JP3282441B2 - 映像信号処理装置 - Google Patents
映像信号処理装置Info
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- JP3282441B2 JP3282441B2 JP10928095A JP10928095A JP3282441B2 JP 3282441 B2 JP3282441 B2 JP 3282441B2 JP 10928095 A JP10928095 A JP 10928095A JP 10928095 A JP10928095 A JP 10928095A JP 3282441 B2 JP3282441 B2 JP 3282441B2
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Description
【0001】
【産業上の利用分野】本発明はビデオテープレコーダ
(以下、VTRと略記する。)に使用する映像信号処理
装置に関するものであり、特にドロップアウト補償回路
技術に関するものである。
(以下、VTRと略記する。)に使用する映像信号処理
装置に関するものであり、特にドロップアウト補償回路
技術に関するものである。
【0002】
【従来の技術】近年、民生用のVTRでは輝度信号は周
波数変調(以下、FM変調と略記する。)、色信号は低
域周波数変換されて記録され、再生時には輝度信号はF
M復調され、色信号は元の周波数に逆変換される信号処
理が用いられている。
波数変調(以下、FM変調と略記する。)、色信号は低
域周波数変換されて記録され、再生時には輝度信号はF
M復調され、色信号は元の周波数に逆変換される信号処
理が用いられている。
【0003】以下に従来の映像信号処理装置の一例につ
いて説明する。図4は従来の映像信号処理装置の一部の
ブロック図を示すものである。図4において、1は入力
端子、2はダブルリミッタ回路、3はFM復調器、4は
ディエンファシス回路、5は第一のローパスフィルタ
(以下、LPFと略記する。)、6はドロップアウト補
償回路、7はドロップアウト検出器、8は検波回路、9
は振幅検出器、10はスイッチ回路、11は同期分離回
路、12は輝度、色信号混合器、13は出力端子、21
は第二のLPF、22は自動利得制御回路(以下、AC
Cと略記する。)、23は第一の平衡変調器、24はバ
ンドパスフィルタ(以下、BPFと略記する。)、25
はくし形フィルタ、26は第三のLPF、27は第二の
平衡変調器、28は第一の分周器、29は電圧制御型発
振器(以下、VCOと略記する。)、30は位相比較
器、31は第二の分周器、32は水晶発振器、33は周
波数検出器である。
いて説明する。図4は従来の映像信号処理装置の一部の
ブロック図を示すものである。図4において、1は入力
端子、2はダブルリミッタ回路、3はFM復調器、4は
ディエンファシス回路、5は第一のローパスフィルタ
(以下、LPFと略記する。)、6はドロップアウト補
償回路、7はドロップアウト検出器、8は検波回路、9
は振幅検出器、10はスイッチ回路、11は同期分離回
路、12は輝度、色信号混合器、13は出力端子、21
は第二のLPF、22は自動利得制御回路(以下、AC
Cと略記する。)、23は第一の平衡変調器、24はバ
ンドパスフィルタ(以下、BPFと略記する。)、25
はくし形フィルタ、26は第三のLPF、27は第二の
平衡変調器、28は第一の分周器、29は電圧制御型発
振器(以下、VCOと略記する。)、30は位相比較
器、31は第二の分周器、32は水晶発振器、33は周
波数検出器である。
【0004】以上のように構成された再生映像信号処理
回路について、以下その動作について説明する。
回路について、以下その動作について説明する。
【0005】輝度信号処理においては、入力端子1から
テープ・ヘッド系より再生FM信号が入力され、ダブル
リミッタ回路2において振幅をそろえた後、FM復調器
3に入力される。ここで復調された信号は、ディエンフ
ァシス回路4および輝度信号帯域制限用の第一のLPF
5を経て輝度信号に戻され、ドロップアウト補償回路6
に入力される。一方、ドロップアウト検出器7では再生
FM信号の振幅が第一の所定値以下になる区間、ドロッ
プアウトパルスを出力しており、スイッチ回路10を経
てドロップアウト補償回路6に入力される。ここで、ド
ロップアウトパルス区間、CCDやラインメモリー等で
1水平同期区間遅延された映像信号と置き換えることに
より、ドロップアウト補償がなされる。無記録テープ再
生等のノイズ画面では、ドロップアウト補償を行なう
と、ドロップアウト補償が長時間連続動作し、非常に違
和感のある画面となるため、再生FM信号を検波回路8
で時定数の長い検波を行い、振幅検出器9にて第二の所
定値と比較することにより無信号状態を検出して、スイ
ッチ回路10をOFFにしてドロップアウト補償を停止
している。
テープ・ヘッド系より再生FM信号が入力され、ダブル
リミッタ回路2において振幅をそろえた後、FM復調器
3に入力される。ここで復調された信号は、ディエンフ
ァシス回路4および輝度信号帯域制限用の第一のLPF
5を経て輝度信号に戻され、ドロップアウト補償回路6
に入力される。一方、ドロップアウト検出器7では再生
FM信号の振幅が第一の所定値以下になる区間、ドロッ
プアウトパルスを出力しており、スイッチ回路10を経
てドロップアウト補償回路6に入力される。ここで、ド
ロップアウトパルス区間、CCDやラインメモリー等で
1水平同期区間遅延された映像信号と置き換えることに
より、ドロップアウト補償がなされる。無記録テープ再
生等のノイズ画面では、ドロップアウト補償を行なう
と、ドロップアウト補償が長時間連続動作し、非常に違
和感のある画面となるため、再生FM信号を検波回路8
で時定数の長い検波を行い、振幅検出器9にて第二の所
定値と比較することにより無信号状態を検出して、スイ
ッチ回路10をOFFにしてドロップアウト補償を停止
している。
【0006】色信号処理においては、入力端子1より入
力された再生FM信号に重畳されている低域変換色信号
を第二のLPF21で抜き取り、ACC回路22でバー
スト振幅をそろえた後、第一の平衡変調器23に入力さ
れる。ここで平衡変調により色副搬送波周波数に変換さ
れた後、色副搬送波周波数を通過帯域とするBPF24
と、くし形フィルタ25を通して色信号の復調を行なっ
ている。一方、VCO29は、位相比較器30と周波数
検出器33により制御されて、低域変換色周波数と色副
搬送波周波数の和の周波数の、第一の所定整数倍で発振
しており、第一の分周器28で第一の所定整数分の1に
して平衡変調器23に入力されている。
力された再生FM信号に重畳されている低域変換色信号
を第二のLPF21で抜き取り、ACC回路22でバー
スト振幅をそろえた後、第一の平衡変調器23に入力さ
れる。ここで平衡変調により色副搬送波周波数に変換さ
れた後、色副搬送波周波数を通過帯域とするBPF24
と、くし形フィルタ25を通して色信号の復調を行なっ
ている。一方、VCO29は、位相比較器30と周波数
検出器33により制御されて、低域変換色周波数と色副
搬送波周波数の和の周波数の、第一の所定整数倍で発振
しており、第一の分周器28で第一の所定整数分の1に
して平衡変調器23に入力されている。
【0007】図5に、従来のドロップアウト検出器、検
波回路、振幅検出器、スイッチ回路の回路図の一例を示
す。図5において、Q1からQ12はトランジスタ、R
1からR17は抵抗、C1からC3はコンデンサ、I1
からI7は電流源、40は入力端子、41は出力端子で
ある。入力端子40には、ダブルリミッタ回路を通った
再生FM信号が入力される。この信号はQ3、Q4で構
成される作動増幅器で増幅された後、Q5、Q6で全波
整流される。この信号は、R8、C2で構成される積分
回路と、R17、C3で構成される積分回路にそれぞれ
入力される。C2は容量値が小さく積分時定数が早いた
め、ピーク検波として動作している。C2の電位は、R
14とR15により作られる第一の所定値とQ10、Q
11により構成される比較回路により比較されQ12を
経て、C2の電位が低い場合にハイとなるパルスが出力
される。一方、C3は大容量のため、通常のドロップア
ウトによる再生FM信号の欠落や、再生FM無信号時の
ノイズによる瞬時入力等に応答できないため、この電位
をR10、R11で作られる第二の所定値とQ7、Q8
で比較される。無信号時はQ9がオン状態となるため、
Q12の出力にかかわらず出力端子41の出力をオフ状
態(ローレベル)にすることができる。
波回路、振幅検出器、スイッチ回路の回路図の一例を示
す。図5において、Q1からQ12はトランジスタ、R
1からR17は抵抗、C1からC3はコンデンサ、I1
からI7は電流源、40は入力端子、41は出力端子で
ある。入力端子40には、ダブルリミッタ回路を通った
再生FM信号が入力される。この信号はQ3、Q4で構
成される作動増幅器で増幅された後、Q5、Q6で全波
整流される。この信号は、R8、C2で構成される積分
回路と、R17、C3で構成される積分回路にそれぞれ
入力される。C2は容量値が小さく積分時定数が早いた
め、ピーク検波として動作している。C2の電位は、R
14とR15により作られる第一の所定値とQ10、Q
11により構成される比較回路により比較されQ12を
経て、C2の電位が低い場合にハイとなるパルスが出力
される。一方、C3は大容量のため、通常のドロップア
ウトによる再生FM信号の欠落や、再生FM無信号時の
ノイズによる瞬時入力等に応答できないため、この電位
をR10、R11で作られる第二の所定値とQ7、Q8
で比較される。無信号時はQ9がオン状態となるため、
Q12の出力にかかわらず出力端子41の出力をオフ状
態(ローレベル)にすることができる。
【0008】以上の動作を、以下図6の波形図を用いて
詳しく説明する。図6の(a)は、入力端子40より入
力される再生FM信号の包絡線波形を示す。この波形を
ピーク検波したC2の電位を図6の(b)に示す。図
中、V1はR14とR15で作られる第一の所定値であ
る。この電位と比較した結果を図6の(c)に示す。こ
の状態では、無入力状態では常時ハイレベル(ドロップ
アウト状態)を検出しており、また、ノイズ等による瞬
時の入力(図6(a)の波形A)にも応答している。一
方、C3の電位を図6(d)に示す。図中、V2はR1
0、R11で作られる第二の所定値であり、この電位と
比較した結果を図6(g)に示す。この波形では、通常
のドロップアウトや、図6(a)の波形Aの影響は消去
されており、このパルスで図6(c)の波形をスイッチ
することにより、図6(h)の出力が得られ、出力端子
41より出力される。図6(h)の波形で明かなよう
に、通常数百μsに設定される最大ドロップアウト補償
期間幅Wを越える無入力状態では、ドロップアウト補償
パルスがオフとなっている。
詳しく説明する。図6の(a)は、入力端子40より入
力される再生FM信号の包絡線波形を示す。この波形を
ピーク検波したC2の電位を図6の(b)に示す。図
中、V1はR14とR15で作られる第一の所定値であ
る。この電位と比較した結果を図6の(c)に示す。こ
の状態では、無入力状態では常時ハイレベル(ドロップ
アウト状態)を検出しており、また、ノイズ等による瞬
時の入力(図6(a)の波形A)にも応答している。一
方、C3の電位を図6(d)に示す。図中、V2はR1
0、R11で作られる第二の所定値であり、この電位と
比較した結果を図6(g)に示す。この波形では、通常
のドロップアウトや、図6(a)の波形Aの影響は消去
されており、このパルスで図6(c)の波形をスイッチ
することにより、図6(h)の出力が得られ、出力端子
41より出力される。図6(h)の波形で明かなよう
に、通常数百μsに設定される最大ドロップアウト補償
期間幅Wを越える無入力状態では、ドロップアウト補償
パルスがオフとなっている。
【0009】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら上記の従
来の構成では、再生無信号状態を検出するためには検波
回路に数百μs程度の時定数が必要であるため、検波回
路のコンデンサ容量が大きくなり、IC内蔵が困難であ
る。このため、ICでは専用ピンを設け、外部に検波用
のコンデンサを接続する必要があるという問題点を有し
ていた。
来の構成では、再生無信号状態を検出するためには検波
回路に数百μs程度の時定数が必要であるため、検波回
路のコンデンサ容量が大きくなり、IC内蔵が困難であ
る。このため、ICでは専用ピンを設け、外部に検波用
のコンデンサを接続する必要があるという問題点を有し
ていた。
【0010】本発明は上記従来の問題点を解決するもの
で、再生無信号状態の検出を検波回路なしで行うため、
IC内蔵が容易となる映像信号処理装置を提供すること
を目的とする。
で、再生無信号状態の検出を検波回路なしで行うため、
IC内蔵が容易となる映像信号処理装置を提供すること
を目的とする。
【0011】
【課題を解決するための手段】この目的を達成するため
に本発明の映像信号処理装置は、再生FM信号の振幅が
多くとも第一の所定値の場合第一のパルスを出力するド
ロップアウト検出器と、再生FM信号の振幅が少なくと
も第二の所定値の場合第二のパルスを出力する振幅検出
器と、略水平同期周波数のパルスをクロック入力とし第
二のパルスの非パルス区間リセットされる第二のカウン
タと、第二のカウンタのカウント値が第四の所定値に満
たない場合第四のパルスを出力する第二のデコーダと、
略水平同期周波数のパルスをクロック入力とし、第四の
パルスの非パルス期間リセットされる第一のカウンタ
と、第一のカウンタのカウント値が第三の所定値に満た
ないの場合第三のパルスを出力する第一のデコーダと、
第一のパルスを入力とし第三のパルスのパルス区間のみ
通過状態となるスイッチ回路と、復調輝度信号を入力と
しスイッチ回路の出力パルスのパルス期間である1水平
同期期間遅延させた復調輝度信号に置換してドロップア
ウト補償を行なうドロップアウト補償回路により構成さ
れている。
に本発明の映像信号処理装置は、再生FM信号の振幅が
多くとも第一の所定値の場合第一のパルスを出力するド
ロップアウト検出器と、再生FM信号の振幅が少なくと
も第二の所定値の場合第二のパルスを出力する振幅検出
器と、略水平同期周波数のパルスをクロック入力とし第
二のパルスの非パルス区間リセットされる第二のカウン
タと、第二のカウンタのカウント値が第四の所定値に満
たない場合第四のパルスを出力する第二のデコーダと、
略水平同期周波数のパルスをクロック入力とし、第四の
パルスの非パルス期間リセットされる第一のカウンタ
と、第一のカウンタのカウント値が第三の所定値に満た
ないの場合第三のパルスを出力する第一のデコーダと、
第一のパルスを入力とし第三のパルスのパルス区間のみ
通過状態となるスイッチ回路と、復調輝度信号を入力と
しスイッチ回路の出力パルスのパルス期間である1水平
同期期間遅延させた復調輝度信号に置換してドロップア
ウト補償を行なうドロップアウト補償回路により構成さ
れている。
【0012】
【作用】この構成によって、再生色信号処理回路より得
られる略水平同期周波数のパルスを各々所定数カウント
する期間、再生FM信号のあり、なし状態が連続するか
より、大きな容量のコンデンサなしで再生FM信号のあ
り、なし状態の検出ができ、ドロップアウト補償のO
N、OFFを切り換えることが出来る。
られる略水平同期周波数のパルスを各々所定数カウント
する期間、再生FM信号のあり、なし状態が連続するか
より、大きな容量のコンデンサなしで再生FM信号のあ
り、なし状態の検出ができ、ドロップアウト補償のO
N、OFFを切り換えることが出来る。
【0013】
【実施例】以下、本発明の一実施例について、図面を参
照しながら説明する。
照しながら説明する。
【0014】図1は本発明の一実施例のブロック図であ
る。同図において、1は入力端子、2はダブルリミッタ
回路、3はFM復調器、4はディエンファシス回路、5
は第一のLPF、6はドロップアウト補償回路、7はド
ロップアウト検出器、9は振幅検出器、10はスイッチ
回路、11は同期分離回路、12は輝度、色信号混合
器、13は出力端子、14は第一のカウンタ、15は第
一のデコーダ、16は第二のカウンタ、17は第二のデ
コーダ、21は第二のLPF、22はACC、23は第
一の平衡変調器、24はBPF、25はくし形フィル
タ、26は第三のLPF、27は第二の平衡変調器、2
8は第一の分周器、29はVCO、30は位相比較器、
31は第二の分周器、32は水晶発振器、33は周波数
検出器である。従来技術図4からの変更点は、大容量コ
ンデンサを必要とする検波回路を削除し、代わりに14
の第一のカウンタ、15の第一のデコーダ、16の第二
のカウンタ、17の第二のデコーダを構成している。
る。同図において、1は入力端子、2はダブルリミッタ
回路、3はFM復調器、4はディエンファシス回路、5
は第一のLPF、6はドロップアウト補償回路、7はド
ロップアウト検出器、9は振幅検出器、10はスイッチ
回路、11は同期分離回路、12は輝度、色信号混合
器、13は出力端子、14は第一のカウンタ、15は第
一のデコーダ、16は第二のカウンタ、17は第二のデ
コーダ、21は第二のLPF、22はACC、23は第
一の平衡変調器、24はBPF、25はくし形フィル
タ、26は第三のLPF、27は第二の平衡変調器、2
8は第一の分周器、29はVCO、30は位相比較器、
31は第二の分周器、32は水晶発振器、33は周波数
検出器である。従来技術図4からの変更点は、大容量コ
ンデンサを必要とする検波回路を削除し、代わりに14
の第一のカウンタ、15の第一のデコーダ、16の第二
のカウンタ、17の第二のデコーダを構成している。
【0015】以上のように構成された映像信号処理装置
について、以下その動作を説明する。入力端子1からテ
ープ・ヘッド系より再生FM信号が入力され、ダブルリ
ミッタ回路2において振幅をそろえた後、FM復調器3
に入力される。ここで復調された信号は、ディエンファ
シス回路4および輝度信号帯域制限用の第一のLPF5
を経て輝度信号に戻され、ドロップアウト補償回路6に
入力される。一方、ドロップアウト検出器7では、再生
FM信号の振幅が第一の所定値以下になる区間、第一の
パルスを出力しており、スイッチ回路10を経てドロッ
プアウト補償回路6に入力され、ドロップアウト補償が
なされる。また、振幅検出器9では、再生FM信号の振
幅が第二の所定値以上になる区間、第二のパルスを出力
している。第一のカウンタ14と第二のカウンタ16に
は、色信号処理より得られる略水平同期周波数のパルス
が各々クロックとして入力されており、振幅検出器9よ
り得られる第二のパルスの非パルス区間に第一のカウン
タのカウントが進み、第一のデコーダが第三の所定値以
上をデコードした場合にスイッチ回路10をオフにして
いる。これにより、再生FM信号の無入力状態でのドロ
ップアウト補償を停止することができる。また、第二の
パルスが立ち上がると第二のカウンタ16のカウントが
始まる。第二のデコーダ17が第四の所定値以上をデコ
ードするまで第二のパルスのパルス期間が連続していた
場合のみ第一のカウンタをリセットすることにより、再
生FM無入力状態などで、ノイズ等により誤って無入力
検出状態がリセットされることを防いでいる。
について、以下その動作を説明する。入力端子1からテ
ープ・ヘッド系より再生FM信号が入力され、ダブルリ
ミッタ回路2において振幅をそろえた後、FM復調器3
に入力される。ここで復調された信号は、ディエンファ
シス回路4および輝度信号帯域制限用の第一のLPF5
を経て輝度信号に戻され、ドロップアウト補償回路6に
入力される。一方、ドロップアウト検出器7では、再生
FM信号の振幅が第一の所定値以下になる区間、第一の
パルスを出力しており、スイッチ回路10を経てドロッ
プアウト補償回路6に入力され、ドロップアウト補償が
なされる。また、振幅検出器9では、再生FM信号の振
幅が第二の所定値以上になる区間、第二のパルスを出力
している。第一のカウンタ14と第二のカウンタ16に
は、色信号処理より得られる略水平同期周波数のパルス
が各々クロックとして入力されており、振幅検出器9よ
り得られる第二のパルスの非パルス区間に第一のカウン
タのカウントが進み、第一のデコーダが第三の所定値以
上をデコードした場合にスイッチ回路10をオフにして
いる。これにより、再生FM信号の無入力状態でのドロ
ップアウト補償を停止することができる。また、第二の
パルスが立ち上がると第二のカウンタ16のカウントが
始まる。第二のデコーダ17が第四の所定値以上をデコ
ードするまで第二のパルスのパルス期間が連続していた
場合のみ第一のカウンタをリセットすることにより、再
生FM無入力状態などで、ノイズ等により誤って無入力
検出状態がリセットされることを防いでいる。
【0016】図2に本実施例におけるドロップアウト検
出器、振幅検出器、第一のカウンタ、第一のデコーダ、
スイッチ回路、第二のカウンタ、第二のデコーダの回路
図の一例を示す。図2において、Q1からQ12はトラ
ンジスタ、R1からR16は抵抗、C1からC2はコン
デンサ、I1からI7は電流源、G1からG3はアンド
素子、G4からG5はナンド素子、G6からG11はD
タイプフリップフロップ、40は入力端子、41は出力
端子である。本回路図では、ドロップアウト検出器と振
幅検出器の回路を一部共用している。
出器、振幅検出器、第一のカウンタ、第一のデコーダ、
スイッチ回路、第二のカウンタ、第二のデコーダの回路
図の一例を示す。図2において、Q1からQ12はトラ
ンジスタ、R1からR16は抵抗、C1からC2はコン
デンサ、I1からI7は電流源、G1からG3はアンド
素子、G4からG5はナンド素子、G6からG11はD
タイプフリップフロップ、40は入力端子、41は出力
端子である。本回路図では、ドロップアウト検出器と振
幅検出器の回路を一部共用している。
【0017】入力端子40には、ダブルリミッタ回路を
通った再生FM信号が入力される。この信号はQ3、Q
4で構成される作動増幅器で増幅された後、Q5、Q6
で全波整流される。この信号は、R8、C2で構成され
る積分回路によりピーク検波される。C2の電位は、R
14とR15により作られる第一の所定値とQ10、Q
11により構成される比較回路により比較されG3のア
ンド素子で構成されるスイッチ回路を経て、C2の電位
が低い場合にハイとなるパルスが出力される。また、C
2の電位をR10、R11で作られる第二の所定値とQ
7、Q8で比較し、C2の電位が高い場合にハイとなる
パルスが出力される。入力端子42からは色信号処理回
路より略水平同期周波数のパルスが入力されており、G
1、G6からG9で構成される第一のカウンタと、G
2、G10からG11で構成される第二のカウンタにク
ロックとして入力される。G4は、第一のデコーダを構
成しており、第三の所定値として「8」をデコードして
いる。また、G5は第二のデコーダを構成しており、第
四の所定値として「3」をデコードしている。ドロップ
アウトになると、振幅検出器9の出力はローレベルとな
り、G10、G11のフリップフロップはリセットされ
る。従って、G5の出力はハイレベルとなり、G6から
G9のフリップフロップのリセットが解除され、第一の
カウンタのカウントが始まる。ドロップアウト状態が持
続していると、カウントが進み、「8」をカウントする
とG4の出力がローレベルとなり、スイッチ回路を構成
するG3のゲートが閉まる。また、再生FM信号が入力
されると、振幅検出器9の出力がハイレベルとなるた
め、G10、G11のフリップフロップのリセットが解
除され、第二のカウンタのカウトが始まる。第二のカウ
ンタが3をカウントすると、G5の出力がローレベルと
なり、第一のカウンタがリセットされ、G4の出力がハ
イレベルとなり、G3のゲートが開く。また、第二のカ
ウンタが「3」をカウントする前に再びドロプアウト状
態になると、第二のカウンタがリセットされるため、G
5の出力はハイレベルのままであり、第一のカウンタは
リセットされることはない。
通った再生FM信号が入力される。この信号はQ3、Q
4で構成される作動増幅器で増幅された後、Q5、Q6
で全波整流される。この信号は、R8、C2で構成され
る積分回路によりピーク検波される。C2の電位は、R
14とR15により作られる第一の所定値とQ10、Q
11により構成される比較回路により比較されG3のア
ンド素子で構成されるスイッチ回路を経て、C2の電位
が低い場合にハイとなるパルスが出力される。また、C
2の電位をR10、R11で作られる第二の所定値とQ
7、Q8で比較し、C2の電位が高い場合にハイとなる
パルスが出力される。入力端子42からは色信号処理回
路より略水平同期周波数のパルスが入力されており、G
1、G6からG9で構成される第一のカウンタと、G
2、G10からG11で構成される第二のカウンタにク
ロックとして入力される。G4は、第一のデコーダを構
成しており、第三の所定値として「8」をデコードして
いる。また、G5は第二のデコーダを構成しており、第
四の所定値として「3」をデコードしている。ドロップ
アウトになると、振幅検出器9の出力はローレベルとな
り、G10、G11のフリップフロップはリセットされ
る。従って、G5の出力はハイレベルとなり、G6から
G9のフリップフロップのリセットが解除され、第一の
カウンタのカウントが始まる。ドロップアウト状態が持
続していると、カウントが進み、「8」をカウントする
とG4の出力がローレベルとなり、スイッチ回路を構成
するG3のゲートが閉まる。また、再生FM信号が入力
されると、振幅検出器9の出力がハイレベルとなるた
め、G10、G11のフリップフロップのリセットが解
除され、第二のカウンタのカウトが始まる。第二のカウ
ンタが3をカウントすると、G5の出力がローレベルと
なり、第一のカウンタがリセットされ、G4の出力がハ
イレベルとなり、G3のゲートが開く。また、第二のカ
ウンタが「3」をカウントする前に再びドロプアウト状
態になると、第二のカウンタがリセットされるため、G
5の出力はハイレベルのままであり、第一のカウンタは
リセットされることはない。
【0018】以上の動作を、以下図3の波形図を用いて
詳しく説明する。図3の(a)は、入力端子40より入
力される再生FM信号の包絡線波形を示す。この波形を
ピーク検波したC2の電位を図3の(b)に示す。図
中、V1はR14とR15で作られる第一の所定値であ
る。この電位と比較した結果を図3の(c)に示す。こ
の状態では、無入力状態では常時ハイレベル(ドロップ
アウト状態)を検出しており、また、ノイズ等による瞬
時の入力(図3(a)の波形A)にも応答している。一
方、図3の(b)に示すV2はR10、R11で作られ
る第二の所定値であり、この電位と比較した結果を図3
(d)に示す。この波形においても図3の(c)と同様
に無入力状態では常時ローレベルを検出しており、ま
た、ノイズ等による瞬時の入力(図3(a)の波形A)
にも応答している。図3の(e)は、入力端子42より
入力される略水平同期周波数のパルスを示す。これらの
入力時に第二のデコーダG5より出力される波形を図3
の(f)に、第一のデコーダG4より出力される波形を
図3の(g)に示す。図3の(g)により図3の(c)
がG3によりスイッチされ、最終的には図3の(h)の
パルスがドロップアウトパルスとして出力される。図3
から明らかなように、第一のデコーダのデコード値が8
であるため、最大ドロップアウト補償区間Wは略水平同
期周波数のパルスの周期の7倍から8倍の期間(約44
5μsから508μs)となり、大容量のコンデンサな
しで数百μsの切り替えを行なう事が可能となる。ま
た、第二のデコーダのデコード値が「3」であるため、
図3の(a)波形Aのような略水平同期周波数のパルス
の周期の2倍から3倍(127μsから131μs)未
満の再生FM信号の入力は出力では除去することができ
る。
詳しく説明する。図3の(a)は、入力端子40より入
力される再生FM信号の包絡線波形を示す。この波形を
ピーク検波したC2の電位を図3の(b)に示す。図
中、V1はR14とR15で作られる第一の所定値であ
る。この電位と比較した結果を図3の(c)に示す。こ
の状態では、無入力状態では常時ハイレベル(ドロップ
アウト状態)を検出しており、また、ノイズ等による瞬
時の入力(図3(a)の波形A)にも応答している。一
方、図3の(b)に示すV2はR10、R11で作られ
る第二の所定値であり、この電位と比較した結果を図3
(d)に示す。この波形においても図3の(c)と同様
に無入力状態では常時ローレベルを検出しており、ま
た、ノイズ等による瞬時の入力(図3(a)の波形A)
にも応答している。図3の(e)は、入力端子42より
入力される略水平同期周波数のパルスを示す。これらの
入力時に第二のデコーダG5より出力される波形を図3
の(f)に、第一のデコーダG4より出力される波形を
図3の(g)に示す。図3の(g)により図3の(c)
がG3によりスイッチされ、最終的には図3の(h)の
パルスがドロップアウトパルスとして出力される。図3
から明らかなように、第一のデコーダのデコード値が8
であるため、最大ドロップアウト補償区間Wは略水平同
期周波数のパルスの周期の7倍から8倍の期間(約44
5μsから508μs)となり、大容量のコンデンサな
しで数百μsの切り替えを行なう事が可能となる。ま
た、第二のデコーダのデコード値が「3」であるため、
図3の(a)波形Aのような略水平同期周波数のパルス
の周期の2倍から3倍(127μsから131μs)未
満の再生FM信号の入力は出力では除去することができ
る。
【0019】
【発明の効果】以上のように本発明は、再生FM信号の
振幅が第一の所定値以下の場合第一のパルスを出力する
ドロップアウト検出器と、再生FM信号の振幅が第二の
所定値以上の場合第二のパルスを出力する振幅検出器
と、略水平同期周波数のパルスをクロック入力とし第二
のパルスの非パルス区間リセットされる第二のカウンタ
と、第二のカウンタのカウント値が第四の所定値未満の
場合第四のパルスを出力する第二のデコーダと、略水平
同期周波数のパルスをクロック入力とし、第四のパルス
の非パルス期間リセットされる第一のカウンタと、第一
のカウンタのカウント値が第三の所定値未満の場合第三
のパルスを出力する第一のデコーダと、第一のパルスを
入力とし第三のパルスのパルス区間のみ通過状態となる
スイッチ回路と、復調輝度信号を入力としスイッチ回路
の出力パルスのパルス期間、1水平同期期間遅延させた
復調輝度信号に置換してドロップアウト補償を行なうド
ロップアウト補償回路により構成することで、大容量の
コンデンサ無しで再生FM信号の無入力検出が出来るた
め、IC化した場合に外付けコンデンサ用の専用ピンを
削減できるという優れた効果が得られる。
振幅が第一の所定値以下の場合第一のパルスを出力する
ドロップアウト検出器と、再生FM信号の振幅が第二の
所定値以上の場合第二のパルスを出力する振幅検出器
と、略水平同期周波数のパルスをクロック入力とし第二
のパルスの非パルス区間リセットされる第二のカウンタ
と、第二のカウンタのカウント値が第四の所定値未満の
場合第四のパルスを出力する第二のデコーダと、略水平
同期周波数のパルスをクロック入力とし、第四のパルス
の非パルス期間リセットされる第一のカウンタと、第一
のカウンタのカウント値が第三の所定値未満の場合第三
のパルスを出力する第一のデコーダと、第一のパルスを
入力とし第三のパルスのパルス区間のみ通過状態となる
スイッチ回路と、復調輝度信号を入力としスイッチ回路
の出力パルスのパルス期間、1水平同期期間遅延させた
復調輝度信号に置換してドロップアウト補償を行なうド
ロップアウト補償回路により構成することで、大容量の
コンデンサ無しで再生FM信号の無入力検出が出来るた
め、IC化した場合に外付けコンデンサ用の専用ピンを
削減できるという優れた効果が得られる。
【図1】本発明の一実施例の映像信号処理装置のブロッ
ク図
ク図
【図2】本発明の一実施例におけるドロップアウト検出
器、振幅検出器、第一のカウンタ、第一のデコーダ、ス
イッチ回路、第二のカウンタ、第二のデコーダの回路図
器、振幅検出器、第一のカウンタ、第一のデコーダ、ス
イッチ回路、第二のカウンタ、第二のデコーダの回路図
【図3】本発明の一実施例の映像信号処理装置における
波形図
波形図
【図4】従来の映像信号処理装置の一部のブロック図
【図5】従来の映像信号処理装置におけるドロップアウ
ト検出器、検波回路、振幅検出器、スイッチ回路の回路
図
ト検出器、検波回路、振幅検出器、スイッチ回路の回路
図
【図6】従来の映像信号処理装置における波形図
1 入力端子 2 ダブルリミッタ回路 3 FM復調器 4 ディエンファシス回路 5 第一のLPF 6 ドロップアウト補償回路 7 ドロップアウト検出器 8 検波回路 9 振幅検出器 10 スイッチ回路 11 同期分離回路 12 加算回路 13 出力端子 14 第一のカウンタ 15 第一のデコーダ 16 第二のカウンタ 17 第二のデコーダ 21 第二のLPF 22 ACC 23 第一の平衡変調器 24 BPF 25 くし形フィルタ 26 第三のLPF 27 第二の平衡変調器 28 第一の分周器 29 VCO 30 位相比較器 31 第二の分周器 32 水晶発振器 33 周波数検出器
Claims (1)
- 【請求項1】 色副搬送波周波数を略発振周波数とする
水晶発振器と、低域搬送色周波数と前記色副搬送波周波
数の和の周波数の第一の所定整数倍を略中心周波数とし
て発振する電圧制御発振器と、前記電圧制御発振器の出
力信号を第一の所定整数分の1に分周する第一の分周器
と、前記第一の分周器の出力信号と前記水晶発振器の出
力信号とを平衡変調する平衡変調器と、前記平衡変調器
の出力信号成分のうち低域搬送色周波数のみを通過帯域
とするローパスフィルタと、前記ローパスフィルタの出
力信号を第二の所定整数分の1に分周して略水平同期周
波数のパルスを出力する第二の分周器とを備えた映像信
号処理装置であって、再生周波数変調輝度信号の振幅が
多くとも第一の所定値の場合第一のパルスを出力するド
ロップアウト検出器と、前記再生周波数変調輝度信号の
振幅が少なくとも第二の所定値の場合第二のパルスを出
力する振幅検出器と、前記略水平同期周波数のパルスを
クロック入力とし前記第二のパルスの非パルス区間リセ
ットされる第二のカウンタと、前記第二のカウンタのカ
ウント値が第四の所定値に満たない場合第四のパルスを
出力する第二のデコーダと、前記略水平同期周波数のパ
ルスをクロック入力とし前記第四のパルスの非パルス期
間リセットされる第一のカウンタと、前記第一のカウン
タのカウント値が第三の所定値に満たない場合第三のパ
ルスを出力する第一のデコーダと、前記第一のパルスを
入力とし前記第三のパルスのパルス区間のみ通過状態と
なるスイッチ回路と、復調輝度信号を入力とし前記スイ
ッチ回路の出力パルスのパルス期間である1水平同期期
間遅延させた復調輝度信号に置換することによりドロッ
プアウト補償を行なうドロップアウト補償回路とにより
構成されたことを特徴とする映像信号処理装置。
Priority Applications (2)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP10928095A JP3282441B2 (ja) | 1995-05-08 | 1995-05-08 | 映像信号処理装置 |
CN 96106297 CN1144430A (zh) | 1995-05-08 | 1996-05-08 | 图像信号处理装置 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP10928095A JP3282441B2 (ja) | 1995-05-08 | 1995-05-08 | 映像信号処理装置 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH08307830A JPH08307830A (ja) | 1996-11-22 |
JP3282441B2 true JP3282441B2 (ja) | 2002-05-13 |
Family
ID=14506172
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP10928095A Expired - Fee Related JP3282441B2 (ja) | 1995-05-08 | 1995-05-08 | 映像信号処理装置 |
Country Status (2)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP3282441B2 (ja) |
CN (1) | CN1144430A (ja) |
-
1995
- 1995-05-08 JP JP10928095A patent/JP3282441B2/ja not_active Expired - Fee Related
-
1996
- 1996-05-08 CN CN 96106297 patent/CN1144430A/zh active Pending
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
CN1144430A (zh) | 1997-03-05 |
JPH08307830A (ja) | 1996-11-22 |
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Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |