JP3270708B2 - Voltage control circuit and temperature compensated piezoelectric oscillator using the same - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION

【０００１】[0001]

【発明の属する技術分野】本発明は、ディジタル制御に
よる電圧制御回路とこれを用いた温度補償型圧電発振器
（Temperature Compensated Crystal Oscillator、以
下、「ＴＣＸＯ」という）、特に階段状に変化する制御
電圧に対して急激な周波数変化を伴わずに追随すること
ができるＴＣＸＯに関するものである。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a digitally controlled voltage control circuit and a temperature-compensated piezoelectric oscillator (Temperature Compensated Crystal Oscillator, hereinafter referred to as "TCXO") using the same, and more particularly to a control voltage which changes stepwise. The present invention relates to a TCXO that can follow without a sudden frequency change.

【０００２】[0002]

【従来の技術】図２は、従来のディジタル制御によるＴ
ＣＸＯの一例を示す構成図である。ＴＣＸＯは、その周
囲の温度検出を行うための、温度センサ１及びアナログ
／ディジタル（以下、「Ａ／Ｄ」という）変換器２から
なる温度検出回路を有している。温度センサ１は、周囲
温度に応じて出力電圧がアナログ的に変化する温度信号
ＴＡを出力するものであり、この出力側がＡ／Ｄ変換器
２の入力側に接続されている。Ａ／Ｄ変換器２は、与え
られた温度信号ＴＡをディジタル値に変換して離散的な
温度データＴＤを出力するものである。Ａ／Ｄ変換器２
の出力側は、補正回路（例えば、読出し専用メモリ、以
下、「ＲＯＭ」という）３のアドレス端子に接続されて
いる。ＲＯＭ３は、周囲温度に基づいた制御電圧を生成
するための制御データＣＤが格納されたメモリであり、
アドレス端子に与えられた温度データＴＤに従って、そ
の温度データＴＤに対応する制御データＣＤを読出して
データ端子に出力するものである。補正回路はＲＯＭ３
に限らず、例えばマイクロプロセッサ等を用いて、予め
定められた基準に従って温度データＴＤに対応する制御
データＣＤを算出する構成のものもある。2. Description of the Related Art FIG.
It is a block diagram which shows an example of CXO. The TCXO has a temperature detection circuit including a temperature sensor 1 and an analog / digital (hereinafter, referred to as “A / D”) converter 2 for detecting the temperature around the TCXO. The temperature sensor 1 outputs a temperature signal TA whose output voltage changes in an analog manner according to the ambient temperature, and this output side is connected to the input side of the A / D converter 2. The A / D converter 2 converts a given temperature signal TA into a digital value and outputs discrete temperature data TD. A / D converter 2
Is connected to an address terminal of a correction circuit (for example, a read-only memory, hereinafter, referred to as a “ROM”) 3. The ROM 3 is a memory in which control data CD for generating a control voltage based on the ambient temperature is stored.
According to the temperature data TD given to the address terminal, the control data CD corresponding to the temperature data TD is read and output to the data terminal. The correction circuit is ROM3
The present invention is not limited to this. For example, there is a configuration in which the control data CD corresponding to the temperature data TD is calculated according to a predetermined reference by using a microprocessor or the like.

【０００３】ＲＯＭ３のデータ端子は、ディジタル／ア
ナログ（以下、「Ｄ／Ａ」という）変換回路４の入力側
に接続されている。Ｄ／Ａ変換回路４は、ディジタル値
で与えられた制御データＣＤに対応する電圧を出力する
ものであり、この出力側が電圧制御回路（例えば、低域
通過フィルタ、以下、「ＬＰＦ」という）５の入力側に
接続されている。ＬＰＦ５は、Ｄ／Ａ変換回路４から与
えられた階段状に変化する入力電圧Ｖｉの変化を緩和し
て、出力電圧Ｖｏを出力するためのものであり、急峻な
変化に伴って発生する高周波成分を除去するようになっ
ている。ＬＰＦ５の出力側には、電圧制御型の圧電発振
回路（以下、「ＶＣＸＯ」という）１０が接続されてい
る。ＶＣＸＯ１０は、例えば、帰還回路を構成する圧電
発振子（例えば、水晶発振子）１１、反転増幅回路であ
るインバータ１２、このインバータ１２に対する負荷回
路を構成する負荷容量１３，１４、及び可変容量ダイオ
ード１５で構成されており、この可変容量ダイオード１
５の陰極にＬＰＦ５の出力側から、制御電圧として出力
電圧Ｖｏが与えられている。ＶＣＸＯ１０は、制御電圧
として与えられる出力電圧Ｖｏによって、可変容量ダイ
オード１５の容量が変化し、インバータ１２にかかる負
荷が制御されて出力信号ＯＵＴの周波数が制御されるよ
うになっている。なお、圧電発振回路には、このＶＣＸ
Ｏ１０に限らず、各種の回路構成のものがある。A data terminal of the ROM 3 is connected to an input side of a digital / analog (hereinafter, referred to as “D / A”) conversion circuit 4. The D / A conversion circuit 4 outputs a voltage corresponding to the control data CD given as a digital value. The output side of the D / A conversion circuit 4 is a voltage control circuit (for example, a low-pass filter, hereinafter referred to as “LPF”) 5. Is connected to the input side. The LPF 5 is for outputting the output voltage Vo by relaxing the change in the input voltage Vi that changes in a stepwise manner given from the D / A conversion circuit 4, and is a high-frequency component generated with a steep change. Is to be removed. The output side of the LPF 5 is connected to a voltage-controlled piezoelectric oscillation circuit (hereinafter referred to as “VCXO”) 10. The VCXO 10 includes, for example, a piezoelectric oscillator (for example, a crystal oscillator) 11 that forms a feedback circuit, an inverter 12 that is an inverting amplifier circuit, load capacitors 13 and 14 that form a load circuit for the inverter 12, and a variable capacitance diode 15. And the variable capacitance diode 1
The output voltage Vo is given as a control voltage to the cathode of the LPF 5 from the output side of the LPF 5. In the VCXO 10, the capacitance of the variable capacitance diode 15 changes according to the output voltage Vo given as a control voltage, and the load on the inverter 12 is controlled to control the frequency of the output signal OUT. It should be noted that this VCX
Not only O10 but also various circuit configurations are available.

【０００４】図３（ａ），（ｂ）は、図２中のＬＰＦ５
の一例を示すものであり、同図（ａ）はＬＰＦ５の回路
図、及び同図（ｂ）はその入出力信号の波形図である。
図３（ａ）に示すように、ＬＰＦ５は、入力電圧Ｖｉが
一端に印加される抵抗器５ａ、及びこの抵抗器５ａの他
端と接地電位ＧＮＤとの間に接続されたキャパシタ５ｂ
による積分回路で構成されており、このキャパシタ５ｂ
に充電された電圧が出力電圧Ｖｏとして出力されるよう
になっている。このようなＬＰＦ５に、階段状に変化す
る入力電圧Ｖｉが印加されると、図３（ｂ）に示すよう
に、出力電圧Ｖｏは指数関数的に変化する。即ち、抵抗
器５ａの抵抗値をＲ［Ω］、キャパシタ５ｂの容量をＣ
［Ｆ］とし、時刻ｔ＝０に入力電圧Ｖｉが０からＡ
［Ｖ］に変化した場合、時刻ｔにおける出力電圧Ｖｏ
（ｔ）は、次の（１）式で表される。 Ｖｏ（ｔ）＝Ａ｛１−ｅｘｐ（−ｔ／ＲＣ）｝ ・・・（１） このように、出力電圧Ｖｏは、抵抗器５ａとキャパシタ
５ｂの値で決定される時定数ＴＣ（＝ＲＣ［ｓ］）に従
って、徐々に入力電圧Ｖｉに収束するようになってい
る。このようなＴＣＸＯにおいて、ＶＣＸＯ１０が特定
の周波数の出力信号ＯＵＴを出力するときの周囲温度と
制御電圧の関係が予め実験等によって求められて、ＲＯ
Ｍ３に制御データＣＤとして格納されている。このた
め、ＴＣＸＯの動作中に周囲温度が変化すると、温度セ
ンサ１から出力される温度信号ＴＡの電圧が変化し、Ｒ
ＯＭ３から変化後の周囲温度に対する制御データＣＤが
出力される。この制御データＣＤはＤ／Ａ変換回路４で
アナログの電圧に変換され、更にＬＰＦ５によってその
急激な電圧変化が緩和されて、ＶＣＸＯ１０に対する制
御電圧として与えらる。これにより、ＶＣＸＯ１０の発
振周波数は一定の値に保たれる。FIGS. 3 (a) and 3 (b) show the LPF 5 in FIG.
FIG. 3A is a circuit diagram of the LPF 5, and FIG. 3B is a waveform diagram of the input / output signals.
As shown in FIG. 3A, the LPF 5 includes a resistor 5a to which an input voltage Vi is applied to one end, and a capacitor 5b connected between the other end of the resistor 5a and the ground potential GND.
, And the capacitor 5b
Is output as an output voltage Vo. When an input voltage Vi that changes stepwise is applied to such an LPF 5, the output voltage Vo changes exponentially as shown in FIG. 3B. That is, the resistance value of the resistor 5a is R [Ω], and the capacitance of the capacitor 5b is C
[F], and at time t = 0, the input voltage Vi changes from 0 to A
[V], the output voltage Vo at time t
(T) is represented by the following equation (1). Vo (t) = A {1-exp (-t / RC)} (1) As described above, the output voltage Vo is a time constant TC (= RC) determined by the values of the resistor 5a and the capacitor 5b. [S]), the input voltage Vi gradually converges. In such a TCXO, the relationship between the ambient temperature and the control voltage when the VCXO 10 outputs the output signal OUT of a specific frequency is determined in advance by experiments or the like, and
It is stored as control data CD in M3. Therefore, when the ambient temperature changes during the operation of the TCXO, the voltage of the temperature signal TA output from the temperature sensor 1 changes, and R
OM3 outputs control data CD for the changed ambient temperature. The control data CD is converted into an analog voltage by the D / A conversion circuit 4, and a sudden voltage change is reduced by the LPF 5, and is provided as a control voltage for the VCXO 10. As a result, the oscillation frequency of the VCXO 10 is kept at a constant value.

【０００５】[0005]

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、従来の
電圧制御回路であるＬＰＦ５とそれを用いたＴＣＸＯで
は、次のような課題があった。ＲＯＭ３から出力される
制御データＣＤはディジタル値であり、離散的な値とな
っている。従って、Ｄ／Ａ変換回路４で変換されてＬＰ
Ｆ５に与えられる入力電圧Ｖｉも、階段状に変化する電
圧となる。この階段状の電圧変化を緩和するためにＬＰ
Ｆ５が設けられているが、このＬＰＦ５は、図３に例示
するように抵抗器５ａとキャパシタ５ｂによる積分回路
で構成されているので、入力電圧Ｖｉが変化した時点で
の出力電圧Ｖｏの電圧変化率が不連続に変化する。ＴＣ
ＸＯの発振周波数は、ＬＰＦ５の出力電圧Ｖｏで制御さ
れるので、発振周波数の変動の速度を一定に制御するこ
とが困難である。また、変動速度を緩やかにするために
は、時定数ＴＣを大きくする方法があるが、この時定数
ＴＣを大きくすると温度変化に対する追随性が悪くなる
という問題が生ずる。一方、このようなＴＣＸＯは、例
えば携帯電話等の移動体通信機器の基準発振器として使
用され、このＴＣＸＯの出力信号ＯＵＴは、通話用の搬
送波を作る電圧制御発振器の周波数を位相固定ループ
（以下、「ＰＬＬ」という）を用いてロックするための
基準信号として用いられる。そのため、ＴＣＸＯの出力
信号ＯＵＴの周波数が急峻な変化をすると、周波数変調
雑音が発生して通話に不快音が混じったり、極端な場合
にはＰＬＬがロック外れとなって、通話が一時途切れた
りすることがある。本発明は、前記従来技術が持ってい
た課題として、急激な電圧変化率を伴わずに第１の電圧
から第２の電圧に変化させる電圧制御回路と、このよう
な電圧制御回路を用いたＴＣＸＯを提供するものであ
る。However, the conventional voltage control circuit LPF5 and the TCXO using the same have the following problems. The control data CD output from the ROM 3 is a digital value and is a discrete value. Accordingly, LP converted by the D / A conversion circuit 4
The input voltage Vi applied to F5 is also a voltage that changes stepwise. LP to reduce this step-like voltage change
Although the LPF 5 is provided, since the LPF 5 is configured by an integrating circuit including the resistor 5a and the capacitor 5b as illustrated in FIG. 3, the voltage change of the output voltage Vo when the input voltage Vi changes. The rate changes discontinuously. TC
Since the oscillation frequency of the XO is controlled by the output voltage Vo of the LPF 5, it is difficult to control the fluctuation speed of the oscillation frequency to be constant. In addition, there is a method of increasing the time constant TC in order to reduce the fluctuation speed. However, if the time constant TC is increased, there is a problem that the ability to follow a temperature change is deteriorated. On the other hand, such a TCXO is used as a reference oscillator of a mobile communication device such as a mobile phone, and an output signal OUT of the TCXO is a phase-locked loop (hereinafter, referred to as a frequency-locked loop) which generates a carrier wave for communication. This is used as a reference signal for locking using “PLL”. Therefore, if the frequency of the output signal OUT of the TCXO changes abruptly, frequency modulation noise is generated and discomfort sounds are mixed in the call, or in extreme cases, the PLL is unlocked and the call is interrupted temporarily. Sometimes. An object of the present invention is to provide a voltage control circuit for changing from a first voltage to a second voltage without an abrupt voltage change rate, and a TCXO using such a voltage control circuit. Is provided.

【０００６】[0006]

【課題を解決するための手段】前記課題を解決するた
め、本発明の内の第１の発明は、電圧制御回路におい
て、第１の電圧から第２の電圧へ階段状に変化する入力
電圧が与えられる第１のノードと、複数の抵抗値を有
し、逐次与えられる選択信号に従って、該複数の抵抗値
の中から該選択信号に対応する抵抗値で第２のノードと
前記第１のノードとの間を接続する抵抗手段と、前記抵
抗手段の複数の抵抗値の中から順番に抵抗値を選択する
ための前記選択信号を出力する選択制御手段と、基準電
圧と前記第２のノードとの間に接続され、前記抵抗手段
を通して該第２のノードに与えられる電圧に対応する電
荷を蓄積することにより、該第２のノードの電圧中に含
まれる高周波成分を除去して、緩やかに変化する出力電
圧を生成する静電容量手段とを備えている。第２の発明
は、第１の発明における選択制御手段を、前記抵抗手段
の複数の抵抗値の中から、最大のものから最小のものま
で、その順番に従って順次選択するための前記選択信号
を出力すること構成にしている。第３の発明は、ＴＣＸ
Ｏにおいて、周囲温度を検出して温度データを出力する
温度検出回路と、前記温度データが与えられ、予め定め
られた基準に従って該温度データに対応する発振周波数
制御用の制御データを出力する補正回路と、前記制御デ
ータをそれに対応するアナログの入力電圧に変換するＤ
／Ａ変換回路と、前記入力電圧が与えられ出力電圧を出
力する前記第１または第２の発明の電圧制御回路と、前
記出力電圧によって発振周波数が制御される圧電発振回
路とを備えている。According to a first aspect of the present invention, there is provided a voltage control circuit in which an input voltage that changes stepwise from a first voltage to a second voltage is provided. A first node to be provided, a plurality of resistance values, and a second node and the first node having a resistance value corresponding to the selection signal from among the plurality of resistance values according to a selection signal sequentially provided. And a selection control means for outputting the selection signal for sequentially selecting a resistance value from among a plurality of resistance values of the resistance means, a reference voltage and the second node. And accumulates a charge corresponding to a voltage applied to the second node through the resistance means, thereby removing a high-frequency component contained in the voltage of the second node and gradually changing the voltage. Capacitance to generate output voltage It is equipped with a door. A second invention outputs the selection signal for sequentially selecting the selection control means in the first invention from a plurality of resistance values of the resistance means from a maximum value to a minimum value in accordance with the order. It is configured to do. The third invention is TCX
In O, a temperature detection circuit for detecting ambient temperature and outputting temperature data, and a correction circuit to which the temperature data is given and which outputs control data for oscillation frequency control corresponding to the temperature data in accordance with a predetermined reference And D for converting the control data into a corresponding analog input voltage.
An A / A conversion circuit, the voltage control circuit according to the first or second aspect of the present invention which receives the input voltage and outputs an output voltage, and a piezoelectric oscillation circuit whose oscillation frequency is controlled by the output voltage.

【０００７】第１及び第２の発明によれば、以上のよう
に電圧制御回路を構成したので、次のような作用が行わ
れる。第１のノードに与えられる入力電圧が第１の電圧
から第２の電圧に階段状に変化すると、この入力電圧
は、複数の抵抗値を有する抵抗手段を介して第２のノー
ドに伝達される。この抵抗手段は、選択制御手段によっ
て、その抵抗値が最大のものから最小のものまで、所定
の順番に選択されるようになっている。このように順次
異なる抵抗値を通して第２のノードに印加された電圧
は、静電容量手段によって、その電圧中に含まれる高周
波成分が除去され、緩やかに変化する出力電圧が生成さ
れる。第３の発明によれば、以上のようにＴＣＸＯを構
成したので、次のような作用が行われる。温度検出回路
によって周囲温度が検出され、補正回路によってその温
度データに対応する制御データが出力される。制御デー
タはＤ／Ａ変換回路によってアナログ電圧に変換され、
第１の発明の電圧制御回路の入力電圧として与えられ
る。電圧制御回路によって入力電圧の急激な電圧変化が
緩和され、緩やかな電圧変化率を有する出力電圧に制御
されて、圧電発振回路に対して制御電圧として与えられ
る。According to the first and second aspects of the present invention, since the voltage control circuit is configured as described above, the following operation is performed. When the input voltage applied to the first node changes stepwise from the first voltage to the second voltage, the input voltage is transmitted to the second node via a resistor having a plurality of resistance values. . The resistance means is selected by the selection control means in a predetermined order from the largest resistance value to the smallest resistance value. In this way, the voltage applied to the second node through the sequentially different resistance values is such that the high-frequency component contained in the voltage is removed by the capacitance means, and a slowly changing output voltage is generated. According to the third aspect, the TCXO is configured as described above, so that the following operation is performed. The ambient temperature is detected by the temperature detection circuit, and control data corresponding to the temperature data is output by the correction circuit. The control data is converted into an analog voltage by a D / A conversion circuit,
It is provided as an input voltage of the voltage control circuit of the first invention. An abrupt voltage change of the input voltage is moderated by the voltage control circuit, and the input voltage is controlled to an output voltage having a gentle voltage change rate, and is supplied to the piezoelectric oscillation circuit as a control voltage.

【０００８】[0008]

【発明の実施の形態】第１の実施形態 図１は、本発明の第１の実施形態を示す電圧制御回路の
構成図である。この電圧制御回路２０は、例えば、図２
中のＬＰＦ５に代えて用いられる回路であり、Ｄ／Ａ変
換回路４等から階段状に変化する入力電圧Ｖｉが印加さ
れる演算増幅器２１を有している。演算増幅器２１の非
反転入力端子＋に入力電圧Ｖｉが印加され、反転入力端
子−にはこの演算増幅器２１の出力信号がフィードバッ
クされており、いわゆるボルテージフォロワによる高入
力低出力インピーダンス回路が構成されている。演算増
幅器２１の出力側はノードＮ１に接続され、このノード
Ｎ１には抵抗手段２２が接続されている。抵抗手段２２
は、それぞれ異なる抵抗値Ｒ２２ａ，Ｒ２２ｂ，Ｒ２２
ｃ，Ｒ２２ｄ，Ｒ２２ｅ，Ｒ２２ｆ，Ｒ２２ｇ，Ｒ２２
ｈを有する抵抗器２２ａ，２２ｂ，２２ｃ，２２ｄ，２
２ｅ，２２ｆ，２２ｇ，２２ｈを備えている。そして、
抵抗器２２ａ〜２２ｈの一端がノードＮ１に共通に接続
されている。抵抗器２２ａ〜２２ｈの他端は、それぞれ
スイッチ２３ａ，２３ｂ，２３ｃ，２３ｄ，２３ｅ，２
３ｆ，２３ｇ，２３ｈの接点を介してノードＮ２に接続
されている。ノードＮ２と基準電圧（例えば、接地電
位）ＧＮＤとの間には、静電容量手段（例えば、キャパ
シタ）２４が接続されている。キャパシタ２４は容量値
Ｃ２４を有し、例えば、抵抗器２２ａ及びスイッチ２３
ａを介してノードＮ２に与えられる電圧に対応する電荷
を蓄積し、このノードＮ２の電圧中に含まれる高周波成
分を除去して、緩やかに変化する出力電圧Ｖｏを生成す
るために用いられるものである。この電圧制御回路２０
は、更に、選択制御手段（例えば、スイッチ制御回路）
２５を有している。スイッチ制御回路２５は、クロック
信号ＣＫに同期して、順次１つだけが活性化される選択
信号Ｓ１〜Ｓ８を出力する機能を有している。これらの
選択信号Ｓ１〜Ｓ８は、それぞれスイッチ２３ａ〜２３
ｈに対するオン／オフ制御用の制御信号となっている。DESCRIPTION OF THE PREFERRED EMBODIMENTS First Embodiment FIG. 1 is a configuration diagram of a voltage control circuit according to a first embodiment of the present invention. This voltage control circuit 20 is, for example, as shown in FIG.
This circuit is used in place of the middle LPF 5, and has an operational amplifier 21 to which an input voltage Vi that changes stepwise is applied from the D / A conversion circuit 4 or the like. The input voltage Vi is applied to the non-inverting input terminal + of the operational amplifier 21, and the output signal of the operational amplifier 21 is fed back to the inverting input terminal-. Thus, a high-input low-output impedance circuit using a so-called voltage follower is configured. I have. The output side of the operational amplifier 21 is connected to a node N1, to which a resistance means 22 is connected. Resistance means 22
Are different resistance values R22a, R22b, R22
c, R22d, R22e, R22f, R22g, R22
h having resistors 22a, 22b, 22c, 22d, 2
2e, 22f, 22g, and 22h. And
One ends of the resistors 22a to 22h are commonly connected to the node N1. The other ends of the resistors 22a to 22h are connected to switches 23a, 23b, 23c, 23d, 23e, 2 respectively.
It is connected to the node N2 via the contacts 3f, 23g and 23h. A capacitance unit (for example, a capacitor) 24 is connected between the node N2 and a reference voltage (for example, a ground potential) GND. The capacitor 24 has a capacitance value C24, for example, a resistor 22a and a switch 23.
a that accumulates a charge corresponding to the voltage applied to the node N2 through the node a, removes high-frequency components included in the voltage of the node N2, and generates a slowly changing output voltage Vo. is there. This voltage control circuit 20
Further includes selection control means (eg, a switch control circuit)
25. The switch control circuit 25 has a function of outputting selection signals S1 to S8 in which only one is sequentially activated in synchronization with the clock signal CK. These selection signals S1 to S8 are provided by switches 23a to 23, respectively.
This signal is a control signal for on / off control of h.

【０００９】図４は、図１の電圧制御回路２０の動作を
示す信号電圧波形図である。ここでは、入力電圧Ｖｉが
第１の電圧Ｖａ［Ｖ］から第２の電圧Ｖｂ［Ｖ］に変化
したときに、出力電圧Ｖｏがほぼ正弦曲線（ＳＩＮ）状
に変化し、かつ、５秒で入力電圧Ｖｉの変化分（Ｖａ−
Ｖｂ）［Ｖ］の９９％の電圧変化が得られるように、抵
抗器２２ａ〜２２ｈの抵抗値Ｒ２２ａ〜Ｒ２２ｈ、及び
キャパシタ２４の容量値Ｃ２４が、次のように設定され
ている。 Ｒ２２ａ＝ １９ＭΩ Ｒ２２ｂ＝ ８ＭΩ Ｒ２２ｃ＝ ３ＭΩ Ｒ２２ｄ＝ ２ＭΩ Ｒ２２ｅ＝ １ＭΩ Ｒ２２ｆ＝０．８ＭΩ Ｒ２２ｇ＝０．４ＭΩ Ｒ２２ｈ＝０．２ＭΩ Ｃ２４ ＝ １μＦ 以下、図４を参照しつつ、図１の電圧制御回路２０の動
作を説明する。FIG. 4 is a signal voltage waveform diagram showing the operation of voltage control circuit 20 of FIG. Here, when the input voltage Vi changes from the first voltage Va [V] to the second voltage Vb [V], the output voltage Vo changes substantially in the form of a sine curve (SIN), and in 5 seconds. Change in input voltage Vi (Va−
Vb) The resistance values R22a to R22h of the resistors 22a to 22h and the capacitance value C24 of the capacitor 24 are set as follows so that a voltage change of 99% of [V] is obtained. R22a = 19 MΩ R22b = 8 MΩ R22c = 3 MΩ R22d = 2 MΩ R22e = 1 MΩ R22f = 0.8 MΩ R22g = 0.4 MΩ R22h = 0.2 MΩ C24 = 1 μF Hereinafter, referring to FIG. 4, the voltage control circuit 20 of FIG. The operation will be described.

【００１０】時刻０ｓにおいて、Ｄ／Ａ変換回路４から
与えられる入力電圧Ｖｉが０Ｖから１Ｖに階段状に変化
したとする。入力電圧Ｖｉは、ボルテージフォロワ回路
を構成する演算増幅器２１により、そのままノードＮ１
の電圧として伝達される。また、この時点ではキャパシ
タ２４には、電荷は充電されておらず、出力電圧Ｖｏは
０Ｖとなっている。一方、この変化に同期して、クロッ
ク信号ＣＫが与えられ、スイッチ制御回路２５の制御信
号Ｓ１が活性化されて、レベル“Ｌ”からレベル“Ｈ”
に変化する。この時、他の制御信号Ｓ２〜Ｓ８はすべて
“Ｌ”である。制御信号Ｓ１が“Ｈ”となることによ
り、スイッチ２３ａがオン状態になる。これにより、抵
抗器２２ａとキャパシタ２４による積分回路が構成さ
れ、ノードＮ２の出力電圧Ｖｏは、時定数ＴＣ（＝Ｒ２
２ａ×Ｃ２４＝１９ｓ）を有する（１）式の曲線に従っ
て、徐々に上昇する。時刻０．６２５ｓにおいて、スイ
ッチ制御回路２５から出力される制御信号Ｓ１が“Ｌ”
になり、代わりに制御信号Ｓ２が“Ｈ”となる。これに
より、スイッチ２３ａはオフ状態になり、これに代わっ
てスイッチ２３ｂがオン状態になる。このため、積分回
路の時定数ＴＣはＲ２２ｂ×Ｃ２４（＝８ｓ）に変化
し、出力電圧Ｖｏはこの時定数ＴＣ（＝８ｓ）に従って
上昇を続ける。At time 0s, it is assumed that the input voltage Vi supplied from the D / A conversion circuit 4 changes from 0V to 1V in a stepwise manner. The input voltage Vi is directly supplied to the node N1 by the operational amplifier 21 constituting the voltage follower circuit.
Is transmitted as a voltage. At this point, the capacitor 24 has not been charged, and the output voltage Vo is 0V. On the other hand, in synchronization with this change, the clock signal CK is applied, the control signal S1 of the switch control circuit 25 is activated, and the level is changed from “L” to “H”.
Changes to At this time, the other control signals S2 to S8 are all "L". When the control signal S1 becomes “H”, the switch 23a is turned on. As a result, an integrating circuit composed of the resistor 22a and the capacitor 24 is formed, and the output voltage Vo of the node N2 has a time constant TC (= R2
2a × C24 = 19 s) and gradually rises according to the curve of the equation (1). At time 0.625 s, the control signal S1 output from the switch control circuit 25 becomes “L”.
, And the control signal S2 becomes “H” instead. As a result, the switch 23a is turned off, and the switch 23b is turned on instead. Therefore, the time constant TC of the integrating circuit changes to R22b × C24 (= 8 s), and the output voltage Vo keeps increasing according to the time constant TC (= 8 s).

【００１１】以下同様に、０．６２５ｓ毎に制御信号Ｓ
３〜Ｓ８が順次“Ｈ”になり、これに従って、スイッチ
２３ｃ〜２３ｈが順次オン状態になる。これらのスイッ
チ２３ｃ〜２３ｈによって、抵抗手段２２の抵抗器２２
ｃ〜２２ｈが順番にノードＮ２に接続される。各抵抗器
２２ｃ〜２２ｈは、それぞれ異なる抵抗値Ｒ２２ｃ〜Ｒ
２２ｈを有しているので、接続された抵抗器２２ｃ〜２
２ｈに応じた時定数ＴＣに従って、図４に示すように、
ほぼ正弦曲線で近似される緩やかな曲線に従って出力電
圧Ｖｏが上昇する。そして、時刻５ｓにおいて、出力電
圧Ｖｏは入力電圧Ｖｉ（＝１Ｖ）にほぼ等しい値にな
る。図４中の曲線Ｖｅは、５秒後にほぼ１Ｖとなるよう
な時定数ＴＣを有する図３（ａ）のＬＰＦ５による出力
電圧波形であるが、時刻０ｓにおいて急激な電圧変化が
生じていることが分かる。このように、この第１の実施
形態の電圧制御回路２０は、抵抗手段２２とキャパシタ
２４による積分回路の時定数ＴＣを、この抵抗手段２２
の抵抗値Ｒ２２を切替えることによって順次変化させて
いる。これにより、所望の出力電圧Ｖｏの変化曲線に対
応する時定数ＴＣに基づいて、各抵抗器２２ａ〜２２ｈ
の抵抗値Ｒ２２ａ〜Ｒ２２ｈを求めて設定することによ
り、滑らかな電圧変化を呈する出力電圧Ｖｏを容易に得
ることができる。Similarly, the control signal S every 0.625 s
3 to S8 sequentially become "H", and accordingly, the switches 23c to 23h are sequentially turned on. By these switches 23c to 23h, the resistor 22 of the resistance means 22 is connected.
c to 22h are sequentially connected to the node N2. The resistors 22c to 22h have different resistance values R22c to R22, respectively.
22h, the connected resistors 22c to 22c
According to the time constant TC corresponding to 2h, as shown in FIG.
The output voltage Vo increases according to a gentle curve approximated by a substantially sinusoidal curve. Then, at time 5s, the output voltage Vo has a value substantially equal to the input voltage Vi (= 1V). The curve Ve in FIG. 4 is an output voltage waveform by the LPF 5 of FIG. 3A having a time constant TC that becomes substantially 1 V after 5 seconds, and a sharp voltage change occurs at time 0 s. I understand. As described above, the voltage control circuit 20 according to the first embodiment sets the time constant TC of the integrating circuit including the resistor 22 and the capacitor 24 to
Are sequentially changed by switching the resistance value R22. Thereby, based on the time constant TC corresponding to the desired output voltage Vo change curve, each of the resistors 22a to 22h
By obtaining and setting the resistance values R22a to R22h, it is possible to easily obtain the output voltage Vo exhibiting a smooth voltage change.

【００１２】第２の実施形態 図５は、本発明の第２の実施形態を示す電圧制御回路の
構成図である。この電圧制御回路３０は、図１の電圧制
御回路２０と同様に、例えば、図２中のＬＰＦ５に代え
て用いられる回路であり、Ｄ／Ａ変換回路４等から階段
状に変化する入力電圧Ｖｉが印加されるボルテージフォ
ロワ回路の演算増幅器３１を有している。演算増幅器３
１の出力側はノードＮ１１に接続され、このノードＮ１
１とノードＮ１２との間には、直列接続された８個の抵
抗器３２ａ〜３２ｈで構成された抵抗手段３２が接続さ
れ、各接続箇所及びノードＮ１２から、出力線が出てい
る。抵抗手段３２の８本の出力線は、選択回路３３の８
本の入力線にそれぞれ接続されている。選択回路３３
は、複数のＰチャネルＭＯＳトランジスタ（以下、「Ｐ
ＭＯＳ」という）３３ａ，３３ｃ，３３ｅ，３３ｇ，３
３ｉ，３３ｋ，３３ｍ、及びＮチャネルＭＯＳトランジ
スタ（以下、「ＮＭＯＳ」という）３３ｂ，３３ｄ，３
３ｆ，３３ｈ，３３ｊ，３３ｌ，３３ｎによるスイッチ
回路で構成され、与えられる制御信号Ｓ１１，Ｓ１２，
Ｓ１３の組み合わせにより、１本の入力線を選択して出
力側に接続するものである。選択回路３３の出力側は、
ノードＮ１３に接続されている。ノードＮ１３と接地電
位ＧＮＤの間には、静電容量手段（例えば、キャパシ
タ）３４が接続されている。この抵抗手段３２とキャパ
シタ３４は、積分回路を構成しており、ノードＮ１３か
ら出力電圧Ｖｏが出力されるようになっている。 Second Embodiment FIG. 5 is a configuration diagram of a voltage control circuit showing a second embodiment of the present invention. This voltage control circuit 30 is, for example, a circuit used in place of the LPF 5 in FIG. 2, similarly to the voltage control circuit 20 in FIG. 1, and has an input voltage Vi that changes stepwise from the D / A conversion circuit 4 and the like. Is applied to the operational amplifier 31 of the voltage follower circuit. Operational amplifier 3
1 is connected to the node N11.
A resistor 32 composed of eight resistors 32a to 32h connected in series is connected between 1 and the node N12, and an output line is output from each connection point and the node N12. The eight output lines of the resistance means 32 are connected to the eight output lines of the selection circuit 33.
It is connected to each of the input lines. Selection circuit 33
Represents a plurality of P-channel MOS transistors (hereinafter, "P
MOS ”) 33a, 33c, 33e, 33g, 3
3i, 33k, 33m, and N-channel MOS transistors (hereinafter, referred to as “NMOS”) 33b, 33d, 3
3f, 33h, 33j, 331, 33n, and is provided with control signals S11, S12,
According to the combination of S13, one input line is selected and connected to the output side. The output side of the selection circuit 33
Connected to node N13. A capacitance means (for example, a capacitor) 34 is connected between the node N13 and the ground potential GND. The resistance means 32 and the capacitor 34 constitute an integrating circuit, and the output voltage Vo is output from the node N13.

【００１３】また、この電圧制御回路３０は、選択回路
３３を制御するための選択制御手段（例えば、カウン
タ）３５を有しており、Ｄ／Ａ変換回路４等からの入力
電圧Ｖｉに同期して与えられるクロック信号ＣＫ、及び
リセット信号ＲＳＴに基づいて、順次カウントアップさ
れる制御信号Ｓ１１，Ｓ１２，Ｓ１３が出力されるよう
になっている。このような電圧制御回路３０において、
抵抗器３２ａ〜３２ｈの抵抗値Ｒ３２ａ〜Ｒ３２ｈ、及
びキャパシタ３４の容量値Ｃ３４は、入力電圧Ｖｉが第
１の電圧Ｖａ［Ｖ］から第２の電圧Ｖｂ［Ｖ］に変化し
たときに、出力電圧Ｖｏがほぼ正弦曲線（ＳＩＮ）状に
変化し、かつ、５秒で入力電圧Ｖｉの変化分（Ｖａ−Ｖ
ｂ）［Ｖ］の９９％の電圧変化が得られるように、次の
ような値に設定されている。 Ｒ３２ａ＝ １１ＭΩ Ｒ３２ｂ＝ ５ＭΩ Ｒ３２ｃ＝ １ＭΩ Ｒ３２ｄ＝ １ＭΩ Ｒ３２ｅ＝０．２ＭΩ Ｒ３２ｆ＝０．４ＭΩ Ｒ３２ｇ＝０．２ＭΩ Ｒ３２ｈ＝０．２ＭΩ Ｃ３４ ＝ １μＦ この電圧制御回路３０の動作は、基本的には図１の電圧
制御回路２０の動作と同様であるが、以下のような点が
異なっている。The voltage control circuit 30 has a selection control means (for example, a counter) 35 for controlling the selection circuit 33, and is synchronized with the input voltage Vi from the D / A conversion circuit 4 and the like. The control signals S11, S12, and S13 that are sequentially counted up are output based on the clock signal CK and the reset signal RST provided. In such a voltage control circuit 30,
The resistance values R32a to R32h of the resistors 32a to 32h and the capacitance value C34 of the capacitor 34 indicate the output voltage when the input voltage Vi changes from the first voltage Va [V] to the second voltage Vb [V]. Vo changes substantially in a sinusoidal curve (SIN), and the change (Va−V) in the input voltage Vi in 5 seconds.
b) The following values are set so that a voltage change of 99% of [V] can be obtained. R32a = 11MΩ R32b = 5MΩ R32c = 1MΩ R32d = 1MΩ R32e = 0.2MΩ R32f = 0.4MΩ R32g = 0.2MΩ R32h = 0.2MΩ C34 = 1μF The operation of the voltage control circuit 30 is basically the same as that of FIG. Is the same as the operation of the voltage control circuit 20, but the following points are different.

【００１４】例えば、時刻０ｓにおいて、Ｄ／Ａ変換回
路４から与えられる入力電圧Ｖｉが０Ｖから１Ｖに階段
状に変化するとともに、リセット信号ＲＳＴが与えられ
ると、カウンタ３５から出力される制御信号Ｓ１１〜Ｓ
１３は、すべて“Ｌ”になる。これにより、選択回路３
３において、ＰＭＯＳ３３ａ，３３ｉ，３３ｍによる選
択経路がオン状態になり、ノードＮ１１，Ｎ１３間は、
抵抗器３２ａ〜３２ｈを介して接続される。従って、こ
の時のノードＮ１１，Ｎ１３間の抵抗値は、Ｒ３２ａ〜
３２ｈの合計、即ち１９ＭΩとなる。また、時刻０．６
２５ｓにおいて、クロック信号ＣＫによってカウンタ３
５がカウントアップして１となると、制御信号Ｓ１１，
Ｓ１２，Ｓ１３がそれぞれ“Ｈ”，“Ｌ”，“Ｌ”にな
る。これにより、選択回路３３のＮＭＯＳ３３ｂ及びＰ
ＭＯＳ３３ｉ，３３ｍによる選択経路がオン状態とな
り、ノードＮ１１，Ｎ１３間は、抵抗器３２ｂ〜３２ｈ
を介して接続される。従って、この時のノードＮ１１，
Ｎ１３間の抵抗値は、Ｒ３２ｂ〜３２ｈの合計、即ち８
ＭΩとなる。For example, at time 0s, when input voltage Vi applied from D / A conversion circuit 4 changes stepwise from 0V to 1V and reset signal RST is applied, control signal S11 output from counter 35 is provided. ~ S
13 are all "L". Thereby, the selection circuit 3
3, the selection path by the PMOSs 33a, 33i, and 33m is turned on, and the connection between the nodes N11 and N13 is
Connected via resistors 32a to 32h. Therefore, the resistance between the nodes N11 and N13 at this time is R32a to R32a.
32h, that is, 19MΩ. At time 0.6
At 25 s, the counter 3 is set by the clock signal CK.
When 5 counts up and becomes 1, the control signals S11,
S12 and S13 become "H", "L", and "L", respectively. As a result, the NMOS 33b and P
The selection path formed by the MOSs 33i and 33m is turned on, and the resistors 32b to 32h are connected between the nodes N11 and N13.
Connected via Therefore, the nodes N11,
The resistance value between N13 is the sum of R32b to 32h, ie, 8
MΩ.

【００１５】以下同様に、０．６２５ｓ毎にカウンタ３
５のカウント値が１ずつカウントアップされ、これに対
応する制御信号Ｓ１１〜Ｓ１３によって選択経路が切替
えられて、抵抗器３２ｈ等による合成抵抗がノードＮ１
１，Ｎ１３間に接続される。この時、ノードＮ１１，Ｎ
１３間に接続される合成抵抗の値は、図１の各抵抗器２
２ａ〜２２ｈの抵抗値Ｒ２２ａ〜Ｒ２２ｈと等しくなる
ように、抵抗器３２ａ〜３２ｈの抵抗値Ｒ３２ａ〜Ｒ３
２ｈが設定されている。従って、ノードＮ１３に出力さ
れる出力電圧Ｖｏは、図４に示すように、ほぼ正弦曲線
に近似される緩やかな曲線に従って上昇する。このよう
に、この第２の実施形態の電圧制御回路３０は、抵抗手
段３２とキャパシタ３４とによる積分回路の時定数ＴＣ
を、抵抗器３２ａ等の合成抵抗を切替えることによって
順次変化させている。これにより、第１の実施形態と同
様の利点を有する。更に、個々の抵抗器３２ａ〜３２ｈ
の抵抗値Ｒ３２ａ〜Ｒ３２ｈは、第１の実施形態に比べ
て小さくて良いので、比較的簡単に精度良く積分回路の
時定数ＴＣを設定することが可能になる。また、第１の
実施形態と同程度の抵抗値を使用するのであれば、キャ
パシタ３４の容量値Ｃ３４を小さくすることができる。Similarly, the counter 3 is set every 0.625 seconds.
The count value of 5 is incremented by one, and the selection path is switched by the corresponding control signals S11 to S13, and the combined resistance of the resistor 32h and the like is changed to the node N1.
1 and N13. At this time, nodes N11, N
The value of the combined resistance connected between the resistors 13
The resistance values R32a to R3 of the resistors 32a to 32h are set to be equal to the resistance values R22a to R22h of 2a to 22h.
2h is set. Therefore, the output voltage Vo output to the node N13 rises according to a gentle curve approximated by a substantially sinusoidal curve as shown in FIG. As described above, the voltage control circuit 30 according to the second embodiment includes a time constant TC of an integrating circuit formed by the resistance means 32 and the capacitor 34.
Are sequentially changed by switching the combined resistance of the resistor 32a and the like. This has the same advantages as the first embodiment. Furthermore, individual resistors 32a-32h
Since the resistance values R32a to R32h may be smaller than those in the first embodiment, the time constant TC of the integration circuit can be set relatively easily and accurately. If the same resistance value as that of the first embodiment is used, the capacitance value C34 of the capacitor 34 can be reduced.

【００１６】なお、本発明は、上記実施形態に限定され
ず、種々の変形が可能である。この変形例としては、例
えば、次の（ａ）〜（ｊ）のようなものがある。 （ａ） 図１及び図５の電圧制御回路２０，３０は、デ
ィジタル制御によるＴＣＸＯにおいて、ＶＣＸＯの制御
電圧を生成するための電圧制御回路として用いられてい
るが、ＴＣＸＯに限定されず、例えば、パルスモータの
駆動用電圧等を制御する電圧制御回路としても用いるこ
とができる。これにより、パルスモータ等の円滑な駆動
を行うことが可能である。 （ｂ） 抵抗手段２２，３２において選択可能な抵抗値
Ｒ２２，Ｒ３２の数は、８個に限定されず、目的とする
出力信号Ｖｏの波形によって自由に決めることができ
る。数を多くすれば目的の波形に近付けることができる
が、回路規模が大きくなる。 （ｃ） 電圧制御回路２０，３０では、出力電圧Ｖｏが
正弦曲線状に変化するように抵抗値Ｒ２２，Ｒ３２を設
定しているが、正弦曲線に限定されず、例えば、Ｓ字曲
線等の滑らかな曲線に従って、出力電圧Ｖｏが変化する
ものであれば、同様の効果を得ることができる。 （ｄ） 抵抗手段２２，３２に直列に高周波成分を抑制
するためのインダクタンスを挿入しても良い。これによ
り、出力電圧Ｖｏ中に含まれる高周波成分が少なくな
り、より滑らかな変化を有する出力電圧Ｖｏを得ること
ができる。 （ｅ） キャパシタ２４，３４に代えて、演算増幅器等
を用いたアクティブフィルタによるキャパシタンスを用
いても良い。The present invention is not limited to the above embodiment, and various modifications are possible. For example, there are the following modifications (a) to (j). (A) The voltage control circuits 20 and 30 shown in FIGS. 1 and 5 are used as voltage control circuits for generating a control voltage of the VCXO in a digitally controlled TCXO, but are not limited to the TCXO. It can also be used as a voltage control circuit for controlling a drive voltage of a pulse motor and the like. Thereby, it is possible to smoothly drive the pulse motor and the like. (B) The number of resistance values R22 and R32 that can be selected in the resistance means 22 and 32 is not limited to eight, and can be freely determined according to the desired waveform of the output signal Vo. If the number is increased, the desired waveform can be approached, but the circuit scale becomes large. (C) In the voltage control circuits 20 and 30, the resistance values R22 and R32 are set so that the output voltage Vo changes in a sinusoidal shape. A similar effect can be obtained as long as the output voltage Vo changes according to a simple curve. (D) An inductance for suppressing high-frequency components may be inserted in series with the resistance means 22 and 32. Thereby, the high-frequency component included in the output voltage Vo is reduced, and the output voltage Vo having a smoother change can be obtained. (E) Instead of the capacitors 24 and 34, a capacitance by an active filter using an operational amplifier or the like may be used.

【００１７】（ｆ） ノードＮ１，Ｎ１１へ入力電圧Ｖ
ｉを供給するために、ボルテージフォロワ回路を構成す
る演算増幅器２１，３１を使用しているが、入力電圧供
給側の出力インピーダンスが抵抗手段２２，３２のイン
ピーダンスに比べて十分小さければ、これらの演算増幅
器２１，３１を省略することができる。 （ｇ） 図１のスイッチ２３ａ〜２３ｈに対する制御信
号Ｓ１〜Ｓ８は、一定の時間間隔で出力されているが、
抵抗手段２２の抵抗値Ｒ２２ａ等に応じて、最適な時間
間隔で制御すれば良い。抵抗値Ｒ２２ａ等とこれに対応
する時間間隔の設定により、更に滑らかに変化する出力
電圧Ｖｏを得ることができる。また、図５の制御信号Ｓ
１１〜Ｓ１３についても同様である。 （ｈ） 図５では、抵抗器３２ａ，３２ｂ，…の接続箇
所を切替えてノードＮ１３に接続して、その抵抗値Ｒ３
２を切替えるようにしているが、抵抗器３２ａ，３２
ｂ，…を順次短絡するようにしても良い。これにより、
抵抗値Ｒ３２の切替え時に、ノードＮ１１，Ｎ１３間が
無接続状態になる恐れがなくなる。 （ｉ） 抵抗手段２２，３２の抵抗値Ｒ２２，Ｒ３２を
切替えて積分回路の時定数ＴＣを変化させるようにして
いるが、複数のキャパシタを用いて、これらのキャパシ
タを最初に全部並列に接続し、その後順次切り離すよう
にしても、同様の効果が得られる。 （ｊ） 図２中のＶＣＸＯ１０は、水晶発振子１１を用
いているが、セラミック発振子等の圧電発振子を用いて
も良い。(F) Input voltage V applied to nodes N1 and N11
In order to supply i, the operational amplifiers 21 and 31 constituting the voltage follower circuit are used. If the output impedance on the input voltage supply side is sufficiently smaller than the impedance of the resistance means 22 and 32, these operational amplifiers are used. The amplifiers 21 and 31 can be omitted. (G) The control signals S1 to S8 for the switches 23a to 23h in FIG. 1 are output at fixed time intervals.
What is necessary is just to control at an optimal time interval according to the resistance value R22a of the resistance means 22, etc. By setting the resistance value R22a and the like and the corresponding time interval, it is possible to obtain an output voltage Vo that changes more smoothly. The control signal S shown in FIG.
The same applies to 11 to S13. (H) In FIG. 5, the connection point of the resistors 32a, 32b,.
2, the resistors 32a, 32
may be sequentially short-circuited. This allows
When the resistance value R32 is switched, there is no possibility that the nodes N11 and N13 will be in a non-connection state. (I) The time constant TC of the integrating circuit is changed by switching the resistance values R22 and R32 of the resistance means 22 and 32. However, using a plurality of capacitors, these capacitors are first connected in parallel. The same effect can be obtained by subsequently separating them. (J) The VCXO 10 in FIG. 2 uses the crystal oscillator 11, but a piezoelectric oscillator such as a ceramic oscillator may be used.

【００１８】[0018]

【発明の効果】以上詳細に説明したように、第１の発明
によれば、階段状に変化する入力電圧が与えられる第１
のノードと出力側の第２のノードとの間の抵抗値を順番
に切替えるための抵抗手段と選択制御手段とを有してい
る。このため、抵抗値と静電容量手段による時定数が順
次切替えられ、出力電圧の変化を抑えることが可能にな
り、入力電圧の変化に対して電圧変化率の変化が緩和さ
れた出力電圧を出力することができる。第２の発明によ
れば、階段状に変化する入力電圧が与えられる第１のノ
ードと出力側の第２のノードとの間の抵抗値を大きい値
から小さい値に順次切替えるための抵抗手段と選択制御
手段とを有している。このため、初めに大きな抵抗値と
静電容量手段による大きな時定数で出力電圧の変化を抑
え、徐々に抵抗値を減少させて小さな時定数で最終的な
出力電圧に近付けることが可能になり、入力電圧の変化
に対して電圧変化率の変化が緩和された出力電圧を出力
することができる。第３の発明によれば、ＴＣＸＯにお
けるＶＣＸＯの制御電圧として、第１または第２の発明
による電圧制御回路によって電圧変化率が緩和された電
圧が与えられるので、周囲温度の変化による急激な周波
数変動を伴わずに、ほぼ一定の発振周波数を維持するＴ
ＣＸＯを得ることができる。As described above in detail, according to the first aspect, the first step in which the input voltage that changes stepwise is applied.
And a selection control means for sequentially switching the resistance value between the first node and the second node on the output side. Therefore, the time constant of the resistance value and the capacitance means are sequentially switched, and it is possible to suppress a change in the output voltage, and to output an output voltage in which the change in the voltage change rate is reduced with respect to the change in the input voltage. can do. According to the second aspect, the resistance means for sequentially switching the resistance value between the first node to which the input voltage that changes stepwise and the second node on the output side from a large value to a small value is provided. Selection control means. For this reason, it is possible to suppress the change in the output voltage with a large resistance value and a large time constant due to the capacitance means, and to gradually reduce the resistance value to approach the final output voltage with a small time constant. It is possible to output an output voltage in which the change in the voltage change rate is reduced with respect to the change in the input voltage. According to the third invention, a voltage whose rate of change in voltage is reduced by the voltage control circuit according to the first or second invention is provided as the control voltage of the VCXO in the TCXO. Which maintains an almost constant oscillation frequency without
CXO can be obtained.

【図面の簡単な説明】[Brief description of the drawings]

【図１】本発明の第１の実施形態を示す電圧制御回路の
構成図である。FIG. 1 is a configuration diagram of a voltage control circuit according to a first embodiment of the present invention.

【図２】従来のＴＣＸＯの構成図である。FIG. 2 is a configuration diagram of a conventional TCXO.

【図３】図２中のＬＰＦの回路図、及びその入出力波形
図である。3 is a circuit diagram of the LPF in FIG. 2 and input / output waveform diagrams thereof.

【図４】図１の動作を示す信号電圧波形図である。FIG. 4 is a signal voltage waveform diagram showing the operation of FIG.

【図５】本発明の第２の実施形態を示す電圧制御回路の
構成図である。FIG. 5 is a configuration diagram of a voltage control circuit according to a second embodiment of the present invention.

【符号の説明】[Explanation of symbols]

１ 温度センサ ２ Ａ／Ｄ変換器 ３ ＲＯＭ ４ Ｄ／Ａ変換回路 １０ ＶＣＸＯ ２０，３０ 電圧制御回路 ２１，３１ 演算増幅器 ２２，３２ 抵抗手段 ２２ａ〜２２ｈ，３２ａ〜３２ｈ 抵抗器 ２３ａ〜２３ｈ スイッチ ２４，３４ キャパシタ ２５ スイッチ制御回路 ３３ 選択回路 ３５ カウンタ Ｎ１，Ｎ２，Ｎ１１〜Ｎ１３ ノード Ｓ１〜Ｓ８，Ｓ１１〜Ｓ１３ 制御信号 Ｖｉ 入力電圧 Ｖｏ 出力電圧 DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 Temperature sensor 2 A / D converter 3 ROM 4 D / A conversion circuit 10 VCXO 20, 30 Voltage control circuit 21, 31 Operational amplifier 22, 32 Resistance means 22a-22h, 32a-32h Resistor 23a-23h Switch 24, 34 Capacitor 25 Switch control circuit 33 Selection circuit 35 Counter N1, N2, N11 to N13 Nodes S1 to S8, S11 to S13 Control signal Vi Input voltage Vo Output voltage

フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.⁷，ＤＢ名) H03M 1/08 H03B 5/32 H03M 1/66 Continuation of the front page (58) Field surveyed (Int.Cl. ⁷ , DB name) H03M 1/08 H03B 5/32 H03M 1/66

Claims (3)

(57)【特許請求の範囲】(57) [Claims] 【請求項１】 第１の電圧から第２の電圧へ階段状に変
化する入力電圧が与えられる第１のノードと、 複数の抵抗値を有し、逐次与えられる選択信号に従っ
て、該複数の抵抗値の中から該選択信号に対応する抵抗
値で第２のノードと前記第１のノードとの間を接続する
抵抗手段と、 前記抵抗手段の複数の抵抗値の中から順番に抵抗値を選
択するための前記選択信号を出力する選択制御手段と、 基準電圧と前記第２のノードとの間に接続され、前記抵
抗手段を通して該第２のノードに与えられる電圧に対応
する電荷を蓄積することにより、該第２のノードの電圧
中に含まれる高周波成分を除去して、緩やかに変化する
出力電圧を生成する静電容量手段とを、 備えたことを特徴とする電圧制御回路。A first node to which an input voltage that changes in a stepwise manner from a first voltage to a second voltage is applied; and a plurality of resistors having a plurality of resistance values in accordance with a sequentially applied selection signal. Resistance means for connecting between the second node and the first node with a resistance value corresponding to the selection signal from among the resistance values, and a resistance value selected in order from a plurality of resistance values of the resistance means Selection control means for outputting the selection signal for storing a charge corresponding to a voltage applied to the second node through the resistance means, connected between a reference voltage and the second node. And a capacitance means for removing a high-frequency component included in the voltage of the second node to generate a slowly changing output voltage. 【請求項２】 前記選択制御手段は、前記抵抗手段の複
数の抵抗値の中から、最大のものから最小のものまで、
その順番に従って順次選択するための前記選択信号を出
力することを特徴とする請求項１記載の電圧制御回路。2. The method according to claim 1, wherein the selection control unit selects, from a plurality of resistance values of the resistance unit, a maximum value to a minimum value.
2. The voltage control circuit according to claim 1, wherein the selection signal is output for sequentially selecting according to the order. 【請求項３】 周囲温度を検出して温度データを出力す
る温度検出回路と、 前記温度データが与えられ予め定められた基準に従って
該温度データに対応する発振周波数制御用の制御データ
を出力する補正回路と、 前記制御データをそれに対応するアナログの入力電圧に
変換するディジタル／アナログ変換回路と、 前記入力電圧が与えられ出力電圧を出力する請求項１ま
たは２の電圧制御回路と、 前記出力電圧によって発振周波数が制御される圧電発振
回路とを、 備えたことを特徴とする温度補償型圧電発振器。3. A temperature detection circuit for detecting ambient temperature and outputting temperature data, and a correction for receiving the temperature data and outputting control data for controlling an oscillation frequency corresponding to the temperature data according to a predetermined reference. A circuit configured to convert the control data into an analog input voltage corresponding to the circuit; a voltage control circuit according to claim 1 or 2 that receives the input voltage and outputs an output voltage; A temperature-compensated piezoelectric oscillator, comprising: a piezoelectric oscillation circuit whose oscillation frequency is controlled.