JP3135253B2 - 信号処理装置 - Google Patents
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- G11B—INFORMATION STORAGE BASED ON RELATIVE MOVEMENT BETWEEN RECORD CARRIER AND TRANSDUCER
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- H03C—MODULATION
- H03C3/00—Angle modulation
- H03C3/02—Details
- H03C3/08—Modifications of modulator to linearise modulation, e.g. by feedback, and clearly applicable to more than one type of modulator
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- H03K3/00—Circuits for generating electric pulses; Monostable, bistable or multistable circuits
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- H03K3/00—Circuits for generating electric pulses; Monostable, bistable or multistable circuits
- H03K3/01—Details
- H03K3/017—Adjustment of width or dutycycle of pulses
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- H03K3/00—Circuits for generating electric pulses; Monostable, bistable or multistable circuits
- H03K3/02—Generators characterised by the type of circuit or by the means used for producing pulses
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- H03K3/282—Generators characterised by the type of circuit or by the means used for producing pulses by the use, as active elements, of bipolar transistors with internal or external positive feedback using means other than a transformer for feedback using at least two transistors so coupled that the input of one is derived from the output of another, e.g. multivibrator astable
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- Power Engineering (AREA)
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Description
【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ 本発明は情報信号を処理する信号処理装置に関するも
のである。
のである。
［従来の技術］ 従来より情報信号を処理する装置として、例えば画像
信号をFM変調して記録媒体に記録し、該記録媒体に記録
されている信号を再生し、再生信号をFM復調する事によ
り元の画像信号を復元する画像信号記録再生システムが
ある。
信号をFM変調して記録媒体に記録し、該記録媒体に記録
されている信号を再生し、再生信号をFM復調する事によ
り元の画像信号を復元する画像信号記録再生システムが
ある。
第２図は上述の様な画像信号記録再生システムに用い
られているFM変調器の概略構成を示した図である。
られているFM変調器の概略構成を示した図である。
第２図において、１は入力される電流信号isに比例し
て発振周波数が変化する非安定マルチバイブレータ、２
は前段の非安定マルチバイブレータ１より出力される信
号の波形整形を行なうためのコンパレータ、３は出力バ
ッファアンプである。
て発振周波数が変化する非安定マルチバイブレータ、２
は前段の非安定マルチバイブレータ１より出力される信
号の波形整形を行なうためのコンパレータ、３は出力バ
ッファアンプである。
また、第２図において、入力端子S1には不図示のプリ
エンファシス回路においてプリエンファシスが施された
輝度信号が入力され、入力端子V1には該入力端子S1より
入力される輝度信号のシンクチップ部と同電位のDC電圧
信号が入力されており、抵抗R2によって該輝度信号のシ
ンクチップ部における非安定マルチバイブレータ１の発
振周波数が設定され、抵抗R1によってデビェーションが
設定される事になる。
エンファシス回路においてプリエンファシスが施された
輝度信号が入力され、入力端子V1には該入力端子S1より
入力される輝度信号のシンクチップ部と同電位のDC電圧
信号が入力されており、抵抗R2によって該輝度信号のシ
ンクチップ部における非安定マルチバイブレータ１の発
振周波数が設定され、抵抗R1によってデビェーションが
設定される事になる。
第３図は第２図の非安定マルチバイブレータの具体的
な回路構成を示した図で、以下、第４図及び第５図に示
したタイミングチャートを用いて第３図に示した回路の
動作について説明する。
な回路構成を示した図で、以下、第４図及び第５図に示
したタイミングチャートを用いて第３図に示した回路の
動作について説明する。
第４図（ａ）において、図中の実線で示した信号波形
はトランジスタQ9のコレクタの波形を、点線で示した信
号波形はトランジスタQ10のコレクタの波形を示し、ま
た第４図（ｂ）において図中の実線で示した信号波形は
トランジスタQ7のエミッタの波形を、点線で示した信号
波形はトランジスタQ8のエミッタの波形を示している。
はトランジスタQ9のコレクタの波形を、点線で示した信
号波形はトランジスタQ10のコレクタの波形を示し、ま
た第４図（ｂ）において図中の実線で示した信号波形は
トランジスタQ7のエミッタの波形を、点線で示した信号
波形はトランジスタQ8のエミッタの波形を示している。
今、第３図のトランジスタQ9とQ10,Q5とQ6,Q7とQ8,Q
11とQ12,Q13とQ14,抵抗r1とr2との特性が各々一致して
おり、各トランジスタのβ（＝IC/IB,IBはコレクタ電
流,IBはベース電流）が十分大きいものとすると、 が成立する。
11とQ12,Q13とQ14,抵抗r1とr2との特性が各々一致して
おり、各トランジスタのβ（＝IC/IB,IBはコレクタ電
流,IBはベース電流）が十分大きいものとすると、 が成立する。
また、トランジスタQ15,Q16の夫々のエミッタより出
力される信号を第２図のコンパレータ２に供給し、ま
た、トランジスタQ15とQ16の特性が一致しているものと
すると、第２図の出力バッファアンプ３に出力される波
形整形された信号の周期T1とT2は等しくなり、デューテ
ィーが安定したFM変調輝度信号が出力される事になる。
力される信号を第２図のコンパレータ２に供給し、ま
た、トランジスタQ15とQ16の特性が一致しているものと
すると、第２図の出力バッファアンプ３に出力される波
形整形された信号の周期T1とT2は等しくなり、デューテ
ィーが安定したFM変調輝度信号が出力される事になる。
しかしながら、一般的には対をなすトランジスタにお
けるベース・エミッタ間電圧VBEの誤差ΔVBEが±2mV,ま
た対をなす抵抗における誤差は±２％程発生してしま
い、第５図に示す様にFM変調輝度信号波形が変化してし
まう。
けるベース・エミッタ間電圧VBEの誤差ΔVBEが±2mV,ま
た対をなす抵抗における誤差は±２％程発生してしま
い、第５図に示す様にFM変調輝度信号波形が変化してし
まう。
第５図（ｂ）はトランジスタQ5とQ6のベース・エミッ
タ間電圧VBEの特性がずれた場合のFM変調輝度信号の波
形を示した図で、iSA≠iSBであるのでTA≠TBとなるがT1
＝T2は保たれている。
タ間電圧VBEの特性がずれた場合のFM変調輝度信号の波
形を示した図で、iSA≠iSBであるのでTA≠TBとなるがT1
＝T2は保たれている。
一方、第５図（ｃ）はトランジスタQ9とQ10のベース
・エミッタ間電圧VBC及び抵抗r1とr2の抵抗値の特性が
ずれた場合のFM変調輝度信号の波形を示した図で、ΔVA
≠ΔVBであるので、TA≠TBとなるがT1＝T2は保たれてい
る。
・エミッタ間電圧VBC及び抵抗r1とr2の抵抗値の特性が
ずれた場合のFM変調輝度信号の波形を示した図で、ΔVA
≠ΔVBであるので、TA≠TBとなるがT1＝T2は保たれてい
る。
ところで、ビデオテープレコーダや電子スチルビデオ
システムの様にFM変調輝度信号の周波数帯域よりも低い
周波数帯域に色成分信号を周波数多重し、記録媒体に記
録し、再生する様な装置においては、再生時にFM変調輝
度信号の２次歪み成分が再生信号中に混変調成分FY＋FC
（FYは輝度信号キャリア周波数,FCは色成分信号キャリ
ア周波数）を発生させてしまうため、該FM変調輝度信号
の２次歪み成分を例えば−45dBといった様に極力小さく
抑えなければならず、このため、第３図に示した非安定
マルチバイブレータのトランジスタQ15,Q16のエミッタ
より出力される信号を第２図のコンパレータに供給する
様に構成している。
システムの様にFM変調輝度信号の周波数帯域よりも低い
周波数帯域に色成分信号を周波数多重し、記録媒体に記
録し、再生する様な装置においては、再生時にFM変調輝
度信号の２次歪み成分が再生信号中に混変調成分FY＋FC
（FYは輝度信号キャリア周波数,FCは色成分信号キャリ
ア周波数）を発生させてしまうため、該FM変調輝度信号
の２次歪み成分を例えば−45dBといった様に極力小さく
抑えなければならず、このため、第３図に示した非安定
マルチバイブレータのトランジスタQ15,Q16のエミッタ
より出力される信号を第２図のコンパレータに供給する
様に構成している。
［発明が解決しようとしている課題］ しかしながら、第３図に示すトランジスタQ13とQ14,Q
7とQ8,Q15とQ16のベース・エミッタ間電圧VBEが異な
り、コンパレータの入力段の対をなすトランジスタにΔ
VBEが発生していると、前記第４図（ｃ）に示す様にレ
ベル比較点のDCレベルが変動し、T1≠T2となってしま
う。
7とQ8,Q15とQ16のベース・エミッタ間電圧VBEが異な
り、コンパレータの入力段の対をなすトランジスタにΔ
VBEが発生していると、前記第４図（ｃ）に示す様にレ
ベル比較点のDCレベルが変動し、T1≠T2となってしま
う。
例えばΔVA,ΔVBが500mV,対をなすトランジスタのΔV
BEが±2mVとすると は周波数に関係なく となる。
BEが±2mVとすると は周波数に関係なく となる。
そして、この時のデューティとFM変調輝度信号の２次
歪み成分との関係はデューティが50±1.6％の時、２次
歪み成分は約−26dB,デューティが50±1.0％の時、２次
歪み成分は約−30dB,デューティが50％±0.55％の時、
２次歪み成分は約−35dBとなり、トランジスタの大きさ
を大きくし、ΔVBEを低減したとしてもFM変調輝度信号
の２次歪み成分を減らす事はできない。
歪み成分との関係はデューティが50±1.6％の時、２次
歪み成分は約−26dB,デューティが50±1.0％の時、２次
歪み成分は約−30dB,デューティが50％±0.55％の時、
２次歪み成分は約−35dBとなり、トランジスタの大きさ
を大きくし、ΔVBEを低減したとしてもFM変調輝度信号
の２次歪み成分を減らす事はできない。
また、出力バッファアンプにコンデンサを外付けし、
電流源とのスルーレートを利用するという方法も考えら
れるが、用いるトランジスタがNPNの場合にはデューテ
ィが50％以下の時にしか効果はなく、逆にPNPの場合に
はデューティが50％以上の時にしか効果はないため、不
十分なものであった。
電流源とのスルーレートを利用するという方法も考えら
れるが、用いるトランジスタがNPNの場合にはデューテ
ィが50％以下の時にしか効果はなく、逆にPNPの場合に
はデューティが50％以上の時にしか効果はないため、不
十分なものであった。
更に、FM変調輝度信号の２次高調波方式の周波数帯域
をトラップまたはローパスフィルタ等により低減する事
も考えられるが周波数特性が反転余裕の点で記録時と再
生時との互換性がとれなくなる。
をトラップまたはローパスフィルタ等により低減する事
も考えられるが周波数特性が反転余裕の点で記録時と再
生時との互換性がとれなくなる。
本発明は上述の問題点を解決し、情報信号を周波数変
調する際にデューティを安定させると共に２次歪み成分
の発生を低減する事ができる信号処理装置を提供する事
を目的とする。
調する際にデューティを安定させると共に２次歪み成分
の発生を低減する事ができる信号処理装置を提供する事
を目的とする。
［課題を解決するための手段］ 上記の目的を達成するために、本発明によれば、入力
された情報信号を周波数変調し、前記情報信号のレベル
に応じて周波数の変化する周波数変調情報信号を出力す
る周波数変調回路と、前記周波数変調回路から出力され
た周波数変調情報信号より直流成分を含まず、前記周波
数変調回路に入力される前記情報信号に対して正相また
は逆相で且つ振幅が前記情報信号以下のレベルの帰還信
号を形成する帰還信号形成回路と、前記帰還信号形成回
路より出力された前記帰還信号を前記情報信号に加算す
る加算回路と、前記帰還回路の出力を、前記加算回路に
よって前記情報信号に加算して前記周波数変調回路に入
力することにより、前記周波数変調情報信号の周波数を
変動させることなく、デューティーを変化させる回路と
を備える。
された情報信号を周波数変調し、前記情報信号のレベル
に応じて周波数の変化する周波数変調情報信号を出力す
る周波数変調回路と、前記周波数変調回路から出力され
た周波数変調情報信号より直流成分を含まず、前記周波
数変調回路に入力される前記情報信号に対して正相また
は逆相で且つ振幅が前記情報信号以下のレベルの帰還信
号を形成する帰還信号形成回路と、前記帰還信号形成回
路より出力された前記帰還信号を前記情報信号に加算す
る加算回路と、前記帰還回路の出力を、前記加算回路に
よって前記情報信号に加算して前記周波数変調回路に入
力することにより、前記周波数変調情報信号の周波数を
変動させることなく、デューティーを変化させる回路と
を備える。
［作用］ 上述の構成によれば情報信号を周波数変調する際にデ
ューティを安定させると共に２次歪み成分の発生を低減
する事ができる様になる。
ューティを安定させると共に２次歪み成分の発生を低減
する事ができる様になる。
［実施例］ 以下、本発明を本発明の実施例を用いて説明する。
第１図は本発明の一実施例としてのFM変調器の概略構
成を示した図で、前記第２図に示したFM変調器と同様の
構成には同一の符番を付してある。
成を示した図で、前記第２図に示したFM変調器と同様の
構成には同一の符番を付してある。
以下、第１図に示したFM変調器の動作について、第６
図に示したタイミングチャートを用いて説明する。
図に示したタイミングチャートを用いて説明する。
第１図において、出力バッファアンプ３より出力され
るFM変調輝度信号はトランジスタTr1,抵抗R3〜R5,可変
抵抗VR1により構成されるFM変調信号帰還回路に入力さ
れる。
るFM変調輝度信号はトランジスタTr1,抵抗R3〜R5,可変
抵抗VR1により構成されるFM変調信号帰還回路に入力さ
れる。
そして、該FM変調信号帰還回路内の可変抵抗VR1から
は前記出力バッファアンプ３より出力されるFM変調輝度
信号とは極性が同相あるいは逆相に変化する事ができ、
振幅が零レベルから前記出力バッファアンプ３より出力
されるFM変調輝度信号とほぼ同レベルまで可変可能な信
号が出力される。
は前記出力バッファアンプ３より出力されるFM変調輝度
信号とは極性が同相あるいは逆相に変化する事ができ、
振幅が零レベルから前記出力バッファアンプ３より出力
されるFM変調輝度信号とほぼ同レベルまで可変可能な信
号が出力される。
尚、第１図のコンデンサC1はFM変調信号帰還回路より
出力される信号の直流成分を除去し、FM変調信号帰還回
路より出力される信号によりFM変調器の発振周波数に影
響を与えない様にするためのものである。
出力される信号の直流成分を除去し、FM変調信号帰還回
路より出力される信号によりFM変調器の発振周波数に影
響を与えない様にするためのものである。
例えば、第６図は（ａ），（ｂ）に示す様に第１図の
出力バッファアンプ３より出力される信号がハイレベル
の期間がデューティが50％よりも大きい場合に、該可変
抵抗VR1より出力バッファアンプ３より出力される信号
と同相の信号を適当なレベルにて出力し、コンデンサC1
を介し、FM帰還信号としてFM変調器に入力すると、出力
バッファアンプ３の出力がハイレベルの期間、非安定マ
ルチバイブレータ１内のコンデンサC2の電荷を放電する
電流はis＋iFM1となり、第６図（ｃ），（ｄ）に示す様
に放電傾斜が更に急になり、Ｔを小さくし、出力バッフ
ァアンプ３の出力がローレベルの期間は逆に放電傾斜が
更になだらかになり、T2を大きくする事ができ、T1とT2
を一致させる事ができ、更にコンデンサC1により直流成
分が除去されているのでT1＋T2は変化しない。
出力バッファアンプ３より出力される信号がハイレベル
の期間がデューティが50％よりも大きい場合に、該可変
抵抗VR1より出力バッファアンプ３より出力される信号
と同相の信号を適当なレベルにて出力し、コンデンサC1
を介し、FM帰還信号としてFM変調器に入力すると、出力
バッファアンプ３の出力がハイレベルの期間、非安定マ
ルチバイブレータ１内のコンデンサC2の電荷を放電する
電流はis＋iFM1となり、第６図（ｃ），（ｄ）に示す様
に放電傾斜が更に急になり、Ｔを小さくし、出力バッフ
ァアンプ３の出力がローレベルの期間は逆に放電傾斜が
更になだらかになり、T2を大きくする事ができ、T1とT2
を一致させる事ができ、更にコンデンサC1により直流成
分が除去されているのでT1＋T2は変化しない。
また、出力バッファアンプ３より出力される信号がハ
イレベルの期間がＬベルに比べて小さい場合には可変抵
抗VR1より出力バッファアンプ３より出力される信号と
逆相の信号を適当なレベルにて出力する事によって、前
述と同様にT1とT2を一致させる事ができる。
イレベルの期間がＬベルに比べて小さい場合には可変抵
抗VR1より出力バッファアンプ３より出力される信号と
逆相の信号を適当なレベルにて出力する事によって、前
述と同様にT1とT2を一致させる事ができる。
次に上述の補正動作を周波数特性の立場から検討す
る。
る。
周波数がf0の信号を発振させるための信号電流をis
（f0），補正前のFM変調輝度信号がハイレベルの期間の をＤ％とすると、このデューティを50％にするために必
要な帰還FM信号電流iFMは is（f0）＋iFM＝D/50・is（fSO） ∴ iFM＝｛（D/50）−１｝・is（fSO） ・・・（７） という様に表わされる。
（f0），補正前のFM変調輝度信号がハイレベルの期間の をＤ％とすると、このデューティを50％にするために必
要な帰還FM信号電流iFMは is（f0）＋iFM＝D/50・is（fSO） ∴ iFM＝｛（D/50）−１｝・is（fSO） ・・・（７） という様に表わされる。
そして、この状態において周波数がf1にて発振させる
ためのデューティDf1は となる。これは補正前のデューティは周波数の変動に対
し、依存性がなく、また信号電流は発振周波数に比例す
るからである。
ためのデューティDf1は となる。これは補正前のデューティは周波数の変動に対
し、依存性がなく、また信号電流は発振周波数に比例す
るからである。
次に、第１図に示したFM変調器を電子スチルビデオシ
ステムに適用した場合について説明する。
ステムに適用した場合について説明する。
電子スチルビデオシステムにおけるFM変調輝度信号
は、シンクチップ部のキャリア周波数は7.7MHz,ホワイ
トピーク部の周波数は9.7MHz,振幅が50％のレベルの周
波数は9.0MHz,ペデスタルレベルの周波数は8.3MHzであ
る。ここで補正前のデューティを51.6％とし、振幅が50
％のレベルにて補正を行った時にFM変調輝度信号の各レ
ベルにおけるデューティと２次歪み成分を算出すると、
ホワイトピーク部ではデューティが約50.11％で２次歪
み成分は−49.2dB,ペデスタルレベルではデューティが
約49.87％で２次歪み成分は−47.8dB,シンクチップレベ
ル部ではデューティが約49.74％で２次歪み成分は−41.
7dBとなり、デューティを安定させる事ができると共
に、２次歪み成分の発生を低減する事ができ、回路を構
成する素子の特性にバラツキがある場合でも、２次歪み
成分を増やす事無くデューティの補正を行う事ができる
様になる。
は、シンクチップ部のキャリア周波数は7.7MHz,ホワイ
トピーク部の周波数は9.7MHz,振幅が50％のレベルの周
波数は9.0MHz,ペデスタルレベルの周波数は8.3MHzであ
る。ここで補正前のデューティを51.6％とし、振幅が50
％のレベルにて補正を行った時にFM変調輝度信号の各レ
ベルにおけるデューティと２次歪み成分を算出すると、
ホワイトピーク部ではデューティが約50.11％で２次歪
み成分は−49.2dB,ペデスタルレベルではデューティが
約49.87％で２次歪み成分は−47.8dB,シンクチップレベ
ル部ではデューティが約49.74％で２次歪み成分は−41.
7dBとなり、デューティを安定させる事ができると共
に、２次歪み成分の発生を低減する事ができ、回路を構
成する素子の特性にバラツキがある場合でも、２次歪み
成分を増やす事無くデューティの補正を行う事ができる
様になる。
［発明の効果］ 以上の様に本発明によれば情報信号を周波数変調する
際にデューティを安定させると共に２次歪み成分を低減
する事ができる信号処理装置を提供する事ができる様に
なる。
際にデューティを安定させると共に２次歪み成分を低減
する事ができる信号処理装置を提供する事ができる様に
なる。
【図面の簡単な説明】 第１図は本発明の一実施例としてのFM変調器の回路構成
を示した図である。 第２図は従来のFM変調器の回路構成を示した図である。 第３図は第２図に示したFM変調器における非安定マルチ
バイブレータの回路構成例を示した図である。 第４図及び第５図は前記第２図に示したFM変調器におけ
る動作を説明するためのタイミングチャートである。 第６図は前記第１図に示したFM変調器における動作を説
明するためのタイミングチャートである。 Q1,Q2,Tr1……トランジスタ、 R1〜R5……抵抗、 VR1……可変抵抗、 I1……定電流源、 C1……コンデンサ、 １……非安定マルチバイブレータ、 ２……コンパレータ、 ３……出力バッファアンプ。
を示した図である。 第２図は従来のFM変調器の回路構成を示した図である。 第３図は第２図に示したFM変調器における非安定マルチ
バイブレータの回路構成例を示した図である。 第４図及び第５図は前記第２図に示したFM変調器におけ
る動作を説明するためのタイミングチャートである。 第６図は前記第１図に示したFM変調器における動作を説
明するためのタイミングチャートである。 Q1,Q2,Tr1……トランジスタ、 R1〜R5……抵抗、 VR1……可変抵抗、 I1……定電流源、 C1……コンデンサ、 １……非安定マルチバイブレータ、 ２……コンパレータ、 ３……出力バッファアンプ。
Claims (1)
- 【請求項１】入力された情報信号を周波数変調し、前記
情報信号のレベルに応じて周波数の変化する周波数変調
情報信号を出力する周波数変調回路と、 前記周波数変調回路から出力された周波数変調情報信号
より直流成分を含まず、前記周波数変調回路に入力され
る前記情報信号に対して正相または逆相で且つ振幅が前
記情報信号と同等以下のレベルの帰還信号を形成する帰
還信号形成回路と、 前記帰還信号形成回路より出力された前記帰還信号を前
記情報信号に加算する加算回路と、 前記帰還回路の出力を、前記加算回路によって前記情報
信号に加算して前記周波数変調回路に入力することによ
り、前記周波数変調情報信号の周波数を変動させること
なく、デューティーを変化させる回路と、 を備えたことを特徴とする信号処理装置。
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