JP3064471B2 - 直交変換符号化方法及び逆直交変換復号化装置 - Google Patents
直交変換符号化方法及び逆直交変換復号化装置Info
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- JP3064471B2 JP3064471B2 JP9154791A JP9154791A JP3064471B2 JP 3064471 B2 JP3064471 B2 JP 3064471B2 JP 9154791 A JP9154791 A JP 9154791A JP 9154791 A JP9154791 A JP 9154791A JP 3064471 B2 JP3064471 B2 JP 3064471B2
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Description
【0001】
【産業上の利用分野】本発明は、入力信号に分析窓をか
けて切り出して直交変換する直交変換符号化方法及び直
交変換された信号を逆直交変換し合成窓をかけて隣接ブ
ロックと接続して元の波形を復元する逆直交変換復号化
装置に関するものである。
けて切り出して直交変換する直交変換符号化方法及び直
交変換された信号を逆直交変換し合成窓をかけて隣接ブ
ロックと接続して元の波形を復元する逆直交変換復号化
装置に関するものである。
【0002】
【従来の技術】直交変換符号化について簡単に説明する
と、オーディオ信号やビデオ信号等をディジタル化した
ディジタル信号を、一定のサンプル数(ブロック、ある
いはフレーム)毎に例えば離散的フーリエ変換(DF
T)等の直交変換を施し、得られた周波数軸上の係数デ
ータを量子化するようなものである。
と、オーディオ信号やビデオ信号等をディジタル化した
ディジタル信号を、一定のサンプル数(ブロック、ある
いはフレーム)毎に例えば離散的フーリエ変換(DF
T)等の直交変換を施し、得られた周波数軸上の係数デ
ータを量子化するようなものである。
【0003】ここで、上記ブロック化の際には、例えば
図8に示すように隣接ブロックとの間で重複部分(オー
バーラップ部分)OLが生ずるように分析窓(ウィンド
ウ)AWをかけること、いわゆるウィンドウイング(Win
dowing) を施すことが多い。この図8においては、分析
窓AWの具体例として、値が1.0の直線部分aと、両
端の傾斜部bとから成るいわゆる台形状を有する窓関数
が用いられている。この窓関数の値が0.0となる一端
部から傾斜部b、直線部分a、傾斜部bを経て再び値が
0.0となる他端部までの間が上記1ブロック(あるい
は1フレーム)BLであり、この1ブロックBL内のサ
ンプルデータに対して上記DFT等の直交変換処理が施
されるわけである。
図8に示すように隣接ブロックとの間で重複部分(オー
バーラップ部分)OLが生ずるように分析窓(ウィンド
ウ)AWをかけること、いわゆるウィンドウイング(Win
dowing) を施すことが多い。この図8においては、分析
窓AWの具体例として、値が1.0の直線部分aと、両
端の傾斜部bとから成るいわゆる台形状を有する窓関数
が用いられている。この窓関数の値が0.0となる一端
部から傾斜部b、直線部分a、傾斜部bを経て再び値が
0.0となる他端部までの間が上記1ブロック(あるい
は1フレーム)BLであり、この1ブロックBL内のサ
ンプルデータに対して上記DFT等の直交変換処理が施
されるわけである。
【0004】このような分析窓AWを用いる理由は、隣
接ブロック間で重複させずに分割して直交変換すると、
逆直交変換した後のブロック端部の信号が回り込むよう
な現象、いわゆるエンドエフェクトが生じ、聴感上ある
いは視覚上で悪影響が生ずるからである。従って、一般
に直交変換符号化処理は図9のAのような手順で、また
逆直交変換復号化処理は図9のBのような手順で、それ
ぞれ行われる。
接ブロック間で重複させずに分割して直交変換すると、
逆直交変換した後のブロック端部の信号が回り込むよう
な現象、いわゆるエンドエフェクトが生じ、聴感上ある
いは視覚上で悪影響が生ずるからである。従って、一般
に直交変換符号化処理は図9のAのような手順で、また
逆直交変換復号化処理は図9のBのような手順で、それ
ぞれ行われる。
【0005】すなわち、図9のAに示すエンコーダ側に
おいて、波形切り出し部111では入力波形データから
上記重複部分OLを含むブロック毎にデータを取り出
し、次の分析窓かけ部112で取り出された1ブロック
分のデータに対して上記分析窓AWをかける。次に、直
交変換部113にて上記DFT等の直交変換を施し、符
号化部114にて量子化等の符号化を施すことによっ
て、周波数軸上の符号化データが得られる。このように
直交変換を行う前に分析窓をかけること (いわゆる分析
Windowing)により、スペクトルが拡がることを抑えてい
る。
おいて、波形切り出し部111では入力波形データから
上記重複部分OLを含むブロック毎にデータを取り出
し、次の分析窓かけ部112で取り出された1ブロック
分のデータに対して上記分析窓AWをかける。次に、直
交変換部113にて上記DFT等の直交変換を施し、符
号化部114にて量子化等の符号化を施すことによっ
て、周波数軸上の符号化データが得られる。このように
直交変換を行う前に分析窓をかけること (いわゆる分析
Windowing)により、スペクトルが拡がることを抑えてい
る。
【0006】次に図9のBにおいて、復号化部121に
て上記周波数軸上の符号化データが復号化処理され、逆
直交変換部122にて逆直交変換された後、合成窓かけ
部123にて合成窓SWがかけられる (いわゆる合成Wi
ndowing)。この合成窓SWは上記分析窓AWと同様な形
状を有しており、ブロック両端部でのノイズを小さく抑
えるためのものである。この合成窓SWがかけられた各
ブロックの信号は波形接続部124に送られ、上記重複
部分が足し合わされ接続されて元の波形に復元される。
て上記周波数軸上の符号化データが復号化処理され、逆
直交変換部122にて逆直交変換された後、合成窓かけ
部123にて合成窓SWがかけられる (いわゆる合成Wi
ndowing)。この合成窓SWは上記分析窓AWと同様な形
状を有しており、ブロック両端部でのノイズを小さく抑
えるためのものである。この合成窓SWがかけられた各
ブロックの信号は波形接続部124に送られ、上記重複
部分が足し合わされ接続されて元の波形に復元される。
【0007】ここで、上記分析窓AW及び合成窓SWの
各関数の具体例について、図10を参照しながら説明す
る。この図10の分析窓AWは次の(1)式の関数w
1(n)により表され、また合成窓SWは次の(2)式の関
数w2(n)により表されるものを用いている。また、これ
らの分析窓関数w1(n)と合成窓関数w2(n)とを乗算した
関数w(n)を次の(3)式に示し、図10にこの乗算波
形ASWを示す。
各関数の具体例について、図10を参照しながら説明す
る。この図10の分析窓AWは次の(1)式の関数w
1(n)により表され、また合成窓SWは次の(2)式の関
数w2(n)により表されるものを用いている。また、これ
らの分析窓関数w1(n)と合成窓関数w2(n)とを乗算した
関数w(n)を次の(3)式に示し、図10にこの乗算波
形ASWを示す。
【数1】
【0008】
【発明が解決しようとする課題】ところで、従来におい
ては、上記(1)式、(2)式からも明らかなように、
上記分析窓関数w1(n)と合成窓関数w2(n)とに同じ関数
を用いている。これらの(1)式、(2)式に示す関数
は、非オーバーラップ部分NOLが1.0の値をとり、
両端のオーバーラップ部分OLは、いわゆるハニングウ
ィンドウ(HanningWindow)関数を中心で左右に2分割し
た部分のそれぞれ平方根をとったものであり、これらを
乗算した(3)式に示す関数w(n) が、両端のオーバー
ラップ部分OLでそれぞれ上記2分割Hanning Window関
数の左右の部分となっている。
ては、上記(1)式、(2)式からも明らかなように、
上記分析窓関数w1(n)と合成窓関数w2(n)とに同じ関数
を用いている。これらの(1)式、(2)式に示す関数
は、非オーバーラップ部分NOLが1.0の値をとり、
両端のオーバーラップ部分OLは、いわゆるハニングウ
ィンドウ(HanningWindow)関数を中心で左右に2分割し
た部分のそれぞれ平方根をとったものであり、これらを
乗算した(3)式に示す関数w(n) が、両端のオーバー
ラップ部分OLでそれぞれ上記2分割Hanning Window関
数の左右の部分となっている。
【0009】しかしながら、このような従来の窓かけに
おいては、分析窓関数w1(n)として上記Hanning Window
関数の平方根をとっており、1.0以外の値をとるいわ
ゆる関数波形の肩部が上記両端のオーバーラップ部分O
Lのみで短いことから、両端で充分に滑らかに0に収束
させることができていない。このため、このような分析
窓を用いて直交変換された出力のスペクトルは周波数軸
上で広がってしまい、これらのスペクトル出力データを
精度良く符号化しようとすると多くのビットが必要とな
ってしまうという欠点がある。
おいては、分析窓関数w1(n)として上記Hanning Window
関数の平方根をとっており、1.0以外の値をとるいわ
ゆる関数波形の肩部が上記両端のオーバーラップ部分O
Lのみで短いことから、両端で充分に滑らかに0に収束
させることができていない。このため、このような分析
窓を用いて直交変換された出力のスペクトルは周波数軸
上で広がってしまい、これらのスペクトル出力データを
精度良く符号化しようとすると多くのビットが必要とな
ってしまうという欠点がある。
【0010】また、上記肩部が短いことを考慮して、上
記オーバーラップ部分OLを長くして上記肩部を長くし
ようとすると、各ブロック毎の直交変換出力のスペクト
ルは周波数軸上で集中するが、時間軸上で隣接ブロック
間の重複部分が増えることより一定時間当たりのブロッ
ク数が増加することになり、所定のS/Nを確保するの
に必要なビットレートが増えることになって好ましくな
い。逆に上記オーバーラップ部分OLを短くすると、周
波数軸上のスペクトルが広がって、所定精度で符号化す
るために必要なビット数が増えてしまう。
記オーバーラップ部分OLを長くして上記肩部を長くし
ようとすると、各ブロック毎の直交変換出力のスペクト
ルは周波数軸上で集中するが、時間軸上で隣接ブロック
間の重複部分が増えることより一定時間当たりのブロッ
ク数が増加することになり、所定のS/Nを確保するの
に必要なビットレートが増えることになって好ましくな
い。逆に上記オーバーラップ部分OLを短くすると、周
波数軸上のスペクトルが広がって、所定精度で符号化す
るために必要なビット数が増えてしまう。
【0011】本発明は、上述のような実情に鑑みて提案
されたものであり、隣接ブロックとの重複(オーバーラ
ップ)部分の幅を長くすることなく、分析窓の肩部をよ
り滑らかにして周波数軸上でのスペクトルを集中させ、
悪影響を与えることなくビット低減効果が高め得るよう
な直交変換符号化方法及び逆直交変換復号化装置を提供
することを目的とするものである。
されたものであり、隣接ブロックとの重複(オーバーラ
ップ)部分の幅を長くすることなく、分析窓の肩部をよ
り滑らかにして周波数軸上でのスペクトルを集中させ、
悪影響を与えることなくビット低減効果が高め得るよう
な直交変換符号化方法及び逆直交変換復号化装置を提供
することを目的とするものである。
【0012】
【課題を解決するための手段】本発明に係る直交変換符
号化方法は、入力信号に対して分析窓をかけることによ
り時間軸上でブロック化し、各ブロック毎に直交変換を
施して符号化する直交変換符号化方法において、上記分
析窓として、両端部には時間軸上で隣接するブロックと
の重複部分よりも広い幅の肩部を有する形状の窓関数を
用い、直交変換後の周波数軸上でのスペクトルを集中さ
せることにより、上述の課題を解決するものである。
号化方法は、入力信号に対して分析窓をかけることによ
り時間軸上でブロック化し、各ブロック毎に直交変換を
施して符号化する直交変換符号化方法において、上記分
析窓として、両端部には時間軸上で隣接するブロックと
の重複部分よりも広い幅の肩部を有する形状の窓関数を
用い、直交変換後の周波数軸上でのスペクトルを集中さ
せることにより、上述の課題を解決するものである。
【0013】また、本発明に係る逆直交変換復号化装置
は、両端部に時間軸上で隣接するブロックとの重複部分
よりも広い幅の肩部を有する分析窓がかけられた後に直
交変換符号化された周波数軸上の信号が入力され、この
入力信号に対して逆直交変換を施して時間軸上の信号に
変換し、上記分析窓の窓関数と乗算した結果が隣接ブロ
ックの重複部分と足し合わせたときに1となるような窓
関数の合成窓を上記逆直交変換された信号に対してかけ
るようになし、この合成窓がかけられた信号を隣接ブロ
ックの信号と接続して元の時間軸上の信号に復元するこ
とにより、上述の課題を解決するものである。
は、両端部に時間軸上で隣接するブロックとの重複部分
よりも広い幅の肩部を有する分析窓がかけられた後に直
交変換符号化された周波数軸上の信号が入力され、この
入力信号に対して逆直交変換を施して時間軸上の信号に
変換し、上記分析窓の窓関数と乗算した結果が隣接ブロ
ックの重複部分と足し合わせたときに1となるような窓
関数の合成窓を上記逆直交変換された信号に対してかけ
るようになし、この合成窓がかけられた信号を隣接ブロ
ックの信号と接続して元の時間軸上の信号に復元するこ
とにより、上述の課題を解決するものである。
【0014】
【作用】分析窓と合成窓とを異ならせ、分析窓には隣接
するブロックとの重複部分よりも広い幅の肩部を有する
ものを用いて窓かけ(Windowing) を施してブロック化し
ているため、直交変換後のスペクトルを周波数軸上でよ
り集中的に分布させることができ、少ないビット数で精
度のよい符号化を実現することができる。この場合、上
記重複部分の幅を長くしているわけではないので、隣接
ブロック間の重複による冗長度は増えず、ビットレート
の増大がない。
するブロックとの重複部分よりも広い幅の肩部を有する
ものを用いて窓かけ(Windowing) を施してブロック化し
ているため、直交変換後のスペクトルを周波数軸上でよ
り集中的に分布させることができ、少ないビット数で精
度のよい符号化を実現することができる。この場合、上
記重複部分の幅を長くしているわけではないので、隣接
ブロック間の重複による冗長度は増えず、ビットレート
の増大がない。
【0015】
【実施例】以下、本発明を適用した実施例について図面
を参照しながら説明する。図1には、エンコード(直交
変換符号化)の際に周波数軸上の入力信号に対して窓か
け(Windowing) するための分析窓AWと、デコード(逆
直交変換復号化)の際に逆直交変換されて得られた周波
数軸上の信号に対して窓かけするための合成窓SWと、
これらの分析窓AW及び合成窓SWの各窓関数を乗算し
て得られた乗算波形ASWとが、それぞれ1ブロックB
L分示されている。
を参照しながら説明する。図1には、エンコード(直交
変換符号化)の際に周波数軸上の入力信号に対して窓か
け(Windowing) するための分析窓AWと、デコード(逆
直交変換復号化)の際に逆直交変換されて得られた周波
数軸上の信号に対して窓かけするための合成窓SWと、
これらの分析窓AW及び合成窓SWの各窓関数を乗算し
て得られた乗算波形ASWとが、それぞれ1ブロックB
L分示されている。
【0016】この図1から明らかなように、分析窓AW
は隣接ブロックとの重複(オーバーラップ)部分OLよ
りも広い肩部(すなわち値が1より小さく0より大きい
両端の部分)SHを有している。この分析窓AWに対す
る合成窓SWは、これらの各窓関数を乗算した関数の波
形ASWとして、該乗算波形ASWのオーバーラップ部
分OLが隣接ブロックのオーバーラップ部分OLと足し
合わせたときに1となるようになっている。
は隣接ブロックとの重複(オーバーラップ)部分OLよ
りも広い肩部(すなわち値が1より小さく0より大きい
両端の部分)SHを有している。この分析窓AWに対す
る合成窓SWは、これらの各窓関数を乗算した関数の波
形ASWとして、該乗算波形ASWのオーバーラップ部
分OLが隣接ブロックのオーバーラップ部分OLと足し
合わせたときに1となるようになっている。
【0017】図2はエンコード(直交変換符号化)のた
めの構成例を示しており、入力端子11に供給された時
間軸上の信号、例えばオーディオPCM信号等の波形デ
ータは、メモリ12に一時的に蓄えられ、上記ブロック
BL毎にオーバーラップOLの部分を前のブロックのデ
ータと重複するようにして読み出され、いわゆる波形切
り出しによるブロック化処理が施される。メモリ12か
ら読み出された各ブロックBL毎のデータは、分析窓か
け回路13に送られることにより、分析窓発生回路14
からの上記分析窓AWがかけられる。この分析窓AWが
かけられたデータは、直交変換回路、例えばFFT(高
速フーリエ変換)回路15に送られ、各ブロック単位で
FFT処理が施されることにより、周波数軸のスペクト
ルデータとなる。この周波数軸の直交変換出力データが
符号化器16に送られて符号化され、出力端子17を介
して取り出される。
めの構成例を示しており、入力端子11に供給された時
間軸上の信号、例えばオーディオPCM信号等の波形デ
ータは、メモリ12に一時的に蓄えられ、上記ブロック
BL毎にオーバーラップOLの部分を前のブロックのデ
ータと重複するようにして読み出され、いわゆる波形切
り出しによるブロック化処理が施される。メモリ12か
ら読み出された各ブロックBL毎のデータは、分析窓か
け回路13に送られることにより、分析窓発生回路14
からの上記分析窓AWがかけられる。この分析窓AWが
かけられたデータは、直交変換回路、例えばFFT(高
速フーリエ変換)回路15に送られ、各ブロック単位で
FFT処理が施されることにより、周波数軸のスペクト
ルデータとなる。この周波数軸の直交変換出力データが
符号化器16に送られて符号化され、出力端子17を介
して取り出される。
【0018】図3はデコード(逆直交変換復号化)のた
めの構成例を示している。この図3において、入力端子
21には上記図2のデコード構成により直交変換符号化
された符号化データが供給され、復号化器22に送られ
て復号化され、周波数軸上のスペクトル・データあるい
はいわゆるFFT係数データとなる。このデータは、逆
直交変換回路、例えばIFFT(逆高速フーリエ変換)
回路23に送られて、上記FFT処理の逆の処理、すな
わち周波数軸から時間軸への変換処理が施され、上記ブ
ロック単位の時間軸上のデータとなる。このブロック単
位のデータが合成窓かけ回路24に送られ、合成窓発生
回路25からの上記合成窓SWがかけられる。この合成
窓かけ回路24からの出力は、元の波形データに対して
上記乗算波形ASWがかけられたものとなり、次の波形
接続回路26に送られて隣接するブロックとの間で上記
重畳(オーバーラップ)部分OLが足し合わされて接続
されることにより、元の時間軸上で連続的な波形データ
が復元される。
めの構成例を示している。この図3において、入力端子
21には上記図2のデコード構成により直交変換符号化
された符号化データが供給され、復号化器22に送られ
て復号化され、周波数軸上のスペクトル・データあるい
はいわゆるFFT係数データとなる。このデータは、逆
直交変換回路、例えばIFFT(逆高速フーリエ変換)
回路23に送られて、上記FFT処理の逆の処理、すな
わち周波数軸から時間軸への変換処理が施され、上記ブ
ロック単位の時間軸上のデータとなる。このブロック単
位のデータが合成窓かけ回路24に送られ、合成窓発生
回路25からの上記合成窓SWがかけられる。この合成
窓かけ回路24からの出力は、元の波形データに対して
上記乗算波形ASWがかけられたものとなり、次の波形
接続回路26に送られて隣接するブロックとの間で上記
重畳(オーバーラップ)部分OLが足し合わされて接続
されることにより、元の時間軸上で連続的な波形データ
が復元される。
【0019】ところで、分析窓AWの窓関数w1(n)の具
体例を次の(4)式に、合成窓SWの関数w2(n)の具体
例を次の(5)式にそれぞれ示している。また、これら
の分析窓関数w1(n)と合成窓関数w2(n)とを乗算した関
数w(n) を次の(6)式に示している。
体例を次の(4)式に、合成窓SWの関数w2(n)の具体
例を次の(5)式にそれぞれ示している。また、これら
の分析窓関数w1(n)と合成窓関数w2(n)とを乗算した関
数w(n) を次の(6)式に示している。
【数2】
【0020】これらの(4)〜(6)式において、Nは
1ブロックBLの長さをサンプル数で表したものであ
り、図1の横軸(時間軸)をサンプル番号で表しブロッ
クBLの先端(図中左端)を0とするとき、ブロックB
Lの終端(図中右端)がNとなる。M1 は隣接ブロック
との重複(オーバーラップ)部分OLの幅をサンプル数
で表したものであり、M2 は分析窓の肩部(すなわち関
数形状の両端で0と1との間の値をとる部分)SHの幅
をサンプル数で表したものである。そして、肩部SHの
幅M2 はオーバーラップ部分OLの幅M1 よりも広く
(M2 >M1 )設定されており、図1の具体例では、M
2 =1.5M1 となっている。また、(4)式の窓関数
w1(n)の時間軸(サンプル番号)上で0〜M2 、N−M
2 〜Nの各部分(図1の分析窓AWの左右両端の各肩部
SHに相当)は、幅が2M2 のいわゆるハニング窓(Ha
nning Window)関数を中央で2分割した左右の各部分に
相当しており、(6)式の乗算関数w(n) の0〜M1 、
N−M1 〜Nの各部分(図1の乗算波形ASWの各オー
バーラップ部分OL)は、幅が2M1 のハニング窓関数
を中央で2分割した左右の各部分に相当している。
1ブロックBLの長さをサンプル数で表したものであ
り、図1の横軸(時間軸)をサンプル番号で表しブロッ
クBLの先端(図中左端)を0とするとき、ブロックB
Lの終端(図中右端)がNとなる。M1 は隣接ブロック
との重複(オーバーラップ)部分OLの幅をサンプル数
で表したものであり、M2 は分析窓の肩部(すなわち関
数形状の両端で0と1との間の値をとる部分)SHの幅
をサンプル数で表したものである。そして、肩部SHの
幅M2 はオーバーラップ部分OLの幅M1 よりも広く
(M2 >M1 )設定されており、図1の具体例では、M
2 =1.5M1 となっている。また、(4)式の窓関数
w1(n)の時間軸(サンプル番号)上で0〜M2 、N−M
2 〜Nの各部分(図1の分析窓AWの左右両端の各肩部
SHに相当)は、幅が2M2 のいわゆるハニング窓(Ha
nning Window)関数を中央で2分割した左右の各部分に
相当しており、(6)式の乗算関数w(n) の0〜M1 、
N−M1 〜Nの各部分(図1の乗算波形ASWの各オー
バーラップ部分OL)は、幅が2M1 のハニング窓関数
を中央で2分割した左右の各部分に相当している。
【0021】ここで図4は、入力信号である例えば1k
Hzの正弦波信号に対して、図1の分析窓AWをかけた後
に直交変換した周波数軸上のスペクトル分布を示すもの
であり、これに対して図5は、同じ入力信号に対して従
来の(図10の)分析窓AWをかけた後に直交変換した
周波数軸上のスペクトル分布を示すものである。これら
の図4、図5から明らかなように、本発明の実施例の図
1に示す分析窓AWを用いて窓かけ(Windowing) 処理を
行わせた場合には、従来に比べてスペクトル・データが
周波数軸上で集中している。従って、このようなスペク
トル・データを再量子化処理等を含む符号化処理を施し
て伝送する際には、少ないビット数で精度の高い符号化
処理を行わせることができる。換言すれば、従来の窓か
け処理を行った図5に示すようなスペクトル・データの
場合には、スペクトルが周波数軸上で広がっているた
め、個々のスペクトル・データを精度良く符号化するた
めに割り当てるビット数が増大するのに対して、本発明
実施例の窓かけ処理を行った図4の例では、スペクトル
の集中度が高いため、同じ精度を得るための割当ビット
数を低減できるわけである。しかも隣接ブロック間のオ
ーバーラップ幅は従来と同じであるため、時間軸上での
ブロック重複による冗長度の増大がなく、ビットレート
増大を回避できる。
Hzの正弦波信号に対して、図1の分析窓AWをかけた後
に直交変換した周波数軸上のスペクトル分布を示すもの
であり、これに対して図5は、同じ入力信号に対して従
来の(図10の)分析窓AWをかけた後に直交変換した
周波数軸上のスペクトル分布を示すものである。これら
の図4、図5から明らかなように、本発明の実施例の図
1に示す分析窓AWを用いて窓かけ(Windowing) 処理を
行わせた場合には、従来に比べてスペクトル・データが
周波数軸上で集中している。従って、このようなスペク
トル・データを再量子化処理等を含む符号化処理を施し
て伝送する際には、少ないビット数で精度の高い符号化
処理を行わせることができる。換言すれば、従来の窓か
け処理を行った図5に示すようなスペクトル・データの
場合には、スペクトルが周波数軸上で広がっているた
め、個々のスペクトル・データを精度良く符号化するた
めに割り当てるビット数が増大するのに対して、本発明
実施例の窓かけ処理を行った図4の例では、スペクトル
の集中度が高いため、同じ精度を得るための割当ビット
数を低減できるわけである。しかも隣接ブロック間のオ
ーバーラップ幅は従来と同じであるため、時間軸上での
ブロック重複による冗長度の増大がなく、ビットレート
増大を回避できる。
【0022】次に図6は、本発明を適用可能な直交変換
符号化装置として、帯域分割符号化と適応変換符号化と
を混合した高能率符号化装置の一具体例を示している。
この図6において、入力端子30には例えば0〜20k
HzのオーディオPCM信号が供給されている。この入力
信号は、例えばいわゆるQMFフィルタ等の帯域分割フ
ィルタ31により0〜10kHz帯域と10k〜20kHz
帯域とに分割され、0〜10kHz帯域の信号は同じくQ
MFフィルタ等の帯域分割フィルタ32により0〜5k
Hz帯域と5k〜10kHz帯域とに分割される。帯域分割
フィルタ31からの10k〜20kHz帯域の信号は直交
変換回路である高速フーリエ変換(FFT)回路33に
送られ、帯域分割フィルタ32からの5k〜10kHz帯
域の信号はFFT回路34に送られ、帯域分割フィルタ
32からの0〜5kHz帯域の信号はFFT回路35に送
られることにより、それぞれFFT処理される。
符号化装置として、帯域分割符号化と適応変換符号化と
を混合した高能率符号化装置の一具体例を示している。
この図6において、入力端子30には例えば0〜20k
HzのオーディオPCM信号が供給されている。この入力
信号は、例えばいわゆるQMFフィルタ等の帯域分割フ
ィルタ31により0〜10kHz帯域と10k〜20kHz
帯域とに分割され、0〜10kHz帯域の信号は同じくQ
MFフィルタ等の帯域分割フィルタ32により0〜5k
Hz帯域と5k〜10kHz帯域とに分割される。帯域分割
フィルタ31からの10k〜20kHz帯域の信号は直交
変換回路である高速フーリエ変換(FFT)回路33に
送られ、帯域分割フィルタ32からの5k〜10kHz帯
域の信号はFFT回路34に送られ、帯域分割フィルタ
32からの0〜5kHz帯域の信号はFFT回路35に送
られることにより、それぞれFFT処理される。
【0023】ここで、各FFT回路33、34、35に
供給する各帯域毎のブロック化の具体例を図7に示す。
この図7の具体例においては、高域側ほど周波数帯域を
広げると共に時間分解能を高め(ブロック長を短くし)
ている。すなわち、低域側の0〜5kHz帯域の信号に対
しては1ブロックBLL1を例えば1024サンプルと
し、両端にそれぞれオーバーラップ部分OLを設け、こ
れらの間に非オーバーラップ部分NOLを設けている。
また中域の5k〜10kHz帯域の信号に対しては、上記
低域のブロックBLL1のそれぞれ半分の長さのブロック
BLM1、BLM2でブロック化し、高域側の10k〜20
kHz帯域の信号に対しては、上記低域のブロックBLL1
のそれぞれ1/4の長さのブロックBLH1、BLH2、B
LH3及びBLH4でブロック化している。なお、ブロック
化の際の分析窓の実際の形状としては、図7中のオーバ
ーラップ部分OLよりも長い肩部を有することは勿論で
ある。また、入力信号として0〜22kHzの帯域を考慮
する場合には、低域が0〜5.5kHz、中域が5.5k
〜11kHz、高域が11k〜22kHzとなる。
供給する各帯域毎のブロック化の具体例を図7に示す。
この図7の具体例においては、高域側ほど周波数帯域を
広げると共に時間分解能を高め(ブロック長を短くし)
ている。すなわち、低域側の0〜5kHz帯域の信号に対
しては1ブロックBLL1を例えば1024サンプルと
し、両端にそれぞれオーバーラップ部分OLを設け、こ
れらの間に非オーバーラップ部分NOLを設けている。
また中域の5k〜10kHz帯域の信号に対しては、上記
低域のブロックBLL1のそれぞれ半分の長さのブロック
BLM1、BLM2でブロック化し、高域側の10k〜20
kHz帯域の信号に対しては、上記低域のブロックBLL1
のそれぞれ1/4の長さのブロックBLH1、BLH2、B
LH3及びBLH4でブロック化している。なお、ブロック
化の際の分析窓の実際の形状としては、図7中のオーバ
ーラップ部分OLよりも長い肩部を有することは勿論で
ある。また、入力信号として0〜22kHzの帯域を考慮
する場合には、低域が0〜5.5kHz、中域が5.5k
〜11kHz、高域が11k〜22kHzとなる。
【0024】再び図6において、各FFT回路33、3
4、35からのFFT処理された周波数軸上のスペクト
ル・データあるいはFFT係数データは、いわゆる臨界
帯域(クリティカルバンド)毎にまとめられてビット適
応割当符号化回路36に送られている。このクリティカ
ルバンドとは、人間の聴覚特性を考慮して分割された周
波数帯域であり、ある純音の周波数近傍の同じ強さの狭
帯域バンドノイズによって当該純音がマスクされるとき
のそのノイズの持つ帯域のことである。このクリティカ
ルバンドは、高域ほど帯域幅が広くなっており、上記0
〜20kHzの全周波数帯域は例えば25のクリティカル
バンドに分割されている。
4、35からのFFT処理された周波数軸上のスペクト
ル・データあるいはFFT係数データは、いわゆる臨界
帯域(クリティカルバンド)毎にまとめられてビット適
応割当符号化回路36に送られている。このクリティカ
ルバンドとは、人間の聴覚特性を考慮して分割された周
波数帯域であり、ある純音の周波数近傍の同じ強さの狭
帯域バンドノイズによって当該純音がマスクされるとき
のそのノイズの持つ帯域のことである。このクリティカ
ルバンドは、高域ほど帯域幅が広くなっており、上記0
〜20kHzの全周波数帯域は例えば25のクリティカル
バンドに分割されている。
【0025】許容雑音算出回路37は、上記クリティカ
ルバンドに分割されたスペクトル・データ(FFT係数
データ)に基づき、いわゆるマスキング効果等を考慮し
た各クリティカルバンド毎の許容ノイズ量を求め、この
許容ノイズ量と各クリティカルバンド毎のエネルギある
いはピーク値等に基づいて、各クリティカルバンド毎に
割当ビット数を求めて、ビット適応割当符号化回路36
により各クリティカルバンド毎に割り当てられたビット
数に応じて各スペクトル・データ(FFT係数データ)
を再量子化するようにしている。このようにして符号化
されたデータは、出力端子38を介して取り出される。
ルバンドに分割されたスペクトル・データ(FFT係数
データ)に基づき、いわゆるマスキング効果等を考慮し
た各クリティカルバンド毎の許容ノイズ量を求め、この
許容ノイズ量と各クリティカルバンド毎のエネルギある
いはピーク値等に基づいて、各クリティカルバンド毎に
割当ビット数を求めて、ビット適応割当符号化回路36
により各クリティカルバンド毎に割り当てられたビット
数に応じて各スペクトル・データ(FFT係数データ)
を再量子化するようにしている。このようにして符号化
されたデータは、出力端子38を介して取り出される。
【0026】なお、本発明は上記実施例のみに限定され
るものではなく、例えば、分析窓関数等は上記ハニング
窓関数に限定されず、台形状や他の種々の形状の窓関数
で、上記オーバーラップ部分よりも長い(幅広の)肩部
を有するものを使用できる。また、分析窓の肩部の幅
は、オーバーラップ部分の幅の1.5倍とする以外にも
種々の倍率で広くすることができる。ただし、倍率を高
めると、合成窓の窓関数の値が両端で大きくなり、デコ
ード時のノイズが増大するため、例えば2〜3倍程度ま
でに制限するのが好ましい。
るものではなく、例えば、分析窓関数等は上記ハニング
窓関数に限定されず、台形状や他の種々の形状の窓関数
で、上記オーバーラップ部分よりも長い(幅広の)肩部
を有するものを使用できる。また、分析窓の肩部の幅
は、オーバーラップ部分の幅の1.5倍とする以外にも
種々の倍率で広くすることができる。ただし、倍率を高
めると、合成窓の窓関数の値が両端で大きくなり、デコ
ード時のノイズが増大するため、例えば2〜3倍程度ま
でに制限するのが好ましい。
【0027】
【発明の効果】本発明に係る直交変換符号化方法によれ
ば、入力信号に対して窓かけ(いわゆるWindowing)する
ための分析窓として、両端部に隣接ブロックとの重複部
分よりも広い幅の肩部を有するものを用いることによ
り、直交変換後の周波数軸上でのスペクトルを集中さ
せ、少ないビット数で精度の良い符号化を実現すること
ができる。この場合、上記重複部分の幅を長くしている
わけではないので、隣接ブロック間の重複による冗長度
は増えず、ビットレートの増大がない。
ば、入力信号に対して窓かけ(いわゆるWindowing)する
ための分析窓として、両端部に隣接ブロックとの重複部
分よりも広い幅の肩部を有するものを用いることによ
り、直交変換後の周波数軸上でのスペクトルを集中さ
せ、少ないビット数で精度の良い符号化を実現すること
ができる。この場合、上記重複部分の幅を長くしている
わけではないので、隣接ブロック間の重複による冗長度
は増えず、ビットレートの増大がない。
【0028】また、本発明に係る逆直交変換復号化装置
によれば、両端部に時間軸上で隣接するブロックとの重
複部分よりも広い幅の肩部を有する分析窓がかけられた
後に直交変換符号化された周波数軸上の信号を逆直交変
換復号化する装置であって、上記分析窓の窓関数と乗算
した結果が隣接ブロックの重複部分と足し合わせたとき
に1となるような窓関数の合成窓を上記逆直交変換され
た信号に対してかけるようになし、この合成窓がかけら
れた信号を隣接ブロックの信号と接続して元の時間軸上
の信号に復元するようにしているため、波形接続等に悪
影響を与えることなく符号化効率を高めることができ
る。
によれば、両端部に時間軸上で隣接するブロックとの重
複部分よりも広い幅の肩部を有する分析窓がかけられた
後に直交変換符号化された周波数軸上の信号を逆直交変
換復号化する装置であって、上記分析窓の窓関数と乗算
した結果が隣接ブロックの重複部分と足し合わせたとき
に1となるような窓関数の合成窓を上記逆直交変換され
た信号に対してかけるようになし、この合成窓がかけら
れた信号を隣接ブロックの信号と接続して元の時間軸上
の信号に復元するようにしているため、波形接続等に悪
影響を与えることなく符号化効率を高めることができ
る。
【図1】本発明の一実施例を説明するための分析窓、合
成窓、及びこれらを乗算した関数形状を示す図である。
成窓、及びこれらを乗算した関数形状を示す図である。
【図2】本発明の一実施例となる直交変換復号化装置の
概略構成を示すブロック回路図である。
概略構成を示すブロック回路図である。
【図3】本発明の一実施例となる逆直交変換復号化装置
の概略構成を示すブロック回路図である。
の概略構成を示すブロック回路図である。
【図4】本発明の一実施例による直交変換後の周波数軸
上のスペクトル分布を示す図である。
上のスペクトル分布を示す図である。
【図5】従来における直交変換後の周波数軸上のスペク
トル分布を示す図である。
トル分布を示す図である。
【図6】本発明の一実施例を適用可能な帯域分割適応変
換符号化装置の具体例の概略構成を示すブロック回路図
である。
換符号化装置の具体例の概略構成を示すブロック回路図
である。
【図7】図6の装置における帯域分割及び各帯域毎の時
間軸上でのブロック化の具体例を示す図である。
間軸上でのブロック化の具体例を示す図である。
【図8】入力信号に対する窓かけ処理を説明するための
タイムチャートである。
タイムチャートである。
【図9】直交変換符号化及び逆直交変換復号化の各処理
手順を示す図である。
手順を示す図である。
【図10】従来の直交変換符号化及び逆直交変換復号化
の際に用いられる分析窓、合成窓、及びこれらを乗算し
た関数形状の具体例を示す図である。
の際に用いられる分析窓、合成窓、及びこれらを乗算し
た関数形状の具体例を示す図である。
12・・・・・・・・ブロック化用メモリ回路 13・・・・・・・・分析窓かけ回路 14・・・・・・・・分析窓発生回路 15・・・・・・・・FFT回路 16・・・・・・・・符号化器 22・・・・・・・・復号化器 23・・・・・・・・IFFT回路 24・・・・・・・・合成窓かけ回路 25・・・・・・・・合成窓発生回路 26・・・・・・・・波形接続回路
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 特開 昭61−201526(JP,A) 特開 平3−263925(JP,A) 国際公開90/14719(WO,A1) 電子情報通信学会技術研究報告、Vo l.84,No.330、CS84−181、「窓 関数の系列化と評価」、石井他、1985年 3月、(社)電子通信学会発行 (58)調査した分野(Int.Cl.7,DB名) H03M 7/30
Claims (2)
- 【請求項1】 入力信号に対して分析窓をかけることに
より時間軸上でブロック化し、各ブロック毎に直交変換
を施して符号化する直交変換符号化方法において、 上記分析窓として、両端部には時間軸上で隣接するブロ
ックとの重複部分よりも広い幅の肩部を有する形状の窓
関数を用い、 直交変換後の周波数軸上でのスペクトルを集中させるこ
とを特徴とする直交変換符号化方法。 - 【請求項2】 両端部に時間軸上で隣接するブロックと
の重複部分よりも広い幅の肩部を有する分析窓がかけら
れた後に直交変換符号化された周波数軸上の信号が入力
され、この入力信号に対して逆直交変換を施して時間軸
上の信号に変換し、上記分析窓の窓関数と乗算した結果
が隣接ブロックの重複部分と足し合わせたときに1とな
るような窓関数の合成窓を上記逆直交変換された信号に
対してかけるようになし、この合成窓がかけられた信号
を隣接ブロックの信号と接続して元の時間軸上の信号に
復元することを特徴とする逆直交変換復号化装置。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP9154791A JP3064471B2 (ja) | 1991-03-29 | 1991-03-29 | 直交変換符号化方法及び逆直交変換復号化装置 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP9154791A JP3064471B2 (ja) | 1991-03-29 | 1991-03-29 | 直交変換符号化方法及び逆直交変換復号化装置 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH04302539A JPH04302539A (ja) | 1992-10-26 |
JP3064471B2 true JP3064471B2 (ja) | 2000-07-12 |
Family
ID=14029516
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP9154791A Expired - Lifetime JP3064471B2 (ja) | 1991-03-29 | 1991-03-29 | 直交変換符号化方法及び逆直交変換復号化装置 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP3064471B2 (ja) |
Families Citing this family (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP3213584B2 (ja) | 1997-09-19 | 2001-10-02 | シャープ株式会社 | 画像符号化装置及び画像復号装置 |
US6741706B1 (en) * | 1998-03-25 | 2004-05-25 | Lake Technology Limited | Audio signal processing method and apparatus |
-
1991
- 1991-03-29 JP JP9154791A patent/JP3064471B2/ja not_active Expired - Lifetime
Non-Patent Citations (1)
Title |
---|
電子情報通信学会技術研究報告、Vol.84,No.330、CS84−181、「窓関数の系列化と評価」、石井他、1985年3月、(社)電子通信学会発行 |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JPH04302539A (ja) | 1992-10-26 |
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