JP2994836B2 - 復調器のａｆｃ回路 - Google Patents
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- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、復調器のＡＦＣ回路に
関し、特に２n 相ＰＳＫ変調方式を用いた復調器におけ
る受信搬送波周波数とローカル周波数との誤差を補正す
るためのＡＦＣ回路に関するものである。
関し、特に２n 相ＰＳＫ変調方式を用いた復調器におけ
る受信搬送波周波数とローカル周波数との誤差を補正す
るためのＡＦＣ回路に関するものである。
【０００２】近年、衛星を利用した通信が盛んに行われ
ており、特にＶＳＡＴ(Very SmallAperture Terminal)
の出現で、その利用価値は、更に高まりつつある。この
衛星を利用した通信を行う場合、周波数の変動が問題と
なる。その原因として、受信装置の局部発振周波数の温
度変化に伴う周波数の変動、ドプラー効果等が考えられ
る。また、移動通信の分野でも同じことが言える。
ており、特にＶＳＡＴ(Very SmallAperture Terminal)
の出現で、その利用価値は、更に高まりつつある。この
衛星を利用した通信を行う場合、周波数の変動が問題と
なる。その原因として、受信装置の局部発振周波数の温
度変化に伴う周波数の変動、ドプラー効果等が考えられ
る。また、移動通信の分野でも同じことが言える。
【０００３】このため、復調器では局部発振器の周波数
（基準搬送波周波数）をその変移に追従させる必要があ
り、ＡＦＣ（自動周波数制御：Automatic Frequency Co
ntrol)ループを設ける必要がある。
（基準搬送波周波数）をその変移に追従させる必要があ
り、ＡＦＣ（自動周波数制御：Automatic Frequency Co
ntrol)ループを設ける必要がある。
【０００４】
【従来の技術】図７はＡＦＣループを備えた一般的な２
n （ｎは２以上の整数）相ＰＳＫ変調方式の復調器にお
けるＡＦＣ回路を概略的に示したもので、入力信号をミ
キサー１１及びバンドパスフィルタ１２を通すことによ
り中間周波信号（以下、ＩＦ信号と称することがある）
に変換し、この中間周波信号を直交検波器１３でアナロ
グのＩ軸信号とＱ軸信号とに分離し、これらをそれぞれ
更に２n 逓倍器１４で２n 逓倍することにより余分な変
調データを除去し、更に周波数弁別器２０で周波数偏差
を弁別し、ディジタルループフィルタ（低域通過フィル
タ）２１で帯域制限（雑音除去）した後、Ｄ／Ａ変換器
２２でアナログ信号に変換してミキサー１１又は直交検
波器１３のための局部発振器２４，２５のための制御電
圧を発生する。
n （ｎは２以上の整数）相ＰＳＫ変調方式の復調器にお
けるＡＦＣ回路を概略的に示したもので、入力信号をミ
キサー１１及びバンドパスフィルタ１２を通すことによ
り中間周波信号（以下、ＩＦ信号と称することがある）
に変換し、この中間周波信号を直交検波器１３でアナロ
グのＩ軸信号とＱ軸信号とに分離し、これらをそれぞれ
更に２n 逓倍器１４で２n 逓倍することにより余分な変
調データを除去し、更に周波数弁別器２０で周波数偏差
を弁別し、ディジタルループフィルタ（低域通過フィル
タ）２１で帯域制限（雑音除去）した後、Ｄ／Ａ変換器
２２でアナログ信号に変換してミキサー１１又は直交検
波器１３のための局部発振器２４，２５のための制御電
圧を発生する。
【０００５】更に、周波数弁別器２０は、１シンボルτ
（クロック）分だけ遅延させるための遅延器１５，１６
と、これら１シンボルτ分だけ遅延されたＩ軸信号又は
Ｑ軸信号と遅延されないＱ軸信号又はＩ軸信号とをそれ
ぞれ掛け合わせる乗算器１７，１８と、乗算器１７，１
８の出力差を計算する減算器１９とで構成されている。
（クロック）分だけ遅延させるための遅延器１５，１６
と、これら１シンボルτ分だけ遅延されたＩ軸信号又は
Ｑ軸信号と遅延されないＱ軸信号又はＩ軸信号とをそれ
ぞれ掛け合わせる乗算器１７，１８と、乗算器１７，１
８の出力差を計算する減算器１９とで構成されている。
【０００６】そして、周波数弁別器２０の遅延器１５，
１６の遅延動作はシンボルタイミング再生回路（図示せ
ず）からのクロックにより、受信信号のアイパターンの
最も開いた時点に対応して行われる。
１６の遅延動作はシンボルタイミング再生回路（図示せ
ず）からのクロックにより、受信信号のアイパターンの
最も開いた時点に対応して行われる。
【０００７】ここで周波数弁別器２０の出力は周波数偏
差に応じて振幅が変化し、ＡＦＣ動作による周波数の引
込が行われる。
差に応じて振幅が変化し、ＡＦＣ動作による周波数の引
込が行われる。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、このよ
うな従来の復調器のＡＦＣ回路においては、振幅情報に
演算を施すことによって２n 逓倍を行い、更に乗算器を
用いて周波数の誤差情報を抽出していたため、回路規模
が大きくなってしまうという問題点があった。
うな従来の復調器のＡＦＣ回路においては、振幅情報に
演算を施すことによって２n 逓倍を行い、更に乗算器を
用いて周波数の誤差情報を抽出していたため、回路規模
が大きくなってしまうという問題点があった。
【０００９】従って本発明は、２n 相ＰＳＫ変調方式を
用いた復調器における受信搬送波周波数とローカル周波
数との誤差を補正するためのＡＦＣ回路において、回路
規模を削減することを目的とする。
用いた復調器における受信搬送波周波数とローカル周波
数との誤差を補正するためのＡＦＣ回路において、回路
規模を削減することを目的とする。
【００１０】
【課題を解決するための手段】上記の目的を達成するた
め、本発明に係る復調器のＡＦＣ回路は、図１に示すよ
うに、受信信号の中間周波信号を直交検波する直交検波
器１と、該直交検波されて得られるＩ軸及びＱ軸の各デ
ィジタル信号にの振幅情報を周波数情報を含む位相情報
に変換する第１の回路４と、該位相情報を該周波数情報
に変換する第２の回路５と、該周波数情報に応じて該ロ
ーカル周波数を補正する第３の回路６とを備えている。
め、本発明に係る復調器のＡＦＣ回路は、図１に示すよ
うに、受信信号の中間周波信号を直交検波する直交検波
器１と、該直交検波されて得られるＩ軸及びＱ軸の各デ
ィジタル信号にの振幅情報を周波数情報を含む位相情報
に変換する第１の回路４と、該位相情報を該周波数情報
に変換する第２の回路５と、該周波数情報に応じて該ロ
ーカル周波数を補正する第３の回路６とを備えている。
【００１１】これに加えて、第２の回路５を、上位ｎビ
ットを削除することで構成される逓倍器５１と微分回路
５２との直列回路で構成し、第３の回路６を、ループフ
ィルタ６１と該ループフィルタ６１の出力信号をアナロ
グ信号に変換するＤ／Ａ変換器６２と該Ｄ／Ａ変換器６
２からのアナログ信号により該ローカル周波数を補正す
る電圧制御発振器６３との直列回路で構成する。
ットを削除することで構成される逓倍器５１と微分回路
５２との直列回路で構成し、第３の回路６を、ループフ
ィルタ６１と該ループフィルタ６１の出力信号をアナロ
グ信号に変換するＤ／Ａ変換器６２と該Ｄ／Ａ変換器６
２からのアナログ信号により該ローカル周波数を補正す
る電圧制御発振器６３との直列回路で構成する。
【００１２】更に、２n 相ＰＳＫ変調方式が１／４πシ
フトＱＰＳＫ変調方式のときには、逓倍器５１が４逓倍
器であり、第３の回路６における該ループフィルタ６１
の出力信号に対してシンボルレートの８分の１の周波数
に相当する電圧値を与えるオフセット手段６４を設ける
こととなる。
フトＱＰＳＫ変調方式のときには、逓倍器５１が４逓倍
器であり、第３の回路６における該ループフィルタ６１
の出力信号に対してシンボルレートの８分の１の周波数
に相当する電圧値を与えるオフセット手段６４を設ける
こととなる。
【００１３】尚、ローカル周波数とは、該中間周波信号
を生成するためのミキサー又は直交検波器１のローカル
周波数である。
を生成するためのミキサー又は直交検波器１のローカル
周波数である。
【００１４】更に図２に示す本発明に係る復調器のＡＦ
Ｃ回路によれば、受信信号の中間周波信号を該ローカル
周波数により直交検波する直交検波器１と、該直交検波
されて得られるＩ軸及びＱ軸の各ディジタル信号の振幅
情報を周波数情報を含む位相情報に変換する第１の回路
４と、該位相情報を該周波数情報に変換する第２の回路
５と、該周波数情報を積分して位相情報に戻し、該第１
の回路４からの位相情報に対して補正する第３の回路７
とを備えている。
Ｃ回路によれば、受信信号の中間周波信号を該ローカル
周波数により直交検波する直交検波器１と、該直交検波
されて得られるＩ軸及びＱ軸の各ディジタル信号の振幅
情報を周波数情報を含む位相情報に変換する第１の回路
４と、該位相情報を該周波数情報に変換する第２の回路
５と、該周波数情報を積分して位相情報に戻し、該第１
の回路４からの位相情報に対して補正する第３の回路７
とを備えている。
【００１５】この場合も、第２の回路５を上位ｎビット
を削除することで構成される逓倍器５１と微分回路５２
との直列回路で構成し、第３の回路７を、ループフィル
タ７１と該ループフィルタ７１の出力信号を積分して該
位相情報を発生する積分回路７２との直列回路で構成す
る。
を削除することで構成される逓倍器５１と微分回路５２
との直列回路で構成し、第３の回路７を、ループフィル
タ７１と該ループフィルタ７１の出力信号を積分して該
位相情報を発生する積分回路７２との直列回路で構成す
る。
【００１６】更に、該２n 相ＰＳＫ変調方式が１／４π
シフトＱＰＳＫ変調方式のときには、逓倍器５１が４逓
倍器であり、第３の回路７における該ループフィルタ７
１の出力信号に対してシンボルレートの８分の１の周波
数に相当する電圧値を与えるオフセット手段７３を設け
ることとなる。
シフトＱＰＳＫ変調方式のときには、逓倍器５１が４逓
倍器であり、第３の回路７における該ループフィルタ７
１の出力信号に対してシンボルレートの８分の１の周波
数に相当する電圧値を与えるオフセット手段７３を設け
ることとなる。
【００１７】
【作用】以下、図１及び図２により本発明（その１及び
その２）の動作を説明する。尚、図において、図７と同
一符号は同一又は相当部分を示す。
その２）の動作を説明する。尚、図において、図７と同
一符号は同一又は相当部分を示す。
【００１８】本発明（その１：図１） まず、受信信号はミキサー１１及びバンドパスフィルタ
１２によりＩＦ信号に変換され、直交検波器１で直交検
波されてベースバンド帯のＩ軸及びＱ軸のディデタル信
号に変換した後、第１の回路４によりそれらの振幅情報
を、周波数情報を含む位相情報に変換する。
１２によりＩＦ信号に変換され、直交検波器１で直交検
波されてベースバンド帯のＩ軸及びＱ軸のディデタル信
号に変換した後、第１の回路４によりそれらの振幅情報
を、周波数情報を含む位相情報に変換する。
【００１９】この第１の回路４においては、入力される
Ｉ軸及びＱ軸のディジタル信号Ｉ，Ｑに対して、次式、 θ＝ｔａｎ-1（Ｑ／Ｉ） (1) の演算を行うことにより、周波数情報を含む位相θに関
する情報に変換される。
Ｉ軸及びＱ軸のディジタル信号Ｉ，Ｑに対して、次式、 θ＝ｔａｎ-1（Ｑ／Ｉ） (1) の演算を行うことにより、周波数情報を含む位相θに関
する情報に変換される。
【００２０】そして、第２の回路５ではその位相情報か
ら周波数情報だけを残すように変換する。
ら周波数情報だけを残すように変換する。
【００２１】この第２の回路５は、図１に示すように２
n 逓倍器５１と微分回路５２とで構成されており、入力
データがＩ軸及びＱ軸のデータのみが含まれている関係
上、図３に示すように、４５°，１３５°，２２５°，
３１５°の４点となり、変調している場合には、これら
の４点がランダムに変化するが、逓倍器５１において上
位ｎビットを削除した形で逓倍することにより各データ
は１８０°の位相に集めることができ、変調データを除
去することができる。そして、これを更に微分回路５２
で微分すると周波数情報を含む位相情報の内、位相情報
が定数として消去され、周波数情報のみが出力されるこ
ととなる。
n 逓倍器５１と微分回路５２とで構成されており、入力
データがＩ軸及びＱ軸のデータのみが含まれている関係
上、図３に示すように、４５°，１３５°，２２５°，
３１５°の４点となり、変調している場合には、これら
の４点がランダムに変化するが、逓倍器５１において上
位ｎビットを削除した形で逓倍することにより各データ
は１８０°の位相に集めることができ、変調データを除
去することができる。そして、これを更に微分回路５２
で微分すると周波数情報を含む位相情報の内、位相情報
が定数として消去され、周波数情報のみが出力されるこ
ととなる。
【００２２】このようにして生成された周波数情報は第
３の回路６においてローカル周波数を補正する情報に変
換され、受信搬送波周波数とローカル周波数との誤差を
補正ることとなる。
３の回路６においてローカル周波数を補正する情報に変
換され、受信搬送波周波数とローカル周波数との誤差を
補正ることとなる。
【００２３】第３の回路６は、ループフィルタ６１とＤ
／Ａ変換器６２と電圧制御発振器６３から成る直列回路
で構成されており、第２の回路５からの周波数情報は、
ループフィルタ（低域通過フィルタ）６１で帯域制限
（雑音除去）した後、Ｄ／Ａ変換器６２でアナログ信号
に変換してミキサー１１又は直交検波器１のための局部
発振器２４，２５のための制御電圧を出力する。
／Ａ変換器６２と電圧制御発振器６３から成る直列回路
で構成されており、第２の回路５からの周波数情報は、
ループフィルタ（低域通過フィルタ）６１で帯域制限
（雑音除去）した後、Ｄ／Ａ変換器６２でアナログ信号
に変換してミキサー１１又は直交検波器１のための局部
発振器２４，２５のための制御電圧を出力する。
【００２４】また本発明は、２ n 相ＰＳＫ変調方式とし
て１／４πシフトＱＰＳＫ変調方式を用いた場合に適用
されるものであり、１／４πシフトＱＰＳＫ変調方式は
ＱＰＳＫ（４相ＰＳＫ）変調方式の変形なので位相点は
２n 個ではなく、２×２n （即ち、８個）となり２×２
n 逓倍する必要がある。
て１／４πシフトＱＰＳＫ変調方式を用いた場合に適用
されるものであり、１／４πシフトＱＰＳＫ変調方式は
ＱＰＳＫ（４相ＰＳＫ）変調方式の変形なので位相点は
２n 個ではなく、２×２n （即ち、８個）となり２×２
n 逓倍する必要がある。
【００２５】しかし、２n 逓倍器５１として８逓倍器を
用いたとすると、周波数の引込範囲がＱＰＳＫ変調方式
の場合に比べて１／２になってしまうという欠点がある
ため、逓倍数は「４」、すなわちＱＰＳＫ変調信号が逓
倍器に入力されるようにする必要がある。そのため、第
３の回路６においてループフィルタ６１の出力信号に対
してオフセット手段６４からシンボルレートｆｂの８分
の１の周波数に相当する電圧値をオフセット信号として
加えてフィードバックさせれば、受信したπ／４シフト
ＱＰＳＫ信号のπ／４シフト分が相殺されてＱＰＳＫ信
号に変換され、逓倍器は４逓倍とすることができる。
用いたとすると、周波数の引込範囲がＱＰＳＫ変調方式
の場合に比べて１／２になってしまうという欠点がある
ため、逓倍数は「４」、すなわちＱＰＳＫ変調信号が逓
倍器に入力されるようにする必要がある。そのため、第
３の回路６においてループフィルタ６１の出力信号に対
してオフセット手段６４からシンボルレートｆｂの８分
の１の周波数に相当する電圧値をオフセット信号として
加えてフィードバックさせれば、受信したπ／４シフト
ＱＰＳＫ信号のπ／４シフト分が相殺されてＱＰＳＫ信
号に変換され、逓倍器は４逓倍とすることができる。
【００２６】本発明（その２：図２） 図２に示す本発明では、図１に示した第３の回路６の代
わりに第３の回路７を用いており、この発明の第３の回
路７では、第２の回路５からの周波数情報を積分して位
相情報に戻し、第１の回路４からの位相情報に対して補
正するものである。
わりに第３の回路７を用いており、この発明の第３の回
路７では、第２の回路５からの周波数情報を積分して位
相情報に戻し、第１の回路４からの位相情報に対して補
正するものである。
【００２７】即ち、本発明の第３の回路７はループフィ
ルタ７１と積分回路７２との直列回路で構成されてお
り、ループフィルタ７１で帯域制限した後、例えば図示
のように遅延器７２ａと加算器７２ｂとから成る積分回
路７２でループフィルタ７１の出力信号を積分して周波
数情報から位相情報に戻し、この位相情報により第１の
回路４から出力される位相情報に加算すれば、結果とし
て、位相情報において受信搬送波周波数とローカル周波
数との誤差を補正することができる。
ルタ７１と積分回路７２との直列回路で構成されてお
り、ループフィルタ７１で帯域制限した後、例えば図示
のように遅延器７２ａと加算器７２ｂとから成る積分回
路７２でループフィルタ７１の出力信号を積分して周波
数情報から位相情報に戻し、この位相情報により第１の
回路４から出力される位相情報に加算すれば、結果とし
て、位相情報において受信搬送波周波数とローカル周波
数との誤差を補正することができる。
【００２８】また本発明は、２ n 相ＰＳＫ変調方式とし
て１／４πシフトＱＰＳＫ変調方式を用いた場合に適用
され、図１の場合と同様に逓倍器５１として４逓倍器が
用いられ、更に第３の回路７においてループフィルタ７
１の出力信号に対してオフセット手段７３からシンボル
レートｆb の８分の１の周波数に相当する電圧値をオフ
セット信号として加算すれば、１／４πシフトＱＰＳＫ
を実現することができる。
て１／４πシフトＱＰＳＫ変調方式を用いた場合に適用
され、図１の場合と同様に逓倍器５１として４逓倍器が
用いられ、更に第３の回路７においてループフィルタ７
１の出力信号に対してオフセット手段７３からシンボル
レートｆb の８分の１の周波数に相当する電圧値をオフ
セット信号として加算すれば、１／４πシフトＱＰＳＫ
を実現することができる。
【００２９】
【実施例】図４は、図１及び図２に示した各発明（その
１及びその２）に用いられる直交検波器１の実施例を示
したもので、この実施例では、ローカル発振器（ディジ
タル型）２５出力信号（パルス）を９０°移相する移相
器１ａと移相器１ａ及びローカル発振器２５の各出力信
号に基づいてＩＦ信号を互いに位相が９０°ずれた２つ
のディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器１ｂ及び１ｃ
と、これらＡ／Ｄ変換器１ｂ及び１ｃからそれぞれ出力
されたディジタル信号のタイミング合わせを行うＤ−Ｆ
Ｆ（フリップフロップ）１ｄ及び１ｅとでディジタル構
成されている。
１及びその２）に用いられる直交検波器１の実施例を示
したもので、この実施例では、ローカル発振器（ディジ
タル型）２５出力信号（パルス）を９０°移相する移相
器１ａと移相器１ａ及びローカル発振器２５の各出力信
号に基づいてＩＦ信号を互いに位相が９０°ずれた２つ
のディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器１ｂ及び１ｃ
と、これらＡ／Ｄ変換器１ｂ及び１ｃからそれぞれ出力
されたディジタル信号のタイミング合わせを行うＤ−Ｆ
Ｆ（フリップフロップ）１ｄ及び１ｅとでディジタル構
成されている。
【００３０】また図５は直交検波器１の別の実施例を示
したもので、この実施例では、ローカル発振器（アナロ
グ型）２５の出力信号に基づいてＩＦ信号を互いに位相
が９０°ずれた２つのアナログ信号に変換する直交検波
回路１ｆと、それら２つのアナログ信号をそれぞれディ
ジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器１ｇ及び１ｈとでア
ナログ構成されている。
したもので、この実施例では、ローカル発振器（アナロ
グ型）２５の出力信号に基づいてＩＦ信号を互いに位相
が９０°ずれた２つのアナログ信号に変換する直交検波
回路１ｆと、それら２つのアナログ信号をそれぞれディ
ジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器１ｇ及び１ｈとでア
ナログ構成されている。
【００３１】図６は、図１及び図２に示した各発明（そ
の１及びその２）に用いられる逓倍器５１の実施例を示
したもので、この実施例では、４逓倍器となっており、
第１の回路４の出力信号を８ビットの位相情報であると
すると、この８ビット情報を上位へ２ビットシフトさせ
た構成になっている。
の１及びその２）に用いられる逓倍器５１の実施例を示
したもので、この実施例では、４逓倍器となっており、
第１の回路４の出力信号を８ビットの位相情報であると
すると、この８ビット情報を上位へ２ビットシフトさせ
た構成になっている。
【００３２】以下、これをもう少し詳しく説明すると、
第１の回路４から出力される位相情報を８ビットに設定
した場合、図３に示す３６０°の位相をその８ビット分
に対応して２５６（＝２8 ）に分割して量子化する。
第１の回路４から出力される位相情報を８ビットに設定
した場合、図３に示す３６０°の位相をその８ビット分
に対応して２５６（＝２8 ）に分割して量子化する。
【００３３】そして、ＱＰＳＫ変調方式の場合、位相点
は図３に示すように４５°，１３５°，２２５°，３１
５°であるので、４逓倍すると１８０°の位相点に集ま
るが、この操作を行うため、第１の回路４からの位相情
報をＸ（８ビット）で表すと、４逓倍器５１の出力信号
Ｙは、次式、 Ｙ＝４・Ｘmod256 (2) で与えられる。
は図３に示すように４５°，１３５°，２２５°，３１
５°であるので、４逓倍すると１８０°の位相点に集ま
るが、この操作を行うため、第１の回路４からの位相情
報をＸ（８ビット）で表すと、４逓倍器５１の出力信号
Ｙは、次式、 Ｙ＝４・Ｘmod256 (2) で与えられる。
【００３４】この式(2) に具体的な数値を当て嵌めてそ
の意味を次表で示すと、
の意味を次表で示すと、
【００３５】
【表１】 となり、全て１２８となる。これは、図３の１８０°の
位相点に対応していることが分かる。
位相点に対応していることが分かる。
【００３６】そして、上記の式(2) をディジタル回路で
構成すると、４逓倍は２ビット分だけシフトすることを
意味し、「mod(モジュロ)256」は下位８ビットを抽出す
ることを意味するので、図６のような構成となる。
構成すると、４逓倍は２ビット分だけシフトすることを
意味し、「mod(モジュロ)256」は下位８ビットを抽出す
ることを意味するので、図６のような構成となる。
【００３７】尚、２n 相ＰＳＫ変調方式の場合は上位へ
ｎビットシフトさせ、下位ｍビット（３６０°を２m で
量子化した場合）を抽出すればよいことになる。
ｎビットシフトさせ、下位ｍビット（３６０°を２m で
量子化した場合）を抽出すればよいことになる。
【００３８】
【発明の効果】このように、本発明に係る復調器のＡＦ
Ｃ回路によれば、受信信号の中間周波信号を直交検波し
て得られるＩ軸及びＱ軸ディジタル信号の振幅情報を周
波数情報を含む位相情報に変換する回路と、該位相情報
を該周波数情報に変換する回路と、該周波数情報に応じ
てローカル周波数を補正するか又は該周波数情報を積分
して位相情報に戻し、上記の位相情報に対して補正する
回路とで構成したので、周波数弁別や逓倍機能を実行す
る回路規模を小型することができる。
Ｃ回路によれば、受信信号の中間周波信号を直交検波し
て得られるＩ軸及びＱ軸ディジタル信号の振幅情報を周
波数情報を含む位相情報に変換する回路と、該位相情報
を該周波数情報に変換する回路と、該周波数情報に応じ
てローカル周波数を補正するか又は該周波数情報を積分
して位相情報に戻し、上記の位相情報に対して補正する
回路とで構成したので、周波数弁別や逓倍機能を実行す
る回路規模を小型することができる。
【図１】本発明に係る復調器のＡＦＣ回路（その１）の
構成を示したブロック図である。
構成を示したブロック図である。
【図２】本発明に係る復調器のＡＦＣ回路（その２）の
構成を示したブロック図である。
構成を示したブロック図である。
【図３】本発明に用いる４逓倍器の動作説明図である。
【図４】本発明に用いる直交検波器の実施例（その１）
を示したブロック図である。
を示したブロック図である。
【図５】本発明に用いる直交検波器の実施例（その２）
を示したブロック図である。
を示したブロック図である。
【図６】本発明に用いる４逓倍器の一実施例を示した構
成図である。
成図である。
【図７】従来例を示したブロック図である。
１ 直交検波器 ４ 第１の回路 ５ 第２の回路 ５１ ４逓倍器 ５２ 微分回路 ６，７ 第３の回路 ６１，７１ ループフィルタ ６２ Ｄ／Ａ変換器 ６３ 電圧制御発振器 ６４，７３ オフセット手段 ７２ 積分回路 ２４，２５ ローカル発振器 図中、同一符号は同一又は相当部分を示す。
フロントページの続き (56)参考文献 特開 昭62−142441（ＪＰ，Ａ) 特開 平３−274844（ＪＰ，Ａ) 実開 平４−94838（ＪＰ，Ｕ) 国際公開90／7243（ＷＯ，Ａ１) (58)調査した分野(Int.Cl.6，ＤＢ名) H04L 27/00 - 27/38
Claims (4)
- 【請求項１】 ２n （ｎは２以上の整数）相ＰＳＫ変調
方式を用いた復調器における受信搬送波周波数とローカ
ル周波数との誤差を補正するためのＡＦＣ回路におい
て、 受信信号の中間周波信号を直交検波する直交検波器(1)
と、 該直交検波されて得られるＩ軸及びＱ軸の各ディジタル
信号の振幅情報を周波数情報を含む位相情報に変換する
第１の回路(4) と、 該位相情報を該周波数情報に変換する第２の回路(5)
と、 該周波数情報に応じて該ローカル周波数を補正する第３
の回路(6) と、 を備え、該第２の回路(5) が、上位ｎビットを削除する
ことで構成される逓倍器(51)と微分回路(52)との直列回
路で構成され、該第３の回路(6) がループフィルタ(61)
と該ループフィルタ(61)の出力信号をアナログ信号に変
換するＤ／Ａ変換器(62)と該Ｄ／Ａ変換器(62)からのア
ナログ信号により該ローカル周波数を補正する電圧制御
発振器(63)との直列回路で構成されており、 該２ n 相ＰＳＫ変調方式が１／４πシフトＱＰＳＫ変調
方式であり、該逓倍器(51)が４逓倍器であり、該第３の
回路(6) における該ループフィルタ(61)の出力信号に対
してシンボルレートの８分の１の周波数に相当する電圧
値を与えるオフセット手段(64)を設けたことを特徴とす
る復調器のＡＦＣ回路。 - 【請求項２】 該ローカル周波数が、該中間周波信号を
生成するためのミキサーのローカル周波数であることを
特徴とした請求項１に記載の復調器のＡＦＣ回路。 - 【請求項３】 該ローカル周波数が、該直交検波器(1)
のローカル周波数であることを特徴とした請求項１に記
載の復調器のＡＦＣ回路。 - 【請求項４】 ２n （ｎは２以上の整数）相ＰＳＫ変調
方式を用いた復調器における受信搬送波周波数とローカ
ル周波数との誤差を補正するためのＡＦＣ回路におい
て、 受信信号の中間周波信号を該ローカル周波数により直交
検波する直交検波器(1) と、 該直交検波されて得られるＩ軸及びＱ軸の各ディジタル
信号の振幅情報を周波数情報を含む位相情報に変換する
第１の回路(4) と、 該位相情報を該周波数情報に変換する第２の回路(5)
と、 該周波数情報を積分して位相情報に戻し、該第１の回路
(4) からの位相情報に対して補正する第３の回路(7)
と、 を備え、該第２の回路(5) が、上位ｎビットを削除する
ことで構成される逓倍器(51)と微分回路(52)との直列回
路で構成され、該第３の回路(7) がループフィルタ(71)
と該ループフィルタ(71)の出力信号を積分して該位相情
報を発生する積分回路(72)との直列回路で構成されてお
り、 該２ n 相ＰＳＫ変調方式が１／４πシフトＱＰＳＫ変調
方式であり、該逓倍器(51)が４逓倍器であり、該第３の
回路(7) における該ループフィルタ(71)の出力信号に対
してシンボルレートの８分の１の周波数に相当する電圧
値を与えるオフセット手段(73)を設けたことを特徴とす
る復調器のＡＦＣ回路。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4015420A JP2994836B2 (ja) | 1992-01-30 | 1992-01-30 | 復調器のａｆｃ回路 |
| US08/010,364 US5373247A (en) | 1992-01-30 | 1993-01-28 | Automatic frequency control method and circuit for correcting an error between a received carrier frequency and a local frequency |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4015420A JP2994836B2 (ja) | 1992-01-30 | 1992-01-30 | 復調器のａｆｃ回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH05211535A JPH05211535A (ja) | 1993-08-20 |
| JP2994836B2 true JP2994836B2 (ja) | 1999-12-27 |
Family
ID=11888275
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP4015420A Expired - Fee Related JP2994836B2 (ja) | 1992-01-30 | 1992-01-30 | 復調器のａｆｃ回路 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
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| JP (1) | JP2994836B2 (ja) |
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|---|---|---|---|---|
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| FR2753856B1 (fr) * | 1996-09-23 | 1998-12-18 | Procede et dispositif de detection de l'erreur sur la frequence d'une porteuse | |
| KR100494311B1 (ko) * | 1997-05-06 | 2005-08-10 | 디지털 비디오 시스템스 인코퍼레이션 | 모터의회전유무출력장치 |
| JP3504470B2 (ja) * | 1997-09-18 | 2004-03-08 | 日本放送協会 | Ａｆｃ回路、キャリア再生回路および受信装置 |
| US6738429B1 (en) | 1999-06-01 | 2004-05-18 | Harris Corporation | Decision-directed carrier frequency detector and method for QAM |
| DE10347259B4 (de) * | 2003-10-08 | 2013-10-31 | Entropic Communications, Inc. | Verfahren zum Synchronisieren einer Schaltungsanordnung beim Empfang eines modulierten Signals |
| US7986929B2 (en) * | 2006-12-08 | 2011-07-26 | Silicon Laboratories Inc. | Providing channel filtering in an automatic frequency control path |
Family Cites Families (8)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
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| US4238739A (en) * | 1979-02-26 | 1980-12-09 | E-Systems, Inc. | Preset network for a phase lock loop |
| US4470145A (en) * | 1982-07-26 | 1984-09-04 | Hughes Aircraft Company | Single sideband quadricorrelator |
| JPH01254040A (ja) * | 1988-04-01 | 1989-10-11 | Sharp Corp | 多相位相変調波用位相誤差検出器 |
| JPH02109447A (ja) * | 1988-10-19 | 1990-04-23 | Fujitsu Ltd | Ａｆｃ制御電圧発生回路 |
| JPH03274844A (ja) * | 1990-03-24 | 1991-12-05 | Japan Radio Co Ltd | Ｐｓｋ変調信号の遅延検波回路 |
| US5260671A (en) * | 1991-05-17 | 1993-11-09 | Hitachi, Ltd. | Receiving circuit for demodulating an angle modulated signal |
| US5282227A (en) * | 1992-05-21 | 1994-01-25 | The Titan Corporation | Communication signal detection and acquisition |
-
1992
- 1992-01-30 JP JP4015420A patent/JP2994836B2/ja not_active Expired - Fee Related
-
1993
- 1993-01-28 US US08/010,364 patent/US5373247A/en not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US5373247A (en) | 1994-12-13 |
| JPH05211535A (ja) | 1993-08-20 |
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