JP3080655B2 - インテリジェントなバッテリ管理を行うためのアナログ前置回路を備えるマイクロコントローラ - Google Patents

インテリジェントなバッテリ管理を行うためのアナログ前置回路を備えるマイクロコントローラ

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Description

【発明の詳細な説明】 発明の属する技術分野 本発明は、マイクロコントローラに関し、より詳細に
は、インテリジェントなバッテリ管理を行うためのアナ
ログ前置回路を備えるマイクロコントローラに関する。
マイクロコントローラは、マイクロプロセッサコア、
並びに、タイマ回路、ROM及びRAMメモリ等を具備してお
り、これらは、単一の半導体集積回路（IC）上に埋め込
まれている。マイクロコントローラは、広く多様な現実
のアプリケーションにおいて使用され、これには、ほと
んど毎日のようにみられる新しい利用技術が伴う。ちっ
ぽけなポケットベルのような可搬式機器において、マイ
クロコントローラは、受信される文字に応答して、機器
に割込み、発信音を生成して到来メッセージをユーザに
通知し、例えば液晶ディスプレイ（LCD）のようなディ
スプレイに適した多数のメッセージを生成するようにし
ている。マイクロコントローラは、また、パーソナルコ
ンピュータ用キーボードを制御するために用いられ、プ
ロセッサにより形式的に取り扱われる多くのタスクを押
しつける（offload）役目を果たす。さらに、マイクロ
コントローラは、また、コマンド割込み及びデータ伝送
用モデムにおいても、非常に低い動作速度でプリンタを
駆動するための用意としてデータを高速ダンプするため
のプリントバッファにおいても、そして、カラー複写
機、電子タイプライタ、ケーブルテレビジョン端末装
置、芝生散水機制御器、クレジットカード電話機、更に
は、エンジン制御器、アンチロックシステム、自動車サ
スベンション等の、ユーザの好みに応じた乗車の柔軟性
や厳格性といった所望の目的のための自動車応用技術、
並びに、産業上及び消費上の顧客により日常的に用いら
れるその他のアプリケーションのホストにおいても、使
用されている。
マイクロコントローラは、また、バッテリを監視し制
御するのに使用される。このようなアプリケーション
は、多くの電子装置が可搬式でありその電源としてバッ
テリを用いる必要があるので、だんだんと重要性が増し
つつある。しかしながら、バッテリを適切に監視し制御
するには、多数のバッテリパラメータ、例えば、バッテ
リの電圧、電流及び温度を感知する必要がある。
従来の技術 ヘス（Hess）の米国特許第5,315,228号明細書を参照
すると、この明細書には、バッテリ充電モニタ及び燃料
ゲージが記載されている。
このヘス特許により開示された装置には、バッテリ
（20）をも含むパック（Ｂ）内にマイクロコントローラ
（34）が備えられている。装置の全ての結合によって、
再充電可能なバッテリの電圧、電流、充電及び放電を監
視すると共に、このバッテリの充電容量及び充電レベル
を計算することが述べられている。バッテリの充電率
は、（ヘス特許の図3Aに示される）ハードウエアによっ
て制御され、回路（54）を介する約5mA〔ミリアンペ
ア〕の細流（trickle）充電か、或いは、回路（56）を
介する約100mAの高速充電かで定められる。さらに、バ
ッテリの電圧及び電流は、４チャネルアナログ−ディジ
タル変換器（41）を介して計測され、この変換器により
アナログ信号が対応する８ビット２進数に変換される。
ミト（Mito）の米国特許第5,345,392号明細書には、
パーソナルコンピュータ用バッテリ充電モニタが記載さ
れている。このモニタは、バッテリの状態を確認するた
めに、バッテリの温度、電圧及び電流を表す信号を受信
するように接続されている。
しかしながら、上述した両特許の装置には、本明細書
に詳細に説明される本発明に比べると、バッテリの電
圧、電流及び温度を監視するための回路及び技術が実質
的に異なっている。
発明が解決しようとする課題 従って、本発明の目的は、バッテリ電圧、電流、温度
等のバッテリに関係する種々のパラメータを計測し、こ
れによって、インテリジェントなバッテリ管理を行うよ
うにするオンチップ・アナログ前置回路を備えるマイク
ロコントローラを提供することにある。
課題を解決するための手段 本発明では、マイクロコントローラがバッテリ充電及
びバッテリ監視アプリケーションに用いられる。このマ
イクロコントローラは、マイクロコントローラコア（即
ち、マイクロプロセッサ）及び種々の前置アナログ回路
を具備し、これらの前置アナログ回路には、傾斜アナロ
グ−ディジタル（A/D）変換器及びマルチプレクサが備
えられ、複数のアナログ入力信号を、その信号レベルを
表すディジタル計数値に変換し、選択されたアナログ入
力の精確な電圧計測値を得るようにすることができるよ
うにしている。この傾斜A/D変換器は、精密形比較器、
コンデンサ充電用ディジタル−アナログ変換器（DA
C）、カウンタ及び捕獲レジスタを有している。この比
較器の第１入力は、複数のアナログ入力電圧のうち計測
値を得ることが望まれる選択された一つを受けるように
接続される。該比較器の第２入力は、DACから供給され
るプログラム可能な電流で充電されるコンデンサの端子
電圧を受けるように接続される。
動作について述べると、リセット操作が実行されるこ
とによって、コンデンサ端子電圧が放電されると共にカ
ウンタの計数値がクリアされる。それから、コンデンサ
は充電を始め、カウンタはゼロから計数を開始すること
ができるようになる。コンデンサ端子電圧が選択された
アナログ入力を超過すると、比較器は論理状態を切り換
える。この論理転移によって、捕獲現象が生起されて、
カウンタで得られた計数値が捕獲レジスタ内にラッチ
（捕獲）される。捕獲レジスタに格納されたこの計数値
は、コンデンサが充電されて行き選択されたアナログ入
力電圧を超過するのに要する時間を表し、選択されたア
ナログ入力の電圧計測値に対応する。
選択されたアナログ入力の計測をより精確にするため
に、このマイクロコントローラでは独特の較正手順が利
用され、これによって、変動及び変化に従属的な選択さ
れたパラメータ／電圧が試験中に計測され、それから、
対応する較正定数が計算される。これらの較正定数は、
フォーマット化されてプログラムメモリに格納され、そ
の後、アナログ入力電圧に対するより精確な値を計算す
るのにマイクロプロセッサにより使用される。
マイクロプロセッサのアナログ回路は、また、外部バ
ッテリの充電及び／又は放電率を制御するのに用いられ
る２つの充電率制御チャネルを備えている。各充電率制
御チャネルは、比較器と共に使用されるディジタル的に
プログラム可能なディジタル−アナログ変換器（DAC）
を有している。このDACによりプログラム可能な電圧が
比較器の第１入力に供給され、一方、比較器の第２入力
にはバッテリの電流を表す電圧が与えられる。変化率制
御器は、DACのプログラム可能な出力電圧に実質的に等
しい感知バッテリ電流を表す電圧を作成するように機能
し、これによって、バッテリの充電／放電率を制御する
外部トランジスタ制御信号を供給する。
各充電制御器は、また、入力信号がディジタル的にプ
ログラム可能な閾値レベルを超過するか或いは下回ると
きを決定するためのレベル検出器として使用される。こ
のプログラム可能な閾値レベルは、DACを介して比較器
の第１入力に所望閾値電圧をプログラムすることによっ
て、ディジタル的にセットされ、これに従って、比較器
の他方の入力にはバッテリ電流を表す電圧のようなアナ
ログ入力信号が与えられる。アナログ入力信号がプログ
ラム可能な閾値電圧を超過するか（或いは、逆に、下回
る）ときに、レベル検出器は、フラグをセットしマイク
ロプロセッサに割込みをかける。それで、この割込み
は、マイクロプロセッサを、非活動（sleeping:スリー
ピング）モードから「起立（wake−upウエイクアッ
プ）」させ、これに関してマイクロプロセッサを起立さ
せるようにディジタル的にプログラム可能な閾値を提供
するに用いることができる。
これとは逆に、反対の極性を検出するように２つのレ
ベル検出器をプログラムすることによって、単一ウイン
ドウ検出器を実現することができ、この場合、アナログ
入力信号が第１閾値レベルを超過するか或いは第２閾値
レベルを下回るときに、マイクロプロセッサへの割込み
が行われる。これによって、検出されるべき予め定めら
れた絶対値を超過する正負両バッテリ電流を許可する。
従って、このようなウインドウ検出器は、目下使用状態
にないバッテリが、その後、バッテリ電流からの電流の
引出し／放電を行う装置内に配置されたり、バッテリに
充電電流を供給するバッテリ充電器内に配置されたりす
る際、検出用アプリケーションに有用である。
マイクロプロセッサは、また、双方向性２ワイヤバス
をサポートするためのI2C（“Inter−Integrated Circu
it"）インターフェース、及び、他の周辺機器やマイク
ロコントローラとシリアルに通信するのに有用なデータ
伝送プロトコルを備えている。このI2Cインターフェー
スは、信頼性のあるデータ送受信を保障するために、包
括的なプロトコルを使用している。データを伝送してい
るとき、一方の装置がマスタとなってクロック信号を発
生し、他方の装置はスレープとして動作する。I2Cイン
ターフェース内の各装置は、関係する特定アドレスを有
しており、これによって、マスタがデータ転送を起動し
ようとするとき、マスタは、通話しようとする装置のア
ドレスを先ず送信し、マスタにより送られたアドレスが
スレープ装置のアドレスと一致した場合には、スレープ
装置がデータ転送のために選択されるようにする。デー
タ伝送を達成するために、マスタ装置はスタート条件及
びストップ条件を発生してデータ伝送の開始及び停止を
決定し、これによって、スタート条件とストップ条件と
の間にデータが伝送される。
I2Cインターフェースを使用することにより、マイク
ロコントローラは、端末利用回路においてシリアルにプ
ログラムすることができる。このような特徴によって、
顧客は、プログラムされていない装置を備えたボードを
製造し、それから、製品を出荷する直前に、マイクロコ
ントローラをプログラムすることができる。このことに
より、いちばん最新のファームウェア即ち顧客ファーム
ウェアをプログラムすることができる。
マイクロコントローラをプログラムモードにおくに
は、装置のシリアルロックピン及シリアルデータピンを
「ロー（low）」に保持する一方、電圧プログラミング
ピンを必要なプログラミング電圧に上昇させる。いった
んプログラムモードになると、ユーザプログラムメモリ
は、試験プログラムメモリと同様に、最終利用アプリケ
ーションにおいてアクセス及びシリアルプログラミング
を行うことができる。
以下、添付した図を参照してなされる詳細な説明によ
り、本発明をよりよく理解することができよう。
図面の簡単な説明 図１は、本発明を具体化するマイクロコントローラの
概要的システムを表すブロック図であり、 図２は、マイクロコントローラのクロックサイクルを
表す図であり、 図３は、図１に示された傾斜アナログ−ディジタル変
換器の詳細なブロック線図であり、 図４は、図１のEPROMメモリに格納される較正定数に
ついてのアドレス位置及びデータフォーマットを表すテ
ーブルであり、 図５は、A/D変換のためにアナログ信号の標本化イン
ターリーブシーケンスを器であり、 図６は、A/Dデータフローを示す流れ線図であり、 図７は、図１のゼロ化回路の詳細なブロック線図であ
り、 図８は、マイクロコントローラの第１の充電制御器／
レベル検出器の詳細なブロック図であり、 図９は、ログDACレジスタの上位５ビットによる図１
のDACの追跡同調された電流出力を表すテーブルであ
り、 図10は、ログDACレジスタの下位３ビットによる図１
のDACの追跡同調された電流出力を表すテーブルであ
り、 図11は、充電／レベル検出制御（CHGCON）レジスタの
ビットを表すテーブルであり、 図12は、第２の充電制御器／レベル検出器を表す詳細
なブロック図であり、 図13は、I2Cインターフェースプロトコルに従うスタ
ート条件及びストップ条件を表すグラフ的線図であり、 図14,15は、それぞれ、I2C装置をアドレッシングする
ための７ビット及び10ビットフォーマットを表し、 図16は、スレープ装置による肯定応答の発生を表すグ
ラフ的線図であり、 図17は、７ビットアドレスフォーマットを用いるI2C
データ転送の一例を表すグラフ的線図であり、 図18は、図２のI2Cインターフェースを表す詳細なブ
ロック線図であり、 図19は、データの受信のためのI2Cインターフェース
に関係する典型的な波形を表すグラフ的線図であり、 図20は、データの送信のためのI2Cインターフェース
に関係する典型的な波形を表すグラフ的線図であり、 図21は、図１のマイクロコントローラの典型的な回路
内シリアルプログラミング接続を表すブロック図であ
り、 図22は、シリアルプログラム操作に使用可能な異なる
コマンドを表すテーブルであり、 図23,24は、それぞれ、シリアルプログラム操作のた
めの負荷（load）データコマンド及び続出データコマン
ドを表すグラフ的線図であり、そして、 図25は、外部バッテリを監視するのに形成される図１
のマイクロコントローラを表すブロック図である。
発明の実施の形態 図１を参照すると、そこには、本発明を実現するマイ
クロコントローラ集積回路10を表す詳細なブロック図が
示されている。マイクロコントローラ10は、マイクロチ
ップテクノロジーインコーポレイテッドにより製造され
ておりバッテリ充電及びバッテリ監視のようなアプリケ
ーションに用いられる“MTA 140xx/Callisto"プログラ
ム可能制御集積回路の形式を採用することきができる。
マイクロコントローラ10は、バッテリ充電及び監視制御
が望まれる箇所における可搬式の計算、細胞電話、カム
コーダ（camcorder）及び他の低価格製品などの非常に
多数のアプリケーションに向いている。しかしながら、
マイクロコントローラ10及び本発明は、このようなアプ
リケーションに限定されず、以下の詳細な説明から明ら
かになるように、（入力アナログ電圧を精密に計測する
ことが望まれる各種装置のような）他のアプリケーショ
ンで使用することができる。
マイクロコントローラ10に備えられるマイクロコント
ローラコア12には、これ又マイクロチップテクノロジー
インコーポレイテッドにより製造されている“PIC16C6X
/7X"マイクロコントローラを採用することができる。マ
イクロコントローラコア12は、８レベル深度（deep）ス
タック並びに多重の内部及び外部割込み源を有する８ビ
ット縮小命令セットコンピュータ（RISC:Reduced Instr
uctino Set Computer）CPUを備えている。このマイクロ
コントローラコアは、分離命令をもつハーバードアーキ
テクチャ、及び、分離８ビット長データをもつ14ビット
長命令語を許可するためのデータバスを有している。さ
らに、２ステージ命令パイプラインによって、２サイク
ルを要求するプログラム分岐を除き、全ての命令（35ト
ータル）を単一サイクル内で実行することができる。
図２を参照すると、そこには、マイクロコントローラ
コア12のクロックサイクルを表すグラフ的線図が示され
ている。ピンOSC1或いは内部発振器からのクロック入力
は４つの位相Q1,Q2,Q3,Q4に内部分割され、これらの４
位相によって、全プロセッサクロックサイクルが生成さ
れる。２つのクロックサイクルは命令を完遂するのに必
要であり、これによって、命令は、１つのクロックサイ
クルの間にフェッチされ、次のクロックサイクルの間に
実行される。しかしながら、２ステージパイプラインに
よって、１命令サイクルの実行が次の命令サイクルのフ
ェッチに重なり、これにより、命令について１クロック
サイクルに対するサイクル時間を実効的に減少する。し
かし、或る命令が、“GOTO"命令のように、プログラム
カウンタを変化させる場合は、その命令を完遂するのに
２サイクルが必要である。端的にいうと、クロックサイ
クルのQ1部分の間に、プログラムカウンタ（PC）が増分
する操作を伴いつつフェッチが始まる。フェッチ命令
は、命令レジスタ内にラッチされ、クロックサイクルの
Q2〜Q4部分の間にデコードされ実行される。
マイクロコントローラコア12は、何ら外部要素を必要
としない自由動作オンチップRC発振器として実際化され
るウォッチドッグタイマ14を備えている。このウォッチ
ドッグタイマは、典型的には、18ミリ秒〔ms〕の名目タ
イムアウトを有する。しかしながら、より長いタイムア
ウトが望まれる場合、ウォッチドッグタイマには、1:12
8にまでの分周比をもつ前置スケーラ（prescaler）をソ
フトウエア制御の下で割り当てることができる。従っ
て、2.3秒〔ｓ〕までのタイムアウト期間を実際化する
ことができる。
マイクロプロセッサコア12は、また、実時間クロック
／カウンタ（RTCC:Real−Time Clock/Counter）16及び
計算を遂行するための算術論理ユニット（ALU:Arithmat
ic Logic Unit）18を備え、さらに、種々の較正定数を
格納するために64語の較正メモリ空間を含む消去可能プ
ログラム可能読出専用メモリ（EPROM:Erasable Program
mable Read−Only Memory）20を備える。マイクロプロ
セッサコア12は、さらにまた、一時的格納のためのラン
ダムアクセスメモリ（RAM:Random Access Memory）22、
汎用入出力（I/O:Input/Output）を提供するためのI/O
制御器24、及び、割込みを受けてこれに応答する割込み
制御器26を備えている。
数個のアナログ周辺機器がマイクロコントローラコア
12のためのアナログ前置手段を構成する。このようなア
ナログ周辺機器は、バッテリ充電及び監視制御のような
数多くの応用に有用な信号条件付け及びアナログ−ディ
ジタル変換動作を行う。全てのアナログ機能は、マイク
ロコントローラコアにより直接的に制御されて、柔軟性
を最大にししかもファームウェアを介してカスタマイズ
することができる。
前置アナログ周辺機器には、傾斜A/D変換器30及びマ
ルチプレクサ（MUX）32があり、これによって、複数の
外部アナログ入力をその信号レベルを表すディジタル計
数値に変換することができるようにする。傾斜A/D変換
器30は、中間速度の高精度変換器であって、DC信号及び
低周波数AC信号を監視するのに理想的である。
アナログ前置回路に含まれるバンドギャップ基準34
は、外部電圧源の必要性をなくする。バンドギャップ基
準ブロック34は、また、電圧を分圧器ブロック38に供給
し、このブロックは、傾斜A/D変換器30による使用のた
めに、精度のよい高・低の傾斜基準電圧を発生する。高
い傾斜基準電圧は、典型的には1.23ボルトであり、A/D
変換における傾斜検出上限のために用いられる。低い傾
斜基準電圧は、典型的には、高い傾斜基準電圧の1/9即
ち約0.14ボトルである。バンドギャップ基準ブロック34
は、さらに、低い電圧条件を検出するための低電圧検出
器38に電圧を供給する。
発振器選択ブロック40は、外部発振信号（OSC1）、或
いは、内部発振器42より供給される内部4MHz発振信号を
選択する。選択された信号は、傾斜A/D変換器30へのク
ロック信号を提供すると共に、外部クロック信号（CLKO
UT）を提供する。
マイクロコントローラ10は、さらに、調整された外部
用電圧VREGを提供するためオンチップ電圧調整制御器44
備えており、これによって、外部電圧調整器の必要性を
なくする。電圧調整制御器44は、また、３又は５ボルト
動作の選択ができる。
２つの充電制御チャネルを形成するために、２つの３
デケード（decade）８ビットディジタル−アナログ変換
器（DACs）が２つの比較器に接続されている。これらの
二重DACs及び比較器は、単一ウインドウ検出器或いは２
分離形レベル検出器のように、複数のレベル検出器とし
て機能するように、二者択一的に構成することができ
る。さらに、これらのレベル検出器は、起立や制限検出
動作を行うために、マイクロコントローラコアへの割込
みを発生するのに用いることができる。
内部温度監視を要求するアプリケーションのために、
オンチップ温度センサ54も設けられている。
ゼロ電流条件を模擬することにより低値のアナログ入
力計測値の精度を高めるために、平滑化及びゼロ化回路
56が使用される。この「ゼロ化（zeroing）」技術は、
低バッテリ電流の計測精度を向上するのに用いられる。
マイクロコントローラ10がシリアルデータピン（SDA
A）及びシリアルクロックピン（SCLA）を介して他のI2C
互換性装置と通信することができるようにするために、
さらに、I2Cインターフェース制御器58が設けられてい
る。このようなインターフェースは、また、端末利用装
置においてマイクロコントローラ10をプログラムするの
に用いることができる。
〔傾斜A/D変換器〕
図３を参照すると、そこには、傾斜A/D変換器30のよ
り詳細なブロック線図が示されている。傾斜A/D変換器3
0は、アナログ前置回路の心臓部であり、MUX32の入力に
現れる複数のアナログ入力のうちの選択された一つをデ
ィジタル計数値に変換して、選択された入力の電圧計測
値を得るようにする。例えば、A/D変換器30は、バッテ
リ監視及び充電両制御のために、バッテリ電圧、電流及
び温度をディジタル計数値に変換する。MUX32によるア
ナログ−ディジタル変換のために選択される複数のアナ
ログ入力には、バッテリ電圧（BATV）、バッテリ電流
（BATI）、バッテリ温度（BATT）、外部アナログ電圧
（RA3/AN3）、バンドギャップ基準ブロック34からのバ
ンドギャップ基準電圧、分圧器38からの高・低の傾斜基
準信号（SREFHI,SREFLO）、温度センサ54からの内部温
度電圧、及び、二重DACブロック48からの２つのDAC出力
（CHARGE DAC A,CHARGE DAC B）を含ませることができ
る。
RC低域フィルタ103は、アナログMUX32の出力と比較器
101の非反転端子との間に介挿される。RCフィルタ103の
典型的な時定数は５ミリ秒〔ms〕である。
傾斜A/D変換器30の心臓部である精密比較器101は、非
反転入力が選択された複数のアナログ入力の一つを受信
するように接続され、反転入力が外部ピン（RAMPピン）
105に接続される。ピン105には外部コンデンサ104が接
続され、この端子にランプ電圧が発生されるようにす
る。
４ビットプログラム可能傾斜制御DAC102には複数のス
イッチング可能な電流源が設けられて、４ビットディジ
タル制御信号ADDACによって、外部コンデンサ104への充
電電流を2.5μＡ刻みで値域０〜37.5μＡに選択的に制
御する。この外部コンデンサは、例えば、0.1μＦの値
を有し、最適な結果を得るために低い温度係数をもつよ
うにすべきである。
比較器101の出力はカウンタ／捕獲タイマ106の入力に
供給され、このカウンタの出力は捕獲レジスタ108の入
力に供給される。
トランジスタ109は、信号ADRSTが論理“1"の場合に全
ての電流源を消勢するために、DAC102に接続される。
動作について説明すると、各アナログチャネルは、MU
X32からの複数アナログ入力のうちの一つを選択するこ
とによって、独立的にディジタル計数値に変換される。
変換動作は、先ずカウンタ106をリセットすると同時
に、外部コンデンサ104を、予め定められた最少時間、
例えば、200ミリ秒〔ms〕の間、大地に放電ことによっ
て行われる。それから、リセットは解除され、カウンタ
106が計数を始め、同時にコンデンサ104がDAC102により
供給される充電電流に基づいて充電を始める。後述する
ように、変換器30の高低の基準値（SREFHI,SREFLO）が
サンプリングされ、較正定数が計算されそのために格納
されるので、マイクロコントローラ10は、変換器30のゼ
ロオフセットを精密に見積もることができることは、注
目するだけの価値がある。結果として、コンデンサ104
には精確性が必要でなくなり、実際に、低コスト形のコ
ンデンサを採用し、それにも拘わらず、精度のよい結果
を得ることができる。さらに、コンデンサ104を放電す
るのに必要な時間量がリセット時に結果として残る中間
的なゼロでないコンデンサ電圧の効果を相殺するため
に、マイクロコントローラ10の能力によって正確である
必要がない。同様に、コンデンサ104が充電を始めると
同時に正確に計数を始めることは重要ではない。むし
ろ、コンデンサ104が充電を始めるのとほぼ同時にカウ
ンタが計数を始める限り、どんなオフセットも較正定数
によって補償されよう。
外部コンデンサ104の端子電圧が選択されたアナログ
入力の電圧を超過するとき、比較器101は論理「ハイ（h
igh）」から論理「ロー」に切り換える。この遷移によ
ってマイクロコントローラコア12への割込みが起動さ
れ、割込み制御信号によって、カウンタ106の計数値を
捕獲レジスタ108内にラッチ（捕獲）するという捕獲事
象を引き起すようにする。レジスタ108に格納された計
数値は、コンデンサ104が充電完了し選択されたアナロ
グ入力電圧を超過するのに要した時間を表し、選択され
たアナログ入力の電圧計測値に対応する。そして、この
計数値は、この後に説明されるように、独特の較正手順
及び平滑化アルゴリズムを用いることによって選択され
たアナログ入力に対するより精確な電圧計測値を得るの
に用いられる。同様の方法で、各アナログ入力に対する
ディジタル計数値は、MUX32からの各アナログ入力を独
立的に選択することによって得ることができ、これによ
って、複数のアナログ入力の各々の電圧をディジタル的
に計測することができる。
〔較正手順〕
選択されたアナログ入力の計測値をより精確にするた
めに、本発明では、以下に説明されるように、独特の較
正手順が利用される。一般的に、最小セットのパラメー
タが、試験の間、調整即ち「微調整（トリミング）」が
なされる必要があり、従って、較正定数が較正されてEP
ROMユーザ空間内に格納されるようにされる。微調整が
必要なこれらの最小セットパラメータには、傾斜A/D変
換器の高位傾斜基準電圧に対する低位傾斜基準電圧の
比、バンドギャップ電圧、内部温度センサ（サーミス
タ）電圧、及び、選択された発振器周波数がある。それ
故、本発明では、以下に示されるように、これらのパラ
メータが試験の間計測され較正定数が計算されるが、較
正定数は、すべて、その後の検索及び使用のために、EP
ROM20のユーザ空間に格納され、これらの定数の多くがA
/D計測精度をより精密に高めるのに使用される。
A.A/D傾斜基準較正定数（Kref） オンチップ傾斜A/D変換器30には、線形伝達関数の係
数を決定するために、２つの電圧点間の既知の比が必要
である。（図１の）傾斜基準発生器36は、バンドギャッ
プ基準回路34から供給されるバンドギャップ電圧より、
高位傾斜電圧及び低位傾斜電圧を発生する。高位傾斜基
準電圧に対する低位傾斜基準電圧の比は、これらの電圧
の夫々の計測値から計算される。
より詳細にいうと、A/D傾斜基準較正定数を計算する
のに用いられる手順は次のとおりである。アナログMUX3
2は、傾斜基準発生器36により供給される電圧の一つで
ある高位傾斜基準電圧（SREFHI）を選択するようにセッ
トされる。精密電圧計測回路を用いて、高位傾斜基準電
圧が計測されその値が記録される。この精密電圧計測回
路は、MUX32の出力に接続されており、分離形試験負荷
ボード上に配置することができる。さて、アナログMUX3
2を切り換えて低位傾斜基準電圧（SREFLO）が選択さ
れ、この電圧が傾斜基準発生器36の他の出力となる。精
密電圧計測回路を用いて、低位傾斜基準電圧が計測され
その値が記録される。そして、比“SREFLO/（SREFHI−S
REFLO）”に等しい較正定数Krefが計算される。
B.バンドギャップ基準電圧較正定数（Kbg） バンドギャップ基準回路34により供給されるバンドギ
ャップ電圧は、およそ1.23ボルトにすべきである。しか
しながら、この電圧は電源電圧（1mV以下）及び温度
（典型的には10mV以下）にやや依存する性質がある（電
源電圧で1mV以下、温度で典型的には10mV以下）。従っ
て、バンドギャップ基準回路34により供給される実際電
圧が計測され、その値がEPROM20に格納されるべきであ
る。
バンドギャップ基準回路34により供給される電圧の実
際計測値を得るために、次の手順が実行される。先ず、
アナログMUX32が、バンドギャップ基準回路34の出力を
選択するようにセットされる。精密電圧計測回路を用い
て、MUX32の出力に現れるバンドギャップ電圧が精密に
計測される。この計測電圧がバンドギャップ基準電圧較
正定数Kbgとなる。
C.サーミスタ較正定数（Kthrm） 内部温度センサ／サーミスタ54の温度係数は温度に関
して比較的一定であるが、その電圧出力の絶対値はプロ
セスに伴い十分に変化する。それ故、サーミスタ54の出
力電圧の絶対値は予め定められた温度にて計測すべきで
あり、この測定値が較正EPROMに格納される。
サーミスタ電圧の計測する手順は、MUX32がサーミス
タ54を選択するようにプログラムされる点を除いて、バ
ンドギャップ電圧を計測するための上述した手順と同一
である。
D.温度係数較正定数（Ktc） サーミスタの温度係数は温度に関して比較的一定であ
ると考えられている。しかしながら、この温度係数はプ
ロセスにやや依存的であるという性質がある。この依存
性は、先ず（MUX32の出力における）サーミスタ電圧を
計測し、それから、計測された電圧値に基づいて温度係
数較正定数（Ktc）を調整することによって、外挿する
ことができる。
温度係数較正定数は、典型的には、サーミスタ出力電
圧とその傾斜との間に相関が存在する種々の温度に関す
るサーミスタ出力電圧の特性データから得ることができ
る。従って、サーミスタの温度係数は、所定温度での出
力電圧に基づいて、精密性を改良するように補償するこ
とができる。
次の２つの定数は、A/D変換の精密性を高めるために
それほど重要ではないが、精密な時間ベースの計測値／
事象を作成するのに重要である。
E.内部発振器較正定数（Kin） プロセス変動による内部クロックの周波数のための較
正には高い精度を得ることが要求される。この較正ファ
クターKinは内部クロックの計測された周波数Foscから
計算され、この周波数は外部“OSC2/CLKOUT"ピンにて計
測される。より詳細には、この較正定数Kinは、〔（計
測された周波数−3.00MHz）/10kHz〕の整数部になるよ
うに計算される。これは、計測された周波数が3.0MHzよ
り大きいと仮定していることに注意すべきである。
F.ウオッチドッグタイマ較正定数（Kwdt） プロセス変動によるウオッチドッグタイマの周波数の
ための較正にも高い精度を得ることが要求される。この
較正ファクターKwdtは、図１のウオッチドッグタイマ14
の動作周波数を計測することにより計算される。ウオッ
チドッグタイマの周波数は外部ピンに供給されないが、
ウオッチドッグタイマの周波数は、状態レジスタ内の予
め定められたビットの論理状態を監視することによって
計測することができ、この場合、そのビットの論理状態
はウオッチドッグタイマ信号の論理レベルを表してい
る。この較正定数Kwdtは〔（計測された周波数）/1Hz〕
の整数部に等しい。
上述した諸較正定数／ファクターを得た後、各較正定
数は、フォーマット化され、EPROMメモリ20内の所定ア
ドレス位置に、図４に示されるようなデータフォーマッ
トでプログラムされる。
〔格納された較正定数を用いるA/D変換〕
A/D変換器30により得られたA/D計数値を対応する入力
電圧値に変換する操作は、マイクロコントローラコア12
により次式（１）に従って実行される： ここで、 Coffset＝Creflo−Kref（Crefhi−Creflo）； Vin＝選択された入力の結果的（ディジタル）電圧絶
対値、 Cin＝選択された入力についてのA/D計数値、 Creflo＝A/D低位基準点についてのA/D計数値、 Crefhi＝A/D高位基準点についてのA/D計数値、 Cbg＝バンドギャップ基準についてのA/D計数値。
オフセット項（Coffset）は、傾斜A/D変換器の電圧ラ
ンプを開始するのに生じることがあるターンオン遅延即
ち電圧オフセットに対して補償を行う。例えば、ランプ
電圧が増大する前にこのランプが計数を開始した場合、
或いは、ランプ電圧が正確に０ボルトから開始しなかっ
た場合、オフセットが変換ごとに生じる。従って、この
オフセット項は、ターンオン遅延即ち電圧オフセットの
計数値である。
種々のアナログ入力についてA/D変換を実行すると
き、本発明では、バッテリ電流のような高優先順位の信
号に対するサンプリング率を最大化するために、そし
て、温度入力のように比較的低速度で変化する優先順位
の信号に対する低サンプリング率を減少するために、A/
D変換用アナログ入力の選択がインターリーブされる。
図５を参照すると、そこには、種々のアナログ入力信号
をサンプリングするためのインターリーブ優先順位スキ
ームが示されている。バッテリ電流は、最高優先順位に
あり、16A/Dサイクルにつき８回サンプリングされる。
バッテリ電圧は、次の優先順位にあり、16A/Dサイクル
につき２回サンプリングされる。外部サーミスタ入力か
らのバッテリ温度及び内部温度は、16A/Dサイクルの間
にそれぞれ１回サンプリングされる。同様に、電流回路
網ゼロ電圧、バンドギャップ電圧、並びに、高位及び低
位A/D基準電圧は、毎16変換サイクルについて１回サン
プリングされる。
基準値を安定化しさらにA/D精密度を高めるために、A
/Dアナログ入力について実際電圧値を計算するのに先立
って、A/D変換器から得られる所定アナログ入力の生計
数データが平滑化される。図６参照すると、そこには、
A/Dデータフローを示すフロー図が示されており、このA
/Dフローには平滑化アルゴリズム112〜114及び平均化ア
ルゴリズム115〜116が含まれ、これらのアルゴリズムは
A/D計数値から実際電圧値を計算するために用いられ
る。バンドギャップ電圧（Cbg）の計数値は、最後に得
られた16個の計数値の総平均（rolling average）を計
算することによって平滑化される。バンドギャップ計数
値の平滑化された値（Cfbg）は次式（２）に示されるよ
うに計算される： ここで、添字“i"はインターリーブシーケンス番号を表
す。
このバンドギャップ計数値の平滑化値は、それから、
マイクロプロセッサコア12に供給され、後述するよう
に、ブロック118の出力における電圧を計算するのに用
いられる。
計数オフセット値（Coffset）は、次式（３）に示さ
れるように最後に得られた16個の計数値の総平均を計算
することによって平滑化される： ここで、 Coffseti＝Crefloi−Kref（Crefhii−Crefloi）。
このオフセット計数値の平滑化された値（Cfoffset）
も、マイクロプロセッサコア12に供給され、A/D入力電
圧を計算するのに用いられる。
電流入力ゼロオフセット計数値（CIzero）は、次式
（４）に示されるように最後に得られた16個の計数値の
総平均を計算することによって平滑化される： ここで、 Coffseti＝Crefloi−Kref（Crefhii−Crefloi）。
この電流入力ゼロオフセット計数値の平滑化された値
（CIzero）も、入力電圧を計算するために、マイクロプ
ロセッサコア12に供給される。
本発明では、さらに、バッテリ電圧及びバッテリ電流
チャネルから得られる生データが平滑化／平均化され
る。バッテリ電流計数値（ＣIbat）は、次式（５）に示
されるようにインターリーブシーケンスから入力チャネ
ルの８サンプルの平均をとることによって、平滑化され
る： この平滑化されたバッテリ電流計数値（CfIbat）は、バ
ッテリ容量を追跡するディジタル積分器に送られる数量
データである。
同様に、バッテリ電圧についての計数値（ＣVbat）
が、次式（６）に示されるようにインターリーブシーケ
ンスから入力チャネルの２サンプルの平均をとることに
よって、平滑化される： 後で平滑化された計数値は、EPROM20に格納される較正
定数に関係して、次式（７），（８）に示されるよう
に、バッテリ電流及びバッテリ電圧についての入力電圧
に対応して、より正確なディジタル値をそれぞれ計算す
るのに用いられる： 注意すべきことは、式（７）の分子には、入力ゼロ電流
条件に対応する計数値である項（CfIzero）があり、後
でさらに詳細に説明されるように、この項が低電流値に
ついての計測値の精密性を向上するのに使用されること
である。
さらに、内部及び外部温度電圧についてのより正確な
ディジタル値は、それぞれ、次式（９），（10）に示さ
れるように計算することができる： 従って、本発明は、種々の較正定数及び種々の平滑化ア
ルゴリズムにより計測しメモリに格納する操作により、
これらの外部バッテリの電圧、電流及び温度を表するこ
のような選択されたアナログ入力の非常に精確な計測値
を得るようにしている。
〔ゼロ化回路〕
低レベルアナログ信号を計測しようとするとき、精密
な結果を得るために重要なことは、ゼロ基準点が存在す
る箇所を正確に知ることである。従って、本発明には、
低電流値の計測の精密性を向上するためのゼロ化技術が
備えられる。図７を参照すると、そこには、（図１の）
ブロック56のゼロ化回路138の詳細なブロック線図が示
されている。このゼロ化回路には、ゼロ電流条件を模擬
するために、２つの整合された通過ゲート140,142が備
えられている。電界効果トランジスタの形式が採用され
るスイッチ140,142は、精確には整合されておらず、非
整合は、たとえあるとしても、計測しEPROM内の付加的
較正定数として格納して、A/D精密性を改良するために
用いることができる。スイッチ142はマイクロコントロ
ーラ12の信号ADZEROに応答し、また、スイッチ140はイ
ンバータ141を介してその反転信号に応答する。ゼロ化
回路には、さらに、入力保護回路147及びスイッチング
可能な電流バイアス源149が備えられている。
動作について述べると、スイッチ140が開路しスイッ
チ142が閉路しているときは、ゼロ電流条件に対応する
電圧がMUX32（及び比較器50又は51）に供給される。従
って、ピン143に生じるゼロ電流条件が模擬される。こ
れによって、傾斜A/D変換器が可能化されてピン143上の
ゼロ電流に対応するディジタル計数値が得られるように
する。従って、スイッチ140が閉路しスイッチ142が開路
しているときは、ピン143上のその後のアナログ電流計
測値に対応するその後のディジタル計数値がこのゼロ計
測値に関係して計算される。このゼロ化技術は、このよ
うな高精度が非常に必要とされる際、低電流値での極め
て高い精度を提供する。
さらに小さい電流パルスを捕獲するためには、オプシ
ョンとしてフィルタコンデンサ152を電流平均化ピン（I
AVG）154及び大地に接続してもよい。コンデンサ152及
び内部抵抗156はRC回路網を形成してDC平均化フィルタ
として動作するようにし、その際、コンデンサ152は、
所望の時定数が得られるように調整することができる。
ゼロ化回路138とIAVGピ154との間に接続されたスイッチ
158は、A/Dサンプリングの間は閉路され、ゼロ化操作の
間は信号ADZEROの反転信号により自動的に開路される。
バッテリ監視アプリケーションにおいて、ゼロ化回路
138は、バッテリ146により供給される計測電流の精度を
高めるのに使用され、その際、外部感知抵抗をバッテリ
に直列接続することによって、ピン143にて電流が計測
される。より詳細には、バッテリ146の出力に接続され
た回路ノード148は、ピン143に接続される一方、感知抵
抗150を介して大地に回帰的に接続される。感知抵抗150
は、典型的には、例えば0.05Ωオーダの低抵抗である。
従って、抵抗150の両端には概して低い電圧が発生す
る。±5Aのバッテリパック及び0.05Ωの感知抵抗に対し
て、値域−0.25〜＋0.25ボルトの電圧（極性は、バッテ
リが充電されているのか、或いは、出力電流を供給して
いるのかに応じる）がピン143に現れる。さらに、低い
バッテリ電流のケースでは、抵抗150の端子電圧が非常
に小さく、例えば、数mVのオーダである。それ故、この
ような低い電流に対してバッテリ電流の精密計測値を得
るために、ゼロ電流条件に対応するA/Dディジタル計数
値を知ることが重要である。例えば、ゼロ電流条件がA/
Dディジタル計数値“100"に対応する場合には、特に、
比較的低いディジタル計数値を与える低電流で、バッテ
リ電流に対応する電圧を計測する際に、このようなオフ
セットを考慮しなければならない。上述したように、ゼ
ロ化回138は、スイッチ140,142によりゼロ電流条件を模
擬することによって、このようなゼロ電流を提供する。
〔充電制御／電流フロー検出器〕
システムの概要で述べたように、マイクロコントロー
ラ10に接続される２つの３デケード８ビットDACs48は、
比較器50,51に接続されて、外部バッテリの充電率を制
御するために、２つの充電率制御チャネルを形成するよ
うにすることができる。これらの二重DACs及び比較器
は、これに代わって、レベル検出器として、つまり、２
つの分離したレベル検出器として、或いは、単一のウイ
ンドウ検出器として動作するように構成することができ
る。
図８を参照すると、そこには、比較器の一方（50に関
連して使用され、第１の充電制御チャネル（チャネル
Ａ）を構成する二重DACsの一方（201）を表す詳細なブ
ロック図が示されている。端的にいうと、DAC201は、そ
の出力（MUX208の出力）及び比較器50の非反転入力にプ
ログラム可能な電圧を供給する。比較器50の他の（反
転）入力は、ゼロ化回路56から、例えば、外部バッテリ
から感知される電流を表す電圧を受けるように接続され
ている。充電制御モードで動作しているときは、比較器
50の出力はXORゲート212に接続されピン214に充電制御
信号を供給し、これによって、ピン214は、バッテリ充
電電流を制御するための外部電力トランジスタに接続さ
れる。
レベル検出器として動作するときは、この回路はバッ
テリ電流モニタとして動作して、（バッテリ感知電流に
対応する）電圧が低下するか、或いは、逆に上昇するか
した場合に、DAC201の出力電圧により比較器50の状態を
切り換え、起立割込みフラグ（WUIF）をセットすること
によって、マイクロコントローラコア12に割込みをかけ
るようにする。
DAC201は、より詳しく述べると、２つの抵抗ラダー20
3,204、電流源205及び或いは、マルチプレクサ207,208
を備えている。抵抗ラダー203は出力電圧の追跡（cours
e）調整に使用され、抵抗ラダー204は、このラダーの中
央点がゼロ電流フローにほぼ等しくなるように、電流感
知バイアス抵抗に整合される。従って、これにより、DA
C201によって電流フローの充電及び放電の双方、即ち、
正負両電流フローを制御し監視することができる。
抵抗ラダー203は、32のタップを備え２つのデケード
／領域に分割される。第１デケードは、細流（trickl
e）又は最高充電率を制御するために定められ、分解能5
mV及び値域±50mVを有する。これは、0.05Ωの外部感知
抵抗の使用に伴う電流分解能100mA及び値域±1mAに対応
している。
第２デケードは、高速充電アプリケーションのために
定められ、分解能は50mVであり最大値域±0.35Vを有す
る。これは、0.05Ωの外部感知抵抗の使用に伴う電流分
解能1A及び値域±7mAに対応している。
微細同調抵抗ラダーは、８つのタップを有し追跡ラダ
ーからのバッファード出力電圧を分圧するのに使用され
る。これによって、ほぼ0.714の全域最小電圧分解能、
即ち、0.05Ω感知抵抗の場合の約14.3の電流分解能がも
たらされる。
DAC201の電圧細分及び値域は、DACAレジスタ（LDAC）
内に格納されている論理ビットの値に依存する。LACAレ
ジスタは、DAC201の出力電圧を制御するためのデータレ
ジスタであり、ここで、LDACAレジスタの上位５ビット
（ビット３〜７）は、図９に示されるテーブルに従って
追跡ラダー203を介して電圧出力値域を選択するため
に、MUX207を制御する。図９には、0.05Ω抵抗を使用す
る対応感知電流が示されており、そこでは、電流値域テ
ーブルの下半部に示される電流値域は、バッテリの充電
に対応する負電流を表している。また、LDACAレジスタ
の下位３ビット（ビット０〜２）は、図10に示されるテ
ーブルに従ってラダー204を介して電圧出力値域を選択
するために、MUX208を制御する。
一つの例としては、340mAの正の／放電電流が望まれ
るとき、LDACAレジスタは、２進値“00011010"にセット
されるようになっている。上位５ビット（“00011"）
は、図９に示されるように、追跡値域300〜400mAをもた
らし、下位３ビット（“010"）は、図10に示されるよう
に、追跡値域最大値の3/8倍、つまり、37.5mAという微
細同調設定を選択する。注意すべきことは、負の／充電
電流340mAが望まる場合には、LDACAが“10011010"にセ
ットされるようになっていることである。
アナログMUX208の出力は、DAC201のアナログ電圧出力
であって、A/D変換器30の複数の入力に供給され、外部
ピン210を介して外部フィルタコンデンサに接続するこ
とができる。
アナログMUX208の出力は、また、比較器50の非反転入
力に接続することができ、この比較器の反転入力は、ゼ
ロ化回路56を通過した後の外部バッテリ感知電流（BAT
I）に対応する電流感知電圧を受けるように接続されて
いる。
比較器50の出力はXORゲート212の第１入力に接続さ
れ、このゲートの第２入力は、充電制御極性ビットCPOL
Aを受けるように接続されており、論理“1"にセットさ
れたとき比較器50の出力を反転させるようにする。従っ
て、XORゲート212は、感知電圧がCHGCONレジスタ内のCP
OLビットによりDAC電圧を超えるか或いは下回るかした
場合に割込みをかけるようにプログラムされている。
XORゲート212の出力は、充電制御信号（CCTRLA）を提
供し、外部バッテリへの充電電流を制御するために、ピ
ン214を介して外部電力トランジスタに供給される。特
に、充電制御信号は、外部バッテリ218に充電電流を供
給するPNP電力トランジスタ217に供給される。また、充
電回路を典型的なスイッチングバック調整器として構成
するために、外部インダクタ220及びコンデンサ222が設
けられる。PNPトランジスタ217のベースとアースとの間
には、その点のノイズを濾波するためにRCフィルタ215
が接続される。
バッテリ218に充電電流を供給するための回路として
の動作を説明すると、バッテリ電流（BATI）を表す電圧
がDAC201からのディジタル的にプログラム可能な電圧を
超過した場合には、制御信号CCTRLAによって、PNPトラ
ンジスタ217の平均ベース電流が減少される。これによ
って、PNPトランジスタ217のコレクターエミッタ電流に
は対応する減少が生じる。即ち、バッテリ対する充電電
流ICHGが減少する。従って、図８の充電制御の構成によ
って、（感知された電流に対応する）電圧をDAC201の出
力電圧に実質的に等しくするようなフィードバックが行
われて、DAC201のディジタル的にプログラム可能な電圧
値をもとにしたバッテリにより起こされる充電量を効果
的に制御するようにする。
DAC、比較器及び電流感知回路は、前述したように、
バッテリの制御された放電動作を行うのにも使用され
る。このような放電を達成ために可能な１実施方法は、
例えば、CCTRLB出力により駆動されるPNPトランジスタ
を用いることである。本発明の能力は、制御された充電
及び制御された放電の双方を提供するのに大きな意味を
もっている。というのは、マイクロコントローラがバッ
テリに同調せずしかもバッテリの現実の容量が知られて
いない場合のように、精密な計測を行うために、バッテ
リを完全に放電してしまうという臨界状態にすることが
よくあるからである。さらに、ニッケル−カドミウム
（NiCd）電池の場合のようにその最後の完全放電以来の
バッテリの以前の部分的放電によってメモリ作用を除去
するようにバッテリを放電することは、重要である。
充電制御モードを可能化するためには、充電／レベル
検出制御（CHGCON）レジスタの充電制御機能可能ビット
（CCAEN）が論理“1"がセットされ、ピン210,214はそれ
らの通常の入出力（I/O）ポート機能をとるようにな
る。CHGCONレジスタの諸ビットは図11に詳細に示されて
いる。ビットCCAENが論理“1"である場合、充電制御回
路は、比較器50の反転入力に現れる電流感知電圧を比較
器50の非反転入力に現れるプログラム可能なDAC出力電
圧に等しくするように動作し、これによって、バッテリ
により外部電力トランジスタ217を介して起こされる充
電電流の量を効果的に制御する。充電制御比較器50の状
態（ビットCCOMPA）及び充電制御極性ビットＡ（CPOL
A）は、CHGCONレジスタより読み出すことができる。CHG
CONレジスタは、また、対応する比較器及びチャネルＢ
に組み合わされる極性ビット（CCOMB,CPOLB）を備え
る。
図12を参照すると、そこには、比較器51に関連してブ
ロック48の第２のDACを使用する第２の充電制御／レベ
ル検出チャネル（チャネルＢ）201′を表す詳細なブロ
ック図が示されている。充電制御チャネルＢは、図８の
充電制御チャネルＡと非常に類似しており、ここでは、
図８に示された要素と同一の図12の要素は、前の参照番
号が使われている。チャネルＢの比較器51の入力は、図
８の比較器50に対して転換されており、従って、比較器
51の非反転入力はDAC201′の出力に接続され、比較器51
の反転入力は、感知されたバッテリ電流（BATI）に対応
するゼロ化回路よりの電圧を受ける。注意すべきこと
は、図12の感知バッテリ電流は、図８におけるような同
じ感知電流でよく、或いは、マイクロコントローラ10が
２つのバッテリをモニタし制御するのに使用されている
ときの場合のように、独立した感知バッテリ電流なあっ
てもよい。また、DAC201′の出力に供給される電圧は、
LDACAレジスタがDAC201の出力における電流を図9,10に
示されるテーブルに従って制御するのと同様の方法で、
DACB（LDACB）レジスタの８ビットにより制御される。
当初述べたように、これらの二重の充電制御／レベル
検出器は、また、入力信号がプログラム可能な閾値レベ
ルを超過するか或いは下回ったときを検出するのに使用
することができる。これらのレベル検出器は、充電制御
が実行されていないときでさえ使用することができる。
このようなケースでは、CHGCONレジスタの充電制御可能
化ビット（CCAEN）は論理“0"に留まっている。図８の
チャネルＡに戻ると、プログラム可能な閾値レベルは、
DACに対する所望の電圧出力をLDACAレジスタによりプロ
グラムすることによって、ディジタル的にセットされ
る。このことは、予め定められたプログラム可能な閾値
電圧が比較器50の非反転入力に供給されて、比較器50の
反転入力に現れる信号がプログラム可能な閾値電圧を超
過したとき、比較器50が論理状態を切り換えることを意
味する。この論理切換によって、フラグをセットしマイ
クロプロセッサコア12に割込みをかけることができ、こ
れによって、直ちにとられるべき作業を求めるようにす
る。さらに、比較器50の出力の論理状態は、上述したよ
うに、CHGCONレジスタ（ビット２）を読み出すことによ
って監視することができる。
〔ディジタル的にプログラム可能な閾値をもつ起立機能〕
マイクロコントローラ10は、特定の非活動命令の実行
により投入される非活動モードを備えている。この非活
動モードにおいては、オンチップ発振器はターンオフさ
れるがウオッチドッグタイマは運行を続ける。さらに、
マイクロコントローラ10は、ウオッチドッグタイマがタ
ーンオフされることを除いて、非活動モードと同一であ
る不動（hibernate）モードを備えている。これらのモ
ードは、発振器が消勢され実質的に電力節減をもたらす
ので、低電力消費という結果をもたらす。
マイクロコントローラ10は、外部リセット入力、ウオ
ッチドッグタイマのタイムアウト（可能ならば）、I2C
シリアルラインでのスタート／ストップビットの検出、
或いは、A/D変換の完了のような事象の発生に応答し
て、非活動モードからの脱出即ち「起立」を行うように
なっている。また、マイクロコントローラ10がバッテリ
監視及び充電アプリケーションに使用される場合には、
感知されたバッテリ電流がマイクロプロセッサコア12を
起立するためのプログラム可能な閾値を超過するか下回
るときを検出するのに使用することができる。図８を再
び参照すると、バッテリの感知電流（BATI）を表す感知
電圧がDAC201によりセットされたプログラム可能な閾値
電圧を超過すると、比較器50が論理「ハイ」から論理
「ロー」に切り換わり、これによって、起立割込みフラ
グ（WUIF:Wake−Up Interrupt Flag）をセットしマイク
ロコントローラコア12に割込みをかける。従って、マイ
クロコントローラコアは非活動モードから脱出すること
ができ、バッテリからの増大する電流出力は、真に精密
でタイムリーなバッテリレベルの正確測定のために、適
切に監視することができる。
上述したのと同様に、（図12の）チャネルＢのレベル
検出器は、別の入力信号がディジタル的にプログラム可
能な閾値レベルを超過するときを検出するために、独特
的なレベル検出器として使用することができる。例え
ば、ゼロ化回路よりの電圧がDAC201′によりセットされ
たプログラム可能な閾値電圧を超過すると、比較器51が
論理「ロー」から論理「ハイ」に切り換わり、これによ
って、起立割込みフラグ（WUIF）をセットしてマイクロ
コントローラコア12に割込みをかける。
この代わりに、反対極性を検出するように２つのDAC
をプログラムすることによって、ウインドウ検出器を実
現することができ、この場合、プログラム可能な閾値を
超過する正のバッテリ電流及びにプログラム可能な閾値
を下回る負のバッテリ電流の双方によって、マイクロコ
ントローラコアに割込みをかけることができ、この際、
比較器50,51の出力を表す論理ビット（CCOMPA,CCOMPB）
をそれぞれ読み出して、２つの検出器の何方かにより割
込みが生じるようにすることができる。このようなウイ
ンドウ検出器は、目下使用状態にないバッテリが、後に
なって、カムコーダのように、バッテリ電流から電流の
引出／放電を行う装置に配備されたり、或いはバッテリ
に充電電流を供給するバッテリ充電器に配備されたりし
たときの検出用バッテリ応用に有用である。どちらの状
況においても、マイクロプロセッサコアを直ちに起立し
てバッテリ電力の真に精密な正確測定のための電流フロ
ーを検出するようにすることが肝要である。
〔I2C（Inter−Integrated Ciccuit）インターフェー
ス〕 マイクロコントローラ10は双方向２ワイヤバス及びデ
ータ伝送プロトコルをサポートしている。特に、I2Cイ
ンターフェース58は、シリアルなEEPROM、シフトレジス
タ、ディスプレイ駆動器、A/D変換器などのような他の
周辺機器或いはマイクロコントローラ装置と通信するの
に有用なシリアルインターフェースである。I2Cインタ
ーフェースは、また、I2C（Inter−Integrated Ciccui
t）仕様、システム管理バス（SMBUS）及びアクセスバス
と互換性がある。
I2Cバスは、Philips/Signeticsにより開発された２ワ
イヤシリアルインターフェースである。そのオリジナル
仕様即ち標準モードは、100キロビット／秒（Kbps）ま
でのデータ転送に対して指定され、拡張仕様即ち高速モ
ードは、400Kbpsまでのデータ転送をサポートしてお
り、標準及び高速の両モード装置は、同一バスに結合し
た場合相互動作を行うようになっている。
I2Cインターフェースは、データの信頼性ある送受信
を確実にするための包括的なプロトコルを実現する。デ
ータを伝送する際には、一方の装置がマスタとなってク
ロック信号を発生し、他方の装置がスレープとして動作
する。I2Cインターフェースにおける各装置は、それに
関係する特定アドレスを有しており、マスタは、データ
転送を望むとき、先ず、会話を望む装置のアドレスを送
信し、マスタにより送られたアドレスがスレープ装置の
アドレスに一致した場合に、そのスレープ装置がデータ
の転送のために選択される。
データ転送がない期間には、クロックライン（SCLA）
及びデータライン（SDAA）が外部プルアップ抵抗により
「ハイ」に引き上げられる。データ転送を完遂するため
には、マスタ装置がスタート及びストップの両条件を発
生して、データ転送の開始及び停止を決定するようにす
る。図13を参照すると、そこには、スタート条件は、ク
ロックラインが「ハイ」にあるとき、データライン上で
の「ハイ」から「ロー」への遷移として定義され、スト
ップ条件は、クロックラインが「ハイ」にあるとき、デ
ータライン上での「ロー」から「ハイ」への遷移として
定義される。さらに、スタート及びストップ条件の定義
の故に、データが伝送されているとき、データライン
は、図13に示されるようにクロックラインが「ロー」に
あるときに変化するだけである。
I2C装置をアドレスするために、２つのアドレッシン
グフォーマットが存在する。第１のフォーマットは、図
14に示されるように、書込／読出ビットを有する７ビッ
トアドレスフォーマットである。簡単にいうと、スター
トビット（Ｓ）の後、マスタにより８ビットが発生さ
れ、その最初の７ビットがスレープ装置のアドレスであ
り、最後のビットが書込／読出ビットである。
第２のフォーマットは、図15に示されるように、書込
／読出ビットを有する10ビットアドレスフォーマットで
ある。簡単にいうと、スタートビットの後、マスタによ
り２バイトが発生されなければならず、第１バイトの最
初の５ビットがそのアドレスを10ビットアドレスである
ように特定する。次の10ビットがスレープ装置のアドレ
スであり、最後のビットが書込／読出ビットである。
伝送データの各バイトの後には、スレープ／受信装置
により肯定応答ビットが発生される。図16を参照する
と、そこには、スレープ装置による肯定応答の発生を表
すグラフ的線図が示されている。より詳細には、スレー
プ装置は、肯定応答のためのクロックパルスの間、デー
タ出力ラインを「ロー」に保持することによって、デー
タ最後のバイトの受信に対して肯定応答を行う。例え
ば、７ビットアドレスフォーマットについては、毎第９
クロックパルスが肯定応答クロックパルスに対応してい
る。
図17を参照すると、そこには、７ビットアドレスフォ
ーマットを用いるI2Cデータ転送の一例を表すグラフ的
線図が示されている。簡単にいうと、スタートビット
（Ｓ）の後、マスタによりスレープ装置の７ビットアド
レス並びに書込／読出ビットが発生される。このアドレ
スが受信されたとすると、スレープ装置は、データ出力
を「ロー」に引下げアドレス受信の肯定応答を行う。そ
れから、マスタは１バイトのデータを発生し、その受信
についてスレープ装置により肯定応答が行われる。デー
タ転送が完了すると、マスタはストップビット（Ｐ）を
発生する。
図18を参照すると、そこには、I2Cインターフェース5
8の詳細なブロック図が示されている。I2Cインターフェ
ース58は、全てのスレープ機能を完全に実現し、マスタ
機能のソフトウエア実施を容易にするためにハードウエ
アでのサポートを提供する。I2Cインターフェースは、
標準及び高速モード仕様、並びに、７ビット及び10ビッ
トの両アドレッシングを実行する。
データ転送のために、２つのライン／外部ピン、つま
り、I2CクロックであるRC6/SCLAピン、及び、I2Cデータ
であるRC7/SDAAピンが使用される。
I2Cインターフェース58は、I2C操作のために５つのレ
ジスタを有している：［１］I2C制御（I2CCON）レジス
タ、［２］I2C状態（I2CSTAT）レジスタ、〔これらのレ
ジスタ（I2CCON,I2CSTAT）はファイルレジスタ（デー
タ）空間に位置している〕、［３］シリアル受信／送信
バッファー（I2CBUF）301、［４］I2Cシフトレジスタ
（I2CSR）303、及び、［５］アドレス（I2CADD）レジス
タ305。I2Cインターフェース58には、さらに、比較器／
一致検出器307及びスタート及びストップビット検出回
路309が備えられている。
I2CCONレジスタはI2C操作を制御し、このレジスタに
よって、次のI2Cモードの１つを選択することができる:
1）７ビットアドレッシングを伴うI2Cスレープモード、
２）10ビットアドレッシングを伴うI2Cスレープモー
ド、３）７ビットアドレッシング及びマスタモードサポ
ートを伴うI2Cスレープモード、４）10ビットアドレッ
シング及びマスタモードサポートを伴うI2Cスレープモ
ード、及び、５）I2Cマスタモード、ここでスレープは
アイドル状態である I2CSTATレジスタは読み出されるだけであり、データ
転送の状態を与える。これは、受信されたバイトがデー
タ又はアドレスである場合、次のバイトが完全な10ビッ
トアドレスである場合、及び、これが読出及び書込デー
タ転送であろう場合のスタート及びストップビットの検
出のうような情報を含んでいる。
I2CBUFレジスタは、転送データが書き込まれたり読み
出されたりするレジスタ／バッファーである。I2CSRレ
ジスタは、マイクロコントローラ10へのデータ或いはマ
イクロコントローラ10からのデータをシフトする。I2CA
DDレジスタは、スレープのアドレスを格納する。
図19を参照すると、そこには、７ビットアドレスフォ
ーマットを伴うデータ受信のためのI2Cインターフェー
ス58に関係する典型的な波形を表すグラフ的線図が示さ
れている。I2Cインターフェース58は、いったん可能化
されてしまうと、スタート条件が生じるのを待つ。スタ
ート条件続いて、７ビットのアドレス及び書込／読出ビ
ットがI2CSRレジスタ303内にシフトされてくる。全ての
到来ビットがシリアルクロックの立ち上がりエッジ（前
縁）でサンプリングされる。I2CSRレジスタの内容が、
第８クロックパルスの立ち下がりエッジ（後縁）で、I2
CADDレジスタの内容と比較される。両アドレスが一致す
る場合、I2CSRレジスタの内容が、I2CBUFレジスタにロ
ードされ、I2CSTATレジスタの書込／読出ビットがクリ
アされる（データはインターフェース58に書き込まれつ
つあることを表す）。さらに、肯定応答パルスが発生さ
れ、各データバイトの転送後、I2C割込みビット（I2CI
F）がセットされ、その際、割込みビットはソフトウエ
アにおいてクリアされ、I2CSTATレジスタは、そのバイ
トの状態を検定するのに使用される。しかしながら、I2
CBUFレジスタが以前の受信から読み出されてしまわなか
った場合は、アドレスバイトオーバフロー条件が存在す
る。このような状況においては、非肯定応答パルスが発
生され、I2CCONレジスタ内のオーフロービット（I2CO
V）をセットすることにより、オーバフロー条件が示さ
れる。
図20を参照すると、そこには、７ビットアドレスフォ
ーマットを伴うデータ送信のためのI2Cインターフェー
ス58に関係する典型的な波形を表すグラフ的線図が示さ
れている。アドレス一致が生じアドレスバイトの書込／
読出ビットがセットされると（データはインターフェー
ス58に書き込まれつつあることを表す）、I2CSTATレジ
スタの書込／読出ビットもまたセットされる。受信され
たアドレスは、I2CBUFレジスタ内にロードされ、肯定応
答パルスが第９クロックパルス上で発生される。送信す
べきデータは、I2CSRレジスタをさらにロードするI2CBU
Fレジスタ内にロードされなければならない。８ビット
のデータはシリアルクロックの後縁でシフトアウトされ
る。データ受信と同様に、各データ転送バイトについて
I2C割込みフラグ（I2CIF）が発生され、その際、I2CIF
ビットはソフトウエアにおいてクリアされ、I2CSTATレ
ジスタが、そのバイトの状態を決定するのに使用され
る。
〔マイクロコントローラの回路内プログラミング〕
I2Cインターフェース58を使用することによって、マ
イクロコントローラ10は、端末応用回路においてシリア
ルにプログラムすることができる。この様な特徴によっ
て、顧客はプログラムされていない装置を備えるボード
を製造し、その後、製品を出荷する直前に、マイクロコ
ントローラをプログラムすることができる。このことに
よって、最も最新のファームウェア即ち顧客ファームウ
ェアをプログラムすることができる。
マイクロコントローラ10は、シリアルクロック及びシ
リアルデータピンを「ロー」に保持すると共に電圧プロ
グラムピンを、Vssに対して電圧Vpp、例えば、12ボルト
に高めることによって、プログラム／検証モードにおく
ことができる。一旦プログラムモードになると、ユーザ
プログラムメモリ並びに試験プログラムメモリは、シリ
アル又はパラレル手法のいずれかでアクセス及びプログ
ラムを行うことができ、その際、操作の初期モードはシ
リアルであり、アクセスされるメモリはユーザプログラ
ムメモリである。
本発明では、マイクロコントローラ10へのクロック及
びデータ並びにマイクロコントローラ10からのクロック
及びデータを提供するために、マイクロコントローラ10
の２つの外部ピン（SCLAピン及びSDAAピン）を利用する
ことによって、回路内シリアルプログラミングが完遂さ
れる。さらに、回路内プログラミングを実行する際、電
力、アース、及び、マイクロコントローラ10へのプログ
ラミング電圧（Vpp）を供給するのに３つの他のピンが
利用される。図21を参照すると、そこには、マイクロコ
ントローラ10の典型的な回路内シリアルプログラミング
構成が示されている。例示的な目的だけのために、図21
のマイクロコントローラ10は、端末回路／バッテリパッ
ク403の内側に存在しており、バッテリ（図21には示さ
れていない）の充電監視を制御するのに使用される。図
21に示されるマイクロコントローラ10の一部には、バッ
テリパック403の外部コネクタ401に接続するための外部
ピンの一部が備えられており、マイクロコントローラ10
が既にバッテリパック403内に組み込まれている場合に
マイクロコントローラ10をプログラミングするのに使用
される。外部コネクタ401は、クロック及びシリアルデ
ータ信号を、マイクロコントローラ10のSCLA及びSDAAピ
ンに夫々供給するために、外部信号を受ける。クロック
ピンはマイクロコントローラにクロックを供給するのに
使用され、データピンは、コマンドビットを入力し、シ
リアル操作の間、データをシリアルニ入出力するのに使
用される。コネクタ401は、また、プログラミング電
圧、例えば、12ボルトを受け、これをマイクロコントロ
ーラ10のマスタクリア（MCLR）／電圧プスグラミングピ
ンに供給して、マイクロコントローラ10を可能化し、シ
リアルプログラミングモードに投入するようにする。そ
して、コネクタ401は、マイクロコントローラ10の外部
電力ピンVDD,VSS（大地）間に、＋5Vを夫々供給する。
図22を参照すると、そこにはシリアルプログラミング
に利用可能な種々のコマンドを表すテーブルが示されて
いる。「試験ロード」コマンドは、試験プログラムメモ
リ内14ビット語をロードするのに用いられ，その際、こ
のコマンドの受信に基づいて、プログラムカウンタが試
験プログラムメモリ内の予め定められた位置にセットさ
れる。「データロード」コマンドは、14ビット語をユー
ザプログラムメモリ内にロードするのに用いられる。
「データ読出」コマンドは、14ビット語をユーザプログ
ラムメモリから伝送するのに用いられる。「アドレス増
分」コマンドは、受信に基づき、マイクロコントローラ
10のプログラムカウンタを増分するのに用いられる。
「プログラミング開始」コマンドは、試験プログラムメ
モリ或いはユーザプログラムメモリの何れかのプログラ
ミングを開始するのに用いられ，その際、このコマンド
に先立って試験ロード又はデータロードコマンドが与え
られなければならない。「パラレルモード投入」コマン
ドは、パラレルモードでデータを受容するようにマイク
ロコントローラ10をプログラムするのに用いられる。こ
のパラレルモードは、バッテリパックに典型的には外部
コネクタがほんの僅かしか備えられていないので、マイ
クロコントローラの回路内プログラミングには、一般的
に適用することができない。最後に、「プログラミング
終了」コマンドは、プログラムメモリのプログラミング
を停止するのに用いられる。
図23,24を参照すると、そこには、シリアルプログラ
ミングのための試験ロード及びデータロードコマンドを
夫々表すグラフ的線図が示されている。コマンドを入力
するために、クロックピンにはサイクルが６回与えら
れ、その際、各コマンドビットが初めに入力されている
コマンドの最下位ビット（LSB）に伴うクロックの後縁
でラッチされる。SDAAピン上のデータは、図23,24に示
されるように、クロックの後縁に関して、最小のセット
アップ（t set0,t set1）及び保持時間（t hld0,t hld
1）を有するように要求されており、このセットアップ
及び保持時間は、例えば100ナノ秒〔ns〕である。さら
に、これに関係するデータ読出及びデータロードコマン
ドのようなコマンドは、図23,24に示されるように、コ
マンドとデータとの間に、最小の遅延（t dly1）を有す
るように特定されており、この遅延は、例えば１マイク
ロ秒〔μｓ〕である。この遅延の後、クロックピンには
サイクルが16回与えられ、第１サイクルはスタートビッ
トであり最後のサイクルはストップビットであり、ま
た、データは、中間の14クロックサイクルに伴い最下位
ビットを最初にして、入力又は出力がなされる。特に、
読出操作の間には、最下位ビットは、第２サイクルの前
縁でSDAAピン上に伝送され、ロード操作の間には、最下
位ビットは、第２サイクルの後縁でラッチされるように
なっている。
要するに、本発明によって、マイクロコントローラ10
の回路内シリアルプログラミングを行われる。このこと
によって、エンドユーザはマイクロコントローラ10を、
バッテリ充電及び監視制御用バッテリパックのようなエ
ンドユーザアプリケーションにおかれたときに、プログ
ラムすることができる。
〔バッテリ監視アプリケーション〕
図25を参照すると、そこには、外部バッテリ450を監
視するためのアプリケーションにおいて構成されるマイ
クロコントローラ10を表すブロック図が示されている。
バッテリ450の電圧は、分圧回路452を介してマイクロコ
ントローラ10のAN0/BATVアナログ入力に供給される。バ
ッテリ450の電流は感知抵抗454を介して通流し、マイク
ロコントローラ10のAN1/BATIアナログ入力に、バッテリ
電流を表す電圧を供給する。マイクロコントローラ10の
RAMPピンは、外部コンデンサ456を介して大地に接続さ
れ、このコンデンサ両端にプログラム可能なランプ電圧
を発生するようになっている。マイクロコントローラ10
のIAVGピンは、オプションとして外部コンデンサ458を
介して大地に接続され、短持続時間電流パルスを捕獲す
るのに使用される。電圧調整器ピン（VREG）は、電圧調
整を行うために、外部ＮチャネルFET460のゲート電極に
接続される。このFET460は、ドレイン電極がバッテリ電
圧を受けるように接続され、ソース電極からマイクロコ
ントローラ10に調整された電圧VDDを供給する。さら
に、この調整された電圧は、外部アナログ入力AN2を介
して計測することができる。
ここでは所定の好ましい実施例について説明してきた
が、説明された実施例及び方法の種々の変形及び変更が
本発明の真の精神及び範囲から逸脱しないで作られ得る
ことは、当業者に明らかであろう。従って、本発明は、
添付された請求の範囲並びに適用される法律の規則及び
原則によって要求される範囲にのみ限定されるべきであ
ると考えられる。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (51)Int.Cl.7 識別記号 ＦＩ Ｈ０２Ｊ 7/10 Ｇ０６Ｆ 1/00 ３３３Ｃ (72)発明者 デラクロース，ブリアン アメリカ合衆国 86351 アリゾナ セ ドナ バード バレィ スクール ロー ド 890 (56)参考文献 特開 平３−282916（ＪＰ，Ａ) 特開 平６−36057（ＪＰ，Ａ) 特開 平６−44774（ＪＰ，Ａ) 特表 平10−509857（ＪＰ，Ａ) 米国特許5084704（ＵＳ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H01M 10/42 - 10/48 G06F 1/00 H02J 7/00 - 7/10

Claims (15)

    (57)【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】半導体チップ上に作製されたバッテリ充電
    及びバッテリ監視アプリケーション用マイクロコントロ
    ーラであって、 プログラム及び命令を実行してバッテリ充電及びバッテ
    リ監視システムを選択的に制御する制御信号を発生し、 命令を実行するためのマイクロプロセッサ手段、マイク
    ロコントローラにより実行されるべきプログラムを格納
    するためのプログラムメモリ手段、及び、データを格納
    するためのデータメモリ手段を具備する マイクロコントローラにおいて、 さらに、バッテリ電圧、バッテリ電流およびバッテリ温
    度を含む充電バッテリの予め選択された異なる動作パラ
    メータをそれぞれ表す複数のアナログ入力信号をその各
    パラメータの現在の値を表すディジタル計数値に変換す
    ることができるオンチップ・アナログ前置回路を具備
    し、 このオンチップ・アナログ前置回路は、 前記複数のアナログ入力信号を予め規定されたそれぞれ
    異なる周期率でインターリーブされたサンプリングを行
    うための選択手段であって、この周期率が各インターリ
    ーブ周期全体にわたる各パラメータの値の設定された変
    化に対応し、前記複数のアナログ入力信号が表す各パラ
    メータの現在の値を監視する選択手段と、 予め定められたランプ電圧がこの選択されたアナログ入
    力の信号レベルを超過したときにこの選択されたアナロ
    グ入力信号の信号レベルを表すディジタル計数値を獲得
    し格納するための傾斜アナログ−ディジタル（A/D）変
    換器で、格納されたディジタル計数値が選択されたアナ
    ログ入力信号の信号レベルを示す傾斜アナログ−ディジ
    タル（A/D）変換器と、 それぞれのパラメータを表すディジタル計数値を、前記
    複数のアナログ信号入力のサンプルをインターリーブす
    る周期にわたって平均化することでフィルタリングする
    フィルタ手段と、 それぞれのパラメータを表すフィルタされた計数値に応
    答してバッテリの充電状態と充電の必要性を決定する手
    段と を備えることを特徴とするマイクロコントローラ。
  2. 【請求項２】前記傾斜A/D変換器は、 前記ランプ電圧を発生させるためにプログラム可能な電
    流を提供するためのディジタル−アナログ変換器（DA
    C）、 第１入力に選択されたアナログ入力電圧を受け、第２入
    力に前記ランプ電圧を受ける比較器、 計数値を発生するためにクロック信号に応答しするカウ
    ンタ、及び、 前記ランプ電圧が選択されたアナログ電圧を超過したと
    き前記カウンタの計数値を格納するための捕捉レジスタ を備える ことを特徴とする請求項１に記載のマイクロコントロー
    ラ。
  3. 【請求項３】前記オンチップ・アナログ前置回路は、さ
    らに、複数のアナログ入力電圧の一つについてゼロ電流
    条件を模擬するためのゼロ化手段を備え、これによっ
    て、低いレベルのアナログ入力信号を計測する精度を高
    めるようにすることを特徴とする請求項１に記載のマイ
    クロコントローラ。
  4. 【請求項４】前記オンチップ・アナログ前置回路は、さ
    らに、複数の基準電圧を提供するためのバンドギャップ
    基準電圧手段を備え、これによって、外部基準電圧源の
    必要をなくするようにすることを特徴とする請求項１に
    記載のマイクロコントローラ。
  5. 【請求項５】前記複数のアナログ入力信号を予め規定さ
    れたそれぞれ異なる周期率でインターリーブしてサンプ
    リングするための選択手段が、前記複数のアナログ入力
    信号のサンプリングレートを、前記複数のアナログ入力
    信号によって表される複数のパラメータの予め決められ
    た優先順位に従って設定する手段を含むことを特徴する
    請求項１に記載のマイクロコントローラ。
  6. 【請求項６】前記サンプリングレートを設定する手段
    が、低速で値が変化するパラメータを表すアナログ入力
    信号に対し、相対的に高速に変化するパラメータを表す
    アナログ入力信号に比較して低い優先順位を付与し、従
    ってより少ないサンプリング回数となることを特徴する
    請求項５に記載のマイクロコントローラ。
  7. 【請求項７】前記サンプリングレートを設定する手段
    が、バッテリ電流を表すアナログ入力信号に対して最高
    の優先順位を付与し、従って最大のサンプリング回数と
    なり、バッテリ温度を表すアナログ入力信号に対して最
    低の優先順位を付与し、従って最小のサンプリング回数
    となり、バッテリ電圧を表すアナログ入力信号に対して
    中間の優先順位を付与し、従って中間のサンプリング回
    数となることを特徴する請求項６に記載のマイクロコン
    トローラ。
  8. 【請求項８】前記複数のアナログ入力信号のうちのその
    他の信号が、電流回路網ゼロ電圧、バンドギャップ電
    圧、並びに、高位及び低位A/D基準電圧を含むパラメー
    タを表し、前記サンプリングレートを設定する手段が、
    前記複数のアナログ入力信号のうちのその他の信号に対
    して実質的に最低に等しい優先順位を付与し、従って実
    質的に最小等しいサンプリング回数とななることを特徴
    する請求項７に記載のマイクロコントローラ。
  9. 【請求項９】マイクロコントローラへの複数のアナログ
    信号を計測するための方法であって、この複数のアナロ
    グ入力信号が制御可能な外部のシステムの予め選択され
    たそれぞれの値を表し、 このマイクロコントローラは、 半導体チップ上に作製されて、プログラム及び命令を実
    行し、その実行の結果前記制御可能な外部のシステムを
    選択的に制御する制御信号を発生し、 命令を実行するためのマイクロプロセッサ手段、マイク
    ロコントローラにより実行されるべきプログラムを格納
    するためのプログラムメモリ手段、及び、データを格納
    するためのデータメモリ手段を備え、 さらに、複数のアナログ入力信号を計測するのに用いら
    れるオンチップ・アナログ要素を具備する 方法において、 前記複数のアナログ入力信号を異なる周期率でサンプリ
    ングすることにより監視するために前記複数のアナログ
    入力信号を周期的に選択し、この周期率が各アナログ入
    力信号の信号レベルすなわち各パラメータの値の変化速
    度に依存し、それにより各インターリーブ周期において
    前記複数のアナログ入力信号のいくつかは他よりも頻繁
    にサンプリングされたインターリーブされたセットのサ
    ンプルを得るステップと、 プログラム可能ランプ電圧を発生するステップと、 受信クロック信号の数を計数するステップで、計数の初
    期化が前記ランプ電圧の発生とほぼ同時に開始されるス
    テップと、 ランプ電圧が各サンプルの複数のアナログ入力信号のう
    ちの各選択された１信号のレベルを超過したとき受信ク
    ロック信号の数を捕捉し、これによって、選択されたア
    ナログ入力信号のレベルを表す計測ディジタル計数値を
    得るステップと、 前記ランプ電圧の発生、計数及び捕捉ステップを各サン
    プルに対して繰り返すステップと、 各インターリーブ周期において各パラメータに対して得
    られたサンプルのレベルを表す測定されたディジタル計
    数値を平均化して前記制御可能な外部のシステムの活性
    の状態及びこの活性の予め決められたレベルのための容
    量の維持を可能にする前記制御可能な外部のシステムへ
    の補給の必要性を決定するステップと を具備することを特徴とする方法。
  10. 【請求項１０】さらに、 複数のアナログ入力信号の一つについてゼロ電流条件を
    模擬するステップ を具備し、これによって、低レベルのアナログ入力信号
    を計測する精度を高めるようにすることを特徴とする請
    求項９に記載の方法。
  11. 【請求項１１】前記制御可能な外部のシステムがバッテ
    リであり、前記複数のアナログ入力信号がそれぞれ少な
    くともバッテリの電圧、電流及び温度のパラメータに対
    応することを特徴とする請求項９に記載の方法。
  12. 【請求項１２】バッテリを充電し放電しそして監視する
    マイクロコントローラであって、 半導体チップ上に作製されて、プログラム及び命令を実
    行し、 プログラム及び命令の実行に対応して制御信号を発生し
    て、バッテリ充電及びバッテリ監視システムを選択的に
    制御し、 命令を実行するためのマイクロプロセッサ手段、マイク
    ロコントローラにより実行されるべきプログラムを格納
    するためのプログラムメモリ手段、及びデータを格納す
    るためのデータメモリ手段を具備する マイクロコントローラにおいて、 さらに、バッテリに制御された電流を供給するためのオ
    ンチップ・アナログ前置回路を具備し、 このオンチップ・アナログ前置回路は、 ディジタル的にプログラム可能な電圧信号で前記バッテ
    リに望ましい充電レベルを表す電圧信号を発生するため
    の手段と、 バッテリの動作を表す予め定められた複数のパラメータ
    を周期的に監視しバッテリ電流のレベルを表す第１の電
    圧信号を発生する手段であって、そのパラメータにはバ
    ッテリ出力電流、バッテリ電圧及びバッテリ温度が含ま
    れ、バッテリ出力電流は各サイクルにおいて他のパラメ
    ータよりも実質的に頻繁に監視される手段と、 前記第１の電圧信号を前記ディジタル的にプログラム可
    能な電圧信号に実質的に等しくなるように調整する制御
    信号で、この制御信号はバッテリを充電する電流を前記
    ディジタル的にプログラム可能な電圧信号に対応して制
    御するのに使用される制御信号を発生するための手段と を備えることを特徴とするマイクロコントローラ。
  13. 【請求項１３】前記ディジタル的にプログラム可能な電
    圧信号を発生するための手段は、ディジタル的にプログ
    ラム可能なディジタル−アナログ変換器（DAC）を含む
    ることを特徴とする請求項12に記載のマイクロコントロ
    ーラ。
  14. 【請求項１４】前記制御信号を発生するための手段は、
    第１の入力が前記ディジタル−アナログ変換器からの前
    記ディジタル的にプログラム可能な電圧信号を受けるよ
    うに接続され、第２入力が前記パラメータ中のバッテリ
    電流表す電圧を受けるように接続され、出力が前記第１
    入力及び第２入力間の差に対応した前記制御信号をその
    差をなくすような強度および極性で出力するように接続
    される比較器を有することを特徴とする請求項12に記載
    のマイクロコントローラ。
  15. 【請求項１５】前記オンチップ・アナログ前置回路は、
    さらに、バッテリ電流についてゼロ電流条件を模擬する
    ためのゼロ化手段を備え、これによって、バッテリに関
    係する低いレベルの電流を計測する精度を高めるように
    することを特徴とする請求項12に記載のマイクロコント
    ローラ。
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