JP3091711B2 - スペクトル拡散通信システムにおける復調および電力制御ビット検出のための方法 - Google Patents

スペクトル拡散通信システムにおける復調および電力制御ビット検出のための方法

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Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は一般的にはスペクト
ル拡散無線通信に関する。本発明はより特定的にはパイ
ロットチャネルを使用するスペクトル拡散通信システム
（ｓｐｒｅａｄｓｐｅｃｔｒｕｍ ｃｏｍｍｕｎｉｃａ
ｔｉｏｎ ｓｙｓｔｅｍ）における受信機において使用
するための復調および電力制御ビット検出のための方法
および装置に関する。
【０００２】
【関連出願の相互参照】本発明は本発明に対応する米国
特許出願と同じ日に出願されかつ本発明の譲り受け人に
譲渡された、「パイロットチャネルを備えたスペクトル
拡散通信のための復調およびソフトウェイティングのた
めの方法および装置（Ｍｅｔｈｏｄ ａｎｄ Ａｐｐａ
ｒａｔｕｓ Ｆｏｒ Ｄｅｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ Ａｎ
ｄ Ｓｏｆｔ−Ｗｅｉｇｈｔｉｎｇ Ｆｏｒ Ｓｐｒｅ
ａｄ Ｓｐｅｃｔｒｕｍ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ
Ｗｉｔｈ Ａ Ｐｉｌｏｔ Ｃｈａｎｎｅｌ）」と題
する、米国特許出願シリアル番号第０８／６２５，１８
８号（代理人整理番号ＣＥ０１０１９Ｒ）に関連してい
る。
【０００３】
【従来の技術】無線システムは無線加入者ユニットのユ
ーザに無線通信を提供する。１つの特定の形式の無線シ
ステムはセルラ無線電話システムである。１つの特定の
形式の無線加入者ユニットはセルラ無線電話加入者ユニ
ットであり、しばしば移動ステーションと称される、セ
ルラ無線電話システムは一般に公衆交換電話ネットワー
ク（ＰＳＴＮ）および複数のベースステーションに結合
されたスイッチコントローラを含む。該複数のベースス
テーションの各々は一般に該ベースステーションに近い
ある地理的領域を画定しカバレージ領域を生成する。１
つまたはそれ以上の移動ステーションがベースステーシ
ョンと通信し、該ベースステーションは移動ステーショ
ンと公衆交換電話ネットワークとの間の呼を可能にす
る。ベースステーションは前記セル内で動作する移動ス
テーションと公衆交換電話ネットワーク（ＰＳＴＮ）と
の間で無線電話通信サービスを提供する。ベースステー
ションから移動ステーションへのキャリア信号による通
信リンクはダウンリンクと称される。逆に、移動ステー
ションからベースステーションへの通信リンクはアップ
リンクと称される。セルラ無線電話システムの説明は、
１９８９年、ウィリアム・シー・ワイ・リー（Ｗｉｌｌ
ｉａｍ Ｃ．Ｙ．Ｌｅｅ）博士による「移動セルラ通信
システム（Ｍｏｂｉｌｅ Ｃｅｌｌｕｌａｒ Ｃｏｍｍ
ｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ Ｓｙｓｔｅｍ）」と題する書物
に見られる。
【０００４】ある特定の形式のセルラ無線電話システム
はスペクトル拡散信号方式を使用する。スペクトル拡散
信号方式は送信信号によって占有される帯域幅がベース
バンド情報信号によって必要とされる帯域幅よりずっと
大きいメカニズムとして広く定義できる。２つの部類の
スペクトル拡散通信はダイレクトシーケンススペクトル
拡散（ＤＳＳＳ）および周波数ホッピングスペクトル拡
散（ＦＨＳＳ）方式である。ある信号のスペクトルはそ
れを広帯域の擬似ランダム符号発生信号により乗算する
ことにより最も容易に拡散することができる。受信機が
前記信号を逆拡散（ｄｅｓｐｒｅａｄ）することができ
るように前記拡散信号は正確に知られていることが重要
である。前記２つの技術の要点は各ユーザの送信電力
を、ワット／ヘルツでの、帯域幅あたりの電力が非常に
小さくなるように広い帯域幅（１−５０ＭＨｚ）にわた
り拡散することである。
【０００５】スペクトル拡散信号方式は他の狭帯域技術
に対して改善された性能を提供する。周波数ホッピング
システムは妨害または干渉をさけることによりそれらの
処理利得（ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ ｇａｉｎ）を達成す
る。ダイレクトシーケンスシステムは妨害または干渉減
衰技術を使用する。ＤＳＳＳに対しては、受信機の目的
は信号が背景ノイズレベルより低い広い受信帯域幅から
送信された信号を拾い出すことである。これを行なうた
めには、受信機は、信号対雑音比は典型的には−１５〜
３０ｄｂであるから、キャリア信号の周波数、変調の形
式、擬似ランダムノイズの符号レート、および前記符号
またはコードの位相を知らなければならない。前記符号
の位相を決定することはこれらの内で最も困難なことで
ある。
【０００６】ＤＳＳＳ技術はシステムの複雑さの増大の
犠牲を払って、周波数ホッピングと比較して、卓越した
ノイズ性能を獲得する。さらに、ＤＳＳＳ受信機は１チ
ップ時間（すなわち、部分的または部分整数（ｓｕｂｉ
ｎｔｅｇｅｒ）ビット期間）内で受信信号を正しい位相
にロックにしかつ追従しなければならない。
【０００７】ＤＳＳＳを使用するセルラ無線電話システ
ムは通常、ＴＩＡ／ＥＩＡ標準ＩＳ−９５にしたがっ
た、ダイレクトシーケンス符号分割多元接続（ＤＳ−Ｃ
ＤＭＡ）システムとして知られている。該システムにお
ける個々のユーザは同じ周波数を使用するが個別の拡散
コードまたは符号を使用することにより分離される。他
のスペクトル拡散システムは、通常ＤＣＳ１９００と称
される、１９００ＭＨｚで動作する無線電話システムを
含む。他の無線および無線電話システムも同様にスペク
トル拡散技術を使用する。
【０００８】スペクトル拡散通信システムにおいては、
ダウンリンク送信はパイロットチャネルおよび複数のト
ラフィックチャネルを含む。パイロットチャネルは全て
のユーザによってデコードされる。各々のトラフィック
チャネルは単一のユーザによってデコードすることを意
図している。したがって、各トラフィックチャネルはベ
ースステーションおよび移動ステーションの双方によっ
て知られた符号を使用して符号化される。パイロットチ
ャネルはベースステーションおよび全ての移動ステーシ
ョンによって知られた符号を使用して符号化される。
【０００９】パイロットチャネルは数多くの目的に使用
される。これらのうちには、ダイバシティ結合のためお
よびたたみ込みソフトデコード（ｃｏｎｖｏｌｕｔｉｏ
ｎａｌ ｓｏｆｔ ｄｅｃｏｄｉｎｇ）のために、移動
ステーションの受信機におけるタイミングおよびキャリ
ア位相同期の提供、チャネルの利得の計算または推定お
よびチャネルによって与えられる位相シフトがある。移
動ステーション受信機の性能はチャネル位相およびチャ
ネル利得の推定または計算の精度に依存する。
【００１０】受信機においては、パイロットチャネルは
逆拡散されて逆拡散チャネル信号を得る。逆拡散パイロ
ットチャネル信号はノイズおよび妨害によって汚染され
た、チャネル位相およびチャネル利得を含む、チャネル
情報を含んでいる。復調およびデコードのために逆拡散
パイロットチャネル信号からより正確なチャネル位相お
よび利得情報を抽出しなければならない。
【００１１】伝統的には、チャネル位相の推定または計
算はチャネル利得の推定とは別個に発生されてきた。典
型的には、逆拡散パイロットチャネル信号の位相は位相
同期ループをドライブするために使用され、該位相同期
ループはコヒーレントな復調のために使用されるべきよ
り正確なチャネル位相の推定値を発生する。逆拡散パイ
ロットチャネルのシンボルの振幅、またはそれらの２
乗、は平均されて、ダイバシティ結合およびソフトデコ
ードのためのような、この量が必要な場合にチャネル利
得の推定値を発生する。
【００１２】
【発明が解決しようとする課題】このような位相同期ル
ープを使用する構成は多くの状況において適切な性能を
提供するが、その性能は通信チャネルの品質が限界的な
場合に制約を受ける。そのような状況においては、スペ
クトル拡散通信信号の復調のためのより良い方法および
装置が必要とされる。
【００１３】通常のパイロットチャネルおよびトラフィ
ックチャネルの信号に加えて、ダウンリンク送信はまた
トラフィックチャネルにおいて電力制御指示子（ｐｏｗ
ｅｒｃｏｎｔｒｏｌ ｉｎｄｉｃａｔｏｒ）を含む。該
電力制御指示子は遠隔のベースステーションによって移
動ステーションに送信されて移動ステーションの送信電
力を制御する。電力制御指示子は伝統的にはいずれの方
法によっても符号化されないいくつかのビットを含む。
電力制御指示子に応答して、移動ステーションはその送
信電力を調整して、フェーデイングまたはブロッキン
グ、あるいはこれらの突然の欠如のような、変化するチ
ャネルの条件に適応するようにする。正確な、信頼性あ
る通信のために、受信電力制御指示子に対する移動ステ
ーションの迅速な応答が必要である。
【００１４】したがって、電力制御ビットの高速かつ正
確な検出を含む、スペクトル拡散通信信号の復調のため
の改善された方法および装置のための技術的な必要性が
存在する。
【００１５】
【課題を解決するための手段】本発明の一態様では、ス
ペクトル拡散通信信号を復調する方法において、通信チ
ャネルによって前記スペクトル拡散通信信号を受信する
段階（１５０）、前記スペクトル拡散通信信号における
パイロットチャネル信号を検出し（１５１）、パイロッ
トシンボルを生成する段階（１６６）、前記通信チャネ
ルに対する推定されたチャネル利得および推定されたチ
ャネル位相を別個に生成する段階（４０８，４１０）、
前記スペクトル拡散通信信号においてトラフィックチャ
ネル信号を検出し（１５８）、トラフィックシンボルを
生成する段階（１７０）、前記トラフィックシンボルを
第１の所定の時間遅延させ（１６２）、遅延されたトラ
フィックシンボルを生成する段階、そして前記推定され
たチャネル利得および前記推定されたチャネル位相を使
用して前記遅延されたトラフィックシンボルを復調する
段階（１６４）を備えている。
【００１６】この場合、前記パイロットチャネル信号に
応答して電力制御指示子を生成する段階（４１６）、前
記電力制御指示子を第２の所定の期間遅延させ（４１
８）遅延された電力制御指示子を生成する段階であっ
て、前記第２の所定の期間は前記第１の所定の期間と異
なるもの、そして前記推定されたチャネル利得および前
記推定されたチャネル位相を使用して前記遅延された電
力制御指示子を復調する段階（４２４）をさらに設ける
と好都合である。
【００１７】また、推定されたチャネル利得および推定
されたチャネル位相を生成する段階は前記パイロットシ
ンボルをろ波して（４０８）第１の推定されたチャネル
利得および第１の推定されたチャネル位相を得る段階、
および前記パイロットシンボルをろ波して（４１０）第
２の推定されたチャネル利得および第２の推定されたチ
ャネル位相を得る段階を具備し、かつ前記遅延されたト
ラフィックシンボルを復調する段階は前記第１の推定さ
れたチャネル利得および前記第１の推定されたチャネル
位相を使用する段階を含み、かつ前記遅延された電力制
御指示子を復調する段階は前記第２の推定されたチャネ
ル利得および前記第２の推定されたチャネル位相を使用
する段階を具備するものとしてもよい。
【００１８】また、前記第２の所定の時間は実質的にゼ
ロミリセカンドとすることもできる。
【００１９】さらに、前記第１の所定の期間は約０．５
〜２ミリセカンドの範囲とすることもできる。
【００２０】さらに、前記トラフィックチャネル信号の
みを遅延させて（１６２）遅延されたトラフィックシン
ボルを生成する段階を設けてもよい。
【００２１】また、推定されたチャネル利得および推定
されたチャネル位相を生成する前記段階は前記パイロッ
トシンボルを低域ろ波して（１５４）前記推定されたチ
ヤネル利得および前記推定されたチャネル位相を得る段
階を含むものとしてもよい。
【００２２】さらに、推定されたチャネル利得および推
定されたにチャネル位相を生成する前記段階はさらに、
前記低域ろ波する段階の後に、複素共役を発生し（１５
６）前記推定されたチャネル位相および前記推定された
チャネル利得を生成する段階を設けることができる。
【００２３】
【発明の実施の形態】新規であると信じられる、本発明
の特徴は特に添付の特許請求の範囲に記載されている。
本発明は、そのさらに他の目的および利点と共に、添付
の図面と組み合わせて以下の説明を参照することにより
最もよく理解できる。いくつかの図面においては同じ参
照数字は同じ要素を示している。
【００２４】次に図１を参照すると、同図は無線電話移
動ステーション１００の動作上のブロック図を示してい
る。移動ステーション１００は第１のアンテナ１０２、
第２のアンテナ１０４、第１のフィルタ回路１０６、第
２のフィルタ回路１０８、アンテナスイッチ１１０、第
１の受信機フィンガ（ｆｉｎｇｅｒ）１１２、第２の受
信機フィンガ１１４、第３の受信機フィンガ１１６、コ
ンバイナ１１８、デコーダ１２０、コントローラ１２
２、ユーザインタフェース１２４、送信機１２６および
アンテナスイッチ１２８を含む。移動ステーション１０
０は好ましくは複数の遠隔的に位置するベースステーシ
ョンを含むＤＳ−ＣＤＭＡセルラ無線電話システムにお
いて使用するよう構成される。各ベースステーション
は、固定された地理的領域内の、移動ステーション１０
０を含む、移動ステーションに対しおよび移動ステーシ
ョンから無線周波（ＲＦ）信号を送信しかつ受信する送
受信機を含む。これは移動ステーション１００に対する
１つの応用を示しているが、移動ステーション１００は
任意の適切なスペクトル拡散通信システムにおいて使用
できる。
【００２５】移動ステーション１００においては、第１
のアンテナ１０２および第２のアンテナ１０４はベース
ステーション（図示せず）へＲＦ信号を送信しかつベー
スステーションからＲＦ信号を受信する。第１のアンテ
ナ１０２によって受信されたＲＦ信号は第１のフィルタ
回路１０６においてろ波され、アナログ信号からデジタ
ルデータへと変換されあるいは処理される。同様に、第
２のアンテナ１０４で受信されたＲＦ信号は第２のフィ
ルタ回路１０８においてろ波され、アナログ信号からデ
ジタルデータへ変換されあるいは処理される。第１のフ
ィルタ回路１０６および第２のフィルタ回路１０８は自
動利得制御および処理のための中間周波（ＩＦ）へのダ
ウンコンバージョンのような他の機能も行なう。
【００２６】別の実施形態では、移動ステーション１０
０は単一のアンテナおよび単一のフィルタ回路のみを含
むことができる。しかしながら、２つのアンテナおよび
関連するフィルタ回路を設けることにより移動ステーシ
ョン１００に空間ダイバシティを提供することができ
る。空間ダイバシティシステムにおいては、送信された
信号は、マルチパス反射または他の原因のため、送信機
から受信機における２つのアンテナへのやや異なる経路
によって進行する。送信機から２つのアンテナのうちの
一方への経路は送信されかつ反射された経路波の位相打
消しを引き起こすかもしれないが、他のアンテナへの複
数の経路が同時に位相打消しを引き起こす可能性はより
少なくなる。アンテナスイッチ１１０は受信ＲＦ信号の
ソースとして第１のアンテナ１０２と第２のアンテナ１
０４との間で選択を行なう。
【００２７】移動ステーション１００は好ましくはある
通信チャネルによってスペクトル拡散通信信号を受信す
るために第１の受信機フィンガ１１２、第２の受信機フ
ィンガ１１４および第３の受信機フィンガ１１６を含む
レーキ受信機（ｒａｋｅ ｒｅｃｅｉｖｅｒ）を使用す
る。複数のフィンガを使用したレーキ受信機の設計は伝
統的なものである。該レーキ受信機の各フィンガからの
出力信号はコンバイナ１１８によって結合される。第１
の受信機フィンガ１１２の構造および動作は以下により
詳細に説明する。好ましくは、第２の受信機フィンガ１
１４および第３の受信機フィンガ１１６は第１の受信機
フィンガ１１２と実質的に同様に動作する。
【００２８】前述のように、コンバイナ１１８はレーキ
受信機フィンガの出力信号を組み合わせかつ受信信号を
形成する。コンバイナ１１８は該受信信号をデコーダ１
２０に提供する。デコーダ１２０はビタービ（Ｖｉｔｅ
ｒｂｉ）デコーダまたは他の形式のたたみ込みデコーダ
または任意の他の適切なデコーダとすることができる。
デコーダ１２０はＲＦ信号によって送信されたデータを
復元しかつ該データをコントローラ１２２へと出力す
る。コントローラ１２２は該データを認識可能な音声ま
たはユーザインタフェース１２４によって使用するため
の情報へと形成する。コントローラ１２２は制御情報を
受信しかつ制御信号を提供するために移動ステーション
１００の他の要素に電気的に結合されている。図１には
制御の接続は示されておらず、図面を不当に複雑にしな
いようにしている。コントローラ１２２は典型的にはマ
イクロプロセッサおよびメモリを含む。ユーザインタフ
ェース１２４は受信した情報または音声をユーザに通信
する。典型的には、ユーザインタフェース１２４は表示
装置、キーパッド、スピーカおよびマイクロフォンを含
む。
【００２９】移動ステーション１００から遠隔のベース
ステーションへの無線周波信号の送信に応じて、ユーザ
インタフェース１２４はユーザ入力データをコントロー
ラ１２２へと送る。コントローラ１２２はユーザインタ
フェース１２４から得られた情報を形成またはフォーマ
ットし（ｆｏｒｍａｔｓ）かつそれをＲＦ変調信号への
変換のために送信機１２６へと伝達する。送信機１２６
は前記ＲＦ変調信号をアンテナスイッチ１２８に伝達す
る。アンテナスイッチ１２８はベースステーションへの
送信のために第１のアンテナ１０２と第２のアンテナ１
０２との間で選択を行なう。
【００３０】信号を受信しかつ復調するためのレーキ受
信機フィンガの各々の構造および動作につき、一例とし
て第１の受信機フィンガ１１２を使用して説明する。本
発明によれば、移動ステーション１００は通信チャネル
によって、好ましくはダイレクトシーケンス符号分割多
元接続（ＤＳ−ＣＤＭＡ）信号であるスペクトル拡散通
信信号を受信するよう構成される。スペクトル拡散通信
信号はパイロットチャネルおよび複数のトラフィックチ
ャネルを含む。例えばセルラ無線電話システムにおける
ベースステーションの、送信機において、前記パイロッ
トチャネルおよびトラフィックチャネルは異なるウォル
シュコード（Ｗａｌｓｈ ｃｏｄｅｓ）を使用して符号
化される。典型的には、パイロットチャネルはウォルシ
ュ（０）コードを使用して符号化され、第１のトラフィ
ックチャネルはウォルシュ（２）コードを使用して符号
化されるなどである。符号化の後に、信号スペクトルが
擬似ランダムノイズ（ＰＮ）コードを使用して拡散され
る。デジタル形式でのスペクトル拡散信号はそれぞれの
値が前記ＰＮコードおよび符号化されたデータによって
規定される一連のチップ（ｃｈｉｐｓ）から構成され
る。各々のトラフィックチャネルに対するウォルシュ符
号化はそのチャネルに対しかつ意図する受信機に対し独
自のものである。システムにおける各受信機、またはセ
ルラ無線電話システムにおける加入者はそれがトラフィ
ックチャネルをデコードするためにベースステーション
と通信するトラフィックチャネルに対応する独自のウォ
ルシュコードまたはウォルシュ符号を割り当てられる。
各受信機はまたパイロットチャネルをデコードする。本
発明によれば、パイロットチャネルは通信チャネルのチ
ャネル位相およびチャネル利得を推定または計算するた
めに使用される。
【００３１】第１の受信機フィンガ１１２はデスプレッ
ダ（ｄｅｓｐｒｅａｄｅｒ）１５０、パイロットチャネ
ルデコーダ１５１、パイロットチャネル加算器１５２、
フィルタ１５４、共役（ｃｏｎｊｕｇａｔｅ）発生器１
５６、トラフィックチャネルデコーダ１５８、トラフィ
ックチャネル加算器１６０、遅延要素１６２および復調
器１６４を含む。当業者にはこれらの要素はハードウェ
アでまたはソフトウェアで、あるいは効率および生産性
を増強する２つの何らかの組み合わせとして構成できる
ことは認識されるであろう。
【００３２】デスプレッダ１５０はアンテナスイッチ１
１０から移動ステーション１００によって受信されたス
ペクトル拡散通信信号のデジタル表現（ｄｉｇｉｔａｌ
ｒｅｐｒｅｓｅｎｔａｔｉｏｎ）を受信する。デスプ
レッダは擬似ランダムノイズ（ＰＮ）コードを該受信信
号に適用する。デスプレッダは受信信号を逆拡散して逆
拡散信号を生成する。前記ＰＮコードは移動ステーショ
ン１００に格納されかつベースステーションと移動ステ
ーション１００との間の通信チャネルが開始される時
に、例えばベースステーションから、移動ステーション
１００へ送信される。前記ＰＮコードは移動ステーショ
ン１００に独自のものであり、したがってベースステー
ションと通信するいずれの他の受信機も移動ステーショ
ン１００に送信されたトラフィックチャネルをデコード
することができない。
【００３３】前記逆拡散信号はデスプレッダ１５０から
パイロットチャネルデコーダ１５１に提供される。パイ
ロットチャネルデコーダはパイロットチャネルコードを
前記逆拡散信号に適用してパイロットチャネル信号を生
成する。パイロットチャネルコードは典型的にはウォル
シュコード「ウォルシュ（０）」である。パイロットチ
ャネルデコーダはデコードされた信号をパイロットチャ
ネル加算器１５２に供給する。パイロットチャネル加算
器１５２は加算器１６６およびスイッチ１６８を含む。
加算器１６６は６４個の連続するチップを加算してパイ
ロットシンボルを形成する。それぞれの６４チップの後
に、スイッチ１６８は加算器１６６をフィルタ１５４に
結合するよう閉じて受信パイロットシンボルをフィルタ
１５４に提供する。したがって、パイロットチャネル加
算器１５２はパイロットチャネルを検出する。
【００３４】図１に示された実施形態はもしウォルシュ
コードがパイロットチャネルを符号化するために使用さ
れれば適切なものである。ウォルシュ（０）はオール
“１”からなるから、パイロットチャネルがウォルシュ
（０）を使用して符号化される場合に何等のデコードも
必要ではなくかつパイロットチャネルデコーダが省略で
きる。しかしながら、もしパイロットチャネルを符号化
するために他のウォルシュコードまたは他の形式のコー
ディングが使用されれば、デコーダが必要とされる。そ
のようなデコーダはパイロットコードを逆拡散信号に適
用してパイロットチャネル信号を生成する。好ましい実
施形態では、前記パイロットコードはベースステーショ
ンと通信する全てのユーザに共通のものとされる。
【００３５】フィルタ１５４はパイロットチャネル加算
器１５２からパイロットシンボルを受ける。フィルタ１
５４はパイロットチャネル信号をろ波して、以下に説明
するように、通信チャネルに対する推定されたチャネル
利得および推定されたチャネル位相の複素表現を得る。
【００３６】通信理論から、もし時間ｎＴにおける真の
チャネル利得｜ｈ（ｎ）｜および位相φｈ（ｎ）が知ら
れていれば、最適の復調は次の数式に従って実施できる
ことが知られている。
【数１】ｅ−ｊθｈ（ｎ）ｒ（ｎ） この場合ｒ（ｎ）はトラフィックチャネル加算器１６０
の出力におけるトラフィックチャネルシンボルである。
【００３７】結合（ｃｏｍｂｉｎｉｎｇ）する上で使用
される最適の（最尤：ｍａｘｉｍｕｍ ｌｉｋｅｌｉｈ
ｏｏｄ）ソフト重み付け値は、ノイズが静止したもので
ありかつ移動ステーション１００のおのおののフィンガ
またはアンテナに対して同じ分散（ｖａｒｉａｎｃｅ）
を有する場合には、ｎＴにおけるＢＰＳＫ変調シンボル
の（符号化された）ビットに対し、
【数２】｜ｈ｜ｅ−ｊθｈ（ｎ）ｒ（ｎ） の実数部、および、ｎＴにおけるＱＰＳＫ変調シンボル
の２つのビットに対して前記数式２の実数部および虚数
部である。
【００３８】前記数式２によって与えられる量は次のよ
うに書くことができる。
【数３】ｈ＊（ｎ）ｒ（ｎ） この場合、
【数４】ｈ（ｎ）＝｜ｈ（ｎ）｜ｅｊθｈ（ｎ） はチャネル係数の複素表現である。フェーディングのあ
る移動チャネルに対しては、ｈ（ｎ）はローパス（ｌｏ
ｗ−ｐａｓｓ）ランダムプロセスである。ｈ（ｎ）のス
ペクトルにおける最も高い周波数は移動通信チャネルに
対するドップラ周波数に等しい。
【００３９】複素チャネル係数は知られていないから、
該チャネル係数の振幅および位相を推定する必要があ
る。推定されたチャネル係数は受信機において復調およ
びソフト重み付け値を発生する上でその真の値の代わり
に使用される。特に、＾ｈ（ｎ）がｈ（ｎ）の推定値
（ｅｓｔｉｍａｔｅ）を示すものとすると、結合（ｃｏ
ｍｂｉｎｉｎｇ）およびデコードのためのソフト重み付
け値は次の数式の実数部および虚数部として計算され
る。
【数５】＾ｈ＊（ｎ）ｒ（ｎ） パイロットシンボルをいっしょに使用してチャネルの位
相および利得を推定することが可能である。
【００４０】パイロットシンボルは次のように表され
る。
【数６】ｐ（ｎ）＝α［ｈ（ｎ）＋ｚ（ｎ）］ この場合αは受信機の構成に依存する定数であり、かつ
ｚ（ｎ）は静止した付加的なホワイトノイズまたは妨害
である。いったん受信機が指定されればαは変化しない
から、一般性を失うことなく、α＝１とすることができ
る。
【００４１】前記パイロットシンボルｐ（ｎ）はｈ
（ｎ）の推定値として使用することができる。しかしな
がら、ｈ（ｎ）のより正確な推定値は数個のｐ（ｎ）に
わたり平均することによって次のように得ることができ
る。
【数７】 この場合ｗ（ｋ）は重み付け係数である。Ｋ１＞０であ
る場合、復調が行われる前に遅延を導入しなければなら
ない。
【００４２】最適の重み付け係数ｗ（ｋ）は次のように
計算できる。
【数８】Ｗ＝Ｒ−１Φ この場合重み付けベクトルＷ＝［ｗ（−Ｋ１），…，ｗ
（０），…，ｗ（Ｋ２）］ｔであり、Ｒはｐ（ｎ−ｋ）
の自己相関マトリクスであり、かつΦはｐ（ｎ−ｋ）お
よびｈ（ｎ）の間の相互相関ベクトルである。これらの
値はもしｈ（ｎ）の統計量が知られていれば計算でき
る。
【００４３】チャネル変動の統計量が知られていない場
合、最適の重み付け係数は正確には決定できない。この
状況の一例はドップラ周波数が通信セッションの間に変
化しかつ受信機はドップラ周波数の最大値のみを知る場
合に発生する。そのような場合、重み付け係数はローパ
ス周波数応答を有することになる。チャネルの最大ドッ
プラ周波数はこのローパス応答の通過帯域内にあるべき
である。
【００４４】フィルタ１５４は好ましくはローパスフィ
ルタである。該フィルタの入力はパイロットシンボルｐ
（ｎ）である。該フィルタの出力はチャネル係数の推定
値＾ｈ（ｎ）である。＾ｈ（ｎ）は位相および振幅情報
の双方を含む複素数である。位相情報はチャネル位相の
推定値に対応する。振幅情報はチャネル利得の推定値に
対応する。フィルタ１５４の可能な構成は図２および図
３を参照して後に説明する。共役発生器（ｃｏｎｊｕｇ
ａｔｅ ｇｅｎｅｒａｔｏｒ）１５６はフィルタ１５４
によって生成される信号＾ｈ（ｎ）の複素共役を決定す
る。フィルタ１５４は共役発生器１５６と組合わせて、
通信チャネルに対するチャネル利得およびチャネル位相
の複素表現の複素共役の推定値を生成する。前記チャネ
ル位相およびチャネル利得の複素表現の複素共役は復調
器１６４に提供される。
【００４５】逆拡散信号はまたデスプレッダ１５０から
デコーダ１５８へ提供される。デコーダ１５８はユーザ
特定トラフィックコードを逆拡散信号に適用してトラフ
ィックチャネル信号を生成する。前記ユーザ特定トラフ
ィックコードは移動ステーション１００に割り当てられ
たウォルシュコード「ウォルシュ（ｎ）」である。前記
トラフィックチャネル信号はトラフィックチャネル加算
器１６０へ供給される。
【００４６】前記トラフィックチャネル加算器１６０は
加算器１７０およびスイッチ１７２を含む。加算器１７
０は６４個の連続するチップを加算してトラフィックシ
ンボルを形成する。それぞれの６４ごとのチップの後
に、スイッチ１７２は閉じて加算器１７０を遅延要素１
６２に結合し受信トラフィックシンボルを遅延要素１６
２に提供する。従って、トラフィックチャネル加算器１
６０はトラフィックチャネルを検出する。より特定的に
は、トラフィックチャネル加算器１６０はトラフィック
シンボルｒ（ｎ）を検出する。
【００４７】遅延要素１６２は好ましくはＦＩＦＯ、ま
たはファーストイン・ファーストアウトバッファであ
る。フィルタ１５４はチャネル利得およびチャネル位相
を推定する場合にフィルタ遅延を導入する。遅延要素１
６２はこのフィルタ遅延を補償し推定されたチャネル位
相および推定されたチャネル利得が対応するトラフィッ
クシンボルを復調するために確実に使用できるようにす
る。遅延要素１６２はスペクトル拡散通信信号を所定の
時間遅延させて遅延された信号を生成する。より特定的
には、遅延要素１６２はトラフィックチャネルのトラフ
ィックシンボルのみを遅延させて遅延されたトラフィッ
クシンボルを生成する。
【００４８】発明者はＤＳ−ＣＤＭＡセルラ無線電話に
おいてはトラフィックシンボルを約０．５〜２ミリセカ
ンド遅延させることが最善の結果を提供するものと判定
した。より特定的には、発明者は、１．５ミリセカンド
に対応する、３１シンボルの遅延が最善の結果を生成す
るものと判定した。これらの条件の下での受信機の性能
は知られたチャネル利得およびチャネル位相を使用する
理想的な（達成不能な）受信機性能から０．１５ｄＢ異
なるのみである。しかしながら、０．５ミリセカンドま
で遅延を減少させかつ適切なフィルタを使用することに
より受信機性能の劣化はほとんどなくなる。
【００４９】遅延したトラフィックシンボルは復調器１
６４に提供される。復調器１６４は前記遅延されたトラ
フィックシンボルと前記共役発生器１５６から受信され
た信号とを乗算し、推定されたチャネル位相および推定
されたチャネル利得を使用して遅延されたトラフィック
シンボルを復調する。この乗算の結果はさらに処理を行
うためにデコーダ１２０に供給される。
【００５０】次に図２を参照すると、図１の無線電話移
動ステーション１００において使用するための有限イン
パルス応答（ＦＩＲ）フィルタ２００のブロック図が示
されている。該フィルタ２００は図１のフィルタ１５４
のローパスろ波機能を提供するために使用できる。フィ
ルタ２００は遅延要素２０２，２０４，２０６、乗算器
２０８，２１０，２１２および２１４、そして加算器２
１６を含む。
【００５１】好ましくは、前記フィルタ２００は遅延要
素２０２，２０４，２０６のような合計６１個の遅延要
素を使用するが、図面を不当に複雑にしないように図２
ではそのすべては示されていない。これらの遅延要素は
順次的なフェーズで動作し、パイロットシンボルを遅延
要素のチェインを通って直列的にシフトする。前記遅延
要素は直列的に結合され、従って、第１のフェーズの間
に、遅延要素２０２はパイロットチャネル加算器１５２
（図１）から第１のパイロットシンボルを受信する。１
パイロットシンボル期間に等しい遅延の後に、第２のフ
ェーズの間に、前記第１のパイロットシンボルは遅延要
素２０２から遅延要素２０４へと伝達されかつ第２のパ
イロットシンボルはパイロットチャネル加算器１５２か
ら遅延要素２０２へと伝達される。同様に、１パイロッ
トシンボル期間に等しい遅延の後に、第３のフェーズの
間に、第１のパイロットシンボルは遅延要素２０４から
遅延要素２０４と直列接続された次の遅延要素へと伝達
され、第２のパイロットシンボルは遅延要素２０２から
遅延要素２０４へと伝達され、かつ第３のパイロットシ
ンボルはパイロットチャネル加算器１５２から遅延要素
２０２へと伝達される。
【００５２】各フェーズの間に、おのおのの遅延要素に
格納されたパイロットシンボルはそれぞれの乗算器２０
８，２１０，２１２，２１４によって重み付け係数と乗
算される。好ましくは、フィルタ２００は乗算器２０
８，２１０，２１２および２１４のような合計６２の乗
算器を使用するが、図２にはそのすべてが示されている
わけではない。各乗算器は前記遅延要素２０２，２０
４，２０６の内の１つに対応する。前記乗算器はそれぞ
れの遅延要素に記憶された遅延パイロットシンボルを重
み付け係数によって乗算する。また、乗算器２０８は、
遅延要素２０２の入力における、到来パイロットシンボ
ルを重み付け係数によって乗算する。
【００５３】前記重み付け係数ｗ（ｋ）は好ましくは前
記数式８に従って計算される。あるいは、前記重み付け
係数は任意の適切な方法によって計算することができ
る。１つの簡単な例では、ｗ（ｋ）の重み付け係数のす
べては１または単位値（ｕｎｉｔｙ）とすることができ
る。そのような構成では、フィルタ２００は重み付けな
しに所定の数（例えば、４２）のパイロットシンボルを
平均するローパスフィルタである。好ましくは、前記重
み付け係数ｗ（ｋ）はフィルタ２００が上に述べたロー
パス応答に近い周波数応答をもつように選択される。従
って、フィルタ２００は所定の数（例えば、６１）のパ
イロットシンボルをサンプルし、サンプルしたパイロッ
トシンボルを重み付け係数によって乗算し、かつその積
を組合わせてチャネル利得およびチャネル位相の推定ま
たは計算値の複素表現を生成する。
【００５４】別の実施形態では、フィルタ１５４（図
１）はローパス無限インパルス応答（ＩＩＲ）フィルタ
を使用して実施できる。そのようなＩＩＲフィルタはそ
の通過帯域内でリニアに近い（ｎｅａｒ−ｌｉｎｅａ
ｒ）位相応答をもつべきである。
【００５５】フィルタ１５４は注目の周波数におけるグ
ループ遅延によって特徴付けられる。フィルタ２００の
ような、リニア位相ＦＩＲフィルタに対しては、該フィ
ルタのグループ遅延は該フィルタの遅延または長さの２
分の１に等しい。ノンリニア位相ＦＩＲに対しまたはＩ
ＩＲフィルタに対し、グループ遅延は次のように定義さ
れる。
【数９】ｄφ（ｆ）／ｄｆ｜ｆ＝ｆ０ この場合、φは周波数ｆにおいてフィルタによって導入
される位相回転でありかつｆ０は注目の周波数である。
本発明によれば、遅延要素１６２によって導入される遅
延は実質的にフィルタ１５４のグループ遅延に等しい。
【００５６】図３は、図１の無線電話移動ステーション
において使用するためのフィルタ３００のブロック図で
ある。フィルタ３００は前置結合器またはプリコンバイ
ナ３０２、バッファ３０４、加算器３０６、アキュムレ
ータ３０８、および量子化器３１０を含む。プリコンバ
イナ３０２は前記パイロットチャネル加算器１５２（図
１）に結合されかつ、１９．２ＫＨｚのような、所定の
レートで逆拡散パイロットシンボルを受信する。プリコ
ンバイナ３０２は引き続き受信されるパイロットシンボ
ルを組合わせて結合されたパイロットシンボルを形成す
る。これはフィルタ３００のメモリ要求を低減するよう
作用する。例えば、プリコンバイナは、ｐ（ｎ）および
ｐ（ｎ＋１）で示される、２つのパイロットシンボルを
いっしょに加算して組合わされたパイロットシンボルを
生成し、これは次に記憶される。メモリ要求が問題でな
い用途ではプリコンバイナは省略できる。
【００５７】プリコンバイナ３０２は前記結合されたパ
イロットシンボルを順次バッファ３０４内にシフトす
る。バッファは好ましくは前記パイロットチャネル加算
器１５２から受信された４２のパイロットシンボルに対
応する、２１の組合わされたパイロットシンボルを格納
する。これはまた１．１ミリセカンドのグループ遅延に
対応する。
【００５８】おのおのの結合されたパイロットシンボル
期間の間に、バッファ３０４は新しい結合されたパイロ
ットシンボルをバッファ３０４内にシフトしかつ最も古
い結合されたパイロットシンボルをバッファ３０４から
出るようシフトする。加算器３０６はバッファの内容を
プリコンバイナ３０２から加算器３０６に提供される新
しい結合されたパイロットシンボルと加算する。その合
計または加算結果はアキュムレータ３０８内に累積され
る。前記合計は次に量子化されて回路の複雑さを低減す
る。この量子化された結果はチャネル位相およびチャネ
ル利得の推定または計算値に対応する。
【００５９】前に述べたように、フィルタ３００は、好
ましくは２１のパイロットシンボルまたは１．１ミリセ
カンドに等しい、グループ遅延によって特徴付けられ
る。本発明によれば、もしフィルタ３００がフィルタ１
５４（図１）のろ波機能を提供するために使用されれ
ば、前記遅延要素１６２によって導入される遅延は実質
的にフィルタ３００のグループ遅延に等しくなる。
【００６０】前に示したように、チャネル位相および利
得をいっしょに計算または推定するためにローパスフィ
ルタを使用することによりほぼ最適のＤＳ−ＣＤＭＡダ
ウンリンク受信機性能が達成できる。この最適に近い性
能を達成するため、１〜２ミリセカンドのオーダで復調
遅延を許容することが必要である。そのような適度の遅
延は音声通信にとっては許容できるものであるが、ベー
スステーションから送信されかつ移動ステーションにお
いて電力制御指示子として受信される電力制御指示子の
検出および復調のためには望ましくない。例えば、ＤＳ
−ＣＤＭＡ標準を規定する、ＴＩＡ／ＥＩＡ仕様ＩＳ−
９５は移動ステーションの出力電力は移動ステーション
による電力制御ビットの受信から５００マイクロセカン
ド内にその最終値の０．３ｄＢ内に確立されることを要
求している。従って、電力制御指示子のために別個の復
調が必要とされる。
【００６１】トラフィックチャネルの性能を犠牲にする
ことなく電力制御指示子の検出における遅延を低減する
ために、本発明はトラフィックチャネル信号の復調から
電力制御指示子の復調を分離する。より特定的には、本
発明は、上に述べたように、２つの別個の復調器、１つ
はほとんどまたは全く復調遅延のない電力制御指示子の
復調のためおよび他のものはトラフィックチャネル信号
の復調に適したより長い遅延を備えたものである。従っ
て、本発明に係わる方法はトラフィックチャネルの位相
およびトラフィックチャネルの利得の複素表現をいっし
ょに計算または推定することおよび電力制御チャネルの
位相および電力制御チャネルの利得の複素表現を別個に
計算または推定することを含む。前記トラフィックチャ
ネルの信号はトラフィックチャネル位相およびトラフィ
ックチャネル利得を使用して復調される。前記電力制御
指示子は電力制御チャネル位相および電力制御チャネル
利得を使用して復調される。
【００６２】この手法は都合がよく、それはＤＳ−ＣＤ
ＭＡシステムに関しては、電力制御ビットは符号化され
ず（ｕｎｃｏｄｅｄ）かつ符号化されない信号のエラー
率カーブは典型的には注目の信号対雑音比範囲において
非常に平坦なためである。その結果、本発明は電力制御
ビットの復調および検出のためにほとんどまたは全く遅
延のないエスティメイタ（ｅｓｔｉｍａｔｏｒ）を使用
する。そのようなゼロまたは低い短遅延チャネルエステ
ィメイタを使用することにより発生される電力制御指示
子のエラー率は十分な遅延を備えたほぼ最適のエスティ
メイタを使用して発生されるエラー率よりやや劣ってい
るのみである。さらに、アップリンク受信機性能（すな
わち、本発明に係わる受信機を導入した移動ステーショ
ンから送信を受けるベースステーションにおける受信
機）は電力制御指示子のエラー率にそれほど敏感ではな
い。従って、ゼロまたは短遅延エスティメイタの使用に
よって通信チャネル性能が顕著に劣化することはない。
【００６３】復調された電力制御信号および復調された
トラフィック信号は異なる遅延を有するが、これらの遅
延はむしろ固定されかつ知られている。従って、コンバ
イナ１１８（図１）において受信される復調信号の性質
に関して何らの混乱もない。また、本発明のためには２
つの別個のチャネルエスティメイタを構成する必要があ
るが、本発明に係わる受信機の複雑さは従来技術の構成
に対してそれほど増大しない。３つの可能な実施形態が
図４〜図６に示されている。
【００６４】次に図４を参照すると、図１の移動ステー
ション１００において使用するための受信機回路４００
の第１の代替動作ブロック図が示されている。受信機回
路４００はＤＳ−ＣＤＭＡ信号および他のスペクトル拡
散通信信号を復調するための、図１に示される、レーキ
受信機回路の１つのフィンガとして使用できる。受信機
回路４００はアンテナ４０２に結合されるよう構成され
かつフィルタ回路４０４、デスプレッダ４０５、パイロ
ットチャネルデコーダ４０６、第１のチャネルエスティ
メイタ４０８、第２のチャネルエスティメイタ４１０、
第１の共役発生器４１２、および第２の共役発生器４１
４を含む。受信機回路４００はさらにトラフィックチャ
ネルデコーダ４１６、スイッチ４１７、ショートまたは
短遅延要素４１８、遅延要素４２０、トラフィックチャ
ネル復調器４２２および電力制御復調器４２４を含む。
【００６５】動作においては、スペクトル拡散信号は遠
隔の送信機によって通信チャネルを介して送信されかつ
アンテナ４０２によって検出される。該スペクトル拡散
信号は、図１に関して説明したように、フィルタ回路４
０４によって処理される。デスプレッダ４０５におい
て、ショート擬似ランダムノイズ（ＰＮ）符号のような
逆拡散符号が受信されたスペクトル拡散信号に適用され
る。該ＰＮ符号は受信機において信号を逆拡散するため
にデスプレッダ４０５において使用される。該デスプレ
ッダ４０５は逆拡散された信号を生成する。
【００６６】前記逆拡散された信号はパイロットチャネ
ルデコーダ４０６に伝達される。パイロットチャネルデ
コーダ４０６は、ウォルシュコードのような、コードを
前記逆拡散信号に適用して前記信号をデコードしかつデ
コードされた信号は加算されてパイロットシンボルを生
成する。前記コードはシステムのすべてのユーザに共通
のものであり、従ってすべてのユーザがパイロットチャ
ネルをデコードできる。パイロットチャネルは、例え
ば、論理オール“１”からなるデータで構成することが
でき通信チャネルの位相および利得の決定を可能にす
る。パイロットチャネルが「ウォルシュ（０）」コード
を使用して符号化される、ＩＳ−９５によるＤＳ−ＣＤ
ＭＡシステムのような用途においては、このウォルシュ
コードをパイロットチャネルデコーダ４０６の逆拡散信
号に適用する機能は省略できる。パイロットチャネルデ
コーダ４０６はパイロットシンボルを生成する。パイロ
ットシンボルは前記第１のチャネルエスティメイタ４０
８および前記第２のチャネルエスティメイタ４１０に供
給される。
【００６７】第１のチャネルエスティメイタ４０８はト
ラフィックチャネルに対するチャネル位相およびチャネ
ル利得を計算または推定し、第１の計算されたチャネル
利得および第１の計算されたチャネル位相を生成する。
第１のチャネルエスティメイタ４０８は、図２〜図３に
関連して前に説明したように、ローパスフィルタとし
て、あるいは任意の他の適切な方法で実施できる。例え
ば、１．５ミリセカンドの遅延を有する４次（ｆｏｒｔ
ｈ ｏｒｄｅｒ）無限インパルス応答（ＩＩＲ）フィル
タはほぼ最適の性能を生み出す。６１タップの有限イン
パルス応答（ＦＩＲ）フィルタはほぼ同じ遅延を備えて
同様の性能を生み出す。
【００６８】第１のチャネルエスティメイタ４０８はあ
る振幅および位相を有しかつ前記チャネル位相およびチ
ャネル利得に対応する情報を含む複素数を生成する。こ
の複素数は第１の共役発生器４１２に供給され、該第１
の共役発生器４１２は該複素数の複素共役を決定する。
前記複素数の共役はトラフィックチャネル復調器４２２
へと供給される。
【００６９】第２のチャネルエスティメイタ４１０は電
力制御指示子または電力制御ビットに対するチャネル位
相およびチャネル利得を計算または推定し、第２の計算
されたチャネル利得および第２の計算されたチャネル位
相を生成する。第２のチャネルエスティメイタ４１０は
ローパスフィルタとして実施できる。もしＩＩＲエステ
ィメイタが受信機回路４００を実施するために使用され
れば、電力制御ビットのためのエスティメイタとして別
個のワンポール（ｏｎｅ−ｐｏｌｅ）ＩＩＲフィルタを
使用するのがより効率的である。そのような構成では、
第２のＩＩＲフィルタはおのおののパイロットシンボル
に対して評価されあるいは求められなければならない。
これは計算機的な複雑さを増大するが、そのようなエス
ティメイタは非常に簡単であるためほんのわずかしか増
大しない。第２のチャネルエスティメイタの代替実施形
態は図６を参照して後に説明する。
【００７０】第２のチャネルエスティメイタ４１０はあ
る振幅および位相を有しかつ電力制御指示子に対するチ
ャネル位相およびチャネル利得に対応する情報を含む複
素数を生成する。この複素数は第２の共役発生器４１４
に供給され、該第２の共役発生器４１４は前記複素数の
複素共役を決定する。前記複素数の共役は電力制御復調
器４２４に提供される。前記逆拡散信号はまたトラフィ
ックチャネルデコーダ４１６に伝達される。前記逆拡散
信号はトラフィックデータおよび電力制御指示子の双方
を含む。トラフィックデータは遠隔送信機からチャネル
を介して受信機回路４００に通信される、音声またはデ
ータのような、情報に対応する。トラフィックデータは
符号化される。電力制御指示子は遠隔送信機から受信機
回路へと送信されて、送信機１２６（図１）のような、
受信機回路と関連する送信機の送信電力を制御するため
の電力制御情報に対応する。電力制御指示子はたたみ込
み（ｃｏｎｖｏｌｕｔｉｏｎａｌｌｙ）符号化されな
い。前記トラフィックチャネルデコーダは、ウォルシュ
コードのような、トラフィックコードを前記逆拡散信号
に適用して前記信号をデコードする。前記トラフィック
コードは受信機回路４００に独自のものであり、従って
受信機回路４００を含むシステムにおける他のユーザは
その信号をデコードすることができない。トラフィック
チャネルデコーダ４１６は電力制御指示子およびトラフ
ィックデータの双方に対応するトラフィックシンボルを
生成する。電力制御指示子に対応するトラフィックシン
ボルは電力制御シンボルと称される。
【００７１】前記スイッチ４１７は選択的に前記トラフ
ィックシンボルを短遅延要素４１８または遅延要素４２
０に提供する。トラフィックシンボルが電力制御指示子
に対応する場合、スイッチ４１７は該トラフィックシン
ボルを短遅延要素４１８に提供する。トラフィックシン
ボルがトラフイックデータに対応する場合、スイッチ４
１７は該トラフィックシンボルを遅延要素４２０に提供
する。
【００７２】遅延要素４２０は前記トラフィックシンボ
ルを第１の所定の時間だけ遅延させて遅延されたトラフ
ィックシンボルを構成する遅延されたトラフィックチャ
ネル信号を生成する。ショート遅延要素４１８は電力制
御シンボルを第２の所定の時間だけ遅延させて遅延され
た電力制御指示子を生成する。遅延要素４２０はトラフ
ィックシンボルが遅延される第１の所定の時間を確立す
るファーストイン・ファーストアウト（ＦＩＦＯ）バッ
ファとして実施できる。同様に、ショート遅延要素４１
８はトラフィックシンボルが遅延される第２の所定の時
間を確立するＦＩＦＯバッファとして実施できる。
【００７３】本発明によれば、前記第２の所定の時間は
前記第１の所定の時間より小さい。第１のチャネルエス
ティメイタ４０８は第１のグループ遅延によって特徴付
けられる。同様に、第２のチャネルエスティメイタは第
２のグループ遅延によって特徴付けられる。第２のグル
ープ遅延は好ましくは第１のグループ遅延より短い。前
記第１の所定の時間は実質的に前記第１のグループ遅延
と等しく確立される。同様に、前記第２の所定の時間は
第２のグループ遅延と実質的に等しく規定される。前記
第２の所定の時間は好ましくは５００ミリセカンドより
小さく、あるいは前記ショート遅延要素４１８は適切な
精度の性能を維持する一方で受信機の設計の複雑さを低
減するため省略することもできる。
【００７４】前記ショート遅延要素４１８は遅延された
電力制御指示子を電力制御復調器４２４に伝達する。遅
延要素４２０は遅延されたトラフィックシンボルをトラ
フィックチャネル復調器４２２へと伝達する。トラフィ
ックチャネル復調器４２２および電力制御復調器４２４
は好ましくは乗算器として実施される。電力制御復調器
４２４は遅延された電力制御指示子を第２の共役発生器
４１４から受信されたチャネル位相およびチャネル利得
の複素表現の複素共役によって乗算する。トラフィック
チャネル復調器４２２は遅延されたトラフィックシンボ
ルを第１の共役発生器４１２から受信されたチャネル位
相およびびチャネル利得の複素表現の複素共役によって
乗算する。復調された電力制御指示子および復調された
トラフィックシンボルは次に、コンバイナ１１８（図
１）におけるのと同様に、さらなる処理を行うのに利用
できる。
【００７５】図５は、第２の代替の受信機回路５００の
動作ブロック図を示す。受信機回路５００はアンテナ５
０２に結合されるよう構成されかつフィルタ回路５０
４、デスプレッダ５０４、パイロットチャネルデコーダ
５０６、コーザルまたは因果（ｃａｕｓａｌ）フィルタ
部５０８、アンチコーザルまたは非因果（ａｎｔｉ−ｃ
ａｕｓａｌ）フィルタ部５１０、加算器５１２、遅延要
素５１４、第１の共役発生器５１６および第２の共役発
生器５１８を含む。受信機回路５００はさらにトラフィ
ックチャネルデコーダ５２０、スイッチ５２１、ショー
ト遅延要素５２２、遅延要素５２４、電力制御復調器５
２６およびトラフィックチャネル復調器５２８を含む。
トラフィックチャネル、パイロットチャネルおよび電力
制御指示子を有するスペクトル拡散通信信号を検出し、
逆拡散し、デコードしかつ復調するための受信機回路５
００の動作はほぼ図４に示された受信機回路４００の動
作と一致しているが、以下に述べるような変更を有して
いる。
【００７６】前記因果フィルタ部５０８および非因果フ
ィルタ部５１０は一緒にＦＩＲフィルタを形成する。受
信機回路５００においては、パイロットチャネルデコー
ダ５０６は前記パイロット信号を、中央係数（ｃｅｎｔ
ｅｒ ｃｏｅｆｆｉｃｉｅｎｔ）を含めて、ＦＩＲフィ
ルタの因果フィルタ部５０８に提供する。これに応じ
て、因果フィルタ部５０８は因果出力（ｃａｕｓａｌ
ｏｕｔｐｕｔ）を発生する。パイロットチャネルデコー
ダ５０６はまたパイロットシンボルをＦＩＲフィルタの
非因果フィルタ部５１０に提供する。これに応じて、非
因果フィルタ部５１０は非因果出力（ａｎｔｉ−ｃａｕ
ｓａｌ ｏｕｔｐｕｔ）を発生する。
【００７７】前記因果出力は付加的な遅延のない電力制
御指示子の復調のためのアーリーチャネル推定値または
計算値（ｅａｒｌｙ ｃｈａｎｎｅｌ ｅｓｔｉｍａｔ
ｅ）として使用される。因果フィルタ部５０８は前記因
果出力を前記因果出力の複素共役の発生のために第２の
共役発生器５１８に提供する。この複素共役は電力制御
復調器５２６に提供される。電力制御復調器５２６は前
記複素共役およびトラフィックチャネルデコーダ５２０
から受信された電力制御シンボルを乗算し、電力制御シ
ンボルを復調する。
【００７８】前記因果出力はまた遅延要素５１４に提供
され、該遅延要素５１４は前記因果出力を、好ましくは
非因果フィルタの長さに等しい、所定の時間だけ遅延さ
せて遅延された因果出力を生成する。加算器５１２は遅
延された因果出力および非因果出力を加算することによ
り最終的なチャネル推定値または計算値を生成する。該
加算器は最終的なチャネル推定値または計算値を複素共
役の発生のために共役発生器５１６に提供する。該共役
はトラフィックチャネル復調器５２８に提供される。ト
ラフィックチャネル復調器５２８は前記複素共役および
トラフィックチャネルデコーダ５２０から受信されたト
ラフィックシンボルを乗算し、トラフィックシンボルを
復調する。
【００７９】１つの変形として、もし制御ビットの復調
に対して短い遅延が許されれば、前記因果フィルタ部は
少しの、例えばＭの、非因果係数を含むべきである。こ
の場合、電力制御シンボルは現在のアーリーチャネル推
定値または計算値を使用して復調される前にＭシンボル
だけ遅延されるべきである。
【００８０】図６は、図４の受信機回路４００において
使用するための電力制御チャネルエスティメイタ６００
の動作ブロック図である。該チャネルエスティメイタ６
００はローパスフィルタの形式になっており前記パイロ
ットシンボルの順次の値を指数的に平均して前記推定ま
たは計算されたチャネル利得および前記推定または計算
されたチャネル位相の複素表現を生成する。チャネルエ
スティメイタ６００はシフタ６０２、加算器６０４、シ
フタ６０６、加算器６０８、遅延要素６１０および量子
化器６１２を含む。前記チャネルエスティメイタ６００
はパイロットチャネルデコーダ４０６からパイロットシ
ンボルを受信する。該パイロットシンボルは８ビットの
２進値の形式である。シフタ６０２は現在のパイロット
シンボルを２ビット左にシフトし、１０ビットの値を形
成する。加算器６０４は現在のパイロットシンボルに遅
延要素６１０から受信された遅延されたパイロットシン
ボルを加算する。１１ビットの２進値である、その合計
はソフタ６０６によって３ビット右へシフトされる。加
算器６０８はこの値を遅延要素６１０から受信された遅
延されたパイロットシンボルと加算し、１０ビットの値
を生成する。その合計は次に引き続くパイロットシンボ
ルによる処理のために遅延要素６１０に提供される。前
記合計はまた量子化器６１２に供給され、該量子化器６
１２は最も上位の８ビットをチャネル推定値または計算
値として保持する。
【００８１】
【発明の効果】以上から分かるように、本発明は、電力
制御ビットを含む、スペクトル拡散通信信号を復調する
ための方法および装置を提供する。チャネル位相および
チャネル利得はパイロットシンボルを平均しあるいは低
域ろ波することにより一緒に推定または計算される。ト
ラフィックシンボルはろ波の遅延を収容するためにやや
遅延されている。電力制御ビットは定められた期間内に
電力制御ビットを確実に検出しかつ電力制御ビットに応
答するために遅延されないかあるいは少しの時間だけ遅
延される。本発明は、本発明に係わるジョイント推定方
法はチャネルの位相および利得の双方に対し最適に近い
推定値または計算値を提供することを判定している。本
発明に従って構成されたＤＳ−ＣＤＭＡ受信機はチャネ
ル位相推定のために位相同期ループおよび別個のチャネ
ル利得エスティメイタを使用する伝統的な設計よりも
０．７〜０．９ｄＢ良好なフレームエラー率（ＦＥＲ）
を提供する。該ＦＥＲはトラフィックシンボルを復調す
るために完全なチャネル位相および利得情報を使用して
得られる結果からたった０．１５ｄＢ離れているのみで
ある。さらに、本発明はハードウエアまたはソフトウエ
アであるいは２つの組合わせで容易に実施できる。さら
に、本発明はＤＳ−ＣＤＭＡ電力制御ビットが５００マ
イクロセカンドの規定された期間内に検出できるように
する。
【００８２】本発明の特定の実施形態が示されかつ説明
されたが、さらなる変更を行うことができる。例えば、
チャネル位相およびしチャネル利得を推定するために使
用されるフィルタはＦＩＲまたはＩＩＲ技術を使用して
実施できる。該推定の精度のレベルはフィルタの受け入
れ可能なレベルの複雑さに従ってあつらえることができ
る。前記第１および第２の複素チャネル推定値を生成す
るフィルタは実質的に同じとすることができる。また、
受信機回路４００、受信機回路５００およびチャネルエ
スティメイタの演算要素はハードウエアで、ソフトウエ
アで、あるいは設計の効率および性能を向上させる２つ
の任意の組合わせで実施できる。従って、添付の特許請
求の範囲は本発明の真の精神および範囲内にあるすべて
のそのような変更および修正をカバーするものと考え
る。
【図面の簡単な説明】
【図１】無線電話移動ステーションの動作ブロック図で
ある。
【図２】図１の無線電話移動ステーションにおいて使用
するための第１のフィルタを示すブロック図である。
【図３】図１の無線電話移動ステーションにおいて使用
するための第２のフィルタのブロック図である。
【図４】図１の無線電話移動ステーションにおいて使用
するための受信機回路の第１の別の動作ブロック図であ
る。
【図５】図１の無線電話移動ステーションにおいて使用
するための受信機回路を示す第２の別の動作ブロック図
である。
【図６】図４の受信機回路において使用するための電力
制御チャネルエスティメイタを示す動作ブロック図であ
る。
【符号の説明】
１００ 無線電話移動ステーション １０２ 第１のアンテナ １０４ 第２のアンテナ １０６ 第１のフィルタ回路 １０８ 第２のフィルタ回路 １１０ アンテナスイッチ １１２ 第１の受信機フィンガ １１４ 第２の受信機フィンガ １１６ 第３の受信機フィンガ １１８ コンバイナ １２０ デコーダ １２２ コントローラ １２４ ユーザインタフェース １２６ 送信器 １２８ アンテナスイッチ １５０ デスプレッダ １５１ パイロットチャネルデコーダ １５２ パイロットチャネル加算器 １５４ フィルタ １５６ 共役発生器 １５８ トラフィックチャネルデコーダ １６０ トラフィックチャネル加算器 １６２ 遅延要素 １６４ 復調器 ４００ 受信機回路 ４０２ アンテナ ４０４ フィルタ回路 ４０５ デスプレッダ ４０６ パイロットチャネルデコーダ ４０８ 第１のチャネルエスティメイタ ４１０ 第２のチャネルエスティメイタ ４１２ 第１の共役発生器 ４１４ 第２の共役発生器 ４１６ トラフィックチャネルデコーダ ４１７ スイッチ ４１８ ショート遅延要素 ４２０ 遅延要素 ４２２ トラフィックチャネル復調器 ４２４ 電力制御復調器
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 デイビッド・イー・ボース アメリカ合衆国イリノイ州60067、パラ ティーン、サウス・ハーバード・ドライ ブ 825 (72)発明者 コリン・ディー・フランク アメリカ合衆国イリノイ州60657、シカ ゴ、ウエスト・ブロムプトン 729 ＃３ (72)発明者 フィリップ・ディー・ラスキー アメリカ合衆国イリノイ州60089、バッ ファロー・グローブ、シェリダン・ロー ド 1922 (72)発明者 ジェイムズ・エフ・ケプラー アメリカ合衆国イリノイ州60089、バッ ファロー・グローブ、グリーン・ノール ズ 1211 (56)参考文献 特開 平７−66794（ＪＰ，Ａ) 特開 平７−202756（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H04J 13/00 H04B 7/26 102

Claims (9)

    (57)【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 スペクトル拡散通信信号を復調する方法
    であって、 通信チャネルによって前記スペクトル拡散通信信号を受
    信する段階（１５０）、 前記スペクトル拡散通信信号におけるパイロットチャネ
    ル信号を検出し（１５１）、パイロットシンボルを生成
    する段階（１６６）、 前記通信チャネルに対する推定されたチャネル利得およ
    び推定されたチャネル位相を別個に生成する段階（４０
    ８，４１０）、 前記スペクトル拡散通信信号においてトラフィックチャ
    ネル信号を検出し（１５８）、トラフィックシンボルを
    生成する段階（１７０）、 前記トラフィックシンボルを第１の所定の時間遅延させ
    （１６２）、遅延されたトラフィックシンボルを生成す
    る段階、そして前記推定されたチャネル利得および前記
    推定されたチャネル位相を使用して前記遅延されたトラ
    フィックシンボルを復調する段階（１６４）、 を具備することを特徴とするスペクトル拡散通信信号を
    復調する方法。
  2. 【請求項２】 前記パイロットチャネル信号に応答して
    電力制御指示子を生成する段階（４１６）、 前記電力制御指示子を第２の所定の期間遅延させ（４１
    ８）遅延された電力制御指示子を生成する段階であっ
    て、前記第２の所定の期間は前記第１の所定の期間と異
    なるもの、そして前記推定されたチャネル利得および前
    記推定されたチャネル位相を使用して前記遅延された電
    力制御指示子を復調する段階（４２４）、 をさらに具備することを特徴とする請求項１に記載の方
    法。
  3. 【請求項３】 推定されたチャネル利得および推定され
    たチャネル位相を生成する段階は前記パイロットシンボ
    ルをろ波して（４０８）第１の推定されたチャネル利得
    および第１の推定されたチャネル位相を得る段階、およ
    び前記パイロットシンボルをろ波して（４１０）第２の
    推定されたチャネル利得および第２の推定されたチャネ
    ル位相を得る段階を具備し、かつ前記遅延されたトラフ
    ィックシンボルを復調する段階は前記第１の推定された
    チャネル利得および前記第１の推定されたチャネル位相
    を使用する段階を含み、かつ前記遅延された電力制御指
    示子を復調する段階は前記第２の推定されたチャネル利
    得および前記第２の推定されたチャネル位相を使用する
    段階を具備することを特徴とする請求項２に記載の方
    法。
  4. 【請求項４】 前記第２の所定の時間は実質的にゼロミ
    リセカンドであることを特徴とする請求項２に記載の方
    法。
  5. 【請求項５】 前記第１の所定の期間は約０．５〜２ミ
    リセカンドの範囲にあることを特徴とする請求項４に記
    載の方法。
  6. 【請求項６】 前記第１の所定の期間は約０．５〜２ミ
    リセカンドの範囲にあることを特徴とする請求項１に記
    載の方法。
  7. 【請求項７】 さらに前記トラフィックチャネル信号の
    みを遅延させて（１６２）遅延されたトラフィックシン
    ボルを生成する段階を具備することを特徴とする請求項
    １に記載の方法。
  8. 【請求項８】 推定されたチャネル利得および推定され
    たチャネル位相を生成する前記段階は前記パイロットシ
    ンボルを低域ろ波して（１５４）前記推定されたチヤネ
    ル利得および前記推定されたチャネル位相を得る段階を
    具備すること特徴とする請求項１に記載の方法。
  9. 【請求項９】 推定されたチャネル利得および推定され
    たにチャネル位相を生成する前記段階はさらに、前記低
    域ろ波する段階の後に、複素共役を発生し（１５６）前
    記推定されたチャネル位相および前記推定されたチャネ
    ル利得を生成する段階を具備することを特徴とする請求
    項８に記載の方法。
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