JP3074990B2 - 電子チューナ - Google Patents
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- JP3074990B2 JP3074990B2 JP05000524A JP52493A JP3074990B2 JP 3074990 B2 JP3074990 B2 JP 3074990B2 JP 05000524 A JP05000524 A JP 05000524A JP 52493 A JP52493 A JP 52493A JP 3074990 B2 JP3074990 B2 JP 3074990B2
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明はテレビジョン受信機や家
庭用ＶＴＲなどに使用する電子チューナに関するもので
ある。
庭用ＶＴＲなどに使用する電子チューナに関するもので
ある。
【０００２】
【従来の技術】従来のチューナは図６に示すような回路
構成であった。（例えば特開平３−１６０８１５号公
報）以下、図面を用いて従来の技術を説明する。図６に
おいて、１は入力端子である。２ａはこの入力端子１か
ら入力された信号が供給される入力回路である。３はこ
の入力回路２ａの出力信号が供給される高周波増幅回路
（以下、ＲＦ増幅回路という）である。４はこのＲＦ増
幅回路３の出力信号が一方の入力に供給される混合回路
である。５はこの混合回路４の他方の入力に局部発振信
号を供給する局部発振回路である。６は前記混合回路４
の出力信号が供給される中間周波数増幅回路（以下、Ｉ
Ｆ増幅回路という）である。７はこのＩＦ増幅回路６の
出力信号が供給される出力端子である。
構成であった。（例えば特開平３−１６０８１５号公
報）以下、図面を用いて従来の技術を説明する。図６に
おいて、１は入力端子である。２ａはこの入力端子１か
ら入力された信号が供給される入力回路である。３はこ
の入力回路２ａの出力信号が供給される高周波増幅回路
（以下、ＲＦ増幅回路という）である。４はこのＲＦ増
幅回路３の出力信号が一方の入力に供給される混合回路
である。５はこの混合回路４の他方の入力に局部発振信
号を供給する局部発振回路である。６は前記混合回路４
の出力信号が供給される中間周波数増幅回路（以下、Ｉ
Ｆ増幅回路という）である。７はこのＩＦ増幅回路６の
出力信号が供給される出力端子である。
【０００３】また、前記入力回路２ａは、その入力側８
に一端が接続された第１のインダクタンス素子９と、こ
の第１のインダクタンス素子９の他端にその一端が接続
されたバラクタダイオード１０とを有している。そし
て、前記第１のインダクタンス素子９と前記第１のバラ
クタダイオード１０との接続点とグランドとの間に、第
２のインダクタンス素子１２と第２のバラクタダイオー
ド１３とが並列接続されている。そして更に、前記第１
のインダクタンス素子９と並列に第３のコンデンサ１４
が接続された構成となっていた。
に一端が接続された第１のインダクタンス素子９と、こ
の第１のインダクタンス素子９の他端にその一端が接続
されたバラクタダイオード１０とを有している。そし
て、前記第１のインダクタンス素子９と前記第１のバラ
クタダイオード１０との接続点とグランドとの間に、第
２のインダクタンス素子１２と第２のバラクタダイオー
ド１３とが並列接続されている。そして更に、前記第１
のインダクタンス素子９と並列に第３のコンデンサ１４
が接続された構成となっていた。
【０００４】以上のように構成されたチューナについて
以下その動作について説明する。アンテナ等より入力さ
れたテレビジョン信号（以下ＲＦ信号という）は、チュ
ーナの入力端子１に入力されたあと、入力結合用の第１
のインダクタンス素子９と第３のコンデンサ１４により
構成される***振回路１５（図６中の点線で囲まれる部
分）の一端に入力される。この***振回路１５の他端よ
り出力されたＲＦ信号は、同調用の第２のインダクタン
ス素子１２と同調用の第２のバラクタダイオード１３に
より構成される同調回路に入力され受信チャンネルのＲ
Ｆ信号が選択される。そしてＲＦ増幅回路結合用の第１
のバラクタダイオード１０にてＲＦ増幅回路３と結合が
とられ、ＲＦ増幅回路３により増幅される。そして、受
信チャンネル用周波数の局部発振回路５からの信号と混
合回路４で混合され、中間周波数に変換され、その出力
はＩＦ増幅回路６で増幅され、出力端子７から出力され
る構成となっていた。
以下その動作について説明する。アンテナ等より入力さ
れたテレビジョン信号（以下ＲＦ信号という）は、チュ
ーナの入力端子１に入力されたあと、入力結合用の第１
のインダクタンス素子９と第３のコンデンサ１４により
構成される***振回路１５（図６中の点線で囲まれる部
分）の一端に入力される。この***振回路１５の他端よ
り出力されたＲＦ信号は、同調用の第２のインダクタン
ス素子１２と同調用の第２のバラクタダイオード１３に
より構成される同調回路に入力され受信チャンネルのＲ
Ｆ信号が選択される。そしてＲＦ増幅回路結合用の第１
のバラクタダイオード１０にてＲＦ増幅回路３と結合が
とられ、ＲＦ増幅回路３により増幅される。そして、受
信チャンネル用周波数の局部発振回路５からの信号と混
合回路４で混合され、中間周波数に変換され、その出力
はＩＦ増幅回路６で増幅され、出力端子７から出力され
る構成となっていた。
【０００５】次に入力結合用の第１のインダクタンス素
子９と入力結合用の第３のコンデンサ１４により構成さ
れる***振回路１５の動作を図７を参照にしながら更に
詳しく説明する。図７は***振回路１５の両端のインピ
ーダンス特性である。図７において１６は受信チャンネ
ル周波数帯域、１７は***振回路１５の共振周波数であ
る。
子９と入力結合用の第３のコンデンサ１４により構成さ
れる***振回路１５の動作を図７を参照にしながら更に
詳しく説明する。図７は***振回路１５の両端のインピ
ーダンス特性である。図７において１６は受信チャンネ
ル周波数帯域、１７は***振回路１５の共振周波数であ
る。
【０００６】受信チャンネル周波数帯域１６および受信
チャンネル周波数帯域１６より低い周波数帯域の信号が
入力された時は、***振回路１５の共振周波数１７が受
信チャンネル周波数帯域１６より高い周波数に設定され
るため、この***振回路１５の両端のインピーダンス特
性は図７に示すごとくインダクタンス成分となる。した
がって***振回路１５は、受信チャンネル周波数帯域１
６および受信チャンネル周波数帯域１６より低い周波数
帯域の入力に対してはインピーダンスの低い入力端子１
と、同調用の第２のインダクタンス素子１２と同調用の
第２のバラクタダイオード１３により構成されるインピ
ーダンスの高い同調回路との接続を行うインピーダンス
マッチングの働きをもっている。
チャンネル周波数帯域１６より低い周波数帯域の信号が
入力された時は、***振回路１５の共振周波数１７が受
信チャンネル周波数帯域１６より高い周波数に設定され
るため、この***振回路１５の両端のインピーダンス特
性は図７に示すごとくインダクタンス成分となる。した
がって***振回路１５は、受信チャンネル周波数帯域１
６および受信チャンネル周波数帯域１６より低い周波数
帯域の入力に対してはインピーダンスの低い入力端子１
と、同調用の第２のインダクタンス素子１２と同調用の
第２のバラクタダイオード１３により構成されるインピ
ーダンスの高い同調回路との接続を行うインピーダンス
マッチングの働きをもっている。
【０００７】受信チャンネル周波数帯域１６より高い周
波数帯域の信号が入力された時には、図７が示すように
この***振回路１５の両端のインピーダンス特性は共振
周波数１７の近辺においてインピーダンスが増大する。
この***振は同調用の第２のインダクタンス素子１２、
同調用の第２のバラクタダイオード１３で構成される受
信チャンネル同調回路と入力端子１との間に接続される
ため共振周波数１７の近辺におけるＲＦ信号の通過を阻
止するように動作する。
波数帯域の信号が入力された時には、図７が示すように
この***振回路１５の両端のインピーダンス特性は共振
周波数１７の近辺においてインピーダンスが増大する。
この***振は同調用の第２のインダクタンス素子１２、
同調用の第２のバラクタダイオード１３で構成される受
信チャンネル同調回路と入力端子１との間に接続される
ため共振周波数１７の近辺におけるＲＦ信号の通過を阻
止するように動作する。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】しかしながらこのよう
な従来の構成では、受信チャンネル周波数帯域１６の伝
達損失を発生させずに選択度特性を向上させるには、共
振周波数１７の設定を受信チャンネル周波数帯域１６の
少なくとも一番高い周波数より高い周波数に設定しなけ
ればならない。このため通常、共振周波数１７は高域受
信チャンネル周波数の（２×局部発振波数）だけ高い周
波数に設定し、イメージ妨害周波数の選択度特性を良好
にしていたが、受信チャンネル周波数帯域１６のうち低
域受信周波数ではイメージ妨害周波数の選択度特性が同
調回路のＱだけとなり、***振回路のインピーダンスの
増大の効果が少ない為に、高域受信周波数に比べ悪化し
てしまう。即ち全受信チャンネル周波数帯域のイメージ
妨害周波数の選択度特性を向上させることが困難である
という問題を有していた。
な従来の構成では、受信チャンネル周波数帯域１６の伝
達損失を発生させずに選択度特性を向上させるには、共
振周波数１７の設定を受信チャンネル周波数帯域１６の
少なくとも一番高い周波数より高い周波数に設定しなけ
ればならない。このため通常、共振周波数１７は高域受
信チャンネル周波数の（２×局部発振波数）だけ高い周
波数に設定し、イメージ妨害周波数の選択度特性を良好
にしていたが、受信チャンネル周波数帯域１６のうち低
域受信周波数ではイメージ妨害周波数の選択度特性が同
調回路のＱだけとなり、***振回路のインピーダンスの
増大の効果が少ない為に、高域受信周波数に比べ悪化し
てしまう。即ち全受信チャンネル周波数帯域のイメージ
妨害周波数の選択度特性を向上させることが困難である
という問題を有していた。
【０００９】本発明は上記従来の問題点を解決するもの
で、全受信チャンネル周波数帯域に於いてイメージ妨害
周波数の選択度特性が優れたチューナを提供することを
目的とする。
で、全受信チャンネル周波数帯域に於いてイメージ妨害
周波数の選択度特性が優れたチューナを提供することを
目的とする。
【００１０】
【課題を解決するための手段】この目的を達成するため
に本発明のチューナの入力回路は、***振回路の構成と
して、その入力側に一端が接続された第１のインダクタ
ンス素子に並列に接続したコンデンサに代えて、前記第
１のインダクタンス素子の入力側と第１のバラクタダイ
オードの出力側との間に第３のバラクタダイオードと第
１のコンデンサを直列に接続するとともに、第１のイン
ダクタンス素子と第１のバラクタダイオードとの接続点
に電圧印加の端子を接続したものである。
に本発明のチューナの入力回路は、***振回路の構成と
して、その入力側に一端が接続された第１のインダクタ
ンス素子に並列に接続したコンデンサに代えて、前記第
１のインダクタンス素子の入力側と第１のバラクタダイ
オードの出力側との間に第３のバラクタダイオードと第
１のコンデンサを直列に接続するとともに、第１のイン
ダクタンス素子と第１のバラクタダイオードとの接続点
に電圧印加の端子を接続したものである。
【００１１】
【作用】この構成によれば第１のバラクタダイオードと
第３のバラクタダイオードの働きにより、共振周波数を
受信チャンネルの周波数の高低に対し追従させることが
できる。すなわち、受信周波数が低いときには共振周波
数も低下し、受信周波数が高くなると共振周波数も高く
なり、この共振周波数をイメージ妨害周波数に設定する
ことにより、常にほぼ一定したイメージ妨害周波数の選
択度特性が得られることになる。この結果、全受信チャ
ンネル周波数帯域の妨害排除能力を向上させることがで
きる。
第３のバラクタダイオードの働きにより、共振周波数を
受信チャンネルの周波数の高低に対し追従させることが
できる。すなわち、受信周波数が低いときには共振周波
数も低下し、受信周波数が高くなると共振周波数も高く
なり、この共振周波数をイメージ妨害周波数に設定する
ことにより、常にほぼ一定したイメージ妨害周波数の選
択度特性が得られることになる。この結果、全受信チャ
ンネル周波数帯域の妨害排除能力を向上させることがで
きる。
【００１２】
【実施例】以下、本発明の一実施例について図１を参照
しながら説明する。図１において、１は入力端子であ
る。２は入力端子１から入力された信号が供給される入
力回路である。３はこの入力回路２の出力信号が供給さ
れるＲＦ増幅回路である。４はこのＲＦ増幅回路３の出
力信号が一方の入力に供給される混合回路である。５は
この混合回路４の他方の入力に局部発振信号を供給する
局部発振回路である。６は前記混合回路４の出力信号が
供給されるＩＦ増幅回路である。７はこのＩＦ増幅回路
６の出力信号が供給される出力端子である。
しながら説明する。図１において、１は入力端子であ
る。２は入力端子１から入力された信号が供給される入
力回路である。３はこの入力回路２の出力信号が供給さ
れるＲＦ増幅回路である。４はこのＲＦ増幅回路３の出
力信号が一方の入力に供給される混合回路である。５は
この混合回路４の他方の入力に局部発振信号を供給する
局部発振回路である。６は前記混合回路４の出力信号が
供給されるＩＦ増幅回路である。７はこのＩＦ増幅回路
６の出力信号が供給される出力端子である。
【００１３】また、前記入力回路２は、その入力側８に
一端が接続された第１のインダクタンス素子９と、この
第１のインダクタンス素子９の他端にその一端（カソー
ド側）が接続された第１のバラクタダイオード１０とを
有している。そして、前記第１のインダクタンス素子９
と前記第１のバラクタダイオード１０との接続点に第２
のインダクタンス素子１２の一端と第２のバラクタダイ
オード１３の一端（カソード側）が接続されている。前
記第２のインダクタンス素子１２の他端とグランドとの
間に第４のコンデンサ１８が直列に接続され、前記第２
のバラクタダイオード１３の他端がグランドに接続され
ている。前記第１のバラクタダイオード１０と前記第２
のバラクタダイオード１３の接続点に第１の抵抗１９の
一端が接続され、この第１の抵抗１９の他端に電圧印加
端子２０が接続されている。この電圧印加端子２０に
は、同調電圧が印加される。前記第１のバラクタダイオ
ード１０と出力側１１の接続点に第２の抵抗２１が接続
され、他端は接地されている。そして更に、前記第１の
インダクタンス素子９の一端と前記第１のバラクタダイ
オード１０の他端との間に第３のバラクタダイオード２
２と第１のコンデンサ２３が直列に接続されている。こ
のとき第１のインダクタンス素子９の一端側がバラクタ
ダイオード２２のカソード側となっている。前記第３の
バラクタダイオード２２と前記第１のコンデンサ２３の
接続点との間に第３の抵抗２４が接続され、その他端は
接地されている。
一端が接続された第１のインダクタンス素子９と、この
第１のインダクタンス素子９の他端にその一端（カソー
ド側）が接続された第１のバラクタダイオード１０とを
有している。そして、前記第１のインダクタンス素子９
と前記第１のバラクタダイオード１０との接続点に第２
のインダクタンス素子１２の一端と第２のバラクタダイ
オード１３の一端（カソード側）が接続されている。前
記第２のインダクタンス素子１２の他端とグランドとの
間に第４のコンデンサ１８が直列に接続され、前記第２
のバラクタダイオード１３の他端がグランドに接続され
ている。前記第１のバラクタダイオード１０と前記第２
のバラクタダイオード１３の接続点に第１の抵抗１９の
一端が接続され、この第１の抵抗１９の他端に電圧印加
端子２０が接続されている。この電圧印加端子２０に
は、同調電圧が印加される。前記第１のバラクタダイオ
ード１０と出力側１１の接続点に第２の抵抗２１が接続
され、他端は接地されている。そして更に、前記第１の
インダクタンス素子９の一端と前記第１のバラクタダイ
オード１０の他端との間に第３のバラクタダイオード２
２と第１のコンデンサ２３が直列に接続されている。こ
のとき第１のインダクタンス素子９の一端側がバラクタ
ダイオード２２のカソード側となっている。前記第３の
バラクタダイオード２２と前記第１のコンデンサ２３の
接続点との間に第３の抵抗２４が接続され、その他端は
接地されている。
【００１４】本実施例においては、入力端子１に入力さ
れる受信チャンネル周波数が１７０ＭHz〜４７０ＭHzの
場合に入力回路２の各素子の定数は以下に示すような値
を用いることで、良好な結果を得ている。すなわち、入
力結合用として用いた第１のインダクタンス素子９はポ
リウレタン銅線による空芯コイルで６５ｎＨ程度として
いる。また同調用として用いた第２のインダクタンス素
子１２は入力結合用の第１のインダクタンス素子９と同
じ材質で２５ｎＨ程度としている。第１のバラクタダイ
オード１０および第２のバラクタダイオード１３は印加
電圧が２Ｖ時３０ｐＦ程度、２５Ｖ時３ｐＦ程度の電圧
印加による容量可変範囲をもっている。第３のバラクタ
ダイオード２２は２Ｖ時１５ｐＦ程度、２５Ｖ時２ｐＦ
程度の電圧印加による容量可変範囲をもっている。第１
のコンデンサ２３は２．５ｐＦ程度である。また、抵抗
１９，２１，２４は２７ｋΩ〜１００ｋΩ程度の高抵抗
である。直流阻止及び容量可変補正用コンデンサの第４
のコンデンサ１８は１００ｐＦ程度である。
れる受信チャンネル周波数が１７０ＭHz〜４７０ＭHzの
場合に入力回路２の各素子の定数は以下に示すような値
を用いることで、良好な結果を得ている。すなわち、入
力結合用として用いた第１のインダクタンス素子９はポ
リウレタン銅線による空芯コイルで６５ｎＨ程度として
いる。また同調用として用いた第２のインダクタンス素
子１２は入力結合用の第１のインダクタンス素子９と同
じ材質で２５ｎＨ程度としている。第１のバラクタダイ
オード１０および第２のバラクタダイオード１３は印加
電圧が２Ｖ時３０ｐＦ程度、２５Ｖ時３ｐＦ程度の電圧
印加による容量可変範囲をもっている。第３のバラクタ
ダイオード２２は２Ｖ時１５ｐＦ程度、２５Ｖ時２ｐＦ
程度の電圧印加による容量可変範囲をもっている。第１
のコンデンサ２３は２．５ｐＦ程度である。また、抵抗
１９，２１，２４は２７ｋΩ〜１００ｋΩ程度の高抵抗
である。直流阻止及び容量可変補正用コンデンサの第４
のコンデンサ１８は１００ｐＦ程度である。
【００１５】以上のように構成されたチューナについて
以下その動作について説明する。アンテナ等より入力さ
れたチューナのＲＦ信号は、チューナの入力端子１に入
力されたあと入力結合用の第１のインダクタンス素子９
の一端に入力される。この入力結合用の第１のインダク
タンス素子９の他端より出力されたＲＦ信号は、同調用
の第２のインダクタンス素子１２と同調用の第２のバラ
クタダイオード１３により構成される同調回路に入力さ
れ受信チャンネルのＲＦ信号が選択される。そしてＲＦ
増幅回路結合用の第１のバラクタダイオード１０にてＲ
Ｆ増幅回路３と結合がとられ、ＲＦ増幅回路３により増
幅される。そして受信チャンネル用周波数の局部発振回
路５の出力と混合回路４で混合されて中間周波数に変換
され、その出力はＩＦ増幅回路６で増幅され、出力端子
７から出力される構成となっている。
以下その動作について説明する。アンテナ等より入力さ
れたチューナのＲＦ信号は、チューナの入力端子１に入
力されたあと入力結合用の第１のインダクタンス素子９
の一端に入力される。この入力結合用の第１のインダク
タンス素子９の他端より出力されたＲＦ信号は、同調用
の第２のインダクタンス素子１２と同調用の第２のバラ
クタダイオード１３により構成される同調回路に入力さ
れ受信チャンネルのＲＦ信号が選択される。そしてＲＦ
増幅回路結合用の第１のバラクタダイオード１０にてＲ
Ｆ増幅回路３と結合がとられ、ＲＦ増幅回路３により増
幅される。そして受信チャンネル用周波数の局部発振回
路５の出力と混合回路４で混合されて中間周波数に変換
され、その出力はＩＦ増幅回路６で増幅され、出力端子
７から出力される構成となっている。
【００１６】ここで、入力結合用の第１のインダクタン
ス素子９とＲＦ増幅回路結合用の第１のバラクタダイオ
ード１０と第３のバラクタダイオード２２と第１のコン
デンサ２３により構成される可変***振回路２５（図１
中の点線で囲まれた領域）の受信チャンネル周波数が高
域の４７０ＭHz付近に合わされた時の動作を図２を参照
しながら更に詳しく説明する。図２は受信チャンネル周
波数が高域の４７０ＭHz付近の可変***振回路２５の両
端のインピーダンス特性である。図２において２６は高
域受信チャンネル周波数、２７は可変***振回路２５の
高域共振周波数である。高域チャンネル受信時には、電
圧印加端子２０に供給される電圧が高く設定されるの
で、第１のバラクタダイオード１０と、第３のバラクタ
ダイオード２２との容量が比較的小さなものとなってい
る。
ス素子９とＲＦ増幅回路結合用の第１のバラクタダイオ
ード１０と第３のバラクタダイオード２２と第１のコン
デンサ２３により構成される可変***振回路２５（図１
中の点線で囲まれた領域）の受信チャンネル周波数が高
域の４７０ＭHz付近に合わされた時の動作を図２を参照
しながら更に詳しく説明する。図２は受信チャンネル周
波数が高域の４７０ＭHz付近の可変***振回路２５の両
端のインピーダンス特性である。図２において２６は高
域受信チャンネル周波数、２７は可変***振回路２５の
高域共振周波数である。高域チャンネル受信時には、電
圧印加端子２０に供給される電圧が高く設定されるの
で、第１のバラクタダイオード１０と、第３のバラクタ
ダイオード２２との容量が比較的小さなものとなってい
る。
【００１７】高域受信チャンネル周波数２６および高域
受信チャンネル周波数２６より低い周波数帯域の信号が
入力された時は、可変***振回路２５の高域共振周波数
２７が高域受信チャンネル周波数２６より高い周波数に
設定されるため、この可変***振回路２５の両端のイン
ピーダンス特性は図２の高域受信チャンネル周波数２６
に示すごとくインダクタンス成分となる。したがって可
変***振回路２５は、高域受信チャンネル周波数２６お
よび高域受信チャンネル周波数２６より低い周波数帯域
においてはインピーダンスの低い入力端子１と、同調用
インダクタンス素子１２と同調用バラクタダイオード１
３により構成されるインピーダンスの高い同調回路との
接続を行うインピーダンスマッチングの働きをもってい
る。
受信チャンネル周波数２６より低い周波数帯域の信号が
入力された時は、可変***振回路２５の高域共振周波数
２７が高域受信チャンネル周波数２６より高い周波数に
設定されるため、この可変***振回路２５の両端のイン
ピーダンス特性は図２の高域受信チャンネル周波数２６
に示すごとくインダクタンス成分となる。したがって可
変***振回路２５は、高域受信チャンネル周波数２６お
よび高域受信チャンネル周波数２６より低い周波数帯域
においてはインピーダンスの低い入力端子１と、同調用
インダクタンス素子１２と同調用バラクタダイオード１
３により構成されるインピーダンスの高い同調回路との
接続を行うインピーダンスマッチングの働きをもってい
る。
【００１８】高域受信チャンネル周波数２６より高い周
波数帯域の信号が入力された時には、図２に示すように
この可変***振回路２５の両端のインピーダンス特性は
高域共振周波数２７の近辺においてインピーダンスが増
大する。この***振は同調用の第２のインダクタンス素
子１２、同調用の第２のバラクタダイオード１３で構成
される受信チャンネル同調回路と入力端子１との間に接
続されるため高域共振周波数２７を高域受信チャンネル
周波数２６の（２×局部発振波数）だけ高い周波数に設
定し、高域のイメージ妨害周波数の選択度特性を従来の
技術同様に良好にしている。
波数帯域の信号が入力された時には、図２に示すように
この可変***振回路２５の両端のインピーダンス特性は
高域共振周波数２７の近辺においてインピーダンスが増
大する。この***振は同調用の第２のインダクタンス素
子１２、同調用の第２のバラクタダイオード１３で構成
される受信チャンネル同調回路と入力端子１との間に接
続されるため高域共振周波数２７を高域受信チャンネル
周波数２６の（２×局部発振波数）だけ高い周波数に設
定し、高域のイメージ妨害周波数の選択度特性を従来の
技術同様に良好にしている。
【００１９】次に可変***振回路２５の受信チャンネル
周波数が低域の１７０ＭHz付近に合わされた時の動作を
図３を参照にしながら詳しく説明する。図３は受信チャ
ンネル周波数が低域の１７０ＭHz付近の可変***振回路
２５の両端のインピーダンス特性である。図３において
２８は低域受信チャンネル周波数、２９は可変***振回
路２５の低域共振周波数である。低域チャンネル受信時
には、電圧印加端子２０に供給される電圧が低くなるの
でＲＦ増幅回路結合用の第１のバラクタダイオード１０
と第３のバラクタダイオード２２の容量が大きくなる。
すなわち、可変***振回路２５の***振周波数は、図３
の低域共振周波数２９に示すごとく先に述べた図２の高
域共振周波数２７より低くなる。したがって可変***振
回路２５は、低域受信チャンネル周波数２８および低域
受信チャンネル周波数２８より低い周波数帯域において
はインピーダンスマッチングの働きをもつ。そして低域
共振周波数２９を第３のバラクタダイオード２２の容量
変化比または直列コンデンサ２３の容量値を選定するこ
とにより低域受信チャンネル周波数２８のイメージ妨害
周波数に設定することにより低域受信チャンネル周波数
２８におけるイメージ妨害周波数の選択度特性を良好に
している。
周波数が低域の１７０ＭHz付近に合わされた時の動作を
図３を参照にしながら詳しく説明する。図３は受信チャ
ンネル周波数が低域の１７０ＭHz付近の可変***振回路
２５の両端のインピーダンス特性である。図３において
２８は低域受信チャンネル周波数、２９は可変***振回
路２５の低域共振周波数である。低域チャンネル受信時
には、電圧印加端子２０に供給される電圧が低くなるの
でＲＦ増幅回路結合用の第１のバラクタダイオード１０
と第３のバラクタダイオード２２の容量が大きくなる。
すなわち、可変***振回路２５の***振周波数は、図３
の低域共振周波数２９に示すごとく先に述べた図２の高
域共振周波数２７より低くなる。したがって可変***振
回路２５は、低域受信チャンネル周波数２８および低域
受信チャンネル周波数２８より低い周波数帯域において
はインピーダンスマッチングの働きをもつ。そして低域
共振周波数２９を第３のバラクタダイオード２２の容量
変化比または直列コンデンサ２３の容量値を選定するこ
とにより低域受信チャンネル周波数２８のイメージ妨害
周波数に設定することにより低域受信チャンネル周波数
２８におけるイメージ妨害周波数の選択度特性を良好に
している。
【００２０】図４及び図５に本実施例における選択度特
性を示す。図４は高域受信チャンネル時の選択度特性、
図５は低域受信チャンネル時の選択度特性である。そし
て図４及び図５の３０は本実施例における選択度特性、
３１は従来の回路における選択度特性である。図４及び
図５からも明らかなように、本実施例における選択度特
性３０は、従来の回路における選択度特性３１と比較
し、図４の高域受信チャンネル時での高域イメージ妨害
選択度特性３２は同等であるが、図５の低域受信チャン
ネル時においては、同調回路の選択度のみの特性である
従来の回路より低域イメージ妨害選択度特性３３が優れ
た選択度特性であることがわかる。
性を示す。図４は高域受信チャンネル時の選択度特性、
図５は低域受信チャンネル時の選択度特性である。そし
て図４及び図５の３０は本実施例における選択度特性、
３１は従来の回路における選択度特性である。図４及び
図５からも明らかなように、本実施例における選択度特
性３０は、従来の回路における選択度特性３１と比較
し、図４の高域受信チャンネル時での高域イメージ妨害
選択度特性３２は同等であるが、図５の低域受信チャン
ネル時においては、同調回路の選択度のみの特性である
従来の回路より低域イメージ妨害選択度特性３３が優れ
た選択度特性であることがわかる。
【００２１】また、可変***振回路２５の定数を最適化
することにより３００ＭHz付近の中域受信チャンネル周
波数におけるイメージ妨害周波数の選択度も良好にでき
ることはいうまでもない。
することにより３００ＭHz付近の中域受信チャンネル周
波数におけるイメージ妨害周波数の選択度も良好にでき
ることはいうまでもない。
【００２２】以上のようにして、可変共振回路２５の反
共振を低域から高域にまで亙って受信チャンネル周波数
のイメージ妨害周波数に最適に設定することを可能と
し、全受信チャンネル周波数帯域に於いてイメージ妨害
周波数の選択度特性が優れたテレビジョン受信機などに
使用するチューナを実現することができる。
共振を低域から高域にまで亙って受信チャンネル周波数
のイメージ妨害周波数に最適に設定することを可能と
し、全受信チャンネル周波数帯域に於いてイメージ妨害
周波数の選択度特性が優れたテレビジョン受信機などに
使用するチューナを実現することができる。
【００２３】また、入力端子１に入力される受信チャン
ネル周波数が本実施例より狭い（例えば１７０ＭHz〜３
００ＭHz）場合、第１のバラクタダイオード１０の代わ
りに第２のコンデンサを使用する。この場合は受信チャ
ンネル周波数が狭いため第３のバラクタダイオード２２
の容量可変のみで可変***振回路２５が構成でき、同様
の効果が得られる。
ネル周波数が本実施例より狭い（例えば１７０ＭHz〜３
００ＭHz）場合、第１のバラクタダイオード１０の代わ
りに第２のコンデンサを使用する。この場合は受信チャ
ンネル周波数が狭いため第３のバラクタダイオード２２
の容量可変のみで可変***振回路２５が構成でき、同様
の効果が得られる。
【００２４】
【発明の効果】以上のように本発明のチューナの入力回
路は、その入力側に一端が接続された第１のインダクタ
ンス素子と、この第１のインダクタンス素子の他端にそ
の一端が接続された第１のバラクタダイオードとを有
し、前記第１のインダクタンス素子と前記第１のバラク
タダイオードとの接続点と、グランドとの間に並列に第
２のインダクタンス素子及び第２のバラクタダイオード
を接続し、前記第１のインダクタンス素子の入力側と前
記第１のバラクタダイオードの出力側との間に第３のバ
ラクタダイオードと第１のコンデンサを直列に接続し前
記第１のインダクタンス素子と第１のバラクタダイオー
ドとの接続点に電圧印加端子を接続した構成とすること
により、入力回路の可変***振回路を受信チャンネルの
周波数の高低に対し追従させることができる。すなわ
ち、受信周波数が低いときには共振周波数も低下し、受
信周波数が高くなると共振周波数も高くなり、この共振
周波数をイメージ妨害周波数に設定することにより、常
にほぼ一定したイメージ妨害周波数の選択度特性が得ら
れることになる。この結果、全受信チャンネル周波数帯
域の妨害排除能力を向上させることができ、特に第１の
バラクタダイオードに第１のインダクタンス素子を介し
て電圧印加端子から電圧が印加されるようにしているの
で、受信周波数が高い場合におけるイメージ妨害周波数
を例えば図４のより内方に移動させてイメージ妨害特性
を高めることができるものとなる。
路は、その入力側に一端が接続された第１のインダクタ
ンス素子と、この第１のインダクタンス素子の他端にそ
の一端が接続された第１のバラクタダイオードとを有
し、前記第１のインダクタンス素子と前記第１のバラク
タダイオードとの接続点と、グランドとの間に並列に第
２のインダクタンス素子及び第２のバラクタダイオード
を接続し、前記第１のインダクタンス素子の入力側と前
記第１のバラクタダイオードの出力側との間に第３のバ
ラクタダイオードと第１のコンデンサを直列に接続し前
記第１のインダクタンス素子と第１のバラクタダイオー
ドとの接続点に電圧印加端子を接続した構成とすること
により、入力回路の可変***振回路を受信チャンネルの
周波数の高低に対し追従させることができる。すなわ
ち、受信周波数が低いときには共振周波数も低下し、受
信周波数が高くなると共振周波数も高くなり、この共振
周波数をイメージ妨害周波数に設定することにより、常
にほぼ一定したイメージ妨害周波数の選択度特性が得ら
れることになる。この結果、全受信チャンネル周波数帯
域の妨害排除能力を向上させることができ、特に第１の
バラクタダイオードに第１のインダクタンス素子を介し
て電圧印加端子から電圧が印加されるようにしているの
で、受信周波数が高い場合におけるイメージ妨害周波数
を例えば図４のより内方に移動させてイメージ妨害特性
を高めることができるものとなる。
【図１】本発明の一実施例による電子チューナの回路図
【図２】本発明の一実施例による高域受信チャンネル時
の可変***振回路の両端のインピーダンス特性図
の可変***振回路の両端のインピーダンス特性図
【図３】本発明の一実施例による低域受信チャンネル時
の可変***振回路の両端のインピーダンス特性図
の可変***振回路の両端のインピーダンス特性図
【図４】本発明の一実施例及び従来の回路の高域受信チ
ャンネル時の選択度特性図
ャンネル時の選択度特性図
【図５】本発明の一実施例及び従来の回路の低域受信チ
ャンネルの選択度特性図
ャンネルの選択度特性図
【図６】従来の電子チューナの回路図
【図７】従来の***振回路の両端のインピーダンス特性
図
図
１ 入力端子 ２ 入力回路 ３ ＲＦ増幅回路 ４ 混合回路 ５ 局部発振回路 ６ ＩＦ増幅回路 ７ 出力端子 ９ 第１のインダクタンス素子 １０ 第１のバラクタダイオード １２ 第２のインダクタンス素子 １３ 第２のバラクタダイオード ２２ 第３のバラクタダイオード ２３ 第１のコンデンサ ２５ 可変***振回路
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 松下 誠二 大阪府門真市大字門真1006番地 松下電 器産業株式会社内 (56)参考文献 特開 平３−228436（ＪＰ，Ａ) 特開 平３−160815（ＪＰ，Ａ) 特開 平６−97779（ＪＰ，Ａ) 実開 昭63−20620（ＪＰ，Ｕ) (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H03J 3/08 - 3/20 H04B 1/18 H04N 5/44
Claims (2)
- 【請求項１】入力端子と、この入力端子に入力された信
号が供給される入力回路と、この入力回路の出力信号が
供給される増幅回路と、その出力信号が一方の入力に供
給される混合回路と、この混合回路の他方の入力に局部
発振信号を供給する発振回路と、前記混合回路の出力信
号が供給される出力端子とを備え、前記入力回路は、そ
の入力側に一端が接続された第１のインダクタンス素子
と、この第１のインダクタンス素子の他端にその一端が
接続され、他端が前記入力回路の出力側に接続された第
１のバラクタダイオードとを有し、前記第１のインダク
タンス素子と前記第１のバラクタダイオードとの接続点
と、グランドとの間に第２のインダクタンス素子と第２
のバラクタダイオードとを並列接続し、前記第１のイン
ダクタンス素子の入力側と前記第１のバラクタダイオー
ドの出力側との間に第３のバラクタダイオードと第１の
コンデンサを直列に接続し前記第１のインダクタンス素
子と第１のバラクタダイオードとの接続点に電圧印加端
子を接続した電子チューナ。 - 【請求項２】第１のバラクタダイオードの代わりに第２
のコンデンサを接続した請求項１記載の電子チューナ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP05000524A JP3074990B2 (ja) | 1993-01-06 | 1993-01-06 | 電子チューナ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP05000524A JP3074990B2 (ja) | 1993-01-06 | 1993-01-06 | 電子チューナ |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH06204803A JPH06204803A (ja) | 1994-07-22 |
| JP3074990B2 true JP3074990B2 (ja) | 2000-08-07 |
Family
ID=11476161
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP05000524A Expired - Fee Related JP3074990B2 (ja) | 1993-01-06 | 1993-01-06 | 電子チューナ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3074990B2 (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2007159083A (ja) * | 2005-11-09 | 2007-06-21 | Alps Electric Co Ltd | アンテナ整合回路 |
-
1993
- 1993-01-06 JP JP05000524A patent/JP3074990B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH06204803A (ja) | 1994-07-22 |
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