JP3268382B2 - バースト検出方法および装置 - Google Patents
バースト検出方法および装置Info
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- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B7/00—Radio transmission systems, i.e. using radiation field
- H04B7/24—Radio transmission systems, i.e. using radiation field for communication between two or more posts
- H04B7/26—Radio transmission systems, i.e. using radiation field for communication between two or more posts at least one of which is mobile
- H04B7/2643—Radio transmission systems, i.e. using radiation field for communication between two or more posts at least one of which is mobile using time-division multiple access [TDMA]
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Synchronisation In Digital Transmission Systems (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Circuits Of Receivers In General (AREA)
- Dc Digital Transmission (AREA)
- Radar Systems Or Details Thereof (AREA)
- Stabilization Of Oscillater, Synchronisation, Frequency Synthesizers (AREA)
- Emergency Protection Circuit Devices (AREA)
- Transmission And Conversion Of Sensor Element Output (AREA)
- Protection Of Generators And Motors (AREA)
- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、信号受信機に関し、さ
らに詳しくは、バーストの発生を検出するためにバース
ト検出器を用いる信号受信機に関する。
らに詳しくは、バーストの発生を検出するためにバース
ト検出器を用いる信号受信機に関する。
【０００２】
【従来の技術および発明が解決しようとする課題】デジ
タル受信機やレーダ受信機などのパルス通信受信機は、
被受信信号を解読するための時間基準を獲得しなければ
ならない。被受信信号内にバーストを検出して時間基準
とすることができる。ＴＤＭＡ（時分割多重接続）通信
システムなどのデジタル通信システムにおいては、情報
のフレームが周期的に受信される。被受信フレームのタ
イミング基準は、フレーム内の所定の位置において予測
されるバーストを検出することによって得ることができ
る。たとえば、フレームの最初またはその他の位置で起
こるバーストを検出して、被受信信号を解読するための
時間基準を得ることができる。バーストが検出される
と、情報をそのフレームまたは被受信信号のその他の部
分から抽出することができる。この情報を後続のフレー
ムのタイミングを得るために用いることもできる。受信
機のユーザに出力を提供するためには、情報を検出する
前にこのようなフレーム同期をとることが必要とされ
る。
タル受信機やレーダ受信機などのパルス通信受信機は、
被受信信号を解読するための時間基準を獲得しなければ
ならない。被受信信号内にバーストを検出して時間基準
とすることができる。ＴＤＭＡ（時分割多重接続）通信
システムなどのデジタル通信システムにおいては、情報
のフレームが周期的に受信される。被受信フレームのタ
イミング基準は、フレーム内の所定の位置において予測
されるバーストを検出することによって得ることができ
る。たとえば、フレームの最初またはその他の位置で起
こるバーストを検出して、被受信信号を解読するための
時間基準を得ることができる。バーストが検出される
と、情報をそのフレームまたは被受信信号のその他の部
分から抽出することができる。この情報を後続のフレー
ムのタイミングを得るために用いることもできる。受信
機のユーザに出力を提供するためには、情報を検出する
前にこのようなフレーム同期をとることが必要とされ
る。
【０００３】従来の受信機においては、被受信信号はタ
イミング基準を設定するために予測されるパターンと相
関される。特に、予測される信号と被受信信号との相関
の後に、タイミング基準設定のための相関ピークの検出
を行う。このシステムは、専用パターンを送信機から受
信機に伝送することを必要として、貴重な周波数スペク
トルを消費し、システム容量を制限する。タイミング基
準を設定するための専用パターンをシステムに設定しな
ければ、システム容量が増大し、周波数スペクトルが温
存される。
イミング基準を設定するために予測されるパターンと相
関される。特に、予測される信号と被受信信号との相関
の後に、タイミング基準設定のための相関ピークの検出
を行う。このシステムは、専用パターンを送信機から受
信機に伝送することを必要として、貴重な周波数スペク
トルを消費し、システム容量を制限する。タイミング基
準を設定するための専用パターンをシステムに設定しな
ければ、システム容量が増大し、周波数スペクトルが温
存される。
【０００４】送信機および受信機に大きな周波数差があ
ると、上記の相関法は信頼性がなくなる。このような大
きな周波数差は、たとえばクリスタル公差（crystal er
rors）などによる送信機と受信機との基準周波数の差に
より起こることがある。さらに、このような大きな周波
数差は、受信機が送信機に対して速い速度で移動すると
きに起こることがある。たとえば、航空機または衛星が
高速で移動していると、地上局または他の航空機や衛星
との通信時に、ドップラー周波数誤差を起こすことがよ
くある。送信機および受信機の周波数差がさらに大きく
なると、被受信信号は予測されるパターンとの相関範囲
外に移動する。そのため、周波数差が大きくなると、被
受信信号と予測パターンの相関関係は、ますます小さく
なり、そのためにタイミング基準の設定がますます困難
になる。
ると、上記の相関法は信頼性がなくなる。このような大
きな周波数差は、たとえばクリスタル公差（crystal er
rors）などによる送信機と受信機との基準周波数の差に
より起こることがある。さらに、このような大きな周波
数差は、受信機が送信機に対して速い速度で移動すると
きに起こることがある。たとえば、航空機または衛星が
高速で移動していると、地上局または他の航空機や衛星
との通信時に、ドップラー周波数誤差を起こすことがよ
くある。送信機および受信機の周波数差がさらに大きく
なると、被受信信号は予測されるパターンとの相関範囲
外に移動する。そのため、周波数差が大きくなると、被
受信信号と予測パターンの相関関係は、ますます小さく
なり、そのためにタイミング基準の設定がますます困難
になる。
【０００５】レーキ受信機などの他の既知の受信機にお
いては、それぞれ異なる周波数オフセットを有する複数
の受信機経路が、予測パターンとの同時相関を実行し
て、時間基準を設定する。複数の受信機経路を持つ結果
として、受信機経路の１つに見られる周波数差を、相関
ピークを充分に検出できるほど小さくすることができ
る。しかし、この方法には、複数の受信機経路が必要
で、受信機のコストが余分に必要で、受信機がより複雑
になる。さらに、複数の受信機経路には、余分な処理時
間が必要となり、複数の受信機経路間の選択を行うまで
に遅延が起こることがある。
いては、それぞれ異なる周波数オフセットを有する複数
の受信機経路が、予測パターンとの同時相関を実行し
て、時間基準を設定する。複数の受信機経路を持つ結果
として、受信機経路の１つに見られる周波数差を、相関
ピークを充分に検出できるほど小さくすることができ
る。しかし、この方法には、複数の受信機経路が必要
で、受信機のコストが余分に必要で、受信機がより複雑
になる。さらに、複数の受信機経路には、余分な処理時
間が必要となり、複数の受信機経路間の選択を行うまで
に遅延が起こることがある。
【０００６】上記の方法のいずれも信号対雑音比が下が
るので、その性能も低下する。この性能低下は、相関ピ
ークの誤検出により起こる。信号対雑音比が下がるの
で、雑音による相関ピークを予測パターンとの相関ピー
クと区別することが難しくなる。
るので、その性能も低下する。この性能低下は、相関ピ
ークの誤検出により起こる。信号対雑音比が下がるの
で、雑音による相関ピークを予測パターンとの相関ピー
クと区別することが難しくなる。
【０００７】
【実施例】図１は、本発明によるバースト検出を持つ無
線受信機のブロック図である。アンテナ１００は、無線
周波数信号を受信し、無線周波数（ＲＦ）段１１０は、
無線周波数信号を同相信号（Ｉ）および直角信号（Ｑ）
に変換する。アナログ−デジタル変換器１２０は、同相
信号および直角信号をサンプリングして、タイミング回
路１３０からのサンプル・タイミングに応答してデジタ
ル同相信号およびデジタル直角信号を生成する。バース
ト検出器１４０は、アナログ−デジタル変換器１２０か
らのデジタル同相信号およびデジタル直角信号と、タイ
ミング回路１３０からのサンプル・タイミングに応答し
て粗タイミング基準（coarse timingreference ）Ｔ1
を設定する。アナログ−デジタル変換器１２０からのデ
ジタル同相信号およびデジタル直角信号は、バッファ１
５０に格納される。粗タイミング基準Ｔ1 により示され
るバーストがバースト検出器１４０から検出されると、
バッファ１５０に格納された信号が受信機１６０に転送
される。その後、受信機はタイミング回路１３０に微タ
イミング基準（fine timing reference ）を与え、被受
信データを、たとえば無線受信機の音声デコーダ，デー
タ・ユニットおよび呼プロセッサ１７０に送ることがで
きる。
線受信機のブロック図である。アンテナ１００は、無線
周波数信号を受信し、無線周波数（ＲＦ）段１１０は、
無線周波数信号を同相信号（Ｉ）および直角信号（Ｑ）
に変換する。アナログ−デジタル変換器１２０は、同相
信号および直角信号をサンプリングして、タイミング回
路１３０からのサンプル・タイミングに応答してデジタ
ル同相信号およびデジタル直角信号を生成する。バース
ト検出器１４０は、アナログ−デジタル変換器１２０か
らのデジタル同相信号およびデジタル直角信号と、タイ
ミング回路１３０からのサンプル・タイミングに応答し
て粗タイミング基準（coarse timingreference ）Ｔ1
を設定する。アナログ−デジタル変換器１２０からのデ
ジタル同相信号およびデジタル直角信号は、バッファ１
５０に格納される。粗タイミング基準Ｔ1 により示され
るバーストがバースト検出器１４０から検出されると、
バッファ１５０に格納された信号が受信機１６０に転送
される。その後、受信機はタイミング回路１３０に微タ
イミング基準（fine timing reference ）を与え、被受
信データを、たとえば無線受信機の音声デコーダ，デー
タ・ユニットおよび呼プロセッサ１７０に送ることがで
きる。
【０００８】本発明は、タイミング基準を設定するため
の専用パターンを必要としないことにより、システム容
量を増大し、周波数スペクトルを温存する。本発明によ
る信頼性のあるバースト検出は、送信機および受信機が
ドップラー・シフトまたは水晶誤差による大きな周波数
差をもつ場合にも可能である。これは、本発明のフィル
タが、専用パターンまたはプログラミングされた相関シ
ーケンスを用いずに、確実にバーストを検出するためで
ある。本発明は、相関ピークの誤検出により信号対雑音
比を低下させない。本発明においては、信号特性そのも
のが認識される。たとえば、信号のバースト時には、一
定の出力過渡変動特性を検出することができる。本発明
は、また、レーキ受信機などのようにタイミング基準設
定のための複数の受信機経路を回避して、処理時間を節
約する。
の専用パターンを必要としないことにより、システム容
量を増大し、周波数スペクトルを温存する。本発明によ
る信頼性のあるバースト検出は、送信機および受信機が
ドップラー・シフトまたは水晶誤差による大きな周波数
差をもつ場合にも可能である。これは、本発明のフィル
タが、専用パターンまたはプログラミングされた相関シ
ーケンスを用いずに、確実にバーストを検出するためで
ある。本発明は、相関ピークの誤検出により信号対雑音
比を低下させない。本発明においては、信号特性そのも
のが認識される。たとえば、信号のバースト時には、一
定の出力過渡変動特性を検出することができる。本発明
は、また、レーキ受信機などのようにタイミング基準設
定のための複数の受信機経路を回避して、処理時間を節
約する。
【０００９】粗タイミング基準Ｔ1 により示されるバー
ストをバースト検出器１４０が検出すると、タイミング
回路１３０はバースト検出モードからゲーテッド受信モ
ード（gated receive mode）へとモード変化を起こす。
バースト検出モードでは、タイミング基準はまだバース
ト検出器１４０により獲得されておらず、情報を抽出し
て受信機のユーザに出力を提供することができない。バ
ースト検出器１４０がタイミング基準を獲得すると、そ
の後は、タイミングがゆっくりと変化しているという想
定のもとで、受信機１６０は被受信信号から情報を獲得
することができる。モード・スイッチ１８０は、タイミ
ング回路１３０に応答して、バースト検出モードとゲー
テッド受信モードの間で切り替わる。ゲーテッド受信モ
ード中は、タイミングのゆっくりとした変動が微タイミ
ング基準を介して受信機１６０により修正される。受信
機１６０は、被受信信号から情報を抽出した結果として
得られる同期から微タイミング基準を生成し、タイミン
グのゆっくりとした変動を補正する。
ストをバースト検出器１４０が検出すると、タイミング
回路１３０はバースト検出モードからゲーテッド受信モ
ード（gated receive mode）へとモード変化を起こす。
バースト検出モードでは、タイミング基準はまだバース
ト検出器１４０により獲得されておらず、情報を抽出し
て受信機のユーザに出力を提供することができない。バ
ースト検出器１４０がタイミング基準を獲得すると、そ
の後は、タイミングがゆっくりと変化しているという想
定のもとで、受信機１６０は被受信信号から情報を獲得
することができる。モード・スイッチ１８０は、タイミ
ング回路１３０に応答して、バースト検出モードとゲー
テッド受信モードの間で切り替わる。ゲーテッド受信モ
ード中は、タイミングのゆっくりとした変動が微タイミ
ング基準を介して受信機１６０により修正される。受信
機１６０は、被受信信号から情報を抽出した結果として
得られる同期から微タイミング基準を生成し、タイミン
グのゆっくりとした変動を補正する。
【００１０】タイミング回路１３０は、アナログ−デジ
タル変換器１２０によるサンプリングを同期するための
サンプル・タイミングを提供し、さらにバースト検出器
１４０のデジタル回路のためのサンプル・タイミングも
提供する。タイミング回路１３０には、たとえばラッチ
とカウンタが含まれることがある。粗タイミング基準Ｔ
1 により示されるバーストを検出すると、ラッチが起動
され、スイッチ１８０によるモード変化が起こる。カウ
ンタがリセットして、粗タイミング基準Ｔ1 に応答して
計時動作を開始し、アナログ−デジタル変換器１２０と
バースト検出器１４０を同期するためのサンプル・タイ
ミングを生成する。
タル変換器１２０によるサンプリングを同期するための
サンプル・タイミングを提供し、さらにバースト検出器
１４０のデジタル回路のためのサンプル・タイミングも
提供する。タイミング回路１３０には、たとえばラッチ
とカウンタが含まれることがある。粗タイミング基準Ｔ
1 により示されるバーストを検出すると、ラッチが起動
され、スイッチ１８０によるモード変化が起こる。カウ
ンタがリセットして、粗タイミング基準Ｔ1 に応答して
計時動作を開始し、アナログ−デジタル変換器１２０と
バースト検出器１４０を同期するためのサンプル・タイ
ミングを生成する。
【００１１】図２は、本発明によるバースト検出器の実
施例のブロック図である。信号電力検出器２１０は、デ
ジタル同相信号およびデジタル直角信号を合成した信号
の電力強度Ｐ（ｎ）を検出する。予測されるバーストの
強度および期間に対応するインパルス応答を有するデジ
タル・フィルタ２２０は、電力強度Ｐ（ｎ）を濾波し
て、信号Ａ（ｎ）を生成する。減算器２３０は、遅延回
路２４０により生成された信号Ａ（ｎ）の遅延されたも
のを信号Ａ（ｎ）から減じて、検出信号Ｄ（ｎ）を設け
る。エッジ検出器（edge detector ）２５０は、検出信
号Ｄ（ｎ）のエッジを検出する。
施例のブロック図である。信号電力検出器２１０は、デ
ジタル同相信号およびデジタル直角信号を合成した信号
の電力強度Ｐ（ｎ）を検出する。予測されるバーストの
強度および期間に対応するインパルス応答を有するデジ
タル・フィルタ２２０は、電力強度Ｐ（ｎ）を濾波し
て、信号Ａ（ｎ）を生成する。減算器２３０は、遅延回
路２４０により生成された信号Ａ（ｎ）の遅延されたも
のを信号Ａ（ｎ）から減じて、検出信号Ｄ（ｎ）を設け
る。エッジ検出器（edge detector ）２５０は、検出信
号Ｄ（ｎ）のエッジを検出する。
【００１２】デジタル・フィルタ２２０は、電力強度Ｐ
（ｎ）を濾波して、雑音の電力を小さくする。この濾波
の結果により、信号対雑音比が大きくなり、それによっ
て検出器の品質も向上する。デジタル・フィルタ２２０
は、予測されるバーストの特性に近い、または近づきつ
つある特性を有する有限インパルス応答（ＦＩＲ）フィ
ルタとすることもできる。予測されるバーストに一致さ
れるデジタル・フィルタ２２０は、最大の信号対雑音比
を提供することになる。しかし、デジタル・フィルタ２
２０は、信号対雑音比を増大できるものであれば任意の
フィルタとすることができる。
（ｎ）を濾波して、雑音の電力を小さくする。この濾波
の結果により、信号対雑音比が大きくなり、それによっ
て検出器の品質も向上する。デジタル・フィルタ２２０
は、予測されるバーストの特性に近い、または近づきつ
つある特性を有する有限インパルス応答（ＦＩＲ）フィ
ルタとすることもできる。予測されるバーストに一致さ
れるデジタル・フィルタ２２０は、最大の信号対雑音比
を提供することになる。しかし、デジタル・フィルタ２
２０は、信号対雑音比を増大できるものであれば任意の
フィルタとすることができる。
【００１３】エッジ検出器２５０は、検出信号Ｄ（ｎ）
のエッジを検出して、タイミング回路１３０のサンプル
・タイミングにより同期される。エッジ検出器２５０
は、検出信号Ｄ（ｎ）のエッジを検出するために閾値を
用いることもできる。あるいは、本実施例に例として挙
げられるエッジ検出器２５０は、バーストの先端を決定
するために最大値または最小値の第１，第２，第３また
は第４方法を用いる。これについては、図４に関して後
述する。エッジ検出器２５０は、パターン一致法などの
第５方法を用いることもできる。
のエッジを検出して、タイミング回路１３０のサンプル
・タイミングにより同期される。エッジ検出器２５０
は、検出信号Ｄ（ｎ）のエッジを検出するために閾値を
用いることもできる。あるいは、本実施例に例として挙
げられるエッジ検出器２５０は、バーストの先端を決定
するために最大値または最小値の第１，第２，第３また
は第４方法を用いる。これについては、図４に関して後
述する。エッジ検出器２５０は、パターン一致法などの
第５方法を用いることもできる。
【００１４】図３は、バースト検出器のタイミング図で
あり、理想的な方形波Ｐ（ｎ）に応答して生成される信
号Ａ（ｎ）とＤ（ｎ）を示す。図３の検出信号Ｄ（ｎ）
の最大値および／または最小値は、バーストの先端を決
定するための以下に説明される第１，第２または第３の
方法で、エッジ検出器２５０により検出することができ
る。代わりに信号Ａ（ｎ）の時刻を、信号の先端を決定
する第４方法で検出することもできる。これについて
は、図４に関して後述する。さらに、検出信号Ｄ（ｎ）
の形状を、たとえば信号Ｄ（ｎ）の形状などの予測され
る波形とパターン一致させる方法を図３に示す。
あり、理想的な方形波Ｐ（ｎ）に応答して生成される信
号Ａ（ｎ）とＤ（ｎ）を示す。図３の検出信号Ｄ（ｎ）
の最大値および／または最小値は、バーストの先端を決
定するための以下に説明される第１，第２または第３の
方法で、エッジ検出器２５０により検出することができ
る。代わりに信号Ａ（ｎ）の時刻を、信号の先端を決定
する第４方法で検出することもできる。これについて
は、図４に関して後述する。さらに、検出信号Ｄ（ｎ）
の形状を、たとえば信号Ｄ（ｎ）の形状などの予測され
る波形とパターン一致させる方法を図３に示す。
【００１５】図４は、最大および／または最小閾値検出
器２６０，２８０と、タイミング距離検出器２７０とを
用いるエッジ検出器の実行例を示す。エッジ検出器２５
０は、以下に説明される第１，第２および第３方法を用
いて検出信号Ｄ（ｎ）の最大値および最小値のいずれか
一方、または両方を検出する。最大閾値検出器２６０お
よび最小閾値検出器２８０は、好ましくは閾値検出器で
あるが、最大値および最小値を識別する任意の選択装置
が適切である。第１，第２および第３方法では、最大値
の時刻および／または最小値の時刻は、閾値設定により
決定することができる。最大閾値検出器２６０は、検出
Ｄ（ｎ）の最大値が最大閾値より大きいか否かを判定す
るために、検出信号Ｄ（ｎ）の閾値設定をする。最小閾
値検出器２８０は、検出Ｄ（ｎ）が最小閾値より小さい
か否かを判定するために、閾値設定をする。
器２６０，２８０と、タイミング距離検出器２７０とを
用いるエッジ検出器の実行例を示す。エッジ検出器２５
０は、以下に説明される第１，第２および第３方法を用
いて検出信号Ｄ（ｎ）の最大値および最小値のいずれか
一方、または両方を検出する。最大閾値検出器２６０お
よび最小閾値検出器２８０は、好ましくは閾値検出器で
あるが、最大値および最小値を識別する任意の選択装置
が適切である。第１，第２および第３方法では、最大値
の時刻および／または最小値の時刻は、閾値設定により
決定することができる。最大閾値検出器２６０は、検出
Ｄ（ｎ）の最大値が最大閾値より大きいか否かを判定す
るために、検出信号Ｄ（ｎ）の閾値設定をする。最小閾
値検出器２８０は、検出Ｄ（ｎ）が最小閾値より小さい
か否かを判定するために、閾値設定をする。
【００１６】バーストの先端を決定する第１方法は、検
出信号Ｄ（ｎ）の最大値の時刻と最小値の時刻とを決定
する方法である。最大値の時刻と最小値の時刻との差
が、予測されるバーストの期間とほぼ同じであれば、バ
ーストの先端は、最大値の時刻，最小値の時刻および予
測バーストの期間から決定することができる。最大値は
最大閾値検出器２６０により決定され、最小値の時刻は
最小閾値検出器２８０によって決定される。最大値の時
刻と最小値の時刻との間の距離は、タイミング距離検出
器２７０により決定される。タイミング距離検出器２７
０は、最大値の時刻と最小値の時刻との平均値に基づい
てバーストの先端を決定するために最大閾値検出器２７
０および最小閾値検出器２８０に接続された決定回路に
より設けられる。最大値の時刻と最小値の時刻との平均
値は、好ましくは、バーストの予測される長さの１．５
倍と比較される。したがって、バーストの先端は、最大
値および最小値の時刻の平均値からバーストの予測長の
１．５倍したものを減じた値に基づく。
出信号Ｄ（ｎ）の最大値の時刻と最小値の時刻とを決定
する方法である。最大値の時刻と最小値の時刻との差
が、予測されるバーストの期間とほぼ同じであれば、バ
ーストの先端は、最大値の時刻，最小値の時刻および予
測バーストの期間から決定することができる。最大値は
最大閾値検出器２６０により決定され、最小値の時刻は
最小閾値検出器２８０によって決定される。最大値の時
刻と最小値の時刻との間の距離は、タイミング距離検出
器２７０により決定される。タイミング距離検出器２７
０は、最大値の時刻と最小値の時刻との平均値に基づい
てバーストの先端を決定するために最大閾値検出器２７
０および最小閾値検出器２８０に接続された決定回路に
より設けられる。最大値の時刻と最小値の時刻との平均
値は、好ましくは、バーストの予測される長さの１．５
倍と比較される。したがって、バーストの先端は、最大
値および最小値の時刻の平均値からバーストの予測長の
１．５倍したものを減じた値に基づく。
【００１７】第２方法は、検出信号Ｄ（ｎ）の最大値の
時刻を決定する方法である。最大閾値検出器２６０自身
により検出された最大値の時刻と、予測バーストの期間
から、バーストの先端を決定することができる。図示さ
れる最小閾値検出器２８０とタイミング距離検出器２７
０は、この第２方法では必要ない。
時刻を決定する方法である。最大閾値検出器２６０自身
により検出された最大値の時刻と、予測バーストの期間
から、バーストの先端を決定することができる。図示さ
れる最小閾値検出器２８０とタイミング距離検出器２７
０は、この第２方法では必要ない。
【００１８】第３方法は、検出信号Ｄ（ｎ）の最小値の
時刻を決定する方法である。最小閾値検出器２８０によ
り決定された最小値の時刻と、予測バーストの期間か
ら、バーストの先端を決定することができる。図示され
る最大閾値検出器２６０とタイミング距離検出器２７０
は、この第３方法では必要ない。
時刻を決定する方法である。最小閾値検出器２８０によ
り決定された最小値の時刻と、予測バーストの期間か
ら、バーストの先端を決定することができる。図示され
る最大閾値検出器２６０とタイミング距離検出器２７０
は、この第３方法では必要ない。
【００１９】あるいは、第４方法では、信号Ａ（ｎ）の
最大値の時刻を検出することで、バーストの先端を決定
することができる。最大値の時刻とバーストの期間か
ら、バーストの先端を決定することができる。この第４
方法では、最大値の時刻は、検出信号Ｄ（ｎ）の最大値
が最大閾値より大きいか否かを判定するために閾値設定
をすることにより決定することができる。そのため、最
大閾値検出器２６０は、信号Ａ（ｎ）を受信するために
接続される。
最大値の時刻を検出することで、バーストの先端を決定
することができる。最大値の時刻とバーストの期間か
ら、バーストの先端を決定することができる。この第４
方法では、最大値の時刻は、検出信号Ｄ（ｎ）の最大値
が最大閾値より大きいか否かを判定するために閾値設定
をすることにより決定することができる。そのため、最
大閾値検出器２６０は、信号Ａ（ｎ）を受信するために
接続される。
【００２０】図５は、図２の実施例と同じ結果を達成す
ることができる異なる構造を有する本発明の代替の実施
例によるバースト検出器を示す。図４の実施例は、図２
の実施例と数学的には等価である。図４の実施例におい
ては、信号電力検出器３１０が、デジタル同相信号およ
びデジタル直角信号を合成した信号の電力強度Ｐ（ｎ）
を検出する。予測されるバーストの強度および期間に対
応するインパルス応答を有するデジタル・フィルタ３２
０は、電力強度Ｐ（ｎ）を濾波して、信号Ａ（ｎ）を生
成する。遅延回路３４０は、電力強度Ｐ（ｎ）を遅延さ
せ、移動平均フィルタ３６０が遅延された電力強度Ｐ
（ｎ）を濾波する。移動平均フィルタ３６０は、予測バ
ーストの強度および期間に対応するインパルス応答も有
する。減算器３３０は、移動平均フィルタ３６０の出力
を、信号Ａ（ｎ）から減じて、検出信号Ｄ（ｎ）を設け
る。エッジ検出器３５０は、検出信号Ｄ（ｎ）のエッジ
を検出する。
ることができる異なる構造を有する本発明の代替の実施
例によるバースト検出器を示す。図４の実施例は、図２
の実施例と数学的には等価である。図４の実施例におい
ては、信号電力検出器３１０が、デジタル同相信号およ
びデジタル直角信号を合成した信号の電力強度Ｐ（ｎ）
を検出する。予測されるバーストの強度および期間に対
応するインパルス応答を有するデジタル・フィルタ３２
０は、電力強度Ｐ（ｎ）を濾波して、信号Ａ（ｎ）を生
成する。遅延回路３４０は、電力強度Ｐ（ｎ）を遅延さ
せ、移動平均フィルタ３６０が遅延された電力強度Ｐ
（ｎ）を濾波する。移動平均フィルタ３６０は、予測バ
ーストの強度および期間に対応するインパルス応答も有
する。減算器３３０は、移動平均フィルタ３６０の出力
を、信号Ａ（ｎ）から減じて、検出信号Ｄ（ｎ）を設け
る。エッジ検出器３５０は、検出信号Ｄ（ｎ）のエッジ
を検出する。
【００２１】図５のエッジ検出器３５０は、第５方法を
用いる一例として挙げられたパターン一致エッジ検出器
により図示される。図５のブロック３５０内のパターン
一致エッジ検出器には、検出信号Ｄ（ｎ）の形状を、た
とえば図３のタイミング図内で信号Ｄ（ｎ）に関して図
示される波形の形状などの予測される波形とパターン一
致させるパターン一致回路が含まれる。しかし、エッジ
検出器３５０は、第１，第２，第３および第４方法に関
して上述された最大および／または最小エッジ検出器で
もよい。さらに、フィルタと遅延の配置には、これらの
エッジ検出器法を用いることも、その他のエッジ検出器
法を用いることもできる。
用いる一例として挙げられたパターン一致エッジ検出器
により図示される。図５のブロック３５０内のパターン
一致エッジ検出器には、検出信号Ｄ（ｎ）の形状を、た
とえば図３のタイミング図内で信号Ｄ（ｎ）に関して図
示される波形の形状などの予測される波形とパターン一
致させるパターン一致回路が含まれる。しかし、エッジ
検出器３５０は、第１，第２，第３および第４方法に関
して上述された最大および／または最小エッジ検出器で
もよい。さらに、フィルタと遅延の配置には、これらの
エッジ検出器法を用いることも、その他のエッジ検出器
法を用いることもできる。
【００２２】図６は、本発明によるフィルタおよび遅延
の代替の実行例を示す詳細なブロック図である。たとえ
ば、図２および図５の移動平均フィルタおよび遅延を遅
延４１０，４２０，４３０，４４０に関して図示される
構造と、加算器および減算器４５０，４６０，４７０，
４８０，４９０の、遅延の間に図示される接続により実
現することができる。
の代替の実行例を示す詳細なブロック図である。たとえ
ば、図２および図５の移動平均フィルタおよび遅延を遅
延４１０，４２０，４３０，４４０に関して図示される
構造と、加算器および減算器４５０，４６０，４７０，
４８０，４９０の、遅延の間に図示される接続により実
現することができる。
【００２３】図７は、本発明による、たとえば図２およ
び図５のフィルタおよび遅延のさらに別の代替の実行例
を示す詳細なブロック図である。加算器および減算器５
４５，５５０，５６０が、図示されるように遅延５１
０，５２０，５３０の間に接続される。掛算器５７０
は、遅延５１０の出力を２倍してから、要素５４０に出
力を提供する。
び図５のフィルタおよび遅延のさらに別の代替の実行例
を示す詳細なブロック図である。加算器および減算器５
４５，５５０，５６０が、図示されるように遅延５１
０，５２０，５３０の間に接続される。掛算器５７０
は、遅延５１０の出力を２倍してから、要素５４０に出
力を提供する。
【００２４】本発明は、上記の説明および図面に説明お
よび図示されたが、この説明は例に過ぎず、本発明の精
神と範囲から逸脱することなく数多くの変更および修正
が当業者に可能であることは明白である。そのため、タ
イミング回路１３０の出力が異なる回路では必要になる
こともあり、また他の回路では必要とされないこともあ
る。本発明はドップラー・シフトの許容差を呈するが、
本発明は本明細書に記述されたその他の利点を提供し、
そのためにページング，セルラおよび衛星通信システム
受信機などドップラー・シフトの許容差に対する必要性
と関わりなく、すべての無線通信システムに適用するこ
とができる。
よび図示されたが、この説明は例に過ぎず、本発明の精
神と範囲から逸脱することなく数多くの変更および修正
が当業者に可能であることは明白である。そのため、タ
イミング回路１３０の出力が異なる回路では必要になる
こともあり、また他の回路では必要とされないこともあ
る。本発明はドップラー・シフトの許容差を呈するが、
本発明は本明細書に記述されたその他の利点を提供し、
そのためにページング，セルラおよび衛星通信システム
受信機などドップラー・シフトの許容差に対する必要性
と関わりなく、すべての無線通信システムに適用するこ
とができる。
【図１】本発明によるバースト検出を持つ無線受信機の
ブロック図である。
ブロック図である。
【図２】本発明によるバースト検出器の実施例のブロッ
ク図である。
ク図である。
【図３】本発明により信号Ｐ（ｎ），Ａ（ｎ）およびＤ
（ｎ）を描くタイミング図である。
（ｎ）を描くタイミング図である。
【図４】エッジ検出器の実行例のブロック図である。
【図５】本発明によるバースト検出器の代替の実施例の
ブロック図である。
ブロック図である。
【図６】本発明によるフィルタおよび遅延の代替の実行
例を示す詳細なブロック図である。
例を示す詳細なブロック図である。
【図７】本発明によるフィルタおよび遅延の代替の実行
例を示す詳細なブロック図である。
例を示す詳細なブロック図である。
１００ アンテナ １１０ 無線周波数段 １２０ アナログ−デジタル変換器 １３０ タイミング回路 １４０ バースト検出器 １５０ バッファ １６０ 受信機 １７０ 音声デコーダ，データユニット，呼プロセッサ １８０ スイッチ
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 特開 平５−336102（ＪＰ，Ａ) 特開 昭60−143044（ＪＰ，Ａ) 特開 平６−188766（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H04L 7/10 H04L 27/22
Claims (10)
- 【請求項１】 バーストを検出するバースト検出器であ
って： 予測されるバーストのインパルス応答特性を有し、受信
信号を濾波するフィルタ； 前記フィルタに動作可能に結合され、受信信号の濾波さ
れたものと、前記受信信号の濾波および遅延されたもの
との差を求めることによって、検出信号を提供する減算
器；および前記減算器に動作可能に結合され、前記検出
信号を受信し、バーストの先端を検出するバーストエッ
ジ検出器； を備えることを特徴とするバースト検出器。 - 【請求項２】 前記フィルタが、予測されるバーストの
強度および遅延に対応するインパルス応答特性を有する
デジタル・フィルタより成ることを特徴とする請求項１
記載のバースト検出器。 - 【請求項３】 前記フィルタが、前記受信信号に基づい
て平均信号を提供する移動平均フィルタより成ることを
特徴とする請求項１記載のバースト検出器。 - 【請求項４】 前記減算器が: 前記移動平均フィルタに動作可能に結合され、前記平均
信号を遅延させて遅延した平均信号を提供する遅延段；
および前記移動平均フィルタからの前記平均信号と、前
記遅延段からの前記遅延した平均信号との差を求め、前
記検出信号を提供する減算回路； より成ることを特徴とする請求項３記載のバースト検出
器。 - 【請求項５】 前記移動平均フィルタが、予測される受
信信号のバースト長に関連する長さの有限インパルス応
答フィルタより成ることを特徴とする請求項４記載のバ
ースト検出器。 - 【請求項６】 バーストを検出する方法であって： 受信信号の濾波されたものと、前記受信信号の濾波およ
び遅延されたものとの差を求める減算段階であって、前
記受信信号は予測されるバーストのインパルス応答特性
を有するフィルタによって濾波されるところの段階；お
よび減算結果に基づいてバーストの先端を検出する段
階； より成ることを特徴とするバーストを検出する方法。 - 【請求項７】 前記減算段階において、前記受信信号に
基づいて平均信号を提供するために移動平均フィルタ処
理を行うことを特徴とする請求項６記載の方法。 - 【請求項８】 前記減算段階が： 前記平均信号を遅延させ、遅延した平均信号を提供する
段階；および前記平均信号と前記遅延した平均信号との
差を求める段階； より成ることを特徴とする請求項７記載の方法。 - 【請求項９】 前記移動平均フィルタ処理を行う段階
が、予測される受信信号のバースト長に関連する長さの
有限インパルス応答フィルタにより行われることを特徴
とする請求項８記載の方法。 - 【請求項１０】 前記移動平均フィルタ処理を行う段階
が、前記予測されるバーストの強度および期間に対応す
るインパルス応答に関するタップを有する少なくとも１
つの有限インパルス応答フィルタにより行われることを
特徴とする請求項８記載の方法。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US08/332,159 US5621766A (en) | 1994-10-31 | 1994-10-31 | Method and apparatus for burst detecting |
| US332159 | 1994-10-31 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0927802A JPH0927802A (ja) | 1997-01-28 |
| JP3268382B2 true JP3268382B2 (ja) | 2002-03-25 |
Family
ID=23296970
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP30339795A Expired - Fee Related JP3268382B2 (ja) | 1994-10-31 | 1995-10-30 | バースト検出方法および装置 |
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| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5621766A (ja) |
| EP (1) | EP0709975B1 (ja) |
| JP (1) | JP3268382B2 (ja) |
| AT (1) | ATE214212T1 (ja) |
| BR (1) | BR9505032A (ja) |
| CA (1) | CA2160431C (ja) |
| DE (1) | DE69525708T2 (ja) |
| MX (1) | MX9504578A (ja) |
| RU (1) | RU2108681C1 (ja) |
| UA (1) | UA39202C2 (ja) |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
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| FI956360A (fi) * | 1995-12-29 | 1997-06-30 | Nokia Telecommunications Oy | Menetelmä yhteydenmuodostuspurskeen havaitsemiseksi ja vastaanotin |
| KR100193837B1 (ko) * | 1996-08-24 | 1999-06-15 | 윤종용 | 시분할다윈접속 디지탈 이동통신 시스템의 주파수 교정 버스트 검출방법 |
| US5864585A (en) | 1996-10-07 | 1999-01-26 | Erisman; David | Cosine segment communications system |
| US5963594A (en) * | 1996-12-31 | 1999-10-05 | Lucent Technologies Inc. | Vector tracking filter |
| JP3885909B2 (ja) * | 1997-07-25 | 2007-02-28 | ソニー株式会社 | 電力検出装置 |
| US7076003B1 (en) * | 1999-03-03 | 2006-07-11 | Agere Systems Inc. | Constellation design for modem receiver |
| US6480555B1 (en) * | 1999-09-02 | 2002-11-12 | Motorola, Inc. | Method and apparatus for extended range frequency correction burst detection |
| US6411914B1 (en) | 1999-11-29 | 2002-06-25 | Goodrich Corporation | System and method for coherent signal detection using wavelet functions |
| US6993100B2 (en) * | 2000-12-12 | 2006-01-31 | Skyworks Solutions, Inc. | Burst detector |
| KR100406659B1 (ko) | 2001-11-09 | 2003-11-21 | 삼성전자주식회사 | 톤 신호의 에너지 검출 장치 및 방법 |
| JP4139390B2 (ja) * | 2003-04-24 | 2008-08-27 | 富士通株式会社 | レーダ装置 |
| GB0407587D0 (en) * | 2004-04-02 | 2004-05-05 | Univ Nottingham Trent | Cancer associated antigens |
| US7593482B2 (en) * | 2004-09-30 | 2009-09-22 | St-Ericsson Sa | Wireless communication system with hardware-based frequency burst detection |
| US8054918B2 (en) * | 2004-09-30 | 2011-11-08 | ST-Ericsson S.A. | Wireless communication system and method with frequency burst acquisition feature using autocorrelation |
| US7567637B2 (en) * | 2004-09-30 | 2009-07-28 | St-Ericsson Sa | Wireless communication system and method with frequency burst acquisition feature using autocorrelation and narrowband interference detection |
| US7414560B2 (en) * | 2005-06-29 | 2008-08-19 | Shaojie Chen | Wireless communication system including an audio underflow protection mechanism operative with time domain isolation |
| FR2895200B1 (fr) * | 2005-12-20 | 2008-02-22 | Silicon Lab Inc | Procede d'acquisition d'un burst de correction de frequence par un dispositif de radiocommunication, et dispositif de radiocommunication correspondant. |
| JP5386943B2 (ja) * | 2008-11-20 | 2014-01-15 | 富士通株式会社 | 波形制御装置，応答素子モジュール，光スイッチ装置および光スイッチ装置の制御方法 |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
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| US4873683A (en) * | 1987-12-04 | 1989-10-10 | Motorola, Inc. | TDMA radio system employing BPSK synchronization for QPSK signals subject to random phase variation and multipath fading |
| US5272446A (en) * | 1991-11-29 | 1993-12-21 | Comsat | Digitally implemented fast frequency estimator/demodulator for low bit rate maritime and mobile data communications without the use of an acquisition preamble |
| US5276706A (en) * | 1992-05-20 | 1994-01-04 | Hughes Aircraft Company | System and method for minimizing frequency offsets between digital communication stations |
| US5282227A (en) * | 1992-05-21 | 1994-01-25 | The Titan Corporation | Communication signal detection and acquisition |
| FI93068C (fi) * | 1992-07-27 | 1995-02-10 | Nokia Mobile Phones Ltd | Kytkentä häiriöiden haittavaikutusten pienentämiseksi sovitettua suodatinta käyttävissä vastaanottimissa |
| JP2720721B2 (ja) * | 1992-08-21 | 1998-03-04 | 日本電気株式会社 | 変復調装置 |
-
1994
- 1994-10-31 US US08/332,159 patent/US5621766A/en not_active Expired - Lifetime
-
1995
- 1995-10-12 CA CA002160431A patent/CA2160431C/en not_active Expired - Fee Related
- 1995-10-23 EP EP95116694A patent/EP0709975B1/en not_active Expired - Lifetime
- 1995-10-23 AT AT95116694T patent/ATE214212T1/de not_active IP Right Cessation
- 1995-10-23 DE DE69525708T patent/DE69525708T2/de not_active Expired - Fee Related
- 1995-10-30 UA UA95104724A patent/UA39202C2/uk unknown
- 1995-10-30 RU RU95118724A patent/RU2108681C1/ru not_active IP Right Cessation
- 1995-10-30 JP JP30339795A patent/JP3268382B2/ja not_active Expired - Fee Related
- 1995-10-31 BR BR9505032A patent/BR9505032A/pt not_active IP Right Cessation
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