JP3233791B2 - 差動容量反転積分器及びこれを用いた静電容量変化量検出装置 - Google Patents
差動容量反転積分器及びこれを用いた静電容量変化量検出装置Info
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- Investigating Or Analyzing Materials By The Use Of Electric Means (AREA)
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、静電容量の変化量を検
出又は測定する検出装置と、これに用いるのに適した差
動容量反転積分器とに関する。
出又は測定する検出装置と、これに用いるのに適した差
動容量反転積分器とに関する。
【０００２】
【従来の技術】従来、静電容量の変化を利用して圧力、
湿度、温度、変位、流量、加速度などの各種物理量また
は化学量を検出し或いは測定する装置として、静電容量
型センサが知られている。そして、検出信号を生成する
ためのインターフェイス回路として、多くの場合、静電
容量型センサを周波数決定素子とする発振回路が使用さ
れている。
湿度、温度、変位、流量、加速度などの各種物理量また
は化学量を検出し或いは測定する装置として、静電容量
型センサが知られている。そして、検出信号を生成する
ためのインターフェイス回路として、多くの場合、静電
容量型センサを周波数決定素子とする発振回路が使用さ
れている。
【０００３】この回路の発振周波数をω、センサの静電
容量をＣ、容量の変化量をΔＣとすると、発振周波数ω
は容量Ｃに応じて変化し、その変化率は、次のように表
わされる。
容量をＣ、容量の変化量をΔＣとすると、発振周波数ω
は容量Ｃに応じて変化し、その変化率は、次のように表
わされる。
【０００４】
【数１】
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】従来の静電容量型セン
サを含む発振回路は、これを構成する素子の数が少ない
ので、小型化及び低価格化が可能であるが、その発振周
波数（ω）は、センサの全容量（ＣS＝ＣB ＋ΔＣ）に
よって決定される（ＣBはセンサがある基準状態にある
ときの静電容量（ベース容量）、ΔＣは静電容量の変化
量）。このため、センサの全容量（ＣS ）に比べて変化
量（ΔＣ）が小さい場合には、発振周波数の変化量も小
さくなる。これが容量測定のダイナミックレンジを狭
め、高精度化を困難にしている。また、寄生容量及び浮
遊容量などの誤差要因も問題となる。
サを含む発振回路は、これを構成する素子の数が少ない
ので、小型化及び低価格化が可能であるが、その発振周
波数（ω）は、センサの全容量（ＣS＝ＣB ＋ΔＣ）に
よって決定される（ＣBはセンサがある基準状態にある
ときの静電容量（ベース容量）、ΔＣは静電容量の変化
量）。このため、センサの全容量（ＣS ）に比べて変化
量（ΔＣ）が小さい場合には、発振周波数の変化量も小
さくなる。これが容量測定のダイナミックレンジを狭
め、高精度化を困難にしている。また、寄生容量及び浮
遊容量などの誤差要因も問題となる。
【０００６】より詳細に説明すると、上記のような発振
回路には調和発振回路と弛張発振回路がある。
回路には調和発振回路と弛張発振回路がある。
【０００７】まず、調和発振回路は、図１２にブロック
図で示す状態変数型のバンドパスフィルタ回路におい
て、出力ＶOUT を入力ＶINに接続することにより構成さ
れる。図において、２１は入力信号の一次遅れ要素（−
Ｋ2 ：ゲイン）、２２はフィードバック信号の一次遅れ
要素（Ｋ1 ：ゲイン）、２３は抵抗Ｒとセンサ容量ＣS
を含む積分要素である。ここで、ｓはラプラス演算子、
ａは定数である。
図で示す状態変数型のバンドパスフィルタ回路におい
て、出力ＶOUT を入力ＶINに接続することにより構成さ
れる。図において、２１は入力信号の一次遅れ要素（−
Ｋ2 ：ゲイン）、２２はフィードバック信号の一次遅れ
要素（Ｋ1 ：ゲイン）、２３は抵抗Ｒとセンサ容量ＣS
を含む積分要素である。ここで、ｓはラプラス演算子、
ａは定数である。
【０００８】ところで、発振現象は入力信号が存在しな
くても発振信号を出力する現象であるが、その源は回路
の各素子が有するノイズ源と電源から流入するノイズで
ある。代表的な回路素子が有するノイズ源は、熱雑音や
フリッカ雑音などである。これらの雑音は、図１２の回
路（開回路）の出力ＶOUTを入力ＶINに接続した時の閉
ループ回路中に存在する。そして、ある周波数において
開回路の入力と出力が同相で、ゲインが１より大であれ
ば、その周波数信号に対応する雑音は、上記閉ループ回
路中で増幅されて成長する。ゲインが１より大きい場
合、やがて発振信号は有限の電源電圧で飽和（クリッ
プ）し、方形波信号となる。
くても発振信号を出力する現象であるが、その源は回路
の各素子が有するノイズ源と電源から流入するノイズで
ある。代表的な回路素子が有するノイズ源は、熱雑音や
フリッカ雑音などである。これらの雑音は、図１２の回
路（開回路）の出力ＶOUTを入力ＶINに接続した時の閉
ループ回路中に存在する。そして、ある周波数において
開回路の入力と出力が同相で、ゲインが１より大であれ
ば、その周波数信号に対応する雑音は、上記閉ループ回
路中で増幅されて成長する。ゲインが１より大きい場
合、やがて発振信号は有限の電源電圧で飽和（クリッ
プ）し、方形波信号となる。
【０００９】上記調和発振回路の発振周波数ωは、次の
ようにして求められる。
ようにして求められる。
【００１０】まず、図１２の回路の開ループ電圧伝達関
数を求める。
数を求める。
【００１１】
【数２】 次に、上記伝達関数から同相となる周波数を求める。
【００１２】
【数３】 上式で位相特性が同相となるのは、虚部＝０すなわち I
m(Ｇ(jω))＝０の時である。式(2) より、周波数電圧伝
達特性は、
m(Ｇ(jω))＝０の時である。式(2) より、周波数電圧伝
達特性は、
【００１３】
【数４】 となるから、この周波数電圧伝達特性の虚部＝０の条件
を求めると、
を求めると、
【００１４】
【数５】 上式でＫ1 及びＲは定数であるから、発振周波数ωはセ
ンサ容量ＣS によって決定される。
ンサ容量ＣS によって決定される。
【００１５】図１２の回路において、静電容量の変化
（ΔＣ）に対する発振周波数ωの変化の割合（変化率）
は、ΔＣ＝αＣB （α：容量変化率）とすると、次のよ
うに表わされる。
（ΔＣ）に対する発振周波数ωの変化の割合（変化率）
は、ΔＣ＝αＣB （α：容量変化率）とすると、次のよ
うに表わされる。
【００１６】
【数６】 この式から、センサの容量変化αが小さい場合、容量測
定のダイナミックレンジも小さくなり、高精度化が困難
であることがわかる。
定のダイナミックレンジも小さくなり、高精度化が困難
であることがわかる。
【００１７】次に、弛張発振回路は、図１３に示すよう
に構成される。図において、Ｒは抵抗、ＣS はセンサの
容量、３１はオペアンプ（演算増幅器）、３２，３３は
コンパレータ、３４はＳ−Ｒフリップフロップ、３５，
３６はそれぞれフリップフロップ３４のＱ出力，反転Ｑ
出力によって動作するアナログスイッチである。各アナ
ログスイッチ３５，３６の２つの端子の一方はオペアン
プ３１の入力側の抵抗Ｒに接続され、他方にはそれぞれ
所定の基準電圧ＶR +，ＶR -が加えられる。この弛張発振
回路は、次のように動作する。
に構成される。図において、Ｒは抵抗、ＣS はセンサの
容量、３１はオペアンプ（演算増幅器）、３２，３３は
コンパレータ、３４はＳ−Ｒフリップフロップ、３５，
３６はそれぞれフリップフロップ３４のＱ出力，反転Ｑ
出力によって動作するアナログスイッチである。各アナ
ログスイッチ３５，３６の２つの端子の一方はオペアン
プ３１の入力側の抵抗Ｒに接続され、他方にはそれぞれ
所定の基準電圧ＶR +，ＶR -が加えられる。この弛張発振
回路は、次のように動作する。
【００１８】 初期的に（電源立ち上げ時）、Ｓ−Ｒ
フリップフロップ３４の出力（Ｑ）は、必ず１か０のど
ちらかになる。ここでは、動作説明のために初期的にＱ
＝１と仮定する。
フリップフロップ３４の出力（Ｑ）は、必ず１か０のど
ちらかになる。ここでは、動作説明のために初期的にＱ
＝１と仮定する。
【００１９】 Ｑ＝１のとき、上側のスイッチ３５は
オン（下側のスイッチ３６はオフ）となり、基準電圧
（ＶR +）から抵抗（Ｒ）を通ってセンサキャパシタ（Ｃ
S ）に電流が流れる。この時の電流値をＩ1 とすると、
オン（下側のスイッチ３６はオフ）となり、基準電圧
（ＶR +）から抵抗（Ｒ）を通ってセンサキャパシタ（Ｃ
S ）に電流が流れる。この時の電流値をＩ1 とすると、
【００２０】
【数７】 となり、オペアンプ３１の出力電圧は、負の傾きで変化
する。
する。
【００２１】 やがてオペアンプ３１の出力が基準電
圧（ＶR -）よりわずかに低い電位になると、下側のコン
パレータ３３は“１”を出力する。この時、上側のコン
パレータ３２の非反転（＋側）入力信号は基準電圧（Ｖ
R +）以下であるので、上側のコンパレータ３２は“０”
を出力する。
圧（ＶR -）よりわずかに低い電位になると、下側のコン
パレータ３３は“１”を出力する。この時、上側のコン
パレータ３２の非反転（＋側）入力信号は基準電圧（Ｖ
R +）以下であるので、上側のコンパレータ３２は“０”
を出力する。
【００２２】 Ｓ−Ｒフリップフロップ３４は、上側
のコンパレータ３２からの“０”信号及び下側のコンパ
レータ３３からの“１”信号を受けて、出力（Ｑ）を反
転する（Ｑ＝０となる）。
のコンパレータ３２からの“０”信号及び下側のコンパ
レータ３３からの“１”信号を受けて、出力（Ｑ）を反
転する（Ｑ＝０となる）。
【００２３】 このＳ−Ｒフリップフロップ３４の出
力により、上側のスイッチ３５はオフ（下側のスイッチ
３６はオン）となり、基準電圧（ＶR -）から抵抗（Ｒ）
を通ってセンサキャパシタ（ＣS ）に電流が流れる。こ
の時の電流値をＩ2 とすると、
力により、上側のスイッチ３５はオフ（下側のスイッチ
３６はオン）となり、基準電圧（ＶR -）から抵抗（Ｒ）
を通ってセンサキャパシタ（ＣS ）に電流が流れる。こ
の時の電流値をＩ2 とすると、
【００２４】
【数８】 となり、オペアンプ３１の出力電圧は、正の傾きで変化
する。
する。
【００２５】 やがてオペアンプ３１の出力が基準電
圧（ＶR +）よりわずかに高い電位になると、上側のコン
パレータ３２は“１”を出力する。この時、下側のコン
パレータ３３の反転（−側）入力信号は基準電圧
（ＶR -）以上であるので、下側のコンパレータ３３は
“０”を出力する。
圧（ＶR +）よりわずかに高い電位になると、上側のコン
パレータ３２は“１”を出力する。この時、下側のコン
パレータ３３の反転（−側）入力信号は基準電圧
（ＶR -）以上であるので、下側のコンパレータ３３は
“０”を出力する。
【００２６】 Ｓ−Ｒフリップフロップ３４は、下側
のコンパレータ３３からの“０”信号及び上側のコンパ
レータ３２からの“１”信号を受けて、出力（Ｑ）を反
転する（Ｑ＝１となる）。
のコンパレータ３３からの“０”信号及び上側のコンパ
レータ３２からの“１”信号を受けて、出力（Ｑ）を反
転する（Ｑ＝１となる）。
【００２７】 上記以下の動作を繰り返すことによ
り、発振信号を出力する。
り、発振信号を出力する。
【００２８】以上の動作において、オペアンプ３１の出
力は、２つの基準電圧ＶR +，ＶR -の間（範囲）で三角波
となる。
力は、２つの基準電圧ＶR +，ＶR -の間（範囲）で三角波
となる。
【００２９】ここで、Ｓ−Ｒフリップフロップ３４の出
力がＱ＝１となっている時間（上記三角波の負の傾き部
分の時間）をＴ1 、Ｓ−Ｒフリップフロップ３４の出力
がＱ＝０となっている時間（上記三角波の正の傾き部分
の時間）をＴ2 とすると、 Ｉ1・Ｔ1 ＝ＣS・（ＶR +−ＶR -） Ｉ2・Ｔ2 ＝ＣS・（ＶR -−ＶR +） となるから、これらに上記(8) 及び(9) 式を代入してＴ
1 及びＴ2 を求めると、
力がＱ＝１となっている時間（上記三角波の負の傾き部
分の時間）をＴ1 、Ｓ−Ｒフリップフロップ３４の出力
がＱ＝０となっている時間（上記三角波の正の傾き部分
の時間）をＴ2 とすると、 Ｉ1・Ｔ1 ＝ＣS・（ＶR +−ＶR -） Ｉ2・Ｔ2 ＝ＣS・（ＶR -−ＶR +） となるから、これらに上記(8) 及び(9) 式を代入してＴ
1 及びＴ2 を求めると、
【００３０】
【数９】 従って、発振の一周期の時間は次のようになる。
【００３１】
【数１０】 これより、発振周波数ｆは
【００３２】
【数１１】 従って、図１３の弛張発振回路の発振周波数ωは、次式
で表わされる。
で表わされる。
【００３３】
【数１２】 上式で、基準電圧をＶR +＝−ＶR -， |ＶR +| ＝ＶR とす
ると、
ると、
【００３４】
【数１３】 となり、発振周波数ωはセンサの静電容量（ＣS ）で決
定される。
定される。
【００３５】図１３の回路において、静電容量の変化
（ΔＣ）に対する発振周波数の変化の割合は、ΔＣ＝α
ＣB （α：容量変化率）とすると、次のように表わされ
る。
（ΔＣ）に対する発振周波数の変化の割合は、ΔＣ＝α
ＣB （α：容量変化率）とすると、次のように表わされ
る。
【００３６】
【数１４】 この式でも、センサの容量変化が小さい場合、ダイナミ
ックレンジも小さくなり、高精度化が困難なことがわか
る。
ックレンジも小さくなり、高精度化が困難なことがわか
る。
【００３７】従って、本発明の目的は、従来の静電容量
型センサを含む発振回路の問題点を解決し、センサの容
量変化が小さい場合でも、その容量変化から各種物理量
または化学量を高精度で検出又は測定できる装置を提供
することにある。
型センサを含む発振回路の問題点を解決し、センサの容
量変化が小さい場合でも、その容量変化から各種物理量
または化学量を高精度で検出又は測定できる装置を提供
することにある。
【００３８】
【課題を解決するための手段】本発明によれば、演算増
幅器の非反転入力端子（＋）をグラウンドに接続すると
共に、演算増幅器の反転入力端子（−）に抵抗（Ｒ）を
接続し、演算増幅器の出力端子と反転入力端子（−）と
の間に、検出対象の物理量または化学量に応じた静電容
量を有する検出器の静電容量（Ｃ S ）を接続し、この静
電容量（Ｃ S ）に、演算増幅器の出力端子側に設けられ
る反転増幅器と演算増幅器の反転入力端子（−）側に設
けられる基準静電容量（Ｃ R ）との直列接続を並列接続
したことを特徴とする差動容量反転積分器が提供され
る。
幅器の非反転入力端子（＋）をグラウンドに接続すると
共に、演算増幅器の反転入力端子（−）に抵抗（Ｒ）を
接続し、演算増幅器の出力端子と反転入力端子（−）と
の間に、検出対象の物理量または化学量に応じた静電容
量を有する検出器の静電容量（Ｃ S ）を接続し、この静
電容量（Ｃ S ）に、演算増幅器の出力端子側に設けられ
る反転増幅器と演算増幅器の反転入力端子（−）側に設
けられる基準静電容量（Ｃ R ）との直列接続を並列接続
したことを特徴とする差動容量反転積分器が提供され
る。
【００３９】本発明の１つの態様においては、前記検出
器として、２つの静電容量を有し、検出対象の物理量ま
たは化学量が入力されたとき一方の静電容量（ＣS +）が
増加し、他方の静電容量（ＣS -）が減少するように構成
されたセンサ（差動容量変化型センサと称する）を使用
し、その増加する静電容量（ＣS +）を検出器の全静電容
量（ＣS ）とし、その減少する静電容量（ＣS -）を基準
静電容量（ＣR ）とする。
器として、２つの静電容量を有し、検出対象の物理量ま
たは化学量が入力されたとき一方の静電容量（ＣS +）が
増加し、他方の静電容量（ＣS -）が減少するように構成
されたセンサ（差動容量変化型センサと称する）を使用
し、その増加する静電容量（ＣS +）を検出器の全静電容
量（ＣS ）とし、その減少する静電容量（ＣS -）を基準
静電容量（ＣR ）とする。
【００４０】もう１つの態様は、上記差動容量反転積分
器において、上記検出器の静電容量（Ｃ Ｓ ）に代えて第
２の基準容量（Ｃ Ｃ ）を接続し、且つ演算増幅器（１）
の反転入力端子（−）と反転増幅器（２）との間に基準
静電容量（Ｃ Ｒ ）と並列に上記検出器の静電容量
（Ｃ Ｓ ）を接続し、反転増幅器（２）と当該検出器の静
電容量（ＣＳ）との間に第１のアナログスイッチ
（Ｓ１）、当該検出器の静電容量（ＣＳ）とグラウンド
との間に第２のアナログスイッチ（Ｓ２）、反転増幅器
（２）と基準静電容量（ＣＲ）との間に第３のアナログ
スイッチ（Ｓ３）、基準静電容量（ＣＲ）とグラウンド
との間に第４のアナログスイッチ（Ｓ４）をそれぞれ設
け、第１のアナログスイッチ（Ｓ１）及び第４のアナロ
グスイッチ（Ｓ４）をオン、第２のアナログスイッチ
（Ｓ２）及び第３のアナログスイッチ（Ｓ３）をオフに
すると、反転増幅器（２）と検出器の静電容量（ＣＳ）
との直列接続が第２の基準容量（ＣＣ）に並列接続した
第１の状態となり、第１のアナログスイッチ（Ｓ１）及
び第４のアナログスイッチ（Ｓ４）をオフ、第２のアナ
ログスイッチ（Ｓ２）及び第３のアナログスイッチ（Ｓ
３）をオンにすると、反転増幅器（２）と基準静電容量
（ＣＲ）との直列接続が第２の基準容量（ＣＣ）に並列
接続した第２の状態となるように構成される。
器において、上記検出器の静電容量（Ｃ Ｓ ）に代えて第
２の基準容量（Ｃ Ｃ ）を接続し、且つ演算増幅器（１）
の反転入力端子（−）と反転増幅器（２）との間に基準
静電容量（Ｃ Ｒ ）と並列に上記検出器の静電容量
（Ｃ Ｓ ）を接続し、反転増幅器（２）と当該検出器の静
電容量（ＣＳ）との間に第１のアナログスイッチ
（Ｓ１）、当該検出器の静電容量（ＣＳ）とグラウンド
との間に第２のアナログスイッチ（Ｓ２）、反転増幅器
（２）と基準静電容量（ＣＲ）との間に第３のアナログ
スイッチ（Ｓ３）、基準静電容量（ＣＲ）とグラウンド
との間に第４のアナログスイッチ（Ｓ４）をそれぞれ設
け、第１のアナログスイッチ（Ｓ１）及び第４のアナロ
グスイッチ（Ｓ４）をオン、第２のアナログスイッチ
（Ｓ２）及び第３のアナログスイッチ（Ｓ３）をオフに
すると、反転増幅器（２）と検出器の静電容量（ＣＳ）
との直列接続が第２の基準容量（ＣＣ）に並列接続した
第１の状態となり、第１のアナログスイッチ（Ｓ１）及
び第４のアナログスイッチ（Ｓ４）をオフ、第２のアナ
ログスイッチ（Ｓ２）及び第３のアナログスイッチ（Ｓ
３）をオンにすると、反転増幅器（２）と基準静電容量
（ＣＲ）との直列接続が第２の基準容量（ＣＣ）に並列
接続した第２の状態となるように構成される。
【００４１】この態様の差動容量反転積分器を用いた静
電容量変化量検出装置は、差動容量反転積分器が第１の
状態のとき、検出器の静電容量（Ｃ S ）と第２の基準容
量（Ｃ C ）との差で発振周波数が決定される第１の発振
出力、及び差動容量反転積分器が第２の状態のとき、基
準静電容量（Ｃ R ）と第２の基準容量（Ｃ C ）との差で発
振周波数が決定される第２の発振出力をディジタル化
し、割算処理を行うディジタル信号処理回路を具備する
ことにより、第１の発振出力と第２の発振出力との周波
数の比を検出すること（以下、レシオメトリック変換も
しくはレシオメトリック化と称する）ができる。
電容量変化量検出装置は、差動容量反転積分器が第１の
状態のとき、検出器の静電容量（Ｃ S ）と第２の基準容
量（Ｃ C ）との差で発振周波数が決定される第１の発振
出力、及び差動容量反転積分器が第２の状態のとき、基
準静電容量（Ｃ R ）と第２の基準容量（Ｃ C ）との差で発
振周波数が決定される第２の発振出力をディジタル化
し、割算処理を行うディジタル信号処理回路を具備する
ことにより、第１の発振出力と第２の発振出力との周波
数の比を検出すること（以下、レシオメトリック変換も
しくはレシオメトリック化と称する）ができる。
【００４２】本発明の差動容量積分器を用いて、検出器
の静電容量（Ｃ S ）と基準静電容量（Ｃ R ）との差で周波
数（ω）が決定される発振出力を生成する調和発振回路
又は弛張発振回路を備えた静電容量変化量検出装置を構
成することができる。
の静電容量（Ｃ S ）と基準静電容量（Ｃ R ）との差で周波
数（ω）が決定される発振出力を生成する調和発振回路
又は弛張発振回路を備えた静電容量変化量検出装置を構
成することができる。
【００４３】
【作用】本発明の差動容量反転積分器においては、演算
増幅器の出力端子側に設けられた反転増幅器と演算増幅
器の反転入力端子（−）側に設けられた基準静電容量
（Ｃ R ）との直列接続を、検出器の静電容量（Ｃ S ）と並
列接続した回路部を有するので、積分器は、後述の式(1
7)で表わされる電圧伝達特性を有し、その伝達関数の中
に（Ｃ S −ｋＣ R ）なる定数を含む。すなわち、積分器の
出力電圧（Ｖ OUT ）それ自体が、検出器の静電容量（Ｃ S
）と基準静電容量（Ｃ R ）との差に応じた値となってお
り、これは２つの容量の単なる差でなく、検出対象の静
電容量（Ｃ S ）とゲイン（ｋ）がかかった基準静電容量
（Ｃ R ）との差であるから、このゲイン（ｋ）を適宜調
整することにより検出器の容量変動にも対処できる。従
って、この積分器の出力を取り出すだけで、検出対象の
物理量または化学量に応じた静電容量の小さい変化を正
確に検出することができる。しかも、積分器の構成は、
基本的なＲＣ積分回路の出力側から入力側へのフィード
バック路に反転増幅器と基準容量との直列接続回路を設
けただけなので、従来のものよりはるかに簡潔である。
増幅器の出力端子側に設けられた反転増幅器と演算増幅
器の反転入力端子（−）側に設けられた基準静電容量
（Ｃ R ）との直列接続を、検出器の静電容量（Ｃ S ）と並
列接続した回路部を有するので、積分器は、後述の式(1
7)で表わされる電圧伝達特性を有し、その伝達関数の中
に（Ｃ S −ｋＣ R ）なる定数を含む。すなわち、積分器の
出力電圧（Ｖ OUT ）それ自体が、検出器の静電容量（Ｃ S
）と基準静電容量（Ｃ R ）との差に応じた値となってお
り、これは２つの容量の単なる差でなく、検出対象の静
電容量（Ｃ S ）とゲイン（ｋ）がかかった基準静電容量
（Ｃ R ）との差であるから、このゲイン（ｋ）を適宜調
整することにより検出器の容量変動にも対処できる。従
って、この積分器の出力を取り出すだけで、検出対象の
物理量または化学量に応じた静電容量の小さい変化を正
確に検出することができる。しかも、積分器の構成は、
基本的なＲＣ積分回路の出力側から入力側へのフィード
バック路に反転増幅器と基準容量との直列接続回路を設
けただけなので、従来のものよりはるかに簡潔である。
【００４４】また、本発明の差動容量反転積分器を用い
た静電容量変化量検出装置は、２つの静電容量の差で発
振周波数が決定される発振出力をディジタル化し、割算
処理を行うディジタル信号処理回路を具備することによ
り、２つの基準容量に基づく２つの発振出力の周波数の
比を容易に検出することができる。これにより、検出器
の静電容量（ＣS ）、２つの基準容量（ＣR，ＣC）、反
転増幅器のゲイン（−ｋ）以外の回路構成素子の温度特
性、及びそれら回路構成素子の劣化によるドリフト、更
には電源電圧依存性などの誤差要因を除去できる。
た静電容量変化量検出装置は、２つの静電容量の差で発
振周波数が決定される発振出力をディジタル化し、割算
処理を行うディジタル信号処理回路を具備することによ
り、２つの基準容量に基づく２つの発振出力の周波数の
比を容易に検出することができる。これにより、検出器
の静電容量（ＣS ）、２つの基準容量（ＣR，ＣC）、反
転増幅器のゲイン（−ｋ）以外の回路構成素子の温度特
性、及びそれら回路構成素子の劣化によるドリフト、更
には電源電圧依存性などの誤差要因を除去できる。
【００４５】
【実施例】まず、本発明の説明で用いる静電容量を表す
記号は、次のように定義される。 ＣS ：センサの静電容量（ＣS ＝ＣB ＋ΔＣ） ＣB ：センサがある基準状態にある時の静電容量（ベー
ス容量） ＣR ：基準静電容量 ＣC ：第二基準静電容量 ＣS +：差動容量変化型センサの容量が増加するキャパシ
タの静電容量（＝ＣB ＋ΔＣ） ＣS -：差動容量変化型センサの容量が減少するキャパシ
タの静電容量（＝ＣB −ΔＣ） ΔＣ：センサの静電容量がベース容量から変化した量。
記号は、次のように定義される。 ＣS ：センサの静電容量（ＣS ＝ＣB ＋ΔＣ） ＣB ：センサがある基準状態にある時の静電容量（ベー
ス容量） ＣR ：基準静電容量 ＣC ：第二基準静電容量 ＣS +：差動容量変化型センサの容量が増加するキャパシ
タの静電容量（＝ＣB ＋ΔＣ） ＣS -：差動容量変化型センサの容量が減少するキャパシ
タの静電容量（＝ＣB −ΔＣ） ΔＣ：センサの静電容量がベース容量から変化した量。
【００４６】初めに、図１は本発明の差動容量反転積分
器を示す。これは、オペアンプ１の（＋）側の入力端子
を接地すると共に（−）側の入力端子に抵抗Ｒを接続
し、オペアンプ１の出力端子と（−）側の入力端子との
間には、フィードバック要素として、反転増幅器２（ゲ
イン＝−ｋ）に直列接続した基準容量ＣRとセンサ容量
ＣS とを並列接続して構成したものである。ここで、差
動容量反転積分器の出力電圧をＶ OUT とすれば、そのフ
ィードバック回路部に蓄積される電荷は、Ｖ OUT （Ｃ S
−ｋＣ R ）となる。従って、この差動容量反転積分器の
電圧伝達特性は、後述のように、積分要素に（Ｃ S −ｋ
Ｃ R ）を含む式で表わされる。
器を示す。これは、オペアンプ１の（＋）側の入力端子
を接地すると共に（−）側の入力端子に抵抗Ｒを接続
し、オペアンプ１の出力端子と（−）側の入力端子との
間には、フィードバック要素として、反転増幅器２（ゲ
イン＝−ｋ）に直列接続した基準容量ＣRとセンサ容量
ＣS とを並列接続して構成したものである。ここで、差
動容量反転積分器の出力電圧をＶ OUT とすれば、そのフ
ィードバック回路部に蓄積される電荷は、Ｖ OUT （Ｃ S
−ｋＣ R ）となる。従って、この差動容量反転積分器の
電圧伝達特性は、後述のように、積分要素に（Ｃ S −ｋ
Ｃ R ）を含む式で表わされる。
【００４７】図１の積分器で使用される反転増幅器２
は、図２に示すように、オペアンプ３の（＋）側の入力
端子を接地すると共に（−）側の入力端子に抵抗Ｒ1 を
接続し、オペアンプ３の出力端子と（−）側の入力端子
との間には、フィードバック要素として第２の抵抗Ｒ2
を接続して構成される。この構成により、反転増幅器２
のゲイン（−ｋ）は−Ｒ2 ／Ｒ1 となる。
は、図２に示すように、オペアンプ３の（＋）側の入力
端子を接地すると共に（−）側の入力端子に抵抗Ｒ1 を
接続し、オペアンプ３の出力端子と（−）側の入力端子
との間には、フィードバック要素として第２の抵抗Ｒ2
を接続して構成される。この構成により、反転増幅器２
のゲイン（−ｋ）は−Ｒ2 ／Ｒ1 となる。
【００４８】図１の差動容量反転積分器の電圧伝達特性
は、次のように表わされる。
は、次のように表わされる。
【００４９】
【数１５】 この積分器が差動容量反転積分器として動作するために
は、必ずＣS ＞ｋＣRであることが必要である。
は、必ずＣS ＞ｋＣRであることが必要である。
【００５０】上記の差動容量反転積分器によれば、２つ
の静電容量（ＣS とＣR ）の片側を共通ラインに接続し
ているので、３線で信号取り出しができ、センサ（容量
ＣS）からの信号取り出しが容易である。
の静電容量（ＣS とＣR ）の片側を共通ラインに接続し
ているので、３線で信号取り出しができ、センサ（容量
ＣS）からの信号取り出しが容易である。
【００５１】また、前述した寄生及び浮遊容量の影響
は、差動容量化による同相成分除去効果と、共通ライン
を仮想ＧＮＤ（グラウンド）に接続し、この仮想ＧＮＤ
とほぼ同電位のＧＮＤパターンでシールドを取る効果と
により、低減することができる。
は、差動容量化による同相成分除去効果と、共通ライン
を仮想ＧＮＤ（グラウンド）に接続し、この仮想ＧＮＤ
とほぼ同電位のＧＮＤパターンでシールドを取る効果と
により、低減することができる。
【００５２】何らかの理由で基準容量ＣR がセンサのベ
ース容量（ＣB ）から大きく外れた場合、ｋＣR ≒ＣB
となるように反転増幅器２のゲイン（−ｋ）を変えるこ
とで調整できる。
ース容量（ＣB ）から大きく外れた場合、ｋＣR ≒ＣB
となるように反転増幅器２のゲイン（−ｋ）を変えるこ
とで調整できる。
【００５３】更に、オフセット発振周波数（センサの静
電容量がベース容量ＣB にあるときの発振周波数）も、
反転増幅器２のゲイン（−ｋ）を調整することにより、
変化させることができる。
電容量がベース容量ＣB にあるときの発振周波数）も、
反転増幅器２のゲイン（−ｋ）を調整することにより、
変化させることができる。
【００５４】次に、図３は、図１の差動容量反転積分器
において回路構成素子の温度特性や劣化などのドリフト
あるいは電源電圧依存性などの誤差要因を取り除くため
に構成したレシオメトリック型の差動容量反転積分器を
示す。
において回路構成素子の温度特性や劣化などのドリフト
あるいは電源電圧依存性などの誤差要因を取り除くため
に構成したレシオメトリック型の差動容量反転積分器を
示す。
【００５５】これは、図１の差動容量反転積分器のセン
サ容量ＣS 、基準容量ＣR 、反転増幅器２のゲイン（−
ｋ）以外の、回路構成素子の温度特性や劣化などのドリ
フト要因を取り除くため、センサ容量ＣS 及び基準容量
ＣR に対してそれぞれ２つのアナログスイッチＳ1 ，Ｓ
2 及びＳ3 ，Ｓ4 を、図３に示すように接続すると共
に、第２の基準容量ＣC を新たに設け、レシオメトリッ
ク化したものである。
サ容量ＣS 、基準容量ＣR 、反転増幅器２のゲイン（−
ｋ）以外の、回路構成素子の温度特性や劣化などのドリ
フト要因を取り除くため、センサ容量ＣS 及び基準容量
ＣR に対してそれぞれ２つのアナログスイッチＳ1 ，Ｓ
2 及びＳ3 ，Ｓ4 を、図３に示すように接続すると共
に、第２の基準容量ＣC を新たに設け、レシオメトリッ
ク化したものである。
【００５６】４つのアナログスイッチ（Ｓ 1 ，Ｓ 2 及び
Ｓ 3 ，Ｓ 4 ）は、切換え信号（φ，反転φ）に応じて開
閉する。切換え信号が、φ＝１及び反転φ＝０のとき、
アナログスイッチＳ 1 及びＳ 4 はオン、アナログスイッチ
Ｓ 2 及びＳ 3 はオフとなる。このとき、Ｃ R の電荷は放電
される。そして、差動容量反転積分器のフィードバック
要素は、反転増幅器（２）とＣ S との直列接続にＣ C を並
列接続した回路となる。このとき、図３の差動容量反転
積分器は、図１の差動容量反転積分器においてＣ S をＣ C
に、Ｃ R をＣ S にそれぞれ置き換えたものと等価である。
一方、切換え信号が、φ＝０及び反転φ＝１のとき、ア
ナログスイッチＳ 2 及びＳ 3 はオン、アナログスイッチＳ
1 及びＳ 4 はオフとなる。このとき、Ｃ R の電荷は放電さ
れる。そして、差動容量反転積分器のフィードバック要
素は、反転増幅器（２）とＣ R との直列接続にＣ C を並列
接続した回路となる。このとき、図３の差動容量反転積
分器は、図１の差動容量反転積分器においてＣ S をＣ C に
置き換えたものと等価である。このレシオメトリック型
差動容量反転積分器の電圧伝達特性としては、４つのア
ナログスイッチＳ1 ，Ｓ2 ，Ｓ3 ，Ｓ4 の各々に対する
切換え信号（φ，反転φ）により、次の２種類の入出力
特性が得られる。
Ｓ 3 ，Ｓ 4 ）は、切換え信号（φ，反転φ）に応じて開
閉する。切換え信号が、φ＝１及び反転φ＝０のとき、
アナログスイッチＳ 1 及びＳ 4 はオン、アナログスイッチ
Ｓ 2 及びＳ 3 はオフとなる。このとき、Ｃ R の電荷は放電
される。そして、差動容量反転積分器のフィードバック
要素は、反転増幅器（２）とＣ S との直列接続にＣ C を並
列接続した回路となる。このとき、図３の差動容量反転
積分器は、図１の差動容量反転積分器においてＣ S をＣ C
に、Ｃ R をＣ S にそれぞれ置き換えたものと等価である。
一方、切換え信号が、φ＝０及び反転φ＝１のとき、ア
ナログスイッチＳ 2 及びＳ 3 はオン、アナログスイッチＳ
1 及びＳ 4 はオフとなる。このとき、Ｃ R の電荷は放電さ
れる。そして、差動容量反転積分器のフィードバック要
素は、反転増幅器（２）とＣ R との直列接続にＣ C を並列
接続した回路となる。このとき、図３の差動容量反転積
分器は、図１の差動容量反転積分器においてＣ S をＣ C に
置き換えたものと等価である。このレシオメトリック型
差動容量反転積分器の電圧伝達特性としては、４つのア
ナログスイッチＳ1 ，Ｓ2 ，Ｓ3 ，Ｓ4 の各々に対する
切換え信号（φ，反転φ）により、次の２種類の入出力
特性が得られる。
【００５７】
【数１６】 図３の回路が差動容量反転積分器として動作するために
は、ＣC ＞ｋＣS 及びＣC ＞ｋＣR であることが必要で
ある。
は、ＣC ＞ｋＣS 及びＣC ＞ｋＣR であることが必要で
ある。
【００５８】図４は、ＣS +とＣS -の２つのキャパシタを
有する差動容量変化型センサを用いた場合のレシオメト
リック型差動容量反転積分器を示す。
有する差動容量変化型センサを用いた場合のレシオメト
リック型差動容量反転積分器を示す。
【００５９】この回路の電圧伝達特性として、４つのア
ナログスイッチＳ1 ，Ｓ2 ，Ｓ3 ，Ｓ4 の各々に対する
切換え信号（φ，反転φ）により、次の２種類の入出力
特性が得られる。
ナログスイッチＳ1 ，Ｓ2 ，Ｓ3 ，Ｓ4 の各々に対する
切換え信号（φ，反転φ）により、次の２種類の入出力
特性が得られる。
【００６０】
【数１７】 図４の回路が差動容量反転積分器として動作するために
は、必ずＣC ＞ｋＣS +及びＣC ＞ｋＣS -であることが必
要である。
は、必ずＣC ＞ｋＣS +及びＣC ＞ｋＣS -であることが必
要である。
【００６１】次に、実施例のレシオメトリック変換につ
いて説明する。
いて説明する。
【００６２】まず、図３又は図４の積分器を調和発振回
路や弛張発振回路に組み込み、アナログスイッチＳ1 ，
Ｓ2 ，Ｓ3 ，Ｓ4 に対する切換え信号（φ，反転φ）に
より、２種類の入出力特性に基づく発振周波数（ω1 ，
ω2 ）出力をディジタル信号処理回路で測定する。その
ディジタル信号処理回路としては、後述の周波数／時間
変換回路（図５）が使用される。
路や弛張発振回路に組み込み、アナログスイッチＳ1 ，
Ｓ2 ，Ｓ3 ，Ｓ4 に対する切換え信号（φ，反転φ）に
より、２種類の入出力特性に基づく発振周波数（ω1 ，
ω2 ）出力をディジタル信号処理回路で測定する。その
ディジタル信号処理回路としては、後述の周波数／時間
変換回路（図５）が使用される。
【００６３】上記２種類の発振出力（ω1 ，ω2 ）のい
ずれか一方を分子に、残りの一つを分母にとって図５の
ディジタル信号処理回路で除算を実行すると、センサ容
量（ＣS ）、基準容量（ＣR ）、第二基準容量（Ｃ
C ）、反転増幅器のゲイン（−ｋ）以外の回路構成素子
の温度特性や劣化などのドリフト、電源電圧依存性など
の誤差要因を取り除くことができる。
ずれか一方を分子に、残りの一つを分母にとって図５の
ディジタル信号処理回路で除算を実行すると、センサ容
量（ＣS ）、基準容量（ＣR ）、第二基準容量（Ｃ
C ）、反転増幅器のゲイン（−ｋ）以外の回路構成素子
の温度特性や劣化などのドリフト、電源電圧依存性など
の誤差要因を取り除くことができる。
【００６４】図５は、発振回路からの出力を処理するデ
ィジタル信号処理回路を示す。この回路は、コンパレー
タ１１、分周器１２、クロック発振器１３、ＮＡＮＤ素
子１４、カウンタ１５及びマイクロプロセッサ１６で構
成されている。
ィジタル信号処理回路を示す。この回路は、コンパレー
タ１１、分周器１２、クロック発振器１３、ＮＡＮＤ素
子１４、カウンタ１５及びマイクロプロセッサ１６で構
成されている。
【００６５】この回路において、コンパレータ１１の２
つの入力端子の一方（＋側）は接地され、他方（−側）
に任意の周波数ω（＝ω1 ，ω2 ，・・・ ）の信号が入力
され、コンパレータ１１によりディジタル化される。
つの入力端子の一方（＋側）は接地され、他方（−側）
に任意の周波数ω（＝ω1 ，ω2 ，・・・ ）の信号が入力
され、コンパレータ１１によりディジタル化される。
【００６６】分周器１２は、非同期式カウンタであり、
これに入力された信号の周波数を１／２n1に分周する。
例えばｎ1 ＝８ビットの場合、２n1＝２５６であるか
ら、１０ｋＨｚの周波数は、１０ｋＨｚ×１／２５６≒
３９Ｈｚに分周される。
これに入力された信号の周波数を１／２n1に分周する。
例えばｎ1 ＝８ビットの場合、２n1＝２５６であるか
ら、１０ｋＨｚの周波数は、１０ｋＨｚ×１／２５６≒
３９Ｈｚに分周される。
【００６７】この分周器１２の出力をａ1 とすると、周
波数ω1 ，ω2 の入力信号に対する出力ａ1 の周波数
は、それぞれω1'＝ω1/２n1，ω2'＝ω2/２n1となる。
波数ω1 ，ω2 の入力信号に対する出力ａ1 の周波数
は、それぞれω1'＝ω1/２n1，ω2'＝ω2/２n1となる。
【００６８】クロック発振器１３は、一定周波数ωCLK
の信号を発生する。
の信号を発生する。
【００６９】ＮＡＮＤ素子１４は、分周器１２の出力ａ
1 とクロック発振器１３の出力との論理積の反転をとっ
て出力する。ＮＡＮＤ素子１４の出力は、ωCLK ÷ω’
のパルス信号となり、そのパルス数がカウンタ１５で計
数される。
1 とクロック発振器１３の出力との論理積の反転をとっ
て出力する。ＮＡＮＤ素子１４の出力は、ωCLK ÷ω’
のパルス信号となり、そのパルス数がカウンタ１５で計
数される。
【００７０】すなわち、カウンタ１５の出力をａ2 とす
ると、分周器１２からの周波数ω1'，ω2'の出力ａ1 に
対するカウンタ１５からの出力ａ2 の値は、それぞれ c
ount1 ＝ωCLK/ω1'， count2 ＝ωCLK/ω2'となる。こ
こで、クロック周波数ωCLKは分周器１２の出力ａ1 の
周波数ω’よりはるかに大きい（ωCLK ≫ω’）から、
カウンタ１５の出力ａ2 は大きな値となって表われ、精
度が向上する。
ると、分周器１２からの周波数ω1'，ω2'の出力ａ1 に
対するカウンタ１５からの出力ａ2 の値は、それぞれ c
ount1 ＝ωCLK/ω1'， count2 ＝ωCLK/ω2'となる。こ
こで、クロック周波数ωCLKは分周器１２の出力ａ1 の
周波数ω’よりはるかに大きい（ωCLK ≫ω’）から、
カウンタ１５の出力ａ2 は大きな値となって表われ、精
度が向上する。
【００７１】マイクロプロセッサ１６は、これらの計数
値に対して割算処理を行う。従って、マイクロプロセッ
サ１６からの出力は、次のようになる。
値に対して割算処理を行う。従って、マイクロプロセッ
サ１６からの出力は、次のようになる。
【００７２】
【数１８】 かくして、クロック周波数ωCLK に無関係に且つ高精度
で上記２種類の発振周波数ω1 とω2 の比が得られる。
で上記２種類の発振周波数ω1 とω2 の比が得られる。
【００７３】以上から、図５の回路の動作は次のように
なる。
なる。
【００７４】 コンパレータ１１からの発振出力は、
分周器１２で累積加算される（平均処理）。この累積加
算回数は、等価的に平均処理回数に等しい。
分周器１２で累積加算される（平均処理）。この累積加
算回数は、等価的に平均処理回数に等しい。
【００７５】 で累積加算された発振出力（分周器
１２からの出力）は、ＮＡＮＤ素子１４に入力され、ク
ロック発振器１３からの高クロック周波数信号とのＡＮ
Ｄ演算によって周波数が割算され、カウンタ１５で計数
される。この演算処理は、等価的に発振周波数を累積加
算し、その一周期の時間を高速クロックの一周期の時間
で除算を施す操作である。
１２からの出力）は、ＮＡＮＤ素子１４に入力され、ク
ロック発振器１３からの高クロック周波数信号とのＡＮ
Ｄ演算によって周波数が割算され、カウンタ１５で計数
される。この演算処理は、等価的に発振周波数を累積加
算し、その一周期の時間を高速クロックの一周期の時間
で除算を施す操作である。
【００７６】 の処理結果（カウンタ１５からの出
力）は、マイクロプロセッサ１６における割算処理で、
上記のように周波数の比をとるレシオメトリック変換が
達成される。
力）は、マイクロプロセッサ１６における割算処理で、
上記のように周波数の比をとるレシオメトリック変換が
達成される。
【００７７】本発明により図１の差動容量反転積分器を
使用した静電容量差（変化量）の検出装置は、極めて多
くの回路構成または方式に使用できる。
使用した静電容量差（変化量）の検出装置は、極めて多
くの回路構成または方式に使用できる。
【００７８】例として、前述の調和発振回路と弛張発振
回路を構成する場合を説明する。
回路を構成する場合を説明する。
【００７９】（１）調和発振回路 図６は、図１の差動容量反転積分器を使用した状態変化
型バンドパスフィルタ回路を示す。この回路の出力Ｖ
OUT を入力ＶINに接続すると、調和発振回路となる。こ
れは、前述（図１２）のバンドパスフィルタ回路におけ
る積分要素２３を図１の差動容量反転積分器に置き換え
て新たな積分要素２３’としたものである。この調和発
振回路の発振周波数ωは、
型バンドパスフィルタ回路を示す。この回路の出力Ｖ
OUT を入力ＶINに接続すると、調和発振回路となる。こ
れは、前述（図１２）のバンドパスフィルタ回路におけ
る積分要素２３を図１の差動容量反転積分器に置き換え
て新たな積分要素２３’としたものである。この調和発
振回路の発振周波数ωは、
【００８０】
【数１９】 となり、容量の差によって発振周波数が決定される。
【００８１】図６の回路において、静電容量の変化（Δ
Ｃ）に対する発振周波数ωの変化の割合は、ΔＣ＝αＣ
B （α：容量変化率），ＣB −ｋＣR ＝βＣB （β：初
期容量差）とすると、次式で表わされる。
Ｃ）に対する発振周波数ωの変化の割合は、ΔＣ＝αＣ
B （α：容量変化率），ＣB −ｋＣR ＝βＣB （β：初
期容量差）とすると、次式で表わされる。
【００８２】
【数２０】 この式から、αとβの比によりダイナミックレンジを調
整することができる。次に、実験結果について説明す
る。
整することができる。次に、実験結果について説明す
る。
【００８３】図７は、図６の回路において差動容量反転
積分器のＣR を２０ｐＦに固定し、ＣS を２７〜４０ｐ
Ｆの間で数点変化させた時の周波数の変化を示す。
積分器のＣR を２０ｐＦに固定し、ＣS を２７〜４０ｐ
Ｆの間で数点変化させた時の周波数の変化を示す。
【００８４】図８は、図６の回路において差動容量反転
積分器のＣR を２０ｐＦ、ＣS を２７ｐＦとした時の発
振周波数を１０００回測定し、それをヒストグラムで表
わしたグラフである。これは正規分布に近い分布を示す
ため、周波数／時間変換後、ディジタルフィルタにより
発振周波数の振れを小さくすることができる。
積分器のＣR を２０ｐＦ、ＣS を２７ｐＦとした時の発
振周波数を１０００回測定し、それをヒストグラムで表
わしたグラフである。これは正規分布に近い分布を示す
ため、周波数／時間変換後、ディジタルフィルタにより
発振周波数の振れを小さくすることができる。
【００８５】次に、図９は、図６の状態変化型バンドパ
スフィルタ回路において、積分要素２３’を構成する差
動容量反転積分器をレシオメトリック型差動容量反転積
分器に置き換えた場合のブロック図である。この場合、
状態変化型バンドパスフィルタ回路は、アナログスイッ
チの制御信号の２つの状態（Ａ）及び（Ｂ）に応じた積
分要素２３Ａ及び２３Ｂを持つ。
スフィルタ回路において、積分要素２３’を構成する差
動容量反転積分器をレシオメトリック型差動容量反転積
分器に置き換えた場合のブロック図である。この場合、
状態変化型バンドパスフィルタ回路は、アナログスイッ
チの制御信号の２つの状態（Ａ）及び（Ｂ）に応じた積
分要素２３Ａ及び２３Ｂを持つ。
【００８６】図９のレシオメトリック型差動容量反転積
分器を用いて、図５の回路によりディジタル信号処理を
施した場合の結果は、次のとおりである。
分器を用いて、図５の回路によりディジタル信号処理を
施した場合の結果は、次のとおりである。
【００８７】
【数２１】 上記の２つの式からレシオメトリック変換を施すと、ド
リフトの要因となるパラメータＫ1 ，Ｒが消去される。
すなわち、
リフトの要因となるパラメータＫ1 ，Ｒが消去される。
すなわち、
【００８８】
【数２２】 となり、センサ容量（ＣS ）、基準容量（ＣR ）、第二
基準容量（ＣC ）、反転増幅器のゲイン（−ｋ）のみで
式が構成される。言い換えれば、このセンサ容量（Ｃ
S ）、基準容量（ＣR ）、第二基準容量（ＣC ）、反転
増幅器のゲイン（−ｋ）以外の要因には影響されないこ
とを示している。
基準容量（ＣC ）、反転増幅器のゲイン（−ｋ）のみで
式が構成される。言い換えれば、このセンサ容量（Ｃ
S ）、基準容量（ＣR ）、第二基準容量（ＣC ）、反転
増幅器のゲイン（−ｋ）以外の要因には影響されないこ
とを示している。
【００８９】また、差動容量変化型センサの場合には、
【００９０】
【数２３】 となる。
【００９１】（２）弛張発振回路 図１０は、図１の差動容量反転積分器を使用した三角波
弛張発振回路を示す。これは、前述（図１３）の弛張発
振回路において、センサ容量ＣS を（ＣS −ｋＣR ）と
したものと等価である。
弛張発振回路を示す。これは、前述（図１３）の弛張発
振回路において、センサ容量ＣS を（ＣS −ｋＣR ）と
したものと等価である。
【００９２】この回路の発振周波数ωは、
【００９３】
【数２４】 となる。上式で、基準電圧ＶR +＝−ＶR -とすると、
【００９４】
【数２５】 となり、容量の差により発振周波数が決定される。
【００９５】図１０の回路において、静電容量の変化
（ΔＣ）に対する発振周波数の変化の割合は、ΔＣ＝α
ＣB（α：容量変化率），ＣB−ｋＣR＝βＣB（β：初期
容量差）とすれば、次式で表わされる。
（ΔＣ）に対する発振周波数の変化の割合は、ΔＣ＝α
ＣB（α：容量変化率），ＣB−ｋＣR＝βＣB（β：初期
容量差）とすれば、次式で表わされる。
【００９６】
【数２６】 この式から、αとβの比でダイナミックレンジを調整す
ることができる。
ることができる。
【００９７】図１１は、図１０の差動静電容量反転積分
器をレシオメトリック型差動容量反転積分器に置き換え
た場合のブロック図である。この図では、アナログスイ
ッチの制御信号の２つの状態（Ａ）及び（Ｂ）に分けて
示してある。
器をレシオメトリック型差動容量反転積分器に置き換え
た場合のブロック図である。この図では、アナログスイ
ッチの制御信号の２つの状態（Ａ）及び（Ｂ）に分けて
示してある。
【００９８】図１１のレシオメトリック型差動容量反転
積分器を用いて、図５の回路によりディジタル信号処理
を施した場合の結果は、次のとおりである。
積分器を用いて、図５の回路によりディジタル信号処理
を施した場合の結果は、次のとおりである。
【００９９】
【数２７】 上記の２つの式からレシオメトリック変換を施すと、
【０１００】
【数２８】 となり、センサ容量（ＣS ）、基準容量（ＣR ）、第二
基準容量（ＣC ）、反転増幅器のゲイン（−ｋ）のみで
式が構成される。言い換えれば、このセンサ容量（Ｃ
S ）、基準容量（ＣR ）、第二基準容量（ＣC ）、反転
増幅器のゲイン（−ｋ）以外の要因には影響されないこ
とを示している。
基準容量（ＣC ）、反転増幅器のゲイン（−ｋ）のみで
式が構成される。言い換えれば、このセンサ容量（Ｃ
S ）、基準容量（ＣR ）、第二基準容量（ＣC ）、反転
増幅器のゲイン（−ｋ）以外の要因には影響されないこ
とを示している。
【０１０１】
【発明の効果】以上のように、本発明によれば、上記の
差動容量反転積分器を用いたことにより２つの静電容量
の差で発振周波数が決定される。このため、センサの容
量変化が小さい場合でも、その容量変化から各種物理量
または化学量を高精度で検出又は測定できる。
差動容量反転積分器を用いたことにより２つの静電容量
の差で発振周波数が決定される。このため、センサの容
量変化が小さい場合でも、その容量変化から各種物理量
または化学量を高精度で検出又は測定できる。
【０１０２】また、上記のレシオメトリック化により、
調和発振回路と弛張発振回路のいずれの場合でも、セン
サ容量（ＣS ）、基準容量（ＣR）、第２の基準容量
（ＣC）、反転増幅器のゲイン（−ｋ）以外の回路構成
素子の温度特性や劣化などのドリフト、あるいは電源電
圧依存性などの誤差要因を取り除くことができる。
調和発振回路と弛張発振回路のいずれの場合でも、セン
サ容量（ＣS ）、基準容量（ＣR）、第２の基準容量
（ＣC）、反転増幅器のゲイン（−ｋ）以外の回路構成
素子の温度特性や劣化などのドリフト、あるいは電源電
圧依存性などの誤差要因を取り除くことができる。
【図１】本発明の実施例に含まれる差動容量反転積分器
の回路図。
の回路図。
【図２】図１の差動容量反転積分器に用いられている反
転増幅器の回路図。
転増幅器の回路図。
【図３】レシオメトリック型差動容量反転積分器の回路
図。
図。
【図４】差動容量変化型センサを用いた場合のレシオメ
トリック型差動容量反転積分器の回路図。
トリック型差動容量反転積分器の回路図。
【図５】レシオメトリック変換のために用いられるディ
ジタル信号処理回路のブロック図。
ジタル信号処理回路のブロック図。
【図６】図１の差動容量反転積分器を使用した状態変化
型バンドパスフィルタ回路のブロック図。
型バンドパスフィルタ回路のブロック図。
【図７】図６の回路における容量の差と発振周波数との
関係を示すグラフ。
関係を示すグラフ。
【図８】図６の回路における発振周波数の時間分布を示
すグラフ。
すグラフ。
【図９】レシオメトリック型の差動容量反転積分器を使
用した状態変化型バンドパスフィルタ回路のブロック
図。
用した状態変化型バンドパスフィルタ回路のブロック
図。
【図１０】図１の差動容量反転積分器を使用した弛張発
振回路のブロック図。
振回路のブロック図。
【図１１】レシオメトリック型の差動容量反転積分器を
使用した弛張発振回路のブロック図。
使用した弛張発振回路のブロック図。
【図１２】従来の状態変数型バンドパスフィルタ回路の
ブロック図。
ブロック図。
【図１３】従来の弛張発振回路のブロック図。
１…オペアンプ、２…反転増幅器、３…オペアンプ、１
１…コンパレータ、１２…分周器、１３…クロック発振
器、１４…ＮＡＮＤ素子、１５…カウンタ、１６…マイ
クロプロセッサ、２１，２２…一次遅れ要素、２３…積
分要素、３１…オペアンプ、３２，３３…コンパレー
タ、３４…フリップフロップ、３５，３６…アナログス
イッチ。
１…コンパレータ、１２…分周器、１３…クロック発振
器、１４…ＮＡＮＤ素子、１５…カウンタ、１６…マイ
クロプロセッサ、２１，２２…一次遅れ要素、２３…積
分要素、３１…オペアンプ、３２，３３…コンパレー
タ、３４…フリップフロップ、３５，３６…アナログス
イッチ。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) G01R 27/26 G01B 7/00 G01D 5/24 G01L 13/06 G01N 27/22
Claims (6)
- 【請求項１】演算増幅器（１）の非反転入力端子（＋）
をグラウンドに接続すると共に前記演算増幅器の反転入
力端子（−）に抵抗（Ｒ）を接続し、前記演算増幅器
（１）の出力端子と反転入力端子（−）との間には、検
出対象の物理量または化学量に応じた静電容量を有する
検出器の静電容量（ＣS）を接続し、該静電容量（Ｃ S ）
に、前記演算増幅器の出力端子側に設けられる反転増幅
器（２）と前記演算増幅器の反転入力端子（−）側に設
けられる基準静電容量（Ｃ R ）とを直列接続したものを
並列接続したことを特徴とする差動容量反転積分器。 - 【請求項２】請求項１の差動容量反転積分器において、
前記検出器は、２つの静電容量を有し、前記検出対象の
物理量または化学量が入力されたとき一方の静電容量
（ＣS +）が増加し、他方の静電容量（ＣS -）が減少する
ように構成された差動容量変化型センサであり、その増
加する静電容量（ＣS +）を前記検出器の静電容量
（ＣS）とし、減少する静電容量（ＣS -）を前記基準静
電容量（ＣR）としたことを特徴とする差動容量反転積
分器。 - 【請求項３】請求項１又は２の差動容量反転積分器にお
いて、前記検出器の静電容量（Ｃ Ｓ ）に代えて第２の基
準容量（Ｃ Ｃ ）を接続し、且つ、前記演算増幅器（１）
の反転入力端子（−）と前記反転増幅器（２）との間に
前記基準静電容量（Ｃ Ｒ ）と並列に前記検出器の静電容
量（Ｃ Ｓ ）を接続し、前記反転増幅器（２）と当該検出
器の静電容量（ＣＳ）との間に第１のアナログスイッチ
（Ｓ１）、当該検出器の静電容量（ＣＳ）とグラウンド
との間に第２のアナログスイッチ（Ｓ２）、前記反転増
幅器（２）と前記基準静電容量（ＣＲ）との間に第３の
アナログスイッチ（Ｓ３）、前記基準静電容量（ＣＲ）
とグラウンドとの間に第４のアナログスイッチ（Ｓ４）
をそれぞれ設け、 前記第１のアナログスイッチ（Ｓ１）及び前記第４のア
ナログスイッチ（Ｓ４）をオン、前記第２のアナログス
イッチ（Ｓ２）及び前記第３のアナログスイッチ
（Ｓ３）をオフにすると、前記反転増幅器（２）と前記
検出器の静電容量（ＣＳ）との直列接続が前記第２の基
準容量（ＣＣ）と並列接続した第１の状態となり、 前記第１のアナログスイッチ（Ｓ１）及び前記第４のア
ナログスイッチ（Ｓ４）をオフ、前記第２のアナログス
イッチ（Ｓ２）及び前記第３のアナログスイッチ
（Ｓ３）をオンにすると、前記反転増幅器（２）と前記
基準静電容量（ＣＲ）との直列接続が前記第２の基準容
量（ＣＣ）と並列接続した第２の状態となるように構成
したことを特徴とする差動容量反転積分器。 - 【請求項４】請求項３の差動容量反転積分器と、 該差動容量積分器が前記第１の状態のとき、前記検出器
の静電容量（Ｃ S ）と前記第２の基準容量（Ｃ C ）との差
で周波数（ω 1 ）が決定される第１の発振出力、及び該
差動容量積分器が前記第２の状態のとき、前記基準静電
容量（Ｃ R ）と前記第２の基準容量（Ｃ C ）との差で周波
数（ω 2 ）が決定される第２の発振出力をディジタル化
し、割算処理を行うことにより、前記第１の発振出力と
前記第２の発振出力との周波数の比を得るディジタル信
号処理回路とを備えた ことを特徴とする静電容量変化量
検出装置。 - 【請求項５】請求項１の差動容量反転積分器を積分要素
とし、前記検出器の静電容量（Ｃ S ）と前記基準静電容
量（Ｃ R ）との差で周波数（ω）が決定される発振出力
を生成する調和発振回路を備えたことを特徴とする静電
容量変化量検出装置。 - 【請求項６】請求項１の差動容量反転積分器を含み、前
記検出器の静電容量（Ｃ S ）と前記基準静電容量（Ｃ R ）
との差で周波数（ω）が決定される発振出力を生成する
弛張発振回路を備えたことを特徴とする静電容量変化量
検出装置。
Priority Applications (4)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP20033594A JP3233791B2 (ja) | 1994-08-25 | 1994-08-25 | 差動容量反転積分器及びこれを用いた静電容量変化量検出装置 |
| US08/518,176 US5726579A (en) | 1994-08-25 | 1995-08-23 | Differential capacitance detector |
| DE69508003T DE69508003T2 (de) | 1994-08-25 | 1995-08-24 | Differentialkapazitivgeber |
| EP95113272A EP0698780B1 (en) | 1994-08-25 | 1995-08-24 | Differential capacitance detector |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP20033594A JP3233791B2 (ja) | 1994-08-25 | 1994-08-25 | 差動容量反転積分器及びこれを用いた静電容量変化量検出装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0862266A JPH0862266A (ja) | 1996-03-08 |
| JP3233791B2 true JP3233791B2 (ja) | 2001-11-26 |
Family
ID=16422587
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP20033594A Expired - Lifetime JP3233791B2 (ja) | 1994-08-25 | 1994-08-25 | 差動容量反転積分器及びこれを用いた静電容量変化量検出装置 |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5726579A (ja) |
| EP (1) | EP0698780B1 (ja) |
| JP (1) | JP3233791B2 (ja) |
| DE (1) | DE69508003T2 (ja) |
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| JPWO2015147058A1 (ja) * | 2014-03-27 | 2017-04-13 | シチズンファインデバイス株式会社 | 圧力検出装置 |
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| DE102007047716A1 (de) * | 2007-10-05 | 2009-04-09 | Robert Bosch Gmbh | Sensoreinrichtung zur kapazitiven Abstandsermittlung |
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| US9746442B2 (en) | 2014-03-30 | 2017-08-29 | International Business Machines Corporation | Switched-capacitor biosensor device |
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1995
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- 1995-08-24 EP EP95113272A patent/EP0698780B1/en not_active Expired - Lifetime
- 1995-08-24 DE DE69508003T patent/DE69508003T2/de not_active Expired - Lifetime
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| EP0698780B1 (en) | 1999-03-03 |
| JPH0862266A (ja) | 1996-03-08 |
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