JP3275179B2 - 量子化を用いる直角信号の復調 - Google Patents
量子化を用いる直角信号の復調Info
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Description
【発明の詳細な説明】 技術分野 本発明は、一般に通信システムに関し、さらに詳しく
は、被受信信号を復調する方法および装置に関する。
は、被受信信号を復調する方法および装置に関する。
発明の背景 通信システムのデータ速度が高くなり、結果として帯
域幅がより高くなるにつれて、直接変換受信機，ベース
バンド濾波およびベースバンド復調器を用いることがま
すます望ましくなる。周波数変調（FM:frequency modul
ation）およびパルス変調（PM:pulse modulation）信号
のためのベースバンド復調器は、概して複雑で、２つの
ベースバンド信号すなわち同相部分（Ｉ）と直角位相部
分（Ｑ）の比率の逆正接をとることにより実行される。
あるいは、ベースバンド信号を微分および交差乗算する
ことにより、ベースバンド周波数を検出することもでき
る。従って、設計が複雑でなく、結果としてより経済的
な復調器が必要である。
域幅がより高くなるにつれて、直接変換受信機，ベース
バンド濾波およびベースバンド復調器を用いることがま
すます望ましくなる。周波数変調（FM:frequency modul
ation）およびパルス変調（PM:pulse modulation）信号
のためのベースバンド復調器は、概して複雑で、２つの
ベースバンド信号すなわち同相部分（Ｉ）と直角位相部
分（Ｑ）の比率の逆正接をとることにより実行される。
あるいは、ベースバンド信号を微分および交差乗算する
ことにより、ベースバンド周波数を検出することもでき
る。従って、設計が複雑でなく、結果としてより経済的
な復調器が必要である。
図面の簡単な説明 第１図は、本発明を具現化する受信機のブロック図で
ある。
ある。
第２図は、第１図の復調器の詳細なブロック図であ
る。
る。
第３図は、第２図のデジタル−アナログ変換器の出力
のグラフである。
のグラフである。
第４図は、中間正規化信号を伴って図示される入力お
よび出力信号のグラフである。
よび出力信号のグラフである。
第５図は、本発明を利用する復調器の動作を表す流れ
図である。
図である。
図面の詳細な説明 第１図はまず参照して、全体を10と示される受信機の
ブロック図が図示される。受信機10は、基本的に、アン
テナ11,ミキサ12,13,フィルタ16,17および復調器18によ
って構成される。受信モード動作においては、無線周波
数（RF）信号19がアンテナ11において受信される。この
信号は、２つの経路に分岐され、ミキサ12,13に入力さ
れる。ミキサ12に入力されるもう１つの信号は、局部発
振器（LO:local oscillator）14により生成される信号
である。ミキサ13に対するもう１つの入力もLO14からの
ものであるが、これは位相シフタ15において位相が90度
シフトされてから、被受信信号とミキシングされる。
ブロック図が図示される。受信機10は、基本的に、アン
テナ11,ミキサ12,13,フィルタ16,17および復調器18によ
って構成される。受信モード動作においては、無線周波
数（RF）信号19がアンテナ11において受信される。この
信号は、２つの経路に分岐され、ミキサ12,13に入力さ
れる。ミキサ12に入力されるもう１つの信号は、局部発
振器（LO:local oscillator）14により生成される信号
である。ミキサ13に対するもう１つの入力もLO14からの
ものであるが、これは位相シフタ15において位相が90度
シフトされてから、被受信信号とミキシングされる。
次に、下方変換された信号（down converted signa
l）がミキサ12,13から低域通過フィルタ16,17にそれぞ
れ出力される。低域通過フィルタ16の出力は、同相
（Ｉ）信号であり、低域通過フィルタ17からの出力は直
角位相（Ｑ）信号である。I,Q信号は、復調器18に入力
される。これは以下に詳細に述べるが、可聴出力信号を
提供する。
l）がミキサ12,13から低域通過フィルタ16,17にそれぞ
れ出力される。低域通過フィルタ16の出力は、同相
（Ｉ）信号であり、低域通過フィルタ17からの出力は直
角位相（Ｑ）信号である。I,Q信号は、復調器18に入力
される。これは以下に詳細に述べるが、可聴出力信号を
提供する。
第２図において、復調器18の詳細なブロック図を示
す。復調器18は、Ｎビットの乗算デジタル−アナログ変
換器（MDAC:Multiplying Digital−to−Analog Convert
er）21,22などの第１および第２変換手段によって構成
される。MDAC21はＩ信号を受信する。この信号は、以下
の式（１）により記述される。
す。復調器18は、Ｎビットの乗算デジタル−アナログ変
換器（MDAC:Multiplying Digital−to−Analog Convert
er）21,22などの第１および第２変換手段によって構成
される。MDAC21はＩ信号を受信する。この信号は、以下
の式（１）により記述される。
式（１） Ｉ＝Acos［Φin（ｔ）］ MDAC22はＱ信号を受信する。この信号は、以下の式
（２）により記述される。
（２）により記述される。
式（２） Ｑ＝Asin［Φin（ｔ）］ ただし、Ａは可変乗数； Φは被受信信号；および ｔは時間である。
MDAC21,22は、それぞれＮビットの精度と2N個の可能
な利得設定値を有する。従って、４ビットの精度を有す
るMDACは、24すなわち16個の可能な利得設定値を有する
ことになる。利得設定値は、正弦波または余弦波の2N個
の等間隔のサンプルに対応するように選定される。両方
のMDACが同じＮビットのプログラミング・ワードを与え
られる場合は、MDAC21は、サンプリングされた正弦波に
対応する利得設定値を有し、MDAC22はサンプリングされ
た余弦波に対応する利得設定値を有する。Ｎビットのプ
ログラミング・ワードは、それぞれ線路23,24に沿っ
て、MDAC21,22のプログラミング入力に与えられる。
な利得設定値を有する。従って、４ビットの精度を有す
るMDACは、24すなわち16個の可能な利得設定値を有する
ことになる。利得設定値は、正弦波または余弦波の2N個
の等間隔のサンプルに対応するように選定される。両方
のMDACが同じＮビットのプログラミング・ワードを与え
られる場合は、MDAC21は、サンプリングされた正弦波に
対応する利得設定値を有し、MDAC22はサンプリングされ
た余弦波に対応する利得設定値を有する。Ｎビットのプ
ログラミング・ワードは、それぞれ線路23,24に沿っ
て、MDAC21,22のプログラミング入力に与えられる。
結果として得られるMDAC21,22の出力、すなわち利得
は、それぞれ式（３），（４）により定義される。
は、それぞれ式（３），（４）により定義される。
式（３） MDACg＝sin［Φout（ｔ）］ 式（４） MDACg＝cos［Φout（ｔ）］ Ｎが64のシステムであるMDAC21,22の利得のグラフを
第３図に示す。
第３図に示す。
MDAC21の負の出力が、加算器26においてMDAC22の出力
に加算される。これにより、出力Σが得られる。Σは式
（５）で定義される。
に加算される。これにより、出力Σが得られる。Σは式
（５）で定義される。
式（５） ΣAsin［Φin（ｔ）−Φout（ｔ） Ａは一定であることを前提とするので、（５）の符号
はΦin（ｔ）とΦout（ｔ）との差により決定される。
ただしこの差は±πの範囲内にあるものとする。信号Σ
は１ビット量子化装置27などの量子化手段に入力され
る。量子化装置27は複数の正規化信号ωout（ｔ）を提
供するが、これは式（６）により定義される。
はΦin（ｔ）とΦout（ｔ）との差により決定される。
ただしこの差は±πの範囲内にあるものとする。信号Σ
は１ビット量子化装置27などの量子化手段に入力され
る。量子化装置27は複数の正規化信号ωout（ｔ）を提
供するが、これは式（６）により定義される。
式（６） ωout（ｔ）＝ｄΦout（ｔ）/dt 量子化装置27の出力は、ラップ・アラウンド付きＮビ
ットアキュムレータ28などの累算手段に入力される。ア
キュムレータ28は、クロック信号を受信するためのクロ
ック入力も有する。このクロック信号により、クロック
・サイクル毎にアキュムレータ28は、増分または減分さ
れ、結果として、多少の量子化誤差内の入力位相に追従
する出力位相が得られる。出力位相の最大変化率は式
（７）で定義されるので、追跡することのできる最大周
波数は式（８）に示される。
ットアキュムレータ28などの累算手段に入力される。ア
キュムレータ28は、クロック信号を受信するためのクロ
ック入力も有する。このクロック信号により、クロック
・サイクル毎にアキュムレータ28は、増分または減分さ
れ、結果として、多少の量子化誤差内の入力位相に追従
する出力位相が得られる。出力位相の最大変化率は式
（７）で定義されるので、追跡することのできる最大周
波数は式（８）に示される。
式（７） Φout（ｔ）＝（２π/2N）＊Fclock 式（８） MAX［Φout（ｔ）］＝Fclock/2N アキュムレータ28の出力から累算された出力信号は、
線路23,24に沿って、Ｎビットのプログラミング・ワー
ドとしてMDAC21,22にそれぞれ送られる。
線路23,24に沿って、Ｎビットのプログラミング・ワー
ドとしてMDAC21,22にそれぞれ送られる。
かくして、第２図の回路設計は、現在使われるものに
比べて、経済的で、複雑でないベースバンドFMおよびPM
復調器を表す。これは、位相ロック・ループとして設定
される信号デルタ変調器を用いることにより実現され
る。
比べて、経済的で、複雑でないベースバンドFMおよびPM
復調器を表す。これは、位相ロック・ループとして設定
される信号デルタ変調器を用いることにより実現され
る。
ΦinとΦoutの表現を第４図のグラフに示す。この例
では、Φin（ｔ）は0.75πラジアンのピーク位相偏差を
持つ正弦波変調に関してΦin（ｔ）に６ビット近似計算
される。たとえば、サンプリング速度は、正弦波周波数
の64倍である。このグラフは、瞬間周波数に等しい１ビ
ット量子化装置の出力も示す。量子化装置27は、±１の
値の間で切り替わるが、これは±Fclock/2Nに等しい。
この信号は、通常は、ある時間間隔にわたり平均化さ
れ、実際値のより正確な推定値となる。
では、Φin（ｔ）は0.75πラジアンのピーク位相偏差を
持つ正弦波変調に関してΦin（ｔ）に６ビット近似計算
される。たとえば、サンプリング速度は、正弦波周波数
の64倍である。このグラフは、瞬間周波数に等しい１ビ
ット量子化装置の出力も示す。量子化装置27は、±１の
値の間で切り替わるが、これは±Fclock/2Nに等しい。
この信号は、通常は、ある時間間隔にわたり平均化さ
れ、実際値のより正確な推定値となる。
第５図を参照して、全体を50で示される、本発明を利
用する復調器のプロセスが図示される。プロセス50は、
段階51において信号が受信されると開始される。この被
受信信号が処理されて、第１および第２デジタル−アナ
ログ変換器を用いて、段階52においてＩおよびＱ成分を
表す第１および第２デジタル信号を生成する。デジタル
I,Q成分は１対のMDACにおいて処理され、段階53におい
てそれぞれ第１および第２アナログ信号が生成される。
段階54において、第２アナログ信号から第１アナログ信
号を減算することにより、このアナログ信号が加算され
て、合成されたアナログ信号が得られる。加算信号は、
量子化され、段階55で正規化信号が得られる。正規化信
号は、段階56においてアキュムレータで累算される。
用する復調器のプロセスが図示される。プロセス50は、
段階51において信号が受信されると開始される。この被
受信信号が処理されて、第１および第２デジタル−アナ
ログ変換器を用いて、段階52においてＩおよびＱ成分を
表す第１および第２デジタル信号を生成する。デジタル
I,Q成分は１対のMDACにおいて処理され、段階53におい
てそれぞれ第１および第２アナログ信号が生成される。
段階54において、第２アナログ信号から第１アナログ信
号を減算することにより、このアナログ信号が加算され
て、合成されたアナログ信号が得られる。加算信号は、
量子化され、段階55で正規化信号が得られる。正規化信
号は、段階56においてアキュムレータで累算される。
累算された信号は、出力となるだけでなく、プログラ
ミング信号として用いられ、段階57で線路59により示さ
れるようにMDACに入力される。プロセス58は段階58で終
了する。かくして、現在の復調器のプロセスに比べ複雑
でないプロセスが得られる。
ミング信号として用いられ、段階57で線路59により示さ
れるようにMDACに入力される。プロセス58は段階58で終
了する。かくして、現在の復調器のプロセスに比べ複雑
でないプロセスが得られる。
本発明は特定の実施例に関連して説明されたが、上記
の説明に照らして、多くの改変，修正および変形が当業
者に可能であることは明白である。従って、添付の請求
項にはこれらすべての改変，修正および変形を包含する
ものである。
の説明に照らして、多くの改変，修正および変形が当業
者に可能であることは明白である。従って、添付の請求
項にはこれらすべての改変，修正および変形を包含する
ものである。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 特開 平６−77737（ＪＰ，Ａ) 特開 平５−167351（ＪＰ，Ａ) 特開 平４−207802（ＪＰ，Ａ) 特開 平８−288746（ＪＰ，Ａ) 米国特許5128966（ＵＳ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H04L 27/00 - 27/38 H03D 3/00 - 3/34 H03K 9/08
Claims (10)
- 【請求項１】第１デジタル信号を第１アナログ信号に変
換する第１変換器手段； 第２デジタル信号を第２アナログ信号に変換する第２変
換器手段； 前記第１および第２アナログ信号を被合成アナログ信号
に合成する合成手段； 前記被合成アナログ信号を複数の被正規化信号に変換す
る量子化手段；および 前記複数の被正規化信号を累算するアキュムレータ手
段； によって構成されることを特徴とする復調器。 - 【請求項２】前記第１および第２変換器手段が乗算デジ
タル−アナログ変換器によって構成されることを特徴と
する請求項１記載の復調器。 - 【請求項３】前記合成手段が、前記第１アナログ信号の
負数と前記第２アナログ信号とを合成することを特徴と
する請求項１記載の復調器。 - 【請求項４】第１デジタル信号を受信する入力を有する
第１デジタル−アナログ変換器； 第２デジタル信号を受信する入力を有する第２デジタル
−アナログ変換器； 前記第１デジタル−アナログ変換器の出力に結合される
第１入力と、前記第２デジタル−アナログ変換器に結合
される第２入力とを有する加算器； 前記加算器の出力に結合される入力を有する量子化装
置；および 前記量子化装置の前記出力に結合される入力と、クロッ
ク信号を受信するために結合されるクロック入力と、前
記第１および第２デジタル−アナログ変換器の各々のプ
ログラミング入力に結合される出力とを有するアキュム
レータ； によって構成されることを特徴とする復調器。 - 【請求項５】前記第１および第２デジタル−アナログ変
換器が乗算デジタル−アナログ変換器であることを特徴
とする請求項４記載の復調器。 - 【請求項６】前記加算器が、前記第１デジタル−アナロ
グ変換器からの出力信号の負数と前記第２デジタル−ア
ナログ変換器からの出力信号とを合成することを特徴と
する請求項４記載の復調器。 - 【請求項７】被受信信号を復調する方法であって： 前記被受信信号を同相部分と直角位相部分とに変換する
段階； 前記同相部分を第１アナログ信号に変換する段階； 前記直角位相部分を第２アナログ信号に変換する段階； 前記第１アナログ信号の負数と前記第２アナログ信号と
を加算して、被合成信号を形成する段階； 前記被加算信号を正規化して被正規化信号を形成する段
階、および 前記被正規化信号を累算して被累算信号を形成する段
階； によって構成されることを特徴とする方法。 - 【請求項８】前記被累算信号を、前記同相および前記直
角位相成分を前記第１および第２アナログ信号にそれぞ
れ変換する際に用いられるプログラミング入力として与
える段階によってさらに構成されることを特徴とする請
求項７記載の方法。 - 【請求項９】前記同相および直角位相成分を前記第１お
よび第２アナログ信号にそれぞれ変換する前記段階が、
第１および第２デジタル−アナログ変換器においてそれ
ぞれ実行されることを特徴とする請求項７記載の方法。 - 【請求項１０】前記第１および第２デジタル−アナログ
変換器がそれぞれ乗算デジタル−アナログ変換器である
ことを特徴とする請求項９記載の方法。
Applications Claiming Priority (4)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US08/577,079 US5623225A (en) | 1995-12-22 | 1995-12-22 | Quadrature signal demodulation using quantizing and accumulating |
| US08/577,079 | 1995-12-22 | ||
| US577,079 | 1995-12-22 | ||
| PCT/US1996/018523 WO1997023981A1 (en) | 1995-12-22 | 1996-11-18 | Method and apparatus for demodulating a received signal |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2000502529A JP2000502529A (ja) | 2000-02-29 |
| JP3275179B2 true JP3275179B2 (ja) | 2002-04-15 |
Family
ID=24307192
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP52363797A Expired - Fee Related JP3275179B2 (ja) | 1995-12-22 | 1996-11-18 | 量子化を用いる直角信号の復調 |
Country Status (7)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5623225A (ja) |
| EP (1) | EP0873630B1 (ja) |
| JP (1) | JP3275179B2 (ja) |
| KR (1) | KR19990076686A (ja) |
| CN (1) | CN1130885C (ja) |
| DE (1) | DE69636197T2 (ja) |
| WO (1) | WO1997023981A1 (ja) |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
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| US20100267346A1 (en) * | 2009-04-21 | 2010-10-21 | Qualcomm Incorporated | Methods and apparatus for control signaling in a communication system |
| US9886142B2 (en) * | 2013-12-03 | 2018-02-06 | Pixart Imaging Inc. | Capacitive touch sensing system |
Family Cites Families (8)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0616592B2 (ja) * | 1985-12-23 | 1994-03-02 | 富士通株式会社 | Ｆｄｍモデム |
| US5150121A (en) * | 1988-10-13 | 1992-09-22 | New Sd, Inc. | Parameter sensing and processing system |
| US5128966A (en) * | 1989-02-15 | 1992-07-07 | Samsung Electronics Co., Ltd. | System for demodulating frequency- or phase-modulated signals by quadrature-phase |
| US5162798A (en) * | 1991-06-17 | 1992-11-10 | Pacific Scientific Company | Resolver to digital converter |
| US5349353A (en) * | 1992-12-28 | 1994-09-20 | Zrilic Djuro G | Method and apparatus for mixed analog and digital processing of delta modulated pulse streams including digital-to-analog conversion of a digital input signal |
| US5425056A (en) * | 1993-03-23 | 1995-06-13 | Motorola, Inc. | Method and apparatus for generating threshold levels in a radio communication device for receiving four-level signals |
| US5345188A (en) * | 1993-07-14 | 1994-09-06 | Seiko Telecommunication Systems, Inc. | Sigma-delta digital FM demodulator |
| US5448202A (en) * | 1993-07-14 | 1995-09-05 | Seiko Communications Holding N.V. | Sigma-delta FM demodulator |
-
1995
- 1995-12-22 US US08/577,079 patent/US5623225A/en not_active Expired - Lifetime
-
1996
- 1996-11-18 DE DE69636197T patent/DE69636197T2/de not_active Expired - Fee Related
- 1996-11-18 CN CN96199184A patent/CN1130885C/zh not_active Expired - Fee Related
- 1996-11-18 KR KR1019980704798A patent/KR19990076686A/ko not_active Application Discontinuation
- 1996-11-18 JP JP52363797A patent/JP3275179B2/ja not_active Expired - Fee Related
- 1996-11-18 WO PCT/US1996/018523 patent/WO1997023981A1/en active IP Right Grant
- 1996-11-18 EP EP96943503A patent/EP0873630B1/en not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| KR19990076686A (ko) | 1999-10-15 |
| US5623225A (en) | 1997-04-22 |
| JP2000502529A (ja) | 2000-02-29 |
| EP0873630A4 (en) | 2001-12-12 |
| EP0873630A1 (en) | 1998-10-28 |
| CN1130885C (zh) | 2003-12-10 |
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| DE69636197D1 (de) | 2006-07-06 |
| CN1205820A (zh) | 1999-01-20 |
| WO1997023981A1 (en) | 1997-07-03 |
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