JP3213671B2 - 電力変換装置 - Google Patents

電力変換装置

Info

Publication number
JP3213671B2
JP3213671B2 JP26255394A JP26255394A JP3213671B2 JP 3213671 B2 JP3213671 B2 JP 3213671B2 JP 26255394 A JP26255394 A JP 26255394A JP 26255394 A JP26255394 A JP 26255394A JP 3213671 B2 JP3213671 B2 JP 3213671B2
Authority
JP
Japan
Prior art keywords
snubber
diode
wide
self
conductor
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Expired - Lifetime
Application number
JP26255394A
Other languages
English (en)
Other versions
JPH08126302A (ja
Inventor
秀夫 岡山
久 福盛
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Mitsubishi Electric Corp
Original Assignee
Mitsubishi Electric Corp
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Mitsubishi Electric Corp filed Critical Mitsubishi Electric Corp
Priority to JP26255394A priority Critical patent/JP3213671B2/ja
Priority to CN95104866A priority patent/CN1047483C/zh
Priority to DE1995141111 priority patent/DE19541111B4/de
Publication of JPH08126302A publication Critical patent/JPH08126302A/ja
Application granted granted Critical
Publication of JP3213671B2 publication Critical patent/JP3213671B2/ja
Anticipated expiration legal-status Critical
Expired - Lifetime legal-status Critical Current

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/483—Converters with outputs that each can have more than two voltages levels
    • H02M7/487—Neutral point clamped inverters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/003—Constructional details, e.g. physical layout, assembly, wiring or busbar connections
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K17/00—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking
    • H03K17/08—Modifications for protecting switching circuit against overcurrent or overvoltage
    • H03K17/081—Modifications for protecting switching circuit against overcurrent or overvoltage without feedback from the output circuit to the control circuit
    • H03K17/0814—Modifications for protecting switching circuit against overcurrent or overvoltage without feedback from the output circuit to the control circuit by measures taken in the output circuit
    • H03K17/08144—Modifications for protecting switching circuit against overcurrent or overvoltage without feedback from the output circuit to the control circuit by measures taken in the output circuit in thyristor switches

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Inverter Devices (AREA)
  • Power Conversion In General (AREA)

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【産業上の利用分野】自己消弧形半導体素子を適用した
インバータ装置等の電力変換装置に関するものであり、
特に自己消弧形半導体素子の保護回路であるスナバ回路
の構成要素の配置および接続方法に関し、スナバ回路内
のインダクタンスを低減するスナバ回路の構造に関する
ものである。
【０００２】
【従来の技術】図29は、例えば特開平4-229078号公報に
示された従来の電力変換装置の、特に自己消弧形半導体
素子のスナバ回路の配置および接続方法に関するもので
ある。従来例において、１は自己消弧形半導体素子の一
例としてのＧＴＯ(Gate Turn-off) サイリスタ（以下Ｇ
ＴＯと略す）、２はスナバダイオード、３はスナバコン
デンサであり、スナバダイオード２とスナバコンデンサ
３の直列体からなるスナバ回路が自己消弧形半導体素子
１のバイパス回路を構成している。４はスナバコンデン
サ３の電極の一端であるコンデンサフード、５はスナバ
コンデンサ３の電極の他端、６はスナバダイオード２の
陽極とスナバコンデンサ３の電極４との接続体、７はＧ
ＴＯ１とスナバコンデンサの電極５との接続体、８はＧ
ＴＯ１の冷却フィン、９はＧＴＯ１とスナバダイオード
２の冷却フィンである。この公報には、図示していない
スナバ回路に存在する寄生インダクタンスの低減がＧＴ
Ｏ１に接続されるスナバ回路を構成するスナバコンデン
サ３の一方の端子４を、コンデンサ３を部分的に取り囲
む良導電性のコンデンサフードとして構成することによ
り達成され、この手段はスナバ回路の電気的な線路ルー
プ長を出来るだけ小さく保持するという思想に基づいて
いると記載されている。また対象となるＧＴＯ１として
２kAのターンオフ電流を有し、4.5kV 程度の定格電圧を
有するＧＴＯを対象としている。この程度の電気定格を
有する現状のＧＴＯのシリコンウエハーの直径は約４イ
ンチ程度である。またスナバコンデンサ３の静電容量は
2.5uF と記載されている。更に従来例の具体的なスナバ
ダイオード２としては、定格電流が低く、比較的寄生イ
ンダクタンスの大きいスタッド形ダイオードを用いてい
る。このスナバダイオード２は冷却フィン９に固定接続
されている。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】従来の電力変換装置は
以上のように構成されているので、例えば現在開発中の
直径が６インチ以上のシリコンウエハーを用いて製造さ
れる自己消弧形半導体素子、例えばＧＴＯを適用した場
合、その電気定格は６kV、６kA以上となる。従って従来
のシリコンウエハーの直径が４インチ程度のＧＴＯに対
する絶縁レベルとは絶縁レベルが全く異なり、必要な絶
縁距離が必然的に長くなる。また自己消弧形半導体素子
がターンオフして遮断する電流値が大きくなり、スナバ
回路にバイパスされる電流値が大きくなるために、定格
電流の大きく、かつ静電容量の大きなスナバコンデンサ
（例えばターンオフ電流が６kAであれば６uF程度）とス
ナバダイオードが必要となり、接続すべき端子間距離が
必然的に長くなる。従ってスナバ回路の電気的な線路ル
ープ長が必然的に大きくなり、従来のスナバ回路の接続
方法をそのまま適用しても、電気的な線路ループ長を出
来るだけ小さく保持するという従来例の基本思想を遵守
することが容易ではなくなる。また従来例では触れられ
ていないが、自己消弧形半導体素子、例えば電力変換器
の制御性能を向上させるために、ＧＴＯのスイッチング
周波数を高周波化すると、スナバ回路に流れ込む実効電
流値が大きくなり、スナバコンデンサ、スナバダイオー
ドが大型化して、前述した基本思想を遵守することが更
に困難になる。
【０００４】さて、スナバ回路に存在する寄生インダク
タンスが増加すると、自己消弧形半導体素子の電流遮断
時のターンオフ損失が増加する。これを図30を用いて説
明する。図30は自己消弧形半導体素子の電流遮断時の典
型的なアノードカソード間電圧ＶAK、アノードカソード
電流ＩAKの波形である。自己消弧形半導体素子の電流が
遮断電流から降伏していくと、余剰電流はスナバ回路に
バイパスされる。このバイパスされる電流ＩSNはスナバ
コンデンサの充電電圧ＶCSを発生する。加えてバイパス
電流ＩSNは、図示した降伏していく電流ＩAKの電流変化
率di/dt の絶対値と同じ電流変化率を伴うので、その電
流変化率と寄生インダクタンスとの積で決まる電圧ＶLS
がスナバ回路内に発生する。またスナバダイオードにお
いて発生する過渡電圧ＶDSは、電流変化率di/dt の絶対
値の増加に伴って増加する。従って自己消弧形半導体素
子に印加される電圧は、スナバコンデンサの充電電圧Ｖ
CSと寄生インダクタンスの誘起電圧ＶLSとスナバダイオ
ードの過渡電圧ＶDSの和となり、図中時刻Ｔ１に示され
るスパイク状電圧ＶDSP を生じる。スナバ回路にバイパ
スされる電流ＩSNの変化率di/dt に起因している電圧
は、自己消弧形半導体素子がターンオフ動作を完了する
Ｔ１以降になれば発生しなくなり、自己消弧型半導体素
子にかかる電圧ＶAKはスナバコンデンサの充電電圧ＶCS
だけになる。一方、寄生インダクタンスに蓄積されたエ
ネルギーは、スナバコンデンサの過剰な充電電圧を発生
させ、時刻Ｔ２における自己消弧形半導体素子に印加さ
れる電圧の最大値ＶDMを増加させる要因の一つとなる。
また、このターンオフ動作における自己消弧形半導体素
子の損失は、自己消弧形半導体素子の電流ＩAKと電圧Ｖ
AKの積により近似的に求められるため、スナバ回路に存
在する寄生インダクタンスは、その損失を増加させる要
因と成る。この損失は、電力変換器の効率低下要因とな
るだけでなく、その損失量の程度によっては、自己消弧
形半導体素子の冷却能力との平衡状態を崩すことにな
り、温度上昇による素子破壊の要因となる。
【０００５】このようにスナバ回路に存在する寄生イン
ダクタンスの増加は、スナバ回路が持つ基本機能である
自己消弧形半導体素子の保護回路の役割を果たせないど
ころか、電力変換器の信頼性を低下させる、あるいは自
己消弧形半導体素子をターンオフ電流を低減して使用し
なければならず、素子利用率を低下させるなどの問題が
あった。
【０００６】本発明は、上記のような問題点を解決する
ためになされたもので、自己消弧形半導体素子の電気定
格が大きく、その保護回路であるスナバ回路の構成部品
が大型化した場合でも、スナバ回路に存在する寄生イン
ダクタンスを低減できる電力変換装置を得ることを目的
とする。
【０００７】
【課題を解決するための手段】本発明にかかる電力変換
装置は、自己消弧型半導体素子と、前記自己消弧型半導
体素子のバイパス回路に接続され、スナバダイオードと
スナバコンデンサの直列体からなるスナバ回路と、一端
が上記自己消弧型半導体素子に他端が上記スナバダイオ
ードに接続される第１の幅広導体、一端が上記自己消弧
型半導体素子に他端が上記スナバコンデンサに接続され
る第２の幅広導体、及び一端が上記スナバダイオードに
他端が上記スナバコンデンサに接続される第３の幅広導
体を有する複数の帯状の幅広導体とを備え、 前記自己消
弧形半導体素子の中心と前記スナバダイオードの中心を
結んだ線分と、前記スナバダイオードの中心と前記スナ
バコンデンサの電極の中心を結んだ線分と、前記スナバ
コンデンサの電極の中心と前記自己消弧形半導体素子の
中心を結んだ線分とが同一面に含まれるよう前記自己消
弧型半導体素子、前記スナバダイオードおよび前記スナ
バコンデンサを配置し、前記幅広導体をすべて平行な位
置関係に配置したものである。
【０００８】また、前記幅広導体の幅は、それが相互に
接続される少なくとも２つの電極面の幅のうち最も小さ
いものの幅以上であるように構成してもよい。
【０００９】また、前記幅広導体のうちの２つを互いに
近接して配置し、これらの幅広導体に電流が逆方向に流
れるようにしてもよい。
【００１０】また、前記スナバコンデンサの２つの電極
に接続される前記幅広導体を平行に近接させて対とし、
前記対をなす幅広導体の間に誘電体を挿入してもよい。
【００１１】また、前記自己消弧型半導体素子を直列ま
たは直並列に複数接続してもよい。
【００１２】さらに、電力変換装置が３レベルインバー
タであってもよい。
【００１３】
【００１４】
【００１５】
【００１６】
【作用】本発明に係る電力変換装置は、スナバ回路のイ
ンダクタンスを低減でき、従って自己消弧形半導体素子
の遮断時における損失を低減することができる。
【００１７】また、前記スナバコンデンサの２つの電極
に接続される前記幅広導体を平行に近接させて対とし、
前記対をなす幅広導体の間に誘電体を挿入することで、
スナバコンデンサの容量を等価的に増加させ、自己消弧
形半導体素子の遮断時における損失を低減することがで
きる。
【００１８】また、前記自己消弧型半導体素子を直列ま
たは直並列に複数接続することで、高電圧または大電力
の電力変換装置においてスナバ回路のインダクタンスを
低減し、自己消弧形半導体素子の遮断時における損失を
低減することができる。
【００１９】また、電力変換装置が３レベルインバータ
であれば、３レベルインバータにおいて、スナバ回路の
インダクタンスを低減し、自己消弧形半導体素子の遮断
時における損失を低減することができる。
【００２０】
【００２１】
【実施例】実施例１． この発明の第１の実施例を図について説明する。図１は
自己消弧形半導体素子のスナバ回路の構造の側面図を示
す。ここでは自己消弧形半導体素子１の一例として、Ｇ
ＴＯサイリスタ（以下ＧＴＯ）を取り上げるが、電極面
が平形であれば、逆導通形ＧＴＯサイリスタ、ＩＧＢ
Ｔ、ＳＩサイリスタ、ＳＩＣなどにも適用できる。なお
図１では、フリーホイールダイオード、スナバ抵抗ある
いはスナバエネルギー回生回路などに用いられる追加的
な構成要素は省略しているが、ここで示す基本構造に適
用できることは言うまでもない。また絶縁物、圧接用構
造体等も省略している。１はＧＴＯ、２はスタッド形で
はなく、平形のスナバダイオード、３はスナバコンデン
サ、10はＧＴＯ１の陽極に圧接された冷却フィン（導体
でも良い）、11はＧＴＯ１の陰極に圧接された冷却フィ
ン（導体でも良い）、12、13はスナバコンデンサ３の電
極、14は冷却フィン10（ＧＴＯ１の陽極の延長）とスナ
バダイオード２の陽極とを接続する帯状の幅広導体、15
はスナバダイオード２の陰極とスナバコンデンサ３の電
極12とを接続する幅広導体、16はスナバコンデンサ３の
電極13と冷却フィン11（ＧＴＯ１の陰極の延長）を接続
する幅広導体である。なおスナバダイオード２の冷却に
ついては、冷却フィン10と幅広導体14との一体化におい
て実現しても良いし、個別に冷却フィンなどの冷却手段
を追加しても良い。
【００２２】 まず「電極面の平行の位置関係」について
説明する。スナバ回路構造の側面図である図１に示すよ
うに、６つ全ての電極面同士が角度を持たない、つまり
ＧＴＯ１の陽極面あるいは陰極面に対して、スナバダイ
オード２の陽極面、陰極面、スナバコンデンサ３の電極
12、13の電極面の延長平面が空間で交わらない関係にあ
る。このような位置関係にある場合を「電極面の平行の
位置関係」と呼ぶことにする。これにより従来例に比較
して組立技術を各段に単純化でき、組立作業の簡素化が
図れる。特に幅広導体14、15、16についてＵ字形曲げ等
の加工を必要としないため、導体構造コストも低減でき
る。また、この構成は、後述する幅広導体の平行な位置
関係を可能にし、線路インダクタンスの低減を可能にす
る。
【００２３】 次に「電極面の直線の位置関係」について
説明する。スナバ回路構造の平面図を図２に示す。説明
の都合上、図２ではＧＴＯ１とスナバダイオード２との
接続と、スナバダイオード２とスナバコンデンサ３との
接続と、スナバコンデンサ３とＧＴＯ１との接続につい
て個別に記載しているが、本来は重なって組立てられる
ものである。図２に示すように、前提条件としては上面
図で見て、ＧＴＯ１の中心Ａとスナバダイオードの中心
Ｂを直線で結んだ中心線ＡＢと、スナバダイオード２の
中心Ｂとスナバコンデンサ３の電極12の中心Ｃを直線で
結んだ中心線ＢＣと、スナバコンデンサ３の電極13の中
心ＤとＧＴＯ１の中心Ａとを直線で結んだ中心線ＤＡと
が、一直線上にあるような位置関係にある場合を「電極
面の直線の位置関係」と呼ぶことにする。なおスナバコ
ンデンサ３の電極12、13については、通常図３に示すよ
うに、平面図で見ると幾つかの端子（ここでは端子数を
３とした）の集合体となっている。ここで示すスナバコ
ンデンサ３の電極12、13の中心としては、図３に示すよ
うに、端子の集合体の中心を意味している。この構成
は、幅広導体の平面図上での重なりを確保し、後述の線
路インダクタンスの低減を可能にする。
【００２４】 次に「幅広導体の平行の位置関係」につい
て説明する。スナバ回路構造の側面図である図１におい
て、幅広導体14、15、16同士が角度を持たない、つまり
ＧＴＯ１の陽極面あるいは陰極面に対して、幅広導体1
4、15、16の延長平面が空間で交わらない関係にある。
このような位置関係にある場合を「幅広導体の平行の位
置関係」と呼ぶことにする。この構成は、後述の線路イ
ンダクタンスの低減を可能にする。
【００２５】 次に幅広導体の幅の規定について説明す
る。具体的には少なくとも２つの電極端子を接続する導
体が、接続される少なくとも２つの端子の幅について小
さい方の端子の幅以上の幅広導体であることについて説
明する。ＧＴＯ１の陽極（陰極）、スナバダイオード２
の陽極（陰極）、スナバコンデンサ３の電極12、13が全
て同じ幅を持つものである場合は極めて少ない。従っ
て、スナバ回路構造の上面図である図２に示すように、
例えば電極の幅を、ＧＴＯ１、スナバコンデンサ３、ス
ナバダイオード２の順に大きい場合を仮定して説明す
る。ＧＴＯ１の冷却フィン10とスナバダイオード２の陽
極を接続する幅広導体14については、少なくともスナバ
ダイオード２の電極幅以上の幅広導体を適用し、スナバ
ダイオード２の陰極とスナバコンデンサ３の電極12を接
続する幅広導体15については、少なくともスナバダイオ
ード２の電極幅以上の幅広導体15を適用し、スナバコン
デンサ３の電極13とＧＴＯ１の冷却フィン11を接続する
幅広導体16については、少なくともスナバコンデンサ３
の電極13の幅以上の幅広導体16を適用する。図２に示す
幅広導体14、15、16は、前述した幅広導体の幅の規定を
満足した具体例であり、この導体幅の最小条件を「幅広
導体の幅の規定」と呼ぶことにする。この構成は、高周
波電流の均一な分布を実現し、後述の線路インダクタン
スの低減を可能にする。
【００２６】 更に幅広導体間の相互結合の規定について
説明する。具体的にはスナバダイオード２の陰極とスナ
バコンデンサ３の電極12とを接続する幅広導体15とスナ
バコンデンサ３の電極13とＧＴＯ１の陰極とを接続する
幅広導体16間の相互インダクタンスによる結合を持たせ
ることについて説明する。まず「電気工学ハンドブック
電気学会」を参照すると、２本の閉回路間相互インダ
クタンスＭはノイマン公式である(1) 式で求められる。
【００２７】
【数１】
【００２８】これより、２本の電流値が等しければ、相
互インダクタンスＭは線路間距離ｒに反比例し、電流ベ
クトルが作る角度θの余弦に比例する。それぞれの線路
の自己インダクタンスをＬS とすれば、線路インダクタ
ンスＬは(2)式で求められる。
【００２９】
【数２】
【００３０】この値は負にはならないため、極力小さい
値とするためには、相互インダクタンスＭは符号を負と
する可能な限り大きな値とし、ＬS の値に近づける必要
がある。つまり２本の線路に流れる電流の向きを正反
対、角度θで言えば、180 °（従って cosθ＝−１）と
し、線路間距離ｒを可能な限り小さく取ることになる。
この条件を満足する導体の配置関係を「幅広導体間の相
互結合の規定」と呼ぶことにする。この構成により線路
インダクタンスの低減が可能となる。
【００３１】 次に図１、図２の具体例を用いて説明す
る。図１では、幅広導体14と幅広導体16、幅広導体15と
幅広導体16が前述した２本の線路の関係にある。まず幅
広導体14、15、16に流れる電流についてであるが、ＧＴ
Ｏ１が電流遮断を行うと、遮断された電流は図１の回路
にバイパスされるため、電流の絶対値としては全ての幅
広導体において同じであることは、キルヒホッフの法則
により明らかである。また幅広導体14、15の電流ベクト
ルと幅広導体16の電流ベクトルが持つ角度θは図２から
分かるように180 °である。さらにＧＴＯ１が電流を遮
断する際、幅広導体14、15、16に流れる電流は高周波電
流となるため、当然のことながら表皮効果を伴い、各幅
広導体には電流が均一に流れる。これにより、幅広導体
14と16については、幅広導体14から発生する磁束と、幅
広導体16から発生する磁束とが効果的に打ち消し合い、
相互インダクタンスＭの絶対値の増加、ひいては線路イ
ンダクタンスＬの低減につながる。この線路インダクタ
ンスＬの低減効果を証明するために、図４に示す簡易モ
デル形状に対する中間くぼみ幅Ｘをパラメータとしたと
きの、線路インダクタンスと実抵抗の三次元解析結果を
図５に示す。この結果は、Ｘの増加に従ってインダクタ
ンスが減少しており、前述した線路間距離ｒの低減によ
る線路インダクタンスＬの低減が可能であることを示し
ている。
【００３２】 従って以上の事柄をまとめると、ＧＴＯ１
の電極面、スナバダイオード２の電極面、スナバコンデ
ンサ３の「電極面に関する平行の位置関係」は、各電極
面の接続手段に曲げ加工の少ない幅広導体を用いること
を可能とし、接続手段の自己インダクタンスが低減で
き、ひいてはスナバ回路内インダクタンスが低減する条
件となる。またＧＴＯ１の電極面、スナバダイオード２
の電極面、スナバコンデンサ３の「電極面に対する直線
の位置関係」は、幅広導体の電流の向きを０°と180 °
のみとし、幅広導体間の相互インダクタンスが増加で
き、ひいてはスナバ回路内インダクタンスが低減できる
条件となる。また「幅広導体の平行の位置関係」及び
「幅広導体の幅の規定」について、特に、接続する２つ
の電極のうち、電極幅の小さい方の幅以上の幅広導体の
適用は、幅広導体表面に均一に高周波電流を流すことを
可能とし、スナバ回路内インダクタンスが低減できる条
件となる。更に電流の向きが反対方向にある幅広導体間
距離を、相互結合を密にして相互インダクタンスの絶対
値を増加させるために近接させる「幅広導体間の相互結
合の規定」は、スナバ回路内インダクタンスを低減でき
る条件となる。またこれらの基本条件を遵守して実現し
たスナバ回路を自己消弧形半導体素子のバイパス回路に
接続することにより、図30に示すスパイク的に発生する
電圧ＶDSP を低減でき、ターンオフ損失を低減できるこ
とになる。また、上記の構成は自己消弧形半導体素子、
スナバダイオード、スナバコンデンサおよび幅広導体が
構成する回路の側面図上での面積を総断面積に比べて縮
小する構成でもある。回路のインダクタンスは他の条件
が同じであれば回路の囲む面積にほぼ比例する性質があ
るので、上記の構成によりインダクタンスの低減が可能
となる。
【００３３】 実施例２． この発明の第２の実施例を図について説明する。図６
は、実施例１の設計概念にもとづく他の組合せによる自
己消弧形半導体素子のスナバ回路の構造を示す。１はＧ
ＴＯ、２はスナバダイオード、３はスナバコンデンサ、
10はＧＴＯ１の陽極に圧接された冷却フィン（導体でも
良い）、11はＧＴＯ１の陰極に圧接された冷却フィン
（導体でも良い）、12、13はスナバコンデンサ３の電
極、14は冷却フィン11（ＧＴＯ１の陰極の延長）とスナ
バダイオード２の陰極とを接続する幅広導体、15はスナ
バダイオード２の陽極とスナバコンデンサ３の電極12と
を接続する幅広導体、16はスナバコンデンサ３の電極13
と冷却フィン10（ＧＴＯ１の陽極の延長）とを接続する
幅広導体である。なおスナバダイオード２の冷却につい
ては、冷却フィン11と幅広導体14との一体化において実
現しても良いし、個別に冷却フィンなどの冷却手段を追
加しても良い。
【００３４】 図６において図１と異なる点は、ＧＴＯ１
に並列接続されるスナバダイオード２、スナバコンデン
サ３の接続順序であり、具体的には、図１では、ＧＴＯ
１に並列にＧＴＯ１の陽極側から、スナバダイオード
２、スナバコンデンサ３の順で接続しているが、図６で
は、ＧＴＯ１に並列にＧＴＯ１の陽極側から、スナバコ
ンデンサ３、スナバダイオード２の順で接続している。
図６はスナバ回路構造の側面図であり、全ての電極面が
平行の位置関係に配置されており、全ての幅広導体が平
行の位置関係にある。また図７の平面図に示すように、
全ての電極面が直線の位置関係に配置されている。更に
幅広導体の幅の規定も、幅広導体間の相互結合関係も図
１と同様である。つまり図６のスナバ回路構造は、図１
で示したスナバ回路内インダクタンスの低減効果は同等
であることは明かである。
【００３５】 実施例３． この発明の第３の実施例を図について説明する。図８
は、実施例１の設計概念にもとづく他の組合せによる自
己消弧形半導体素子のスナバ回路の構造を示す。１はＧ
ＴＯ、２はスナバダイオード、３はスナバコンデンサ、
10はＧＴＯ１の陽極に圧接された冷却フィン（導体でも
良い）、11はＧＴＯ１の陰極に圧接された冷却フィン
（導体でも良い）、12、13はスナバコンデンサ３の電
極、14は冷却フィン10とスナバダイオード２の陽極とを
接続する幅広導体、15はスナバダイオード２の陰極とス
ナバコンデンサ３の電極12とを接続する幅広導体、16は
スナバコンデンサ３の電極13と冷却フィン11を接続する
幅広導体である。
【００３６】 図８において図１と異なる点は、ＧＴＯ１
に対するスナバダイオード２、スナバコンデンサ３の距
離関係であり、具体的には、図１では、ＧＴＯ１に対し
て、スナバダイオード２がスナバコンデンサ３より近く
配置されているが、図８では、ＧＴＯ１に対して、スナ
バコンデンサ３がスナバダイオード２より近く配置され
ている。図８に対するスナバ回路構造の側面図は省略す
るが、図８のスナバ回路構造は、図１で示したスナバ回
路内インダクタンスの低減方法を適用していることは明
かであり、スナバ回路内インダクタンスの低減は可能で
ある。
【００３７】 実施例４． この発明の第４の実施例を図について説明する。図９
は、実施例１の設計概念にもとづく他の組合せによる自
己消弧形半導体素子のスナバ回路の構造を示す。１はＧ
ＴＯ、２はスナバダイオード、３はスナバコンデンサ、
10はＧＴＯ１の陽極に圧接された冷却フィン（導体でも
良い）、11はＧＴＯ１の陰極に圧接された冷却フィン
（導体でも良い）、12、13はスナバコンデンサ３の電
極、14は冷却フィン11とスナバダイオード２の陰極とを
接続する幅広導体、15はスナバダイオード２の陽極とス
ナバコンデンサ３の電極12とを接続する幅広導体、16は
スナバコンデンサ３の電極13と冷却フィン10とを接続す
る幅広導体である。
【００３８】 図９において図６と異なる点は、ＧＴＯ１
に対するスナバダイオード２、スナバコンデンサ３の距
離関係であり、具体的には、図６では、ＧＴＯ１に対し
て、スナバダイオード２がスナバコンデンサ３より近く
配置されているが、図９では、ＧＴＯ１に対して、スナ
バコンデンサ３がスナバダイオード２より近く配置され
ている。図９に対するスナバ回路構造の側面図は省略す
るが、図９のスナバ回路構造は、図６で示したスナバ回
路内インダクタンスの低減方法を適用していることは明
かであり、スナバ回路内インダクタンスの低減は可能で
ある。
【００３９】 実施例５． この発明の第５の実施例を図について説明する。図10
は、実施例１の設計概念を一部変形して実施した自己消
弧形半導体素子のスナバ回路の構造を示す。１はＧＴ
Ｏ、２はスナバダイオード、３はスナバコンデンサ、10
はＧＴＯ１の陽極に圧接された冷却フィン（導体でも良
い）、11はＧＴＯ１の陰極に圧接された冷却フィン（導
体でも良い）、12、13はスナバコンデンサ３の電極、14
は冷却フィン10とスナバダイオード２の陽極とを接続す
る幅広導体、15はスナバダイオード２の陰極とスナバコ
ンデンサ３の電極12とを接続する幅広導体、16はスナバ
コンデンサ３の電極13と冷却フィン11とを接続する幅広
導体である。
【００４０】 図10において図１と異なる点は、ＧＴＯ
１、スナバダイオード２の電極面に対して、スナバコン
デンサ３の電極12、13の電極面が平行の位置関係に配置
されていない点である。具体的には、図１では、スナバ
コンデンサ３の電極12、13の高さを異ならせて全ての電
極を平行の位置関係に配置していたが、図10では、同じ
高さの電極12、13を持つスナバコンデンサ３を適用し、
さらにＬ字形の幅広導体15、16を適用している。これに
より図１に比較して図10の有利な点は、幅広導体15の自
己インダクタンスが低減され、ひいてはスナバ回路内イ
ンダクタンスを低減できることである。これは幅広導体
15、16の平行でない部分が、図１の幅広導体16の方に、
図10の幅広導体16よりも多く存在していることに起因す
る。図10に対するスナバ回路構造の側面図は省略する
が、図10のスナバ回路構造は、図１で示したスナバ回路
内インダクタンスの低減効果と同等以上とすることが可
能であることは明かである。
【００４１】 実施例６． この発明の第６の実施例を図について説明する。図11
は、実施例１の設計概念を一部変形して実施した自己消
弧形半導体素子のスナバ回路の構造を示す。１はＧＴ
Ｏ、２はスナバダイオード、３はスナバコンデンサ、10
はＧＴＯ１の陽極に圧接された冷却フィン（導体でも良
い）、11はＧＴＯ１の陰極に圧接された冷却フィン（導
体でも良い）、12、13はスナバコンデンサ３の電極、14
は冷却フィン11とスナバダイオード２の陰極とを接続す
る幅広導体、15はスナバダイオード２の陽極とスナバコ
ンデンサ３の電極12とを接続する幅広導体、16はスナバ
コンデンサ３の電極13と冷却フィン10とを接続する幅広
導体である。
【００４２】 図11において図６と異なる点は、ＧＴＯ
１、スナバダイオード２の電極面に対して、スナバコン
デンサ３の電極12、13の電極面が平行の位置関係に配置
されていない点である。具体的には、図６では、スナバ
コンデンサ３の電極12、13の高さを異ならせて全ての電
極を平行の位置関係に配置していたが、図11では、同じ
高さの電極12、13を持つスナバコンデンサ３を適用し、
さらにＬ字形の幅広導体15、16を適用している。これに
より図６に比較して図11の有利な点は、幅広導体16の自
己インダクタンスが低減され、ひいてはスナバ回路内イ
ンダクタンスを低減できることである。これは幅広導体
15、16の平行でない部分が、図６の幅広導体16の方に、
図11の幅広導体16よりも多く存在していることに起因す
る。図11に対するスナバ回路構造の側面図は省略する
が、図11のスナバ回路構造は、図６で示したスナバ回路
内インダクタンスの低減効果と同等以上とすることが可
能であることは明かである。
【００４３】参照例１．図1は、 自己消弧形半導体素子のスナバ回路の構造を示
す図である。１はＧＴＯ、２はスナバダイオード、３は
スナバコンデンサ、10はＧＴＯ１の陽極に圧接された冷
却フィン（導体でも良い）、11はＧＴＯ１の陰極に圧接
された冷却フィン（導体でも良い）、12、13はスナバコ
ンデンサ３の電極、14は冷却フィン10とスナバダイオー
ド２の陽極とを接続する幅広導体、15はスナバダイオー
ド２の陰極とスナバコンデンサ３の電極12とを接続する
幅広導体、16はスナバコンデンサ３の電極13と冷却フィ
ン11とを接続する幅広導体である。
【００４４】 図12において図２と異なる点は、スナバダ
イオード２、スナバコンデンサ３の電極面に対して、Ｇ
ＴＯ１の電極面が直線の位置関係に配置されていない点
である。具体的には、図２では、直線ＡＢ、直線ＢＣ、
直線ＤＡが一直線上に位置するが、図12では直線ＡＢ、
直線ＡＤが直線ＢＣの直線上に位置しない。しかし図12
に対するスナバ回路構造の側面図が図１と同じである場
合、全ての電極面は平行の位置関係にあり、全ての幅広
導体は平行の位置関係にある。また図12に示す様に幅広
導体の幅の規定も満足している。図12のスナバ回路構造
は、全ての電極面が直線上にないこと以外は、図２で示
したスナバ回路内インダクタンスの低減効果とほぼ同等
とすることが可能であることは明かである。
【００４５】実施例７．図13は、 実施例１の設計概念を一部変形して実施した自
己消弧形半導体素子のスナバ回路の構造を示す。１はＧ
ＴＯ、２はスナバダイオード、３はスナバコンデンサ、
10はＧＴＯ１の陽極に圧接された冷却フィン（導体でも
良い）、11はＧＴＯ１の陰極に圧接された冷却フィン
（導体でも良い）、12、13はスナバコンデンサ３の電
極、14は冷却フィン10とスナバダイオード２の陽極とを
接続する幅広導体、15はスナバダイオード２の陰極とス
ナバコンデンサ３の電極12とを接続する幅広導体、16は
スナバコンデンサ３の電極13と冷却フィン11とを接続す
る幅広導体である。
【００４６】 図13において図２と異なる点は、スナバダ
イオード２、スナバコンデンサ３の電極面に対して、Ｇ
ＴＯ１の電極面が直線の位置関係に配置されていない点
である。具体的には、図２では、直線ＡＢ、直線ＢＣ、
直線ＤＡが一直線上に位置するが、図13では直線ＡＢ、
直線ＡＤが直線ＢＣの直線上に位置しない。しかし図13
に対するスナバ回路構造の側面図が図１と同じである場
合、全ての電極面は平行の位置関係にあり、全ての幅広
導体は平行の位置関係にある。図13に示す様に幅広導体
の幅の規定も満足している。更にその幅広導体の幅につ
いて図12に比較して有利な点は、上面図から見て、ＧＴ
Ｏ１の電極とスナバダイオード２の電極との接線Ｐ１、
Ｐ２が幅広導体14の内側にあり、スナバダイオード２の
電極とスナバコンデンサ３の電極12との接線Ｑ１、Ｑ２
が幅広導体15の内側にあり、更にスナバコンデンサ３の
電極13とＧＴＯ１の電極との接線Ｒ１、Ｒ２が幅広導体
16の内側にあるため、ＧＴＯ１の遮断時のスナバ回路に
バイパスされる高周波電流による電界集中を避けること
ができる。図12では、特に冷却フィン10と幅広導体14の
接続部において電界集中が生じる場合がある。電界集中
が生じると局部的に熱損失が発生し、ＧＴＯ１の接合温
度上昇を招き、ひいては素子破壊の要因となる。従って
図13に示すスナバ回路構造は、全ての電極が直線上にな
いこと以外は、図２で示したスナバ回路内インダクタン
スの低減効果とほぼ同等とすることが可能であり、幅広
導体内の温度上昇の均一化が可能なことは明かである。
【００４７】なおこの電界集中を避けるための幅広導体
の幅についての考え方は、他の実施例に適用できること
は言うまでもない。更に図13では幅広導体14、15、16を
上面図で見て、長方形のものを適用したが、例えば幅広
導体14であれば、接線Ｐ１に沿って切断された形状の幅
広導体14を適用するなどして、幅広導体のコストを低減
することも可能である。
【００４８】またインダクタンスの低減の観点からは、
各電極中心が直線上になくても、平面図上で重なり合う
２つの幅広導体のうち幅のせまいものが幅のひろいもの
に平面図上で含まれていればよい。
【００４９】実施例８． この発明の第８の実施例を図について説明する。図14
は、実施例１の設計概念を直列接続された複数の自己消
弧形半導体素子のスナバ回路に適用した場合の構造を示
す。1A、1BはＧＴＯ、2A、2Bはスナバダイオード、3A、
3Bはスナバコンデンサである。ＧＴＯ1Aに注目すると、
10A はＧＴＯ1Aの陽極に圧接された冷却フィン（導体で
も良い）、11A はＧＴＯ１の陰極に圧接された冷却フィ
ン（導体でも良い）、12A 、13A はスナバコンデンサ3A
の電極、14A は冷却フィン10A とスナバダイオード2Aの
陽極とを接続する幅広導体、15A はスナバダイオード2A
の陰極とスナバコンデンサ3Aの電極12A とを接続する幅
広導体、16A はスナバコンデンサ3Aの電極13A と冷却フ
ィン11A とを接続する幅広導体である。なおスナバダイ
オード2Aの冷却については、冷却フィン10A と幅広導体
14A との一体化において実現しても良いし、個別に冷却
フィンなどの冷却手段を追加しても良い。またＧＴＯ1B
の構造についてもＧＴＯ1Aに対する構造と同じであるた
め、説明は省略する。
【００５０】図14は直列接続された複数のＧＴＯ1A、1B
の陽極と陰極に対して、図１をそのまま適用した場合を
示している。従ってスナバ回路内インダクタンスの低減
効果は、図１と同等であることは明かである。また複数
の直列接続されたＧＴＯに並列接続されるスナバ回路の
接続方法は図15に示す４通りが考えられる。図14は図15
(1) の具体的構造であるが、例えば図15(2) について側
面図を考慮すれば、図１と図６の組合せ、あるいは図10
と図11の組合せ等からも構成可能であることは明かであ
る。他の図15(3) 、(4) についても既に記載した実施例
の組合せにより実現できる。
【００５１】また、この実施例では複数の自己消弧型半
導体素子を直列接続したものを示したが、直並列接続し
たものについても同様にこの発明を適用できる。
【００５２】参照例２．図16、図17は、 自己消弧形半導体素子のスナバ回路の構
造を示す図である。図16は平面図、図17は側面図であ
り、スナバコンデンサとその接続手段などは説明上省略
している。図14と異なる点は、スナバダイオード2A、2B
の中心B1、B2が、平面図で見て同じ位置に無い点であ
る。しかし、図16のように全ての電極面が平行の位置関
係にあり、また幅広導体が平行の位置関係にあり、かつ
ＧＴＯ1Aに対してスナバダイオード2A、図示しないスナ
バコンデンサ3Aが中心線ＳＳ上にありＧＴＯ1Bに対して
スナバダイオード2B、図示しないスナバコンデンサ3Bが
中心線ＳＳと角度を持つ中心線ＴＴ上にある場合、結局
方向１、方向２から見たそれぞれのスナバ回路構造の側
面図は図１と同じである。従って図１と同様に、各々の
スナバ回路内インダクタンスの低減を実現できることは
明かである。なお図16では、中心線ＳＳと中心線ＴＴが
作る内角が直角である場合を示したが、この内角が直角
である必然性は無く、特に制限はない。
【００５３】実施例９． この発明の第９の実施例を図について説明する。図18は
中間電位点Ｃを有する直流電源17の正負母線Ｐ、Ｎ間に
直列接続された自己消弧形半導体素子1A、1B、1C、1D
（一例としてＧＴＯ）と、それらの各々に逆並列接続さ
れたフリーホイールダイオード18A 、18B 、18C 、18D
と、ＧＴＯ1AとＧＴＯ1Bとの接続点および中間電位点Ｃ
間に接続されたクランプダイオード19A と、ＧＴＯ1Cと
ＧＴＯ1Dとの接続点および中間電位点Ｃ間に接続された
クランプダイオード19B と、ＧＴＯ1BとＧＴＯ1Cとの接
続点に設けられた出力端子Ｏとを備え、ＧＴＯ1AからＧ
ＴＯ1Dのスイッチング動作により直流電源17の正負母線
Ｐ、Ｎの電圧と中間電位点Ｃの電圧の３つの電圧レベル
を出力端子Ｏに出力できる電力変換装置、即ち３レベル
インバータ装置である。なおアノードリアクトル、スナ
バ抵抗あるいはスナバエネルギー回生回路など追加的な
構成要素は、本発明に直接関係しないため省略してい
る。
【００５４】この３レベルインバータ装置を構成する各
々のＧＴＯの電流遮断時にかかる急峻な電圧上昇率を抑
制するためのスナバ回路の接続について説明する。この
３レベルインバータ装置のスナバ回路としては、ＧＴＯ
1Aに並列接続されたスナバコンデンサ3Aとスナバダイオ
ード2Aからなるスナバ回路と、クランプダイオード19A
の陽極とフリーホイールダイオード18C の陽極に接続さ
れたスナバダイオード2Bとスナバコンデンサ3Bからなる
スナバ回路と、フリーホイールダイオード18Bの陰極と
クランプダイオード19B の陰極に接続されたスナバコン
デンサ3Cとスナバダイオード2Cからなるスナバ回路と、
ＧＴＯ1Dに並列接続されたスナバコンデンサ3Dとスナバ
ダイオード2Dからなるスナバ回路が接続されている。例
えばＧＴＯ1Aについては、図19(1) に示すように、電流
(a) をＧＴＯ1Aが遮断すると、電流(b) にバイパスさ
れ、スナバ回路にあるスナバコンデンサ3Aの充電動作に
より、ＧＴＯ1Aにかかる電圧上昇率を抑制することがで
きる。ＧＴＯ1Dについても同様である。またＧＴＯ1Bに
ついては、図19(2) に示すように、電流(a) をＧＴＯ1B
が遮断すると、電流(b) にバイパスされ、スナバ回路に
あるスナバコンデンサ3Bの充電動作により、ＧＴＯ1Bに
かかる電圧上昇率を抑制することができる。ＧＴＯ1Cに
ついても同様である。
【００５５】図18に示すＧＴＯ1A、ＧＴＯ1Dに対するス
ナバ回路については、前述したスナバ回路構造の実施例
のいずれかをそのまま適用できる。しかしＧＴＯ1B、Ｇ
ＴＯ1Cに対するスナバ回路については、前述した実施例
をそのまま適用できないことは、図19(1) と図19(2) に
示す電流遮断動作の違いからも明かである。
【００５６】ここでは特にＧＴＯ1B、ＧＴＯ1Cに対し
て、インダクタンス低減が実現できるスナバ回路の構造
について図を用いて説明する。まず図20にはＧＴＯ1Bに
対するスナバ回路の構造の側面図を示す。1BはＧＴＯ、
2Bはスナバダイオード、3Bはスナバコンデンサ、10B は
ＧＴＯ1Bの陽極に圧接された冷却フィン（導体でも良
い）、11B はＧＴＯ1Bの陰極に圧接された冷却フィン
（導体でも良い）であり、出力端子Ｏに接続される。20
B はクランプダイオード19A の冷却フィン（導体でも良
い）であり、中間電位点Ｃと接続される。21B はフリー
ホイールダイオード18C の冷却フィン（導体でも良い）
である。12B 、13B はスナバコンデンサ3Bの電極、14B
は冷却フィン20B とスナバダイオード2Bの陽極とを接続
する幅広導体、15B はスナバダイオード2Bの陰極とスナ
バコンデンサ3Bの電極12B とを接続する幅広導体、16B
はスナバコンデンサ3Bの電極13B と冷却フィン21B を接
続する幅広導体である。なおスナバダイオード2Bの冷却
については、冷却フィン20B と幅広導体14B との一体化
において実現しても良いし、個別に冷却フィンなどの冷
却手段を追加しても良い。
【００５７】図20では、全ての電極面が平行の位置関係
にあり、かつ直線の位置関係にもある。また幅広導体の
規定も満足することが可能である。図１に追加されたク
ランプダイオード19A 、フリーホイールダイオード18C
については、クランプダイオード19A とスナバダイオー
ド2Bとの、あるいはフリーホイールダイオード18C と幅
広導体15B の斜線部分との電流極性が逆方向であること
を考慮すれば、相互結合関係にある。また幅広導体15B
と16B は、部分的ではあるが極力平行の位置関係を保つ
ように配置されている。すなわち、本実施例においても
実施例１の設計概念を可能な限り適用しているので、実
施例１と同様にスナバ回路内インダクタンスの低減を実
現できる。
【００５８】次に、図21にはＧＴＯ1Cに対するスナバ回
路の構造の側面図を示す。1CはＧＴＯ、2Cはスナバダイ
オード、3Cはスナバコンデンサ、10C はＧＴＯ1Cの陽極
に圧接された冷却フィン（導体でも良い）であり、出力
端子Ｏに接続される。11C はＧＴＯ1Cの陰極に圧接され
た冷却フィン（導体でも良い）であり、20C はクランプ
ダイオード19B の冷却フィン（導体でも良い）であり、
中間電位点Ｃと接続される。21C はフリーホイールダイ
オード18B の冷却フィン（導体でも良い）である。12C
、13C はスナバコンデンサ3Cの電極、14C は冷却フィ
ン20C とスナバダイオード2Cの陰極とを接続する幅広導
体、15C はスナバダイオード2Cの陽極とスナバコンデン
サ3Cの電極12C とを接続する幅広導体、16C はスナバコ
ンデンサ3Cの電極13C と冷却フィン21C を接続する幅広
導体である。なおスナバダイオード2Cの冷却について
は、冷却フィン20C と幅広導体14C との一体化において
実現しても良いし、個別に冷却フィンなどの冷却手段を
追加しても良い。
【００５９】図21においても図20と同様、全ての電極面
が平行の位置関係にあり、かつ直線の位置関係にもあ
る。また幅広導体の幅の規定も満足することが可能であ
る。図１に追加されたクランプダイオード19B 、フリー
ホイールダイオード18B については、クランプダイオー
ド19B とスナバダイオード2Cとの、あるいはフリーホイ
ールダイオード18B と幅広導体15C の斜線部分との電流
極性が逆方向であることを考慮すれば、相互結合関係に
ある。また幅広導体15C と16C は、部分的ではあるが極
力平行の位置関係を保つように配置されている。すなわ
ち、本実施例においても実施例１の設計概念を可能な限
り適用しているので、実施例１と同様にスナバ回路内イ
ンダクタンスの低減を実現できる。
【００６０】なお、当然のことながら前述した他の実施
例を、ＧＴＯ1B、ＧＴＯ1Cのスナバ回路に適用し、スナ
バ回路内インダクタンスを低減することも可能である。
例えば図20のスナバコンデンサ3Bについて、図10に示し
たスナバコンデンサを適用しても良いことなどは言うま
でもない。
【００６１】実施例１０． この発明の第１０の実施例を図について説明する。図22
は中間電位点Ｃを有する直流電源17の正負母線Ｐ、Ｎ間
に直列接続された自己消弧形半導体素子1A、1B、1C、1D
（一例としてＧＴＯ）と、それらの各々に逆並列接続さ
れたフリーホイールダイオード18A 、18B 、18C 、18D
と、ＧＴＯ1AとＧＴＯ1Bとの接続点および中間電位点Ｃ
間に接続されたクランプダイオード19A と、ＧＴＯ1Cと
ＧＴＯ1Dとの接続点および中間電位点Ｃ間に接続された
クランプダイオード19B と、ＧＴＯ1BとＧＴＯ1Cとの接
続点に設けられた出力端子Ｏとを備え、ＧＴＯ1AからＧ
ＴＯ1Dのスイッチング動作により直流電源17の正負母線
Ｐ、Ｎの電圧と中間電位点Ｃの電圧の３つの電圧レベル
を出力端子Ｏに出力できる電力変換装置、即ち３レベル
インバータ装置である。なおアノードリアクトル、スナ
バ抵抗あるいはスナバエネルギー回生回路など追加的な
構成要素は、本発明に直接関係しないため省略してい
る。
【００６２】この３レベルインバータ装置を構成する各
々のＧＴＯの電流遮断時にかかる急峻な電圧上昇率を抑
制するためのスナバ回路の接続について説明する。この
装置のスナバ回路としては、ＧＴＯ1Aに並列接続された
スナバコンデンサ3Aとスナバダイオード2Aからなるスナ
バ回路と、クランプダイオード19A の陽極とＧＴＯ1Bの
陰極に接続されたスナバコンデンサ3Bとスナバダイオー
ド２からなるスナバ回路と、ＧＴＯ1Cの陽極とクランプ
ダイオード19B の陰極に接続されたスナバダイオード2C
とスナバコンデンサ3Cからなるスナバ回路と、ＧＴＯ1D
に並列接続されたスナバダイオード2Dとスナバコンデン
サ3Dからなるスナバ回路が接続されている。例えばＧＴ
Ｏ1Aについては、図23(1) に示すように、電流(a) をＧ
ＴＯ1Aが遮断すると、電流(b) にバイパスされ、スナバ
回路にあるスナバコンデンサ3Aの充電動作により、ＧＴ
Ｏ1Aにかかる電圧上昇率を抑制することができる。ＧＴ
Ｏ1Dについても同様である。またＧＴＯ1Bについては、
図23(2) に示すように、電流(a) をＧＴＯ1Bが遮断する
と、電流(b) にバイパスされ、スナバ回路にあるスナバ
コンデンサ3Bの充電動作により、ＧＴＯ1Bにかかる電圧
上昇率を抑制することができる。ＧＴＯ1Cについても同
様である。
【００６３】図22に示すＧＴＯ1A、ＧＴＯ1Dに対するス
ナバ回路については、前述したスナバ回路構造の実施例
のいずれかをそのまま適用できる。しかしＧＴＯ1B、Ｇ
ＴＯ1Cに対するスナバ回路については、前述した実施例
をそのまま適用できないことは、図23(1) と図23(2) に
示す電流遮断動作の違いからも明かである。
【００６４】ここでは特にＧＴＯ1B、ＧＴＯ1Cに対し
て、インダクタンス低減が実現できるスナバ回路の構造
について図を用いて説明する。まず図24にはＧＴＯ1Bに
対するスナバ回路の構造の側面図を示す。1BはＧＴＯ、
2Bはスナバダイオード、3Bはスナバコンデンサ、10B は
ＧＴＯ1Bの陽極に圧接された冷却フィン（導体でも良
い）、11B はＧＴＯ1Bの陰極に圧接された冷却フィン
（導体でも良い）であり、出力端子Ｏに接続される。20
B はクランプダイオード19A の冷却フィン（導体でも良
い）であり、中間電位点Ｃと接続される。12B 、13B は
スナバコンデンサ3Bの電極、14B は冷却フィン11B とス
ナバダイオード2Bの陰極とを接続する幅広導体、15B は
スナバダイオード2Bの陽極とスナバコンデンサ3Bの電極
12B とを接続する幅広導体、16B はスナバコンデンサ3B
の電極13B と冷却フィン20B を接続する幅広導体であ
る。なおスナバダイオード2Bの冷却については、冷却フ
ィン11B と幅広導体14B との一体化において実現しても
良いし、個別に冷却フィンなどの冷却手段を追加しても
良い。
【００６５】図24では、全ての電極面が平行の位置関係
にあり、かつ直線の位置関係にもある。また幅広導体の
幅の規定も満足することが可能である。図１に追加され
たクランプダイオード19A については、クランプダイオ
ード19A と幅広導体15B の斜線部分との電流極性が逆方
向であることを考慮すれば、相互結合関係にある。また
幅広導体15B と16B は、部分的ではあるが極力平行の位
置関係を保つように配置されている。すなわち、本実施
例においても実施例１の設計概念を可能な限り適用して
いるので、実施例１と同様にスナバ回路内インダクタン
スの低減を実現できる。
【００６６】次に、図25にはＧＴＯ1Cに対するスナバ回
路の構造の側面図を示す。1CはＧＴＯ、2Cはスナバダイ
オード、3Cはスナバコンデンサ、10C はＧＴＯ1Cの陽極
に圧接された冷却フィン（導体でも良い）であり、出力
端子Ｏに接続される。11C はＧＴＯ1Cの陰極に圧接され
た冷却フィン（導体でも良い）であり、20C はクランプ
ダイオード19B の冷却フィン（導体でも良い）であり、
中間電位点Ｃと接続される。12C 、13C はスナバコンデ
ンサ3Cの電極、14C は冷却フィン10C とスナバダイオー
ド2Cの陽極とを接続する幅広導体、15C はスナバダイオ
ード2Cの陰極とスナバコンデンサ3Cの電極12C とを接続
する幅広導体、16C はスナバコンデンサ3Cの電極13C と
冷却フィン20C を接続する幅広導体である。なおスナバ
ダイオード2Cの冷却については、冷却フィン10C と幅広
導体14C との一体化において実現しても良いし、個別に
冷却フィンなどの冷却手段を追加しても良い。
【００６７】図25においても図24と同様、全ての電極面
が平行の位置関係にあり、かつ直線の位置関係にもあ
る。また幅広導体の幅の規定も満足することが可能であ
る。図１に追加されたクランプダイオード19B について
は、クランプダイオード19B と幅広導体15C の斜線部分
との電流極性が逆方向であることを考慮すれば、相互結
合関係にある。また幅広導体15C と16C は、部分的では
あるが極力平行の位置関係を保つように配置されてい
る。すなわち、本実施例においても実施例１の設計概念
を可能な限り適用しているので、実施例１と同様にスナ
バ回路内インダクタンスの低減を実現できる。
【００６８】なお、当然のことながら前述した他の実施
例を、ＧＴＯ1B、ＧＴＯ1Cのスナバ回路に適用し、スナ
バ回路内インダクタンスを低減することも可能である。
例えば図25のスナバコンデンサ3Cについて、図10に示し
たスナバコンデンサを適用しても良いことなどは言うま
でもない。
【００６９】実施例１１． この発明の第１１の実施例を図について説明する。図2
6、図27は、実施例１の設計概念を一部変形して実施し
た自己消弧形半導体素子のスナバ回路の構造を示す。１
はＧＴＯ、２はスナバダイオード、３はスナバコンデン
サ、10はＧＴＯ１の陽極に圧接された冷却フィン（導体
でも良い）、11はＧＴＯ１の陰極に圧接された冷却フィ
ン（導体でも良い）、12、13はスナバコンデンサ３の電
極、14は冷却フィン11とスナバダイオード２の陽極とを
接続する幅広導体、15はスナバダイオード２の陰極とス
ナバコンデンサ３の電極12とを接続する幅広導体、16は
スナバコンデンサ３の電極13と冷却フィン11とを接続す
る幅広導体である。
【００７０】図１と異なる点はスナバダイオード２の電
極間距離と、スナバコンデンサ３の電極12、13の電極間
距離との和より、かなりＧＴＯ１の電極間距離が大きい
点である。この様な場合に、スナバ回路内インダクタン
スを低減するためには、図26、図27に示すように、全て
の電極面が直線の位置関係にあるように配置し、幅広導
体の幅の規定を遵守し、幅広導体15と16、幅広導体14と
16を極力、相互結合関係を持たせるよう近接させて配置
することが有利である。
【００７１】実施例１２． この発明の第１２の実施例を図について説明する。図28
は、実施例１の設計概念を一部変形して実施した自己消
弧形半導体素子のスナバ回路の構造を示す。１はＧＴ
Ｏ、２はスナバダイオード、３はスナバコンデンサ、10
はＧＴＯ１、スナバダイオード２に圧接された冷却フィ
ン（導体でも良い）、11はＧＴＯ１の陰極に圧接された
冷却フィン（導体でも良い）、12、13はスナバコンデン
サ３の電極、15はスナバダイオード２の陰極とスナバコ
ンデンサ３の電極12とを接続する幅広導体、16はスナバ
コンデンサ３の電極13と冷却フィン11とを接続する幅広
導体である。
【００７２】図１と異なる点はＧＴＯ１とスナバダイオ
ード２を同じ圧接構造内に収めた点である。前述した実
施例に用いた図においては、ＧＴＯ１とスナバダイオー
ド２の電極面の直径についてはＧＴＯ１が大きく、同じ
圧接構造内に収めた場合に、均一な電極面同士の接触が
不可能である場合を仮定した。即ちＧＴＯ１とスナバダ
イオード２は異なる圧接構造に収められることを前提と
した。しかし図28のようにＧＴＯ１とスナバダイオード
２の電極面の直径が、同一圧接構造内に収めることを許
容できる条件にある場合に、スナバ回路内インダクタン
スを低減するためには、図28に示すように全ての電極面
が直線の位置関係にあるように配置し、幅広導体の幅の
規定を遵守し、幅広導体15と16を極力、相互結合関係を
持たせるよう近接させて配置することが有利である。
【００７３】実施例１３． 前述した実施例の説明に用いた図において、自己消弧形
半導体素子、ダイオード、冷却フィンなどを圧接して、
熱伝導を保証し、温度分布の均一化を図るための圧接手
段は実用上は必ず追加されなければならない。さらに絶
縁距離あるいは縁面距離を保証するための絶縁物の挿入
などは自己消弧形半導体素子に印加される電圧に依存す
るため省略しているが、これについても実用上は適宜追
加されなければならない。例えば図１において、特に幅
広導体15と幅広導体16の間に挿入される絶縁物について
は、誘電率の大きな誘電体を挿入すれば、等価的にスナ
バコンデンサの静電容量が増加され、自己消弧形半導体
素子が電流遮断した場合にかかる電圧上昇率を抑制で
き、ひいては自己消弧形半導体素子の損失を低減でき
る。
【００７４】
【発明の効果】本発明にかかる電力変換装置は、スナバ
回路のインダクタンスを低減でき、従って自己消弧形半
導体素子の遮断時における損失を低減することができ
る。
【００７５】また、前記スナバコンデンサの２つの電極
に接続される前記幅広導体を平行に近接させて対とし、
前記対をなす幅広導体の間に誘電体を挿入する場合に
は、スナバコンデンサの容量を等価的に増加させ、自己
消弧形半導体素子の遮断時における損失を低減すること
ができる。
【００７６】また、前記自己消弧型半導体素子を直列ま
たは直並列に複数接続する場合には、高電圧または大電
力の電力変換装置においてスナバ回路のインダクタンス
を低減し、自己消弧形半導体素子の遮断時における損失
を低減することができる。
【００７７】また、電力変換装置が３レベルインバータ
である場合には、３レベルインバータにおいて、スナバ
回路のインダクタンスを低減し、自己消弧形半導体素子
の遮断時における損失を低減することができる。
【００７８】
【図面の簡単な説明】
【図１】 この発明の第１の実施例によるスナバ回路構
造の側面図である。
【図２】 この発明の第１の実施例によるスナバ回路構
造の平面図である。
【図３】 スナバコンデンサ電極の中心を説明する図で
ある。
【図４】 スナバ回路の構造モデルを示す図である。
【図５】 スナバ回路内インダクタンス特性を示す図で
ある。
【図６】 この発明の第２の実施例によるスナバ回路構
造の側面図である。
【図７】 この発明の第２の実施例によるスナバ回路構
造の平面図である。
【図８】 この発明の第３の実施例によるスナバ回路構
造の側面図である。
【図９】 この発明の第４の実施例によるスナバ回路構
造の側面図である。
【図１０】 この発明の第５の実施例によるスナバ回路
構造の側面図である。
【図１１】 この発明の第６の実施例によるスナバ回路
構造の側面図である。
【図１２】 スナバ回路構造の側面図である。
【図１３】 この発明の第７の実施例によるスナバ回路
構造の平面図である。
【図１４】 この発明の第８の実施例によるスナバ回路
構造の平面図である。
【図１５】 直列接続された自己消弧形半導体素子に対
するスナバ回路の接続例を示す図である。
【図１６】 スナバ回路構造の平面図である。
【図１７】 スナバ回路構造の側面図である。
【図１８】 この発明の第９の実施例に記載の３レベル
インバータ装置の回路構成図である。
【図１９】 この発明の第９の実施例に記載の３レベル
インバータ装置に適用するスナバ回路の動作を説明する
図である。
【図２０】 この発明の第９の実施例によるスナバ回路
構造の側面図である。
【図２１】 この発明の第９の実施例によるスナバ回路
構造の側面図である。
【図２２】 この発明の第１０の実施例に記載の３レベ
ルインバータ装置の回路構成図である。
【図２３】 この発明の第１０の実施例に記載の３レベ
ルインバータ装置に適用するスナバ回路の動作を説明す
る図である。
【図２４】 この発明の第１０の実施例によるスナバ回
路構造の側面図である。
【図２５】 この発明の第１０の実施例によるスナバ回
路構造の側面図である。
【図２６】 この発明の第１１の実施例によるスナバ回
路構造の側面図である。
【図２７】 この発明の第１１の実施例によるスナバ回
路構造の側面図である。
【図２８】 この発明の第１２の実施例によるスナバ回
路構造の側面図である。
【図２９】 従来のスナバ回路構造を示す図である。
【図３０】 自己消弧形半導体素子に適用するスナバ回
路の動作を説明する図である。
【符号の説明】
１ 自己消弧形半導体素子 ２ スナバダイ
オード ３ スナバコンデンサ 10，11 冷却フ
ィン 12，13 スナバコンデンサの電極 14，15，16 幅
広導体
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 特開 平５−227737（ＪＰ，Ａ) 実開 昭63−177024（ＪＰ，Ｕ) 実開 昭59−60887（ＪＰ，Ｕ) 実開 昭59−60888（ＪＰ，Ｕ) (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H02M 1/06 H02M 7/48 H02M 1/00

Claims (6)

    (57)【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 自己消弧型半導体素子と、前記自己消弧
    型半導体素子のバイパス回路に接続され、スナバダイオ
    ードとスナバコンデンサの直列体からなるスナバ回路
    と、一端が上記自己消弧型半導体素子に他端が上記スナ
    バダイオードに接続される第１の幅広導体、一端が上記
    自己消弧型半導体素子に他端が上記スナバコンデンサに
    接続される第２の幅広導体、及び一端が上記スナバダイ
    オードに他端が上記スナバコンデンサに接続される第３
    の幅広導体を有する複数の帯状の幅広導体とを備え、 前記自己消弧形半導体素子の中心と前記スナバダイオー
    ドの中心を結んだ線分と、前記スナバダイオードの中心
    と前記スナバコンデンサの電極の中心を結んだ線分と、
    前記スナバコンデンサの電極の中心と前記自己消弧形半
    導体素子の中心を結んだ線分とが同一面に含まれるよう
    前記自己消弧型半導体素子、前記スナバダイオードおよ
    び前記スナバコンデンサを配置し、前記幅広導体をすべ
    て平行な位置関係に配置したことを特徴とする電力変換
    装置。
  2. 【請求項２】 前記幅広導体の幅は、それが相互に接続
    される少なくとも２つの電極面の幅のうち最も小さいも
    のの幅以上であることを特徴とする請求項１に記載の電
    力変換装置。
  3. 【請求項３】 前記幅広導体のうちの２つを互いに近接
    して配置し、これらの幅広導体に電流が逆方向に流れる
    ようにしたことを特徴とする請求項１または請求項２に
    記載の電力変換装置。
  4. 【請求項４】 前記スナバコンデンサの２つの電極に接
    続される前記幅広導体を平行に近接させて対とし、前記
    対をなす幅広導体の間に誘電体を挿入したことを特徴と
    する請求項１〜３のいずれか１項に記載の電力変換装
    置。
  5. 【請求項５】 前記自己消弧型半導体素子を直列または
    直並列に複数接続したことを特徴とする請求項１〜４の
    いずれか１項に記載の電力変換装置。
  6. 【請求項６】 電力変換装置が３レベルインバータであ
    ることを特徴とする請求項１〜６のいずれか１項に記載
    の電力変換装置。
JP26255394A 1994-10-26 1994-10-26 電力変換装置 Expired - Lifetime JP3213671B2 (ja)

Priority Applications (3)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP26255394A JP3213671B2 (ja) 1994-10-26 1994-10-26 電力変換装置
CN95104866A CN1047483C (zh) 1994-10-26 1995-05-15 电力变流器及其制造方法
DE1995141111 DE19541111B4 (de) 1994-10-26 1995-10-24 Leistungswandler

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP26255394A JP3213671B2 (ja) 1994-10-26 1994-10-26 電力変換装置

Related Child Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
JP2001135936A Division JP3391348B2 (ja) 2001-05-07 2001-05-07 電力変換装置

Publications (2)

Publication Number Publication Date
JPH08126302A JPH08126302A (ja) 1996-05-17
JP3213671B2 true JP3213671B2 (ja) 2001-10-02

Family

ID=17377410

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
JP26255394A Expired - Lifetime JP3213671B2 (ja) 1994-10-26 1994-10-26 電力変換装置

Country Status (3)

Country Link
JP (1) JP3213671B2 (ja)
CN (1) CN1047483C (ja)
DE (1) DE19541111B4 (ja)

Families Citing this family (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
TW496105B (en) * 1995-09-08 2002-07-21 Hitachi Ltd Wiring board and electric power switching apparatus using the same
JPH10285907A (ja) * 1997-04-10 1998-10-23 Toshiba Corp 電力変換装置
DE19717550A1 (de) * 1997-04-25 1998-10-29 Abb Daimler Benz Transp Flaches Stromschienenpaket für ein Stromrichtergerät
JP3641974B2 (ja) * 1999-05-12 2005-04-27 富士電機デバイステクノロジー株式会社 電力変換装置
JP3665934B2 (ja) * 2001-08-03 2005-06-29 株式会社日立製作所 ３レベルインバータ装置

Family Cites Families (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CH661151A5 (de) * 1980-06-03 1987-06-30 Mitsubishi Electric Corp Halbleiterelementstapel.
EP0185181B1 (de) * 1984-11-28 1990-05-16 BBC Brown Boveri AG Induktionsarme Anoden-Kathodenbeschaltung eines abschaltbaren Leistungsthyristors
DE4023687C2 (de) * 1990-07-26 2000-09-07 Abb Schweiz Ag Stromrichteranordnung
DE4111401A1 (de) * 1991-04-09 1992-10-15 Abb Patent Gmbh Kondensationsanordnung
JPH09229078A (ja) * 1996-02-26 1997-09-02 Nippon Seiko Kk 転がり軸受のクリープ防止構造

Also Published As

Publication number Publication date
DE19541111B4 (de) 2004-07-22
JPH08126302A (ja) 1996-05-17
DE19541111A1 (de) 1996-05-02
CN1122068A (zh) 1996-05-08
CN1047483C (zh) 1999-12-15

Similar Documents

Publication Publication Date Title
US6028779A (en) Power inverter device
JP3906440B2 (ja) 半導体電力変換装置
JP4920677B2 (ja) 電力変換装置およびその組み立て方法
US8300443B2 (en) Semiconductor module for use in power supply
JP5132175B2 (ja) 電力変換装置
JP3652934B2 (ja) 電力変換装置
US11901835B2 (en) Low inductance bus assembly and power converter apparatus including the same
US20180240787A1 (en) Half-bridge power semiconductor module and method for manufacturing same
JP3046276B2 (ja) 電力変換装置
JP3830669B2 (ja) 電力変換装置
JP4842018B2 (ja) 電力変換装置
JP3213671B2 (ja) 電力変換装置
JP3420021B2 (ja) 半導体電力変換装置
JPH1094256A (ja) 電力変換素子モジュール
JP4664104B2 (ja) 電力変換装置
JP3391348B2 (ja) 電力変換装置
JP3247197B2 (ja) 半導体電力変換装置
JP7364103B2 (ja) 電力変換装置
JP2000216331A (ja) パワ―半導体モジュ―ルおよびそれを用いた電力変換装置
US20240120833A1 (en) Power converter
JP2018174654A (ja) マルチレベルインバータの導体接続構造
JP3660480B2 (ja) 電力変換装置の配線構造
JP3160492B2 (ja) スナバ回路
JP3553396B2 (ja) 半導体素子スタックおよび電力変換装置
JP2023158713A (ja) 電力変換装置

Legal Events

Date Code Title Description
FPAY Renewal fee payment (event date is renewal date of database)

Free format text: PAYMENT UNTIL: 20070719

Year of fee payment: 6

FPAY Renewal fee payment (event date is renewal date of database)

Free format text: PAYMENT UNTIL: 20080719

Year of fee payment: 7

FPAY Renewal fee payment (event date is renewal date of database)

Free format text: PAYMENT UNTIL: 20090719

Year of fee payment: 8

FPAY Renewal fee payment (event date is renewal date of database)

Free format text: PAYMENT UNTIL: 20100719

Year of fee payment: 9

FPAY Renewal fee payment (event date is renewal date of database)

Free format text: PAYMENT UNTIL: 20100719

Year of fee payment: 9

FPAY Renewal fee payment (event date is renewal date of database)

Free format text: PAYMENT UNTIL: 20110719

Year of fee payment: 10

FPAY Renewal fee payment (event date is renewal date of database)

Free format text: PAYMENT UNTIL: 20110719

Year of fee payment: 10

FPAY Renewal fee payment (event date is renewal date of database)

Free format text: PAYMENT UNTIL: 20120719

Year of fee payment: 11

FPAY Renewal fee payment (event date is renewal date of database)

Free format text: PAYMENT UNTIL: 20120719

Year of fee payment: 11

FPAY Renewal fee payment (event date is renewal date of database)

Free format text: PAYMENT UNTIL: 20130719

Year of fee payment: 12

EXPY Cancellation because of completion of term