JP3208915B2 - 磁気ヘッド用再生回路 - Google Patents
磁気ヘッド用再生回路Info
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、磁気抵抗効果型磁気ヘ
ッドから再生信号を取り出すための磁気ヘッド用再生回
路に関するものである。
ッドから再生信号を取り出すための磁気ヘッド用再生回
路に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】磁気抵抗効果型磁気ヘッド（以下ＭＲヘ
ッドという）は、その感磁部が磁気抵抗効果を有する磁
性薄膜によって構成されており、この磁性薄膜の抵抗率
が磁気記録媒体上の磁気記録に基づく信号磁界によって
変化することから、上記磁性薄膜に電流（センス電流）
を流して上記抵抗変化を再生出力電圧として検出するも
のである。このＭＲヘッドは、高出力、低クロストーク
で、速度依存性がない等の特長を有するため、例えばハ
ードディスクドライブ（ＨＤＤ）用の再生ヘッドとし
て、あるいはディジタルオーディオテープレコーダ等の
高密度記録再生用ヘッドとして用いられている。
ッドという）は、その感磁部が磁気抵抗効果を有する磁
性薄膜によって構成されており、この磁性薄膜の抵抗率
が磁気記録媒体上の磁気記録に基づく信号磁界によって
変化することから、上記磁性薄膜に電流（センス電流）
を流して上記抵抗変化を再生出力電圧として検出するも
のである。このＭＲヘッドは、高出力、低クロストーク
で、速度依存性がない等の特長を有するため、例えばハ
ードディスクドライブ（ＨＤＤ）用の再生ヘッドとし
て、あるいはディジタルオーディオテープレコーダ等の
高密度記録再生用ヘッドとして用いられている。
【０００３】このようなＭＲヘッドの再生回路の一例を
図５に示す。この図５において、ＭＲヘッドのＭＲ素子
１は、初段アンプとなるトランジスタ２のエミッタに接
続されており、このトランジスタ２はいわゆるベース接
地型構成となっている。すなわち、トランジスタ２のエ
ミッタと接地との間にＭＲ素子１が挿入接続され、コレ
クタは負荷抵抗３を介してＶcc電圧源に接続されてい
る。トランジスタ２のコレクタ出力信号は、電圧−電流
変換増幅器であるいわゆるｇm アンプ４に送られてい
る。このｇm アンプ４は差動入力型となっており、上記
コレクタ出力信号電圧Ｖc1は非反転入力端子に供給さ
れ、反転入力端子には基準電圧源５からの基準電圧Ｖ
ref が供給されている。このｇm アンプ４からの出力電
流はコンデンサ６に供給されており、ｇm アンプ４のｇ
m 値とコンデンサ６の容量値で定まるＬＰＦ（ローパス
フィルタ）により出力電流の低域成分特に直流分が取り
出されて、上記初段アンプのトランジスタ２のベースに
帰還されている。
図５に示す。この図５において、ＭＲヘッドのＭＲ素子
１は、初段アンプとなるトランジスタ２のエミッタに接
続されており、このトランジスタ２はいわゆるベース接
地型構成となっている。すなわち、トランジスタ２のエ
ミッタと接地との間にＭＲ素子１が挿入接続され、コレ
クタは負荷抵抗３を介してＶcc電圧源に接続されてい
る。トランジスタ２のコレクタ出力信号は、電圧−電流
変換増幅器であるいわゆるｇm アンプ４に送られてい
る。このｇm アンプ４は差動入力型となっており、上記
コレクタ出力信号電圧Ｖc1は非反転入力端子に供給さ
れ、反転入力端子には基準電圧源５からの基準電圧Ｖ
ref が供給されている。このｇm アンプ４からの出力電
流はコンデンサ６に供給されており、ｇm アンプ４のｇ
m 値とコンデンサ６の容量値で定まるＬＰＦ（ローパス
フィルタ）により出力電流の低域成分特に直流分が取り
出されて、上記初段アンプのトランジスタ２のベースに
帰還されている。
【０００４】ここで、上記ＬＰＦのカットオフ周波数ｆ
c は、 ｆc ＝１／（２πＣ／ｇm ） ・・・ （１） で定まり、このカットオフ周波数ｆc を充分低く（例え
ば１００ｋHz以下）抑えかつ低消費電力を実現するため
に、ｇm アンプ４のｇm 値は低く抑えられる。ＬＰＦ用
のコンデンサ６の容量値は、例えば０．１μＦ程度と比
較的大きなキャパシタンスが必要となる。
c は、 ｆc ＝１／（２πＣ／ｇm ） ・・・ （１） で定まり、このカットオフ周波数ｆc を充分低く（例え
ば１００ｋHz以下）抑えかつ低消費電力を実現するため
に、ｇm アンプ４のｇm 値は低く抑えられる。ＬＰＦ用
のコンデンサ６の容量値は、例えば０．１μＦ程度と比
較的大きなキャパシタンスが必要となる。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】ところで、上記図７に
示した構成のＭＲヘッドの再生回路において、例えば電
源投入時には、上記初段アンプであるトランジスタ２や
ｇm アンプ４がオフ状態からオン状態に切り換えられ
る。また、記録再生装置に適用する場合に、消費電力を
抑えるために記録モード時には再生回路の電源をオフす
るものにおいては、記録モードと再生モードとの切り換
え時等にも、トランジスタ２やｇm アンプ４がオフ状態
とオン状態との間で切り換えられる。このとき、上記Ｌ
ＰＦ用のコンデンサ６に対して充電あるいは放電が行わ
れるが、０．１μＦ程度と比較的大きな容量のコンデン
サ６を充放電するために時間を要し、コンデンサ６の電
圧が安定するまでに時間を要することになり、応答性が
悪くなる。
示した構成のＭＲヘッドの再生回路において、例えば電
源投入時には、上記初段アンプであるトランジスタ２や
ｇm アンプ４がオフ状態からオン状態に切り換えられ
る。また、記録再生装置に適用する場合に、消費電力を
抑えるために記録モード時には再生回路の電源をオフす
るものにおいては、記録モードと再生モードとの切り換
え時等にも、トランジスタ２やｇm アンプ４がオフ状態
とオン状態との間で切り換えられる。このとき、上記Ｌ
ＰＦ用のコンデンサ６に対して充電あるいは放電が行わ
れるが、０．１μＦ程度と比較的大きな容量のコンデン
サ６を充放電するために時間を要し、コンデンサ６の電
圧が安定するまでに時間を要することになり、応答性が
悪くなる。
【０００６】ここで、この比較的大きな容量のコンデン
サ６の充放電時間を短くするためには、ｇm アンプ４と
して大きなｇm 値のものを用いて急速に充放電を行わせ
ることが考えられるが、このｇm 値が大きいと、上記
（１）式より上記ＬＰＦのカットオフ周波数ｆc が大き
くなってしまい、有効な直流フィードバックが行えない
という欠点がある。
サ６の充放電時間を短くするためには、ｇm アンプ４と
して大きなｇm 値のものを用いて急速に充放電を行わせ
ることが考えられるが、このｇm 値が大きいと、上記
（１）式より上記ＬＰＦのカットオフ周波数ｆc が大き
くなってしまい、有効な直流フィードバックが行えない
という欠点がある。
【０００７】このような点を考慮して、本件出願人は先
に、図８に示すような磁気ヘッド用再生回路を提案して
いる。この図８においては、ＭＲ素子１、ベース接地型
構成のトランジスタ２、負荷抵抗３、基準電圧源５、Ｌ
ＰＦ用のコンデンサ６については、上記図７の各部と同
様であるため、同じ参照符号を付して説明を省略する。
また、この図８の再生回路では、ｇm 値が互いに異なる
２つのｇm アンプ７、８を用いている。すなわち、第１
のｇm アンプ７のｇm 値は小さく、第２のｇm アンプ８
のｇm 値は大きくしている。
に、図８に示すような磁気ヘッド用再生回路を提案して
いる。この図８においては、ＭＲ素子１、ベース接地型
構成のトランジスタ２、負荷抵抗３、基準電圧源５、Ｌ
ＰＦ用のコンデンサ６については、上記図７の各部と同
様であるため、同じ参照符号を付して説明を省略する。
また、この図８の再生回路では、ｇm 値が互いに異なる
２つのｇm アンプ７、８を用いている。すなわち、第１
のｇm アンプ７のｇm 値は小さく、第２のｇm アンプ８
のｇm 値は大きくしている。
【０００８】この図８に示す磁気ヘッド用再生回路にお
いて、初段アンプであるベース接地トランジスタ２から
のコレクタ出力信号が第１のｇm アンプ７の非反転入力
端子及び第２のｇm アンプ８の非反転入力端子にそれぞ
れ供給されており、基準電圧源５からの基準電圧Ｖref
が第１のｇm アンプ７の反転入力端子及び第２のｇmア
ンプ８の反転入力端子にそれぞれ供給されている。これ
らの第１、第２のｇmアンプ７、８からの出力信号がＬ
ＰＦ用のコンデンサ６に供給されている。
いて、初段アンプであるベース接地トランジスタ２から
のコレクタ出力信号が第１のｇm アンプ７の非反転入力
端子及び第２のｇm アンプ８の非反転入力端子にそれぞ
れ供給されており、基準電圧源５からの基準電圧Ｖref
が第１のｇm アンプ７の反転入力端子及び第２のｇmア
ンプ８の反転入力端子にそれぞれ供給されている。これ
らの第１、第２のｇmアンプ７、８からの出力信号がＬ
ＰＦ用のコンデンサ６に供給されている。
【０００９】電源投入時等のように再生回路がオフ状態
からオン状態に変化したときには、先ず大きいｇm 値の
第２のｇm アンプ８を動作状態（オン状態）とし、大容
量のコンデンサ６を急速充電した後、第１のｇm アンプ
７を動作状態として、このアンプ７のｇm 値とコンデン
サ６の容量値とで上記ＬＰＦの必要なカットオフ周波数
を得るようにしている。
からオン状態に変化したときには、先ず大きいｇm 値の
第２のｇm アンプ８を動作状態（オン状態）とし、大容
量のコンデンサ６を急速充電した後、第１のｇm アンプ
７を動作状態として、このアンプ７のｇm 値とコンデン
サ６の容量値とで上記ＬＰＦの必要なカットオフ周波数
を得るようにしている。
【００１０】ところで、トランジスタ２のベース電流Ｉ
B の存在が原因となって生じる出力信号のオフセットで
ある（Ｖref −初段の出力(Ｖc1)）の値は、ｇm が大き
いほど小さくなる。すなわち、第１のｇm アンプ７がオ
ンのときと、第２のｇm アンプ８がオンのときとでは、
出力のオフセットが異なるため、これらのアンプ７、８
を切り換えたときに、図７のグラフに示したような再生
出力の直流レベルの変動が生じる。この図７において、
時刻ｔ＝０のとき再生回路がオフ状態からオン状態に変
化し、第２のｇm アンプ８がオンとなり、時刻ｔ＝ｔ0
のとき第２のｇm アンプ８がオフし第１のｇm アンプ７
がオンする。このときの初段アンプであるトランジスタ
２からの出力には直流変動ΔＶが生じている。また、上
記２つのアンプ７、８を切り換えるための切換制御回路
（図示せず）が必要となり、回路構成が複雑化する。
B の存在が原因となって生じる出力信号のオフセットで
ある（Ｖref −初段の出力(Ｖc1)）の値は、ｇm が大き
いほど小さくなる。すなわち、第１のｇm アンプ７がオ
ンのときと、第２のｇm アンプ８がオンのときとでは、
出力のオフセットが異なるため、これらのアンプ７、８
を切り換えたときに、図７のグラフに示したような再生
出力の直流レベルの変動が生じる。この図７において、
時刻ｔ＝０のとき再生回路がオフ状態からオン状態に変
化し、第２のｇm アンプ８がオンとなり、時刻ｔ＝ｔ0
のとき第２のｇm アンプ８がオフし第１のｇm アンプ７
がオンする。このときの初段アンプであるトランジスタ
２からの出力には直流変動ΔＶが生じている。また、上
記２つのアンプ７、８を切り換えるための切換制御回路
（図示せず）が必要となり、回路構成が複雑化する。
【００１１】本発明は、このような実情に鑑みてなされ
たものであり、再生回路のオン、オフに伴うＬＰＦ用コ
ンデンサの充放電を急速に行わせることができ、回路構
成が簡単で、上記直流変動が生じることなく、２つのｇ
m アンプの切換制御も不要となるような磁気ヘッド用再
生回路を提供することを目的とするものである。
たものであり、再生回路のオン、オフに伴うＬＰＦ用コ
ンデンサの充放電を急速に行わせることができ、回路構
成が簡単で、上記直流変動が生じることなく、２つのｇ
m アンプの切換制御も不要となるような磁気ヘッド用再
生回路を提供することを目的とするものである。
【００１２】
【課題を解決するための手段】本発明に係る磁気ヘッド
用再生回路は、磁気抵抗効果型磁気ヘッドからの出力信
号を増幅する初段増幅手段と、この初段増幅手段からの
出力信号が入力され入出力特性が指数関数で表される電
圧−電流変換増幅手段と、この電圧−電流変換増幅手段
の出力端子に接続されたコンデンサと、上記電圧−電流
変換増幅手段からの出力信号を上記初段増幅手段の入力
側に帰還する帰還手段とを有することにより、上述の課
題を解決するものである。
用再生回路は、磁気抵抗効果型磁気ヘッドからの出力信
号を増幅する初段増幅手段と、この初段増幅手段からの
出力信号が入力され入出力特性が指数関数で表される電
圧−電流変換増幅手段と、この電圧−電流変換増幅手段
の出力端子に接続されたコンデンサと、上記電圧−電流
変換増幅手段からの出力信号を上記初段増幅手段の入力
側に帰還する帰還手段とを有することにより、上述の課
題を解決するものである。
【００１３】ここで、上記電圧−電流変換増幅手段は、
入力電圧を電流に変換する電圧−電流変換部と、この電
圧−電流変換部で変換された電流を指数関数の入出力特
性で増幅して出力する電流増幅部とを有して成るものを
用いることができ、上記電流増幅部は多段に構成するこ
とができる。また、上記初段増幅手段には、ベース接地
トランジスタや、エミッタ接地トランジスタを用いるこ
とができる。
入力電圧を電流に変換する電圧−電流変換部と、この電
圧−電流変換部で変換された電流を指数関数の入出力特
性で増幅して出力する電流増幅部とを有して成るものを
用いることができ、上記電流増幅部は多段に構成するこ
とができる。また、上記初段増幅手段には、ベース接地
トランジスタや、エミッタ接地トランジスタを用いるこ
とができる。
【００１４】
【作用】指数関数の入出力特性を有する電圧−電流変換
増幅手段のｇm 値が入力電圧に応じて変化するため、電
源オン時等の再生回路のオン、オフに伴うコンデンサの
充放電を急速に行わせることができ、しかも入力電圧が
小さい定常状態におけるｇm 値の変化が小さいため、初
段増幅手段出力の直流レベル変動をなくすことができ、
回路構成も簡単である。
増幅手段のｇm 値が入力電圧に応じて変化するため、電
源オン時等の再生回路のオン、オフに伴うコンデンサの
充放電を急速に行わせることができ、しかも入力電圧が
小さい定常状態におけるｇm 値の変化が小さいため、初
段増幅手段出力の直流レベル変動をなくすことができ、
回路構成も簡単である。
【００１５】
【実施例】以下、本発明に係る好ましい実施例について
図面を参照しながら説明する。図１は本発明に係る磁気
ヘッド用再生回路の一実施例の概略構成を示すブロック
回路図である。
図面を参照しながら説明する。図１は本発明に係る磁気
ヘッド用再生回路の一実施例の概略構成を示すブロック
回路図である。
【００１６】この図１において、ＭＲヘッドのＭＲ素子
１は、初段アンプとなるトランジスタ２のエミッタに接
続されており、このトランジスタ２はいわゆるベース接
地型構成となっている。すなわち、トランジスタ２のエ
ミッタと接地との間にＭＲ素子１が挿入接続され、コレ
クタは負荷抵抗３を介してＶcc電圧源に接続されてい
る。トランジスタ２のコレクタ出力信号は、入出力特性
が指数関数で表される電圧−電流変換増幅器（ｇm アン
プ）１０で増幅されてＬＰＦ用のコンデンサ６に供給さ
れている。この電圧−電流変換増幅器（ｇm アンプ）１
０は、電圧−電流変換部１１と電流増幅部１２とを有し
て成っている。この電圧−電流変換増幅器（ｇm アン
プ）１０の電流増幅部１２の出力端子にコンデンサ６が
接続されると共に、電流増幅部１２からの出力信号が初
段のトランジスタ２のベースに帰還されている。
１は、初段アンプとなるトランジスタ２のエミッタに接
続されており、このトランジスタ２はいわゆるベース接
地型構成となっている。すなわち、トランジスタ２のエ
ミッタと接地との間にＭＲ素子１が挿入接続され、コレ
クタは負荷抵抗３を介してＶcc電圧源に接続されてい
る。トランジスタ２のコレクタ出力信号は、入出力特性
が指数関数で表される電圧−電流変換増幅器（ｇm アン
プ）１０で増幅されてＬＰＦ用のコンデンサ６に供給さ
れている。この電圧−電流変換増幅器（ｇm アンプ）１
０は、電圧−電流変換部１１と電流増幅部１２とを有し
て成っている。この電圧−電流変換増幅器（ｇm アン
プ）１０の電流増幅部１２の出力端子にコンデンサ６が
接続されると共に、電流増幅部１２からの出力信号が初
段のトランジスタ２のベースに帰還されている。
【００１７】ここで、電圧−電流変換部１１と電流増幅
部１２とを有して成る電圧−電流変換増幅器（ｇm アン
プ）１０は、上記初段トランジスタ２の出力信号と基準
電圧源５からの基準電圧Ｖref との差電圧入力信号（入
力電圧）Ｖi に対する出力信号（出力電流）Ｉo の関係
（入出力特性）が、例えば図２に示すような指数関数と
なっている。また、電圧−電流変換増幅器（ｇm アン
プ）１０の上記入力電圧Ｖi に対するｇm 値の具体例を
図３に示す。これらの図２、図３において、特性曲線
ａ、ｂはアンプ１０（特に電流増幅部１２）が図４に示
すように１段の構成の場合を示し、特性曲線ｃはアンプ
１０（特に電流増幅部１２）が図５に示すように２段の
構成の場合を示している。
部１２とを有して成る電圧−電流変換増幅器（ｇm アン
プ）１０は、上記初段トランジスタ２の出力信号と基準
電圧源５からの基準電圧Ｖref との差電圧入力信号（入
力電圧）Ｖi に対する出力信号（出力電流）Ｉo の関係
（入出力特性）が、例えば図２に示すような指数関数と
なっている。また、電圧−電流変換増幅器（ｇm アン
プ）１０の上記入力電圧Ｖi に対するｇm 値の具体例を
図３に示す。これらの図２、図３において、特性曲線
ａ、ｂはアンプ１０（特に電流増幅部１２）が図４に示
すように１段の構成の場合を示し、特性曲線ｃはアンプ
１０（特に電流増幅部１２）が図５に示すように２段の
構成の場合を示している。
【００１８】すなわち図４において、電圧−電流変換部
１１の入力端子１１ａには上記基準電圧源５からの基準
電圧Ｖref が供給され、入力端子１１ｂには上記初段ア
ンプとなるトランジスタ２からの出力信号が供給されて
おり、これらの入力端子１１ａ、１１ｂ間の差電圧が入
力電圧Ｖi となっている。この電圧−電流変換部１１
は、各エミッタが共通接続されたＰＮＰ型トランジスタ
Ｑ3 、Ｑ4 と、この共通エミッタに接続された電流値２
Ｉの定電流源１１ｃとから成っており、トランジスタＱ
4 のベースが入力端子１１ａ、トランジスタＱ3 のベー
スが入力端子１１ｂにそれぞれ対応している。各トラン
ジスタＱ3 、Ｑ4 のコレクタ電流をそれぞれＩc3、Ｉc4
とするとき、 Ｉc3＝２Ｉ／（１＋exp(Vi/Vt)） ・・・ （２） Ｉc4＝２Ｉ／（１＋exp(−Vi/Vt)） ・・・ （３） これらの（２）式、（３）式中のＶt は、ほぼ室温（３
００Ｋ）のとき、約２６ｍＶとなる。
１１の入力端子１１ａには上記基準電圧源５からの基準
電圧Ｖref が供給され、入力端子１１ｂには上記初段ア
ンプとなるトランジスタ２からの出力信号が供給されて
おり、これらの入力端子１１ａ、１１ｂ間の差電圧が入
力電圧Ｖi となっている。この電圧−電流変換部１１
は、各エミッタが共通接続されたＰＮＰ型トランジスタ
Ｑ3 、Ｑ4 と、この共通エミッタに接続された電流値２
Ｉの定電流源１１ｃとから成っており、トランジスタＱ
4 のベースが入力端子１１ａ、トランジスタＱ3 のベー
スが入力端子１１ｂにそれぞれ対応している。各トラン
ジスタＱ3 、Ｑ4 のコレクタ電流をそれぞれＩc3、Ｉc4
とするとき、 Ｉc3＝２Ｉ／（１＋exp(Vi/Vt)） ・・・ （２） Ｉc4＝２Ｉ／（１＋exp(−Vi/Vt)） ・・・ （３） これらの（２）式、（３）式中のＶt は、ほぼ室温（３
００Ｋ）のとき、約２６ｍＶとなる。
【００１９】このときに抵抗Ｒを流れる電流（Ｉc3−Ｉ
c4）／２をｉと置くとき、図４に示すような構成の電流
増幅部１２からの出力電流Ｉo は、 Ｉo ＝Ｉ（exp(ｉＲ/Vt)−exp(−ｉＲ/Vt)）Ｎ／Ｎo ・・・ （４） となる。この（４）式中のＮ及びＮo は、それぞれ図４
中のトランジスタＱ1 、Ｑ2 及びトランジスタＱ5 、Ｑ
6 について、トランジスタを並列に接続する個数を表し
ている。
c4）／２をｉと置くとき、図４に示すような構成の電流
増幅部１２からの出力電流Ｉo は、 Ｉo ＝Ｉ（exp(ｉＲ/Vt)−exp(−ｉＲ/Vt)）Ｎ／Ｎo ・・・ （４） となる。この（４）式中のＮ及びＮo は、それぞれ図４
中のトランジスタＱ1 、Ｑ2 及びトランジスタＱ5 、Ｑ
6 について、トランジスタを並列に接続する個数を表し
ている。
【００２０】なお、図４の電流増幅部１２は一般の電流
増幅器の構成であるが、簡単に説明すると、上記トラン
ジスタＱ3 、Ｑ4 の各コレクタがＮＰＮ型トランジスタ
Ｑ5、Ｑ6 の各コレクタにそれぞれ接続され、トランジ
スタＱ5 、Ｑ6 の各ベースは共通接続されて抵抗値Ｒの
抵抗をそれぞれ介して各コレクタに接続されている。ト
ランジスタＱ5 、Ｑ6 の各コレクタはＮＰＮ型トランジ
スタＱ1 、Ｑ2 の各ベースにそれぞれ接続され、これら
のトランジスタＱ1 、Ｑ2 の各コレクタは、カレントミ
ラー（電流反転）回路を構成するＰＮＰ型トランジスタ
Ｑ7 、Ｑ8 の各コレクタにそれぞれ接続されている。ト
ランジスタＱ1 のコレクタをを流れる電流をＩc1、トラ
ンジスタＱ2 のコレクタを流れる電流をＩc2とすると
き、トランジスタＱ1 のコレクタとトランジスタＱ7 の
コレクタとの接続点に接続された出力端子１２ａから
は、Ｉc2−Ｉc1の出力電流Ｉo が取り出される。
増幅器の構成であるが、簡単に説明すると、上記トラン
ジスタＱ3 、Ｑ4 の各コレクタがＮＰＮ型トランジスタ
Ｑ5、Ｑ6 の各コレクタにそれぞれ接続され、トランジ
スタＱ5 、Ｑ6 の各ベースは共通接続されて抵抗値Ｒの
抵抗をそれぞれ介して各コレクタに接続されている。ト
ランジスタＱ5 、Ｑ6 の各コレクタはＮＰＮ型トランジ
スタＱ1 、Ｑ2 の各ベースにそれぞれ接続され、これら
のトランジスタＱ1 、Ｑ2 の各コレクタは、カレントミ
ラー（電流反転）回路を構成するＰＮＰ型トランジスタ
Ｑ7 、Ｑ8 の各コレクタにそれぞれ接続されている。ト
ランジスタＱ1 のコレクタをを流れる電流をＩc1、トラ
ンジスタＱ2 のコレクタを流れる電流をＩc2とすると
き、トランジスタＱ1 のコレクタとトランジスタＱ7 の
コレクタとの接続点に接続された出力端子１２ａから
は、Ｉc2−Ｉc1の出力電流Ｉo が取り出される。
【００２１】上述した（２）式〜（４）式より、入力電
圧Ｖi と出力電流Ｉo との関係の具体例について上記
（４）式中の抵抗値Ｒ等を変えて示したものが図２の曲
線ａ、ｂである。また、ｇm ＝ｄＩo ／ｄＶi であるこ
とより、上記図２の各特性曲線ａ、ｂにそれぞれ対応す
るｇm の入力電圧Ｖi に対する特性が、図３の曲線ａ、
ｂのように表される。ここで、定常状態（Ｖi ＝０）で
は、 ｇm ＝ＮＲＩ2 ／（Ｎo Ｖt 2 ） ・・・ （５） となる。
圧Ｖi と出力電流Ｉo との関係の具体例について上記
（４）式中の抵抗値Ｒ等を変えて示したものが図２の曲
線ａ、ｂである。また、ｇm ＝ｄＩo ／ｄＶi であるこ
とより、上記図２の各特性曲線ａ、ｂにそれぞれ対応す
るｇm の入力電圧Ｖi に対する特性が、図３の曲線ａ、
ｂのように表される。ここで、定常状態（Ｖi ＝０）で
は、 ｇm ＝ＮＲＩ2 ／（Ｎo Ｖt 2 ） ・・・ （５） となる。
【００２２】これによって、前述したような電源投入等
によるアンプの立ち上げ時や、ヘッド切換時等に、入力
電圧Ｖi が大きくなり、電圧−電流変換増幅器（ｇm ア
ンプ）１０のｇm が大きくなって、コンデンサ６に対す
る急速な充放電が行われるのに対し、通常の再生時（定
常状態）では入力電圧Ｖi が小さくなって上記ｇm が小
さくなる。また、定常状態のＶi ＝０付近ではｇm の変
化が小さいので、種々の理由により動作点に多少のオフ
セットが生じても、周波数特性の変化も小さくて済む。
によるアンプの立ち上げ時や、ヘッド切換時等に、入力
電圧Ｖi が大きくなり、電圧−電流変換増幅器（ｇm ア
ンプ）１０のｇm が大きくなって、コンデンサ６に対す
る急速な充放電が行われるのに対し、通常の再生時（定
常状態）では入力電圧Ｖi が小さくなって上記ｇm が小
さくなる。また、定常状態のＶi ＝０付近ではｇm の変
化が小さいので、種々の理由により動作点に多少のオフ
セットが生じても、周波数特性の変化も小さくて済む。
【００２３】ところで、図４に示す電圧−電流変換増幅
器（ｇm アンプ）１０の具体例としては、１段増幅の構
成を示しているが、上記入力電圧Ｖi が大のときにｇm
をより大きく、またＶi が小のときにｇm をより小さく
すると共に、Ｖi ＝０付近でのｇm の変化が小さいＶi
の範囲を広げたい場合には、ｇm アンプ１０（の特に電
流増幅部１２）を、例えば図５に示すように２段構成と
することが好ましい。この図５においては、上記図４の
トランジスタＱ1 、Ｑ2 を用いて成る１段の増幅部分を
２段のトランジスタＱ1a、Ｑ2a及びＱ1b、Ｑ2bを用いた
２段の増幅部分にて構成している。このような２段構成
の場合における上記入力電圧Ｖi と出力電流Ｉo との関
係（入出力特性）の具体例を図２の曲線ｃに、またｇm
と入力電圧Ｖi との関係の具体例を図３の曲線ｃにそれ
ぞれ示している。
器（ｇm アンプ）１０の具体例としては、１段増幅の構
成を示しているが、上記入力電圧Ｖi が大のときにｇm
をより大きく、またＶi が小のときにｇm をより小さく
すると共に、Ｖi ＝０付近でのｇm の変化が小さいＶi
の範囲を広げたい場合には、ｇm アンプ１０（の特に電
流増幅部１２）を、例えば図５に示すように２段構成と
することが好ましい。この図５においては、上記図４の
トランジスタＱ1 、Ｑ2 を用いて成る１段の増幅部分を
２段のトランジスタＱ1a、Ｑ2a及びＱ1b、Ｑ2bを用いた
２段の増幅部分にて構成している。このような２段構成
の場合における上記入力電圧Ｖi と出力電流Ｉo との関
係（入出力特性）の具体例を図２の曲線ｃに、またｇm
と入力電圧Ｖi との関係の具体例を図３の曲線ｃにそれ
ぞれ示している。
【００２４】ここで、電圧−電流変換増幅器（ｇm アン
プ）１０を２段構成とする場合には、定常状態（Ｖi ＝
０）では、 ｇm ＝Ｎ’Ｎ2 Ｒ’ＲＩ3 ／（Ｎo 3 Ｖt 3 ） ・・・ （６） となる。
プ）１０を２段構成とする場合には、定常状態（Ｖi ＝
０）では、 ｇm ＝Ｎ’Ｎ2 Ｒ’ＲＩ3 ／（Ｎo 3 Ｖt 3 ） ・・・ （６） となる。
【００２５】次に、図６は本発明に係る他の実施例を示
し、ＭＲ素子２１に接続される初段トランジスタ２５に
エミッタ接地型構造を用いた例を示している。この図６
において、ＭＲ素子２１には電流源２２からセンス電流
が供給されており、このＭＲ素子２１の抵抗変化に基づ
く電圧変化を直流カット用コンデンサ２３を介して取り
出して、エミッタ接地型トランジスタ２５のベースに供
給している。トランジスタ２５のコレクタ出力は、上記
図１と同様な構成の、すなわち電圧−電流変換部１１と
電流増幅部１２とから成る電圧−電流変換増幅器（ｇm
アンプ）１０に送られている。ｇm アンプ１０は、トラ
ンジスタ２５からの出力電圧と基準電圧源２６からの基
準電圧Ｖref との差電圧（入力電圧）Ｖi に対して指数
関数の関係の出力電流Ｉo を出力する。このｇm アンプ
１０からの出力電流Ｉo は、ＬＰＦ用のコンデンサ２７
に送られると共に、トランジスタ２５のベースに帰還さ
れる。
し、ＭＲ素子２１に接続される初段トランジスタ２５に
エミッタ接地型構造を用いた例を示している。この図６
において、ＭＲ素子２１には電流源２２からセンス電流
が供給されており、このＭＲ素子２１の抵抗変化に基づ
く電圧変化を直流カット用コンデンサ２３を介して取り
出して、エミッタ接地型トランジスタ２５のベースに供
給している。トランジスタ２５のコレクタ出力は、上記
図１と同様な構成の、すなわち電圧−電流変換部１１と
電流増幅部１２とから成る電圧−電流変換増幅器（ｇm
アンプ）１０に送られている。ｇm アンプ１０は、トラ
ンジスタ２５からの出力電圧と基準電圧源２６からの基
準電圧Ｖref との差電圧（入力電圧）Ｖi に対して指数
関数の関係の出力電流Ｉo を出力する。このｇm アンプ
１０からの出力電流Ｉo は、ＬＰＦ用のコンデンサ２７
に送られると共に、トランジスタ２５のベースに帰還さ
れる。
【００２６】このような構成の実施例においても、上記
図１の実施例と同様に、簡単な回路構成で、電源オンや
記録／再生モード切換時の充放電を急速に行え、切換等
の時間を短縮化することができる。
図１の実施例と同様に、簡単な回路構成で、電源オンや
記録／再生モード切換時の充放電を急速に行え、切換等
の時間を短縮化することができる。
【００２７】
【発明の効果】以上の説明からも明らかなように、本発
明によれば、磁気抵抗効果型磁気ヘッドからの出力信号
を増幅する初段増幅手段と、この初段増幅手段からの出
力信号が入力され入出力特性が指数関数で表される電圧
−電流変換増幅手段と、この電圧−電流変換増幅手段の
出力端子に接続されたコンデンサと、上記電圧−電流変
換増幅手段からの出力信号を上記初段増幅手段の入力側
に帰還する帰還手段とを有しているため、指数関数の入
出力特性を有する電圧−電流変換増幅手段のｇm値が入
力電圧に応じて変化し、電源オン時等の再生回路のオ
ン、オフに伴うコンデンサの充放電を急速に行わせるこ
とができ、しかも入力電圧が小さい定常状態におけるｇ
m 値の変化が小さいため、初段増幅手段出力の直流レベ
ル変動をなくすことができ、回路構成も簡単である。
明によれば、磁気抵抗効果型磁気ヘッドからの出力信号
を増幅する初段増幅手段と、この初段増幅手段からの出
力信号が入力され入出力特性が指数関数で表される電圧
−電流変換増幅手段と、この電圧−電流変換増幅手段の
出力端子に接続されたコンデンサと、上記電圧−電流変
換増幅手段からの出力信号を上記初段増幅手段の入力側
に帰還する帰還手段とを有しているため、指数関数の入
出力特性を有する電圧−電流変換増幅手段のｇm値が入
力電圧に応じて変化し、電源オン時等の再生回路のオ
ン、オフに伴うコンデンサの充放電を急速に行わせるこ
とができ、しかも入力電圧が小さい定常状態におけるｇ
m 値の変化が小さいため、初段増幅手段出力の直流レベ
ル変動をなくすことができ、回路構成も簡単である。
【図１】本発明に係る磁気ヘッド用再生回路の一実施例
を示すブロック回路図である。
を示すブロック回路図である。
【図２】該一実施例の電圧−電流変換増幅器（ｇm アン
プ）の入力電圧（Ｖi ）−出力電流（Ｉo ）特性の具体
例を示すグラフである。
プ）の入力電圧（Ｖi ）−出力電流（Ｉo ）特性の具体
例を示すグラフである。
【図３】該一実施例の電圧−電流変換増幅器（ｇm アン
プ）の入力電圧（Ｖi ）に対するｇm 値の変化を示すグ
ラフである。
プ）の入力電圧（Ｖi ）に対するｇm 値の変化を示すグ
ラフである。
【図４】該一実施例の電圧−電流変換増幅器（ｇm アン
プ）の一具体例を示す回路図である。
プ）の一具体例を示す回路図である。
【図５】該一実施例の電圧−電流変換増幅器（ｇm アン
プ）の他の具体例を示す回路図である。
プ）の他の具体例を示す回路図である。
【図６】本発明に係る磁気ヘッド用再生回路の他の実施
例を示すブロック回路図である。
例を示すブロック回路図である。
【図７】従来の磁気ヘッド用再生回路の一例を示すブロ
ック回路図である。
ック回路図である。
【図８】本発明の説明に供する磁気ヘッド用再生回路の
一例を示すブロック回路図である。
一例を示すブロック回路図である。
【図９】図８に示す磁気ヘッド用再生回路の動作を説明
するための出力波形図である。
するための出力波形図である。
【符号の説明】 １、２１・・・・・ＭＲ素子 ２・・・・・（ベース接地型）トランジスタ ５、２６・・・・・基準電圧源 ６、２７・・・・・ＬＰＦ用コンデンサ １０・・・・・電圧−電流変換増幅器（ｇm アンプ） １１・・・・・電圧−電流変換部 １２・・・・・電流増幅部 ２２・・・・・電流源 ２３・・・・・直流カット用コンデンサ ２５・・・・・（エミッタ接地型）トランジスタ
Claims (5)
- 【請求項１】 磁気抵抗効果型磁気ヘッドからの出力信
号を増幅する初段増幅手段と、 この初段増幅手段からの出力信号が入力され入出力特性
が指数関数で表される電圧−電流変換増幅手段と、 この電圧−電流変換増幅手段の出力端子に接続されたコ
ンデンサと、 上記電圧−電流変換増幅手段からの出力信号を上記初段
増幅手段の入力側に帰還する帰還手段とを有することを
特徴とする磁気ヘッド用再生回路。 - 【請求項２】 上記電圧−電流変換増幅手段は、入力電
圧を電流に変換する電圧−電流変換部と、この電圧−電
流変換部で変換された電流を指数関数の入出力特性で増
幅して出力する電流増幅部とを有して成ることを特徴と
する請求項１記載の磁気ヘッド用再生回路。 - 【請求項３】 上記電流増幅部が多段に構成されている
ことを特徴とする請求項２記載の磁気ヘッド用再生回
路。 - 【請求項４】 上記初段増幅手段は、ベース接地トラン
ジスタで構成することを特徴とする請求項１記載の磁気
ヘッド用再生回路。 - 【請求項５】 上記初段増幅手段は、エミッタ接地トラ
ンジスタで構成することを特徴とする請求項１記載の磁
気ヘッド用再生回路。
Priority Applications (12)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP09715093A JP3208915B2 (ja) | 1993-03-31 | 1993-03-31 | 磁気ヘッド用再生回路 |
| MYPI93002225A MY112702A (en) | 1992-10-30 | 1993-10-27 | Reproducing circuit for a magnetic head. |
| EP93117592A EP0595350B1 (en) | 1992-10-30 | 1993-10-29 | Reproducing circuit for a magnetic head |
| DE69325469T DE69325469T2 (de) | 1992-10-30 | 1993-10-29 | Wiedergabeschaltung für einen Magnetkopf |
| DE69324542T DE69324542T2 (de) | 1992-10-30 | 1993-10-29 | Wiedergabeschaltung für einen Magnetkopf |
| EP97112552A EP0805436B1 (en) | 1992-10-30 | 1993-10-29 | Reproducing circuit for a magnetic head |
| KR1019930022675A KR940009953A (ko) | 1992-10-30 | 1993-10-29 | 자기저항효과형 헤드용 기록재생장치 |
| DE69326170T DE69326170T2 (de) | 1992-10-30 | 1993-10-29 | Wiedergabeschaltung für einen Magnetkopf |
| EP97112553A EP0805437B1 (en) | 1992-10-30 | 1993-10-29 | Reproducing circuit for a magnetic head |
| US08/264,473 US5940235A (en) | 1992-10-30 | 1994-06-23 | Reproducing circuit for a magnetic head incorporating the voltage-to-current and an exponent current amplifier |
| US08/264,716 US5548453A (en) | 1992-10-30 | 1994-06-23 | Reproducing circuit for magneto-resistive head having an initial amplifying stage, a differential amplifying stage, and means for controlling the time of operation thereof |
| US08/447,901 US5959798A (en) | 1992-10-30 | 1995-05-23 | Reproducing circuit for a magnetic head having a variable gain amplifier with selective adjustment of the gain during recording and reproduction |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP09715093A JP3208915B2 (ja) | 1993-03-31 | 1993-03-31 | 磁気ヘッド用再生回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH06290408A JPH06290408A (ja) | 1994-10-18 |
| JP3208915B2 true JP3208915B2 (ja) | 2001-09-17 |
Family
ID=14184549
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP09715093A Expired - Fee Related JP3208915B2 (ja) | 1992-10-30 | 1993-03-31 | 磁気ヘッド用再生回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3208915B2 (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH09116347A (ja) * | 1995-10-17 | 1997-05-02 | Mitsubishi Electric Corp | シングルエンド入力型高周波増幅器 |
-
1993
- 1993-03-31 JP JP09715093A patent/JP3208915B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH06290408A (ja) | 1994-10-18 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20010612 |
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