JP3064471B2 - 直交変換符号化方法及び逆直交変換復号化装置 - Google Patents
直交変換符号化方法及び逆直交変換復号化装置Info
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- JP3064471B2 JP3064471B2 JP9154791A JP9154791A JP3064471B2 JP 3064471 B2 JP3064471 B2 JP 3064471B2 JP 9154791 A JP9154791 A JP 9154791A JP 9154791 A JP9154791 A JP 9154791A JP 3064471 B2 JP3064471 B2 JP 3064471B2
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、入力信号に分析窓をか
けて切り出して直交変換する直交変換符号化方法及び直
交変換された信号を逆直交変換し合成窓をかけて隣接ブ
ロックと接続して元の波形を復元する逆直交変換復号化
装置に関するものである。
けて切り出して直交変換する直交変換符号化方法及び直
交変換された信号を逆直交変換し合成窓をかけて隣接ブ
ロックと接続して元の波形を復元する逆直交変換復号化
装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】直交変換符号化について簡単に説明する
と、オーディオ信号やビデオ信号等をディジタル化した
ディジタル信号を、一定のサンプル数（ブロック、ある
いはフレーム）毎に例えば離散的フーリエ変換（ＤＦ
Ｔ）等の直交変換を施し、得られた周波数軸上の係数デ
ータを量子化するようなものである。
と、オーディオ信号やビデオ信号等をディジタル化した
ディジタル信号を、一定のサンプル数（ブロック、ある
いはフレーム）毎に例えば離散的フーリエ変換（ＤＦ
Ｔ）等の直交変換を施し、得られた周波数軸上の係数デ
ータを量子化するようなものである。
【０００３】ここで、上記ブロック化の際には、例えば
図８に示すように隣接ブロックとの間で重複部分（オー
バーラップ部分）ＯＬが生ずるように分析窓（ウィンド
ウ）ＡＷをかけること、いわゆるウィンドウイング(Win
dowing) を施すことが多い。この図８においては、分析
窓ＡＷの具体例として、値が１．０の直線部分ａと、両
端の傾斜部ｂとから成るいわゆる台形状を有する窓関数
が用いられている。この窓関数の値が０．０となる一端
部から傾斜部ｂ、直線部分ａ、傾斜部ｂを経て再び値が
０．０となる他端部までの間が上記１ブロック（あるい
は１フレーム）ＢＬであり、この１ブロックＢＬ内のサ
ンプルデータに対して上記ＤＦＴ等の直交変換処理が施
されるわけである。
図８に示すように隣接ブロックとの間で重複部分（オー
バーラップ部分）ＯＬが生ずるように分析窓（ウィンド
ウ）ＡＷをかけること、いわゆるウィンドウイング(Win
dowing) を施すことが多い。この図８においては、分析
窓ＡＷの具体例として、値が１．０の直線部分ａと、両
端の傾斜部ｂとから成るいわゆる台形状を有する窓関数
が用いられている。この窓関数の値が０．０となる一端
部から傾斜部ｂ、直線部分ａ、傾斜部ｂを経て再び値が
０．０となる他端部までの間が上記１ブロック（あるい
は１フレーム）ＢＬであり、この１ブロックＢＬ内のサ
ンプルデータに対して上記ＤＦＴ等の直交変換処理が施
されるわけである。
【０００４】このような分析窓ＡＷを用いる理由は、隣
接ブロック間で重複させずに分割して直交変換すると、
逆直交変換した後のブロック端部の信号が回り込むよう
な現象、いわゆるエンドエフェクトが生じ、聴感上ある
いは視覚上で悪影響が生ずるからである。従って、一般
に直交変換符号化処理は図９のＡのような手順で、また
逆直交変換復号化処理は図９のＢのような手順で、それ
ぞれ行われる。
接ブロック間で重複させずに分割して直交変換すると、
逆直交変換した後のブロック端部の信号が回り込むよう
な現象、いわゆるエンドエフェクトが生じ、聴感上ある
いは視覚上で悪影響が生ずるからである。従って、一般
に直交変換符号化処理は図９のＡのような手順で、また
逆直交変換復号化処理は図９のＢのような手順で、それ
ぞれ行われる。
【０００５】すなわち、図９のＡに示すエンコーダ側に
おいて、波形切り出し部１１１では入力波形データから
上記重複部分ＯＬを含むブロック毎にデータを取り出
し、次の分析窓かけ部１１２で取り出された１ブロック
分のデータに対して上記分析窓ＡＷをかける。次に、直
交変換部１１３にて上記ＤＦＴ等の直交変換を施し、符
号化部１１４にて量子化等の符号化を施すことによっ
て、周波数軸上の符号化データが得られる。このように
直交変換を行う前に分析窓をかけること (いわゆる分析
Windowing)により、スペクトルが拡がることを抑えてい
る。
おいて、波形切り出し部１１１では入力波形データから
上記重複部分ＯＬを含むブロック毎にデータを取り出
し、次の分析窓かけ部１１２で取り出された１ブロック
分のデータに対して上記分析窓ＡＷをかける。次に、直
交変換部１１３にて上記ＤＦＴ等の直交変換を施し、符
号化部１１４にて量子化等の符号化を施すことによっ
て、周波数軸上の符号化データが得られる。このように
直交変換を行う前に分析窓をかけること (いわゆる分析
Windowing)により、スペクトルが拡がることを抑えてい
る。
【０００６】次に図９のＢにおいて、復号化部１２１に
て上記周波数軸上の符号化データが復号化処理され、逆
直交変換部１２２にて逆直交変換された後、合成窓かけ
部１２３にて合成窓ＳＷがかけられる (いわゆる合成Wi
ndowing)。この合成窓ＳＷは上記分析窓ＡＷと同様な形
状を有しており、ブロック両端部でのノイズを小さく抑
えるためのものである。この合成窓ＳＷがかけられた各
ブロックの信号は波形接続部１２４に送られ、上記重複
部分が足し合わされ接続されて元の波形に復元される。
て上記周波数軸上の符号化データが復号化処理され、逆
直交変換部１２２にて逆直交変換された後、合成窓かけ
部１２３にて合成窓ＳＷがかけられる (いわゆる合成Wi
ndowing)。この合成窓ＳＷは上記分析窓ＡＷと同様な形
状を有しており、ブロック両端部でのノイズを小さく抑
えるためのものである。この合成窓ＳＷがかけられた各
ブロックの信号は波形接続部１２４に送られ、上記重複
部分が足し合わされ接続されて元の波形に復元される。
【０００７】ここで、上記分析窓ＡＷ及び合成窓ＳＷの
各関数の具体例について、図１０を参照しながら説明す
る。この図１０の分析窓ＡＷは次の（１）式の関数ｗ
1(n)により表され、また合成窓ＳＷは次の（２）式の関
数ｗ2(n)により表されるものを用いている。また、これ
らの分析窓関数ｗ1(n)と合成窓関数ｗ2(n)とを乗算した
関数ｗ(n)を次の（３）式に示し、図１０にこの乗算波
形ＡＳＷを示す。
各関数の具体例について、図１０を参照しながら説明す
る。この図１０の分析窓ＡＷは次の（１）式の関数ｗ
1(n)により表され、また合成窓ＳＷは次の（２）式の関
数ｗ2(n)により表されるものを用いている。また、これ
らの分析窓関数ｗ1(n)と合成窓関数ｗ2(n)とを乗算した
関数ｗ(n)を次の（３）式に示し、図１０にこの乗算波
形ＡＳＷを示す。
【数１】
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】ところで、従来におい
ては、上記（１）式、（２）式からも明らかなように、
上記分析窓関数ｗ1(n)と合成窓関数ｗ2(n)とに同じ関数
を用いている。これらの（１）式、（２）式に示す関数
は、非オーバーラップ部分ＮＯＬが１．０の値をとり、
両端のオーバーラップ部分ＯＬは、いわゆるハニングウ
ィンドウ(HanningWindow)関数を中心で左右に２分割し
た部分のそれぞれ平方根をとったものであり、これらを
乗算した（３）式に示す関数ｗ(n) が、両端のオーバー
ラップ部分ＯＬでそれぞれ上記２分割Hanning Window関
数の左右の部分となっている。
ては、上記（１）式、（２）式からも明らかなように、
上記分析窓関数ｗ1(n)と合成窓関数ｗ2(n)とに同じ関数
を用いている。これらの（１）式、（２）式に示す関数
は、非オーバーラップ部分ＮＯＬが１．０の値をとり、
両端のオーバーラップ部分ＯＬは、いわゆるハニングウ
ィンドウ(HanningWindow)関数を中心で左右に２分割し
た部分のそれぞれ平方根をとったものであり、これらを
乗算した（３）式に示す関数ｗ(n) が、両端のオーバー
ラップ部分ＯＬでそれぞれ上記２分割Hanning Window関
数の左右の部分となっている。
【０００９】しかしながら、このような従来の窓かけに
おいては、分析窓関数ｗ1(n)として上記Hanning Window
関数の平方根をとっており、１．０以外の値をとるいわ
ゆる関数波形の肩部が上記両端のオーバーラップ部分Ｏ
Ｌのみで短いことから、両端で充分に滑らかに０に収束
させることができていない。このため、このような分析
窓を用いて直交変換された出力のスペクトルは周波数軸
上で広がってしまい、これらのスペクトル出力データを
精度良く符号化しようとすると多くのビットが必要とな
ってしまうという欠点がある。
おいては、分析窓関数ｗ1(n)として上記Hanning Window
関数の平方根をとっており、１．０以外の値をとるいわ
ゆる関数波形の肩部が上記両端のオーバーラップ部分Ｏ
Ｌのみで短いことから、両端で充分に滑らかに０に収束
させることができていない。このため、このような分析
窓を用いて直交変換された出力のスペクトルは周波数軸
上で広がってしまい、これらのスペクトル出力データを
精度良く符号化しようとすると多くのビットが必要とな
ってしまうという欠点がある。
【００１０】また、上記肩部が短いことを考慮して、上
記オーバーラップ部分ＯＬを長くして上記肩部を長くし
ようとすると、各ブロック毎の直交変換出力のスペクト
ルは周波数軸上で集中するが、時間軸上で隣接ブロック
間の重複部分が増えることより一定時間当たりのブロッ
ク数が増加することになり、所定のＳ／Ｎを確保するの
に必要なビットレートが増えることになって好ましくな
い。逆に上記オーバーラップ部分ＯＬを短くすると、周
波数軸上のスペクトルが広がって、所定精度で符号化す
るために必要なビット数が増えてしまう。
記オーバーラップ部分ＯＬを長くして上記肩部を長くし
ようとすると、各ブロック毎の直交変換出力のスペクト
ルは周波数軸上で集中するが、時間軸上で隣接ブロック
間の重複部分が増えることより一定時間当たりのブロッ
ク数が増加することになり、所定のＳ／Ｎを確保するの
に必要なビットレートが増えることになって好ましくな
い。逆に上記オーバーラップ部分ＯＬを短くすると、周
波数軸上のスペクトルが広がって、所定精度で符号化す
るために必要なビット数が増えてしまう。
【００１１】本発明は、上述のような実情に鑑みて提案
されたものであり、隣接ブロックとの重複（オーバーラ
ップ）部分の幅を長くすることなく、分析窓の肩部をよ
り滑らかにして周波数軸上でのスペクトルを集中させ、
悪影響を与えることなくビット低減効果が高め得るよう
な直交変換符号化方法及び逆直交変換復号化装置を提供
することを目的とするものである。
されたものであり、隣接ブロックとの重複（オーバーラ
ップ）部分の幅を長くすることなく、分析窓の肩部をよ
り滑らかにして周波数軸上でのスペクトルを集中させ、
悪影響を与えることなくビット低減効果が高め得るよう
な直交変換符号化方法及び逆直交変換復号化装置を提供
することを目的とするものである。
【００１２】
【課題を解決するための手段】本発明に係る直交変換符
号化方法は、入力信号に対して分析窓をかけることによ
り時間軸上でブロック化し、各ブロック毎に直交変換を
施して符号化する直交変換符号化方法において、上記分
析窓として、両端部には時間軸上で隣接するブロックと
の重複部分よりも広い幅の肩部を有する形状の窓関数を
用い、直交変換後の周波数軸上でのスペクトルを集中さ
せることにより、上述の課題を解決するものである。
号化方法は、入力信号に対して分析窓をかけることによ
り時間軸上でブロック化し、各ブロック毎に直交変換を
施して符号化する直交変換符号化方法において、上記分
析窓として、両端部には時間軸上で隣接するブロックと
の重複部分よりも広い幅の肩部を有する形状の窓関数を
用い、直交変換後の周波数軸上でのスペクトルを集中さ
せることにより、上述の課題を解決するものである。
【００１３】また、本発明に係る逆直交変換復号化装置
は、両端部に時間軸上で隣接するブロックとの重複部分
よりも広い幅の肩部を有する分析窓がかけられた後に直
交変換符号化された周波数軸上の信号が入力され、この
入力信号に対して逆直交変換を施して時間軸上の信号に
変換し、上記分析窓の窓関数と乗算した結果が隣接ブロ
ックの重複部分と足し合わせたときに１となるような窓
関数の合成窓を上記逆直交変換された信号に対してかけ
るようになし、この合成窓がかけられた信号を隣接ブロ
ックの信号と接続して元の時間軸上の信号に復元するこ
とにより、上述の課題を解決するものである。
は、両端部に時間軸上で隣接するブロックとの重複部分
よりも広い幅の肩部を有する分析窓がかけられた後に直
交変換符号化された周波数軸上の信号が入力され、この
入力信号に対して逆直交変換を施して時間軸上の信号に
変換し、上記分析窓の窓関数と乗算した結果が隣接ブロ
ックの重複部分と足し合わせたときに１となるような窓
関数の合成窓を上記逆直交変換された信号に対してかけ
るようになし、この合成窓がかけられた信号を隣接ブロ
ックの信号と接続して元の時間軸上の信号に復元するこ
とにより、上述の課題を解決するものである。
【００１４】
【作用】分析窓と合成窓とを異ならせ、分析窓には隣接
するブロックとの重複部分よりも広い幅の肩部を有する
ものを用いて窓かけ(Windowing) を施してブロック化し
ているため、直交変換後のスペクトルを周波数軸上でよ
り集中的に分布させることができ、少ないビット数で精
度のよい符号化を実現することができる。この場合、上
記重複部分の幅を長くしているわけではないので、隣接
ブロック間の重複による冗長度は増えず、ビットレート
の増大がない。
するブロックとの重複部分よりも広い幅の肩部を有する
ものを用いて窓かけ(Windowing) を施してブロック化し
ているため、直交変換後のスペクトルを周波数軸上でよ
り集中的に分布させることができ、少ないビット数で精
度のよい符号化を実現することができる。この場合、上
記重複部分の幅を長くしているわけではないので、隣接
ブロック間の重複による冗長度は増えず、ビットレート
の増大がない。
【００１５】
【実施例】以下、本発明を適用した実施例について図面
を参照しながら説明する。図１には、エンコード（直交
変換符号化）の際に周波数軸上の入力信号に対して窓か
け(Windowing) するための分析窓ＡＷと、デコード（逆
直交変換復号化）の際に逆直交変換されて得られた周波
数軸上の信号に対して窓かけするための合成窓ＳＷと、
これらの分析窓ＡＷ及び合成窓ＳＷの各窓関数を乗算し
て得られた乗算波形ＡＳＷとが、それぞれ１ブロックＢ
Ｌ分示されている。
を参照しながら説明する。図１には、エンコード（直交
変換符号化）の際に周波数軸上の入力信号に対して窓か
け(Windowing) するための分析窓ＡＷと、デコード（逆
直交変換復号化）の際に逆直交変換されて得られた周波
数軸上の信号に対して窓かけするための合成窓ＳＷと、
これらの分析窓ＡＷ及び合成窓ＳＷの各窓関数を乗算し
て得られた乗算波形ＡＳＷとが、それぞれ１ブロックＢ
Ｌ分示されている。
【００１６】この図１から明らかなように、分析窓ＡＷ
は隣接ブロックとの重複（オーバーラップ）部分ＯＬよ
りも広い肩部（すなわち値が１より小さく０より大きい
両端の部分）ＳＨを有している。この分析窓ＡＷに対す
る合成窓ＳＷは、これらの各窓関数を乗算した関数の波
形ＡＳＷとして、該乗算波形ＡＳＷのオーバーラップ部
分ＯＬが隣接ブロックのオーバーラップ部分ＯＬと足し
合わせたときに１となるようになっている。
は隣接ブロックとの重複（オーバーラップ）部分ＯＬよ
りも広い肩部（すなわち値が１より小さく０より大きい
両端の部分）ＳＨを有している。この分析窓ＡＷに対す
る合成窓ＳＷは、これらの各窓関数を乗算した関数の波
形ＡＳＷとして、該乗算波形ＡＳＷのオーバーラップ部
分ＯＬが隣接ブロックのオーバーラップ部分ＯＬと足し
合わせたときに１となるようになっている。
【００１７】図２はエンコード（直交変換符号化）のた
めの構成例を示しており、入力端子１１に供給された時
間軸上の信号、例えばオーディオＰＣＭ信号等の波形デ
ータは、メモリ１２に一時的に蓄えられ、上記ブロック
ＢＬ毎にオーバーラップＯＬの部分を前のブロックのデ
ータと重複するようにして読み出され、いわゆる波形切
り出しによるブロック化処理が施される。メモリ１２か
ら読み出された各ブロックＢＬ毎のデータは、分析窓か
け回路１３に送られることにより、分析窓発生回路１４
からの上記分析窓ＡＷがかけられる。この分析窓ＡＷが
かけられたデータは、直交変換回路、例えばＦＦＴ（高
速フーリエ変換）回路１５に送られ、各ブロック単位で
ＦＦＴ処理が施されることにより、周波数軸のスペクト
ルデータとなる。この周波数軸の直交変換出力データが
符号化器１６に送られて符号化され、出力端子１７を介
して取り出される。
めの構成例を示しており、入力端子１１に供給された時
間軸上の信号、例えばオーディオＰＣＭ信号等の波形デ
ータは、メモリ１２に一時的に蓄えられ、上記ブロック
ＢＬ毎にオーバーラップＯＬの部分を前のブロックのデ
ータと重複するようにして読み出され、いわゆる波形切
り出しによるブロック化処理が施される。メモリ１２か
ら読み出された各ブロックＢＬ毎のデータは、分析窓か
け回路１３に送られることにより、分析窓発生回路１４
からの上記分析窓ＡＷがかけられる。この分析窓ＡＷが
かけられたデータは、直交変換回路、例えばＦＦＴ（高
速フーリエ変換）回路１５に送られ、各ブロック単位で
ＦＦＴ処理が施されることにより、周波数軸のスペクト
ルデータとなる。この周波数軸の直交変換出力データが
符号化器１６に送られて符号化され、出力端子１７を介
して取り出される。
【００１８】図３はデコード（逆直交変換復号化）のた
めの構成例を示している。この図３において、入力端子
２１には上記図２のデコード構成により直交変換符号化
された符号化データが供給され、復号化器２２に送られ
て復号化され、周波数軸上のスペクトル・データあるい
はいわゆるＦＦＴ係数データとなる。このデータは、逆
直交変換回路、例えばＩＦＦＴ（逆高速フーリエ変換）
回路２３に送られて、上記ＦＦＴ処理の逆の処理、すな
わち周波数軸から時間軸への変換処理が施され、上記ブ
ロック単位の時間軸上のデータとなる。このブロック単
位のデータが合成窓かけ回路２４に送られ、合成窓発生
回路２５からの上記合成窓ＳＷがかけられる。この合成
窓かけ回路２４からの出力は、元の波形データに対して
上記乗算波形ＡＳＷがかけられたものとなり、次の波形
接続回路２６に送られて隣接するブロックとの間で上記
重畳（オーバーラップ）部分ＯＬが足し合わされて接続
されることにより、元の時間軸上で連続的な波形データ
が復元される。
めの構成例を示している。この図３において、入力端子
２１には上記図２のデコード構成により直交変換符号化
された符号化データが供給され、復号化器２２に送られ
て復号化され、周波数軸上のスペクトル・データあるい
はいわゆるＦＦＴ係数データとなる。このデータは、逆
直交変換回路、例えばＩＦＦＴ（逆高速フーリエ変換）
回路２３に送られて、上記ＦＦＴ処理の逆の処理、すな
わち周波数軸から時間軸への変換処理が施され、上記ブ
ロック単位の時間軸上のデータとなる。このブロック単
位のデータが合成窓かけ回路２４に送られ、合成窓発生
回路２５からの上記合成窓ＳＷがかけられる。この合成
窓かけ回路２４からの出力は、元の波形データに対して
上記乗算波形ＡＳＷがかけられたものとなり、次の波形
接続回路２６に送られて隣接するブロックとの間で上記
重畳（オーバーラップ）部分ＯＬが足し合わされて接続
されることにより、元の時間軸上で連続的な波形データ
が復元される。
【００１９】ところで、分析窓ＡＷの窓関数ｗ1(n)の具
体例を次の（４）式に、合成窓ＳＷの関数ｗ2(n)の具体
例を次の（５）式にそれぞれ示している。また、これら
の分析窓関数ｗ1(n)と合成窓関数ｗ2(n)とを乗算した関
数ｗ(n) を次の（６）式に示している。
体例を次の（４）式に、合成窓ＳＷの関数ｗ2(n)の具体
例を次の（５）式にそれぞれ示している。また、これら
の分析窓関数ｗ1(n)と合成窓関数ｗ2(n)とを乗算した関
数ｗ(n) を次の（６）式に示している。
【数２】
【００２０】これらの（４）〜（６）式において、Ｎは
１ブロックＢＬの長さをサンプル数で表したものであ
り、図１の横軸（時間軸）をサンプル番号で表しブロッ
クＢＬの先端（図中左端）を０とするとき、ブロックＢ
Ｌの終端（図中右端）がＮとなる。Ｍ1 は隣接ブロック
との重複（オーバーラップ）部分ＯＬの幅をサンプル数
で表したものであり、Ｍ2 は分析窓の肩部（すなわち関
数形状の両端で０と１との間の値をとる部分）ＳＨの幅
をサンプル数で表したものである。そして、肩部ＳＨの
幅Ｍ2 はオーバーラップ部分ＯＬの幅Ｍ1 よりも広く
（Ｍ2 ＞Ｍ1 ）設定されており、図１の具体例では、Ｍ
2 ＝１．５Ｍ1 となっている。また、（４）式の窓関数
ｗ1(n)の時間軸（サンプル番号）上で０〜Ｍ2 、Ｎ−Ｍ
2 〜Ｎの各部分（図１の分析窓ＡＷの左右両端の各肩部
ＳＨに相当）は、幅が２Ｍ2 のいわゆるハニング窓（Ha
nning Window）関数を中央で２分割した左右の各部分に
相当しており、（６）式の乗算関数ｗ(n) の０〜Ｍ1 、
Ｎ−Ｍ1 〜Ｎの各部分（図１の乗算波形ＡＳＷの各オー
バーラップ部分ＯＬ）は、幅が２Ｍ1 のハニング窓関数
を中央で２分割した左右の各部分に相当している。
１ブロックＢＬの長さをサンプル数で表したものであ
り、図１の横軸（時間軸）をサンプル番号で表しブロッ
クＢＬの先端（図中左端）を０とするとき、ブロックＢ
Ｌの終端（図中右端）がＮとなる。Ｍ1 は隣接ブロック
との重複（オーバーラップ）部分ＯＬの幅をサンプル数
で表したものであり、Ｍ2 は分析窓の肩部（すなわち関
数形状の両端で０と１との間の値をとる部分）ＳＨの幅
をサンプル数で表したものである。そして、肩部ＳＨの
幅Ｍ2 はオーバーラップ部分ＯＬの幅Ｍ1 よりも広く
（Ｍ2 ＞Ｍ1 ）設定されており、図１の具体例では、Ｍ
2 ＝１．５Ｍ1 となっている。また、（４）式の窓関数
ｗ1(n)の時間軸（サンプル番号）上で０〜Ｍ2 、Ｎ−Ｍ
2 〜Ｎの各部分（図１の分析窓ＡＷの左右両端の各肩部
ＳＨに相当）は、幅が２Ｍ2 のいわゆるハニング窓（Ha
nning Window）関数を中央で２分割した左右の各部分に
相当しており、（６）式の乗算関数ｗ(n) の０〜Ｍ1 、
Ｎ−Ｍ1 〜Ｎの各部分（図１の乗算波形ＡＳＷの各オー
バーラップ部分ＯＬ）は、幅が２Ｍ1 のハニング窓関数
を中央で２分割した左右の各部分に相当している。
【００２１】ここで図４は、入力信号である例えば１ｋ
Hzの正弦波信号に対して、図１の分析窓ＡＷをかけた後
に直交変換した周波数軸上のスペクトル分布を示すもの
であり、これに対して図５は、同じ入力信号に対して従
来の（図１０の）分析窓ＡＷをかけた後に直交変換した
周波数軸上のスペクトル分布を示すものである。これら
の図４、図５から明らかなように、本発明の実施例の図
１に示す分析窓ＡＷを用いて窓かけ(Windowing) 処理を
行わせた場合には、従来に比べてスペクトル・データが
周波数軸上で集中している。従って、このようなスペク
トル・データを再量子化処理等を含む符号化処理を施し
て伝送する際には、少ないビット数で精度の高い符号化
処理を行わせることができる。換言すれば、従来の窓か
け処理を行った図５に示すようなスペクトル・データの
場合には、スペクトルが周波数軸上で広がっているた
め、個々のスペクトル・データを精度良く符号化するた
めに割り当てるビット数が増大するのに対して、本発明
実施例の窓かけ処理を行った図４の例では、スペクトル
の集中度が高いため、同じ精度を得るための割当ビット
数を低減できるわけである。しかも隣接ブロック間のオ
ーバーラップ幅は従来と同じであるため、時間軸上での
ブロック重複による冗長度の増大がなく、ビットレート
増大を回避できる。
Hzの正弦波信号に対して、図１の分析窓ＡＷをかけた後
に直交変換した周波数軸上のスペクトル分布を示すもの
であり、これに対して図５は、同じ入力信号に対して従
来の（図１０の）分析窓ＡＷをかけた後に直交変換した
周波数軸上のスペクトル分布を示すものである。これら
の図４、図５から明らかなように、本発明の実施例の図
１に示す分析窓ＡＷを用いて窓かけ(Windowing) 処理を
行わせた場合には、従来に比べてスペクトル・データが
周波数軸上で集中している。従って、このようなスペク
トル・データを再量子化処理等を含む符号化処理を施し
て伝送する際には、少ないビット数で精度の高い符号化
処理を行わせることができる。換言すれば、従来の窓か
け処理を行った図５に示すようなスペクトル・データの
場合には、スペクトルが周波数軸上で広がっているた
め、個々のスペクトル・データを精度良く符号化するた
めに割り当てるビット数が増大するのに対して、本発明
実施例の窓かけ処理を行った図４の例では、スペクトル
の集中度が高いため、同じ精度を得るための割当ビット
数を低減できるわけである。しかも隣接ブロック間のオ
ーバーラップ幅は従来と同じであるため、時間軸上での
ブロック重複による冗長度の増大がなく、ビットレート
増大を回避できる。
【００２２】次に図６は、本発明を適用可能な直交変換
符号化装置として、帯域分割符号化と適応変換符号化と
を混合した高能率符号化装置の一具体例を示している。
この図６において、入力端子３０には例えば０〜２０ｋ
HzのオーディオＰＣＭ信号が供給されている。この入力
信号は、例えばいわゆるＱＭＦフィルタ等の帯域分割フ
ィルタ３１により０〜１０ｋHz帯域と１０ｋ〜２０ｋHz
帯域とに分割され、０〜１０ｋHz帯域の信号は同じくＱ
ＭＦフィルタ等の帯域分割フィルタ３２により０〜５ｋ
Hz帯域と５ｋ〜１０ｋHz帯域とに分割される。帯域分割
フィルタ３１からの１０ｋ〜２０ｋHz帯域の信号は直交
変換回路である高速フーリエ変換（ＦＦＴ）回路３３に
送られ、帯域分割フィルタ３２からの５ｋ〜１０ｋHz帯
域の信号はＦＦＴ回路３４に送られ、帯域分割フィルタ
３２からの０〜５ｋHz帯域の信号はＦＦＴ回路３５に送
られることにより、それぞれＦＦＴ処理される。
符号化装置として、帯域分割符号化と適応変換符号化と
を混合した高能率符号化装置の一具体例を示している。
この図６において、入力端子３０には例えば０〜２０ｋ
HzのオーディオＰＣＭ信号が供給されている。この入力
信号は、例えばいわゆるＱＭＦフィルタ等の帯域分割フ
ィルタ３１により０〜１０ｋHz帯域と１０ｋ〜２０ｋHz
帯域とに分割され、０〜１０ｋHz帯域の信号は同じくＱ
ＭＦフィルタ等の帯域分割フィルタ３２により０〜５ｋ
Hz帯域と５ｋ〜１０ｋHz帯域とに分割される。帯域分割
フィルタ３１からの１０ｋ〜２０ｋHz帯域の信号は直交
変換回路である高速フーリエ変換（ＦＦＴ）回路３３に
送られ、帯域分割フィルタ３２からの５ｋ〜１０ｋHz帯
域の信号はＦＦＴ回路３４に送られ、帯域分割フィルタ
３２からの０〜５ｋHz帯域の信号はＦＦＴ回路３５に送
られることにより、それぞれＦＦＴ処理される。
【００２３】ここで、各ＦＦＴ回路３３、３４、３５に
供給する各帯域毎のブロック化の具体例を図７に示す。
この図７の具体例においては、高域側ほど周波数帯域を
広げると共に時間分解能を高め（ブロック長を短くし）
ている。すなわち、低域側の０〜５ｋHz帯域の信号に対
しては１ブロックＢＬL1を例えば１０２４サンプルと
し、両端にそれぞれオーバーラップ部分ＯＬを設け、こ
れらの間に非オーバーラップ部分ＮＯＬを設けている。
また中域の５ｋ〜１０ｋHz帯域の信号に対しては、上記
低域のブロックＢＬL1のそれぞれ半分の長さのブロック
ＢＬM1、ＢＬM2でブロック化し、高域側の１０ｋ〜２０
ｋHz帯域の信号に対しては、上記低域のブロックＢＬL1
のそれぞれ１／４の長さのブロックＢＬH1、ＢＬH2、Ｂ
ＬH3及びＢＬH4でブロック化している。なお、ブロック
化の際の分析窓の実際の形状としては、図７中のオーバ
ーラップ部分ＯＬよりも長い肩部を有することは勿論で
ある。また、入力信号として０〜２２ｋHzの帯域を考慮
する場合には、低域が０〜５．５ｋHz、中域が５．５ｋ
〜１１ｋHz、高域が１１ｋ〜２２ｋHzとなる。
供給する各帯域毎のブロック化の具体例を図７に示す。
この図７の具体例においては、高域側ほど周波数帯域を
広げると共に時間分解能を高め（ブロック長を短くし）
ている。すなわち、低域側の０〜５ｋHz帯域の信号に対
しては１ブロックＢＬL1を例えば１０２４サンプルと
し、両端にそれぞれオーバーラップ部分ＯＬを設け、こ
れらの間に非オーバーラップ部分ＮＯＬを設けている。
また中域の５ｋ〜１０ｋHz帯域の信号に対しては、上記
低域のブロックＢＬL1のそれぞれ半分の長さのブロック
ＢＬM1、ＢＬM2でブロック化し、高域側の１０ｋ〜２０
ｋHz帯域の信号に対しては、上記低域のブロックＢＬL1
のそれぞれ１／４の長さのブロックＢＬH1、ＢＬH2、Ｂ
ＬH3及びＢＬH4でブロック化している。なお、ブロック
化の際の分析窓の実際の形状としては、図７中のオーバ
ーラップ部分ＯＬよりも長い肩部を有することは勿論で
ある。また、入力信号として０〜２２ｋHzの帯域を考慮
する場合には、低域が０〜５．５ｋHz、中域が５．５ｋ
〜１１ｋHz、高域が１１ｋ〜２２ｋHzとなる。
【００２４】再び図６において、各ＦＦＴ回路３３、３
４、３５からのＦＦＴ処理された周波数軸上のスペクト
ル・データあるいはＦＦＴ係数データは、いわゆる臨界
帯域（クリティカルバンド）毎にまとめられてビット適
応割当符号化回路３６に送られている。このクリティカ
ルバンドとは、人間の聴覚特性を考慮して分割された周
波数帯域であり、ある純音の周波数近傍の同じ強さの狭
帯域バンドノイズによって当該純音がマスクされるとき
のそのノイズの持つ帯域のことである。このクリティカ
ルバンドは、高域ほど帯域幅が広くなっており、上記０
〜２０ｋHzの全周波数帯域は例えば２５のクリティカル
バンドに分割されている。
４、３５からのＦＦＴ処理された周波数軸上のスペクト
ル・データあるいはＦＦＴ係数データは、いわゆる臨界
帯域（クリティカルバンド）毎にまとめられてビット適
応割当符号化回路３６に送られている。このクリティカ
ルバンドとは、人間の聴覚特性を考慮して分割された周
波数帯域であり、ある純音の周波数近傍の同じ強さの狭
帯域バンドノイズによって当該純音がマスクされるとき
のそのノイズの持つ帯域のことである。このクリティカ
ルバンドは、高域ほど帯域幅が広くなっており、上記０
〜２０ｋHzの全周波数帯域は例えば２５のクリティカル
バンドに分割されている。
【００２５】許容雑音算出回路３７は、上記クリティカ
ルバンドに分割されたスペクトル・データ（ＦＦＴ係数
データ）に基づき、いわゆるマスキング効果等を考慮し
た各クリティカルバンド毎の許容ノイズ量を求め、この
許容ノイズ量と各クリティカルバンド毎のエネルギある
いはピーク値等に基づいて、各クリティカルバンド毎に
割当ビット数を求めて、ビット適応割当符号化回路３６
により各クリティカルバンド毎に割り当てられたビット
数に応じて各スペクトル・データ（ＦＦＴ係数データ）
を再量子化するようにしている。このようにして符号化
されたデータは、出力端子３８を介して取り出される。
ルバンドに分割されたスペクトル・データ（ＦＦＴ係数
データ）に基づき、いわゆるマスキング効果等を考慮し
た各クリティカルバンド毎の許容ノイズ量を求め、この
許容ノイズ量と各クリティカルバンド毎のエネルギある
いはピーク値等に基づいて、各クリティカルバンド毎に
割当ビット数を求めて、ビット適応割当符号化回路３６
により各クリティカルバンド毎に割り当てられたビット
数に応じて各スペクトル・データ（ＦＦＴ係数データ）
を再量子化するようにしている。このようにして符号化
されたデータは、出力端子３８を介して取り出される。
【００２６】なお、本発明は上記実施例のみに限定され
るものではなく、例えば、分析窓関数等は上記ハニング
窓関数に限定されず、台形状や他の種々の形状の窓関数
で、上記オーバーラップ部分よりも長い（幅広の）肩部
を有するものを使用できる。また、分析窓の肩部の幅
は、オーバーラップ部分の幅の１．５倍とする以外にも
種々の倍率で広くすることができる。ただし、倍率を高
めると、合成窓の窓関数の値が両端で大きくなり、デコ
ード時のノイズが増大するため、例えば２〜３倍程度ま
でに制限するのが好ましい。
るものではなく、例えば、分析窓関数等は上記ハニング
窓関数に限定されず、台形状や他の種々の形状の窓関数
で、上記オーバーラップ部分よりも長い（幅広の）肩部
を有するものを使用できる。また、分析窓の肩部の幅
は、オーバーラップ部分の幅の１．５倍とする以外にも
種々の倍率で広くすることができる。ただし、倍率を高
めると、合成窓の窓関数の値が両端で大きくなり、デコ
ード時のノイズが増大するため、例えば２〜３倍程度ま
でに制限するのが好ましい。
【００２７】
【発明の効果】本発明に係る直交変換符号化方法によれ
ば、入力信号に対して窓かけ（いわゆるWindowing)する
ための分析窓として、両端部に隣接ブロックとの重複部
分よりも広い幅の肩部を有するものを用いることによ
り、直交変換後の周波数軸上でのスペクトルを集中さ
せ、少ないビット数で精度の良い符号化を実現すること
ができる。この場合、上記重複部分の幅を長くしている
わけではないので、隣接ブロック間の重複による冗長度
は増えず、ビットレートの増大がない。
ば、入力信号に対して窓かけ（いわゆるWindowing)する
ための分析窓として、両端部に隣接ブロックとの重複部
分よりも広い幅の肩部を有するものを用いることによ
り、直交変換後の周波数軸上でのスペクトルを集中さ
せ、少ないビット数で精度の良い符号化を実現すること
ができる。この場合、上記重複部分の幅を長くしている
わけではないので、隣接ブロック間の重複による冗長度
は増えず、ビットレートの増大がない。
【００２８】また、本発明に係る逆直交変換復号化装置
によれば、両端部に時間軸上で隣接するブロックとの重
複部分よりも広い幅の肩部を有する分析窓がかけられた
後に直交変換符号化された周波数軸上の信号を逆直交変
換復号化する装置であって、上記分析窓の窓関数と乗算
した結果が隣接ブロックの重複部分と足し合わせたとき
に１となるような窓関数の合成窓を上記逆直交変換され
た信号に対してかけるようになし、この合成窓がかけら
れた信号を隣接ブロックの信号と接続して元の時間軸上
の信号に復元するようにしているため、波形接続等に悪
影響を与えることなく符号化効率を高めることができ
る。
によれば、両端部に時間軸上で隣接するブロックとの重
複部分よりも広い幅の肩部を有する分析窓がかけられた
後に直交変換符号化された周波数軸上の信号を逆直交変
換復号化する装置であって、上記分析窓の窓関数と乗算
した結果が隣接ブロックの重複部分と足し合わせたとき
に１となるような窓関数の合成窓を上記逆直交変換され
た信号に対してかけるようになし、この合成窓がかけら
れた信号を隣接ブロックの信号と接続して元の時間軸上
の信号に復元するようにしているため、波形接続等に悪
影響を与えることなく符号化効率を高めることができ
る。
【図１】本発明の一実施例を説明するための分析窓、合
成窓、及びこれらを乗算した関数形状を示す図である。
成窓、及びこれらを乗算した関数形状を示す図である。
【図２】本発明の一実施例となる直交変換復号化装置の
概略構成を示すブロック回路図である。
概略構成を示すブロック回路図である。
【図３】本発明の一実施例となる逆直交変換復号化装置
の概略構成を示すブロック回路図である。
の概略構成を示すブロック回路図である。
【図４】本発明の一実施例による直交変換後の周波数軸
上のスペクトル分布を示す図である。
上のスペクトル分布を示す図である。
【図５】従来における直交変換後の周波数軸上のスペク
トル分布を示す図である。
トル分布を示す図である。
【図６】本発明の一実施例を適用可能な帯域分割適応変
換符号化装置の具体例の概略構成を示すブロック回路図
である。
換符号化装置の具体例の概略構成を示すブロック回路図
である。
【図７】図６の装置における帯域分割及び各帯域毎の時
間軸上でのブロック化の具体例を示す図である。
間軸上でのブロック化の具体例を示す図である。
【図８】入力信号に対する窓かけ処理を説明するための
タイムチャートである。
タイムチャートである。
【図９】直交変換符号化及び逆直交変換復号化の各処理
手順を示す図である。
手順を示す図である。
【図１０】従来の直交変換符号化及び逆直交変換復号化
の際に用いられる分析窓、合成窓、及びこれらを乗算し
た関数形状の具体例を示す図である。
の際に用いられる分析窓、合成窓、及びこれらを乗算し
た関数形状の具体例を示す図である。
１２・・・・・・・・ブロック化用メモリ回路 １３・・・・・・・・分析窓かけ回路 １４・・・・・・・・分析窓発生回路 １５・・・・・・・・ＦＦＴ回路 １６・・・・・・・・符号化器 ２２・・・・・・・・復号化器 ２３・・・・・・・・ＩＦＦＴ回路 ２４・・・・・・・・合成窓かけ回路 ２５・・・・・・・・合成窓発生回路 ２６・・・・・・・・波形接続回路
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 特開 昭61−201526（ＪＰ，Ａ) 特開 平３−263925（ＪＰ，Ａ) 国際公開90／14719（ＷＯ，Ａ１) 電子情報通信学会技術研究報告、Ｖｏ ｌ．84，Ｎｏ．330、ＣＳ84−181、「窓 関数の系列化と評価」、石井他、1985年 ３月、（社）電子通信学会発行 (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H03M 7/30
Claims (2)
- 【請求項１】 入力信号に対して分析窓をかけることに
より時間軸上でブロック化し、各ブロック毎に直交変換
を施して符号化する直交変換符号化方法において、 上記分析窓として、両端部には時間軸上で隣接するブロ
ックとの重複部分よりも広い幅の肩部を有する形状の窓
関数を用い、 直交変換後の周波数軸上でのスペクトルを集中させるこ
とを特徴とする直交変換符号化方法。 - 【請求項２】 両端部に時間軸上で隣接するブロックと
の重複部分よりも広い幅の肩部を有する分析窓がかけら
れた後に直交変換符号化された周波数軸上の信号が入力
され、この入力信号に対して逆直交変換を施して時間軸
上の信号に変換し、上記分析窓の窓関数と乗算した結果
が隣接ブロックの重複部分と足し合わせたときに１とな
るような窓関数の合成窓を上記逆直交変換された信号に
対してかけるようになし、この合成窓がかけられた信号
を隣接ブロックの信号と接続して元の時間軸上の信号に
復元することを特徴とする逆直交変換復号化装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9154791A JP3064471B2 (ja) | 1991-03-29 | 1991-03-29 | 直交変換符号化方法及び逆直交変換復号化装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9154791A JP3064471B2 (ja) | 1991-03-29 | 1991-03-29 | 直交変換符号化方法及び逆直交変換復号化装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH04302539A JPH04302539A (ja) | 1992-10-26 |
| JP3064471B2 true JP3064471B2 (ja) | 2000-07-12 |
Family
ID=14029516
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP9154791A Expired - Lifetime JP3064471B2 (ja) | 1991-03-29 | 1991-03-29 | 直交変換符号化方法及び逆直交変換復号化装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3064471B2 (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP3213584B2 (ja) | 1997-09-19 | 2001-10-02 | シャープ株式会社 | 画像符号化装置及び画像復号装置 |
| US6741706B1 (en) * | 1998-03-25 | 2004-05-25 | Lake Technology Limited | Audio signal processing method and apparatus |
-
1991
- 1991-03-29 JP JP9154791A patent/JP3064471B2/ja not_active Expired - Lifetime
Non-Patent Citations (1)
| Title |
|---|
| 電子情報通信学会技術研究報告、Ｖｏｌ．８４，Ｎｏ．３３０、ＣＳ８４−１８１、「窓関数の系列化と評価」、石井他、１９８５年３月、（社）電子通信学会発行 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH04302539A (ja) | 1992-10-26 |
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Legal Events
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