JP3234301B2 - インバータ装置 - Google Patents
インバータ装置Info
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- JP3234301B2 JP3234301B2 JP25252192A JP25252192A JP3234301B2 JP 3234301 B2 JP3234301 B2 JP 3234301B2 JP 25252192 A JP25252192 A JP 25252192A JP 25252192 A JP25252192 A JP 25252192A JP 3234301 B2 JP3234301 B2 JP 3234301B2
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、ブリッジ接続されたス
イッチング素子のスイッチングにより直流電力を交流電
力に変換するインバータ装置に関するものである。
イッチング素子のスイッチングにより直流電力を交流電
力に変換するインバータ装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】従来のハーフブリッジ構成のインバータ
装置を放電灯点灯装置として用いたものを図２１に示
す。このインバータ装置では、直流電源Ｅの両端にＭＯ
ＳＦＥＴからなるスイッチング素子Ｓ1 ，Ｓ2 を直列接
続し、少なくともインダクタＬ1とコンデンサＣ2 とか
らなる共振回路と、負荷としての放電灯Ｌａとからなる
負荷回路を、直流カット用コンデンサＣ1 を介してスイ
ッチング素子Ｓ2 の両端に接続してある。また、直流カ
ット用コンデンサＣ1 はその容量が通常はコンデンサＣ
2 の容量より相当に大きいため、通常は共振回路には含
まれないが、その容量によっては共振回路に含まれる場
合もある。
装置を放電灯点灯装置として用いたものを図２１に示
す。このインバータ装置では、直流電源Ｅの両端にＭＯ
ＳＦＥＴからなるスイッチング素子Ｓ1 ，Ｓ2 を直列接
続し、少なくともインダクタＬ1とコンデンサＣ2 とか
らなる共振回路と、負荷としての放電灯Ｌａとからなる
負荷回路を、直流カット用コンデンサＣ1 を介してスイ
ッチング素子Ｓ2 の両端に接続してある。また、直流カ
ット用コンデンサＣ1 はその容量が通常はコンデンサＣ
2 の容量より相当に大きいため、通常は共振回路には含
まれないが、その容量によっては共振回路に含まれる場
合もある。
【０００３】上記インバータ装置の各スイッチング素子
Ｓ1 ，Ｓ2 は、制御回路１の制御の下で図２２（ａ），
（ｂ）に示すように交互にオン，オフされ、直流電源Ｅ
の電圧を交流電圧（この場合には高周波電圧）に変換し
て放電灯Ｌａに供給し、放電灯Ｌａを高周波点灯する。
この動作を以下に詳述する。いま、時刻ｔ0 で、図２２
（ａ）に示すように制御回路１の制御信号Ｖ1 がハイレ
ベル、同図（ｂ）に示すように制御信号Ｖ2 がローレベ
ルになったとすると、スイッチング素子Ｓ1 がオンとな
ると共に、スイッチング素子Ｓ2 がオフとなる。このと
き、直流電源Ｅから、スイッチング素子Ｓ1 、インダク
タＬ1 、直流カット用コンデンサＣ1 、コンデンサＣ2
及び放電灯Ｌａの経路で、放電灯Ｌａに電流が供給され
る。
Ｓ1 ，Ｓ2 は、制御回路１の制御の下で図２２（ａ），
（ｂ）に示すように交互にオン，オフされ、直流電源Ｅ
の電圧を交流電圧（この場合には高周波電圧）に変換し
て放電灯Ｌａに供給し、放電灯Ｌａを高周波点灯する。
この動作を以下に詳述する。いま、時刻ｔ0 で、図２２
（ａ）に示すように制御回路１の制御信号Ｖ1 がハイレ
ベル、同図（ｂ）に示すように制御信号Ｖ2 がローレベ
ルになったとすると、スイッチング素子Ｓ1 がオンとな
ると共に、スイッチング素子Ｓ2 がオフとなる。このと
き、直流電源Ｅから、スイッチング素子Ｓ1 、インダク
タＬ1 、直流カット用コンデンサＣ1 、コンデンサＣ2
及び放電灯Ｌａの経路で、放電灯Ｌａに電流が供給され
る。
【０００４】このとき、直流カット用コンデンサＣ1 が
充電される。また、共振回路にもエネルギが蓄積され
る。なお、インバータ回路の動作周波数を共振回路の共
振周波数よりも高い範囲に設定してある場合について以
下の説明を行う。この場合には、インダクタＬ1 に蓄積
されるエネルギが以下に説明するように回路動作に主に
影響する。
充電される。また、共振回路にもエネルギが蓄積され
る。なお、インバータ回路の動作周波数を共振回路の共
振周波数よりも高い範囲に設定してある場合について以
下の説明を行う。この場合には、インダクタＬ1 に蓄積
されるエネルギが以下に説明するように回路動作に主に
影響する。
【０００５】そして、時刻ｔ1 になると、図２２（ａ）
に示すように制御回路１の制御信号Ｖ1 がローレベル、
同図（ｂ）に示すように制御出力Ｖ2 がハイレベルにな
り、スイッチング素子Ｓ1 がオフとなると共に、スイッ
チング素子Ｓ2 がオンとなる。但し、上記スイッチング
素子Ｓ1 ，Ｓ2 では純然たるスイッチとは異なり、通常
と逆極性の電圧（直流電源Ｅの極性とは逆の極性の電
圧）が印加された場合に、スイッチング素子Ｓ 2 に本来
の電流ＩS2が流れる方向（図２１中の矢印で示す電流方
向）とは逆の方向に電流を流す働きを持つ寄生ダイオー
ドを有する。このため、スイッチング素子Ｓ2 をオンし
たとき、本来の電流方向にはオンとはならず、インダク
タＬ2 に蓄積されたエネルギでスイッチング素子Ｓ2 の
寄生ダイオードを介して電流が流れる。つまり、スイッ
チング素子Ｓ2 は逆方向に導通した状態になる。そし
て、インダクタＬ1 のそれまでと同じ方向に電流を流す
機能により、共振回路に蓄積されたエネルギによって、
インダクタＬ 1 、直流カット用コンデンサＣ1 、コンデ
ンサＣ2 及び放電灯Ｌａ、スイッチング素子Ｓ2 の寄生
ダイオードの経路で電流が流れる。即ち、インバータ回
路の動作周波数は共振回路の共振周波数よりも高い範囲
に設定してあるので、負荷回路は上述のような動作を行
う。
に示すように制御回路１の制御信号Ｖ1 がローレベル、
同図（ｂ）に示すように制御出力Ｖ2 がハイレベルにな
り、スイッチング素子Ｓ1 がオフとなると共に、スイッ
チング素子Ｓ2 がオンとなる。但し、上記スイッチング
素子Ｓ1 ，Ｓ2 では純然たるスイッチとは異なり、通常
と逆極性の電圧（直流電源Ｅの極性とは逆の極性の電
圧）が印加された場合に、スイッチング素子Ｓ 2 に本来
の電流ＩS2が流れる方向（図２１中の矢印で示す電流方
向）とは逆の方向に電流を流す働きを持つ寄生ダイオー
ドを有する。このため、スイッチング素子Ｓ2 をオンし
たとき、本来の電流方向にはオンとはならず、インダク
タＬ2 に蓄積されたエネルギでスイッチング素子Ｓ2 の
寄生ダイオードを介して電流が流れる。つまり、スイッ
チング素子Ｓ2 は逆方向に導通した状態になる。そし
て、インダクタＬ1 のそれまでと同じ方向に電流を流す
機能により、共振回路に蓄積されたエネルギによって、
インダクタＬ 1 、直流カット用コンデンサＣ1 、コンデ
ンサＣ2 及び放電灯Ｌａ、スイッチング素子Ｓ2 の寄生
ダイオードの経路で電流が流れる。即ち、インバータ回
路の動作周波数は共振回路の共振周波数よりも高い範囲
に設定してあるので、負荷回路は上述のような動作を行
う。
【０００６】そして、共振回路の電流がゼロとなった時
点から、スイッチング素子Ｓ2 が本来のオン状態となり
（図２１中の矢印で示す方向に電流ＩS2が流れる状態と
なり）、直流カット用コンデンサＣ1 と共振回路用コン
デンサＣ 2 とに蓄積された電荷を電源として、直流カッ
ト用コンデンサＣ1 、インダクタＬ1 、スイッチング素
子Ｓ2 、コンデンサＣ2 及び放電灯Ｌａの経路で、それ
までと逆方向の電流が流れる。
点から、スイッチング素子Ｓ2 が本来のオン状態となり
（図２１中の矢印で示す方向に電流ＩS2が流れる状態と
なり）、直流カット用コンデンサＣ1 と共振回路用コン
デンサＣ 2 とに蓄積された電荷を電源として、直流カッ
ト用コンデンサＣ1 、インダクタＬ1 、スイッチング素
子Ｓ2 、コンデンサＣ2 及び放電灯Ｌａの経路で、それ
までと逆方向の電流が流れる。
【０００７】その後、時刻ｔ2 で、時刻ｔ0 の場合と同
様に、制御回路１の制御信号Ｖ1 がハイレベル、同図
（ｂ）に示すように制御信号Ｖ2 がローレベルになるた
め、スイッチング素子Ｓ1 がオンとなると共に、スイッ
チング素子Ｓ2 がオフとなる。しかし、この場合にもス
イッチング素子Ｓ 1 は本来の電流ＩS1が流れる方向（図
２１中の矢印で示す方向）にはオンとはならず、共振回
路に蓄積されたエネルギでスイッチング素子Ｓ 1 の寄生
ダイオードがオンとなる。つまり、スイッチング素子Ｓ
1 は逆方向に導通した状態になる。そして、共振回路に
蓄積されたエネルギによって、スイッチング素子Ｓ 1 の
寄生ダイオード、直流電源Ｅ、コンデンサＣ2 及び放電
灯Ｌａ、直流カット用コンデンサＣ1 の経路で電流が流
れる。
様に、制御回路１の制御信号Ｖ1 がハイレベル、同図
（ｂ）に示すように制御信号Ｖ2 がローレベルになるた
め、スイッチング素子Ｓ1 がオンとなると共に、スイッ
チング素子Ｓ2 がオフとなる。しかし、この場合にもス
イッチング素子Ｓ 1 は本来の電流ＩS1が流れる方向（図
２１中の矢印で示す方向）にはオンとはならず、共振回
路に蓄積されたエネルギでスイッチング素子Ｓ 1 の寄生
ダイオードがオンとなる。つまり、スイッチング素子Ｓ
1 は逆方向に導通した状態になる。そして、共振回路に
蓄積されたエネルギによって、スイッチング素子Ｓ 1 の
寄生ダイオード、直流電源Ｅ、コンデンサＣ2 及び放電
灯Ｌａ、直流カット用コンデンサＣ1 の経路で電流が流
れる。
【０００８】そして、共振回路の電流がゼロとなった時
点から、スイッチング素子Ｓ1 が本来のオン状態とな
り、直流電源Ｅ、スイッチング素子Ｓ1 、インダクタＬ
1 、直流カット用コンデンサＣ1 、コンデンサＣ2 及び
放電灯Ｌａの経路で電流が流れる。以下、上記一連の動
作を繰り返すことにより、直流電源Ｅを高周波電力に変
換して、放電灯Ｌａに高周波電力が供給される。このと
き、インダクタＬ1 に流れる電流ＩL1は、図２２（ｅ）
に示すようになる。
点から、スイッチング素子Ｓ1 が本来のオン状態とな
り、直流電源Ｅ、スイッチング素子Ｓ1 、インダクタＬ
1 、直流カット用コンデンサＣ1 、コンデンサＣ2 及び
放電灯Ｌａの経路で電流が流れる。以下、上記一連の動
作を繰り返すことにより、直流電源Ｅを高周波電力に変
換して、放電灯Ｌａに高周波電力が供給される。このと
き、インダクタＬ1 に流れる電流ＩL1は、図２２（ｅ）
に示すようになる。
【０００９】なお、上述の説明では、時刻ｔ0 の場合
に、スイッチング素子Ｓ1 が本来の電流方向にオンとな
ると説明したが、それまでスイッチング素子Ｓ1 ，Ｓ2
が交互にオン，オフしている定常点灯時には、時刻ｔ0
においてもスイッチング素子Ｓ1 の寄生ダイオードのオ
ンにより電流が流れ、その後に本来のスイッチング素子
Ｓ 1 の電流ＩS1が流れる方向にオンとなることは言うま
でもない。また、上述の説明では、スイッチング素子Ｓ
1 ，Ｓ2 の寄生ダイオードを共振回路に電流を流すため
に用いたが、スイッチング素子Ｓ1 ，Ｓ2 に夫々逆並列
にダイオードを接続するようにしてもよい。
に、スイッチング素子Ｓ1 が本来の電流方向にオンとな
ると説明したが、それまでスイッチング素子Ｓ1 ，Ｓ2
が交互にオン，オフしている定常点灯時には、時刻ｔ0
においてもスイッチング素子Ｓ1 の寄生ダイオードのオ
ンにより電流が流れ、その後に本来のスイッチング素子
Ｓ 1 の電流ＩS1が流れる方向にオンとなることは言うま
でもない。また、上述の説明では、スイッチング素子Ｓ
1 ，Ｓ2 の寄生ダイオードを共振回路に電流を流すため
に用いたが、スイッチング素子Ｓ1 ，Ｓ2 に夫々逆並列
にダイオードを接続するようにしてもよい。
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】上記インバータ装置に
おいて負荷に供給される電力（つまりは、インバータ装
置の出力）を可変する場合、スイッチング素子Ｓ1 ，Ｓ
2 のスイッチング周波数を変化させる。なお、負荷が上
述のように放電灯Ｌａである場合には、放電灯Ｌａを調
光制御することになる。
おいて負荷に供給される電力（つまりは、インバータ装
置の出力）を可変する場合、スイッチング素子Ｓ1 ，Ｓ
2 のスイッチング周波数を変化させる。なお、負荷が上
述のように放電灯Ｌａである場合には、放電灯Ｌａを調
光制御することになる。
【００１１】ここで、上述したようにスイッチング素子
Ｓ1 ，Ｓ2 のスイッチング周波数を共振回路の共振周波
数より高い範囲に設定してある場合、スイッチング周波
数を低くすれば、スイッチング周波数が共振回路の共振
周波数に近付き、コンデンサＣ2 の両端に発生する電圧
が高くなり、放電灯Ｌａに供給される電力が大きくな
る。また、逆にスイッチング周波数を高くすれば、スイ
ッチング周波数が共振回路の共振周波数から遠ざかり、
コンデンサＣ2 の両端に発生する電圧が低くなり、放電
灯Ｌａに供給される電力が小さくなる。
Ｓ1 ，Ｓ2 のスイッチング周波数を共振回路の共振周波
数より高い範囲に設定してある場合、スイッチング周波
数を低くすれば、スイッチング周波数が共振回路の共振
周波数に近付き、コンデンサＣ2 の両端に発生する電圧
が高くなり、放電灯Ｌａに供給される電力が大きくな
る。また、逆にスイッチング周波数を高くすれば、スイ
ッチング周波数が共振回路の共振周波数から遠ざかり、
コンデンサＣ2 の両端に発生する電圧が低くなり、放電
灯Ｌａに供給される電力が小さくなる。
【００１２】ところが、上記直流電源Ｅを交流電源を整
流平滑して得る場合において、スイッチング素子Ｓ1 ，
Ｓ2 のスイッチング周波数を変化させると、交流電源側
に高周波が漏れる問題がある。そこで、交流電源を整流
するダイオードブリッジの入力端などに高周波成分が交
流電源側に漏れることを防止するフィルタが設けられ
る。しかし、上述のようにインバータ装置の動作周波数
が変化すると、高周波成分を除去する上記フィルタの設
計が複雑になるという問題があった。
流平滑して得る場合において、スイッチング素子Ｓ1 ，
Ｓ2 のスイッチング周波数を変化させると、交流電源側
に高周波が漏れる問題がある。そこで、交流電源を整流
するダイオードブリッジの入力端などに高周波成分が交
流電源側に漏れることを防止するフィルタが設けられ
る。しかし、上述のようにインバータ装置の動作周波数
が変化すると、高周波成分を除去する上記フィルタの設
計が複雑になるという問題があった。
【００１３】また、負荷が放電灯Ｌａである場合に、イ
ンバータ装置の動作周波数を変化させると、それに伴っ
て放電灯Ｌａから放出される光の周波数も変化し、赤外
線リモコンなどの他の機器に悪影響を及ぼすという問題
もある。さらに、放電灯ＬａがＨＩＤランプである場
合、出力の周波数変化によって音響的共鳴現象を起こす
恐れが高くなり、放電灯Ｌａの破壊などを起こすという
信頼性に関わる問題を生じる。つまり、インバータ装置
の動作周波数が高くなると、ＨＩＤランプが音響的共鳴
現象を起こす周波数と、動作周波数とが一致する可能性
が高くなるからである。
ンバータ装置の動作周波数を変化させると、それに伴っ
て放電灯Ｌａから放出される光の周波数も変化し、赤外
線リモコンなどの他の機器に悪影響を及ぼすという問題
もある。さらに、放電灯ＬａがＨＩＤランプである場
合、出力の周波数変化によって音響的共鳴現象を起こす
恐れが高くなり、放電灯Ｌａの破壊などを起こすという
信頼性に関わる問題を生じる。つまり、インバータ装置
の動作周波数が高くなると、ＨＩＤランプが音響的共鳴
現象を起こす周波数と、動作周波数とが一致する可能性
が高くなるからである。
【００１４】そこで、この点を改善できる従来例とし
て、”Off-Line Application of Fixed-Frequency Clam
ped Mode Series Resonant Converter”,IEEE Tansacti
on onPower Electronics,Vol.6;No.1,January,1991 な
る文献がある。この従来例では、２つのスイッチング素
子の直列回路を直流電源と並列に２組接続すると共に、
夫々の直列回路のスイッチング素子の接続点間に少なく
ともＬＣ共振回路と負荷からなる負荷回路を接続し、夫
々の直列回路のスイッチング素子を同時にオンしないよ
うに交互にオン，オフさせ、一方の直列回路のスイッチ
ング素子のオン，オフのタイミングに対して、他方の直
列回路のスイッチング素子のオン，オフの位相を変化す
るようにしてある。
て、”Off-Line Application of Fixed-Frequency Clam
ped Mode Series Resonant Converter”,IEEE Tansacti
on onPower Electronics,Vol.6;No.1,January,1991 な
る文献がある。この従来例では、２つのスイッチング素
子の直列回路を直流電源と並列に２組接続すると共に、
夫々の直列回路のスイッチング素子の接続点間に少なく
ともＬＣ共振回路と負荷からなる負荷回路を接続し、夫
々の直列回路のスイッチング素子を同時にオンしないよ
うに交互にオン，オフさせ、一方の直列回路のスイッチ
ング素子のオン，オフのタイミングに対して、他方の直
列回路のスイッチング素子のオン，オフの位相を変化す
るようにしてある。
【００１５】なお、上記従来例の動作説明は本発明の実
施例の項で詳述する。この従来例によれば、動作周波数
を変化させずに、負荷に供給する電力を変化させること
ができる。ところが、上述の従来例を特に放電灯点灯装
置として適用し、低温時に放電灯Ｌａに供給される電力
を小さくしぼった状態で、放電灯Ｌａが立消えを起こし
たり、移動縞によるちらつきを発生するという問題があ
った。このため、放電灯Ｌａの調光範囲に制限を生じる
という問題があった。
施例の項で詳述する。この従来例によれば、動作周波数
を変化させずに、負荷に供給する電力を変化させること
ができる。ところが、上述の従来例を特に放電灯点灯装
置として適用し、低温時に放電灯Ｌａに供給される電力
を小さくしぼった状態で、放電灯Ｌａが立消えを起こし
たり、移動縞によるちらつきを発生するという問題があ
った。このため、放電灯Ｌａの調光範囲に制限を生じる
という問題があった。
【００１６】本発明は上述の点に鑑みて為されたもので
あり、その目的とするところは、周波数を変化させるこ
となく、負荷に供給する電力を調整でき、且つ供給電力
を小さく抑えた場合にも負荷を安定動作させることがで
きるインバータ装置を提供することにある。
あり、その目的とするところは、周波数を変化させるこ
となく、負荷に供給する電力を調整でき、且つ供給電力
を小さく抑えた場合にも負荷を安定動作させることがで
きるインバータ装置を提供することにある。
【００１７】
【課題を解決するための手段】本発明では、上記目的を
達成するために、２つのスイッチング素子の直列回路を
直流電源と並列に２組接続すると共に、夫々の直列回路
のスイッチング素子の接続点間に少なくともＬＣ共振回
路と負荷からなる負荷回路を接続し、夫々の直列回路の
スイッチング素子を同時にオンしないように交互にオ
ン，オフさせ、一方の直列回路のスイッチング素子のオ
ン，オフのタイミングに対して、他方の直列回路のスイ
ッチング素子のオン，オフのタイミングを同位相から１
８０度ずれた位相までの範囲で可変して、少なくとも１
組の直列回路のスイッチング素子のオン期間の比率を異
ならせている。
達成するために、２つのスイッチング素子の直列回路を
直流電源と並列に２組接続すると共に、夫々の直列回路
のスイッチング素子の接続点間に少なくともＬＣ共振回
路と負荷からなる負荷回路を接続し、夫々の直列回路の
スイッチング素子を同時にオンしないように交互にオ
ン，オフさせ、一方の直列回路のスイッチング素子のオ
ン，オフのタイミングに対して、他方の直列回路のスイ
ッチング素子のオン，オフのタイミングを同位相から１
８０度ずれた位相までの範囲で可変して、少なくとも１
組の直列回路のスイッチング素子のオン期間の比率を異
ならせている。
【００１８】なお、一方の直列回路のスイッチング素子
のオン，オフのタイミングに対して、他方の直列回路の
スイッチング素子のオン，オフのタイミングを早くして
も良いし、また他方の直列回路のスイッチング素子のオ
ン，オフのタイミングを遅らせるようにしてもよい。ま
た、負荷に供給される電力に応じて負荷を安定動作させ
るために、特に負荷への供給電力を小さくした場合に、
一方の直列回路のスイッチング素子のオン期間の比率
を、一方の直列回路のスイッチング素子のオン，オフの
タイミングに対する他方の直列回路のスイッチング素子
のオン，オフの位相のずれの大きさに応じて増加させる
ことが好ましい。
のオン，オフのタイミングに対して、他方の直列回路の
スイッチング素子のオン，オフのタイミングを早くして
も良いし、また他方の直列回路のスイッチング素子のオ
ン，オフのタイミングを遅らせるようにしてもよい。ま
た、負荷に供給される電力に応じて負荷を安定動作させ
るために、特に負荷への供給電力を小さくした場合に、
一方の直列回路のスイッチング素子のオン期間の比率
を、一方の直列回路のスイッチング素子のオン，オフの
タイミングに対する他方の直列回路のスイッチング素子
のオン，オフの位相のずれの大きさに応じて増加させる
ことが好ましい。
【００１９】さらに、一方の直列回路のスイッチング素
子のオン期間の比率を変化させることにより減少する電
力を補うために、一方の直列回路のスイッチング素子の
オン期間の比率を変化させた場合に、他方の直列回路の
スイッチング素子のオン期間の比率を変化させて、負荷
に供給される電力を略一定にすることも可能である。
子のオン期間の比率を変化させることにより減少する電
力を補うために、一方の直列回路のスイッチング素子の
オン期間の比率を変化させた場合に、他方の直列回路の
スイッチング素子のオン期間の比率を変化させて、負荷
に供給される電力を略一定にすることも可能である。
【００２０】
【作用】本発明は、上述のように一方の直列回路のスイ
ッチング素子のオン，オフのタイミングに対して、他方
の直列回路のスイッチング素子のオン，オフのタイミン
グを同位相から１８０度ずれた位相までの範囲で可変す
ることにより、対角位置のスイッチング素子の同時オン
期間を変化させて、スイッチング周波数を変化させず
に、負荷に供給される電力を調整することを可能とし、
スイッチング周波数が変化することに伴う種々の問題点
を回避する。また、少なくとも一方の直列回路のスイッ
チング素子のオン期間の比率を異ならせることにより、
ＬＣ共振回路への正負の供給電力をアンバランスにし
て、ＬＣ共振回路に蓄積されるエネルギを直流分として
負荷に供給可能とし、例えば負荷が放電灯である場合に
立消えや移動縞によるちらつきを起こすことを防止し、
移動縞によるちらつきも防止する。
ッチング素子のオン，オフのタイミングに対して、他方
の直列回路のスイッチング素子のオン，オフのタイミン
グを同位相から１８０度ずれた位相までの範囲で可変す
ることにより、対角位置のスイッチング素子の同時オン
期間を変化させて、スイッチング周波数を変化させず
に、負荷に供給される電力を調整することを可能とし、
スイッチング周波数が変化することに伴う種々の問題点
を回避する。また、少なくとも一方の直列回路のスイッ
チング素子のオン期間の比率を異ならせることにより、
ＬＣ共振回路への正負の供給電力をアンバランスにし
て、ＬＣ共振回路に蓄積されるエネルギを直流分として
負荷に供給可能とし、例えば負荷が放電灯である場合に
立消えや移動縞によるちらつきを起こすことを防止し、
移動縞によるちらつきも防止する。
【００２１】また、一方の直列回路のスイッチング素子
のオン期間の比率を、一方の直列回路のスイッチング素
子のオン，オフのタイミングに対する他方の直列回路の
スイッチング素子のオン，オフの位相の変化の大きさに
応じて増加させることにより、特に負荷への供給電力を
小さくした場合に負荷に印加する直流成分を増加して、
負荷を安定動作させることを可能とする。
のオン期間の比率を、一方の直列回路のスイッチング素
子のオン，オフのタイミングに対する他方の直列回路の
スイッチング素子のオン，オフの位相の変化の大きさに
応じて増加させることにより、特に負荷への供給電力を
小さくした場合に負荷に印加する直流成分を増加して、
負荷を安定動作させることを可能とする。
【００２２】さらに、一方の直列回路のスイッチング素
子のオン期間の比率を変化させた場合に、他方の直列回
路のスイッチング素子のオン期間の比率を変化させて、
負荷に供給される電力を略一定にすると、一方の直列回
路のスイッチング素子のオン期間の比率を変化させるこ
とにより減少する電力を補うことが可能となる。
子のオン期間の比率を変化させた場合に、他方の直列回
路のスイッチング素子のオン期間の比率を変化させて、
負荷に供給される電力を略一定にすると、一方の直列回
路のスイッチング素子のオン期間の比率を変化させるこ
とにより減少する電力を補うことが可能となる。
【００２３】
【実施例】（実施例１）図１に本発明の一実施例を示
す。本実施例のインバータ装置は、直流電力を交流電力
に変換するものであり、スイッチング素子Ｓ1 ，Ｓ2 及
びスイッチング素子Ｓ3 ，Ｓ4 を夫々直流電源Ｅの両端
に直列接続し、スイッチング素子Ｓ1 ，Ｓ 2 の接続点
と、スイッチング素子Ｓ3 ，Ｓ4 の接続点との間に、イ
ンダクタＬ1とコンデンサＣ2 からなる直列共振回路と
負荷Ｚとからなる負荷回路を接続してある。なお、負荷
ＺはコンデンサＣ2 と並列に接続してある。つまり、こ
のインバータ装置はスイッチング素子Ｓ1 〜Ｓ4 をブリ
ッジ接続したいわゆるフルブリッジ構成となっている。
す。本実施例のインバータ装置は、直流電力を交流電力
に変換するものであり、スイッチング素子Ｓ1 ，Ｓ2 及
びスイッチング素子Ｓ3 ，Ｓ4 を夫々直流電源Ｅの両端
に直列接続し、スイッチング素子Ｓ1 ，Ｓ 2 の接続点
と、スイッチング素子Ｓ3 ，Ｓ4 の接続点との間に、イ
ンダクタＬ1とコンデンサＣ2 からなる直列共振回路と
負荷Ｚとからなる負荷回路を接続してある。なお、負荷
ＺはコンデンサＣ2 と並列に接続してある。つまり、こ
のインバータ装置はスイッチング素子Ｓ1 〜Ｓ4 をブリ
ッジ接続したいわゆるフルブリッジ構成となっている。
【００２４】この種の通常のフルブリッジ構成のインバ
ータ装置では、一般に対角位置に設けられたスイッチン
グ素子Ｓ1 ，Ｓ4 及びスイッチング素子Ｓ2 ，Ｓ3 を組
として制御回路１で交互にオン，オフして、負荷回路に
交流電流を供給する。まず、本発明の動作を容易に理解
できるように、上記一般的なインバータ装置の動作を詳
述しておく。
ータ装置では、一般に対角位置に設けられたスイッチン
グ素子Ｓ1 ，Ｓ4 及びスイッチング素子Ｓ2 ，Ｓ3 を組
として制御回路１で交互にオン，オフして、負荷回路に
交流電流を供給する。まず、本発明の動作を容易に理解
できるように、上記一般的なインバータ装置の動作を詳
述しておく。
【００２５】いま、時刻ｔ0 で制御回路１の制御信号Ｖ
1 ，Ｖ4 がハイレベルとなり、制御信号Ｖ2 ，Ｖ3 がロ
ーレベルとなる。このとき、スイッチング素子Ｓ1 ，Ｓ
4 が図２（ａ），（ｄ）に示すようにオンとなり、スイ
ッチング素子Ｓ2 ，Ｓ3 が同図（ｂ），（ｃ）に示すよ
うにオフとなり、直流電源Ｅから、スイッチング素子Ｓ
1 、インダクタＬ1 、コンデンサＣ2 及び負荷Ｚ、スイ
ッチング素子Ｓ4 の経路で、負荷Ｚに電流が流される。
1 ，Ｖ4 がハイレベルとなり、制御信号Ｖ2 ，Ｖ3 がロ
ーレベルとなる。このとき、スイッチング素子Ｓ1 ，Ｓ
4 が図２（ａ），（ｄ）に示すようにオンとなり、スイ
ッチング素子Ｓ2 ，Ｓ3 が同図（ｂ），（ｃ）に示すよ
うにオフとなり、直流電源Ｅから、スイッチング素子Ｓ
1 、インダクタＬ1 、コンデンサＣ2 及び負荷Ｚ、スイ
ッチング素子Ｓ4 の経路で、負荷Ｚに電流が流される。
【００２６】時刻ｔ2 では、制御回路１の制御信号
Ｖ1 ，Ｖ4 がローレベルとなり、制御信号Ｖ2 ，Ｖ3 が
ハイレベルとなる。すると、スイッチング素子Ｓ1 ，Ｓ
4 が図２（ａ），（ｄ）に示すようにオフとなり、スイ
ッチング素子Ｓ2 ，Ｓ3 が同図（ｂ），（ｃ）に示すよ
うにオンとなる。ここで、上記インバータ装置のスイッ
チング周波数をインダクタＬ1 とコンデンサＣ2 からな
る共振回路の共振周波数よりも高い範囲とした場合に
は、従来技術の項で説明したように、共振回路に蓄積さ
れたエネルギによって、インダクタＬ1 、コンデンサＣ
2 及び負荷Ｚ、スイッチング素子Ｓ3 の寄生ダイオー
ド、直流電源Ｅ、スイッチング素子Ｓ2 の寄生ダイオー
ドの経路で電流が流れる。
Ｖ1 ，Ｖ4 がローレベルとなり、制御信号Ｖ2 ，Ｖ3 が
ハイレベルとなる。すると、スイッチング素子Ｓ1 ，Ｓ
4 が図２（ａ），（ｄ）に示すようにオフとなり、スイ
ッチング素子Ｓ2 ，Ｓ3 が同図（ｂ），（ｃ）に示すよ
うにオンとなる。ここで、上記インバータ装置のスイッ
チング周波数をインダクタＬ1 とコンデンサＣ2 からな
る共振回路の共振周波数よりも高い範囲とした場合に
は、従来技術の項で説明したように、共振回路に蓄積さ
れたエネルギによって、インダクタＬ1 、コンデンサＣ
2 及び負荷Ｚ、スイッチング素子Ｓ3 の寄生ダイオー
ド、直流電源Ｅ、スイッチング素子Ｓ2 の寄生ダイオー
ドの経路で電流が流れる。
【００２７】そして、上記共振回路の電流がゼロになっ
た時点から、スイッチング素子Ｓ2，Ｓ3 がオンとな
り、直流電源Ｅから、スイッチング素子Ｓ3 ，コンデン
サＣ2及び負荷Ｚ、インダクタＬ1 、スイッチング素子
Ｓ2 の経路で、電流がそれまでと逆方向で流される。時
刻ｔ4 では、時刻ｔ0 の場合と同様に、制御回路１の制
御信号Ｖ1 ，Ｖ4 がハイレベルとなると共に、制御信号
Ｖ2 ，Ｖ3 がローレベルとなり、スイッチング素子
Ｓ1 ，Ｓ4 がオンとなると共に、スイッチング素子
Ｓ2 ，Ｓ3 がオフとなる。このときにも、共振回路に蓄
積されたエネルギによって、インダクタＬ1 、スイッチ
ング素子Ｓ 1 の寄生ダイオード、直流電源Ｅ、スイッチ
ング素子Ｓ4 の寄生ダイオード、コンデンサＣ2 及び負
荷Ｚの経路で電流が流れる。
た時点から、スイッチング素子Ｓ2，Ｓ3 がオンとな
り、直流電源Ｅから、スイッチング素子Ｓ3 ，コンデン
サＣ2及び負荷Ｚ、インダクタＬ1 、スイッチング素子
Ｓ2 の経路で、電流がそれまでと逆方向で流される。時
刻ｔ4 では、時刻ｔ0 の場合と同様に、制御回路１の制
御信号Ｖ1 ，Ｖ4 がハイレベルとなると共に、制御信号
Ｖ2 ，Ｖ3 がローレベルとなり、スイッチング素子
Ｓ1 ，Ｓ4 がオンとなると共に、スイッチング素子
Ｓ2 ，Ｓ3 がオフとなる。このときにも、共振回路に蓄
積されたエネルギによって、インダクタＬ1 、スイッチ
ング素子Ｓ 1 の寄生ダイオード、直流電源Ｅ、スイッチ
ング素子Ｓ4 の寄生ダイオード、コンデンサＣ2 及び負
荷Ｚの経路で電流が流れる。
【００２８】そして、共振回路の電流がゼロになった時
点から、直流電源Ｅから、スイッチング素子Ｓ1 、イン
ダクタＬ1 、コンデンサＣ2 及び負荷Ｚ、スイッチング
素子Ｓ4 の経路で、負荷Ｚに電流が流される。なお、イ
ンバータ装置が定常動作している場合には、上記時刻ｔ
0 の時点でも、スイッチング素子Ｓ 1 ，Ｓ 4 の寄生ダイ
オードを介して電流が流れた後に、スイッチング素子Ｓ
1 ，Ｓ 4 を介して正方向への負荷電流が供給される。ま
た、スイッチング素子Ｓ1 〜Ｓ4 に夫々逆並列にダイオ
ードを接続して、共振回路の電流を流すものもある。
点から、直流電源Ｅから、スイッチング素子Ｓ1 、イン
ダクタＬ1 、コンデンサＣ2 及び負荷Ｚ、スイッチング
素子Ｓ4 の経路で、負荷Ｚに電流が流される。なお、イ
ンバータ装置が定常動作している場合には、上記時刻ｔ
0 の時点でも、スイッチング素子Ｓ 1 ，Ｓ 4 の寄生ダイ
オードを介して電流が流れた後に、スイッチング素子Ｓ
1 ，Ｓ 4 を介して正方向への負荷電流が供給される。ま
た、スイッチング素子Ｓ1 〜Ｓ4 に夫々逆並列にダイオ
ードを接続して、共振回路の電流を流すものもある。
【００２９】ところで、従来技術の項で説明した後者の
従来例としてのインバータ装置の場合、負荷Ｚに供給す
る電力を変化させるとき、図３（ａ），（ｂ）に示す直
列接続されたスイッチング素子Ｓ1 ，Ｓ2 のオン，オフ
のタイミングを、同図（ｃ），（ｄ）に示すスイッチン
グ素子Ｓ3 ，Ｓ4 のオン，オフのタイミングとずらすよ
うにしてある。なお、直流電源Ｅの出力端間に、直列接
続されたスイッチング素子Ｓ1 ，Ｓ2 及びスイッチング
素子Ｓ3 ，Ｓ4 は交互にオン，オフするようにしてあ
る。
従来例としてのインバータ装置の場合、負荷Ｚに供給す
る電力を変化させるとき、図３（ａ），（ｂ）に示す直
列接続されたスイッチング素子Ｓ1 ，Ｓ2 のオン，オフ
のタイミングを、同図（ｃ），（ｄ）に示すスイッチン
グ素子Ｓ3 ，Ｓ4 のオン，オフのタイミングとずらすよ
うにしてある。なお、直流電源Ｅの出力端間に、直列接
続されたスイッチング素子Ｓ1 ，Ｓ2 及びスイッチング
素子Ｓ3 ，Ｓ4 は交互にオン，オフするようにしてあ
る。
【００３０】さらに、この従来のインバータ装置の動作
を詳述する。なお、以下の説明は上述の場合と同様に、
インバータ装置のスイッチング周波数が共振回路の共振
周波数よりも高く設定してある場合を例として説明す
る。時刻ｔ0 では、図３（ｂ）に示すようにスイッチン
グ素子Ｓ2 ，Ｓ 4 がオンとなり、その他のスイッチング
素子Ｓ1 ，Ｓ 3 は同図（ａ），（ｃ）に示すように共に
オフである。従って、負荷回路には電圧が印加されな
い。
を詳述する。なお、以下の説明は上述の場合と同様に、
インバータ装置のスイッチング周波数が共振回路の共振
周波数よりも高く設定してある場合を例として説明す
る。時刻ｔ0 では、図３（ｂ）に示すようにスイッチン
グ素子Ｓ2 ，Ｓ 4 がオンとなり、その他のスイッチング
素子Ｓ1 ，Ｓ 3 は同図（ａ），（ｃ）に示すように共に
オフである。従って、負荷回路には電圧が印加されな
い。
【００３１】時刻ｔ1 では、同図（ｃ），（ｄ）に示す
ようにスイッチング素子Ｓ3 がオン、スイッチング素子
Ｓ 4 がオフし、これにより直流電源Ｅ、スイッチング素
子Ｓ3 、コンデンサＣ2 及び負荷Ｚ、インダクタＬ1 、
スイッチング素子Ｓ2 の経路で、負荷電流が供給され
る。時刻ｔ2 では、図３（ｂ）に示すようにスイッチン
グ素子Ｓ2 がオフとなることにより、上記負荷への電圧
の印加がなくなる。また、スイッチング素子Ｓ2 のオフ
と同時に、スイッチング素子Ｓ1 を図３（ａ）に示すよ
うにオンとするように制御回路１から制御信号Ｖ1 が印
加される。この場合には、共振回路に蓄積されたエネル
ギで、インダクタＬ1 、スイッチング素子Ｓ1 の寄生ダ
イオード、スイッチング素子Ｓ3 、コンデンサＣ2 及び
負荷Ｚの経路で、それまでと同一方向に負荷電流が流さ
れる。
ようにスイッチング素子Ｓ3 がオン、スイッチング素子
Ｓ 4 がオフし、これにより直流電源Ｅ、スイッチング素
子Ｓ3 、コンデンサＣ2 及び負荷Ｚ、インダクタＬ1 、
スイッチング素子Ｓ2 の経路で、負荷電流が供給され
る。時刻ｔ2 では、図３（ｂ）に示すようにスイッチン
グ素子Ｓ2 がオフとなることにより、上記負荷への電圧
の印加がなくなる。また、スイッチング素子Ｓ2 のオフ
と同時に、スイッチング素子Ｓ1 を図３（ａ）に示すよ
うにオンとするように制御回路１から制御信号Ｖ1 が印
加される。この場合には、共振回路に蓄積されたエネル
ギで、インダクタＬ1 、スイッチング素子Ｓ1 の寄生ダ
イオード、スイッチング素子Ｓ3 、コンデンサＣ2 及び
負荷Ｚの経路で、それまでと同一方向に負荷電流が流さ
れる。
【００３２】時刻ｔ3 では、図３（ｃ）に示すように、
スイッチング素子Ｓ3 がオフとなる。このときにはスイ
ッチング素子Ｓ4 を図３（ｄ）に示すようにオンとする
ように制御回路１から制御信号Ｖ4 が印加される。この
ため、共振回路にエネルギが残っている場合には、イン
ダクタＬ1 、スイッチング素子Ｓ1 の寄生ダイオード、
直流電源Ｅ、スイッチング素子Ｓ4 の寄生ダイオード、
コンデンサＣ2 及び負荷Ｚの経路で、電流が流れる。
スイッチング素子Ｓ3 がオフとなる。このときにはスイ
ッチング素子Ｓ4 を図３（ｄ）に示すようにオンとする
ように制御回路１から制御信号Ｖ4 が印加される。この
ため、共振回路にエネルギが残っている場合には、イン
ダクタＬ1 、スイッチング素子Ｓ1 の寄生ダイオード、
直流電源Ｅ、スイッチング素子Ｓ4 の寄生ダイオード、
コンデンサＣ2 及び負荷Ｚの経路で、電流が流れる。
【００３３】そして、共振回路の電流がゼロとなった時
点から、スイッチング素子Ｓ1 ，Ｓ4 が共にオンとな
り、直流電源Ｅ、スイッチング素子Ｓ1 、インダクタＬ
1 、コンデンサＣ2 及び負荷Ｚ、スイッチング素子Ｓ4
の経路で、それまでとは逆方向の負荷電流が流される。
但し、上記時刻ｔ3 の時点に共振回路の電流がゼロとな
った場合には、制御回路１の制御信号Ｖ4 がハイレベル
となると同時に、スイッチング素子Ｓ4 がオンとなる。
この場合には、この時刻ｔ3 で既にスイッチング素子Ｓ
1 がオンであるので、時刻ｔ3 において、直流電源Ｅ、
スイッチング素子Ｓ1 、インダクタＬ1、コンデンサＣ
2 及び負荷Ｚ、スイッチング素子Ｓ4 の経路で、負荷電
流が流れる。
点から、スイッチング素子Ｓ1 ，Ｓ4 が共にオンとな
り、直流電源Ｅ、スイッチング素子Ｓ1 、インダクタＬ
1 、コンデンサＣ2 及び負荷Ｚ、スイッチング素子Ｓ4
の経路で、それまでとは逆方向の負荷電流が流される。
但し、上記時刻ｔ3 の時点に共振回路の電流がゼロとな
った場合には、制御回路１の制御信号Ｖ4 がハイレベル
となると同時に、スイッチング素子Ｓ4 がオンとなる。
この場合には、この時刻ｔ3 で既にスイッチング素子Ｓ
1 がオンであるので、時刻ｔ3 において、直流電源Ｅ、
スイッチング素子Ｓ1 、インダクタＬ1、コンデンサＣ
2 及び負荷Ｚ、スイッチング素子Ｓ4 の経路で、負荷電
流が流れる。
【００３４】時刻ｔ4 では、スイッチング素子Ｓ1 がオ
フとなり、上記経路での負荷電流の供給が停止される。
このとき、同時にスイッチング素子Ｓ2 に制御回路１か
らオンとする制御信号Ｖ2 が印加され、共振回路に蓄積
されたエネルギによって、インダクタＬ1 、コンデンサ
Ｃ2 及び負荷Ｚ、スイッチング素子Ｓ4 、スイッチング
素子Ｓ2 の寄生ダイオードの経路で電流が流れる。
フとなり、上記経路での負荷電流の供給が停止される。
このとき、同時にスイッチング素子Ｓ2 に制御回路１か
らオンとする制御信号Ｖ2 が印加され、共振回路に蓄積
されたエネルギによって、インダクタＬ1 、コンデンサ
Ｃ2 及び負荷Ｚ、スイッチング素子Ｓ4 、スイッチング
素子Ｓ2 の寄生ダイオードの経路で電流が流れる。
【００３５】時刻ｔ5 では、スイッチング素子Ｓ4 がオ
フとなると共に、図３（ｃ）に示すようにスイッチング
素子Ｓ3 をオンとする制御回路１のハイレベルの制御信
号Ｖ3 が与えられる。このとき、共振回路にエネルギが
残っている場合には、インダクタＬ1 、コンデンサＣ2
及び放電灯Ｚ、スイッチング素子Ｓ3 の寄生ダイオー
ド、直流電源Ｅ、スイッチング素子Ｓ2 の寄生ダイオー
ドの経路で、電流が流れる。そして、共振回路の電流が
ゼロとなった後、直流電源Ｅ、スイッチング素子Ｓ3 、
コンデンサＣ2 及び負荷Ｚ、インダクタＬ1 、スイッチ
ング素子Ｓ2 の経路で、負荷電流が流れる。
フとなると共に、図３（ｃ）に示すようにスイッチング
素子Ｓ3 をオンとする制御回路１のハイレベルの制御信
号Ｖ3 が与えられる。このとき、共振回路にエネルギが
残っている場合には、インダクタＬ1 、コンデンサＣ2
及び放電灯Ｚ、スイッチング素子Ｓ3 の寄生ダイオー
ド、直流電源Ｅ、スイッチング素子Ｓ2 の寄生ダイオー
ドの経路で、電流が流れる。そして、共振回路の電流が
ゼロとなった後、直流電源Ｅ、スイッチング素子Ｓ3 、
コンデンサＣ2 及び負荷Ｚ、インダクタＬ1 、スイッチ
ング素子Ｓ2 の経路で、負荷電流が流れる。
【００３６】上記一連の動作を繰り返すことにより、直
流電源Ｅの出力である直流電圧を交流電圧に変換して、
交流電圧が負荷回路に供給される。このインバータ装置
では、対角位置のスイッチング素子Ｓ1 ，Ｓ4 及びスイ
ッチング素子Ｓ2 ，Ｓ3 の同時オン期間が、図２に示す
ように一致している場合よりも短くなり、従って負荷Ｚ
に供給される電力が低減される。なお、インバータ装置
のスイッチング周波数を共振回路の共振周波数よりも高
い範囲で最も低く設定しておく。
流電源Ｅの出力である直流電圧を交流電圧に変換して、
交流電圧が負荷回路に供給される。このインバータ装置
では、対角位置のスイッチング素子Ｓ1 ，Ｓ4 及びスイ
ッチング素子Ｓ2 ，Ｓ3 の同時オン期間が、図２に示す
ように一致している場合よりも短くなり、従って負荷Ｚ
に供給される電力が低減される。なお、インバータ装置
のスイッチング周波数を共振回路の共振周波数よりも高
い範囲で最も低く設定しておく。
【００３７】つまり、このインバータ装置では、スイッ
チング素子Ｓ1 ，Ｓ2 のオン，オフのタイミングに対し
て、スイッチング素子Ｓ3 ，Ｓ4 のオン，オフの位相を
変化させることにより、スイッチング素子Ｓ1 ，Ｓ4 及
びスイッチング素子Ｓ2 ，Ｓ3 が同時にオンする時間を
変化させ、スイッチング素子Ｓ1 〜Ｓ4 のスイッチング
周波数を変化させずに、負荷回路に供給される電力を変
化させることができるのである。このため、交流電源Ａ
Ｃへの高周波出力の漏れを防止するフィルタ（図示せ
ず）の設計が容易となる。また、負荷Ｚが放電灯である
場合に、放電灯の発する光の周波数が変化し、赤外線リ
モコンなどの他の機器に悪影響を及ぼすということがな
い。さらに、放電灯がＨＩＤランプである場合、出力の
周波数変化によって音響的共鳴現象を起こす恐れも少な
くできる。
チング素子Ｓ1 ，Ｓ2 のオン，オフのタイミングに対し
て、スイッチング素子Ｓ3 ，Ｓ4 のオン，オフの位相を
変化させることにより、スイッチング素子Ｓ1 ，Ｓ4 及
びスイッチング素子Ｓ2 ，Ｓ3 が同時にオンする時間を
変化させ、スイッチング素子Ｓ1 〜Ｓ4 のスイッチング
周波数を変化させずに、負荷回路に供給される電力を変
化させることができるのである。このため、交流電源Ａ
Ｃへの高周波出力の漏れを防止するフィルタ（図示せ
ず）の設計が容易となる。また、負荷Ｚが放電灯である
場合に、放電灯の発する光の周波数が変化し、赤外線リ
モコンなどの他の機器に悪影響を及ぼすということがな
い。さらに、放電灯がＨＩＤランプである場合、出力の
周波数変化によって音響的共鳴現象を起こす恐れも少な
くできる。
【００３８】なお、上述の説明はスイッチング素子
Ｓ1 ，Ｓ3 のスイッチング位相に対してスイッチング素
子Ｓ2 ，Ｓ4 のスイッチング位相を遅らせた場合につい
て説明したが、逆に進ませても、同様に負荷回路に供給
される電力を変化させることができる。しかし、上記イ
ンバータ装置で負荷Ｚが放電灯であり、低温時に放電灯
への供給電力を小さくしぼった場合に、放電灯が立消え
を起こし、放電灯の調光制御範囲が狭くなるという問題
がある。
Ｓ1 ，Ｓ3 のスイッチング位相に対してスイッチング素
子Ｓ2 ，Ｓ4 のスイッチング位相を遅らせた場合につい
て説明したが、逆に進ませても、同様に負荷回路に供給
される電力を変化させることができる。しかし、上記イ
ンバータ装置で負荷Ｚが放電灯であり、低温時に放電灯
への供給電力を小さくしぼった場合に、放電灯が立消え
を起こし、放電灯の調光制御範囲が狭くなるという問題
がある。
【００３９】そこで、本実施例ではこの点を改善するた
めに、図４に示すように、夫々のスイッチング素子
Ｓ1 ，Ｓ2 のオン期間の比率、つまりはオンデューティ
を異ならせてある。なお、スイッチング素子Ｓ1 ，Ｓ2
は相反させてオン，オフさせるようにしてある。また、
スイッチング素子Ｓ3 ，Ｓ4 のオン期間の比率は同じに
なっている。
めに、図４に示すように、夫々のスイッチング素子
Ｓ1 ，Ｓ2 のオン期間の比率、つまりはオンデューティ
を異ならせてある。なお、スイッチング素子Ｓ1 ，Ｓ2
は相反させてオン，オフさせるようにしてある。また、
スイッチング素子Ｓ3 ，Ｓ4 のオン期間の比率は同じに
なっている。
【００４０】時刻ｔ0 の前の期間では、スイッチング素
子Ｓ1 ，Ｓ4 が共にオンであることにより、直流電源
Ｅ、スイッチング素子Ｓ1 、インダクタＬ1 、コンデン
サＣ2及び負荷Ｚ、スイッチング素子Ｓ4 の経路で、負
荷電流が流される。時刻ｔ0 では、スイッチング素子Ｓ
4 がオフとなり、これにより上記経路での負荷電流の供
給は停止される。この時刻ｔ0 では、スイッチング素子
Ｓ3 に制御回路１でハイレベルの制御信号Ｖ3 が与えら
れるので、上記説明から明らかなように、共振回路に蓄
積されたエネルギによって、インダクタＬ1 、コンデン
サＣ2 及び負荷Ｚ、スイッチング素子Ｓ3 の寄生ダイオ
ード、スイッチング素子Ｓ1の経路で電流が流れる。
子Ｓ1 ，Ｓ4 が共にオンであることにより、直流電源
Ｅ、スイッチング素子Ｓ1 、インダクタＬ1 、コンデン
サＣ2及び負荷Ｚ、スイッチング素子Ｓ4 の経路で、負
荷電流が流される。時刻ｔ0 では、スイッチング素子Ｓ
4 がオフとなり、これにより上記経路での負荷電流の供
給は停止される。この時刻ｔ0 では、スイッチング素子
Ｓ3 に制御回路１でハイレベルの制御信号Ｖ3 が与えら
れるので、上記説明から明らかなように、共振回路に蓄
積されたエネルギによって、インダクタＬ1 、コンデン
サＣ2 及び負荷Ｚ、スイッチング素子Ｓ3 の寄生ダイオ
ード、スイッチング素子Ｓ1の経路で電流が流れる。
【００４１】時刻ｔ1 では、スイッチング素子Ｓ1 がオ
フとなることにより、上記経路での電流が停止され、ス
イッチング素子Ｓ1 のオフと同時にスイッチング素子Ｓ
2 に制御回路１でハイレベルの制御信号Ｖ2 が与えられ
るので、共振回路に蓄積されたエネルギによって、イン
ダクタＬ1 、コンデンサＣ2 及び負荷Ｚ、スイッチング
素子Ｓ3 の寄生ダイオード、直流電源Ｅ、スイッチング
素子Ｓ2 の寄生ダイオード経路で電流が流れる。そし
て、共振回路の電流がゼロとなった時点で、直流電源
Ｅ、スイッチング素子Ｓ3 、コンデンサＣ2 及び負荷
Ｚ，インダクタＬ1 、スイッチング素子Ｓ2 の経路で、
負荷電流が流される。
フとなることにより、上記経路での電流が停止され、ス
イッチング素子Ｓ1 のオフと同時にスイッチング素子Ｓ
2 に制御回路１でハイレベルの制御信号Ｖ2 が与えられ
るので、共振回路に蓄積されたエネルギによって、イン
ダクタＬ1 、コンデンサＣ2 及び負荷Ｚ、スイッチング
素子Ｓ3 の寄生ダイオード、直流電源Ｅ、スイッチング
素子Ｓ2 の寄生ダイオード経路で電流が流れる。そし
て、共振回路の電流がゼロとなった時点で、直流電源
Ｅ、スイッチング素子Ｓ3 、コンデンサＣ2 及び負荷
Ｚ，インダクタＬ1 、スイッチング素子Ｓ2 の経路で、
負荷電流が流される。
【００４２】時刻ｔ2 で、スイッチング素子Ｓ2 ，Ｓ3
がオフになり、上記経路での負荷電流の供給は停止され
る。それと同時に、スイッチング素子Ｓ1 ，Ｓ4 をオン
とする制御信号Ｖ1 ，Ｖ2 が与えられるので、共振回路
に蓄積されたエネルギによって、スイッチング素子Ｓ1
の寄生ダイオード、直流電源Ｅ、スイッチング素子Ｓ4
の寄生ダイオード、コンデンサＣ2 及び負荷Ｚの経路で
電流が流れる。そして、共振回路の電流がゼロになった
時点から、直流電源Ｅ、スイッチング素子Ｓ1、インダ
クタＬ1 、コンデンサＣ2 及び負荷Ｚ、スイッチング素
子Ｓ4 の経路で、負荷電流が流れる。
がオフになり、上記経路での負荷電流の供給は停止され
る。それと同時に、スイッチング素子Ｓ1 ，Ｓ4 をオン
とする制御信号Ｖ1 ，Ｖ2 が与えられるので、共振回路
に蓄積されたエネルギによって、スイッチング素子Ｓ1
の寄生ダイオード、直流電源Ｅ、スイッチング素子Ｓ4
の寄生ダイオード、コンデンサＣ2 及び負荷Ｚの経路で
電流が流れる。そして、共振回路の電流がゼロになった
時点から、直流電源Ｅ、スイッチング素子Ｓ1、インダ
クタＬ1 、コンデンサＣ2 及び負荷Ｚ、スイッチング素
子Ｓ4 の経路で、負荷電流が流れる。
【００４３】時刻ｔ3 では、スイッチング素子Ｓ4 のオ
フにより、上記経路での負荷電流が停止され、この時点
で共振回路のエネルギによって、時刻ｔ0 で説明したよ
うにスイッチング素子Ｓ3 の寄生ダイオードを介して電
流が流れる。ここで、スイッチング素子Ｓ1 ，Ｓ2 のオ
ン期間の比率を異ならせてあるので、図４（ｅ）に示す
ようにスイッチング素子Ｓ1 ，Ｓ4 が同時にオンする期
間の方が、スイッチング素子Ｓ2 ，Ｓ3 が同時にオンす
る期間よりも長くなる。このため、スイッチング素子Ｓ
1 ，Ｓ4 が同時にオンする期間と、スイッチング素子Ｓ
2 ，Ｓ3 が同時にオンする期間とで、負荷回路に負荷電
流が流れる時間が変化し、共振回路に蓄積されるエネル
ギが異なってくる。そして、本実施例のようにスイッチ
ング素子Ｓ1 のオン期間よりもスイッチング素子Ｓ2 の
オン期間が短いと、スイッチング素子Ｓ1 ，Ｓ4 の同時
オン時に共振回路に供給されるエネルギが増加し、この
エネルギに伴う直流成分が負荷回路に印加されることに
なる。
フにより、上記経路での負荷電流が停止され、この時点
で共振回路のエネルギによって、時刻ｔ0 で説明したよ
うにスイッチング素子Ｓ3 の寄生ダイオードを介して電
流が流れる。ここで、スイッチング素子Ｓ1 ，Ｓ2 のオ
ン期間の比率を異ならせてあるので、図４（ｅ）に示す
ようにスイッチング素子Ｓ1 ，Ｓ4 が同時にオンする期
間の方が、スイッチング素子Ｓ2 ，Ｓ3 が同時にオンす
る期間よりも長くなる。このため、スイッチング素子Ｓ
1 ，Ｓ4 が同時にオンする期間と、スイッチング素子Ｓ
2 ，Ｓ3 が同時にオンする期間とで、負荷回路に負荷電
流が流れる時間が変化し、共振回路に蓄積されるエネル
ギが異なってくる。そして、本実施例のようにスイッチ
ング素子Ｓ1 のオン期間よりもスイッチング素子Ｓ2 の
オン期間が短いと、スイッチング素子Ｓ1 ，Ｓ4 の同時
オン時に共振回路に供給されるエネルギが増加し、この
エネルギに伴う直流成分が負荷回路に印加されることに
なる。
【００４４】図５は、スイッチング素子Ｓ1 のオン期間
よりもスイッチング素子Ｓ2 のオン期間を短くすると共
に、図３で説明した方法、つまりはスイッチング素子Ｓ
1 ，Ｓ 2 のスイッチング位相に対してスイッチング素子
Ｓ 3 ，Ｓ4 のスイッチング位相を変化させることによ
り、スイッチング素子Ｓ1 ，Ｓ4 及びスイッチング素子
Ｓ2 ，Ｓ3 が同時にオンする時間を変化させ、負荷回路
に供給される電力を変化させ、負荷Ｚに供給される電力
を低減している。この場合の動作は、スイッチング素子
Ｓ1 ，Ｓ4 及びスイッチング素子Ｓ2 ，Ｓ3 が同時オン
する時間する時間が図４の場合よりもさらに短くなる点
を除いて同様に動作する。
よりもスイッチング素子Ｓ2 のオン期間を短くすると共
に、図３で説明した方法、つまりはスイッチング素子Ｓ
1 ，Ｓ 2 のスイッチング位相に対してスイッチング素子
Ｓ 3 ，Ｓ4 のスイッチング位相を変化させることによ
り、スイッチング素子Ｓ1 ，Ｓ4 及びスイッチング素子
Ｓ2 ，Ｓ3 が同時にオンする時間を変化させ、負荷回路
に供給される電力を変化させ、負荷Ｚに供給される電力
を低減している。この場合の動作は、スイッチング素子
Ｓ1 ，Ｓ4 及びスイッチング素子Ｓ2 ，Ｓ3 が同時オン
する時間する時間が図４の場合よりもさらに短くなる点
を除いて同様に動作する。
【００４５】なお、図３の場合にはスイッチング素子Ｓ
1 ，Ｓ2 のオン，オフ位相よりもスイッチング素子
Ｓ 3 ，Ｓ 4 のオン，オフ位相を遅らせてあるが、図５の
場合にはスイッチング素子Ｓ1 ，Ｓ2 のオン，オフ位相
よりもスイッチング素子Ｓ 3 ，Ｓ4 のオン，オフ位相を
進ませてある点が異なるが、負荷Ｚに供給する電力を低
減させる働きは同じである。このようにすれば、スイッ
チング周波数を変化させる必要がなく、スイッチング周
波数を変化させることに伴う問題を生じない。さらに、
スイッチング素子Ｓ1 ，Ｓ4 の同時オンの期間とスイッ
チング素子Ｓ2 ，Ｓ3 の同時オンの期間との長さが異な
るため、負荷Ｚに直流成分が印加される。これにより、
負荷Ｚが放電灯であり、低温時に調光状態を深くした場
合に、上記直流成分が放電灯に印加されているので、交
流分が低下してもこの直流分で放電灯が点灯状態に保た
れ、放電灯が立消えを起こしにくくなり、移動縞による
ちらつきも低減する。従って、調光範囲を広くすること
が可能となり、安定な点灯が可能となる。
1 ，Ｓ2 のオン，オフ位相よりもスイッチング素子
Ｓ 3 ，Ｓ 4 のオン，オフ位相を遅らせてあるが、図５の
場合にはスイッチング素子Ｓ1 ，Ｓ2 のオン，オフ位相
よりもスイッチング素子Ｓ 3 ，Ｓ4 のオン，オフ位相を
進ませてある点が異なるが、負荷Ｚに供給する電力を低
減させる働きは同じである。このようにすれば、スイッ
チング周波数を変化させる必要がなく、スイッチング周
波数を変化させることに伴う問題を生じない。さらに、
スイッチング素子Ｓ1 ，Ｓ4 の同時オンの期間とスイッ
チング素子Ｓ2 ，Ｓ3 の同時オンの期間との長さが異な
るため、負荷Ｚに直流成分が印加される。これにより、
負荷Ｚが放電灯であり、低温時に調光状態を深くした場
合に、上記直流成分が放電灯に印加されているので、交
流分が低下してもこの直流分で放電灯が点灯状態に保た
れ、放電灯が立消えを起こしにくくなり、移動縞による
ちらつきも低減する。従って、調光範囲を広くすること
が可能となり、安定な点灯が可能となる。
【００４６】図６は図４の場合とは逆に、スイッチング
素子Ｓ1 のオン期間をスイッチング素子Ｓ2 のオン期間
よりも短くし、スイッチング素子Ｓ1 ，Ｓ2 のオン，オ
フ位相よりもスイッチング素子Ｓ3 ，Ｓ4 のオン，オフ
位相を遅らせた場合を示す。この場合には図６から明ら
かなように、スイッチング素子Ｓ1 ，Ｓ4 の同時オンの
期間よりもスイッチング素子Ｓ2 ，Ｓ3 の同時オンの期
間が長くなる。このため、インダクタＬ1 には上述の場
合とは逆極性の直流成分が蓄えられることになる。但
し、このように極性が異なっても、放電灯が立消えを起
こしにくくする効果は同様に得ることができる。なお、
この場合においてスイッチング素子Ｓ1，Ｓ2 のオン，
オフ位相に対して、スイッチング素子Ｓ3 ，Ｓ4 のオ
ン，オフ位相をさらに遅らせれ、負荷Ｚに供給される電
力を低減した場合を図７に示す。また、図８に示すよう
に、図２の場合と同様にスイッチング素子Ｓ1 のオン期
間をスイッチング素子Ｓ2 のオン期間よりも長くし、ス
イッチング素子Ｓ1 ，Ｓ2のオン，オフ位相よりもスイ
ッチング素子Ｓ 3 ，Ｓ 4 のオン，オフ位相を遅らせた場
合を示す。詳細な説明は省略するが、この場合にも上述
の場合と同様の効果を得ることができる。
素子Ｓ1 のオン期間をスイッチング素子Ｓ2 のオン期間
よりも短くし、スイッチング素子Ｓ1 ，Ｓ2 のオン，オ
フ位相よりもスイッチング素子Ｓ3 ，Ｓ4 のオン，オフ
位相を遅らせた場合を示す。この場合には図６から明ら
かなように、スイッチング素子Ｓ1 ，Ｓ4 の同時オンの
期間よりもスイッチング素子Ｓ2 ，Ｓ3 の同時オンの期
間が長くなる。このため、インダクタＬ1 には上述の場
合とは逆極性の直流成分が蓄えられることになる。但
し、このように極性が異なっても、放電灯が立消えを起
こしにくくする効果は同様に得ることができる。なお、
この場合においてスイッチング素子Ｓ1，Ｓ2 のオン，
オフ位相に対して、スイッチング素子Ｓ3 ，Ｓ4 のオ
ン，オフ位相をさらに遅らせれ、負荷Ｚに供給される電
力を低減した場合を図７に示す。また、図８に示すよう
に、図２の場合と同様にスイッチング素子Ｓ1 のオン期
間をスイッチング素子Ｓ2 のオン期間よりも長くし、ス
イッチング素子Ｓ1 ，Ｓ2のオン，オフ位相よりもスイ
ッチング素子Ｓ 3 ，Ｓ 4 のオン，オフ位相を遅らせた場
合を示す。詳細な説明は省略するが、この場合にも上述
の場合と同様の効果を得ることができる。
【００４７】さらに、図９に示すように、スイッチング
素子Ｓ3 ，Ｓ4 のオン期間の比率を変化させても同様の
効果を得ることができることは言うまでもない。ところ
で、上述の場合には共振回路のエネルギの蓄積状態をア
ンバランスとして、放電灯に直流成分を印加するように
していたが、上記の場合には放電灯に印加される直流成
分が略一定になっていた。上記放電灯が立ち消えを起こ
し易くなるのは、深く調光されたときであるので、深く
調光されたとき、つまりは放電灯に供給される電力が少
なくなるのに伴って、放電灯に印加する直流電圧を増加
させることが好ましい。
素子Ｓ3 ，Ｓ4 のオン期間の比率を変化させても同様の
効果を得ることができることは言うまでもない。ところ
で、上述の場合には共振回路のエネルギの蓄積状態をア
ンバランスとして、放電灯に直流成分を印加するように
していたが、上記の場合には放電灯に印加される直流成
分が略一定になっていた。上記放電灯が立ち消えを起こ
し易くなるのは、深く調光されたときであるので、深く
調光されたとき、つまりは放電灯に供給される電力が少
なくなるのに伴って、放電灯に印加する直流電圧を増加
させることが好ましい。
【００４８】この場合、放電灯に供給される電力が少な
くなるのは、スイッチング素子Ｓ1，Ｓ2 のオン，オフ
位相に対して、スイッチング素子Ｓ3 ，Ｓ4 のオン，オ
フ位相の変化が大きくなるときである。そこで、スイッ
チング素子Ｓ1 ，Ｓ2 のオン，オフ位相に対して、スイ
ッチング素子Ｓ3 ，Ｓ4 のオン，オフ位相の変化が大き
くなることに伴って、スイッチング素子Ｓ1 ，Ｓ2 のオ
ン期間の比率を大きく変化させれば、放電灯に供給され
る電力が少なくなるのに伴って、放電灯に印加する直流
電圧を増加させることができる。
くなるのは、スイッチング素子Ｓ1，Ｓ2 のオン，オフ
位相に対して、スイッチング素子Ｓ3 ，Ｓ4 のオン，オ
フ位相の変化が大きくなるときである。そこで、スイッ
チング素子Ｓ1 ，Ｓ2 のオン，オフ位相に対して、スイ
ッチング素子Ｓ3 ，Ｓ4 のオン，オフ位相の変化が大き
くなることに伴って、スイッチング素子Ｓ1 ，Ｓ2 のオ
ン期間の比率を大きく変化させれば、放電灯に供給され
る電力が少なくなるのに伴って、放電灯に印加する直流
電圧を増加させることができる。
【００４９】具体的には、図２、図５及び図１０のよう
にスイッチング素子Ｓ1 ，Ｓ2 のオン，オフ位相に対し
て、スイッチング素子Ｓ3 ，Ｓ4 のオン，オフ位相の変
化が大きくなることに伴って、スイッチング素子Ｓ1 ，
Ｓ2 のオン期間の比率を大きく変化させればよい。つま
り、図４の動作状態に対して、図５は放電灯に供給され
る電力を低下させた場合と見ることができ、図１０はさ
らに放電灯に供給される電力を低下させた場合と見るこ
とができる。これらの図から明らかなように、、スイッ
チング素子Ｓ1 ，Ｓ2 のオン期間の比率が大きく変化す
ることにより、共振回路のエネルギの蓄積状態をアンバ
ランスな状態がさらに大きくなっており、従って放電灯
に印加される直流電圧が増加している。
にスイッチング素子Ｓ1 ，Ｓ2 のオン，オフ位相に対し
て、スイッチング素子Ｓ3 ，Ｓ4 のオン，オフ位相の変
化が大きくなることに伴って、スイッチング素子Ｓ1 ，
Ｓ2 のオン期間の比率を大きく変化させればよい。つま
り、図４の動作状態に対して、図５は放電灯に供給され
る電力を低下させた場合と見ることができ、図１０はさ
らに放電灯に供給される電力を低下させた場合と見るこ
とができる。これらの図から明らかなように、、スイッ
チング素子Ｓ1 ，Ｓ2 のオン期間の比率が大きく変化す
ることにより、共振回路のエネルギの蓄積状態をアンバ
ランスな状態がさらに大きくなっており、従って放電灯
に印加される直流電圧が増加している。
【００５０】（実施例２）以上の実施例では概念的な説
明を行ったが、本実施例では図１１に示すように負荷Ｚ
が放電灯Ｌａである場合の具体例を示す。なお、本実施
例は、図１２及び図１３に示すようにスイッチング素子
Ｓ1 ，Ｓ2 のオン期間の比率を変化させ、且つスイッチ
ング素子Ｓ1 ，Ｓ2 のオン，オフ位相に対してスイッチ
ング素子Ｓ 3 ，Ｓ4 のオン，オフ位相を進ませたもの
で、図１３が放電灯Ｌａへの供給電力を低下させた場合
を示す。本実施例の動作は上述した実施例の場合と同様
であるので、詳細な説明は省略する。
明を行ったが、本実施例では図１１に示すように負荷Ｚ
が放電灯Ｌａである場合の具体例を示す。なお、本実施
例は、図１２及び図１３に示すようにスイッチング素子
Ｓ1 ，Ｓ2 のオン期間の比率を変化させ、且つスイッチ
ング素子Ｓ1 ，Ｓ2 のオン，オフ位相に対してスイッチ
ング素子Ｓ 3 ，Ｓ4 のオン，オフ位相を進ませたもの
で、図１３が放電灯Ｌａへの供給電力を低下させた場合
を示す。本実施例の動作は上述した実施例の場合と同様
であるので、詳細な説明は省略する。
【００５１】ここで、インダクタＬ1 に流れる電流ＩL1
は、図１２（ｊ）及び図１３（ｊ）に示すように、スイ
ッチング素子Ｓ1 ，Ｓ2 のオン期間の比率を変化させる
ことにより、正の波高値ＩL1P が、負の波高値ＩL1N よ
りも高くなり、これにより図１２（ｋ）及び図１３
（ｋ）に示すように、ランプ電流ＩLaの波高値Ｉ
LaP が、負の波高値ＩLaN よりも高くなり、放電灯Ｌａ
に直流を重畳した形で、放電灯Ｌａに供給する電力を減
少させることができることを示す。
は、図１２（ｊ）及び図１３（ｊ）に示すように、スイ
ッチング素子Ｓ1 ，Ｓ2 のオン期間の比率を変化させる
ことにより、正の波高値ＩL1P が、負の波高値ＩL1N よ
りも高くなり、これにより図１２（ｋ）及び図１３
（ｋ）に示すように、ランプ電流ＩLaの波高値Ｉ
LaP が、負の波高値ＩLaN よりも高くなり、放電灯Ｌａ
に直流を重畳した形で、放電灯Ｌａに供給する電力を減
少させることができることを示す。
【００５２】図１４に上記インバータ装置における制御
回路１の具体回路を示す。この制御回路１は、基本周波
数の矩形波信号を発生する発振回路２と、この発振回路
２の出力に応じてスイッチング素子Ｓ1 ，Ｓ2 を駆動す
る駆動回路３，４と、発振回路２の出力を一定時間遅延
させた信号を作成する遅延回路５と、この遅延回路５の
出力に応じてスイッチング素子Ｓ3 ，Ｓ4 を駆動する駆
動回路６，７とで構成してある。
回路１の具体回路を示す。この制御回路１は、基本周波
数の矩形波信号を発生する発振回路２と、この発振回路
２の出力に応じてスイッチング素子Ｓ1 ，Ｓ2 を駆動す
る駆動回路３，４と、発振回路２の出力を一定時間遅延
させた信号を作成する遅延回路５と、この遅延回路５の
出力に応じてスイッチング素子Ｓ3 ，Ｓ4 を駆動する駆
動回路６，７とで構成してある。
【００５３】発振回路２は、タイマＩＣ２ａと、このタ
イマＩＣ２ａの外付け抵抗Ｒ11、可変抵抗ＶＲ11，ＶＲ
12、ダイオードＤ11，Ｄ12及びコンデンサＣ11で構成さ
れ、図１５（ａ）の矩形波信号を発生する。ここで、可
変抵抗ＶＲ11，ＶＲ12の調整により、矩形波信号のハイ
レベル期間とローレベル期間との比率を可変できるよう
になっている。
イマＩＣ２ａの外付け抵抗Ｒ11、可変抵抗ＶＲ11，ＶＲ
12、ダイオードＤ11，Ｄ12及びコンデンサＣ11で構成さ
れ、図１５（ａ）の矩形波信号を発生する。ここで、可
変抵抗ＶＲ11，ＶＲ12の調整により、矩形波信号のハイ
レベル期間とローレベル期間との比率を可変できるよう
になっている。
【００５４】スイッチング素子Ｓ1 を駆動する駆動回路
３は、スイッチング素子Ｓ2 と同時オンして直流電源Ｅ
間を短絡することを防止するデッドオフ期間を発振回路
２の出力Ｖａに設定するデッドオフ回路３１と、このデ
ッド回路３１の出力をレベルシフトしてスイッチング素
子Ｓ1 に与えるレベルシフト回路３２とで構成してあ
る。
３は、スイッチング素子Ｓ2 と同時オンして直流電源Ｅ
間を短絡することを防止するデッドオフ期間を発振回路
２の出力Ｖａに設定するデッドオフ回路３１と、このデ
ッド回路３１の出力をレベルシフトしてスイッチング素
子Ｓ1 に与えるレベルシフト回路３２とで構成してあ
る。
【００５５】ところで、上述の場合には説明しなかった
が、直流電源Ｅに対して直列に接続されたスイッチング
素子Ｓ1 ，Ｓ2 及びスイッチング素子Ｓ3 ，Ｓ4 が同時
にオンすると、電源短絡状態になるため、それを防止す
るためにスイッチング素子Ｓ 1 ，Ｓ2 あるいはスイッチ
ング素子Ｓ3 ，Ｓ4 がオン，オフに切り換わる時点に
は、スイッチング素子Ｓ1 ，Ｓ2 あるいはスイッチング
素子Ｓ3 ，Ｓ4 が共にオフとなるいわゆるデットオフ期
間が設けられる。
が、直流電源Ｅに対して直列に接続されたスイッチング
素子Ｓ1 ，Ｓ2 及びスイッチング素子Ｓ3 ，Ｓ4 が同時
にオンすると、電源短絡状態になるため、それを防止す
るためにスイッチング素子Ｓ 1 ，Ｓ2 あるいはスイッチ
ング素子Ｓ3 ，Ｓ4 がオン，オフに切り換わる時点に
は、スイッチング素子Ｓ1 ，Ｓ2 あるいはスイッチング
素子Ｓ3 ，Ｓ4 が共にオフとなるいわゆるデットオフ期
間が設けられる。
【００５６】デッドオフ回路３１は、可変抵抗ＶＲ13〜
ＶＲ15、ダイオードＤ13，Ｄ14、コンデンサＣ12及びバ
ッファアンプＢ1 で構成してある。つまり、可変抵抗Ｖ
Ｒ13，ＶＲ14とコンデンサＣ12の時定数で決まる時間
（図１５におけるｔ0 −ｔ1 の期間）だけ、発振回路２
の出力Ｖａの立上りを遅らせた図１５（ｃ）の信号を作
る。
ＶＲ15、ダイオードＤ13，Ｄ14、コンデンサＣ12及びバ
ッファアンプＢ1 で構成してある。つまり、可変抵抗Ｖ
Ｒ13，ＶＲ14とコンデンサＣ12の時定数で決まる時間
（図１５におけるｔ0 −ｔ1 の期間）だけ、発振回路２
の出力Ｖａの立上りを遅らせた図１５（ｃ）の信号を作
る。
【００５７】レベルシフト回路３２は、トランジスタＱ
11〜Ｑ14からなるカレントミラー回路ＣＭ3 と、バッフ
ァアンプＢ2 と、直流電源Ｅの電圧を定電圧化するツェ
ナダイオードＺＤ1 及びコンデンサＣ18からなる定電圧
回路３３とで構成してある。このレベルシフト回路３２
では、カレントミラー回路ＣＭ3 でデッドオフ回路３１
の出力を電流に代えて、異なる電位で動作するバッファ
アンプＢ2 に信号を伝達し、バッファアンプＢ2 の出力
を制御信号Ｖ1 としてスイッチング素子Ｓ1 に与える。
11〜Ｑ14からなるカレントミラー回路ＣＭ3 と、バッフ
ァアンプＢ2 と、直流電源Ｅの電圧を定電圧化するツェ
ナダイオードＺＤ1 及びコンデンサＣ18からなる定電圧
回路３３とで構成してある。このレベルシフト回路３２
では、カレントミラー回路ＣＭ3 でデッドオフ回路３１
の出力を電流に代えて、異なる電位で動作するバッファ
アンプＢ2 に信号を伝達し、バッファアンプＢ2 の出力
を制御信号Ｖ1 としてスイッチング素子Ｓ1 に与える。
【００５８】スイッチング素子Ｓ2 の駆動回路４は、ス
イッチング素子Ｓ2 と同時オンして直流電源Ｅ間を短絡
することを防止するデッドオフ期間を発振回路２の出力
Ｖａから設定するデッドオフ回路４１で構成してある。
つまり、スイッチング素子Ｓ2 の動作基準電位は制御回
路１の基準電位と一致しているので、レベルシフト回路
は必要ない。
イッチング素子Ｓ2 と同時オンして直流電源Ｅ間を短絡
することを防止するデッドオフ期間を発振回路２の出力
Ｖａから設定するデッドオフ回路４１で構成してある。
つまり、スイッチング素子Ｓ2 の動作基準電位は制御回
路１の基準電位と一致しているので、レベルシフト回路
は必要ない。
【００５９】上記デッドオフ回路４１は、インバータゲ
ートＩ1 、可変抵抗ＶＲ16〜ＶＲ18、ダイオードＤ15，
Ｄ16、コンデンサＣ13及びバッファアンプＢ3 で構成し
てある。このデッドオフ回路４１では、インバータゲー
トＩ1 で発振回路２の出力Ｖａを反転し（その反転出力
Ｖｂを図１５（ｂ）に示す）、可変抵抗ＶＲ16，ＶＲ 17
とコンデンサＣ13の時定数で決まる時間（図１５のｔ4
−ｔ5 で示す期間）だけ、発振回路２の出力Ｖａの立上
りを遅らせた図１５（ｄ）の信号を作成する。
ートＩ1 、可変抵抗ＶＲ16〜ＶＲ18、ダイオードＤ15，
Ｄ16、コンデンサＣ13及びバッファアンプＢ3 で構成し
てある。このデッドオフ回路４１では、インバータゲー
トＩ1 で発振回路２の出力Ｖａを反転し（その反転出力
Ｖｂを図１５（ｂ）に示す）、可変抵抗ＶＲ16，ＶＲ 17
とコンデンサＣ13の時定数で決まる時間（図１５のｔ4
−ｔ5 で示す期間）だけ、発振回路２の出力Ｖａの立上
りを遅らせた図１５（ｄ）の信号を作成する。
【００６０】遅延回路５は、発振回路２の出力Ｖａを遅
延する時間を設定する遅延時間設定部５１と、この遅延
時間設定回路５１の遅延時間に応じて発振回路２の出力
Ｖａを全体的に遅延させた信号を作成する遅延信号作成
部５２とで構成してある。遅延時間設定部５１は、可変
抵抗ＶＲ19，ＶＲ20、ダイオードＤ17、コンデンサ
Ｃ14、インバータゲートＩ3 ，Ｉ4 とで構成し、可変抵
抗ＶＲ19とコンデンサＣ14の時定数で決まる時間（例え
ば、図１５のｔ0 −ｔ2 で示す期間）が、発振回路２の
出力Ｖａを遅延する時間となる。さらに詳しくは、発振
回路２の出力Ｖａの立上りから図１５（ｅ）に示すよう
にコンデンサＣ14の充電が開始され、コンデンサＣ14の
両端電圧がインバータゲートＩ3 のスレッショルド電圧
に達したとき、インバータゲートＩ3 の出力Ｖｄは図１
５（ｆ）のようになる。
延する時間を設定する遅延時間設定部５１と、この遅延
時間設定回路５１の遅延時間に応じて発振回路２の出力
Ｖａを全体的に遅延させた信号を作成する遅延信号作成
部５２とで構成してある。遅延時間設定部５１は、可変
抵抗ＶＲ19，ＶＲ20、ダイオードＤ17、コンデンサ
Ｃ14、インバータゲートＩ3 ，Ｉ4 とで構成し、可変抵
抗ＶＲ19とコンデンサＣ14の時定数で決まる時間（例え
ば、図１５のｔ0 −ｔ2 で示す期間）が、発振回路２の
出力Ｖａを遅延する時間となる。さらに詳しくは、発振
回路２の出力Ｖａの立上りから図１５（ｅ）に示すよう
にコンデンサＣ14の充電が開始され、コンデンサＣ14の
両端電圧がインバータゲートＩ3 のスレッショルド電圧
に達したとき、インバータゲートＩ3 の出力Ｖｄは図１
５（ｆ）のようになる。
【００６１】遅延信号作成部５２は、遅延時間設定部５
１のインバータゲートＩ3 の出力Ｖｄと発振回路２の出
力ＶａとのアンドをとるアンドゲートＡＮＤ1 と、遅延
時間を得るためのコンデンサＣ15と、アンドゲートＡＮ
Ｄ1 の出力ＶｇでコンデンサＣ15を充電するカレントミ
ラー回路ＣＭ1 と、コンデンサＣ15の両端電圧を所定電
圧と比較するコンパレータＣＰ1 と、発振回路２の出力
Ｖａを反転するインバータゲートＩ2 と、インバータゲ
ートＩ2 の出力ＶｆとコンパレータＣＰ1 の出力Ｖｉと
のアンドをとるアンドゲートＡＮＤ2 と、アンドゲート
ＡＮＤ2 の出力Ｖｊと遅延時間設定部５１の出力Ｖｅと
のオアをとるオアゲートＯＲ1 と、オアゲートＯＲ1 の
出力ＶｋとインバータゲートＩ2 の出力Ｖｆとのアンド
をとるアンドゲートＡＮＤ3 と、アンドゲートＡＮＤ3
の出力Ｖｌに応じてコンデンサＣ 15の放電を行うカレン
トミラー回路ＣＭ2 とで構成してある。
１のインバータゲートＩ3 の出力Ｖｄと発振回路２の出
力ＶａとのアンドをとるアンドゲートＡＮＤ1 と、遅延
時間を得るためのコンデンサＣ15と、アンドゲートＡＮ
Ｄ1 の出力ＶｇでコンデンサＣ15を充電するカレントミ
ラー回路ＣＭ1 と、コンデンサＣ15の両端電圧を所定電
圧と比較するコンパレータＣＰ1 と、発振回路２の出力
Ｖａを反転するインバータゲートＩ2 と、インバータゲ
ートＩ2 の出力ＶｆとコンパレータＣＰ1 の出力Ｖｉと
のアンドをとるアンドゲートＡＮＤ2 と、アンドゲート
ＡＮＤ2 の出力Ｖｊと遅延時間設定部５１の出力Ｖｅと
のオアをとるオアゲートＯＲ1 と、オアゲートＯＲ1 の
出力ＶｋとインバータゲートＩ2 の出力Ｖｆとのアンド
をとるアンドゲートＡＮＤ3 と、アンドゲートＡＮＤ3
の出力Ｖｌに応じてコンデンサＣ 15の放電を行うカレン
トミラー回路ＣＭ2 とで構成してある。
【００６２】以下、この遅延信号作成部５２の動作を説
明する。アンドゲートＡＮＤ1 で、図１５（ｆ）に示す
遅延時間設定部５１のインバータゲートＩ3 の出力Ｖｄ
と、発振回路２の出力Ｖａとのアンドをとると、このア
ンドゲートＡＮＤ1 の出力Ｖｇは、図１５（ｉ）に示す
ように、遅延時間設定部５１で設定した遅延時間に相当
する期間ハイレベルとなる。このアンドゲートＡＮＤ1
の出力Ｖｇがハイレベルである期間、図１５（ｊ）に示
すようにコンデンサＣ15がカレントミラー回路ＣＭ1 で
充電される。ここで、コンパレータＣＰ1 の基準電圧は
ほぼ０Ｖに設定してあるので、その出力Ｖｉは図１５
（ｋ）に示すようにハイレベルに保たれる。
明する。アンドゲートＡＮＤ1 で、図１５（ｆ）に示す
遅延時間設定部５１のインバータゲートＩ3 の出力Ｖｄ
と、発振回路２の出力Ｖａとのアンドをとると、このア
ンドゲートＡＮＤ1 の出力Ｖｇは、図１５（ｉ）に示す
ように、遅延時間設定部５１で設定した遅延時間に相当
する期間ハイレベルとなる。このアンドゲートＡＮＤ1
の出力Ｖｇがハイレベルである期間、図１５（ｊ）に示
すようにコンデンサＣ15がカレントミラー回路ＣＭ1 で
充電される。ここで、コンパレータＣＰ1 の基準電圧は
ほぼ０Ｖに設定してあるので、その出力Ｖｉは図１５
（ｋ）に示すようにハイレベルに保たれる。
【００６３】上述の動作時点では、図１５（ｈ）に示す
ようにインバータゲートＩ2 の出力Ｖｆはローレベルで
あるので、同図（ｌ）に示すようにアンドゲートＡＮＤ
2 の出力Ｖｊはローレベルとなっている。そして、上記
コンパレータＣＰ1 の出力はコンデンサＣ15が充電され
ている期間ハイレベルに保たれる。いま、図１５（ａ）
に示すように発振回路２の出力Ｖａがローレベルとなる
と、同図（ｈ）に示すようにインバータゲートＩ2 の出
力Ｖｆがハイレベルとなる。このため、同図（ｌ）に示
すようにアンドゲートＡＮＤ2 の出力Ｖｊがハイレベル
となる。これにより、遅延時間設定部５１のインバータ
ゲートＩ4 の出力Ｖｅがローレベルに立ち下がった後
も、オアゲートＯＲ1 の出力Ｖｋは図１５（ｍ）に示す
ようにハイレベルに保たれる。
ようにインバータゲートＩ2 の出力Ｖｆはローレベルで
あるので、同図（ｌ）に示すようにアンドゲートＡＮＤ
2 の出力Ｖｊはローレベルとなっている。そして、上記
コンパレータＣＰ1 の出力はコンデンサＣ15が充電され
ている期間ハイレベルに保たれる。いま、図１５（ａ）
に示すように発振回路２の出力Ｖａがローレベルとなる
と、同図（ｈ）に示すようにインバータゲートＩ2 の出
力Ｖｆがハイレベルとなる。このため、同図（ｌ）に示
すようにアンドゲートＡＮＤ2 の出力Ｖｊがハイレベル
となる。これにより、遅延時間設定部５１のインバータ
ゲートＩ4 の出力Ｖｅがローレベルに立ち下がった後
も、オアゲートＯＲ1 の出力Ｖｋは図１５（ｍ）に示す
ようにハイレベルに保たれる。
【００６４】このとき、アンドゲートＡＮＤ3 の出力Ｖ
ｌが図１５（ｎ）に示すようにハイレベルになることに
より、カレントミラー回路ＣＭ2 が動作し、コンデンサ
Ｃ15の放電が開始される。ここで、カレントミラー回路
ＣＭ2 と上記カレントミラー回路ＣＭ1 はミラー比が
１：１に設定してあるので、図１５（ｊ）に示すよう
に、遅延時間設定部５１で設定した遅延時間と同じ時間
後に、コンデンサＣ15が完全に放電される。
ｌが図１５（ｎ）に示すようにハイレベルになることに
より、カレントミラー回路ＣＭ2 が動作し、コンデンサ
Ｃ15の放電が開始される。ここで、カレントミラー回路
ＣＭ2 と上記カレントミラー回路ＣＭ1 はミラー比が
１：１に設定してあるので、図１５（ｊ）に示すよう
に、遅延時間設定部５１で設定した遅延時間と同じ時間
後に、コンデンサＣ15が完全に放電される。
【００６５】そして、コンデンサＣ15が完全に放電され
ると、コンパレータＣＰ1 の出力Ｖｉは図１５（ｋ）に
示すようにローレベルとなる。これにより、アンドゲー
トＡＮＤ2 の出力Ｖｊが図１５（ｌ）に示すようにロー
レベルとなり、オアゲートＯＲ1 の出力Ｖｋも同図
（ｍ）に示すようにローレベルとなる。そして、そのオ
アゲートＯＲ1 の出力ＶｋによりアンドゲートＡＮＤ3
の出力Ｖｌが図１５（ｎ）に示すようにローレベルにな
り、カレントミラー回路ＣＭ2 の動作が停止される。
ると、コンパレータＣＰ1 の出力Ｖｉは図１５（ｋ）に
示すようにローレベルとなる。これにより、アンドゲー
トＡＮＤ2 の出力Ｖｊが図１５（ｌ）に示すようにロー
レベルとなり、オアゲートＯＲ1 の出力Ｖｋも同図
（ｍ）に示すようにローレベルとなる。そして、そのオ
アゲートＯＲ1 の出力ＶｋによりアンドゲートＡＮＤ3
の出力Ｖｌが図１５（ｎ）に示すようにローレベルにな
り、カレントミラー回路ＣＭ2 の動作が停止される。
【００６６】つまり、上記遅延信号作成部５２は、遅延
時間設定部５１で設定された時間と同じだけの時間、オ
アゲートＯＲ1 の出力Ｖｋの立下りを遅らせるために設
けてあり、遅延時間設定回路５１の遅延時間に応じて発
振回路２の出力Ｖａを全体的に遅延させた信号を作成し
ている。そして、この信号Ｖｋを基にして駆動回路６，
７がスイッチング素子Ｓ3 ，Ｓ 4 を駆動する。スイッチ
ング素子Ｓ3 の駆動回路６は、デッドオフ回路６１とレ
ベルシフト回路６２とで構成し、スイッチング素子Ｓ4
の駆動回路７は、デッドオフ回路７１で構成してある。
時間設定部５１で設定された時間と同じだけの時間、オ
アゲートＯＲ1 の出力Ｖｋの立下りを遅らせるために設
けてあり、遅延時間設定回路５１の遅延時間に応じて発
振回路２の出力Ｖａを全体的に遅延させた信号を作成し
ている。そして、この信号Ｖｋを基にして駆動回路６，
７がスイッチング素子Ｓ3 ，Ｓ 4 を駆動する。スイッチ
ング素子Ｓ3 の駆動回路６は、デッドオフ回路６１とレ
ベルシフト回路６２とで構成し、スイッチング素子Ｓ4
の駆動回路７は、デッドオフ回路７１で構成してある。
【００６７】デッドオフ回路６１は、インバータゲート
Ｉ5 、可変抵抗ＶＲ24〜ＶＲ26、ダイオードＤ20，
Ｄ21、コンデンサＣ17及びバッファアンプＢ5 で構成し
てあり、オアゲートＯＲ1 の出力の反転出力Ｖｍの立上
りを図１５のｔ 6 −ｔ 7 で示す期間遅延させて、デッド
オフ期間を設定する。また、レベルシフト回路６２は、
トランジスタＱ15〜Ｑ18からなるカレントミラー回路Ｃ
Ｍ4 と、バッファアンプＢ6 と、直流電源Ｅの電圧を定
電圧化するツェナダイオードＺＤ2 及びコンデンサＣ19
からなる定電圧回路６３とで構成してある。
Ｉ5 、可変抵抗ＶＲ24〜ＶＲ26、ダイオードＤ20，
Ｄ21、コンデンサＣ17及びバッファアンプＢ5 で構成し
てあり、オアゲートＯＲ1 の出力の反転出力Ｖｍの立上
りを図１５のｔ 6 −ｔ 7 で示す期間遅延させて、デッド
オフ期間を設定する。また、レベルシフト回路６２は、
トランジスタＱ15〜Ｑ18からなるカレントミラー回路Ｃ
Ｍ4 と、バッファアンプＢ6 と、直流電源Ｅの電圧を定
電圧化するツェナダイオードＺＤ2 及びコンデンサＣ19
からなる定電圧回路６３とで構成してある。
【００６８】デッドオフ回路７１は、可変抵抗ＶＲ21〜
ＶＲ23、ダイオードＤ18，Ｄ19、コンデンサＣ16及びバ
ッファアンプＢ4 で構成してあり、オアゲートＯＲ1 の
出力Ｖｋを反転した出力の立上りを図１５のｔ 2 −ｔ 3
で示す期間遅延させて、デッドオフ期間を設定する。こ
のようにすれば、スイッチング素子Ｓ1 ，Ｓ2 及びスイ
ッチング素子Ｓ3 ，Ｓ4 のオン，オフタイミングの位相
差としては、図１５における時刻ｔ1 −ｔ3として与え
られる。そして、スイッチング素子Ｓ1 ，Ｓ2 のオン期
間の比率を可変する場合には、例えば図１４における可
変抵抗ＶＲ15の抵抗値を大きくして、制御信号Ｖ1 の立
下り時点を遅らせると共に、可変抵抗ＶＲ17の抵抗値を
大きくして、制御信号Ｖ2 の立上り時点を遅らせるよう
にすればよい。
ＶＲ23、ダイオードＤ18，Ｄ19、コンデンサＣ16及びバ
ッファアンプＢ4 で構成してあり、オアゲートＯＲ1 の
出力Ｖｋを反転した出力の立上りを図１５のｔ 2 −ｔ 3
で示す期間遅延させて、デッドオフ期間を設定する。こ
のようにすれば、スイッチング素子Ｓ1 ，Ｓ2 及びスイ
ッチング素子Ｓ3 ，Ｓ4 のオン，オフタイミングの位相
差としては、図１５における時刻ｔ1 −ｔ3として与え
られる。そして、スイッチング素子Ｓ1 ，Ｓ2 のオン期
間の比率を可変する場合には、例えば図１４における可
変抵抗ＶＲ15の抵抗値を大きくして、制御信号Ｖ1 の立
下り時点を遅らせると共に、可変抵抗ＶＲ17の抵抗値を
大きくして、制御信号Ｖ2 の立上り時点を遅らせるよう
にすればよい。
【００６９】（実施例３）図１６で本発明のさらに他の
実施例の動作を説明する。なお、回路構成は図１と同じ
である。上述した各実施例の場合、スイッチング素子Ｓ
1 ，Ｓ2 のオン期間の比率を可変して直流分を負荷回路
に印加していたが、この場合にスイッチング素子Ｓ1 ，
Ｓ2 のオン期間の比率を変化させると、負荷Ｚへの供給
電力が大きいとき（放電灯の場合には例えば全点灯時）
にも、負荷Ｚに供給される電力がそれに応じて低下して
いた。そこで、この点を改善するため、本実施例では、
スイッチング素子Ｓ1 ，Ｓ2 のオン期間の比率を変えた
場合、それに応じてスイッチング周波数Ｓ3 ，Ｓ4 側の
オン期間の比率も変えるようにしてある。
実施例の動作を説明する。なお、回路構成は図１と同じ
である。上述した各実施例の場合、スイッチング素子Ｓ
1 ，Ｓ2 のオン期間の比率を可変して直流分を負荷回路
に印加していたが、この場合にスイッチング素子Ｓ1 ，
Ｓ2 のオン期間の比率を変化させると、負荷Ｚへの供給
電力が大きいとき（放電灯の場合には例えば全点灯時）
にも、負荷Ｚに供給される電力がそれに応じて低下して
いた。そこで、この点を改善するため、本実施例では、
スイッチング素子Ｓ1 ，Ｓ2 のオン期間の比率を変えた
場合、それに応じてスイッチング周波数Ｓ3 ，Ｓ4 側の
オン期間の比率も変えるようにしてある。
【００７０】例えば、図１６（ａ），（ｂ）に示すよう
に、スイッチング素子Ｓ1 のオン期間をスイッチング素
子Ｓ2 のオン期間よりも長くしたとき、同図（ｃ），
（ｄ）に示すようにスイッチング素子Ｓ4 のオン期間を
スイッチング素子Ｓ3 のオン期間よりも長くする。この
ようにすれば、スイッチング素子Ｓ1 ，Ｓ4 の同時オン
期間を長くして、インバータ装置の全体としての負荷へ
の供給電力を増加させ、スイッチング素子Ｓ1 ，Ｓ2 の
オン期間の比率を可変しない場合と同程度の電力を負荷
Ｚに供給することが可能となる。
に、スイッチング素子Ｓ1 のオン期間をスイッチング素
子Ｓ2 のオン期間よりも長くしたとき、同図（ｃ），
（ｄ）に示すようにスイッチング素子Ｓ4 のオン期間を
スイッチング素子Ｓ3 のオン期間よりも長くする。この
ようにすれば、スイッチング素子Ｓ1 ，Ｓ4 の同時オン
期間を長くして、インバータ装置の全体としての負荷へ
の供給電力を増加させ、スイッチング素子Ｓ1 ，Ｓ2 の
オン期間の比率を可変しない場合と同程度の電力を負荷
Ｚに供給することが可能となる。
【００７１】図１７はスイッチング素子Ｓ1 ，Ｓ2 のオ
ン，オフタイミングよりスイッチング素子Ｓ3 ，Ｓ4 の
オン，オフタイミングが遅れている場合を示す。この場
合にも同様に、図１７（ａ），（ｂ）に示すように、ス
イッチング素子Ｓ1 のオン期間をスイッチング素子Ｓ2
のオン期間よりも長くしたとき、同図（ｃ），（ｄ）に
示すようにスイッチング素子Ｓ4 のオン期間をスイッチ
ング素子Ｓ3 のオン期間よりも長くする。このようにす
れば、スイッチング素子Ｓ1 ，Ｓ4 の同時オン期間を長
くして、インバータ装置の全体としての負荷への供給電
力を増加させることができる。
ン，オフタイミングよりスイッチング素子Ｓ3 ，Ｓ4 の
オン，オフタイミングが遅れている場合を示す。この場
合にも同様に、図１７（ａ），（ｂ）に示すように、ス
イッチング素子Ｓ1 のオン期間をスイッチング素子Ｓ2
のオン期間よりも長くしたとき、同図（ｃ），（ｄ）に
示すようにスイッチング素子Ｓ4 のオン期間をスイッチ
ング素子Ｓ3 のオン期間よりも長くする。このようにす
れば、スイッチング素子Ｓ1 ，Ｓ4 の同時オン期間を長
くして、インバータ装置の全体としての負荷への供給電
力を増加させることができる。
【００７２】図１８は図１１においてスイッチング素子
Ｓ1 ，Ｓ2 のオン期間の比率を変化させることにより、
放電灯Ｌａを全点灯させるときに、負荷Ｚに供給される
電力が低下することを、上述の場合と同様にして、スイ
ッチング素子Ｓ1 ，Ｓ2 のオン期間の比率に応じてスイ
ッチング周波数Ｓ3 ，Ｓ4 側のオン期間の比率を変化さ
せて補うようにしたものである。
Ｓ1 ，Ｓ2 のオン期間の比率を変化させることにより、
放電灯Ｌａを全点灯させるときに、負荷Ｚに供給される
電力が低下することを、上述の場合と同様にして、スイ
ッチング素子Ｓ1 ，Ｓ2 のオン期間の比率に応じてスイ
ッチング周波数Ｓ3 ，Ｓ4 側のオン期間の比率を変化さ
せて補うようにしたものである。
【００７３】（実施例４） 図１９は負荷が放電灯Ｌａである場合において、共振回
路のコンデンサＣ2 以外に放電灯Ｌａのフィラメントの
非電源側の両端に予熱用のコンデンサＣ3 を接続したも
のである。この場合、放電灯Ｌａが点灯していないとき
には、コンデンサＣ3 を介してフィラメントに電流が流
れ、スイッチング素子Ｓ 1 ，Ｓ 2 に対するスイッチング
素子Ｓ 3 ，Ｓ 4 の位相を変化して出力を増加し、放電灯
Ｌａが点灯すると、コンデンサＣ3 の両端電圧が下がる
ため、コンデンサＣ3 の電流が減少し、点灯前の先行予
熱を行うことができる。このような構成であっても、上
述した各実施例を適用し、スイッチング素子Ｓ1 〜Ｓ4
のスイッチング周波数を変化させずに、放電灯Ｌａを調
光点灯でき、スイッチング素子Ｓ1 ，Ｓ2 のオン期間の
比率を変えて、放電灯Ｌａの立消えを防止し、移動縞に
よるちらつきを低減することができる。
路のコンデンサＣ2 以外に放電灯Ｌａのフィラメントの
非電源側の両端に予熱用のコンデンサＣ3 を接続したも
のである。この場合、放電灯Ｌａが点灯していないとき
には、コンデンサＣ3 を介してフィラメントに電流が流
れ、スイッチング素子Ｓ 1 ，Ｓ 2 に対するスイッチング
素子Ｓ 3 ，Ｓ 4 の位相を変化して出力を増加し、放電灯
Ｌａが点灯すると、コンデンサＣ3 の両端電圧が下がる
ため、コンデンサＣ3 の電流が減少し、点灯前の先行予
熱を行うことができる。このような構成であっても、上
述した各実施例を適用し、スイッチング素子Ｓ1 〜Ｓ4
のスイッチング周波数を変化させずに、放電灯Ｌａを調
光点灯でき、スイッチング素子Ｓ1 ，Ｓ2 のオン期間の
比率を変えて、放電灯Ｌａの立消えを防止し、移動縞に
よるちらつきを低減することができる。
【００７４】図２０は、図１９の予熱用としてインダク
タＬ2 を用いたものである。このようにしても放電灯Ｌ
ａの点灯前にフィラメントを先行予熱することができ、
しかもインダクタＬ2 に蓄積されるエネルギもスイッチ
ング素子Ｓ1 ，Ｓ2 のオン期間の比率を可変することで
変化し、放電灯Ｌａに重畳する直流分を増加でき、低温
時の深い調光状態における放電灯Ｌａの立消えをさらに
良好に防止できる利点もある。
タＬ2 を用いたものである。このようにしても放電灯Ｌ
ａの点灯前にフィラメントを先行予熱することができ、
しかもインダクタＬ2 に蓄積されるエネルギもスイッチ
ング素子Ｓ1 ，Ｓ2 のオン期間の比率を可変することで
変化し、放電灯Ｌａに重畳する直流分を増加でき、低温
時の深い調光状態における放電灯Ｌａの立消えをさらに
良好に防止できる利点もある。
【００７５】ところで、上述の説明では、スイッチング
素子がＦＥＴである場合について説明したが、バイポー
ラトランジスタやサイリスタにダイオードを逆並列に接
続したものを用いてもよい。また、直流電源は、交流電
源を整流あるいは整流平滑して得られるものなども含ま
れることは言うまでもない。
素子がＦＥＴである場合について説明したが、バイポー
ラトランジスタやサイリスタにダイオードを逆並列に接
続したものを用いてもよい。また、直流電源は、交流電
源を整流あるいは整流平滑して得られるものなども含ま
れることは言うまでもない。
【００７６】
【発明の効果】本発明は上述のように、一方の直列回路
のスイッチング素子のオン，オフのタイミングに対し
て、他方の直列回路のスイッチング素子のオン，オフの
タイミングを同位相から１８０度ずれた位相までの範囲
で可変しているので、対角位置のスイッチング素子の同
時オン期間を変化させて、スイッチング周波数を変化さ
せずに、負荷に供給される電力を調整することができ、
定常点灯時にスイッチング周波数が変化することに伴う
種々の問題点を回避することができる。また、少なくと
も一方の直列回路のスイッチング素子のオン期間の比率
を異ならせてあるので、ＬＣ共振回路への正負の供給電
力をアンバランスにして、ＬＣ共振回路に蓄積されるエ
ネルギを直流分として負荷に供給でき、例えば負荷が放
電灯である場合に立消えや移動縞によるちらつきを起こ
すことを防止できる。
のスイッチング素子のオン，オフのタイミングに対し
て、他方の直列回路のスイッチング素子のオン，オフの
タイミングを同位相から１８０度ずれた位相までの範囲
で可変しているので、対角位置のスイッチング素子の同
時オン期間を変化させて、スイッチング周波数を変化さ
せずに、負荷に供給される電力を調整することができ、
定常点灯時にスイッチング周波数が変化することに伴う
種々の問題点を回避することができる。また、少なくと
も一方の直列回路のスイッチング素子のオン期間の比率
を異ならせてあるので、ＬＣ共振回路への正負の供給電
力をアンバランスにして、ＬＣ共振回路に蓄積されるエ
ネルギを直流分として負荷に供給でき、例えば負荷が放
電灯である場合に立消えや移動縞によるちらつきを起こ
すことを防止できる。
【００７７】また、一方の直列回路のスイッチング素子
のオン期間の比率を、一方の直列回路のスイッチング素
子のオン，オフのタイミングに対する他方の直列回路の
スイッチング素子のオン，オフの位相変化の大きさに応
じて増加させることにより、特に負荷への供給電力を小
さくした場合に負荷に印加する直流成分を増加すること
ができ、負荷を安定動作させることができる。
のオン期間の比率を、一方の直列回路のスイッチング素
子のオン，オフのタイミングに対する他方の直列回路の
スイッチング素子のオン，オフの位相変化の大きさに応
じて増加させることにより、特に負荷への供給電力を小
さくした場合に負荷に印加する直流成分を増加すること
ができ、負荷を安定動作させることができる。
【００７８】さらに、一方の直列回路のスイッチング素
子のオン期間の比率を変化させた場合に、他方の直列回
路のスイッチング素子のオン期間の比率を変化させて、
負荷に供給される電力を略一定にすると、一方の直列回
路のスイッチング素子のオン期間の比率を変化させるこ
とにより減少する電力を補うことがことができる。
子のオン期間の比率を変化させた場合に、他方の直列回
路のスイッチング素子のオン期間の比率を変化させて、
負荷に供給される電力を略一定にすると、一方の直列回
路のスイッチング素子のオン期間の比率を変化させるこ
とにより減少する電力を補うことがことができる。
【図１】本発明の一実施例の回路図である。
【図２】同上の負荷への供給電力最大時の動作説明図で
ある。
ある。
【図３】スイッチング周波数を変えることなく、負荷へ
の供給電力を可変する方法を示す動作説明図である。
の供給電力を可変する方法を示す動作説明図である。
【図４】負荷に直流成分を印加する方法を示す動作説明
図である。
図である。
【図５】負荷に直流成分を印加し、且つスイッチング周
波数を変えることなく、負荷への供給電力を変化させる
場合の動作説明図である。
波数を変えることなく、負荷への供給電力を変化させる
場合の動作説明図である。
【図６】負荷に直流成分を印加する他の方法を示す動作
説明図である。
説明図である。
【図７】同上において負荷への供給電力を変化させた場
合の動作説明図である。
合の動作説明図である。
【図８】負荷に直流成分を印加するさらに他の方法を示
す動作説明図である。
す動作説明図である。
【図９】負荷に直流成分を印加するさらに別の方法を示
す動作説明図である。
す動作説明図である。
【図１０】負荷に供給する電力を小さくするに伴って、
負荷に印加する直流成分を増加させた場合の動作説明図
である。
負荷に印加する直流成分を増加させた場合の動作説明図
である。
【図１１】負荷が放電灯である場合の具体回路図であ
る。
る。
【図１２】同上のほぼ全点灯時の動作説明図である。
【図１３】同上の調光時の動作説明図である。
【図１４】同上の制御回路の具体回路図である。
【図１５】同上の制御回路の動作説明図である。
【図１６】一方の直列回路の夫々のスイッチング素子の
オン期間の比率が変化しても、負荷に供給される電力を
低下させない方法を示す動作説明図である。
オン期間の比率が変化しても、負荷に供給される電力を
低下させない方法を示す動作説明図である。
【図１７】一方の直列回路の夫々のスイッチング素子の
オン期間の比率が変化しても、負荷に供給される電力を
低下させない他の方法を示す動作説明図である。
オン期間の比率が変化しても、負荷に供給される電力を
低下させない他の方法を示す動作説明図である。
【図１８】図１１の回路において、一方の直列回路の夫
々のスイッチング素子のオン期間の比率が変化しても、
負荷に供給される電力を低下させない方法を示す動作説
明図である。
々のスイッチング素子のオン期間の比率が変化しても、
負荷に供給される電力を低下させない方法を示す動作説
明図である。
【図１９】負荷が放電灯である場合に予熱用のコンデン
サを設けた場合の回路図である。
サを設けた場合の回路図である。
【図２０】負荷が放電灯である場合に予熱用のインダク
タを設けた場合の回路図である。
タを設けた場合の回路図である。
【図２１】従来のハーフブリッジ構成のインバータ装置
の回路図である。
の回路図である。
【図２２】同上の動作説明図である。
Ｅ 直流電源 Ｓ1 〜Ｓ4 スイッチング素子 Ｌ1 インダクタ Ｃ2 コンデンサ Ｚ 負荷 １ 制御回路
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 特開 平３−254098（ＪＰ，Ａ) 特開 昭63−290171（ＪＰ，Ａ) 特開 昭59−153473（ＪＰ，Ａ) 特開 昭63−92277（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H02M 7/48
Claims (5)
- 【請求項１】 ２つのスイッチング素子の直列回路を直
流電源と並列に２組接続すると共に、夫々の直列回路の
スイッチング素子の接続点間に少なくともＬＣ共振回路
と負荷からなる負荷回路を接続し、夫々の直列回路のス
イッチング素子を同時にオンしないように交互にオン，
オフさせ、一方の直列回路のスイッチング素子のオン，
オフのタイミングに対して、他方の直列回路のスイッチ
ング素子のオン，オフのタイミングを同位相から１８０
度ずれた位相までの範囲で可変して、少なくとも一方の
直列回路のスイッチング素子のオン期間の比率を異なら
せて成ることを特徴とするインバータ装置。 - 【請求項２】 一方の直列回路のスイッチング素子のオ
ン，オフのタイミングに対して、他方の直列回路のスイ
ッチング素子のオン，オフのタイミングを早くして成る
ことを特徴とする請求項１記載のインバータ装置。 - 【請求項３】 一方の直列回路のスイッチング素子のオ
ン，オフのタイミングに対して、他方の直列回路のスイ
ッチング素子のオン，オフのタイミングを遅らせて成る
ことを特徴とする請求項１記載のインバータ装置。 - 【請求項４】 一方の直列回路のスイッチング素子のオ
ン期間の比率を、一方の直列回路のスイッチング素子の
オン，オフのタイミングに対する他方の直列回路のスイ
ッチング素子のオン，オフの位相のずれの大きさに応じ
て増加させて成ることを特徴とする請求項１記載のイン
バータ装置。 - 【請求項５】 一方の直列回路のスイッチング素子のオ
ン期間の比率を変化させた場合に、他方の直列回路のス
イッチング素子のオン期間の比率を変化させて、負荷に
供給される電力を略一定にして成ることを特徴とする請
求項１記載のインバータ装置。
Priority Applications (5)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP25252192A JP3234301B2 (ja) | 1992-09-22 | 1992-09-22 | インバータ装置 |
| TW082107705A TW344190B (en) | 1992-09-22 | 1993-09-20 | Discharge lamp lighting device |
| DE4332059A DE4332059B4 (de) | 1992-09-22 | 1993-09-21 | Vorschaltgerät zur Helligkeitssteuerung von Entladungslampen |
| US08/124,636 US5434479A (en) | 1992-09-22 | 1993-09-22 | Full-bridge inverter for discharge lamp lighting device with varied transistor zero voltage period |
| CN93118130A CN1080531C (zh) | 1992-09-22 | 1993-09-22 | 放电灯照明装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP25252192A JP3234301B2 (ja) | 1992-09-22 | 1992-09-22 | インバータ装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH06105557A JPH06105557A (ja) | 1994-04-15 |
| JP3234301B2 true JP3234301B2 (ja) | 2001-12-04 |
Family
ID=17238531
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP25252192A Expired - Fee Related JP3234301B2 (ja) | 1992-09-22 | 1992-09-22 | インバータ装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3234301B2 (ja) |
-
1992
- 1992-09-22 JP JP25252192A patent/JP3234301B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH06105557A (ja) | 1994-04-15 |
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