JP3130794B2 - 復調器 - Google Patents
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B7/00—Radio transmission systems, i.e. using radiation field
- H04B7/005—Control of transmission; Equalising
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03G—CONTROL OF AMPLIFICATION
- H03G3/00—Gain control in amplifiers or frequency changers
- H03G3/20—Automatic control
- H03G3/30—Automatic control in amplifiers having semiconductor devices
- H03G3/3036—Automatic control in amplifiers having semiconductor devices in high-frequency amplifiers or in frequency-changers
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L25/00—Baseband systems
- H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
- H04L25/03—Shaping networks in transmitter or receiver, e.g. adaptive shaping networks
- H04L25/03006—Arrangements for removing intersymbol interference
- H04L25/03012—Arrangements for removing intersymbol interference operating in the time domain
- H04L25/03019—Arrangements for removing intersymbol interference operating in the time domain adaptive, i.e. capable of adjustment during data reception
- H04L25/03038—Arrangements for removing intersymbol interference operating in the time domain adaptive, i.e. capable of adjustment during data reception with a non-recursive structure
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Filters That Use Time-Delay Elements (AREA)
- Compression, Expansion, Code Conversion, And Decoders (AREA)
- Noise Elimination (AREA)
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は復調器に関し、特に
ディジタル無線通信システムの復調器におけるフェージ
ングによる波形歪み発生時の等化能力の向上に関する。
ディジタル無線通信システムの復調器におけるフェージ
ングによる波形歪み発生時の等化能力の向上に関する。
【０００２】
【従来の技術】近年、ディジタル無線通信方式におい
て、周波数の利用効率を高めるため、変調方式の多値化
が進められている。一方、多値化が進むにつれて、フェ
ージングによる波形歪みの影響を受けやすくなるため、
この波形歪みを等化する自動等化器が開発されている。
この自動等化器の一つとして、トランスバーサルフィル
タのタップ係数を適応制御するトランスバーサル型自動
等化器が実用化されている。
て、周波数の利用効率を高めるため、変調方式の多値化
が進められている。一方、多値化が進むにつれて、フェ
ージングによる波形歪みの影響を受けやすくなるため、
この波形歪みを等化する自動等化器が開発されている。
この自動等化器の一つとして、トランスバーサルフィル
タのタップ係数を適応制御するトランスバーサル型自動
等化器が実用化されている。
【０００３】従来の、全ディジタル型自動等化器を使用
した復調器の―例（公報番号 特開平３−１１０９３０
自動等化器）を図５に示す。
した復調器の―例（公報番号 特開平３−１１０９３０
自動等化器）を図５に示す。
【０００４】従来の復調器は波形成形のためのロールオ
フフィルタ（図示せず）と乗算器１０と、圧縮器１１
と、アナログディジタル（Ａ／Ｄ）変換器１２と、トラ
ンスバーサルフィルタ１３と、可変伸長器１４およびタ
ップ係数制御回路１５からなる。トランスバーサルフィ
ルタ１３の出力レベルが一定になるように制御された、
中間周波数帯または無線周波数帯の入力信号１は乗算器
１０で再生搬送波３と積算され、復調ベースバンド信号
を出力する。復調ベ―スバンド信号は圧縮器１１に入力
されて所定の圧縮率で圧縮された後、Ａ／Ｄ変換器１２
に入力される。ロールオフフィルタは乗算器の前段、ま
たは後段に配置される。圧縮器１１の圧縮率は、伝搬路
でのフェージングによる波形歪みが発生しても、Ａ／Ｄ
変換器の許容入力レベル範囲（ダイナミックレンジ）を
越えないように設定される。ここでその圧縮率を「圧縮
後の振幅／圧縮前の振幅」と定義する。仮に、フェージ
ングによる波形歪みの無い状態で、Ａ／Ｄ変換器１２の
ダイナミックレンジいっぱいに圧縮器１１の出力を設定
した場合は、フェージング発生時にダイナミックレンジ
を越えた信号がＡ／Ｄ変換器１２に入力されるため、Ａ
／Ｄ変換時に非線形歪みが発生し、正しい波形等化を行
うことができない。
フフィルタ（図示せず）と乗算器１０と、圧縮器１１
と、アナログディジタル（Ａ／Ｄ）変換器１２と、トラ
ンスバーサルフィルタ１３と、可変伸長器１４およびタ
ップ係数制御回路１５からなる。トランスバーサルフィ
ルタ１３の出力レベルが一定になるように制御された、
中間周波数帯または無線周波数帯の入力信号１は乗算器
１０で再生搬送波３と積算され、復調ベースバンド信号
を出力する。復調ベ―スバンド信号は圧縮器１１に入力
されて所定の圧縮率で圧縮された後、Ａ／Ｄ変換器１２
に入力される。ロールオフフィルタは乗算器の前段、ま
たは後段に配置される。圧縮器１１の圧縮率は、伝搬路
でのフェージングによる波形歪みが発生しても、Ａ／Ｄ
変換器の許容入力レベル範囲（ダイナミックレンジ）を
越えないように設定される。ここでその圧縮率を「圧縮
後の振幅／圧縮前の振幅」と定義する。仮に、フェージ
ングによる波形歪みの無い状態で、Ａ／Ｄ変換器１２の
ダイナミックレンジいっぱいに圧縮器１１の出力を設定
した場合は、フェージング発生時にダイナミックレンジ
を越えた信号がＡ／Ｄ変換器１２に入力されるため、Ａ
／Ｄ変換時に非線形歪みが発生し、正しい波形等化を行
うことができない。
【０００５】次に、Ａ／Ｄ変換されたディジタル信号
は、全ディジタル型トランスバーサルフィルタ１３に入
力され、タップ係数制御回路１５からのタップ係数制御
信号により自動等化されて、伸長器１４に入力される。
伸長器１４においては、前期圧縮器１１によって圧縮さ
れた原信号を復元するため、入力信号に圧縮率の逆数に
等しい伸長器を乗じた出力信号を端子２に出力する。
は、全ディジタル型トランスバーサルフィルタ１３に入
力され、タップ係数制御回路１５からのタップ係数制御
信号により自動等化されて、伸長器１４に入力される。
伸長器１４においては、前期圧縮器１１によって圧縮さ
れた原信号を復元するため、入力信号に圧縮率の逆数に
等しい伸長器を乗じた出力信号を端子２に出力する。
【０００６】また、圧縮器１１の圧縮率と伸長器１４の
伸長率を、タップ係数制御信号に基づき可変させる、圧
縮伸長率制御回路（図示せず）を設け、定常時にはＡ／
Ｄ変換時の量子化誤差を低減し、フェージング発生時に
はＡ／Ｄ変換器１２の飽和を防ぐ方法も考案されてい
る。
伸長率を、タップ係数制御信号に基づき可変させる、圧
縮伸長率制御回路（図示せず）を設け、定常時にはＡ／
Ｄ変換時の量子化誤差を低減し、フェージング発生時に
はＡ／Ｄ変換器１２の飽和を防ぐ方法も考案されてい
る。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】従来の自動等化器で
は、上記に説明したように、フェージングによる波形歪
み発生時に乗算器１０の入力信号レベルが、そのダイナ
ミックレンジを超えないように小さな値に設定しておく
必要がある。しかし、入力信号レベルを小さくすると、
復調器内部のバックグラウンドノイズに対する耐力が低
下するという問題が生じる。
は、上記に説明したように、フェージングによる波形歪
み発生時に乗算器１０の入力信号レベルが、そのダイナ
ミックレンジを超えないように小さな値に設定しておく
必要がある。しかし、入力信号レベルを小さくすると、
復調器内部のバックグラウンドノイズに対する耐力が低
下するという問題が生じる。
【０００８】本発明の目的は、フェージングのない定常
時のＡ／Ｄ変換器前段の回路のバックグラウンドノイズ
に対する耐力を向上させつつ、フェージング発生時には
波形歪みによる信号レベルの飽和を防ぐ復調器を提供す
ることである。
時のＡ／Ｄ変換器前段の回路のバックグラウンドノイズ
に対する耐力を向上させつつ、フェージング発生時には
波形歪みによる信号レベルの飽和を防ぐ復調器を提供す
ることである。
【０００９】
【課題を解決するための手段】本発明の復調器は、受信
変調信号を制御信号に基づき利得可変する増幅手段と、
前記増幅手段の出力と再生搬送波を入力とする乗算手段
と、前記乗算手段の出力をディジタル信号に変換する、
ダイナミックレンジ可変のアナログディジタル変換手段
と、前記アナログディジタル変換手段の出力を入力し波
形歪みを等化する波形等化手段と、前記波形等化手段の
タップ係数を適応制御する波形等化制御手段と、前記波
形等化制御手段の出力に基づき、前記乗算手段の入力レ
ベルのピークが一定値以下となるよう前記制御信号を発
生するレベル検出手段を有する。
変調信号を制御信号に基づき利得可変する増幅手段と、
前記増幅手段の出力と再生搬送波を入力とする乗算手段
と、前記乗算手段の出力をディジタル信号に変換する、
ダイナミックレンジ可変のアナログディジタル変換手段
と、前記アナログディジタル変換手段の出力を入力し波
形歪みを等化する波形等化手段と、前記波形等化手段の
タップ係数を適応制御する波形等化制御手段と、前記波
形等化制御手段の出力に基づき、前記乗算手段の入力レ
ベルのピークが一定値以下となるよう前記制御信号を発
生するレベル検出手段を有する。
【００１０】 また、前記利得可変の増幅手段が、前記
レベル検出手段の検出結果を受け、前記波形歪みが定常
時より大きいことを示すときには前記増幅手段の利得を
小さくし、前記波形歪みが定常時より小さいことを示す
ときには前記増幅手段の利得を大きくする利得可変の増
幅手段を有する。
レベル検出手段の検出結果を受け、前記波形歪みが定常
時より大きいことを示すときには前記増幅手段の利得を
小さくし、前記波形歪みが定常時より小さいことを示す
ときには前記増幅手段の利得を大きくする利得可変の増
幅手段を有する。
【００１１】 また、前記アナログディジタル変換手段
が、前記レベル検出手段の検出結果を受け、前記波形歪
みが定常時より大きいことを示すときには前記アナログ
ディジタル変換手段の基準電圧を小さくし、前記波形歪
みが定常時より小さいことを示すときには前記アナログ
ディジタル変換手段の基準電圧を大きくするアナログデ
ィジタル変換手段を有する。
が、前記レベル検出手段の検出結果を受け、前記波形歪
みが定常時より大きいことを示すときには前記アナログ
ディジタル変換手段の基準電圧を小さくし、前記波形歪
みが定常時より小さいことを示すときには前記アナログ
ディジタル変換手段の基準電圧を大きくするアナログデ
ィジタル変換手段を有する。
【００１２】前記復調器は、さらに前記乗算手段と前記
アナログディジタル変換手段の間に圧縮手段と、前記波
形等化手段の出力に前記圧縮手段と逆特性の伸長手段と
を設ける。
アナログディジタル変換手段の間に圧縮手段と、前記波
形等化手段の出力に前記圧縮手段と逆特性の伸長手段と
を設ける。
【００１３】
【発明の実施の形態】本発明の復調器は、乗算器の入力
信号の最大レベルの検出するレベル検出器が設けられ、
その検出結果に基づき、乗算器入力の信号レベルを変え
る可変増幅器と、変換基準レベル可変のＡ／Ｄ変換器が
設けられる。 本発明の復調器は、乗算器の入力信号の
ピークレベルが一定値を超えないように制御されるた
め、フェージングによる波形歪みがもたらす乗算器の非
線形歪みが軽減され、バックグラウンドノイズに対する
耐力の向上が図られる。
信号の最大レベルの検出するレベル検出器が設けられ、
その検出結果に基づき、乗算器入力の信号レベルを変え
る可変増幅器と、変換基準レベル可変のＡ／Ｄ変換器が
設けられる。 本発明の復調器は、乗算器の入力信号の
ピークレベルが一定値を超えないように制御されるた
め、フェージングによる波形歪みがもたらす乗算器の非
線形歪みが軽減され、バックグラウンドノイズに対する
耐力の向上が図られる。
【００１４】
【実施例】次に本発明の一実施例について、図面を参照
して、説明する。
して、説明する。
【００１５】図１は本願発明の一実施例を説明する図で
ある。本発明の復調器は中間周波数帯または無線周波数
帯の可変増幅器１６と、乗算器１０と、圧縮器１１と、
アナログディジタル（Ａ／Ｄ）変換器１２と、トランス
バーサルフィルタ１３と、伸長器１４と、タップ係数制
御回路１５およびレベル検出器１７からなる。
ある。本発明の復調器は中間周波数帯または無線周波数
帯の可変増幅器１６と、乗算器１０と、圧縮器１１と、
アナログディジタル（Ａ／Ｄ）変換器１２と、トランス
バーサルフィルタ１３と、伸長器１４と、タップ係数制
御回路１５およびレベル検出器１７からなる。
【００１６】次に本発明の復調器の動作を説明する。可
変増幅器１６に入力される中間周波数帯または無線周波
数帯の復調器入力信号１はトランスバーサルフィルタ１
３の出力が一定に保たれるように制御されており、可変
増幅器１６で増幅され、乗算器１０で再生搬送波３と積
算され、復調ベ−スバンド信号となる。可変増幅器１６
の利得は、可変増幅器１６の入力部からＡ／Ｄ変換器１
２の入力部までの間のレベルダイアグラムが常時、適正
レベルに保たれるように設定される。復調ベ−スバンド
信号は圧縮器１１に入力されて所定の圧縮率で圧縮され
た後、Ａ／Ｄ変換器１２に入力される。
変増幅器１６に入力される中間周波数帯または無線周波
数帯の復調器入力信号１はトランスバーサルフィルタ１
３の出力が一定に保たれるように制御されており、可変
増幅器１６で増幅され、乗算器１０で再生搬送波３と積
算され、復調ベ−スバンド信号となる。可変増幅器１６
の利得は、可変増幅器１６の入力部からＡ／Ｄ変換器１
２の入力部までの間のレベルダイアグラムが常時、適正
レベルに保たれるように設定される。復調ベ−スバンド
信号は圧縮器１１に入力されて所定の圧縮率で圧縮され
た後、Ａ／Ｄ変換器１２に入力される。
【００１７】Ａ／Ｄ変換されたディジタル信号は、全デ
ィジタル型のトランスバーサルフィルタ１３とタップ係
数制御回路１５に入力される。タップ係数制御回路１５
はＡ／Ｄ変換器１２の出力信号と復調器出力信号２から
全ディジタル型のトランスバーサルフィルタ１３の制御
を行う。
ィジタル型のトランスバーサルフィルタ１３とタップ係
数制御回路１５に入力される。タップ係数制御回路１５
はＡ／Ｄ変換器１２の出力信号と復調器出力信号２から
全ディジタル型のトランスバーサルフィルタ１３の制御
を行う。
【００１８】次に、全ディジタル型のトランスバーサル
フィルタ１３に入力されたＡ／Ｄ変換されたディジタル
信号は、タップ係数制御回路１５からのタップ係数制御
信号により自動等化されて、伸長器１４に入力される。
伸長器１４においては、前期圧縮器１１によって圧縮さ
れた原信号を復元するため、入力信号に圧縮率の逆数に
等しい伸長器を乗じた出力信号を端子２に出力する。
フィルタ１３に入力されたＡ／Ｄ変換されたディジタル
信号は、タップ係数制御回路１５からのタップ係数制御
信号により自動等化されて、伸長器１４に入力される。
伸長器１４においては、前期圧縮器１１によって圧縮さ
れた原信号を復元するため、入力信号に圧縮率の逆数に
等しい伸長器を乗じた出力信号を端子２に出力する。
【００１９】レベル検出回路１７は、タップ係数制御回
路１５の出力に基づぎ波形歪みの大きさを検出し、乗算
器１０の入力信号レベルが適正に保たれるように可変増
幅器１６の増幅率を制御する。さらに、Ａ／Ｄ変換器１
２の基準電圧を制御し、Ａ／Ｄ変換出力を適正値に保
つ。
路１５の出力に基づぎ波形歪みの大きさを検出し、乗算
器１０の入力信号レベルが適正に保たれるように可変増
幅器１６の増幅率を制御する。さらに、Ａ／Ｄ変換器１
２の基準電圧を制御し、Ａ／Ｄ変換出力を適正値に保
つ。
【００２０】ここで使用されるＡ／Ｄ変換器１２の一例
を図２に示す。図２のＡ／Ｄ変換器は４ビットＡ／Ｄ変
換器の場合の例である。第１および第２の基準電圧入力
端子１２１、１２２から入力された基準電圧は、抵抗器
Ｒ１からＲ５で分圧されて、比較器１２４から１２７の
それぞれの基準電圧として供給される。比較器１２４か
ら１２７はそれぞれ入力された基準電圧と信号入力端子
１２３から入力された信号との電圧を比較し、結果を論
理回路１２８へ出力する。論理回路１２８は各比較器出
力を論理変換し、ディジタル信号として出力する。
を図２に示す。図２のＡ／Ｄ変換器は４ビットＡ／Ｄ変
換器の場合の例である。第１および第２の基準電圧入力
端子１２１、１２２から入力された基準電圧は、抵抗器
Ｒ１からＲ５で分圧されて、比較器１２４から１２７の
それぞれの基準電圧として供給される。比較器１２４か
ら１２７はそれぞれ入力された基準電圧と信号入力端子
１２３から入力された信号との電圧を比較し、結果を論
理回路１２８へ出力する。論理回路１２８は各比較器出
力を論理変換し、ディジタル信号として出力する。
【００２１】いま、基準信号入力端子１２２に入力され
る基準電圧をＶINMIN 、基準信号入力端子１２２に入力
される基準電圧をＶINMAX 、入力信号端子１２３に印加
される電圧ＶIN とすると、ＶI が （ＶINMAX −ＶINMIN ）／５×１＋ＶINMIN より小さけ
れば（Ｄ１、Ｄ０）＝（０、０） （ＶINMAX −ＶINMIN ）／５×１＋ＶINMIN〜（Ｖ
INMAX −ＶINMIN ）／５×２＋ＶINMIN なら（Ｄ１、Ｄ
０）＝（０、１） （ＶINMAX −ＶINMIN ）／５×２＋ＶINMIN〜（Ｖ
INMAX −ＶINMIN ）／５×３＋ＶINMIN なら（Ｄ１、Ｄ
０）＝（１、０） （ＶINMAX −ＶINMIN ）／５×３＋ＶINMIN〜（Ｖ
INMAX −ＶINMIN ）／５×４＋ＶINMIN なら（Ｄ１、Ｄ
０）＝（１、１） を出力し、基準電圧を可変させることで、信号入力端子
１２３に印可された電圧と、出力ディジタル信号の関係
を可変させ得る。
る基準電圧をＶINMIN 、基準信号入力端子１２２に入力
される基準電圧をＶINMAX 、入力信号端子１２３に印加
される電圧ＶIN とすると、ＶI が （ＶINMAX −ＶINMIN ）／５×１＋ＶINMIN より小さけ
れば（Ｄ１、Ｄ０）＝（０、０） （ＶINMAX −ＶINMIN ）／５×１＋ＶINMIN〜（Ｖ
INMAX −ＶINMIN ）／５×２＋ＶINMIN なら（Ｄ１、Ｄ
０）＝（０、１） （ＶINMAX −ＶINMIN ）／５×２＋ＶINMIN〜（Ｖ
INMAX −ＶINMIN ）／５×３＋ＶINMIN なら（Ｄ１、Ｄ
０）＝（１、０） （ＶINMAX −ＶINMIN ）／５×３＋ＶINMIN〜（Ｖ
INMAX −ＶINMIN ）／５×４＋ＶINMIN なら（Ｄ１、Ｄ
０）＝（１、１） を出力し、基準電圧を可変させることで、信号入力端子
１２３に印可された電圧と、出力ディジタル信号の関係
を可変させ得る。
【００２２】４値ベ−スバンド信号の場合の定常時の各
部のレベルダイアグラムをアイパターン（アイダイアグ
ラム）の形式で示した例を図３に示す。これは１６値直
交振幅変調（１６ＱＡＭ）のベースバンド信号として用
いられる。図中のＡからＤの点は本来の信号点のレベル
を示す。本来の信号点とは送信側で送出された信号が、
フェージング等による波形歪みを受けなかった時に受信
されるべき信号レベルに相当する。すなわち、理想的な
受信信号の、アイパターン（アイダイアグラム）の収束
点に相当する。復調器入力信号１のレベルはトランスバ
ーサルフィルタ１３の出力が一定に保たれるように制御
されている。すなわち、トランスバーサルフィルタ１３
の出力が信号レベルＡに対しては（２-1、２-2、２-3）
＝（１，０，１）、信号レベルＢに対しては（１，０，
０）、信号レベルＣに対しては（０，１，１）、信号レ
ベルＤに対しては（０，１，０）となるようなレベルに
設定される。乗算器の入力レベルは、バックグラウンド
ノイズの影響を最小限とするために、できるだけ大きく
することが要求される。しかし、乗算器１０の入力レベ
ルを大きくしすぎると非線形歪みによる誤り率の劣化の
原因となるため、乗算器１０の入力レベルは所望のリニ
アリティを保てる範囲、すなわち、乗算器の入力ダイナ
ミックレンジの範囲内で最大のレベルになるよう予め決
められた標準値に設定される。図３の無歪みの場合の例
では可変増幅器の利得は図に示すように約１０倍に設定
される。圧縮器１１では、１／２に信号が圧縮されて、
Ａ／Ｄ変換器１２に出力される。Ａ／Ｄ変換器１２の基
準電圧は前述のように、トランスバーサルフィルタ１３
の出力が信号レベルＡに対しては（２-1、２-2、２-3）
＝（１，０，１）、信号レベルＢに対しては（１，０，
０）、信号レベルＣに対しては（０，１，１）、信号レ
ベルＤに対しては（０，１，０）となるように設定され
る。理想的な無歪み状態では、トランスバーサルフィル
タ１３の入出力は同一となるので、Ａ／Ｄ変換器１２の
出力は、トランスバーサルフィルタ１３の出力と同一と
なる。ここで、フェージングによる波形歪みが発生する
と、図４に示すように、アイパターンの開口部は小さく
なり、可変増幅器１６の入力信号は、トランスバーサル
フィルタ１３の出力が一定に保たれるように制御される
ので、最大振幅は大きくなることがある。すなわち、図
３と図４で、可変増幅器入力の信号レベルＡからＤのレ
ベルは変化しない。波形歪みの量はタップ係数制御回路
１５で検出され、波形歪みが大きいときは、可変増幅器
１６の利得を小さくし（図４の例では約５倍の利得）、
乗算器１０に入力される信号の最大振幅が許容値以下に
抑えられる。同時に、Ａ／Ｄ変換器１２の第１、第２の
基準信号入力端子１２１、１２２の端子間電圧が利得が
下がったのと同じ割合だけ下げられる（図４の例では図
３の例の１／２）。従って、図２で説明したように、信
号レベルＡからＤのＡ／Ｄ変換器およびトランスバーサ
ルフィルタ１３出力は、それぞれ（１，０，１）、
（１，０，０）、（Ｏ，１，１）、（０，１，０）と図
３の例と同じになる。
部のレベルダイアグラムをアイパターン（アイダイアグ
ラム）の形式で示した例を図３に示す。これは１６値直
交振幅変調（１６ＱＡＭ）のベースバンド信号として用
いられる。図中のＡからＤの点は本来の信号点のレベル
を示す。本来の信号点とは送信側で送出された信号が、
フェージング等による波形歪みを受けなかった時に受信
されるべき信号レベルに相当する。すなわち、理想的な
受信信号の、アイパターン（アイダイアグラム）の収束
点に相当する。復調器入力信号１のレベルはトランスバ
ーサルフィルタ１３の出力が一定に保たれるように制御
されている。すなわち、トランスバーサルフィルタ１３
の出力が信号レベルＡに対しては（２-1、２-2、２-3）
＝（１，０，１）、信号レベルＢに対しては（１，０，
０）、信号レベルＣに対しては（０，１，１）、信号レ
ベルＤに対しては（０，１，０）となるようなレベルに
設定される。乗算器の入力レベルは、バックグラウンド
ノイズの影響を最小限とするために、できるだけ大きく
することが要求される。しかし、乗算器１０の入力レベ
ルを大きくしすぎると非線形歪みによる誤り率の劣化の
原因となるため、乗算器１０の入力レベルは所望のリニ
アリティを保てる範囲、すなわち、乗算器の入力ダイナ
ミックレンジの範囲内で最大のレベルになるよう予め決
められた標準値に設定される。図３の無歪みの場合の例
では可変増幅器の利得は図に示すように約１０倍に設定
される。圧縮器１１では、１／２に信号が圧縮されて、
Ａ／Ｄ変換器１２に出力される。Ａ／Ｄ変換器１２の基
準電圧は前述のように、トランスバーサルフィルタ１３
の出力が信号レベルＡに対しては（２-1、２-2、２-3）
＝（１，０，１）、信号レベルＢに対しては（１，０，
０）、信号レベルＣに対しては（０，１，１）、信号レ
ベルＤに対しては（０，１，０）となるように設定され
る。理想的な無歪み状態では、トランスバーサルフィル
タ１３の入出力は同一となるので、Ａ／Ｄ変換器１２の
出力は、トランスバーサルフィルタ１３の出力と同一と
なる。ここで、フェージングによる波形歪みが発生する
と、図４に示すように、アイパターンの開口部は小さく
なり、可変増幅器１６の入力信号は、トランスバーサル
フィルタ１３の出力が一定に保たれるように制御される
ので、最大振幅は大きくなることがある。すなわち、図
３と図４で、可変増幅器入力の信号レベルＡからＤのレ
ベルは変化しない。波形歪みの量はタップ係数制御回路
１５で検出され、波形歪みが大きいときは、可変増幅器
１６の利得を小さくし（図４の例では約５倍の利得）、
乗算器１０に入力される信号の最大振幅が許容値以下に
抑えられる。同時に、Ａ／Ｄ変換器１２の第１、第２の
基準信号入力端子１２１、１２２の端子間電圧が利得が
下がったのと同じ割合だけ下げられる（図４の例では図
３の例の１／２）。従って、図２で説明したように、信
号レベルＡからＤのＡ／Ｄ変換器およびトランスバーサ
ルフィルタ１３出力は、それぞれ（１，０，１）、
（１，０，０）、（Ｏ，１，１）、（０，１，０）と図
３の例と同じになる。
【００２３】
【発明の効果】本発明の復調器は、乗算器１０の入力信
号のピークレベルが常に一定値以下になるように制御さ
れるため、フェージングによる波形歪みがもたらす乗算
器１０の非線形歪みが軽減される効果がある。
号のピークレベルが常に一定値以下になるように制御さ
れるため、フェージングによる波形歪みがもたらす乗算
器１０の非線形歪みが軽減される効果がある。
【図１】本発明の一実施例のブロック構成図である。
【図２】本発明で用いられるＡ／Ｄ変換器の例を示す図
である。
である。
【図３】本発明の復調器のレベルダイア（定常時）を示
す図である。
す図である。
【図４】本発明の復調器のレベルダイア（フェージング
発生時）を示す図である。
発生時）を示す図である。
【図５】従来技術の一例を示すブロック図である。
１０ 乗算器 １１ 減衰器 １２ Ａ／Ｄ変換器 １３ トランスバーサルフィルタ １４ 伸長器 １５ タップ係数制御回路 １６ 可変増幅器 １７ レベル検出器 １２１ 第１の基準信号入力端子 １２２ 第２の基準信号入力端子 １２３ 信号入力端子 １２４〜１２７ 第１〜第４の比較器 １２８ 論理回路 Ｒ１〜Ｒ５ 第１〜第５の抵抗器
Claims (4)
- 【請求項１】受信変調信号を制御信号に基づき利得可変
する増幅手段と、 前記増幅手段の出力と再生搬送波を入力とする乗算手段
と、 前記乗算手段の出力をディジタル信号に変換する、ダイ
ナミックレンジ可変のアナログディジタル変換手段と、 前記アナログディジタル変換手段の出力を入力し波形歪
みを等化する波形等化手段と、 前記波形等化手段のタップ係数を適応制御する波形等化
制御手段と、 前記波形等化制御手段の出力に基づき、前記乗算手段の
入力レベルのピークが一定値以下となるよう前記制御信
号を発生するレベル検出手段を有する復調器。 - 【請求項２】 前記利得可変の増幅手段が、前記レベル
検出手段の検出結果を受け、前記波形歪みが定常時より
大きいことを示すときには前記増幅手段の利得を小さく
し、前記波形歪みが定常時より小さいことを示すときに
は前記増幅手段の利得を大きくする利得可変の増幅手段
を有する請求項１記載の復調器。 - 【請求項３】 前記アナログディジタル変換手段が、前
記レベル検出手段の検出結果を受け、前記波形歪みが定
常時より大きいことを示すときには前記アナログディジ
タル変換手段の基準電圧を小さくし、前記波形歪みが定
常時より小さいことを示すときには前記アナログディジ
タル変換手段の基準電圧を大きくするアナログディジタ
ル変換手段を有する請求項１記載の復調器。 - 【請求項４】 前記復調器は、さらに前記乗算手段と前
記アナログディジタル変換手段の間に圧縮手段と、前記
波形等化手段の出力に前記圧縮手段と逆特性の伸長手段
とを設ける請求項１記載の復調器。
Priority Applications (5)
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|---|---|---|---|
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| US08/863,200 US5880629A (en) | 1996-05-27 | 1997-05-27 | Demodulator having variable gain amplifier and A/D converter controlled by signal level |
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|---|---|---|---|
| JP08131976A JP3130794B2 (ja) | 1996-05-27 | 1996-05-27 | 復調器 |
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| JPH09321675A JPH09321675A (ja) | 1997-12-12 |
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Family Applications (1)
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|---|---|---|---|
| JP08131976A Expired - Fee Related JP3130794B2 (ja) | 1996-05-27 | 1996-05-27 | 復調器 |
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| JP (1) | JP3130794B2 (ja) |
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- 1997-05-27 US US08/863,200 patent/US5880629A/en not_active Expired - Lifetime
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