JP3133166B2 - ゲート電力供給回路 - Google Patents
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M1/00—Details of apparatus for conversion
- H02M1/08—Circuits specially adapted for the generation of control voltages for semiconductor devices incorporated in static converters
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03K—PULSE TECHNIQUE
- H03K17/00—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking
- H03K17/08—Modifications for protecting switching circuit against overcurrent or overvoltage
- H03K17/081—Modifications for protecting switching circuit against overcurrent or overvoltage without feedback from the output circuit to the control circuit
- H03K17/0814—Modifications for protecting switching circuit against overcurrent or overvoltage without feedback from the output circuit to the control circuit by measures taken in the output circuit
- H03K17/08144—Modifications for protecting switching circuit against overcurrent or overvoltage without feedback from the output circuit to the control circuit by measures taken in the output circuit in thyristor switches
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- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
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- H03K17/10—Modifications for increasing the maximum permissible switched voltage
- H03K17/105—Modifications for increasing the maximum permissible switched voltage in thyristor switches
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、自己消弧形素子等のス
イッチング動作を利用して主回路から自己消弧形素子の
ゲ―ト駆動回路等にゲ―ト電力を供給するようにしたゲ
―ト電力供給回路に関する。
イッチング動作を利用して主回路から自己消弧形素子の
ゲ―ト駆動回路等にゲ―ト電力を供給するようにしたゲ
―ト電力供給回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】インバ―タ装置などの電力変換装置に自
己消弧形素子を適用することで従来に比べて電源側及び
負荷側高調波の抑制、電源力率の改善、装置の小形化な
どの利点が得られる。これまでは高電圧、大電流に耐え
られる自己消弧形素子が得られなかったが、最近はＧＴ
Ｏに代表されるような高電圧、大電流用途に適した自己
消弧形素子が製造できるようになったため、大電力分野
への自己消弧形素子の応用が活発となってきた。
己消弧形素子を適用することで従来に比べて電源側及び
負荷側高調波の抑制、電源力率の改善、装置の小形化な
どの利点が得られる。これまでは高電圧、大電流に耐え
られる自己消弧形素子が得られなかったが、最近はＧＴ
Ｏに代表されるような高電圧、大電流用途に適した自己
消弧形素子が製造できるようになったため、大電力分野
への自己消弧形素子の応用が活発となってきた。
【０００３】ＧＴＯのような自己消弧形素子を高電圧用
途に応用するときには、自己消弧形素子のゲ―ト駆動回
路の駆動電源の問題が無視できない。特に大電力分野で
おもに用いられているスイッチング素子であるＧＴＯの
場合には大きな問題となる。なぜなら、ＧＴＯは電流制
御形素子であり、しかもタ―ンオフ時の電流増幅度が小
さいので、タ―ンオフ時には主回路電流の数分の一とい
う、非常に大きな電流をＧＴＯのゲ―トに流さなければ
ならない。又、ＧＴＯはオン時にも、導通損失を低減す
るためにゲ―トに電流を流し続ける必要がある。そのた
めＧＴＯのゲ―ト駆動回路の消費電力は、ＧＴＯの品種
にもよるが、ひとつのＧＴＯにつき１００Ｗ以上にも達
する。
途に応用するときには、自己消弧形素子のゲ―ト駆動回
路の駆動電源の問題が無視できない。特に大電力分野で
おもに用いられているスイッチング素子であるＧＴＯの
場合には大きな問題となる。なぜなら、ＧＴＯは電流制
御形素子であり、しかもタ―ンオフ時の電流増幅度が小
さいので、タ―ンオフ時には主回路電流の数分の一とい
う、非常に大きな電流をＧＴＯのゲ―トに流さなければ
ならない。又、ＧＴＯはオン時にも、導通損失を低減す
るためにゲ―トに電流を流し続ける必要がある。そのた
めＧＴＯのゲ―ト駆動回路の消費電力は、ＧＴＯの品種
にもよるが、ひとつのＧＴＯにつき１００Ｗ以上にも達
する。
【０００４】ＧＴＯのゲ―ト駆動回路は駆動対象となる
ＧＴＯのカソ―ド及びゲ―トに直接つながるため、電気
的には駆動対象のＧＴＯのカソ―ドと同じ電位に置かれ
る。ＧＴＯを直列接続する場合には、各々のＧＴＯのゲ
―ト駆動回路はそれぞれ異る電位に置かれるため、各々
のゲ―ト駆動回路の電源もまた、それぞれ電位が異って
いなければならない。即ち、ゲ―ト駆動回路の電源は、
それぞれのＧＴＯ毎に互いに絶縁されなければならな
い。
ＧＴＯのカソ―ド及びゲ―トに直接つながるため、電気
的には駆動対象のＧＴＯのカソ―ドと同じ電位に置かれ
る。ＧＴＯを直列接続する場合には、各々のＧＴＯのゲ
―ト駆動回路はそれぞれ異る電位に置かれるため、各々
のゲ―ト駆動回路の電源もまた、それぞれ電位が異って
いなければならない。即ち、ゲ―ト駆動回路の電源は、
それぞれのＧＴＯ毎に互いに絶縁されなければならな
い。
【０００５】そのため、従来使用されているＧＴＯのゲ
―ト駆動回路の例を図９に示す。図９では電力変換回路
を構成する複数のＧＴＯの中の一個のＧＴＯとそれに付
随するスナバ回路及びゲ―ト駆動回路を示している。
―ト駆動回路の例を図９に示す。図９では電力変換回路
を構成する複数のＧＴＯの中の一個のＧＴＯとそれに付
随するスナバ回路及びゲ―ト駆動回路を示している。
【０００６】図９において、ＧＴＯ１が主スイッチング
素子であり、スナバダイオ―ド２とスナバコンデンサ３
とはＧＴＯ１がタ―ンオフする際の電圧上昇率を抑える
スナバ回路をなし、タ―ンオフ時のＧＴＯの損失を抑え
る。抵抗４はスナバコンデンサ３に蓄えられるエネルギ
を消費する。ダイオ―ド５はフリ―ホイリングダイオ―
ドであって回生モ―ドにおいて主回路電流の通路とな
る。抵抗６は直流バランス抵抗であり、ＧＴＯを多数個
直列接続する場合の各々の直流分担電圧を、各ＧＴＯの
特性の僅かなバラツキに影響されないようにバランスさ
せる働きをする。ＧＴＯ１のゲ―トはゲ―ト駆動回路７
によって駆動される。ゲ―トのオン・オフ信号は光ファ
イバ８によって、光信号で伝送されてゲ―ト駆動回路７
内の図示しない光受信モジュ―ルによって電気信号に変
換される。光信号を用いるので、ゲ―トのオン、オフ信
号については各ＧＴＯ１ごとの絶縁は自動的に達成され
る。ゲ―ト駆動回路７の電源は、絶縁変圧器１０を経由
して高周波交流電源１１から供給される高周波電力を、
整流器９によって整流して直流電力とすることで得てい
る。高周波交流電源１１は低電位部に置かれて各ＧＴＯ
で共通に使用され、各ＧＴＯ１間での電位の差は、各々
のＧＴＯ１に相対する絶縁変圧器１０によって絶縁され
ている。
素子であり、スナバダイオ―ド２とスナバコンデンサ３
とはＧＴＯ１がタ―ンオフする際の電圧上昇率を抑える
スナバ回路をなし、タ―ンオフ時のＧＴＯの損失を抑え
る。抵抗４はスナバコンデンサ３に蓄えられるエネルギ
を消費する。ダイオ―ド５はフリ―ホイリングダイオ―
ドであって回生モ―ドにおいて主回路電流の通路とな
る。抵抗６は直流バランス抵抗であり、ＧＴＯを多数個
直列接続する場合の各々の直流分担電圧を、各ＧＴＯの
特性の僅かなバラツキに影響されないようにバランスさ
せる働きをする。ＧＴＯ１のゲ―トはゲ―ト駆動回路７
によって駆動される。ゲ―トのオン・オフ信号は光ファ
イバ８によって、光信号で伝送されてゲ―ト駆動回路７
内の図示しない光受信モジュ―ルによって電気信号に変
換される。光信号を用いるので、ゲ―トのオン、オフ信
号については各ＧＴＯ１ごとの絶縁は自動的に達成され
る。ゲ―ト駆動回路７の電源は、絶縁変圧器１０を経由
して高周波交流電源１１から供給される高周波電力を、
整流器９によって整流して直流電力とすることで得てい
る。高周波交流電源１１は低電位部に置かれて各ＧＴＯ
で共通に使用され、各ＧＴＯ１間での電位の差は、各々
のＧＴＯ１に相対する絶縁変圧器１０によって絶縁され
ている。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】しかし、ＧＴＯを多数
直列接続し、直流母線電圧が数十ＫＶを超える変換器に
従来技術を応用するには大きな問題がある。即ち、低電
位部から絶縁変圧器１０を介して高周波電力を送り込む
ためには、数十ＫＶの高電圧を絶縁することができる、
極端に絶縁耐圧の大きな絶縁変圧器が多数個必要となる
からである。このような絶縁変圧器は、大きなスペ―ス
を必要とするのみならず、はなはだしく高価なものとな
ってしまう。そのため、スペ―ス及びコストの面で、従
来技術ではＧＴＯを多数直列接続して高電圧用途に応用
するには問題があった。
直列接続し、直流母線電圧が数十ＫＶを超える変換器に
従来技術を応用するには大きな問題がある。即ち、低電
位部から絶縁変圧器１０を介して高周波電力を送り込む
ためには、数十ＫＶの高電圧を絶縁することができる、
極端に絶縁耐圧の大きな絶縁変圧器が多数個必要となる
からである。このような絶縁変圧器は、大きなスペ―ス
を必要とするのみならず、はなはだしく高価なものとな
ってしまう。そのため、スペ―ス及びコストの面で、従
来技術ではＧＴＯを多数直列接続して高電圧用途に応用
するには問題があった。
【０００８】従って、本発明の目的は、絶縁変圧器を省
略し、自己消弧形素子のオン・オフ動作を利用してゲ―
ト駆動回路へ供給する電力を主回路から得るようにした
ゲ―ト電力供給回路を提供することにある。
略し、自己消弧形素子のオン・オフ動作を利用してゲ―
ト駆動回路へ供給する電力を主回路から得るようにした
ゲ―ト電力供給回路を提供することにある。
【０００９】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に、本発明の請求項（１）に係るゲ―ト電力供給回路
は、電力変換回路を構成するスイッチング素子に並列接
続されるスナバコンデンサとスナバダイオ―ドから成る
直列回路と、前記スイッチング素子と前記スナバダイオ
―ドとの接続点に一端が接続されるリアクトルと、該リ
アクトルの他端と前記スナバコンデンサとスナバダイオ
―ドとの直列接続点との間に接続される第１のコンデン
サと第１のダイオ―ドから成る直列回路と、前記第１の
コンデンサに並列接続される抵抗回路とスナバエネルギ
回生回路のいずれか一方の回路と、前記リアクトルに並
列接続される第２のコンデンサと第２のダイオ―ドから
成る直列回路を具備し、前記第２のコンデンサに蓄えら
れるエネルギを前記スイッチング素子のゲ―ト駆動回路
等に供給することを特徴とするものである。
に、本発明の請求項（１）に係るゲ―ト電力供給回路
は、電力変換回路を構成するスイッチング素子に並列接
続されるスナバコンデンサとスナバダイオ―ドから成る
直列回路と、前記スイッチング素子と前記スナバダイオ
―ドとの接続点に一端が接続されるリアクトルと、該リ
アクトルの他端と前記スナバコンデンサとスナバダイオ
―ドとの直列接続点との間に接続される第１のコンデン
サと第１のダイオ―ドから成る直列回路と、前記第１の
コンデンサに並列接続される抵抗回路とスナバエネルギ
回生回路のいずれか一方の回路と、前記リアクトルに並
列接続される第２のコンデンサと第２のダイオ―ドから
成る直列回路を具備し、前記第２のコンデンサに蓄えら
れるエネルギを前記スイッチング素子のゲ―ト駆動回路
等に供給することを特徴とするものである。
【００１０】又、本発明の請求項（２）に係るゲ―ト電
力供給回路は、電力変換回路を構成するスイッチング素
子に並列接続されるスナバコンデンサとスナバダイオ―
ドから成る直列回路と、前記スイッチング素子と前記ス
ナバダイオ―ドとの接続点に一端が接続されるリアクト
ルと、該リアクトルの他端と前記スナバコンデンサとス
ナバダイオ―ドとの直列接続点との間に接続される第１
のコンデンサと第１のダイオ―ドから成る直列回路と、
前記第１のコンデンサに並列接続される抵抗回路とスナ
バエネルギ回生回路のいずれか一方の回路と、前記リア
クトルに並列接続される第２のコンデンサと第２のダイ
オ―ドから成る直列回路と、一端が前記第２のコンデン
サと第２のダイオ―ドの接続点に接続され、他端に前記
スイッチング素子の端子電圧が印加され前記第２のコン
デンサを充電する抵抗を具備し、前記第２のコンデンサ
に蓄えられるエネルギを前記スイッチング素子のゲ―ト
駆動回路等に供給することを特徴とする。
力供給回路は、電力変換回路を構成するスイッチング素
子に並列接続されるスナバコンデンサとスナバダイオ―
ドから成る直列回路と、前記スイッチング素子と前記ス
ナバダイオ―ドとの接続点に一端が接続されるリアクト
ルと、該リアクトルの他端と前記スナバコンデンサとス
ナバダイオ―ドとの直列接続点との間に接続される第１
のコンデンサと第１のダイオ―ドから成る直列回路と、
前記第１のコンデンサに並列接続される抵抗回路とスナ
バエネルギ回生回路のいずれか一方の回路と、前記リア
クトルに並列接続される第２のコンデンサと第２のダイ
オ―ドから成る直列回路と、一端が前記第２のコンデン
サと第２のダイオ―ドの接続点に接続され、他端に前記
スイッチング素子の端子電圧が印加され前記第２のコン
デンサを充電する抵抗を具備し、前記第２のコンデンサ
に蓄えられるエネルギを前記スイッチング素子のゲ―ト
駆動回路等に供給することを特徴とする。
【００１１】更に、本発明の請求項（３）に係るゲ―ト
電力供給回路は、電力変換回路を構成するスイッチング
素子に並列接続されるスナバコンデンサとスナバダイオ
―ドから成る直列回路と、前記スイッチング素子と前記
スナバダイオ―ドとの接続点に一端が接続されるリアク
トルと、該リアクトルの他端と前記スナバコンデンサと
スナバダイオ―ドとの直列接続点との間に接続される抵
抗と第１のダイオ―ドから成る直列回路と、前記リアク
トルに並列接続される第２のコンデンサと第２のダイオ
―ドから成る直列回路を具備し、前記第２のコンデンサ
に蓄えられるエネルギを前記スイッチング素子のゲ―ト
駆動回路等に供給することを特徴とするものである。
電力供給回路は、電力変換回路を構成するスイッチング
素子に並列接続されるスナバコンデンサとスナバダイオ
―ドから成る直列回路と、前記スイッチング素子と前記
スナバダイオ―ドとの接続点に一端が接続されるリアク
トルと、該リアクトルの他端と前記スナバコンデンサと
スナバダイオ―ドとの直列接続点との間に接続される抵
抗と第１のダイオ―ドから成る直列回路と、前記リアク
トルに並列接続される第２のコンデンサと第２のダイオ
―ドから成る直列回路を具備し、前記第２のコンデンサ
に蓄えられるエネルギを前記スイッチング素子のゲ―ト
駆動回路等に供給することを特徴とするものである。
【００１２】又、本発明の請求項（４）に係るゲート電
力供給回路は、電力変換回路を構成するＮ個のスイッチ
ング素子から成る直列回路と、該直列回路に直列接続さ
れる少なくとも１個のリアクトルと、前記各スイッチン
グ素子にそれぞれ並列接続されるスナバコンデンサとス
ナバダイオードの直列回路から成るＮ個のスナバ回路を
備えたスイッチングバルブと、該スイッチングバルブの
リアクトル側端子に一端が接続される第１のコンデンサ
と、前記リアクトル側寄りのスイッチング素子のスナバ
コンデンサとスナバダイオードの直列接続点に一端が接
続され他端が前記第１のコンデンサの他端に接続される
第１のダイオード及び各スナバ回路のスナバコンデンサ
とスナバダイオードの直列接続点間にそれぞれ接続され
る第１のダイオードと、それぞれの一端が前記スイッチ
ング素子のそれぞれの直列接続点及び前記リアクトルと
スイッチング素子の直列接続点に接続される第２のコン
デンサと、前記リアクトル側端子に一端が接続され他端
が前記リアクトル側寄りの前記第２のコンデンサの他端
に接続される第２のダイオード及び前記それぞれの一端
が前記スイッチング素子のそれぞれの直列接続点に接続
される第２のコンデンサの他端子側に接続される第２の
ダイオードを具備し、各第２のコンデンサに蓄えられる
エネルギを前記対応するそれぞれのスイッチング素子の
ゲート駆動回路等に供給することを特徴とするものであ
る。
力供給回路は、電力変換回路を構成するＮ個のスイッチ
ング素子から成る直列回路と、該直列回路に直列接続さ
れる少なくとも１個のリアクトルと、前記各スイッチン
グ素子にそれぞれ並列接続されるスナバコンデンサとス
ナバダイオードの直列回路から成るＮ個のスナバ回路を
備えたスイッチングバルブと、該スイッチングバルブの
リアクトル側端子に一端が接続される第１のコンデンサ
と、前記リアクトル側寄りのスイッチング素子のスナバ
コンデンサとスナバダイオードの直列接続点に一端が接
続され他端が前記第１のコンデンサの他端に接続される
第１のダイオード及び各スナバ回路のスナバコンデンサ
とスナバダイオードの直列接続点間にそれぞれ接続され
る第１のダイオードと、それぞれの一端が前記スイッチ
ング素子のそれぞれの直列接続点及び前記リアクトルと
スイッチング素子の直列接続点に接続される第２のコン
デンサと、前記リアクトル側端子に一端が接続され他端
が前記リアクトル側寄りの前記第２のコンデンサの他端
に接続される第２のダイオード及び前記それぞれの一端
が前記スイッチング素子のそれぞれの直列接続点に接続
される第２のコンデンサの他端子側に接続される第２の
ダイオードを具備し、各第２のコンデンサに蓄えられる
エネルギを前記対応するそれぞれのスイッチング素子の
ゲート駆動回路等に供給することを特徴とするものであ
る。
【００１３】
【作用】請求項（１）に係る発明においては、スイッチ
ング素子がオフの期間にスナバコンデンサに蓄えれるエ
ネルギは、スイッチング素子がオンの期間にリアクトル
を経由して第１のコンデンサ及び第２のコンデンサに移
るため、スイッチング素子がスイッチング動作している
時に第１のコンデンサ及び第２のコンデンサに所定のエ
ネルギを蓄えることができ、第１のコンデンサに蓄えら
れるエネルギを抵抗回路で消費したり、他の電源等に回
生したりして、第２のコンデンサに蓄えられるエネルギ
をスイッチング素子のゲ―ト駆動回路等に供給する。
ング素子がオフの期間にスナバコンデンサに蓄えれるエ
ネルギは、スイッチング素子がオンの期間にリアクトル
を経由して第１のコンデンサ及び第２のコンデンサに移
るため、スイッチング素子がスイッチング動作している
時に第１のコンデンサ及び第２のコンデンサに所定のエ
ネルギを蓄えることができ、第１のコンデンサに蓄えら
れるエネルギを抵抗回路で消費したり、他の電源等に回
生したりして、第２のコンデンサに蓄えられるエネルギ
をスイッチング素子のゲ―ト駆動回路等に供給する。
【００１４】請求項（２）に係る発明においては、スイ
ッチング素子がオフの期間にスナバコンデンサに蓄えれ
るエネルギは、スイッチング素子がスイッチング動作し
ている時はリアクトルを経由して第１のコンデンサ及第
２のコンデンサに移すことができるが、しかし、スイッ
チング素子がスイッチング動作を開始する前のオフ状態
の時には移すことができないので、一端が第２のコンデ
ンサと第２のダイオ―ドの接続点に接続され、スイッチ
ング素子のオフ時にスイッチング素子に印加される所定
の電圧で第２のコンデンサを充電する抵抗を介して、第
２のコンデンサを予め充電しておく。これによって、ス
イッチング動作開始前に第２のコンデンサ１３に所定量
のエネルギを蓄えておくことができる。
ッチング素子がオフの期間にスナバコンデンサに蓄えれ
るエネルギは、スイッチング素子がスイッチング動作し
ている時はリアクトルを経由して第１のコンデンサ及第
２のコンデンサに移すことができるが、しかし、スイッ
チング素子がスイッチング動作を開始する前のオフ状態
の時には移すことができないので、一端が第２のコンデ
ンサと第２のダイオ―ドの接続点に接続され、スイッチ
ング素子のオフ時にスイッチング素子に印加される所定
の電圧で第２のコンデンサを充電する抵抗を介して、第
２のコンデンサを予め充電しておく。これによって、ス
イッチング動作開始前に第２のコンデンサ１３に所定量
のエネルギを蓄えておくことができる。
【００１５】請求項（３）に係る発明においては、スナ
バエネルギが少ない場合に、スイッチング素子がオフの
期間にスナバコンデンサに蓄えれる大部分のエネルギ
を、スイッチング素子がオンの期間にリアクトルを経由
して第２のコンデンサに移し、スイッチング素子がスイ
ッチング動作している時に第２のコンデンサに所定のエ
ネルギを蓄え、一部のエネルギをリアクトルの他端と前
記スナバコンデンサとスナバダイオ―ドとの直列接続点
との間に接続される抵抗と第１のダイオ―ドから成る直
列回路で消費する。
バエネルギが少ない場合に、スイッチング素子がオフの
期間にスナバコンデンサに蓄えれる大部分のエネルギ
を、スイッチング素子がオンの期間にリアクトルを経由
して第２のコンデンサに移し、スイッチング素子がスイ
ッチング動作している時に第２のコンデンサに所定のエ
ネルギを蓄え、一部のエネルギをリアクトルの他端と前
記スナバコンデンサとスナバダイオ―ドとの直列接続点
との間に接続される抵抗と第１のダイオ―ドから成る直
列回路で消費する。
【００１６】請求項（４）に係る発明においては、電力
変換回路を構成するスイッチングバルブを複数のスイッ
チング素子を直列接続して構成する場合、複数のスイッ
チング素子のそれぞれに第１のダイオ―ドと、第２のコ
ンデンサと第２のダイオ―ドを設けるが、第１のコンデ
ンサ及びリアクトルは複数のスイッチング素子で共用
し、スイッチング素子がオフの期間に各スナバコンデン
サに蓄えれるエネルギを、スイッチング素子がオンの期
間にリアクトルを経由して第１のコンデンサ及びそれぞ
れの第２のコンデンサに移し、スイッチング素子がスイ
ッチング動作している時にそれぞれの第２のコンデンサ
に蓄えられるエネルギを、それぞれのスイッチング素子
のゲ―ト駆動回路等に供給する。
変換回路を構成するスイッチングバルブを複数のスイッ
チング素子を直列接続して構成する場合、複数のスイッ
チング素子のそれぞれに第１のダイオ―ドと、第２のコ
ンデンサと第２のダイオ―ドを設けるが、第１のコンデ
ンサ及びリアクトルは複数のスイッチング素子で共用
し、スイッチング素子がオフの期間に各スナバコンデン
サに蓄えれるエネルギを、スイッチング素子がオンの期
間にリアクトルを経由して第１のコンデンサ及びそれぞ
れの第２のコンデンサに移し、スイッチング素子がスイ
ッチング動作している時にそれぞれの第２のコンデンサ
に蓄えられるエネルギを、それぞれのスイッチング素子
のゲ―ト駆動回路等に供給する。
【００１７】
【実施例】図１は本発明の一実施例を示す構成図であり
図において、１は主回路の自己消弧形素子（以下ＧＴＯ
１と記す）であり、スナバダイオ―ド２とスナバコンデ
ンサ３の直列回路から成るスナバ回路及びフリ―ホイ―
リングダイオ―ド５及び直流バランス抵抗６をＧＴＯ１
に並列に接続する。ＧＴＯ１のカソ―ド側にリアクトル
１２の一端を接続し、リアクトルの他端とスナバダイオ
―ド２とスナバコンデンサ３の直列接続点との間に第１
のダイオ―ド１５と第１のコンデンサ１６から成る直列
回路を接続し、コンデンサ１６に抵抗を並列接続する。
更に、リアクトル１２に並列に第２のコンデンサ１３と
第２のダイオ―ド１４から成る直列回路を接続し、第２
のコンデンサ１３に蓄えられるエネルギをゲ―ト駆動回
路７に供給する。次に、前述構成から成る本発明の動作
を図２を参照して説明する。
図において、１は主回路の自己消弧形素子（以下ＧＴＯ
１と記す）であり、スナバダイオ―ド２とスナバコンデ
ンサ３の直列回路から成るスナバ回路及びフリ―ホイ―
リングダイオ―ド５及び直流バランス抵抗６をＧＴＯ１
に並列に接続する。ＧＴＯ１のカソ―ド側にリアクトル
１２の一端を接続し、リアクトルの他端とスナバダイオ
―ド２とスナバコンデンサ３の直列接続点との間に第１
のダイオ―ド１５と第１のコンデンサ１６から成る直列
回路を接続し、コンデンサ１６に抵抗を並列接続する。
更に、リアクトル１２に並列に第２のコンデンサ１３と
第２のダイオ―ド１４から成る直列回路を接続し、第２
のコンデンサ１３に蓄えられるエネルギをゲ―ト駆動回
路７に供給する。次に、前述構成から成る本発明の動作
を図２を参照して説明する。
【００１８】ＧＴＯ１がオフしている間に、スナバコン
デンサ３はスナバダイオ―ド２、リアクトル１２を通し
て、ほぼＧＴＯ１の直流分担電圧ＶAKまで充電されてい
る。図２の時点Ａにおいて、ＧＴＯ１がタ―ンオンし、
ＧＴＯ１の電圧ＶAKが下がる。同時に第１のダイオ―ド
１５が導通し、スナバコンデンサ３の電荷はＧＴ０１→
リアクトル１２→第１のコンデンサ１６→第１のダイオ
―ド１５のル―プで放電し始める。ＧＴＯ１の電圧ＶAK
は速やかに零に近づくので、リアクトル１２の電圧ＶL1
2 はスナバコンデンサ３の電圧そのままとなる。スナバ
コンデンサ３の放電は時点Ｂで終了する。時点Ｂ以降、
リアクトル１２の電流は第１のコンデンサ１６→第１の
ダイオ―ド１５→スナバダイオ―ド２→リアクトル１２
のル―プと、リアクトル１２→第２のダイオ―ド１４→
第２のコンデンサ１３→リアクトル１２のル―プで流れ
る。これによって、第２のコンデンサ１３が充電され、
第２のコンデンサ１３の電圧は上昇する。スナバエネル
ギによって流れるリアクトル１２の電流が零になる時点
Ｃでリアクトル１２に移されたスナバエネルギは全て第
１のコンデンサ１６と第２のコンデンサ１３とに移し終
わる。第１のコンデンサ１６に蓄えられたエネルギは抵
抗１７によって消費され、第２のコンデンサ１３に蓄え
られたエネルギはゲ―ト駆動回路７に供給される。
デンサ３はスナバダイオ―ド２、リアクトル１２を通し
て、ほぼＧＴＯ１の直流分担電圧ＶAKまで充電されてい
る。図２の時点Ａにおいて、ＧＴＯ１がタ―ンオンし、
ＧＴＯ１の電圧ＶAKが下がる。同時に第１のダイオ―ド
１５が導通し、スナバコンデンサ３の電荷はＧＴ０１→
リアクトル１２→第１のコンデンサ１６→第１のダイオ
―ド１５のル―プで放電し始める。ＧＴＯ１の電圧ＶAK
は速やかに零に近づくので、リアクトル１２の電圧ＶL1
2 はスナバコンデンサ３の電圧そのままとなる。スナバ
コンデンサ３の放電は時点Ｂで終了する。時点Ｂ以降、
リアクトル１２の電流は第１のコンデンサ１６→第１の
ダイオ―ド１５→スナバダイオ―ド２→リアクトル１２
のル―プと、リアクトル１２→第２のダイオ―ド１４→
第２のコンデンサ１３→リアクトル１２のル―プで流れ
る。これによって、第２のコンデンサ１３が充電され、
第２のコンデンサ１３の電圧は上昇する。スナバエネル
ギによって流れるリアクトル１２の電流が零になる時点
Ｃでリアクトル１２に移されたスナバエネルギは全て第
１のコンデンサ１６と第２のコンデンサ１３とに移し終
わる。第１のコンデンサ１６に蓄えられたエネルギは抵
抗１７によって消費され、第２のコンデンサ１３に蓄え
られたエネルギはゲ―ト駆動回路７に供給される。
【００１９】第１のコンデンサ１６に十分に大きな容量
のものを用いれば、第１のコンデンサ１６の電圧は、常
にほぼ一定の電圧を維持するようになる。第２のコンデ
ンサ１３が充電される電圧は、第１のコンデンサ１６の
電圧と等しいのだから第１のコンデンサ１６の値が十分
大きければ、第２のコンデンサ１３の電圧はＧＴＯ１が
オンするたびに、第１のコンデンサ１６の電圧と等しい
一定の電圧まで充電されることになる。この場合、第１
のコンデンサ１６の電圧は、ＧＴＯ１がオフの間にスナ
バコンデンサ３に蓄えられるエネルギとＧＴＯ１のスイ
ッチング周波数とで決る第１のコンデンサ１６への入力
電力と、抵抗１７の値で決定される。
のものを用いれば、第１のコンデンサ１６の電圧は、常
にほぼ一定の電圧を維持するようになる。第２のコンデ
ンサ１３が充電される電圧は、第１のコンデンサ１６の
電圧と等しいのだから第１のコンデンサ１６の値が十分
大きければ、第２のコンデンサ１３の電圧はＧＴＯ１が
オンするたびに、第１のコンデンサ１６の電圧と等しい
一定の電圧まで充電されることになる。この場合、第１
のコンデンサ１６の電圧は、ＧＴＯ１がオフの間にスナ
バコンデンサ３に蓄えられるエネルギとＧＴＯ１のスイ
ッチング周波数とで決る第１のコンデンサ１６への入力
電力と、抵抗１７の値で決定される。
【００２０】図３に本発明の第２の実施例の構成図を示
す。この第２の実施例では、同一のゲ―ト信号で駆動さ
れる４つのＧＴＯを直列にして一つのスイッチングバル
ブを構成している。スイッチング素子を多数直列に接続
する高電圧用途の場合は、こうしたスイッチングバルブ
を更に多数個直列に接続して、電力変換器のア―ムを構
成する。第２の実施例では、一つのスイッチングバルブ
に一つのアノ―ドリアクトル１２を持って、ＧＴＯの電
流上昇率を抑制している。本発明のゲ―ト電力供給回路
でも、一つのアノ―ドリアクトル１２を４つのゲ―ト供
給回路で共用する。
す。この第２の実施例では、同一のゲ―ト信号で駆動さ
れる４つのＧＴＯを直列にして一つのスイッチングバル
ブを構成している。スイッチング素子を多数直列に接続
する高電圧用途の場合は、こうしたスイッチングバルブ
を更に多数個直列に接続して、電力変換器のア―ムを構
成する。第２の実施例では、一つのスイッチングバルブ
に一つのアノ―ドリアクトル１２を持って、ＧＴＯの電
流上昇率を抑制している。本発明のゲ―ト電力供給回路
でも、一つのアノ―ドリアクトル１２を４つのゲ―ト供
給回路で共用する。
【００２１】第２の実施例の動作で重要なのは、直列接
続された第２のダイオ―ド１４a ，１４b ，１４c ，１
４d 及び第１のダイオ―ド１５a ，１５b ，１５c ，１
５dである。これらのダイオ―ドは、ＧＴＯ１a ，ＧＴ
Ｏ１b ，ＧＴＯ１c ，ＧＴＯ１d がオフしている間は、
逆バイアスされるため導通せず、各々のＧＴＯを絶縁す
る。ＧＴＯ１a 〜ＧＴＯ１d がタ―ンオンしてリアクト
ル１２の電流が各々のダイオ―ドに流れる期間にはこれ
らのダイオ―ドが導通し、スナバコンデンサ３a ，３b
，３c ，３d が等価的に並列に接続され、又、第２の
コンデンサ１３a，１３b １３c ，１３d も等価的に並
列に接続される形となる。この第２の実施例の動作を図
４を参照して詳細に説明する。
続された第２のダイオ―ド１４a ，１４b ，１４c ，１
４d 及び第１のダイオ―ド１５a ，１５b ，１５c ，１
５dである。これらのダイオ―ドは、ＧＴＯ１a ，ＧＴ
Ｏ１b ，ＧＴＯ１c ，ＧＴＯ１d がオフしている間は、
逆バイアスされるため導通せず、各々のＧＴＯを絶縁す
る。ＧＴＯ１a 〜ＧＴＯ１d がタ―ンオンしてリアクト
ル１２の電流が各々のダイオ―ドに流れる期間にはこれ
らのダイオ―ドが導通し、スナバコンデンサ３a ，３b
，３c ，３d が等価的に並列に接続され、又、第２の
コンデンサ１３a，１３b １３c ，１３d も等価的に並
列に接続される形となる。この第２の実施例の動作を図
４を参照して詳細に説明する。
【００２２】図４の時点ＡでＧＴＯ１a 〜ＧＴＯ１d は
タ―ンオンし、ＧＴＯ１a 〜ＧＴＯ１d の電圧ＶAKが下
がる。同時に第１のダイオ―ド１５a 〜１５d が導通
し、スナバコンデンサ３d の電荷はスナバコンデンサ３
d →ＧＴＯ１d →リアクトル１２→第１のコンデンサ１
６→第１のダイオ―ド１５d →スナバコンデンサ３d の
ル―プで放電し始める。又、スナバコンデンサ３c の電
荷はスナバコンデンサ３c →ＧＴＯ１c →ＧＴＯ１d →
リアクトル１２→第１のコンデンサ１６→第１のダイオ
―ド１５d →第１のダイオ―ド１５c →第１のスナバコ
ンデンサ３c のル―プで放電し、同様にしてスナバコン
デンサ３a の電荷はスナバコンデンサ３a→ＧＴＯ１a
→ＧＴＯ１b →ＧＴＯ１c →ＧＴＯ１d →リアクトル１
２→第１のコンデンサ１６→第１のダイオ―ド１５d →
第１のダイオ―ド１５c →第１のダイオ―ド１５b →第
１のダイオ―ド１５a →スナバコンデンサ３a のル―プ
で放電する。ＧＴＯ１の電圧ＶAKは速やかに零に近づく
ので、リアクトル１２の電圧ＶL12 は、等価的に並列に
なったスナバコンデンサ３a 〜３d の電圧そのままとな
る。スナバコンデンサ３a 〜３d の放電は時点Ｂで終了
する。時点Ｂ以降、リアクトル１２の電流はリアクトル
１２→第１のコンデンサ１６→第１のダイオ―ド１５a
→スナバダイオ―ド２d →リアクトル１２のル―プと、
リアクトル１２→第２のダイオ―ド１４d →第２のコン
デンサ１３d →リアクトル１２のル―プ、更にリアクト
ル１２→第２のダイオ―ド１４d →第２のダイオ―ド１
４c →第２のコンデンサ１３c →ＧＴＯ１d →リアクト
ル１２と、同様にしてリアクトル１２→第２のダイオ―
ド１４d →第２のダイオ―ド１４c →第２のダイオ―ド
１４b →第２のコンデンサ１３b →ＧＴＯ１c →ＧＴＯ
１d →リアクトル１２と、リアクトル１２→第２のダイ
オ―ド１４d →第２のダイオ―ド１４c →第２のダイオ
―ド１４b →第２のダイオ―ド１４a →第２のコンデン
サ１３a →ＧＴＯ１b →ＧＴＯ１c →ＧＴＯ１d →リア
クトル１２のル―プで流れる。このようにして、第２の
ダイオ―ド１４a には第２のコンデンサ１３a を充電す
る電流が流れ、第２のダイオ―ド１４b には第２のコン
デンサ１３b を充電する電流に加え第２のコンデンサ１
３a を充電する電流も流れる。従って、図４で示すよう
に直列接続された４つの第２のダイオ―ドは下になるほ
ど多くの電流を流すことになる。これによって第２のコ
ンデンサ１３a 〜１３d が充電され、第２のコンデンサ
１３a 〜１３d の各電圧Ｖc13a，Ｖc13b，Ｖc13c，Ｖc1
3dが上昇する。スナバエネルギによって流れるリアクト
ル１２の電流が零になる時点Ｃでリアクトル１２のエネ
ルギは全て第１のコンデンサ１６と、第２のコンデンサ
１３a 〜１３d とに移し終わる。第１のコンデンサ１６
に蓄えられたエネルギは抵抗１７によって消費され、第
２のコンデンサ１３a 〜１３d に蓄えられるエネルギは
それぞれのゲ―ト駆動回路７a 〜７d に供給される。図
３ではＧＴＯの直列数を４としたが、これは４に限らず
任意数の直列数として実施できるものである。
タ―ンオンし、ＧＴＯ１a 〜ＧＴＯ１d の電圧ＶAKが下
がる。同時に第１のダイオ―ド１５a 〜１５d が導通
し、スナバコンデンサ３d の電荷はスナバコンデンサ３
d →ＧＴＯ１d →リアクトル１２→第１のコンデンサ１
６→第１のダイオ―ド１５d →スナバコンデンサ３d の
ル―プで放電し始める。又、スナバコンデンサ３c の電
荷はスナバコンデンサ３c →ＧＴＯ１c →ＧＴＯ１d →
リアクトル１２→第１のコンデンサ１６→第１のダイオ
―ド１５d →第１のダイオ―ド１５c →第１のスナバコ
ンデンサ３c のル―プで放電し、同様にしてスナバコン
デンサ３a の電荷はスナバコンデンサ３a→ＧＴＯ１a
→ＧＴＯ１b →ＧＴＯ１c →ＧＴＯ１d →リアクトル１
２→第１のコンデンサ１６→第１のダイオ―ド１５d →
第１のダイオ―ド１５c →第１のダイオ―ド１５b →第
１のダイオ―ド１５a →スナバコンデンサ３a のル―プ
で放電する。ＧＴＯ１の電圧ＶAKは速やかに零に近づく
ので、リアクトル１２の電圧ＶL12 は、等価的に並列に
なったスナバコンデンサ３a 〜３d の電圧そのままとな
る。スナバコンデンサ３a 〜３d の放電は時点Ｂで終了
する。時点Ｂ以降、リアクトル１２の電流はリアクトル
１２→第１のコンデンサ１６→第１のダイオ―ド１５a
→スナバダイオ―ド２d →リアクトル１２のル―プと、
リアクトル１２→第２のダイオ―ド１４d →第２のコン
デンサ１３d →リアクトル１２のル―プ、更にリアクト
ル１２→第２のダイオ―ド１４d →第２のダイオ―ド１
４c →第２のコンデンサ１３c →ＧＴＯ１d →リアクト
ル１２と、同様にしてリアクトル１２→第２のダイオ―
ド１４d →第２のダイオ―ド１４c →第２のダイオ―ド
１４b →第２のコンデンサ１３b →ＧＴＯ１c →ＧＴＯ
１d →リアクトル１２と、リアクトル１２→第２のダイ
オ―ド１４d →第２のダイオ―ド１４c →第２のダイオ
―ド１４b →第２のダイオ―ド１４a →第２のコンデン
サ１３a →ＧＴＯ１b →ＧＴＯ１c →ＧＴＯ１d →リア
クトル１２のル―プで流れる。このようにして、第２の
ダイオ―ド１４a には第２のコンデンサ１３a を充電す
る電流が流れ、第２のダイオ―ド１４b には第２のコン
デンサ１３b を充電する電流に加え第２のコンデンサ１
３a を充電する電流も流れる。従って、図４で示すよう
に直列接続された４つの第２のダイオ―ドは下になるほ
ど多くの電流を流すことになる。これによって第２のコ
ンデンサ１３a 〜１３d が充電され、第２のコンデンサ
１３a 〜１３d の各電圧Ｖc13a，Ｖc13b，Ｖc13c，Ｖc1
3dが上昇する。スナバエネルギによって流れるリアクト
ル１２の電流が零になる時点Ｃでリアクトル１２のエネ
ルギは全て第１のコンデンサ１６と、第２のコンデンサ
１３a 〜１３d とに移し終わる。第１のコンデンサ１６
に蓄えられたエネルギは抵抗１７によって消費され、第
２のコンデンサ１３a 〜１３d に蓄えられるエネルギは
それぞれのゲ―ト駆動回路７a 〜７d に供給される。図
３ではＧＴＯの直列数を４としたが、これは４に限らず
任意数の直列数として実施できるものである。
【００２３】これまでの実施例では、第１のコンデンサ
１６に蓄えられたエネルギは抵抗１７によって消費して
いた。このような構成は部品点数は少ないが、特に高電
圧用途なでは損失が多く、電力変換装置としての効率が
低下する。
１６に蓄えられたエネルギは抵抗１７によって消費して
いた。このような構成は部品点数は少ないが、特に高電
圧用途なでは損失が多く、電力変換装置としての効率が
低下する。
【００２４】この効率の低下を阻止するために、抵抗１
７の代りに、チョッパ、或いはＤＣ／ＤＣコンバ―タな
どを利用して、第１のコンデンサ１６に蓄えられるエネ
ルギを回生するようした実施例が、図５に示す本発明の
第３の実施例である。
７の代りに、チョッパ、或いはＤＣ／ＤＣコンバ―タな
どを利用して、第１のコンデンサ１６に蓄えられるエネ
ルギを回生するようした実施例が、図５に示す本発明の
第３の実施例である。
【００２５】図５の本発明の第３の実施例は、図３に示
す本発明の第２の実施例において、第１のコンデンサ１
６に並列に接続されている抵抗１７の代りにチョッパ、
或いはＤＣ／ＤＣコンバ―タ等で構成されるスナバエネ
ルギ回生回路１８を設けたもので他の構成は図３と同様
である。従って、この第３の実施例の動作は、第１のコ
ンデンサ１６に蓄えられるエネルギは、スナバエネルギ
回生回路１８によって電源側或いは負荷側に回生される
ようになっている点が異なるのみである。このように構
成される場合は、第１のコンデンサ１６の電圧は、スナ
バエネルギ回生回路１８の動作によって一定電圧となる
ように制御される。
す本発明の第２の実施例において、第１のコンデンサ１
６に並列に接続されている抵抗１７の代りにチョッパ、
或いはＤＣ／ＤＣコンバ―タ等で構成されるスナバエネ
ルギ回生回路１８を設けたもので他の構成は図３と同様
である。従って、この第３の実施例の動作は、第１のコ
ンデンサ１６に蓄えられるエネルギは、スナバエネルギ
回生回路１８によって電源側或いは負荷側に回生される
ようになっている点が異なるのみである。このように構
成される場合は、第１のコンデンサ１６の電圧は、スナ
バエネルギ回生回路１８の動作によって一定電圧となる
ように制御される。
【００２６】本発明では、スイッチング素子のスナバコ
ンデンサに、スイッチング素子がオフの期間に蓄積され
るエネルギをゲ―ト駆動回路の駆動電力の源としてい
る。そのため、電力変換装置の電源が投入されてからス
イッング素子がスイッチング動作を始めるまではゲ―ト
駆動電力が供給されないことになる。多くのスイッチン
グ素子では、タ―ンオンさせるために必要な電力はあま
り大きくなく、特にＭＯＳゲ―ト形のスイッチング素子
であるＩＧＢＴやＭＣＴなどでは、ほとんどタ―ンオン
のためのゲ―ト電力は必要ない。そのため、電源投入後
の最初のオンだけは例えば光発電素子などを用いて光信
号から僅かなゲ―ト電力を取り出すようにすれば、最初
のタ―ンオンは可能となり、それ以後は本発明のゲ―ト
電力供給回路からゲ―ト電力を供給すれば良い。
ンデンサに、スイッチング素子がオフの期間に蓄積され
るエネルギをゲ―ト駆動回路の駆動電力の源としてい
る。そのため、電力変換装置の電源が投入されてからス
イッング素子がスイッチング動作を始めるまではゲ―ト
駆動電力が供給されないことになる。多くのスイッチン
グ素子では、タ―ンオンさせるために必要な電力はあま
り大きくなく、特にＭＯＳゲ―ト形のスイッチング素子
であるＩＧＢＴやＭＣＴなどでは、ほとんどタ―ンオン
のためのゲ―ト電力は必要ない。そのため、電源投入後
の最初のオンだけは例えば光発電素子などを用いて光信
号から僅かなゲ―ト電力を取り出すようにすれば、最初
のタ―ンオンは可能となり、それ以後は本発明のゲ―ト
電力供給回路からゲ―ト電力を供給すれば良い。
【００２７】しかし、ＧＴＯなどのスイッチング素子で
は、この方法は適用が難しい。ＧＴＯの場合には、オフ
時にもゲ―トに負バイアスをかけるために或る程度のゲ
―ト電力を必要とする場合が多いためである。
は、この方法は適用が難しい。ＧＴＯの場合には、オフ
時にもゲ―トに負バイアスをかけるために或る程度のゲ
―ト電力を必要とする場合が多いためである。
【００２８】図６は、このような場合に適した本発明の
第４の実施例を示す構成図である。この実施例は、図１
の実施例において、ＧＴＯ１に並列に分圧抵抗６a ，６
bの直列回路から成る分圧回路を接続し、分圧点から取
り出される電圧で、ＧＴＯ１のオフ時に第２のコンデン
サ１３を充電するようにしたものである。このようにす
れば、ＧＴＯ１がスイッチングを始める前は、分圧抵抗
回路を経由してゲ―ト電力が供給されることになる。図
６では、分圧抵抗６a ，６b はＧＴＯ１のバランス抵抗
の役目も果している。勿論、分圧抵抗６a ，６b の他に
バランス抵抗を設けても何等問題はないが、兼用させる
ことでスペ―ス・コストの面で有利となる。図６では、
ＧＴＯ１がスイッチングを開始する前は分圧抵抗６a ，
６b で分圧した電圧をゲ―ト駆動回路７に供給してい
る。しかし、ゲ―ト駆動回路７の消費電流を考えれば、
かならずしも分圧の必要はなく、単に抵抗を通して電流
を流すだけでも目的を達することができる。図７は、こ
のような場合の本発明の第５の実施例を示す構成図であ
る。
第４の実施例を示す構成図である。この実施例は、図１
の実施例において、ＧＴＯ１に並列に分圧抵抗６a ，６
bの直列回路から成る分圧回路を接続し、分圧点から取
り出される電圧で、ＧＴＯ１のオフ時に第２のコンデン
サ１３を充電するようにしたものである。このようにす
れば、ＧＴＯ１がスイッチングを始める前は、分圧抵抗
回路を経由してゲ―ト電力が供給されることになる。図
６では、分圧抵抗６a ，６b はＧＴＯ１のバランス抵抗
の役目も果している。勿論、分圧抵抗６a ，６b の他に
バランス抵抗を設けても何等問題はないが、兼用させる
ことでスペ―ス・コストの面で有利となる。図６では、
ＧＴＯ１がスイッチングを開始する前は分圧抵抗６a ，
６b で分圧した電圧をゲ―ト駆動回路７に供給してい
る。しかし、ゲ―ト駆動回路７の消費電流を考えれば、
かならずしも分圧の必要はなく、単に抵抗を通して電流
を流すだけでも目的を達することができる。図７は、こ
のような場合の本発明の第５の実施例を示す構成図であ
る。
【００２９】ＧＴＯ１がスイッチングを開始する前は抵
抗６a を介して流れる電流がゲ―ト駆動回路７の電力源
となる。この場合は、ゲ―ト駆動回路７側に適当な電圧
安定化手段を内臓する必要があるが、これは実施例を示
すまでもなく容易に実施でるものである。
抗６a を介して流れる電流がゲ―ト駆動回路７の電力源
となる。この場合は、ゲ―ト駆動回路７側に適当な電圧
安定化手段を内臓する必要があるが、これは実施例を示
すまでもなく容易に実施でるものである。
【００３０】ゲ―ト駆動回路７内に電圧安定化手段を内
臓することにすれば、ゲ―ト駆動回路７の電源電圧の多
少の変動は許容できる。その場合、図１の実施例の第１
のコンデンサ１６は必ずしも必要ない。なぜならば、第
１のコンデンサ１６はリアクトル１２に蓄えられている
エネルギを受け入れるためのものであり、一旦第１のコ
ンデンサ１６に受け入れた後には、抵抗１７で消費する
ためＤＣ／ＤＣコンバ―タ等を介して回生するものであ
って、第１のコンデンサ１６を介さずそのまま抵抗１７
で消費するようになっていたとしても何等差し支えない
からである。
臓することにすれば、ゲ―ト駆動回路７の電源電圧の多
少の変動は許容できる。その場合、図１の実施例の第１
のコンデンサ１６は必ずしも必要ない。なぜならば、第
１のコンデンサ１６はリアクトル１２に蓄えられている
エネルギを受け入れるためのものであり、一旦第１のコ
ンデンサ１６に受け入れた後には、抵抗１７で消費する
ためＤＣ／ＤＣコンバ―タ等を介して回生するものであ
って、第１のコンデンサ１６を介さずそのまま抵抗１７
で消費するようになっていたとしても何等差し支えない
からである。
【００３１】図８はこうした考えに基づく本発明の第６
の実施例を示す構成図である。図８では、図１の実施例
と比べて第１のコンデンサ１６が存在せず、直接抵抗１
７でエネルギを消費するのが特徴である。既に述べた通
り、第１のコンデンサ１６を大きくする程その電圧は一
定となるのだから、その逆に第１のコンデンサ１６が無
い場合にはゲ―ト駆動回路７の電源電圧は大きく変動す
ることになるが、これはゲ―ト駆動回路７内部の電圧安
定化手段の存在によって許容される。
の実施例を示す構成図である。図８では、図１の実施例
と比べて第１のコンデンサ１６が存在せず、直接抵抗１
７でエネルギを消費するのが特徴である。既に述べた通
り、第１のコンデンサ１６を大きくする程その電圧は一
定となるのだから、その逆に第１のコンデンサ１６が無
い場合にはゲ―ト駆動回路７の電源電圧は大きく変動す
ることになるが、これはゲ―ト駆動回路７内部の電圧安
定化手段の存在によって許容される。
【００３２】第６の実施例は、スナバコンデンサ３の容
量が小さい低スナバＧＴＯなどの場合、回生にまわす程
のエネルギが無いので第１のコンデンサ１６の代りに抵
抗を設置する場合に特に効果がある。
量が小さい低スナバＧＴＯなどの場合、回生にまわす程
のエネルギが無いので第１のコンデンサ１６の代りに抵
抗を設置する場合に特に効果がある。
【００３３】尚、以上の説明では、スイッチング素子と
してＧＴＯを用いた例を述べているが、本発明はスイッ
チング素子をＧＴＯに限定するものではなく、他の自己
消弧形素子であっても良い。
してＧＴＯを用いた例を述べているが、本発明はスイッ
チング素子をＧＴＯに限定するものではなく、他の自己
消弧形素子であっても良い。
【００３４】更に、前述説明ではスイッチング素子をＧ
ＴＯとしているため１０をゲ―ト駆動回路としている
が、スイッチング素子がトランジスタ等の場合にも適用
できるものであるから本発明が適用出来る回路、例え
ば、スイッチング素子に付随する故障検出回路、或いは
高電位部の制御保護回路等も含むものであり、これらを
総称して、本発明ではゲ―ト駆動回路等とする。
ＴＯとしているため１０をゲ―ト駆動回路としている
が、スイッチング素子がトランジスタ等の場合にも適用
できるものであるから本発明が適用出来る回路、例え
ば、スイッチング素子に付随する故障検出回路、或いは
高電位部の制御保護回路等も含むものであり、これらを
総称して、本発明ではゲ―ト駆動回路等とする。
【００３５】更に又、本発明の名称をゲ―ト電力供給回
路としているが、前述と同様に本発明はスイッチング素
子がトランジスタ等の場合にも適用できるものであるか
ら、ゲ―ト電力供給回路はトランジスタ等のようなスイ
ッチング素子を制御する回路も含まれるものとする。
路としているが、前述と同様に本発明はスイッチング素
子がトランジスタ等の場合にも適用できるものであるか
ら、ゲ―ト電力供給回路はトランジスタ等のようなスイ
ッチング素子を制御する回路も含まれるものとする。
【００３６】
【発明の効果】以上説明のように、本発明による請求項
（１）に記載のゲ―ト電力供給回路によれば、主回路に
置かれるスイッチング素子のスイッチング動作を利用し
て、主回路側からエネルギを得るために、スイッチング
素子のオフの期間にスナバコンデンサに蓄えれるエネル
ギを、スイッチング素子がオンの期間にリアクトルを経
由して第２のコンデンサに移し、この第２のコンデンサ
に蓄えられるエネルギを利用するものであるから、従来
技術で必要としていた多数の高耐圧の絶縁変圧器が不要
となり、自己消弧形素子で構成される変換回路の小形
化、低コスト化が出来る。
（１）に記載のゲ―ト電力供給回路によれば、主回路に
置かれるスイッチング素子のスイッチング動作を利用し
て、主回路側からエネルギを得るために、スイッチング
素子のオフの期間にスナバコンデンサに蓄えれるエネル
ギを、スイッチング素子がオンの期間にリアクトルを経
由して第２のコンデンサに移し、この第２のコンデンサ
に蓄えられるエネルギを利用するものであるから、従来
技術で必要としていた多数の高耐圧の絶縁変圧器が不要
となり、自己消弧形素子で構成される変換回路の小形
化、低コスト化が出来る。
【００３７】又、本発明による請求項（２）に記載のゲ
―ト電力供給回路によれば、請求項（１）に係る発明の
効果のほかに、ゲ―ト電力供給回路を構成する第２のコ
ンデンサにスイッチング素子のスイッチング動作開始以
前に、予め所定のエネルギを蓄えておくことができる。
―ト電力供給回路によれば、請求項（１）に係る発明の
効果のほかに、ゲ―ト電力供給回路を構成する第２のコ
ンデンサにスイッチング素子のスイッチング動作開始以
前に、予め所定のエネルギを蓄えておくことができる。
【００３８】更に、本発明による請求項（３）に記載の
ゲ―ト電力供給回路によれば、スナバエネルギが少い回
路に適した、請求項（１）に係る発明の効果と同様な効
果を得ることがてきる。
ゲ―ト電力供給回路によれば、スナバエネルギが少い回
路に適した、請求項（１）に係る発明の効果と同様な効
果を得ることがてきる。
【００３９】更に又、本発明による請求項（４）に記載
のゲ―ト電力供給回路によれば、電力変換回路を構成す
るスイッチングバルブを複数個の直列接続のスイッチン
グ素子で構成した場合に適用され、請求項（１）に係る
発明の効果と同様な効果を得ることがてきる。
のゲ―ト電力供給回路によれば、電力変換回路を構成す
るスイッチングバルブを複数個の直列接続のスイッチン
グ素子で構成した場合に適用され、請求項（１）に係る
発明の効果と同様な効果を得ることがてきる。
【図１】本発明のゲ―ト電力供給回路の一実施例を示す
構成図。
構成図。
【図２】［図１］に示すゲ―ト電力供給回路の動作を説
明するための動作波形図。
明するための動作波形図。
【図３】本発明のゲ―ト電力供給回路の第２の実施例を
示す構成図。
示す構成図。
【図４】［図３］に示すゲ―ト電力供給回路の動作を説
明するための動作波形図。
明するための動作波形図。
【図５】本発明のゲ―ト電力供給回路の第３の実施例を
示す構成図。
示す構成図。
【図６】本発明のゲ―ト電力供給回路の第４の実施例を
示す構成図。
示す構成図。
【図７】本発明のゲ―ト電力供給回路の第５の実施例を
示す構成図。
示す構成図。
【図８】本発明のゲ―ト電力供給回路の第６の実施例を
示す構成図。
示す構成図。
【図９】従来のゲ―ト電力供給回路の構成図。
１ ……自己消弧形素子、 １a 〜１d ……自己消弧形素子 ２ ……スナバダイオ―ド、 ２a 〜２d ……スナバダイオ―ド、 ３ ……スナバコンデンサ ３a 〜３d ……スナバダコンデンサ、 ４ ……抵抗、 ５ ……フリ―ホイリングダイオ―ド、 ５a 〜５d ……フリ―ホイリングダイオ―ド、 ６ ……バランス抵抗、 ６a 〜６d ……バランス抵抗、 ７ ……ゲ―ト駆動回路、 ７a 〜７d ……ゲ―ト駆動回路、 ８ ……光ファイバ、 ９ ……整流器、 １０ ……絶縁変圧器、 １１ ……高周波交流電源、 １２ ……リアクトル、 １３ ……第２のコンデンサ、 １３a 〜１３d ……第２のコンデンサ、 １４ ……第２のダイオ―ド、 １４a 〜１４d ……第２のダイオ―ド、 １５ ……第１のダイオ―ド、 １５a 〜１５d ……第１のダイオ―ド、 １６ ……第１のコンデンサ、 １７ ……抵抗、 １８ ……スナバエネルギ回生回路、
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H02M 7/515 H02H 7/12 H02J 1/00 306 H02M 1/06 H02M 7/48
Claims (4)
- 【請求項１】 電力変換回路を構成するスイッチング
素子に並列接続されるスナバコンデンサとスナバダイオ
―ドから成る直列回路と、前記スイッチング素子と前記
スナバダイオ―ドとの接続点に一端が接続されるリアク
トルと、該リアクトルの他端と前記スナバコンデンサと
スナバダイオ―ドとの直列接続点との間に接続される第
１のコンデンサと第１のダイオ―ドから成る直列回路
と、前記第１のコンデンサに並列接続される抵抗回路と
スナバエネルギ回生回路のいずれか一方の回路と、前記
リアクトルに並列接続される第２のコンデンサと第２の
ダイオ―ドから成る直列回路を具備し、前記第２のコン
デンサに蓄えられるエネルギを前記スイッチング素子の
ゲ―ト駆動回路等に供給することを特徴とするゲ―ト電
力供給回路。 - 【請求項２】 電力変換回路を構成するスイッチング
素子に並列接続されるスナバコンデンサとスナバダイオ
―ドから成る直列回路と、前記スイッチング素子と前記
スナバダイオ―ドとの接続点に一端が接続されるリアク
トルと、該リアクトルの他端と前記スナバコンデンサと
スナバダイオ―ドとの直列接続点との間に接続される第
１のコンデンサと第１のダイオ―ドから成る直列回路
と、前記第１のコンデンサに並列接続される抵抗回路と
スナバエネルギ回生回路のいずれか一方の回路と、前記
リアクトルに並列接続される第２のコンデンサと第２の
ダイオ―ドから成る直列回路と、一端が前記第２のコン
デンサと第２のダイオ―ドの接続点に接続され、他端に
前記スイッチング素子の端子電圧が印加され前記第２の
コンデンサを充電する抵抗を具備し、前記第２のコンデ
ンサに蓄えられるエネルギを前記スイッチング素子のゲ
―ト駆動回路等に供給することを特徴とするゲ―ト電力
供給回路。 - 【請求項３】 電力変換回路を構成するスイッチング
素子に並列接続されるスナバコンデンサとスナバダイオ
―ドから成る直列回路と、前記スイッチング素子と前記
スナバダイオ―ドとの接続点に一端が接続されるリアク
トルと、該リアクトルの他端と前記スナバコンデンサと
スナバダイオ―ドとの直列接続点との間に接続される抵
抗と第１のダイオ―ドから成る直列回路と、前記リアク
トルに並列接続される第２のコンデンサと第２のダイオ
―ドから成る直列回路を具備し、前記第２のコンデンサ
に蓄えられるエネルギを前記スイッチング素子のゲ―ト
駆動回路等に供給することを特徴とするゲ―ト電力供給
回路。 - 【請求項４】 電力変換回路を構成するＮ個のスイッチ
ング素子から成る直列回路と、該直列回路に直列接続さ
れる少なくとも１個のリアクトルと、前記各スイッチン
グ素子にそれぞれ並列接続されるスナバコンデンサとス
ナバダイオードの直列回路から成るＮ個のスナバ回路を
備えたスイッチングバルブと、該スイッチングバルブの
リアクトル側端子に一端が接続される第１のコンデンサ
と、前記リアクトル側寄りのスイッチング素子のスナバ
コンデンサとスナバダイオードの直列接続点に一端が接
続され他端が前記第１のコンデンサの他端に接続される
第１のダイオード及び各スナバ回路のスナバコンデンサ
とスナバダイオードの直列接続点間にそれぞれ接続され
る第１のダイオードと、それぞれの一端が前記スイッチ
ング素子のそれぞれの直列接続点及び前記リアクトルと
スイッチング素子の直列接続点に接続される第２のコン
デンサと、前記リアクトル側端子に一端が接続され他端
が前記リアクトル側寄りの前記第２のコンデンサの他端
に接続される第２のダイオード及び前記それぞれの一端
が前記スイッチング素子のそれぞれの直列接続点に接続
される第２のコンデンサの他端子側に接続される第２の
ダイオードを具備し、各第２のコンデンサに蓄えられる
エネルギを前記対応するそれぞれのスイッチング素子の
ゲート駆動回路等に供給することを特徴とするゲート電
力供給回路。
Priority Applications (5)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP04246991A JP3133166B2 (ja) | 1992-09-17 | 1992-09-17 | ゲート電力供給回路 |
| US08/116,970 US5483192A (en) | 1992-09-17 | 1993-09-07 | Gate power supply circuit |
| EP93307312A EP0588635B1 (en) | 1992-09-17 | 1993-09-16 | Gate power supply circuit |
| CA002106325A CA2106325C (en) | 1992-09-17 | 1993-09-16 | Gate power supply circuit |
| DE69306512T DE69306512T2 (de) | 1992-09-17 | 1993-09-16 | Speisespannungsschaltung für Gatesteuerstufe |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP04246991A JP3133166B2 (ja) | 1992-09-17 | 1992-09-17 | ゲート電力供給回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0698555A JPH0698555A (ja) | 1994-04-08 |
| JP3133166B2 true JP3133166B2 (ja) | 2001-02-05 |
Family
ID=17156755
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP04246991A Expired - Fee Related JP3133166B2 (ja) | 1992-09-17 | 1992-09-17 | ゲート電力供給回路 |
Country Status (5)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5483192A (ja) |
| EP (1) | EP0588635B1 (ja) |
| JP (1) | JP3133166B2 (ja) |
| CA (1) | CA2106325C (ja) |
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Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2011172342A (ja) * | 2010-02-17 | 2011-09-01 | Fuji Electric Co Ltd | ゲート駆動回路の電源装置 |
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|---|---|---|---|---|
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| FR2724784B1 (fr) * | 1994-09-15 | 1997-01-17 | Electricite De France | Circuit electrique commutable incorporant au moins un thyristor gto et procede pour en commander la commutation |
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| JP5532192B2 (ja) * | 2008-01-24 | 2014-06-25 | 独立行政法人産業技術総合研究所 | 電力変換装置 |
| US7965526B2 (en) * | 2009-04-15 | 2011-06-21 | Rockwell Automation Technologies, Inc. | Self powered supply for power converter switch driver |
| US8476859B2 (en) | 2010-09-30 | 2013-07-02 | Rockwell Automation Technologies, Inc. | DC power for SGCT devices using a high frequency current loop with multiple current transformers |
| EP2503682B1 (de) * | 2011-03-22 | 2013-09-25 | Siemens Aktiengesellschaft | Schaltungsanordnung |
| EP2645552B1 (en) * | 2012-02-09 | 2020-04-22 | Hitachi, Ltd. | Switching element, power converter, direct current transmission system, current control device, method of controlling power converter, and method of controlling current in voltage source converter |
| DE102017201727A1 (de) | 2017-02-03 | 2018-08-09 | Siemens Aktiengesellschaft | Steuerschaltung und Diagnoseverfahren für den Betrieb einer induktiven Last |
| US11139746B2 (en) * | 2019-01-31 | 2021-10-05 | Rockwell Automation Technologies, Inc. | Power converter with reduced switch mode power supply EMI |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE2750720C2 (de) * | 1977-11-12 | 1982-08-12 | Wolfgang Prof. Dipl.-Ing. 6072 Dreieich Rona | Anordnung zur Verringerung der Steuerleistung einer Leistungsschalttransistorendstufe für sehr hohe Taktfrequenz |
| JPS5541167A (en) * | 1978-09-18 | 1980-03-22 | Fuji Electric Co Ltd | Snap circuit |
| EP0212155B1 (de) * | 1985-07-26 | 1990-05-16 | BBC Brown Boveri AG | Spannungsumrichter |
| JPS62141977A (ja) * | 1985-12-16 | 1987-06-25 | Toshiba Corp | プラズマ励起装置 |
| JP2588234B2 (ja) * | 1988-02-17 | 1997-03-05 | 株式会社東芝 | スナバ回路 |
| DE4113603C1 (en) * | 1991-04-23 | 1992-05-27 | Licentia Patent-Verwaltungs-Gmbh, 6000 Frankfurt, De | High-power GTO converter - uses thyristors connected in three=phase rectifier circuit |
-
1992
- 1992-09-17 JP JP04246991A patent/JP3133166B2/ja not_active Expired - Fee Related
-
1993
- 1993-09-07 US US08/116,970 patent/US5483192A/en not_active Expired - Fee Related
- 1993-09-16 DE DE69306512T patent/DE69306512T2/de not_active Expired - Fee Related
- 1993-09-16 CA CA002106325A patent/CA2106325C/en not_active Expired - Fee Related
- 1993-09-16 EP EP93307312A patent/EP0588635B1/en not_active Expired - Lifetime
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| JP2011172342A (ja) * | 2010-02-17 | 2011-09-01 | Fuji Electric Co Ltd | ゲート駆動回路の電源装置 |
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| US5483192A (en) | 1996-01-09 |
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| DE69306512T2 (de) | 1997-04-30 |
| JPH0698555A (ja) | 1994-04-08 |
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| EP0588635A1 (en) | 1994-03-23 |
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|---|---|---|---|
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