JP3098195B2 - 能動直交電力分配器 - Google Patents

能動直交電力分配器

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JP3098195B2
JP3098195B2 JP08215544A JP21554496A JP3098195B2 JP 3098195 B2 JP3098195 B2 JP 3098195B2 JP 08215544 A JP08215544 A JP 08215544A JP 21554496 A JP21554496 A JP 21554496A JP 3098195 B2 JP3098195 B2 JP 3098195B2
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    • H04B1/66—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission for reducing bandwidth of signals; for improving efficiency of transmission
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
    • H03H11/00—Networks using active elements
    • H03H11/02—Multiple-port networks
    • H03H11/36—Networks for connecting several sources or loads, working on the same frequency band, to a common load or source

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Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は無線通信装置で用い
られる電力分配器に関し、特に、電流の消耗が少ない、
小型で経済的であると共に、出力信号間の位相差が９０
°を維持する２つの電力信号が得られるための能動直交
電力分配器に関する。
【０００２】
【従来の技術】周知のように、電力分配器は通常、カプ
ラ（ｃｏｕｐｌｅｒ）、ハイブリッド（ｈｙｂｒｉｄ）
またはバラン（ｂａｌｕｎ）と呼ばれ、周波数混合器な
どのマイクロウェーブ電力を分配して供給する機能を行
う。
【０００３】無線送受信装置において、２つの周波数か
ら単側波帯周波数を発生させるためには、単側波帯周波
数混合器が用いられ、イメージ周波数を除去するために
は、イメージ阻止ミクサが用いられる。
【０００４】これらの周波数混合器を構成するために
は、マイクロウェーブ電力を位相差が９０°である２つ
のマイクロウェーブに分配する直交電力分配器が必要で
ある。
【０００５】このような直交電力分配器を構成するため
の従来技術としては、マイクロストリップラインを用い
る受動型電力分配器（または、ハイブリッド）を用いる
方式がある。
【０００６】しかし、前記マイクロストリップラインを
用いる受動型電力分配器は電力損失を有するという問題
点を有している。
【０００７】また、受動型電力分配器は動作周波数の波
長の影響によりサイズが大きくなり、これによってモノ
リシックマイクロウェーブチップ（ｍｏｎｏｌｉｔｈｉ
ｃｍｉｃｒｏｗａｖｅ Ｉ．Ｃ）で製作しにくい短所が
あるが、益々移動端末機の小型化が進んでいる現在の移
動通信システムにおいては、このような短所は相当な問
題点として提示されている。
【０００８】従って、前記した受動型電力分配器をモノ
リシックマイクロウェーブチップで具現するために、集
中素子を用いる方式が提案されたが、集中素子が用いら
れた電力分配器においても、電力損失を有するという問
題点は依然と残ることになる。
【０００９】よって、最近、受動型電力分配器の短所を
克服するために、ＦＥＴを能動素子として用いる能動型
直交電力分配器が提案された。
【００１０】前記能動直交電力分配器の技術は、米国特
許５，０３９，８９１号（１９９１年８月１３日）に詳
細に開示されているが、その動作の特徴は、共振または
リアクティブテクニックを用いた能動マトリックスＦＥ
Ｔバランとして、位相差が１８０°である２つの出力を
ＦＥＴのドレイン電極とソース電極とから各々得る方式
である。
【００１１】また、能動直交電力分配器を提供するため
の他の技術としては、米国特許４，８８５，５５０号
（１９８８年１２月５日）に詳細に開示されているが、
その動作の特徴は、２つのＦＥＴを用いて反転出力と非
反転出力とを提供する差動増幅器の方式を用いた能動Ｆ
ＥＴバランとして、位相差が１８０°である２つの出力
を各ＦＥＴのドレイン電極から各々得るものである。
【００１２】
【発明が解決しようとする課題】しかし、前記のような
能動直交電力分配器の構成のための従来の技術は、位相
差が共通的に１８０°であるため、前記した能動直交電
力分配器では単側波帯周波数混合器とイメージ阻止ミク
サを構成するために必要である９０°の位相差を有する
２つの出力が得られにくいという問題点が提起された。
【００１３】従って、本発明の主な目的は、モノリシッ
クマイクロウェーブチップに具現することが容易であ
り、チップの面積を小さくし得ると共に、大きさが同一
で位相が９０°異なる２つの増幅されたマイクロウェー
ブ出力が得られ得る能動直交電力分配器を提供すること
である。
【００１４】
【課題を解決するための手段】上記の目的を達成するた
めに、本発明による能動直交電力分配器は、第１出力信
号を出力する第１出力端子と、第２出力信号を出力する
第２出力端子と、ゲート電極とドレイン電極及びソース
電極とを有するＦＥＴ素子と、入力信号を整合して、前
記ＦＥＴ素子のゲート電極に伝達する入力インピーダン
ス整合回路と、一端が前記ＦＥＴ素子のドレイン電極と
接続され、他端が交流的に接地される、互いに直列に連
結された２つのリアクティブ素子から構成され、該２つ
のリアクティブ素子の交点が能動直交電力分配器の前記
第２出力端子となるリアクティブ分圧器と、一端が前記
ＦＥＴのドレイン電極と接続され、他端が前記第１出力
端子と接続され、前記リアクティブ分圧器と共にＦＥＴ
の出力インピーダンスを整合させる出力インピーダンス
整合回路とを備え、前記第１出力端と第２出力端の出力
信号間の位相差が９０°に維持されることを特徴とす
る。
【００１５】好ましくは、前記バイアス方式として共通
ゲート構造または共通ソース構造を用い、ＦＥＴのゲー
ト電圧を調節するために、ソースに自己バイアス回路を
用いることを特徴とする。より好ましくは、前記ＦＥＴ
素子の代わりに、ＭＯＳＦＥＴ素子、ＨＥＭＴ素子及び
ＨＢＴ素子の中のいずれか１つを用いることを特徴とす
る。また、前記リアクティブ分圧器を構成する第１、第
２リアクティブ素子は分散型素子であることが好まし
い。
【００１６】
【発明の実施の形態】以下、本発明の能動直交電力分配
器の好適実施例について図面を参照しながらより詳しく
説明する。
【００１７】１つの入力端子と、この入力端子を通じて
入力される信号をインピーダンス整合して出力する入力
インピーダンス整合回路と、ゲート端子に入力される前
記入力インピーダンス整合回路の出力信号の状態に従っ
てオン／オフ動作するＦＥＴ（Ｑ１）と、このＦＥＴ
（Ｑ１）のドレイン端子にかかる信号を受け取ってイン
ピーダンス整合して出力する出力インピーダンス整合回
路と、２つのリアクティブ素子から構成されるリアクテ
ィブ分圧器、及び２つの出力端子とから構成される。
【００１８】前記のように構成される本発明による能動
直交電力分配器は、基本的に、マイクロウェーブ増幅器
の構造と同一であり、通常的なマイクロウェーブ増幅器
との差は、出力端子が２つであり、両出力信号の位相差
が９０°である。
【００１９】また、前記した構成のうち、ＦＥＴ（Ｑ
１）はゲート電極、ドレイン電極、ソース電極からなる
３端子能動素子を代表して表わし、入力信号は前記ＦＥ
Ｔ（Ｑ１）により増幅され２つの出力端子へ出力され
る。
【００２０】また、リアクティブ分圧器は分圧の機能以
外に、出力インピーダンス整合の機能を行う。
【００２１】よって、実質的なＦＥＴの出力インピーダ
ンス整合機能は、図１に示された出力インピーダンス整
合回路だけでなく、リアクティブ分圧器によっても行わ
れる。
【００２２】以下、本発明による能動直交電力分配器の
詳細な構成について、図２を参照して説明する。
【００２３】共通ソース構造のＦＥＴ（Ｑ１）は、ゲー
ト長さが１ミクロンであり、幅が２００ミクロンであ
り、ｆTが１６ＧＨｚである。
【００２４】また、抵抗Ｒ２は自己バイアス抵抗であ
り、Ｃ４はＦＥＴのソースを交流的に接地させるための
バイパスキャパシタである。
【００２５】入力インピーダンス回路は、キャパシタＣ
１とインダクタＬ１とからなるＬ−セクションタイプで
ある。
【００２６】インダクタＬ１と連結された抵抗Ｒ１は、
電力分配器の安定性を確保するために用いられている。
【００２７】この電力分配器は無条件的に安定である。
【００２８】出力インピーダンス整合回路は、出力端子
１に対して、インダクタＬ２、インダクタＬ３、キャパ
シタＣ２、キャパシタＣ３から構成されるパイセクショ
ンタイプ（ｐｉ ｓｅｃｔｉｏｎ ｔｙｐｅ）である。
【００２９】この出力インピ−ダンス回路において、出
力端子２に対してインダクタＬ３は並行に、インダクタ
Ｌ２は直列に、互いに直列に連結されたキャパシタＣ２
とキャパシタＣ３は並行に作用する。
【００３０】この具現において、インダクタＬ２及びイ
ンダクタＬ３は互いに直列に連結されて、リアクティブ
分圧器として作用し、出力端子２はこれらの交点に接続
される。
【００３１】直流電流はＶｄｄからインダクタＬ３及び
インダクタＬ２を通じてＦＥＴ（Ｑ１）へ供給される。
【００３２】キャパシタＣ５はバイパスキャパシタであ
り、インダクタＬ３は交流的に接地される。
【００３３】本具現において、チップ面積を減らすため
に、インダクタＬ３として、２．３ｎＨのボンディング
ワイヤを用いた。
【００３４】このように構成される本発明による能動直
交電力分配器は、前述したように基本的に、マイクロウ
ェーブ増幅器の構造と同じであるが、通常のマイクロウ
ェーブ増幅器との差は出力端子が２つであり、出力信号
の位相差が９０°という点である。
【００３５】また、前記した構成のうち、ＦＥＴ（Ｑ
１）はゲート電極、ドレイン電極、ソース電極からなる
３端子能動素子を代表して表わし、入力信号は前記ＦＥ
Ｔによって増幅され、２つの出力端子へ出力される。
【００３６】また、リアクティブ分圧器は、分圧の機能
以外に出力インピーダンス整合の機能も行う。
【００３７】従って、実質的なＦＥＴの出力インピーダ
ンス整合機能は、図１に示された出力インピーダンス整
合回路だけでなく、リアクティブ分圧器によっても行わ
れる。
【００３８】前記図１において、能動素子に直流を供給
する電源は説明の便宜上省略されている。
【００３９】また、前記図１においては、能動直交電力
分配器の構造を入力信号がＦＥＴのゲートへ伝達される
共通ソースの構造で表わしたが、本発明による能動直交
電力分配器を共通ゲートの構造で具現することも可能で
ある。
【００４０】これは通常の技術を用いて、マイクロウェ
ーブ増幅器を共通ゲート構造で具現し得、本発明による
能動直交電力分配器の出力信号の位相は出力インピーダ
ンス整合回路によって決定されるためである。
【００４１】共通ゲート構造の能動直交電力分配器は、
入力インピーダンス整合回路を容易に具現し得る長所を
有する。
【００４２】本発明によって具現された能動直交電力分
配器について、図２の構造を備えた状態で出力信号の特
性を添付した図３及び図４を参照して説明すれば次のよ
うである。
【００４３】図２に示された本発明によって具現された
能動直交電力分配器の出力信号は図３及び図４のようで
ある。
【００４４】図３は、能動直交電力分配器から出力され
る２つの出力信号の２ＧＨｚから３ＧＨｚまでの周波数
と位相との関係を示したグラフである。図３において出
力信号１は点線で、出力信号２は実線で表わしており、
出力信号１と出力信号２の位相差は４°の誤差範囲内で
９０°である。
【００４５】また、図４は図２の本発明によって具現さ
れた能動直交電力分配器から出力される２つの出力信号
の周波数と利得との関係をｄＢの単位で示したグラフで
ある。
【００４６】出力信号１は点線で出力信号２は実線で表
わしており、出力信号１と出力信号２との利得差は、
２．０ＧＨｚから３．０ＧＨｚまでの周波数範囲では
１．７ｄＢであり、２．４ＧＨｚから２．５ＧＨｚまで
の周波数範囲では０．３ｄＢである。
【００４７】また、出力信号１と出力信号２の利得は、
２．４８ＧＨｚで８．８ｄＢである。
【００４８】前記のような図３及び図４の結果から分か
るように、本発明は利得が得られる非常に有用な能動直
交電力分配器を提供する。
【００４９】また、能動直交電力分配器の製作時用いら
れる素子の不正確性によって、追加の素子を用いる繊細
なチューニングが要求されることもあるが、このチュー
ニングは既存の技術を用いて容易に行い得る。
【００５０】また、前記図２に示されている回路は、簡
単な構造の能動直交電力分配器を示しており、本発明に
よる能動直交電力分配器は多様な回路により具現され得
る。図２の具現をさらに簡単にするためには、インダク
タＬ３またはキャパシタＣ３を省略し得る。
【００５１】本発明は動作周波数と関連した波長の長さ
と関連がないため、モノリシックマイクロウェーブチッ
プに具現することが容易である。
【００５２】一方、図２の具現においては、狭帯域整合
回路を用いたが、さらに多くの個数（約２−６個）のリ
アクティブ素子または抵抗性素子を追加して用いると広
帯域能動直交電力分配器の具現が可能である。
【００５３】また、本発明の具現においては、マイクロ
ウェーブ素子として最も一般的な能動素子のＦＥＴを用
いたが、ＭＯＳＦＥＴ、ＨＥＭＴまたはＨＢＴを用いる
ことが可能である。
【００５４】また、図１を参照すれば、リアクティブ分
圧器の２つのリアクティブ素子として集中型素子を用い
たが、マイクロウェーブ技術で公知されたように、リア
クティブ素子として分散型素子を用いることもできる。
【００５５】上記において、本発明の特定の実施例につ
いて説明したが、本明細書に記載した特許請求の範囲を
逸脱することなく、当業者は種々の変更を加え得ること
は勿論である。
【００５６】
【発明の効果】従って、本発明によれば、モノリシック
マイクロウェーブチップに具現することが容易であり、
チップの面積を小さくし得ると共に、大きさが同一で位
相が９０°異なる２つの増幅されたマイクロウェーブ出
力が得られ得る。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明による能動直交電力分配器の簡略構成図
である。
【図２】図１に示された電力分配器の詳細回路構成図で
ある。
【図３】図２に示された電力分配器の出力信号の周波数
と位相との関係を示したグラフである。
【図４】図２に示された電力分配器の出力信号の周波数
と利得との関係を示したグラフである。
【符号の説明】
１ 第１出力端子 ２ 第２出力端子

Claims (23)

    (57)【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 能動直交電力分配器において、 第１出力信号を出力する第１出力端子と、 第２出力信号を出力する第２出力端子と、 ゲート電極とドレイン電極及びソース電極を有するＦＥ
    Ｔ素子と、 入力信号を整合して、前記ＦＥＴ素子のゲート電極に伝
    達する入力インピーダンス整合回路と、 一端が前記ＦＥＴ素子のドレイン電極と接続され、他端
    が交流的に接地される、互いに直列に連結された２つの
    リアクティブ素子から構成され、該２つのリアクティブ
    素子の交点が能動直交電力分配器の前記第２出力端子と
    なるリアクティブ分圧器と、 一端が前記ＦＥＴ素子のドレイン電極と接続され、他端
    が前記第１出力端子と接続され、前記リアクティブ分圧
    器と共に前記ＦＥＴ素子の出力インピーダンスを整合さ
    せる出力インピーダンス整合回路とを備え、 前記第１出力端と第２出力端の出力信号間の位相差が９
    ０°に維持されることを特徴とする能動直交電力分配
    器。
  2. 【請求項２】 バイアス方式が共通ソース構造であり、
    前記ＦＥＴ素子のゲート電圧を調節するために、ソース
    電極に自己バイアス回路を用いることを特徴とする請求
    項１に記載の能動直交電力分配器。
  3. 【請求項３】 バイアス方式が共通ソース構造であるこ
    とを特徴とする請求項１に記載の能動直交電力分配器。
  4. 【請求項４】 前記ＦＥＴ素子の代わりに、ＭＯＳＦＥ
    Ｔ素子を用いることを特徴とする請求項１に記載の能動
    直交電力分配器。
  5. 【請求項５】 前記ＦＥＴ素子の代わりに、ＨＥＭＴ素
    子を用いることを特徴とする請求項１に記載の能動直交
    電力分配器。
  6. 【請求項６】 前記ＦＥＴ素子の代わりに、ＨＢＴ素子
    を用いることを特徴とする請求項１に記載の能動直交電
    力分配器。
  7. 【請求項７】 前記リアクティブ分圧器を構成する第
    １、第２リアクティブ素子が分散型素子であることを特
    徴とする請求項１に記載の能動直交電力分配器。
  8. 【請求項８】 第１出力信号を出力する第１出力端子
    と、 第２出力信号を出力する第２出力端子と、 ゲート電極とドレイン電極及びソース電極を有するＦＥ
    Ｔ素子と、 入力信号を整合して、前記ＦＥＴ素子のゲート電極に伝
    達する広帯域入力インピーダンス整合回路と、 一端が前記ＦＥＴ素子のドレイン電極と接続され、他端
    が交流的に接地される、互いに直列に連結された２つの
    リアクティブ素子から構成され、該２つのリアクティブ
    素子の交点が能動直交電力分配器の前記第２出力端子と
    なるリアクティブ分圧器と、 一端が前記ＦＥＴ素子のドレイン電極と接続され、他端
    が前記第１出力端子と接続され、前記リアクティブ分圧
    器と共に前記ＦＥＴ素子の出力インピーダンスを整合さ
    せる広帯域出力インピーダンス整合回路とを備え、 前記第１出力端と第２出力端の出力信号間の位相差が９
    ０°に維持されることを特徴とする能動直交電力分配
    器。
  9. 【請求項９】 バイアス方式が共通ソース構造であり、
    ＦＥＴのゲート電圧を調節するために、ソース電極に自
    己バイアス回路を用いることを特徴とする請求項８に記
    載の能動直交電力分配器。
  10. 【請求項１０】 バイアス方式が共通ソース構造である
    ことを特徴とする請求項８に記載の能動直交電力分配
    器。
  11. 【請求項１１】 前記ＦＥＴ素子の代わりに、ＭＯＳＦ
    ＥＴ素子を用いることを特徴とする請求項８に記載の能
    動直交電力分配器。
  12. 【請求項１２】 前記ＦＥＴ素子の代わりに、ＨＥＭＴ
    素子を用いることを特徴とする請求項８に記載の能動直
    交電力分配器。
  13. 【請求項１３】 前記ＦＥＴ素子の代わりに、ＨＢＴ素
    子を用いることを特徴とする請求項８に記載の能動直交
    電力分配器。
  14. 【請求項１４】 前記リアクティブ分圧器を構成する第
    １、第２リアクティブ素子が分散型素子であることを特
    徴とする請求項１４に記載の能動直交電力分配器。
  15. 【請求項１５】 能動直交電力分配器において、 第１出力信号を出力する第１出力端子と、 第２出力信号を出力する第２出力端子と、 ゲート電極とドレイン電極及びソース電極を有するＦＥ
    Ｔ素子と、 入力信号を整合して、前記ＦＥＴ素子のゲート電極に伝
    達する広帯域入力インピーダンス整合回路と、 一端が前記ＦＥＴ素子のドレイン電極と接続され、他端
    が交流的に接地される、互いに直列に連結された第１、
    第２リアクティブ素子から構成され、該２つのリアクテ
    ィブ素子の交点が能動直交電力分配器の前記第２出力端
    子となるリアクティブ分圧器と、 一端が前記ＦＥＴ素子のドレイン電極と接続され、他端
    が前記第１出力端子と接続され、前記リアクティブ分圧
    器と共に前記ＦＥＴ素子の出力インピーダンスを整合さ
    せる広帯域出力インピーダンス整合回路とを備え、 前記第１出力端と第２出力端の出力信号間の位相差が９
    ０°に維持されることを特徴とするモノリシックマイク
    ロウェーブチップ能動直交電力分配器。
  16. 【請求項１６】 前記リアクティブ分圧器において、第
    ２リアクティブ素子が交流的に接地される誘導性素子で
    ある場合、前記第２リアクティブ素子をボンディングワ
    イヤを用いて具現することを特徴とする請求項１５に記
    載のモノリシックマイクロウェーブチップ能動直交電力
    分配器。
  17. 【請求項１７】 前記ボンディングワイヤのインダクタ
    ンスは約２．３ｎＨであることを特徴とする請求項１６
    に記載のモノリシックマイクロウェーブチップ能動直交
    電力分配器。
  18. 【請求項１８】 バイアス方式が共通ソース構造であ
    り、ＦＥＴ素子のゲート電圧を調節するために、ソース
    に自己バイアス回路を用いることを特徴とする請求項１
    ５に記載のモノリシックマイクロウェーブチップ能動直
    交電力分配器。
  19. 【請求項１９】 バイアス方式が共通ソース構造である
    ことを特徴とする請求項１５に記載のモノリシックマイ
    クロウェーブチップ能動直交電力分配器。
  20. 【請求項２０】 前記ＦＥＴ素子の代わりに、ＭＯＳＦ
    ＥＴ素子を用いることを特徴とする請求項１５に記載の
    モノリシックマイクロウェーブチップ能動直交電力分配
    器。
  21. 【請求項２１】 前記ＦＥＴ素子の代わりに、ＨＥＭＴ
    素子を用いることを特徴とする請求項１５に記載のモノ
    リシックマイクロウェーブチップ能動直交電力分配器。
  22. 【請求項２２】 前記ＦＥＴ素子の代わりに、ＨＢＴ素
    子を用いることを特徴とする請求項１５に記載のモノリ
    シックマイクロウェーブチップ能動直交電力分配器。
  23. 【請求項２３】 前記リアクティブ分圧器を構成する第
    １、第２リアクティブ素子が分散型素子であることを特
    徴とする請求項１５に記載のモノリシックマイクロウェ
    ーブチップ能動直交電力分配器。
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