JP3246138B2 - 無停電電源装置 - Google Patents
無停電電源装置Info
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- Inverter Devices (AREA)
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、無停電電源装置におけ
るインバータ装置の出力電圧波形制御に関するものであ
る。
るインバータ装置の出力電圧波形制御に関するものであ
る。
【０００２】
【従来の技術】無停電電源装置におけるインバータ装置
の出力電圧波形を制御するには、インバータの制御回路
内で形成した基準正弦波電圧に基づく波形指令信号とイ
ンバータ出力電圧との誤差を両者を直接波形比較して検
出し、この誤差信号に基づき高周波の搬送波をパルス幅
変調制御（ＰＷＭ制御）することにより高速な波形制御
を行って、インバータ出力電圧の波形を負荷電流の波形
が線形・非線形にかかわらず、きれいな正弦波になるよ
うにしていた。
の出力電圧波形を制御するには、インバータの制御回路
内で形成した基準正弦波電圧に基づく波形指令信号とイ
ンバータ出力電圧との誤差を両者を直接波形比較して検
出し、この誤差信号に基づき高周波の搬送波をパルス幅
変調制御（ＰＷＭ制御）することにより高速な波形制御
を行って、インバータ出力電圧の波形を負荷電流の波形
が線形・非線形にかかわらず、きれいな正弦波になるよ
うにしていた。
【０００３】図４は上記のような出力波形制御を行う従
来の無停電電源装置の例を示したもので、商用電源１の
電力を整流器２で整流して蓄電池３を充電し、蓄電池３
の直流電力をインバータ４で交流電力に変換して切換ス
イッチ５を介して負荷６へ給電する。１７はインバータ
制御回路で、この制御回路は、インバータ出力電圧Ｖ0
をトランス８で降圧した帰還電圧信号Ｖ01を平均値化回
路９に入力して得た電圧平均値と、電圧設定器１０から
の電圧指令値とを電圧制御回路１１に入力して誤差信号
を得る。そして、この誤差信号と、基準正弦波発生回路
１２からの基準正弦波信号（商用電源電圧に同期する）
とを乗算して波形指令信号Ｖ1 を得、この信号Ｖ1 と前
述の帰還電圧信号Ｖ01とを波形制御回路１４に入力して
誤差信号Ｖ2 を得るとともに、該信号Ｖ2 を直流分検出
回路１８に入力して得た直流分補正信号Ｖi を波形制御
回路１４の入力に帰還する。以上、一連の手段により得
られた誤差信号Ｖ2 をＰＷＭ制御回路１５に入力してＰ
ＷＭ制御信号を得、この制御信号によりドライブ回路１
６を介してインバータ４の開閉素子を制御することによ
り、インバータ出力電圧の波形制御を行っていた。
来の無停電電源装置の例を示したもので、商用電源１の
電力を整流器２で整流して蓄電池３を充電し、蓄電池３
の直流電力をインバータ４で交流電力に変換して切換ス
イッチ５を介して負荷６へ給電する。１７はインバータ
制御回路で、この制御回路は、インバータ出力電圧Ｖ0
をトランス８で降圧した帰還電圧信号Ｖ01を平均値化回
路９に入力して得た電圧平均値と、電圧設定器１０から
の電圧指令値とを電圧制御回路１１に入力して誤差信号
を得る。そして、この誤差信号と、基準正弦波発生回路
１２からの基準正弦波信号（商用電源電圧に同期する）
とを乗算して波形指令信号Ｖ1 を得、この信号Ｖ1 と前
述の帰還電圧信号Ｖ01とを波形制御回路１４に入力して
誤差信号Ｖ2 を得るとともに、該信号Ｖ2 を直流分検出
回路１８に入力して得た直流分補正信号Ｖi を波形制御
回路１４の入力に帰還する。以上、一連の手段により得
られた誤差信号Ｖ2 をＰＷＭ制御回路１５に入力してＰ
ＷＭ制御信号を得、この制御信号によりドライブ回路１
６を介してインバータ４の開閉素子を制御することによ
り、インバータ出力電圧の波形制御を行っていた。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】以上述べた従来のイン
バータ出力制御による無停電電源装置では、大半の対象
負荷となるコンピュータのように、負荷の入力形態が図
３に示すようなコンデンサ・インプット形整流回路のも
ののような場合、負荷電流はインバータ出力電圧の波形
がきれいな正弦波であっても電流のピーク値が高くな
り、負荷力率（有効電力／皮相電力）が低下して、負荷
電流の実効値が大きくなってしまうという問題があっ
た。
バータ出力制御による無停電電源装置では、大半の対象
負荷となるコンピュータのように、負荷の入力形態が図
３に示すようなコンデンサ・インプット形整流回路のも
ののような場合、負荷電流はインバータ出力電圧の波形
がきれいな正弦波であっても電流のピーク値が高くな
り、負荷力率（有効電力／皮相電力）が低下して、負荷
電流の実効値が大きくなってしまうという問題があっ
た。
【０００５】本発明の目的は、コンデンサ・インプット
形整流回路を入力側に有する負荷の場合に、負荷電流の
ピーク値を下げ、負荷力率を向上させて、負荷電流の実
効値を低下させることのできる無停電電源装置を提供す
ることにある。
形整流回路を入力側に有する負荷の場合に、負荷電流の
ピーク値を下げ、負荷力率を向上させて、負荷電流の実
効値を低下させることのできる無停電電源装置を提供す
ることにある。
【０００６】
【課題を解決するための手段】上記の課題を解決するた
めに、本発明の対象とする無停電電源装置は、図１の実
施例に見られるように、商用電源電力を整流した直流出
力により充電される蓄電池３と、直流電力または蓄電池
３の直流出力を正弦波交流電力に変換して出力するイン
バータ４と、商用電源電力とインバータの出力とをコン
デンサ・インプット形整流回路を入力側に有する負荷へ
切換え出力する切換スイッチ５と、インバータ４の動作
を制御するインバータ制御回路１７とを具備する。そし
てインバータ制御回路１７が、商用電源電圧に位相同期
する基準正弦波発生回路１２の出力信号とインバータ４
の出力帰還電圧Ｖ01とに基づいて得られる波形指令信号
Ｖ1 を出力帰還電圧Ｖ01と共に波形制御回路１４に入力
して誤差信号Ｖ2 を発生し、該誤差信号をＰＷＭ制御回
路１５に入力して得た信号に基いてインバータ４に制御
信号を出力するように構成されている。このような無停
電電源装置において、本発明では、波形制御回路１４に
インバータの出力負荷電流Ｖi0を帰還してインバータ出
力電圧のピーク値を下げるように制御を行う。即ち、出
力負荷電流を微小量のフィードバック要素として加え
る。
めに、本発明の対象とする無停電電源装置は、図１の実
施例に見られるように、商用電源電力を整流した直流出
力により充電される蓄電池３と、直流電力または蓄電池
３の直流出力を正弦波交流電力に変換して出力するイン
バータ４と、商用電源電力とインバータの出力とをコン
デンサ・インプット形整流回路を入力側に有する負荷へ
切換え出力する切換スイッチ５と、インバータ４の動作
を制御するインバータ制御回路１７とを具備する。そし
てインバータ制御回路１７が、商用電源電圧に位相同期
する基準正弦波発生回路１２の出力信号とインバータ４
の出力帰還電圧Ｖ01とに基づいて得られる波形指令信号
Ｖ1 を出力帰還電圧Ｖ01と共に波形制御回路１４に入力
して誤差信号Ｖ2 を発生し、該誤差信号をＰＷＭ制御回
路１５に入力して得た信号に基いてインバータ４に制御
信号を出力するように構成されている。このような無停
電電源装置において、本発明では、波形制御回路１４に
インバータの出力負荷電流Ｖi0を帰還してインバータ出
力電圧のピーク値を下げるように制御を行う。即ち、出
力負荷電流を微小量のフィードバック要素として加え
る。
【０００７】
【作用】本発明の無停電電源装置においては、コンデン
サ・インプット形整流回路を入力側に有する負荷の場合
に、インバータの出力電圧のピーク付近の位相における
電圧瞬時値が微小量減り、インバータの出力負荷電流Ｖ
i0の波形は従来の出力制御による場合の波形に比べて負
荷電流のピーク値が下がり、通流時間幅が広がる。した
がって本発明のように、波形制御回路に出力負荷電流Ｖ
i0を帰還すると、負荷力率が向上し、負荷電流の実効値
を小さくすることができる。
サ・インプット形整流回路を入力側に有する負荷の場合
に、インバータの出力電圧のピーク付近の位相における
電圧瞬時値が微小量減り、インバータの出力負荷電流Ｖ
i0の波形は従来の出力制御による場合の波形に比べて負
荷電流のピーク値が下がり、通流時間幅が広がる。した
がって本発明のように、波形制御回路に出力負荷電流Ｖ
i0を帰還すると、負荷力率が向上し、負荷電流の実効値
を小さくすることができる。
【０００８】
【実施例】次に、本発明の実施例を図１により説明す
る。図１において、１は商用電源、２は整流器、３は整
流器出力により浮動充電される蓄電池、４は蓄電池３の
直流電力を交流電力に変換するインバータ、５は自動切
換手段を備えていて、商用電源１の電力とインバータ４
の出力とをコンデンサ・インプット形整流回路を入力側
に有する負荷６へ切換え出力する切換スイッチである。
１７はインバータ４の動作を制御するインバータ制御回
路で、８はインバータ４の出力電圧Ｖ0 を入力として帰
還電圧信号Ｖ01に降圧するトランス、９はフィルタ回路
等により帰還電圧信号Ｖ01の平均値を求める平均値化回
路である。１０は所定の大きさの電圧指令値を出力する
電圧設定器、１１は上記の電圧平均値と電圧指令値とに
基づいて誤差信号を出力する電圧制御回路である。１２
はインバータ４の出力波形の基準となる商用電源電圧に
位相同期する正弦波信号を出力する基準正弦波発生回路
で、この基準正弦波信号と上記の誤差信号を乗算器１３
に入力して、波形指令信号Ｖ1 を得る。７はインバータ
４の負荷出力電流Ｉo を検出して、電流Ｉo に応じた電
流検出信号Ｖioを出力する変流器である。１４は波形制
御回路で、トランス８よりの帰還電圧信号Ｖ01と、波形
指令信号Ｖ1 及び電流検出信号Ｖioを入力として、誤差
信号Ｖ2 を出力する波形制御回路である。１５はこの誤
差信号Ｖ2 に基づいてＰＷＭ制御信号を出力するＰＷＭ
制御回路、１６はＰＷＭ制御信号に応じてインバータ４
の開閉素子を駆動するドライブ回路である。
る。図１において、１は商用電源、２は整流器、３は整
流器出力により浮動充電される蓄電池、４は蓄電池３の
直流電力を交流電力に変換するインバータ、５は自動切
換手段を備えていて、商用電源１の電力とインバータ４
の出力とをコンデンサ・インプット形整流回路を入力側
に有する負荷６へ切換え出力する切換スイッチである。
１７はインバータ４の動作を制御するインバータ制御回
路で、８はインバータ４の出力電圧Ｖ0 を入力として帰
還電圧信号Ｖ01に降圧するトランス、９はフィルタ回路
等により帰還電圧信号Ｖ01の平均値を求める平均値化回
路である。１０は所定の大きさの電圧指令値を出力する
電圧設定器、１１は上記の電圧平均値と電圧指令値とに
基づいて誤差信号を出力する電圧制御回路である。１２
はインバータ４の出力波形の基準となる商用電源電圧に
位相同期する正弦波信号を出力する基準正弦波発生回路
で、この基準正弦波信号と上記の誤差信号を乗算器１３
に入力して、波形指令信号Ｖ1 を得る。７はインバータ
４の負荷出力電流Ｉo を検出して、電流Ｉo に応じた電
流検出信号Ｖioを出力する変流器である。１４は波形制
御回路で、トランス８よりの帰還電圧信号Ｖ01と、波形
指令信号Ｖ1 及び電流検出信号Ｖioを入力として、誤差
信号Ｖ2 を出力する波形制御回路である。１５はこの誤
差信号Ｖ2 に基づいてＰＷＭ制御信号を出力するＰＷＭ
制御回路、１６はＰＷＭ制御信号に応じてインバータ４
の開閉素子を駆動するドライブ回路である。
【０００９】次に、本実施例の動作を説明する。本実施
例の無停電電源装置においては、常時は商用電源１の電
力が切換スイッチ５を通してコンデンサ・インプット形
整流回路を入力側に有する負荷６へ給電されていて、商
用電源の異常時に切換スイッチ５が自動的に切換えられ
て、インバータ４の出力が負荷６へ給電される。インバ
ータ制御回路１７においては、電圧制御回路１１が平均
値化回路９と電圧設定器１０の設定電圧に基づいて誤差
信号を出力し、この信号と基準正弦波発生回路１２の基
準正弦波出力信号が乗算器１３に入力されて、乗算器１
３より波形指令信号Ｖ1 が出力される。波形制御回路１
４はトランス８からの帰還電圧信号Ｖ01、波形指令信号
Ｖ1 及び変流器７からの電流検出信号Ｖioに基づいて誤
差信号Ｖ2 を出力する。特に、波形制御回路１４は、イ
ンバータ４の出力負荷電流Ｖi0を入力することによりイ
ンバータ出力電圧のピーク値を下げるように制御を行
う。ＰＷＭ制御回路１５は、誤差信号Ｖ2 に基づいてＰ
ＷＭ制御信号を出力し、この制御信号に応じてドライブ
回路１６が動作してインバータ４の開閉素子を制御し、
インバータ４の出力電圧及び出力電流波形を制御する。
例の無停電電源装置においては、常時は商用電源１の電
力が切換スイッチ５を通してコンデンサ・インプット形
整流回路を入力側に有する負荷６へ給電されていて、商
用電源の異常時に切換スイッチ５が自動的に切換えられ
て、インバータ４の出力が負荷６へ給電される。インバ
ータ制御回路１７においては、電圧制御回路１１が平均
値化回路９と電圧設定器１０の設定電圧に基づいて誤差
信号を出力し、この信号と基準正弦波発生回路１２の基
準正弦波出力信号が乗算器１３に入力されて、乗算器１
３より波形指令信号Ｖ1 が出力される。波形制御回路１
４はトランス８からの帰還電圧信号Ｖ01、波形指令信号
Ｖ1 及び変流器７からの電流検出信号Ｖioに基づいて誤
差信号Ｖ2 を出力する。特に、波形制御回路１４は、イ
ンバータ４の出力負荷電流Ｖi0を入力することによりイ
ンバータ出力電圧のピーク値を下げるように制御を行
う。ＰＷＭ制御回路１５は、誤差信号Ｖ2 に基づいてＰ
ＷＭ制御信号を出力し、この制御信号に応じてドライブ
回路１６が動作してインバータ４の開閉素子を制御し、
インバータ４の出力電圧及び出力電流波形を制御する。
【００１０】図２（Ａ）は、上記の動作におけるインバ
ータ出力電圧Ｖ0 （帰還電圧信号Ｖ01），出力負荷電流
Ｉo （電流検出信号Ｖio）の関係を実線で示し、図２
（Ｂ）は波形指令信号Ｖ1 を示し、図２（Ｃ）は誤差信
号Ｖ2 の波形の例を実線で示したものである。この場合
の無停電電源装置の負荷６としては、図３に示したよう
な回路構成の負荷、即ち、ダイオードのブリッジ回路１
９からなる全波整流器の出力端に並列に、電解コンデン
サ２０と可変抵抗２１を接続したものを用いた。即ち、
ダイオードのブリッジ回路１９と電解コンデンサ２０と
からなるコンデンサ・インプット形整流回路を入力側に
有する負荷６を用いた。図２（Ａ）及び（Ｃ）におい
て、信号Ｖ0 （Ｖ01），Ｉo （Ｖio），Ｖ2 の各波形の
点線は、波形制御回路１４の入力にインバータの出力負
荷電流Ｉo の検出信号Ｖioを帰還しないで、波形制御回
路１４が出力する誤差信号Ｖ2 の直流分を検出した信号
を波形制御回路１４の入力側に帰還する図４に示した従
来の装置における各波形を示したものである。図２に見
られるように、本実施例においてはインバータ出力負荷
電流Ｉo の波形が、点線で示す従来の制御による場合の
波形に比べて、負荷電流のピーク値が下がり、通流時間
幅が広がるようになる。これにより負荷力率が向上し、
負荷電流の実効値が小さくなることになる。
ータ出力電圧Ｖ0 （帰還電圧信号Ｖ01），出力負荷電流
Ｉo （電流検出信号Ｖio）の関係を実線で示し、図２
（Ｂ）は波形指令信号Ｖ1 を示し、図２（Ｃ）は誤差信
号Ｖ2 の波形の例を実線で示したものである。この場合
の無停電電源装置の負荷６としては、図３に示したよう
な回路構成の負荷、即ち、ダイオードのブリッジ回路１
９からなる全波整流器の出力端に並列に、電解コンデン
サ２０と可変抵抗２１を接続したものを用いた。即ち、
ダイオードのブリッジ回路１９と電解コンデンサ２０と
からなるコンデンサ・インプット形整流回路を入力側に
有する負荷６を用いた。図２（Ａ）及び（Ｃ）におい
て、信号Ｖ0 （Ｖ01），Ｉo （Ｖio），Ｖ2 の各波形の
点線は、波形制御回路１４の入力にインバータの出力負
荷電流Ｉo の検出信号Ｖioを帰還しないで、波形制御回
路１４が出力する誤差信号Ｖ2 の直流分を検出した信号
を波形制御回路１４の入力側に帰還する図４に示した従
来の装置における各波形を示したものである。図２に見
られるように、本実施例においてはインバータ出力負荷
電流Ｉo の波形が、点線で示す従来の制御による場合の
波形に比べて、負荷電流のピーク値が下がり、通流時間
幅が広がるようになる。これにより負荷力率が向上し、
負荷電流の実効値が小さくなることになる。
【００１１】次に、本発明の実施例において得られた数
値的効果の一例を次表に示す。
値的効果の一例を次表に示す。
【００１２】
【表１】 この試験では図３のコンデンサ・インプット形整流回路
を入力側に有する負荷６を用いており、電解コンデンサ
２０は３３００μＦであった。この試験の結果を見る
と、負荷力率が従来０．５３３であったものが０．６３
５となり、負荷電流が従来３０Ａであったものが２５．
２Ａになっている。したがってインバータの主回路構成
部品のみならず、負荷のコンデンサインプット形整流回
路の構成部品に対しても電流負担の軽減になっている。
を入力側に有する負荷６を用いており、電解コンデンサ
２０は３３００μＦであった。この試験の結果を見る
と、負荷力率が従来０．５３３であったものが０．６３
５となり、負荷電流が従来３０Ａであったものが２５．
２Ａになっている。したがってインバータの主回路構成
部品のみならず、負荷のコンデンサインプット形整流回
路の構成部品に対しても電流負担の軽減になっている。
【００１３】
【発明の効果】以上述べたように、本発明の無停電電源
装置によれば、インバータの出力負荷電流を波形制御回
路に帰還して誤差信号を得ているため、コンデンサ・イ
ンプット形整流回路を入力側に有する負荷の場合に、イ
ンバータ出力負荷電流の波形を従来の出力制御による場
合の波形に比べて、負荷電流のピーク値が下げて、通流
時間幅を広げることができる。これにより負荷力率を向
上させ、負荷電流の実効値を低下させることができる利
点がある。
装置によれば、インバータの出力負荷電流を波形制御回
路に帰還して誤差信号を得ているため、コンデンサ・イ
ンプット形整流回路を入力側に有する負荷の場合に、イ
ンバータ出力負荷電流の波形を従来の出力制御による場
合の波形に比べて、負荷電流のピーク値が下げて、通流
時間幅を広げることができる。これにより負荷力率を向
上させ、負荷電流の実効値を低下させることができる利
点がある。
【図１】本発明の一実施例の回路構成を示すブロック図
である。
である。
【図２】（Ａ）〜（Ｃ）は図１の実施例の各部の信号波
形を示す波形図である。
形を示す波形図である。
【図３】コンデンサ・インプット形整流回路を入力側に
有する負荷の一例を示す回路図である。
有する負荷の一例を示す回路図である。
【図４】従来の無停電電源装置の構成を示すブロック図
である。
である。
１ 商用電源 ２ 整流器 ３ 蓄電池 ４ インバータ ５ 切換スイッチ ６ 負荷 ７ 変流器 ９ 平均値化回路 １０ 電圧設定器 １１ 電圧制御回路 １２ 基準正弦波発生回路 １４ 波形制御回路 １５ ＰＷＭ制御回路 １６ ドライブ回路 １７ インバータ制御回路
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H02M 7/48 H02J 3/38 H02J 3/46 H02J 9/06
Claims (1)
- 【請求項１】商用電源電力を整流した直流出力により充
電される蓄電池と、前記直流電力または前記蓄電池の直
流出力を正弦波交流電力に変換して出力するインバータ
と、前記商用電源電力と前記インバータの出力とをコン
デンサ・インプット形整流回路を入力側に有する負荷へ
切換え出力する切換スイッチと、前記インバータの動作
を制御するインバータ制御回路とを具備し、 前記インバータ制御回路が、商用電源電圧に位相同期す
る基準正弦波発生回路の出力信号と前記インバータの出
力帰還電圧とに基づいて得られる波形指令信号を前記出
力帰還電圧と共に波形制御回路に入力して誤差信号を発
生し、該誤差信号をＰＷＭ制御回路に入力して得た信号
に基いて前記インバータに制御信号を出力するように構
成されている無停電電源装置において、 前記インバータ制御回路の前記波形制御回路に前記イン
バータの出力負荷電流を帰還してインバータ出力電圧の
ピーク値を下げるように制御を行うようにしたことを特
徴とする無停電電源装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP29772793A JP3246138B2 (ja) | 1993-11-29 | 1993-11-29 | 無停電電源装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP29772793A JP3246138B2 (ja) | 1993-11-29 | 1993-11-29 | 無停電電源装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH07154975A JPH07154975A (ja) | 1995-06-16 |
| JP3246138B2 true JP3246138B2 (ja) | 2002-01-15 |
Family
ID=17850402
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP29772793A Expired - Lifetime JP3246138B2 (ja) | 1993-11-29 | 1993-11-29 | 無停電電源装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3246138B2 (ja) |
-
1993
- 1993-11-29 JP JP29772793A patent/JP3246138B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH07154975A (ja) | 1995-06-16 |
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