定するＰ
ＷＭキャリア設定手段３２のブロック図を示す。同図に
おいてＰＷＭキャリア設定手段３２は、出力周波数ｆ
OUT を受け取り、キャリア周波数ｆC を出力する機能、
あるいは出力電圧ＶOUT 、及び誤差電圧ΔＶとを受け取
り、更新されたキャリア周波数ｆC を出力する機能とを
有している。FIG. 4 is a graph showing the relationship between P and P which determines the carrier frequency f C.
FIG. 2 shows a block diagram of the WM carrier setting means 32. In the figure, the PWM carrier setting means 32 outputs the output frequency f
Function to receive OUT and output carrier frequency f C ,
Alternatively, it has a function of receiving the output voltage V OUT and the error voltage ΔV, and outputting the updated carrier frequency f C.
【００３０】上記のようにして得られたキャリア周波数
ｆC は、電圧補正手段２７Ａ及びＰＷＭ波形生成部２８
へ受け渡される。ここで、図７は図１の電圧補正手段２
７Ａの内部構成を示すブロック図である。電圧補正手段
２７Ａでは、上下アーム短絡防止期間Ｔｂと、キャリア
周波数ｆC と、直流電圧ＶDCと、さらに、係数ｋ設定部
４０にてトルク分電流ｉ１qから求められる係数ｋ、及
び係数ｍ設定部４１にて励磁分電流ｉ１dから求まる係
数ｍから、誤差電圧ΔＶをΔＶ＝ｋ×ｍ×Ｔｂ×ＶDC×
ｆC として計算する。ここで、係数ｋは図５に示すよう
にトルク分電流ｉ１qによって決定される。The carrier frequency f C obtained as described above is applied to the voltage correction means 27A and the PWM waveform generator 28.
Handed over to Here, FIG. 7 shows the voltage correction means 2 of FIG.
It is a block diagram which shows the internal structure of 7A. In the voltage correction means 27A, the upper and lower arm short-circuit prevention period Tb, the carrier frequency f C , the DC voltage VDC , and the coefficient k and coefficient m obtained by the coefficient k setting unit 40 from the torque component current i 1q are set. From the coefficient m obtained from the excitation component current i 1d in the unit 41, the error voltage ΔV is calculated as ΔV = k × m × Tb × V DC ×
Calculate as f C. Here, the coefficient k is determined by the torque component current i 1q as shown in FIG.
【００３１】力行の状態（ｉ１q＞０）において、ｉ１q
＞Ｉａの領域ではｋ＝ｋ1 であるが、ｉ１qが小さくな
れば、回生の状態（ｉ１q＜０）に近くなると判断し、
Ｉｂ≦ｉ１q≦Ｉａの範囲内では、係数ｋをｋ2 まで比
例して減少させる。ここでＩａの値は理想的にはゼロで
良いが、制御上の遅れを考慮すると図５の如くなる。こ
れにより、回生時近傍からは誤差電圧の補正量が減少さ
れ、回生時の誤差電圧の過補正による電流の波形歪みを
防ぐことが可能となる。In the power running state (i 1q > 0), i 1q
> Although the area of Ia is k = k 1, if i 1q is the smaller, it is determined that the closer to the regenerative state (i 1q <0),
Within the range of Ib ≦ i 1q ≦ Ia, the coefficient k is reduced in proportion to k 2 . Here, the value of Ia may ideally be zero, but as shown in FIG. 5 in consideration of control delay. As a result, the correction amount of the error voltage is reduced near the time of regeneration, and it is possible to prevent current waveform distortion due to overcorrection of the error voltage during regeneration.
【００３２】また、係数ｍは図６に示すように励磁分電
流ｉ１dによって決定される。これは、回生時に誤差電
圧が過補正となり不安定になるとｉ１dが減少するの
で、０≦ｉ１d≦Ｉｃであれば、ｉ１dの減少に比例して
係数ｍを１から０まで減少させる。ただし、係数ｍの補
正はｉ１q＜０の時、即ち回生状態にあると判断した場
合のみである。この係数ｍの補正によって、回生時に誤
差電圧が過補正になりモータが不安定となった場合、同
現象を緩和することができる。The coefficient m is determined by the exciting current i 1d as shown in FIG. This is because if the error voltage becomes overcorrected during regeneration and becomes unstable, i 1d decreases. If 0 ≦ i 1d ≦ Ic, the coefficient m is reduced from 1 to 0 in proportion to the decrease of i 1d . However, the correction of the coefficient m is performed only when i 1q <0, that is, when it is determined that the vehicle is in the regenerative state. If the correction of the coefficient m causes the error voltage to be overcorrected during regeneration and the motor becomes unstable, the same phenomenon can be mitigated.
【００３３】本実施の形態においては、図５に示すｋの
値は素子のスイッチング特性に基づいて決められるもの
である。スイッチング特性の立上り時間をＴON、立下り
時間をＴOFF とすると、ｋの値は下式より求められ、 ｋ＝（Ｔｂ＋ＴON−ＴOFF ）／Ｔｂ ｋ2 の値はｋ1 の値の６０〜９０％になる。この値はス
イッチング特性によって定まり、ｋの値をそれ以上下げ
る必要のない点に設定されるのが普通である。そして、
この値は使用する素子によって変化する。In the present embodiment, the value of k shown in FIG. 5 is determined based on the switching characteristics of the element. T ON the rise time of the switching characteristics, the fall time when the T OFF, the value of k is determined from the following equation, the value of k = (Tb + T ON -T OFF) / Tb k 2 is the value of k 1 60 ~ 90%. This value is determined by the switching characteristics and is usually set at a point where it is not necessary to further reduce the value of k. And
This value varies depending on the element used.
【００３４】また、図５に示すＩａ，Ｉｂの値は、ｋの
値を急激に変化させないように設定することも重要であ
り、有効な補正の効果を出すためには定格電流の２０％
程度が適当である。また、図６に示すＩｃの値は、定格
電流の１５％程度の値に設定するのが好ましい。It is also important to set the values of Ia and Ib shown in FIG. 5 so that the value of k does not change abruptly. In order to obtain an effective correction effect, 20% of the rated current is required.
The degree is appropriate. The value of Ic shown in FIG. 6 is preferably set to a value of about 15% of the rated current.
【００３５】誤差電圧ΔＶは、上記のようにして算出さ
れた後、出力電流と出力電圧から各相の極性判別が行わ
れ、三相電圧生成手段３３によって得られた三相電圧Ｖ
u ，Ｖv ，Ｖw に各々加算される。After the error voltage ΔV is calculated as described above, the polarity of each phase is determined from the output current and the output voltage, and the three-phase voltage V obtained by the three-phase voltage generator 33 is obtained.
u, V v, are each added to the V w.
【００３６】ここでｕ相を例にとって説明すると、ｕ相
の出力電圧Ｖu は、電圧極性判別部４２にて正か負かの
極性判別がなされ、正であれば１が、負であれば−１が
誤差電圧極性判別部４３に入力される。また、ｕ相で検
出された出力電流Ｉu は、電流極性判別手段２６でしき
い値Δｉとの大小を比較され、出力電流Ｉu の絶対値が
しきい値よりも小さいと判別したときには、誤差電圧極
性判別部４３に０が入力される。誤差電圧極性判別部４
３は、電流極性判別手段２６から受け取った値が０であ
った場合には、前述の電圧極性判別部４２から入力され
た値を、そのまま誤差電圧の極性として出力する。Here, a description will be given of the u-phase as an example. The output polarity V u of the u-phase is determined by the voltage polarity determination unit 42 as positive or negative. −1 is input to the error voltage polarity determining unit 43. Further, the output polarity I u detected in the u phase is compared with the threshold value Δi by the current polarity determining means 26, and when it is determined that the absolute value of the output current I u is smaller than the threshold value, 0 is input to the error voltage polarity determination unit 43. Error voltage polarity discriminator 4
When the value received from the current polarity determining unit 26 is 0, the value 3 outputs the value input from the voltage polarity determining unit 42 as the polarity of the error voltage as it is.
【００３７】他方、電流極性判別手段２６で出力電流Ｉ
u の絶対値がしきい値よりも大きいと判別したときに
は、出力電流Ｉu の極性が正であれば１が、負であれば
−１が誤差電圧極性判別部４３に入力される。誤差電圧
極性判別部４３は、電流極性判別手段２６から受け取っ
た値が１か−１であった場合には、電流極性判別手段２
６から入力された値を、そのまま誤差電圧の極性として
出力する。ここで出力された誤差電圧極性±１は誤差電
圧ΔＶと乗算器４４で乗算がなされた後、加算器４５で
Ｖｕに加算されて最終的な出力電圧Ｖｕ’としてＰＷＭ
波形生成部に受け渡される。また、ｖ相、ｗ相について
も同様の処理が行われる。ここで、図７に示すｓｇｎＩ
は０，＋１，−１のどれかの値をとることを示すもので
ある。On the other hand, the output current I
When it is determined that the absolute value of u is greater than the threshold value, 1 is input to the error voltage polarity determination unit 43 if the polarity of the output current I u is positive, and -1 if the polarity is negative. If the value received from the current polarity determining unit 26 is 1 or −1, the error voltage polarity determining unit 43
The value input from 6 is output as it is as the polarity of the error voltage. The error voltage polarity ± 1 output here is multiplied by the error voltage ΔV by the multiplier 44, and then added to Vu by the adder 45 to obtain a final output voltage Vu ′ of PWM.
Delivered to the waveform generator. Similar processing is performed for the v-phase and the w-phase. Here, sgnI shown in FIG.
Indicates that it takes any value of 0, +1 and -1.
【００３８】ＰＷＭ波形生成部２８は、こうして得られ
た補正電圧値に応じた信号に基づき、インバータ主回路
２０が正負の各領域において各々かかる所定電圧を出力
するように上下アーム短絡防止期間を生成し、インバー
タ主回路２０に出力する。The PWM waveform generator 28 generates an upper and lower arm short-circuit prevention period so that the inverter main circuit 20 outputs the predetermined voltage in each of the positive and negative regions based on the signal corresponding to the correction voltage value thus obtained. Then, the signal is output to the inverter main circuit 20.
【００３９】実施の形態２．次に、第２の実施の形態と
して、電流値を正確に検出し、該電流値を用いて前述の
誤差電圧（ΔＶ）の補正係数を修正する方法を示す。図
１０は、第２の実施の形態に基づく出力電圧誤差補正装
置を有するＰＷＭ制御インバータ装置の概略構成を示す
ブロック図である。図において、３４はアナログ／デジ
タル変換部３０から受け取った電流値を校正する電流校
正手段であり、ソフトウェアにて構成されマイクロコン
ピュータに格納されている。その他の構成は、上記第１
の実施の形態を説明した図１の構成と同一である。Embodiment 2 Next, as a second embodiment, a method of accurately detecting a current value and using the current value to correct a correction coefficient of the error voltage (ΔV) will be described. FIG. 10 is a block diagram showing a schematic configuration of a PWM control inverter device having an output voltage error correction device based on the second embodiment. In the figure, reference numeral 34 denotes a current calibrating means for calibrating a current value received from the analog / digital converter 30, and is constituted by software and stored in a microcomputer. Other configurations are the same as those of the first
This is the same as the configuration of FIG.
【００４０】次に、上記実施の形態の動作を図８，図９
を参照して説明する。コンバータ２１に入力した交流電
圧は直流電圧に変換され、コンデンサ２２により平滑さ
れて、インバータ主回路２０に入力される。インバータ
主回路２０では上下アーム短絡防止期間生成部２９から
出力される駆動信号に基づいてブリッジ接続されたトラ
ンジスタが駆動され、直流電圧を所定の周波数、電圧を
有する交流電圧に変換して誘導電動機２３に印加する。Next, the operation of the above embodiment will be described with reference to FIGS.
This will be described with reference to FIG. The AC voltage input to the converter 21 is converted to a DC voltage, smoothed by the capacitor 22, and input to the inverter main circuit 20. In the inverter main circuit 20, a bridge-connected transistor is driven based on a drive signal output from the upper and lower arm short-circuit prevention period generator 29, and converts a DC voltage into an AC voltage having a predetermined frequency and voltage to convert the DC voltage into an AC voltage. Is applied.
【００４１】電流検出器２４によって得た三相電流はア
ナログ／デジタル変換部３０によってデジタル化され、
マイクロコンピュータに与えられる。マイクロコンピュ
ータ内部では、三相電流は、電流校正手段３４を経て、
電流三相／二相変換手段３１に入力され、トルク分電流
ｉ１qと励磁分電流ｉ１dに変換される。The three-phase current obtained by the current detector 24 is digitized by an analog / digital converter 30.
Given to the microcomputer. Inside the microcomputer, the three-phase current passes through the current calibration means 34,
The current is input to the three-phase / two-phase converter 31 and is converted into a torque component current i 1q and an excitation component current i 1d .
【００４２】ここで、電流検出器２４は、温度等の影響
を受け、検出した値にばらつきを生じるため、最初に校
正をしていても、長い時間が経てば電流のゼロ点が変化
し、検出した値に誤差が生じる可能性がある。従って、
電流校正手段３４では、インバータの停止中にアナログ
／デジタル変換部３０から入力されるデジタル値を読み
取り平均して、これを電流のゼロ点として記憶する。Here, since the current detector 24 is affected by the temperature and the like, and the detected value varies, even if the calibration is performed first, the zero point of the current changes after a long time, An error may occur in the detected value. Therefore,
The current calibration means 34 reads the digital value input from the analog / digital converter 30 while the inverter is stopped, averages the digital value, and stores the average as the current zero point.
【００４３】しかしながら、インバータ停止直後では、
モータ回転子の二次回路の電流の影響により、マイクロ
コンピュータに入力される値が本来の電流のゼロ点と異
なる期間がある。もし、この期間内にゼロ点の校正を行
ったとすると、ゼロ点のズレによって検出した電流値に
誤差を生じてしまい、誤差電圧の補正にも影響を与えか
ねない。そこで、図９に示すように、まずトランジスタ
のベース遮断等によって、インバータ出力が遮断状態と
なりインバータが停止中であるかどうかを判定し（Ｓ６
１）、停止中ならば、次に電源ＯＮ直後であるかどうか
の判定を行う（Ｓ６２）。そして、電源ＯＮ直後の場合
は、図８の時刻０〜ｔ1 に示すようにインバータが駆動
するまでのｔ1 時間の間ゼロ点の平均を行う（Ｓ６
４）。However, immediately after stopping the inverter,
Due to the effect of the current in the secondary circuit of the motor rotor, there is a period during which the value input to the microcomputer is different from the original zero point of the current. If the calibration of the zero point is performed within this period, an error occurs in the detected current value due to the deviation of the zero point, which may affect the correction of the error voltage. Therefore, as shown in FIG. 9, first, it is determined whether or not the inverter output is cut off due to the base cutoff of the transistor or the like and the inverter is stopped (S6).
1) If stopped, then it is determined whether or not the power has just been turned on (S62). Then, in the case of immediately after the power ON, the averaging inverter is zero between t 1 hour until the drive as shown at time 0 to t 1 in FIG. 8 (S6
4).
【００４４】また、電源ＯＮ直後でない場合は、図８の
時刻ｔ2 〜ｔ3 に示すようにインバータ停止時刻ｔ2 か
ら時間のカウントを開始し、現在時刻ｔ3 との差（ｔ3
−ｔ2 ）によって求められるインバータ停止からの経過
時間Ｔが、一定時間Δｔを超えたかどうかの判別を行う
（Ｓ６３）。その結果、Ｔ＜Δｔならば、回転子の二次
回路の電流が無くなるまでの時間を考慮してその間は処
理を行わないようにし、Ｔ≧Δｔならば、アナログ／デ
ジタル変換部３０から入力されるデジタル値の平均化を
行い、ゼロ点の校正を行う。これは停止状態を解除して
次に運転を開始するまでの間行うものである（Ｓ６
４）。[0044] Moreover, if not immediately after power ON, and starts counting from the inverter stop time t 2 of time as shown at time t 2 ~t 3 in FIG. 8, the difference between the current time t 3 (t 3
−t 2 ), it is determined whether or not the elapsed time T from the stop of the inverter has exceeded a certain time Δt (S63). As a result, if T <Δt, processing is not performed during that time in consideration of the time until the current in the secondary circuit of the rotor disappears. If T ≧ Δt, the processing is input from the analog / digital conversion unit 30. Digital values are averaged and the zero point is calibrated. This is performed until the operation is started after the stop state is released (S6).
4).
【００４５】また、インバータ運転中の場合には、電流
校正手段３４は、アナログ／デジタル変換部３０から入
力されたデジタル値から上記のようにして得たゼロ点電
流値をオフセットとして引き去ることにより、電流値を
得ることができる。該電流値は、インバータ出力の周期
の丁度整数分だけ積分した場合、本来ゼロになるはずで
ある。しかし、誤差電圧の補正が過剰の時には、出力電
流波形が乱れ、ゼロ点を中心とする正常な正弦波として
の形を失う。この現象は回生時に顕著となる。この結
果、ｎ周期分の平均はゼロではなくなる。When the inverter is in operation, the current calibration means 34 subtracts the zero-point current value obtained as described above from the digital value input from the analog / digital converter 30 as an offset. , The current value can be obtained. When the current value is integrated by just an integer of the cycle of the inverter output, the current value should be essentially zero. However, when the error voltage is excessively corrected, the output current waveform is distorted, and loses its shape as a normal sine wave centered at the zero point. This phenomenon becomes remarkable during regeneration. As a result, the average for n cycles is not zero.
【００４６】そこで、図９に示すように、電流校正手段
３４は、まず運転中の電流値をｎ周期分だけ積分し電流
平均値Ｓを求め（Ｓ６５）、電圧補正手段２７Ｂに受け
渡す。電圧補正手段２７Ｂでは、電流三相／二相変換手
段３１より受け取ったｉ１qの符号を判別し（Ｓ６
６）、ｉ１q≧０ならば、カ行とみなし、誤差電圧の補
正係数Ｋは所定値のまま変更しない（Ｓ６９）。また、
ｉ１q＜０ならば、出力電流波形の乱れ易い回生状態に
あるとみなして、電流平均値Ｓの絶対値と、電流のズレ
に対するしきい値ΔＳとを比較する（Ｓ６７）。そし
て、｜Ｓ｜≦ΔＳならば補正係数Ｋはそのまま変更無し
とするが、｜Ｓ｜＞ΔＳであれば、波形が乱れているも
のとして、補正係数Ｋを｜Ｓ｜に比例して減少させる
（Ｓ６８）。なお、減少させるＫには、下限値を設け、
クランプしてもよい。Therefore, as shown in FIG. 9, the current calibrating means 34 first integrates the current value during the operation for n cycles to obtain a current average value S (S65), and transfers it to the voltage correcting means 27B. The voltage correction unit 27B determines the sign of i 1q received from the current three-phase / two-phase conversion unit 31 (S6).
6) If i 1q ≧ 0, it is assumed that the current row is the power row, and the error voltage correction coefficient K remains at the predetermined value and is not changed (S69). Also,
If i 1q <0, it is considered that the output current waveform is in a regenerative state in which the output current waveform is likely to be disturbed, and the absolute value of the current average value S is compared with the threshold value ΔS for the current deviation (S67). If | S | ≦ ΔS, the correction coefficient K remains unchanged, but if | S |> ΔS, it is determined that the waveform is disturbed and the correction coefficient K is reduced in proportion to | S | (S68). In addition, a lower limit value is provided for K to be reduced,
It may be clamped.
【００４７】上記のようにして設定されたＫを用いて、
誤差電圧ΔＶをΔＶ＝Ｋ×Ｔｂ×ＶDC×ｆC として求
め、特に出力電圧波形の乱れ易い回生状態での誤差電圧
の過補正を防ぐことができる。Using K set as described above,
The error voltage ΔV is obtained as ΔV = K × Tb × V DC × f C , and it is possible to prevent the error voltage from being overcorrected particularly in a regenerative state in which the output voltage waveform is easily disturbed.
【００４８】尚、上記実施の形態では、三相誘導電動機
を用いて説明しているが、同期電動機などの他の構成の
交流電動機を用いてもよい。Although the above embodiment has been described using a three-phase induction motor, an AC motor having another configuration such as a synchronous motor may be used.
【００４９】[0049]
【発明の効果】この発明は、以上説明したように構成さ
れているので、以下に記載される様な効果を奏する。Since the present invention is configured as described above, it has the following effects.
【００５０】上下アーム短絡防止期間生成部により設定
された上下アーム短絡防止期間とＰＷＭキャリア周波数
と直流電圧とを用いて算出した誤差電圧によりインバー
タ出力電圧を補正する電圧補正手段が、インバータ出力
電流の絶対値が所定値より大きいときはインバータ出力
電流の極性に応じてインバータ出力電圧を補正し、イン
バータ出力電流の絶対値が所定値より小さいときはイン
バータ出力電圧の極性に応じてインバータ出力電圧を補
正するＰＷＭ制御インバータ装置において、ＰＷＭキャ
リア周波数を設定するＰＷＭキャリア設定手段を備え、
このＰＷＭキャリア設定手段は、誤差電圧がインバータ
出力電圧より小さいときはＰＷＭキャリア周波数をその
値に保ち、誤差電圧がインバータ出力電圧より大きくな
るときは誤差電圧とインバータ出力電圧との比を一定に
保つようにＰＷＭキャリア周波数を変化させるので、誤
差電圧をインバータ出力電圧より大きくさせないことに
なり、インバータ出力電流の波形が乱れて不安定になる
のを防ぐ効果がある。Voltage correction means for correcting the inverter output voltage based on the error voltage calculated using the upper and lower arm short circuit prevention period set by the upper and lower arm short circuit prevention period generator, the PWM carrier frequency, and the DC voltage is provided. When the absolute value is larger than the predetermined value, the inverter output voltage is corrected according to the polarity of the inverter output current. When the absolute value of the inverter output current is smaller than the predetermined value, the inverter output voltage is corrected according to the polarity of the inverter output voltage. A PWM carrier setting means for setting a PWM carrier frequency.
This PWM carrier setting means keeps the PWM carrier frequency at that value when the error voltage is smaller than the inverter output voltage, and keeps the ratio between the error voltage and the inverter output voltage constant when the error voltage becomes larger than the inverter output voltage. Since the PWM carrier frequency is changed as described above, the error voltage is not made larger than the inverter output voltage, and the waveform of the inverter output current is prevented from being disturbed and becoming unstable.
【００５１】[0051]
【００５２】また、電流検出器からの電流をトルク分電
流と励磁分電流とに分ける電流変換手段を備え、電圧補
正手段は、電流変換手段からのトルク分電流が正の場合
と負の場合とにおいて誤差電圧を異ならせると共に、ト
ルク分電流の正と負の境界付近においては誤差電圧をト
ルク分電流に比例させて変化させ、電流変換手段からの
トルク分電流が負の場合でかつ励磁分電流が所定値以下
のとき、誤差電圧を励磁分電流に比例させて変化させる
ので、回生動作領域でのインバータ出力電圧の過補正を
防ぐと共に力行動作領域から回生動作領域への誤差電圧
の変化をスムーズにすることになり、また誤差電圧が過
大であることに起因する励磁分電流の減少を抑制するこ
とになり、特に誤差電圧の過補正の影響を受け易い回生
動作領域において、インバータ出力電流の波形が乱れて
不安定になるのを防ぐ効果がある。Further, there is provided current conversion means for dividing the current from the current detector into a current for torque and a current for excitation, and the voltage correction means determines whether the current from the current conversion means is positive or negative. And the error voltage is changed in the vicinity of the positive and negative boundaries of the torque component current in proportion to the torque component current, so that the torque component current from the current conversion means is negative and the excitation component current Is less than a predetermined value, the error voltage is changed in proportion to the exciting current, preventing over-correction of the inverter output voltage in the regenerative operation area and smoothly changing the error voltage from the powering operation area to the regenerative operation area. And also suppresses the decrease in the excitation current due to the excessive error voltage, especially in the regenerative operation region which is susceptible to the overcorrection of the error voltage. Disturbed waveform of the inverter output current has the effect of preventing the instability.
【００５３】[0053]
【００５４】[0054]
【００５５】また、インバータ出力電流の平均値を算出
する電流校正手段を備え、この電流校正手段はインバー
タが出力遮断状態のときのインバータ出力電流の平均値
をゼロ点としてインバータ出力電流を校正すると共に、
インバータが出力遮断状態のとき、インバータ装置の電
源投入直後の場合にはその時から所定時間の間インバー
タ出力電流の平均値を算出し、インバータ装置の電流停
止直後の場合にはその時から所定時間の間インバータ出
力電流の平均値の算出を開始するので、周囲条件の変化
や経時変化に基づくインバータ出力電流のゼロ点の変動
をインバータの動作中に補正することになり、また、回
転子から誘導される電流の影響を除いてインバータ出力
電流の平均値を算出することになり、インバータ出力電
流のゼロ点を正しく算出して、インバータ出力電流の正
しい基準で誤差電圧を補正することができ、インバータ
出力電流の波形が乱れて不安定になるのを防ぐ効果があ
る。Further, a current calibrating means for calculating an average value of the inverter output current is provided. This current calibrating means calibrates the inverter output current with the average value of the inverter output current when the inverter is in the output cutoff state as a zero point. ,
When the inverter is in the output cutoff state, the average value of the inverter output current is calculated for a predetermined time from immediately thereafter when the power of the inverter device is turned on. Since the calculation of the average value of the inverter output current is started, a change in the zero point of the inverter output current based on a change in the ambient conditions or a change over time is corrected during the operation of the inverter, and is derived from the rotor. The average value of the inverter output current is calculated excluding the influence of the current, the zero point of the inverter output current is correctly calculated, and the error voltage can be corrected based on the correct inverter output current reference. This has the effect of preventing the waveform from becoming unstable due to disturbance.
【００５６】[0056]
【００５７】また、インバータ出力電流の平均値を算出
する電流校正手段を備え、この電流校正手段はインバー
タが出力遮断状態のときのインバータ出力電流の平均値
をゼロ点としてインバータ出力電流を校正すると共に、
インバータが出力遮断状態でないときのインバータ出力
電流の平均値からインバータが出力遮断状態のときのイ
ンバータ出力電流の平均値を差し引いたインバータ出力
電流の校正平均値を算出し、電圧補正手段は、このイン
バータ出力電流の校正平均値が所定値より大きいときは
誤差電圧をインバータ出力電流の校正平均値に比例して
変化させるので、周囲条件の変化や経時変化に基づくイ
ンバータ出力電流のゼロ点の変動をインバータの動作中
に補正することになり、また、インバータ出力電流の波
形が乱れてインバータ出力電流の校正平均値が大きいほ
ど誤差電圧をより小さくすることになり、インバータ出
力電流の波形が乱れて不安定になるのを防ぐ効果があ
る。Further, a current calibrating means for calculating an average value of the inverter output current is provided. This current calibrating means calibrates the inverter output current with the average value of the inverter output current when the inverter is in the output cutoff state as a zero point. ,
A calibration average value of the inverter output current is calculated by subtracting the average value of the inverter output current when the inverter is in the output cut-off state from the average value of the inverter output current when the inverter is not in the output cut-off state. If the calibration average value of the output current is larger than the predetermined value, the error voltage is changed in proportion to the calibration average value of the inverter output current. In addition, the waveform of the inverter output current is disturbed, and the error voltage becomes smaller as the calibration average value of the inverter output current is larger, and the waveform of the inverter output current is disturbed and unstable. Has the effect of preventing
【００５８】更に、電流検出器からの電流をトルク分電
流と励磁分電流とに分ける電流変換手段を備え、電圧補
正手段は、この電流検出器からのトルク分電流が負のと
き、誤差電圧をインバータ出力電流の校正平均値に比例
して変化させるので、特にインバータ出力電流波形の乱
れ易い回生動作領域において、インバータ出力電流の波
形が乱れてインバータ出力電流の校正平均値が大きいほ
ど誤差電圧をより小さくすることになり、特に誤差電圧
の過補正の影響を受け易い回生動作領域において、イン
バータ出力電流の波形が乱れて不安定になるのを防ぐ効
果がある。Further, a current conversion means for dividing the current from the current detector into a current for torque and a current for excitation is provided, and the voltage correction means detects the error voltage when the current for torque from the current detector is negative. Since the inverter output current is changed in proportion to the calibration average, the error voltage increases as the inverter output current waveform is disturbed and the inverter output current calibration average is large, especially in the regenerative operation region where the inverter output current waveform is easily disturbed. In this case, the waveform of the inverter output current is prevented from being disturbed and becoming unstable, particularly in a regenerative operation region which is easily affected by overcorrection of the error voltage.
【００５９】そして、ＰＷＭ制御方法においては、上下
アーム短絡防止期間とＰＷＭキャリア周波数と直流電圧
とを用いて誤差電圧を生成し、インバータ出力電流の絶
対値が所定値より大きいときはインバータ出力電流の極
性に応じて誤差電圧によりインバータ出力電圧を補正
し、インバータ出力電流の絶対値が所定値より小さいと
きはインバータ出力電圧の極性に応じて誤差電圧により
インバータ出力電圧を補正するＰＷＭ制御方法におい
て、誤差電圧がインバータ出力電圧より小さいときはＰ
ＷＭキャリア周波数をその値に保ち、誤差電圧がインバ
ータ出力電圧より大きくなるときは誤差電圧とインバー
タ出力電圧との比を一定に保つようにＰＷＭキャリア周
波数を変化させるので、誤差電圧をインバータ出力電圧
より大きくさせないことになり、インバータ出力電流の
波形が乱れて不安定になるのを防ぐ効果がある。In the PWM control method, an error voltage is generated using the upper and lower arm short-circuit prevention period, the PWM carrier frequency and the DC voltage, and when the absolute value of the inverter output current is larger than a predetermined value, the error voltage is generated. In the PWM control method, the inverter output voltage is corrected by an error voltage according to the polarity, and when the absolute value of the inverter output current is smaller than a predetermined value, the inverter output voltage is corrected by the error voltage according to the polarity of the inverter output voltage. When the voltage is smaller than the inverter output voltage, P
When the WM carrier frequency is kept at that value, and when the error voltage is higher than the inverter output voltage, the PWM carrier frequency is changed so as to keep the ratio between the error voltage and the inverter output voltage constant. Since it is not increased, the waveform of the inverter output current is prevented from being disturbed and becoming unstable.
【図１】 本発明の実施の形態１によるＰＷＭ制御イン
バータ装置の概略構成を示すブロック図である。FIG. 1 is a block diagram showing a schematic configuration of a PWM control inverter device according to a first embodiment of the present invention.
【図２】 本発明の実施の形態１による出力周波数とＰ
ＷＭキャリア周波数との関係を示すグラフである。FIG. 2 shows output frequency and P according to the first embodiment of the present invention.
9 is a graph showing a relationship with a WM carrier frequency.
【図３】 本発明の実施の形態１によるＰＷＭキャリア
周波数選定手段の動作を示すフローチャートである。FIG. 3 is a flowchart showing an operation of a PWM carrier frequency selecting unit according to the first embodiment of the present invention.
【図４】 本発明の実施の形態１によるＰＷＭキャリア
周波数選定手段のブロック図である。FIG. 4 is a block diagram of a PWM carrier frequency selecting unit according to the first embodiment of the present invention.
【図５】 本発明の実施の形態１によるトルク分電流と
誤差電圧の補正係数ｋとの関係を示すグラフである。FIG. 5 is a graph showing a relationship between a torque component current and an error voltage correction coefficient k according to the first embodiment of the present invention.
【図６】 本発明の実施の形態１による励磁分電流と誤
差電圧の補正係数ｍとの関係を示すグラフである。FIG. 6 is a graph showing a relationship between an excitation current and an error voltage correction coefficient m according to the first embodiment of the present invention.
【図７】 本発明の実施の形態１による電圧補正手段を
示すブロック図である。FIG. 7 is a block diagram showing voltage correction means according to the first embodiment of the present invention.
【図８】 本発明の実施の形態２によるインバータ出力
電流のゼロ点校正のタイミングを示す波形図である。FIG. 8 is a waveform chart showing the timing of zero point calibration of the inverter output current according to the second embodiment of the present invention.
【図９】 本発明の実施の形態２による電流校正手段と
誤差電圧の補正係数Ｋ設定部の動作を示すフローチャー
トである。FIG. 9 is a flowchart illustrating the operation of a current calibration unit and an error voltage correction coefficient K setting unit according to a second embodiment of the present invention.
【図１０】 本発明の実施の形態２によるＰＷＭ制御イ
ンバータ装置の概略構成を示すブロック図である。FIG. 10 is a block diagram illustrating a schematic configuration of a PWM control inverter device according to a second embodiment of the present invention.
【図１１】 従来のＰＷＭ制御インバータ装置の概略構
成を示すブロック図である。FIG. 11 is a block diagram showing a schematic configuration of a conventional PWM control inverter device.
【図１２】 従来の出力周波数／電圧計算手段の動作を
示すフローチャートである。FIG. 12 is a flowchart showing the operation of a conventional output frequency / voltage calculation means.
【図１３】 従来のＰＷＭ制御インバータ装置の出力電
流と電圧指令の関係を示す波形図である。FIG. 13 is a waveform diagram showing a relationship between an output current and a voltage command of a conventional PWM control inverter device.
【図１４】 従来の電圧補正手段の動作を示すフローチ
ャートである。FIG. 14 is a flowchart showing the operation of a conventional voltage correcting means.
２０ インバータ主回路、２１ コンバータ、２２ コ
ンデンサ、２４ 電流検出器、２５ 出力周波数／電圧
計算手段、２６ 電流極性判別手段、２７Ａ，２７Ｂ
電圧補正手段、２８ ＰＷＭ波形生成部、２９ 上下ア
ーム短絡防止期間生成部、３１ 電流三相／二相変換手
段、３２ ＰＷＭキャリア設定手段、３４ 電流校正手
段、４２ 電圧極性判別部。Reference Signs List 20 inverter main circuit, 21 converter, 22 capacitor, 24 current detector, 25 output frequency / voltage calculation means, 26 current polarity discrimination means, 27A, 27B
Voltage correction means, 28 PWM waveform generation section, 29 upper and lower arm short-circuit prevention period generation section, 31 current three-phase / two-phase conversion means, 32 PWM carrier setting means, 34 current calibration means, 42 voltage polarity discrimination section.
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 特開 平５−300785（ＪＰ，Ａ) 特開 平５−316739（ＪＰ，Ａ) 特開 平６−62580（ＪＰ，Ａ) 特開 平７−95773（ＪＰ，Ａ) 特開 平６−98557（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H02M 7/537 H02M 7/48 H02P 7/63 ────────────────────────────────────────────────── ─── Continuation of the front page (56) References JP-A-5-300785 (JP, A) JP-A-5-316739 (JP, A) JP-A-6-62580 (JP, A) JP-A-7- 95773 (JP, A) JP-A-6-98557 (JP, A) (58) Fields investigated (Int. Cl. 7 , DB name) H02M 7/537 H02M 7/48 H02P 7/63
Claims (6)
波形生成部と、インバータ出力電流を検出する電流検出
器と、この電流検出器からの交流電流の極性を判別する
電流極性判別手段と、インバータ出力の電圧・周波数パ
ターンを設定する出力周波数／電圧計算手段と、インバ
ータの上下アームの短絡を防止する上下アーム短絡防止
期間生成部と、この上下アーム短絡防止期間生成部によ
り設定された上下アーム短絡防止期間とＰＷＭキャリア
周波数と前記直流電圧とを用いて算出した誤差電圧によ
り前記インバータ出力電圧を補正する電圧補正手段と、
を備え、この電圧補正手段は、前記インバータ出力電流
の絶対値が所定値より大きいときは前記インバータ出力
電流の極性に応じて前記インバータ出力電圧を補正し、
前記インバータ出力電流の絶対値が所定値より小さいと
きは前記インバータ出力電圧の極性に応じて前記インバ
ータ出力電圧を補正するＰＷＭ制御インバータ装置にお
いて、 前記ＰＷＭキャリア周波数を設定するＰＷＭキャリア設
定手段を備え、このＰＷＭキャリア設定手段は、前記誤
差電圧がインバータ出力電圧より小さいときはＰＷＭキ
ャリア周波数をその値に保ち、誤差電圧がインバータ出
力電圧より大きくなるときは前記誤差電圧と前記インバ
ータ出力電圧との比を一定に保つように前記ＰＷＭキャ
リア周波数を変化させることを特徴とするＰＷＭ制御イ
ンバータ装置。1. A PWM for generating an AC voltage from a DC voltage
A waveform generator, a current detector for detecting an inverter output current, current polarity determining means for determining the polarity of an alternating current from the current detector, and an output frequency / voltage calculation for setting a voltage / frequency pattern of the inverter output Means, an upper and lower arm short prevention period generating unit for preventing a short circuit between the upper and lower arms of the inverter, an upper and lower arm short prevention period set by the upper and lower arm short prevention period generator, a PWM carrier frequency, and the DC voltage. Voltage correction means for correcting the inverter output voltage with the calculated error voltage,
Wherein the voltage correction means corrects the inverter output voltage according to the polarity of the inverter output current when the absolute value of the inverter output current is larger than a predetermined value,
A PWM control inverter device that corrects the inverter output voltage according to the polarity of the inverter output voltage when the absolute value of the inverter output current is smaller than a predetermined value, comprising: a PWM carrier setting unit that sets the PWM carrier frequency. The PWM carrier setting means keeps the PWM carrier frequency at the error voltage when the error voltage is smaller than the inverter output voltage, and determines the ratio between the error voltage and the inverter output voltage when the error voltage is larger than the inverter output voltage. A PWM control inverter device, wherein the PWM carrier frequency is changed so as to be kept constant.
波形生成部と、インバータ出力電流を検出する電流検出
器と、この電流検出器からの交流電流の極性を判別する
電流極性判別手段と、インバータ出力の電圧・周波数パ
ターンを設定する出力周波数／電圧計算手段と、インバ
ータの上下アームの短絡を防止する上下アーム短絡防止
期間生成部と、この上下アーム短絡防止期間生成部によ
り設定された上下アーム短絡防止期間とＰＷＭキャリア
周波数と前記直流電圧とを用いて算出した誤差電圧によ
り前記インバータ出力電圧を補正する電圧補正手段と、
を備え、この電圧補正手段は、前記インバータ出力電流
の絶対値が所定値より大きいときは前記インバータ出力
電流の極性に応じて前記インバータ出力電圧を補正し、
前記インバータ出力電流の絶対値が所定値より小さいと
きは前記インバータ出力電圧の極性に応じて前記インバ
ータ出力電圧を補正するＰＷＭ制御インバータ装置にお
いて、 前記電流検出器からの電流をトルク分電流と励磁分電流
とに分ける電流変換手段を備え、前記電圧補正手段は、
前記電流変換手段からのトルク分電流が正の場合と負の
場合とにおいて誤差電圧を異ならせると共に、前記トル
ク分電流の正と負の境界付近においては前記誤差電圧を
前記トルク分電流に比例させて変化させ、前記電流変換
手段からのトルク分電流が負の場合でかつ励磁分電流が
所定値以下のとき、前記誤差電圧を前記励磁分電流に比
例させて変化させることを特徴とするＰＷＭ制御インバ
ータ装置。2. A PWM for generating an AC voltage from a DC voltage
A waveform generator, a current detector for detecting an inverter output current, current polarity determining means for determining the polarity of an alternating current from the current detector, and an output frequency / voltage calculation for setting a voltage / frequency pattern of the inverter output Means, an upper and lower arm short prevention period generating unit for preventing a short circuit between the upper and lower arms of the inverter, an upper and lower arm short prevention period set by the upper and lower arm short prevention period generator, a PWM carrier frequency, and the DC voltage. Voltage correction means for correcting the inverter output voltage with the calculated error voltage,
Wherein the voltage correction means corrects the inverter output voltage according to the polarity of the inverter output current when the absolute value of the inverter output current is larger than a predetermined value,
In a PWM control inverter device for correcting the inverter output voltage according to the polarity of the inverter output voltage when the absolute value of the inverter output current is smaller than a predetermined value, the current from the current detector is divided into a torque component current and an excitation component Current conversion means for dividing the current and the current, the voltage correction means,
The error voltage is made different between the case where the torque component current from the current conversion means is positive and the case where the torque component current is negative, and the error voltage is made to be proportional to the torque component current in the vicinity of the positive and negative boundaries of the torque component current. And changing the error voltage in proportion to the exciting current when the torque current from the current converting means is negative and the exciting current is equal to or less than a predetermined value. Inverter device.
波形生成部と、インバータ出力電流を検出する電流検出
器と、この電流検出器からの交流電流の極性を判別する
電流極性判別手段と、インバータ出力の電圧・周波数パ
ターンを設定する出力周波数／電圧計算手段と、インバ
ータの上下アームの短絡を防止する上下アーム短絡防止
期間生成部と、この上下アーム短絡防止期間生成部によ
り設定された上下アーム短絡防止期間とＰＷＭキャリア
周波数と前記直流電圧とを用いて算出した誤差電圧によ
り前記インバータ出力電圧を補正する電圧補正手段と、
を備え、この電圧補正手段は、前記インバータ出力電流
の絶対値が所定値より大きいときは前記インバータ出力
電流の極性に応じて前記インバータ出力電圧を補正し、
前記インバータ出力電流の絶対値が所定値より小さいと
きは前記インバータ出力電圧の極性に応じて前記インバ
ータ出力電圧を補正するＰＷＭ制御インバータ装置にお
いて、 前記インバータ出力電流の平均値を算出する電流校正手
段を備え、この電流校正手段はインバータが出力遮断状
態のときの前記インバータ出力電流の平均値をゼロ点と
して前記インバータ出力電流を校正すると共に、インバ
ータが出力遮断状態のとき、インバータ装置の電源投入
直後の場合にはその時から所定時間の間インバータ出力
電流の平均値を算出し、インバータ装置の電流停止直後
の場合にはその時から所定時間の間インバータ出力電流
の平均値の算出を開始することを特徴とするＰＷＭ制御
インバータ装置。3. A PWM for generating an AC voltage from a DC voltage
A waveform generator, a current detector for detecting an inverter output current, current polarity determining means for determining the polarity of an alternating current from the current detector, and an output frequency / voltage calculation for setting a voltage / frequency pattern of the inverter output Means, an upper and lower arm short prevention period generating unit for preventing a short circuit between the upper and lower arms of the inverter, an upper and lower arm short prevention period set by the upper and lower arm short prevention period generator, a PWM carrier frequency, and the DC voltage. Voltage correction means for correcting the inverter output voltage with the calculated error voltage,
Wherein the voltage correction means corrects the inverter output voltage according to the polarity of the inverter output current when the absolute value of the inverter output current is larger than a predetermined value,
In a PWM control inverter device for correcting the inverter output voltage according to the polarity of the inverter output voltage when the absolute value of the inverter output current is smaller than a predetermined value, a current calibration means for calculating an average value of the inverter output current is provided. The current calibrating means is provided for calibrating the inverter output current with the average value of the inverter output current when the inverter is in the output cutoff state as a zero point, and when the inverter is in the output cutoff state, immediately after turning on the power of the inverter device. In that case, the average value of the inverter output current is calculated for a predetermined time from that time, and immediately after the current stop of the inverter device, the calculation of the average value of the inverter output current is started for a predetermined time from that time. PWM control inverter device.
波形生成部と、インバータ出力電流を検出する電流検出
器と、この電流検出器からの交流電流の極性を判別する
電流極性判別手段と、インバータ出力の電圧・周波数パ
ターンを設定する出力周波数／電圧計算手段と、インバ
ータの上下アームの短絡を防止する上下アーム短絡防止
期間生成部と、この上下アーム短絡防止期間生成部によ
り設定された上下アーム短絡防止期間とＰＷＭキャリア
周波数と前記直流電圧とを用いて算出した誤差電圧によ
り前記インバータ出力電圧を補正する電圧補正手段と、
を備え、この電圧補正手段は、前記インバータ出力電流
の絶対値が所定値より大きいときは前記インバータ出力
電流の極性に応じて前記インバータ出力電圧を補正し、
前記インバータ出力電流の絶対値が所定値より小さいと
きは前記インバータ出力電圧の極性に応じて前記インバ
ータ出力電圧を補正するＰＷＭ制御インバータ装置にお
いて、 前記インバータ出力電流の平均値を算出する電流校正手
段を備え、この電流校正手段はインバータが出力遮断状
態のときの前記インバータ出力電流の平均値をゼロ点と
して前記インバータ出力電流を校正すると共に、インバ
ータが出力遮断状態でないときのインバータ出力電流の
平均値からインバータが出力遮断状態のときのインバー
タ出力電流の平均値を差し引いたインバータ出力電流の
校正平均値を算出し、前記電圧補正手段は、このインバ
ータ出力電流の校正平均値が所定値より大きいときは前
記誤差電圧を前記インバータ出力電流の校正平均値に比
例して変化させることを特徴とするＰＷＭ制御インバー
タ装置。4. A PWM for generating an AC voltage from a DC voltage
A waveform generator, a current detector for detecting an inverter output current, current polarity determining means for determining the polarity of an alternating current from the current detector, and an output frequency / voltage calculation for setting a voltage / frequency pattern of the inverter output Means, an upper and lower arm short prevention period generating unit for preventing a short circuit between the upper and lower arms of the inverter, an upper and lower arm short prevention period set by the upper and lower arm short prevention period generator, a PWM carrier frequency, and the DC voltage. Voltage correction means for correcting the inverter output voltage with the calculated error voltage,
Wherein the voltage correction means corrects the inverter output voltage according to the polarity of the inverter output current when the absolute value of the inverter output current is larger than a predetermined value,
In a PWM control inverter device for correcting the inverter output voltage according to the polarity of the inverter output voltage when the absolute value of the inverter output current is smaller than a predetermined value, a current calibration means for calculating an average value of the inverter output current is provided. The current calibrating means comprises an average value of the inverter output current when the inverter is in the output cutoff state, and the average value of the inverter output current is calibrated as a zero point, and an average value of the inverter output current when the inverter is not in the output cutoff state. When the inverter is in the output cutoff state, a calibration average value of the inverter output current is calculated by subtracting the average value of the inverter output current, and the voltage correction means determines that the calibration average value of the inverter output current is larger than a predetermined value. The error voltage changes in proportion to the calibration average value of the inverter output current. A PWM control inverter device characterized in that:
励磁分電流とに分ける電流変換手段を備え、電圧補正手
段は、この電流検出器からのトルク分電流が負のとき、
誤差電圧を前記インバータ出力電流の校正平均値に比例
して変化させることを特徴とする請求項４記載のＰＷＭ
制御インバータ装置。5. A current conversion means for dividing a current from the current detector into a torque component current and an excitation component current, wherein the voltage correction means is configured to output a signal when the torque component current from the current detector is negative.
5. The PWM according to claim 4, wherein the error voltage is changed in proportion to a calibration average value of the inverter output current.
Control inverter device.
を生成し、インバータ出力電流を検出してその極性を判
別し、上下アーム短絡防止期間とＰＷＭキャリア周波数
と前記直流電圧とを用いて誤差電圧を生成し、前記イン
バータ出力電流の絶対値が所定値より大きいときは前記
インバータ出力電流の極性に応じて前記誤差電圧により
インバータ出力電圧を補正し、前記インバータ出力電流
の絶対値が所定値より小さいときは前記インバータ出力
電圧の極性に応じて前記誤差電圧により前記インバータ
出力電圧を補正するＰＷＭ制御方法において、 前記誤差電圧がインバータ出力電圧より小さいときはＰ
ＷＭキャリア周波数をその値に保ち、誤差電圧がインバ
ータ出力電圧より大きくなるときは前記誤差電圧と前記
インバータ出力電圧との比を一定に保つように前記ＰＷ
Ｍキャリア周波数を変化させることを特徴とするＰＷＭ
制御方法。6. An AC voltage is generated from a DC voltage by PWM control, an inverter output current is detected and its polarity is determined, and an error voltage is determined using an upper and lower arm short circuit prevention period, a PWM carrier frequency and the DC voltage. When the absolute value of the inverter output current is greater than a predetermined value, the inverter output voltage is corrected by the error voltage according to the polarity of the inverter output current, and when the absolute value of the inverter output current is smaller than a predetermined value. Is a PWM control method for correcting the inverter output voltage by the error voltage according to the polarity of the inverter output voltage. If the error voltage is smaller than the inverter output voltage, P
The WM carrier frequency is kept at that value, and when the error voltage becomes larger than the inverter output voltage, the PW is controlled so that the ratio between the error voltage and the inverter output voltage is kept constant.
PWM characterized by changing M carrier frequency
Control method.
Priority Applications (1)
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|---|---|---|---|
| JP23701595A JP3287186B2 (en) | 1995-09-14 | 1995-09-14 | PWM control inverter device and PWM control method |
Applications Claiming Priority (1)
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|---|---|---|---|
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Publications (2)
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ID=17009131
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Country Status (1)
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|---|---|---|---|---|
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Cited By (2)
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