JP3086064B2 - フラッシオーバのモデル - Google Patents
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- Testing Relating To Insulation (AREA)
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、雷サージ解析のための
アークホーンと送電用避雷装置のフラッシオーバモデル
に関する。
アークホーンと送電用避雷装置のフラッシオーバモデル
に関する。
【０００２】
【従来の技術と発明が解決しようとする課題】電力系統
の雷サージ解析は、主にディジタル計算機を用いた数値
解析によって行われている。そのために様々な解析モデ
ルが開発されている。アークホーンや送電用避雷装置の
多重フラッシオーバを解析する場合には、実際の現象を
忠実に表現でき、汎用性、高解析効率を有する解析モデ
ルが必要である。
の雷サージ解析は、主にディジタル計算機を用いた数値
解析によって行われている。そのために様々な解析モデ
ルが開発されている。アークホーンや送電用避雷装置の
多重フラッシオーバを解析する場合には、実際の現象を
忠実に表現でき、汎用性、高解析効率を有する解析モデ
ルが必要である。
【０００３】従来、アークホーンのフラッシオーバモデ
ルは、アークホーン間に発生する電圧がそのＶ−ｔ特性
と交差する時間にフラッシオーバするとしてフラッシオ
ーバ時間を求め、フラッシオーバ時の等価インダクタン
スを介して短絡させる方法が一般的であった。
ルは、アークホーン間に発生する電圧がそのＶ−ｔ特性
と交差する時間にフラッシオーバするとしてフラッシオ
ーバ時間を求め、フラッシオーバ時の等価インダクタン
スを介して短絡させる方法が一般的であった。
【０００４】近年、アークホーンのフラッシオーバを模
擬する新手法として、放電前駆電流を考慮したアークホ
ーン間インピーダンスの時間変化を模擬するリーダ法が
提案され、実用化されている。この方法を用いた解析で
は、フラッシオーバが発生しない状態の過渡現象解析か
ら得られるアークホーン間電圧を基にリーダ進展法によ
りアークホーン等価インピーダンスを求め、この等価イ
ンピーダンスを直線近似することにより線形インダクタ
ンスと時間制御スイッチの組み合わせとしてフラッシオ
ーバモデルを作成している。
擬する新手法として、放電前駆電流を考慮したアークホ
ーン間インピーダンスの時間変化を模擬するリーダ法が
提案され、実用化されている。この方法を用いた解析で
は、フラッシオーバが発生しない状態の過渡現象解析か
ら得られるアークホーン間電圧を基にリーダ進展法によ
りアークホーン等価インピーダンスを求め、この等価イ
ンピーダンスを直線近似することにより線形インダクタ
ンスと時間制御スイッチの組み合わせとしてフラッシオ
ーバモデルを作成している。
【０００５】上述のリーダ進展法によるフラッシオーバ
モデルの生成のためのリーダ進展法を以下に説明する。
モデルの生成のためのリーダ進展法を以下に説明する。
【０００６】リーダ進展法は、リーダ進展速度を電圧や
リーダ長などの関数として与え、時々刻々のリーダ進展
の様相をモデル化したものである。このリーダの進展速
度ｖは下記（１）式で定義されている。
リーダ長などの関数として与え、時々刻々のリーダ進展
の様相をモデル化したものである。このリーダの進展速
度ｖは下記（１）式で定義されている。
【０００７】
【数１】
【０００８】ただし、υ：リーダ進展速度（ｍ／ｓ） ｘ：リーダ長（ｍ）、Ｖ：ギャップ間電圧（Ｖ） Ｄ：ギャップ長（ｍ）、ｉ：放電前駆電流（Ａ） Ｋ1，Ｋ2：ギャップ長，電圧波形によらない定数 また、放電前駆電流ｉは（２）式で定義する。
【０００９】
【数２】ｉ＝Ｃ・Ｖ・υ …（２） ただし、Ｃ：ギャップの等価キャパシタンス （１），（２）式を回路方程式と組み合わせることによ
り、時々刻々のリーダの進展状況、放電前駆電流の変化
および等価インピーダンスが計算できる。また、リーダ
の進展開始、停止については以下のようにして定める。
り、時々刻々のリーダの進展状況、放電前駆電流の変化
および等価インピーダンスが計算できる。また、リーダ
の進展開始、停止については以下のようにして定める。
【００１０】リーダの進展開始時間ｔ1は次式で与え
る。
る。
【００１１】
【数３】 ｔ1＝Ａ／（Ｖp／Ｄ−Ｂ） （μｓ） …（３） ただし、Ｖpは印加電圧ピーク値（ＭＶ）であり、Ａ，
Ｂは電圧極性で定まる定数である。ギャップ両端から進
展するリーダ長がギャップ長より大きくなればフラッシ
オーバと判定するが、印加電圧がリーダ進展中に減少し
てリーダ未橋絡部の平均電界（Ｖ／（Ｄ−２ｘ））が
０．４５ＭＶ／ｍ以下となれば、フラッシオーバしない
ものとして計算を終了する。リーダ進展法のモデル定数
を表１に示す。
Ｂは電圧極性で定まる定数である。ギャップ両端から進
展するリーダ長がギャップ長より大きくなればフラッシ
オーバと判定するが、印加電圧がリーダ進展中に減少し
てリーダ未橋絡部の平均電界（Ｖ／（Ｄ−２ｘ））が
０．４５ＭＶ／ｍ以下となれば、フラッシオーバしない
ものとして計算を終了する。リーダ進展法のモデル定数
を表１に示す。
【００１２】
【表１】
【００１３】このリーダ進展法によりアークホーン等価
インピーダンスを求め、この等価インピーダンスを直線
近似することにより線形インダクタンスと時間制御スイ
ッチの組合わせとしてフラッシオーバモデルを作成する
ため、多重フラッシオーバの解析は複数のアークホーン
回路が存在し、複数のアークホーンがフラッシオーバの
可能性がある場合には計算回数が大幅に増加し、解析効
率を悪くする。
インピーダンスを求め、この等価インピーダンスを直線
近似することにより線形インダクタンスと時間制御スイ
ッチの組合わせとしてフラッシオーバモデルを作成する
ため、多重フラッシオーバの解析は複数のアークホーン
回路が存在し、複数のアークホーンがフラッシオーバの
可能性がある場合には計算回数が大幅に増加し、解析効
率を悪くする。
【００１４】この問題を解消するため、アークホーン等
価インピーダンスの変化を非線形インダクタンスで表現
する新しいアークホーンフラッシオーバモデルが最近提
案されている（電気学会論文誌、Ｂ，１１１，Ｐ５２
９，平３−５「非線形インダクタンスを用いたフラッシ
オーバモデル」）。
価インピーダンスの変化を非線形インダクタンスで表現
する新しいアークホーンフラッシオーバモデルが最近提
案されている（電気学会論文誌、Ｂ，１１１，Ｐ５２
９，平３−５「非線形インダクタンスを用いたフラッシ
オーバモデル」）。
【００１５】図７は非線形インダクタンスモデルを示
す。ＳＷSはリーダ進展開始を表すスイッチ、Ｌｎはア
ークホーンの等価非線形インダクタンス、ＳＷfはフラ
ッシオーバを表すスイッチ、Ｌfは定常アークの等価イ
ンダクタンスである。
す。ＳＷSはリーダ進展開始を表すスイッチ、Ｌｎはア
ークホーンの等価非線形インダクタンス、ＳＷfはフラ
ッシオーバを表すスイッチ、Ｌfは定常アークの等価イ
ンダクタンスである。
【００１６】この非線形インダクタンスモデルは、アー
クホーン等価インピーダンスの変化を非線形インダクタ
ンスで表現する新しいモデルであるが、汎用性、高解析
効率を有する特長があるが、電圧−放電時間特性（Ｖ−
ｔ特性）において、波尾放電を十分表現できない難点が
ある。特にギャップ長が短い領域に適用すると等価性が
悪い問題点がある。
クホーン等価インピーダンスの変化を非線形インダクタ
ンスで表現する新しいモデルであるが、汎用性、高解析
効率を有する特長があるが、電圧−放電時間特性（Ｖ−
ｔ特性）において、波尾放電を十分表現できない難点が
ある。特にギャップ長が短い領域に適用すると等価性が
悪い問題点がある。
【００１７】また、送電用避雷装置の解析モデルについ
ては、従来のアークホーンモデルに避雷装置の電圧−電
流特性を表現する非線形抵抗を組み合わせたモデルが現
在使用されており、放電前駆電流を考慮した解析モデル
は発表されていない。
ては、従来のアークホーンモデルに避雷装置の電圧−電
流特性を表現する非線形抵抗を組み合わせたモデルが現
在使用されており、放電前駆電流を考慮した解析モデル
は発表されていない。
【００１８】本発明の目的は、高い解析効率にしながら
高い解析精度を得るアークホーンと送電用避雷装置の解
析モデルを提供することにある。
高い解析精度を得るアークホーンと送電用避雷装置の解
析モデルを提供することにある。
【００１９】
【課題を解決するための手段】本発明は、前記課題の解
決を図るため、リーダ進展法によってアークホーンのフ
ラッシオーバを模擬するモデルにおいて、リーダ進展開
始および消滅電圧をギャップ長に、比例した電圧として
保持する非線形抵抗と、前記非線形抵抗に並列接続され
アークホーンの放電前駆電流が急速に増加し始めるとき
に閉じるスイッチと、前記非線形抵抗とスイッチの並列
回路に直列接続されアークホーンの等価非線形インダク
タンス特性を持つ等価インダクタンスと、前記インダク
タンスと並列接続されアークホーンのフラッシオーバ電
圧以上になるときに閉じるスイッチと、前記等価インダ
クタンスに直列接続されるアークホーンの定常アークの
等価インダクタンスと、を備えたことを特徴とする。
決を図るため、リーダ進展法によってアークホーンのフ
ラッシオーバを模擬するモデルにおいて、リーダ進展開
始および消滅電圧をギャップ長に、比例した電圧として
保持する非線形抵抗と、前記非線形抵抗に並列接続され
アークホーンの放電前駆電流が急速に増加し始めるとき
に閉じるスイッチと、前記非線形抵抗とスイッチの並列
回路に直列接続されアークホーンの等価非線形インダク
タンス特性を持つ等価インダクタンスと、前記インダク
タンスと並列接続されアークホーンのフラッシオーバ電
圧以上になるときに閉じるスイッチと、前記等価インダ
クタンスに直列接続されるアークホーンの定常アークの
等価インダクタンスと、を備えたことを特徴とする。
【００２０】また、本発明は、送電用避雷装置の避雷器
の電圧−電流特性を持ち前記等価インダクタンスに直列
接続された非線形抵抗を備えたことを特徴とする。
の電圧−電流特性を持ち前記等価インダクタンスに直列
接続された非線形抵抗を備えたことを特徴とする。
【００２１】
【作用】リーダ進展法では（３）式で示すようにリーダ
進展開始時間を印加電圧の関数としているため、あらか
じめ電圧波高値が既知である必要がある。一度の解析で
結果を得るためには、電圧波高値が既知でないためリー
ダ進展開始時間を別の形で表現する必要がある。
進展開始時間を印加電圧の関数としているため、あらか
じめ電圧波高値が既知である必要がある。一度の解析で
結果を得るためには、電圧波高値が既知でないためリー
ダ進展開始時間を別の形で表現する必要がある。
【００２２】本発明では従来の非線形インダクタンスモ
デルと同様に、臨界フラッシオーバ電圧以下ではアーク
ホーンがフラッシオーバしないことを考慮し、近似的に
アークホーンの臨界フラッシオーバ電圧に達する時刻に
リーダが進展開始するものとした。なお、ギャップ長が
短い場合の臨界フラッシオーバ電圧は、耐雷設計基準委
員会「送電線対電設計基準要網」電中研究報、Ｎ０．７
１０３７（昭４８）に従って次式で表されるものとし
た。
デルと同様に、臨界フラッシオーバ電圧以下ではアーク
ホーンがフラッシオーバしないことを考慮し、近似的に
アークホーンの臨界フラッシオーバ電圧に達する時刻に
リーダが進展開始するものとした。なお、ギャップ長が
短い場合の臨界フラッシオーバ電圧は、耐雷設計基準委
員会「送電線対電設計基準要網」電中研究報、Ｎ０．７
１０３７（昭４８）に従って次式で表されるものとし
た。
【００２３】
【数４】 Ｖｃ＝０．５５・Ｄ＋８０（ｋＶ） …（４） ここで、Ｄ：ギャップ長（ｍｍ） この式から求められるフラッシオーバ電圧、棒−棒ギャ
ップのＶ−ｔ特性（電気学会、電気工学ハンドブック、
Ｐ６０２，昭和５９）の臨界フラッシオーバ電圧にほぼ
一致している。
ップのＶ−ｔ特性（電気学会、電気工学ハンドブック、
Ｐ６０２，昭和５９）の臨界フラッシオーバ電圧にほぼ
一致している。
【００２４】アークホーンの等価インダクタンスＬｎを
ＥＭＴＰの回路素子として組み込むためには、リーダ進
展法によって得られたアークホーン間電圧、放電前駆電
流−時間特性から等価インピーダンスを求め、それを電
流−磁束（Ｉ−Φ）特性として与える。フラッシオーバ
を表すスイッチＳＷfは、ホーン間電圧が急激に低下す
る電流値で閉じることとした。短ギャップ長の場合に
は、この電流値は１０００Ａ程度となる。
ＥＭＴＰの回路素子として組み込むためには、リーダ進
展法によって得られたアークホーン間電圧、放電前駆電
流−時間特性から等価インピーダンスを求め、それを電
流−磁束（Ｉ−Φ）特性として与える。フラッシオーバ
を表すスイッチＳＷfは、ホーン間電圧が急激に低下す
る電流値で閉じることとした。短ギャップ長の場合に
は、この電流値は１０００Ａ程度となる。
【００２５】ギャップ長６５０ｍｍ、電源電圧１ＭＶ、
背後インピーダンス２００Ωの条件でリーダ進展法から
得られた結果をもとに図８の解析回路で非線形インダク
タンスモデルの放電電圧特性を解析した。
背後インピーダンス２００Ωの条件でリーダ進展法から
得られた結果をもとに図８の解析回路で非線形インダク
タンスモデルの放電電圧特性を解析した。
【００２６】図中、インパルス電圧源は１／５０μｓの
ランプ電圧を発生させ、背後インピーダンスＲｂは２０
０Ωとし、ギャップ長を６５０ｍｍで前記表１の正極性
でのＫ2＝３．５×１０-3とする場合である。
ランプ電圧を発生させ、背後インピーダンスＲｂは２０
０Ωとし、ギャップ長を６５０ｍｍで前記表１の正極性
でのＫ2＝３．５×１０-3とする場合である。
【００２７】この解析結果を図９にＶ−ｔ特性として示
す。同図より波頭での放電特性は棒−棒ギャップのＶ−
ｔ特性とほぼ一致するが、波尾では解析結果の方が早く
放電する。
す。同図より波頭での放電特性は棒−棒ギャップのＶ−
ｔ特性とほぼ一致するが、波尾では解析結果の方が早く
放電する。
【００２８】この原因は、主に波尾の平坦な電源電圧に
対し、非線形インダクタンスの値が過度に減少し、電流
が急激に増加するためと考えられる。
対し、非線形インダクタンスの値が過度に減少し、電流
が急激に増加するためと考えられる。
【００２９】そこで、本発明ではホーン間電圧を非線形
インダクタンスと非線形抵抗とで分担させることによ
り、波頭から波尾までＶ−ｔ特性に合致させた模擬回路
とし、これを使ったフラッシオーバの解析により解析精
度を高める。
インダクタンスと非線形抵抗とで分担させることによ
り、波頭から波尾までＶ−ｔ特性に合致させた模擬回路
とし、これを使ったフラッシオーバの解析により解析精
度を高める。
【００３０】次に送電用避雷装置直列ギャップのＶ−ｔ
特性は、ギャップ長が等しいアークホーンのＶ−ｔ特性
より高くなることが知られており、この特性は避雷器の
静電容量の影響によるとされている。しかし、直列ギャ
ップおよび避雷器の静電容量はｐＦと小さく、その静電
容量測定は困難なため分圧比の考え方による電圧分担の
決定は容易ではないと推定される。また、送電用避雷装
置の直列ギャップにもアークホーンと同様に放電前駆電
流が流れるものとすれば、避雷器のインピーダンスは静
電容量から非線形抵抗に変化し、同時に直列ギャップの
インピーダンスも静電容量から非線形性インピーダンス
に変化するものと考えられる。すなわち、リーダの進展
開始までは静電容量で電圧分担するが、その後は両者の
非線形インピーダンスで分担することとなる。
特性は、ギャップ長が等しいアークホーンのＶ−ｔ特性
より高くなることが知られており、この特性は避雷器の
静電容量の影響によるとされている。しかし、直列ギャ
ップおよび避雷器の静電容量はｐＦと小さく、その静電
容量測定は困難なため分圧比の考え方による電圧分担の
決定は容易ではないと推定される。また、送電用避雷装
置の直列ギャップにもアークホーンと同様に放電前駆電
流が流れるものとすれば、避雷器のインピーダンスは静
電容量から非線形抵抗に変化し、同時に直列ギャップの
インピーダンスも静電容量から非線形性インピーダンス
に変化するものと考えられる。すなわち、リーダの進展
開始までは静電容量で電圧分担するが、その後は両者の
非線形インピーダンスで分担することとなる。
【００３１】このことから、本発明ではアークホーンモ
デルに加えて、避雷器の電圧−電流特性を表す非線形抵
抗ＲＬＡを組み合わせることで送電用避雷装置のフラッ
シオーバを模擬する。
デルに加えて、避雷器の電圧−電流特性を表す非線形抵
抗ＲＬＡを組み合わせることで送電用避雷装置のフラッ
シオーバを模擬する。
【００３２】
【実施例】図１は本発明の一実施例を示すアークホーン
の非線形素子組み合わせモデルである。図中、Ｒnはリ
ーダ進展開始および消滅電圧を表す非線形抵抗で、電流
によらず（４）式の電圧を保持する。ＳＷ１は放電前駆
電流が急速に増加し始める時間に閉じる。短ギャップの
場合にはその電流値は図８に示す解析回路条件では放電
前駆電流波形から２００Ａ程度となる。
の非線形素子組み合わせモデルである。図中、Ｒnはリ
ーダ進展開始および消滅電圧を表す非線形抵抗で、電流
によらず（４）式の電圧を保持する。ＳＷ１は放電前駆
電流が急速に増加し始める時間に閉じる。短ギャップの
場合にはその電流値は図８に示す解析回路条件では放電
前駆電流波形から２００Ａ程度となる。
【００３３】ＳＷ２は非線形インダクタンスモデルと同
様にフラッシオーバを模擬する。また、等価インダクタ
ンスＬnは非線形インダクタンスモデルのＩ−φ特性か
ら非線形抵抗ＲnのＩ−φ特性相当分を減じることによ
って得られる。
様にフラッシオーバを模擬する。また、等価インダクタ
ンスＬnは非線形インダクタンスモデルのＩ−φ特性か
ら非線形抵抗ＲnのＩ−φ特性相当分を減じることによ
って得られる。
【００３４】図２は本実施例における解析結果の一例を
棒−棒ギャップのＶ−ｔ特性と共に示す。同図から明ら
かなように非線形インダクタンスモデルに比べ、波尾で
の放電特性が大幅に改善され棒−棒ギャップのＶ−ｔ特
性とほぼ一致する結果が得られた。これは、波尾部で放
電する場合には波頭放電に比べ印加電圧が低いので、Ｒ
nの電圧分担比率が大きくなり、図１における非線形イ
ンダクタンスＬnは波尾部で急減することがないためで
ある。
棒−棒ギャップのＶ−ｔ特性と共に示す。同図から明ら
かなように非線形インダクタンスモデルに比べ、波尾で
の放電特性が大幅に改善され棒−棒ギャップのＶ−ｔ特
性とほぼ一致する結果が得られた。これは、波尾部で放
電する場合には波頭放電に比べ印加電圧が低いので、Ｒ
nの電圧分担比率が大きくなり、図１における非線形イ
ンダクタンスＬnは波尾部で急減することがないためで
ある。
【００３５】このモデルの汎用性を背後インピーダンス
や電圧波形が一定でない実系統条件を想定して検討し
た。ギャップ長３５０ｍｍで電源電圧波頭長が１，２，
３μｓ、背後インピーダンスが１００，２００，４００
Ωの条件で、リーダ進展法と比較した。図３，図４にそ
れらの結果を示す。図３から明らかなように波頭峻度を
変えても、リーダ進展法と非線形素子組合わせモデルの
解析結果は、ほぼ一致している。図４の背後インピーダ
ンスを変えた場合にも、波頭放電でリーダ進展法と良く
一致する。波尾の放電では、放電電圧はほぼ一致する
が、放電時間についてはわずかであるが非線形素子組合
わせモデルが早い結果となった。波頭、波尾とも背後イ
ンピーダンスの差による特性変動は少ないことから、背
後インピーダンスが変化しても非線形素子組み合わせモ
デルは十分実用性が得られる。
や電圧波形が一定でない実系統条件を想定して検討し
た。ギャップ長３５０ｍｍで電源電圧波頭長が１，２，
３μｓ、背後インピーダンスが１００，２００，４００
Ωの条件で、リーダ進展法と比較した。図３，図４にそ
れらの結果を示す。図３から明らかなように波頭峻度を
変えても、リーダ進展法と非線形素子組合わせモデルの
解析結果は、ほぼ一致している。図４の背後インピーダ
ンスを変えた場合にも、波頭放電でリーダ進展法と良く
一致する。波尾の放電では、放電電圧はほぼ一致する
が、放電時間についてはわずかであるが非線形素子組合
わせモデルが早い結果となった。波頭、波尾とも背後イ
ンピーダンスの差による特性変動は少ないことから、背
後インピーダンスが変化しても非線形素子組み合わせモ
デルは十分実用性が得られる。
【００３６】図５は本発明の他の実施例を示し、送電用
避雷装置の非線形素子組み合わせモデルである。同図が
図１と異なる部分は、避雷器の電圧−電流特性を表す非
線形抵抗ＲＬＡを直列に付加した点にある。
避雷装置の非線形素子組み合わせモデルである。同図が
図１と異なる部分は、避雷器の電圧−電流特性を表す非
線形抵抗ＲＬＡを直列に付加した点にある。
【００３７】このモデルの放電特性を検討するため、Ｒ
nを避雷器の動作開始電圧相当分だけ低減し、非線形イ
ンダクタンスモデルのＩ−Φ特性から低減したＲnのＩ
−Φ特性相当分を減じた条件で、Ｖ−ｔ特性の実測結果
と比較した。図６（ケース２）にその結果を示す。この
条件では波尾部で実測より若干低いＶ−ｔ特性を示す
が、波尾放電まで実測結果とよく一致する。
nを避雷器の動作開始電圧相当分だけ低減し、非線形イ
ンダクタンスモデルのＩ−Φ特性から低減したＲnのＩ
−Φ特性相当分を減じた条件で、Ｖ−ｔ特性の実測結果
と比較した。図６（ケース２）にその結果を示す。この
条件では波尾部で実測より若干低いＶ−ｔ特性を示す
が、波尾放電まで実測結果とよく一致する。
【００３８】すなわち、図５に示す送電用避雷装置フラ
ッシオーバモデルにおいて、Ｒnが保持する一定電圧と
避雷器の動作開始電圧との和を（４）式を示すリーダ進
展開始電圧と等しくするようにＲnの特性を定め、Ｒnの
Ｉ−Φ特性相当分を非線形インダクタンスモデルのＩ−
Φ特性（Ｌn）から減じることにより、Ｖ−ｔ特性を精
度良く表現することができる。
ッシオーバモデルにおいて、Ｒnが保持する一定電圧と
避雷器の動作開始電圧との和を（４）式を示すリーダ進
展開始電圧と等しくするようにＲnの特性を定め、Ｒnの
Ｉ−Φ特性相当分を非線形インダクタンスモデルのＩ−
Φ特性（Ｌn）から減じることにより、Ｖ−ｔ特性を精
度良く表現することができる。
【００３９】
【発明の効果】以上のとおり、本発明によれば、リーダ
進展法によりアークホーン又は送電用避雷装置のフラッ
シオーバを模擬するのに、非線形抵抗と非線形インダク
タンスとでアークホーン間電圧を分担させる非線形素子
組合わせモデルとしたためギャップ長の短いアークホー
ンにも波頭から波尾までギャップのＶ−ｔ特性にほぼ一
致する特性を持ち、雷サージ解析に使用して高解析効率
にしながら高解析精度を得ることができる。
進展法によりアークホーン又は送電用避雷装置のフラッ
シオーバを模擬するのに、非線形抵抗と非線形インダク
タンスとでアークホーン間電圧を分担させる非線形素子
組合わせモデルとしたためギャップ長の短いアークホー
ンにも波頭から波尾までギャップのＶ−ｔ特性にほぼ一
致する特性を持ち、雷サージ解析に使用して高解析効率
にしながら高解析精度を得ることができる。
【図１】本発明の一実施例を示すアークホーンの非線形
素子組み合わせモデル。
素子組み合わせモデル。
【図２】実施例のＶ−ｔ特性。
【図３】各種波頭峻度によるＶ−ｔ特性。
【図４】Ｖ−ｔ特性への背後インピーダンスの影響を示
す図。
す図。
【図５】本発明の他の実施例を示す送電用避雷装置の非
線形素子組合わせモデル。
線形素子組合わせモデル。
【図６】実施例の送電用避雷装置のＶ−ｔ特性。
【図７】従来の非線形インダクタンスモデル。
【図８】解析回路図。
【図９】非線形インダクタンスモデルのＶ−ｔ特性。
Ｒn…非線形抵抗 Ｌn…等価インダクタンス Ｌf…定常アークの等価インダクタンス ＳＷ１，ＳＷ２…スイッチ ＲＬＡ…非線形抵抗
フロントページの続き (72)発明者 長岡 直人 京都府京都市伏見区向島四ツ谷池14−８ 向島団地６−３−701 (72)発明者 萩原 豊久 静岡県沼津市東椎路1248−３ (72)発明者 渡辺 秀人 静岡県富士市鮫島588 (72)発明者 舟橋 俊久 埼玉県所沢市山口5216−２−105−１− 302 (56)参考文献 特開 平５−54744（ＪＰ，Ａ) 特開 平５−205849（ＪＰ，Ａ) 特開 平５−273295（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) G01R 31/12 - 31/20
Claims (2)
- 【請求項１】 リーダ進展法によってアークホーンのフ
ラッシオーバを模擬するモデルにおいて、 リーダ進展開始および消滅電圧をギャップ長に比例した
電圧として保持する非線形抵抗Ｒｎと、 前記非線形抵抗Ｒｎに並列接続され、アークホーンの放
電前駆電流が急速に増加し始めるときに閉じるスイッチ
ＳＷ１と、 前記非線形抵抗ＲｎとスイッチＳＷ１の並列回路に直列
接続され、アークホーンの等価非線形インダクタンス特
性を持つ等価インダクタンスＬｎと、 前記インダクタンスＬｎと並列接続され、アークホーン
のフラッシオーバ電圧以上になるときに閉じるスイッチ
ＳＷ２と、 前記等価インダクタンスＬｎに直列接続されるアークホ
ーンの定常アークの等価インダクタンスＬｆと、 を備えたことを特徴とするフラッシオーバのモデル。 - 【請求項２】 送電用避雷装置の避雷器の電圧−電流特
性を持ち、前記等価インダクタンスＬｆに直列接続され
た非線形抵抗ＲＬＡを備えたことを特徴とする請求項１
に記載のフラッシオーバのモデル。７
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|---|---|---|---|
| JP13739992A JP3086064B2 (ja) | 1992-05-29 | 1992-05-29 | フラッシオーバのモデル |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP13739992A JP3086064B2 (ja) | 1992-05-29 | 1992-05-29 | フラッシオーバのモデル |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH05333086A JPH05333086A (ja) | 1993-12-17 |
| JP3086064B2 true JP3086064B2 (ja) | 2000-09-11 |
Family
ID=15197748
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP13739992A Expired - Fee Related JP3086064B2 (ja) | 1992-05-29 | 1992-05-29 | フラッシオーバのモデル |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3086064B2 (ja) |
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| DE102013114546B4 (de) * | 2013-12-19 | 2017-05-11 | Epcos Ag | Computerimplementierbares Verfahren zur Simulation des elektrischen Verhaltens eines Ableiters |
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-
1992
- 1992-05-29 JP JP13739992A patent/JP3086064B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH05333086A (ja) | 1993-12-17 |
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